JP4733560B2 - 電力増幅器及び無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力増幅器、特にＶＢＥ（ベース−エミッタ間電圧）依存型電圧源をベースバイアス回路に用いて、バイポーラトランジスタを使用した電力増幅器の温度特性を補償する電力増幅器、及びこの様な電力増幅器を使用した通信端末装置に関する。

近年、携帯電話等に代表される無線通信装置の需要が高まりつつある。この様な無線通信装置においては、電力増幅器の動作が重要になる。

信号等を増幅するための電力増幅器の増幅素子としては、バイポーラトランジスタが用いられる事が一般的である。バイポーラトランジスタは、周囲温度が増加すると、そのベース−エミッタ間のオン電圧が低下して、コレクタ電流が増加するという温度特性を有する。

この様な温度特性を補償するための技術として、特許文献１に開示されたものがある。この技術は、電力増幅器にバイアス電圧を与えるバイアス回路に、ＶＢＥ依存型電圧源を使用した温度補償回路を用いる。ＶＢＥ依存型電圧源とは、電力増幅器の増幅素子であるバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間のオン電圧と同じ温度特性を持つ電圧源の事である。この温度補償回路により、温度変化によるコレクタ電流の変化を打消して、電力増幅器の安定化を図る。

温度特性を補償するための他の技術として、特許文献２に開示の技術もある。この技術は、バイアス回路が高周波チョークコイルによって増幅素子から高周波的に分離された構成を採用する。なお、一般的に、高周波チョークコイルは、半導体基板上に作製する事が困難である。そこで、それを解決するために大きなスパイラルインダクタンスを用いる方法がある。しかし、この方法によると、スパイラルインダクタンスが半導体基板上で大きな面積を占有し、製造コストが増大してしまうという欠点がある。そこで、特許文献２では、高周波チョークコイルに代えて抵抗を用いる方法も提案されている。

温度特性を補償するためのさらに他の技術に、特許文献３に開示の技術もある。この技術では、電圧源回路として、トランジスタが２段積みにされた構成を採用する。

特許文献４は、電圧源回路の電源に電流源回路を用いる構成を開示している。

特許文献５は、トランジスタが２段積みにされ、かつ、バイアス回路と増幅素子との間がワイヤ及びスパイラルインダクタンスによって高周波的に分離される構成を開示している。この構成では、トランジスタのコレクタ端子とベース端子とが接続され、トランジスタをダイオードとして用いる。

特許文献６は、２個のトランジスタが別の構成で組み合わされたものを開示している。

上記の特許文献１〜特許文献５に用いられているバイポーラトランジスタによる電力増幅器の歪補償回路は、特許文献６及び特許文献７に開示の技術による。

また、上記歪補償回路の調整手法は、特許文献８及び特許文献９に開示されている。

図１に、従来技術による一般的な電力増幅器３０の回路構成の概略図を示す。図１を参照して、電力増幅器３０は、入力端子４０と出力端子５２とを有する。

電力増幅器３０はさらに、整合回路４２と、ＶＢＥ依存型電圧源４４と、バイアス端子４６と、トランジスタ４８と、整合回路５０とを含む。

ＶＢＥ依存型電圧源４４は、バイアス端子６０と、抵抗６２と、トランジスタ６４と、抵抗６６とを含む。

整合回路４２の一方の端子は入力端子４０に接続される。整合回路４２の他方の端子はＶＢＥ依存型電圧源４４に含まれる抵抗６２の一端とトランジスタ６４のコレクタ端子及びベース端子とに共通に接続される。抵抗６２の他方端は、バイアス端子６０に接続される。

トランジスタ６４のエミッタ端子は抵抗６６の一方端に接続される。抵抗６６の他方端は接地される。

トランジスタ４８のベース端子は、整合回路４２と抵抗６２との接続ノードに接続される。トランジスタ４８のエミッタ端子は接地される。

さらに、トランジスタ４８のコレクタ端子は、接続ノードを介して、バイアス端子４６と整合回路５０の一方端に接続される。整合回路５０の他方端は出力端子５２に接続される。

この電力増幅器３０は以下の様に動作する。トランジスタ４８のエミッタ端子は接地され、コレクタ端子にはバイアス端子４６が接続されているので、トランジスタ４８のコレクタ−エミッタ間にはバイアス電圧が印加される。

入力端子４０から印加された電圧のうち交流成分のみが、整合回路４２を通過する。通過した交流成分はトランジスタ４８のベース端子に印加される。トランジスタ４８のコレクタ端子から増幅された信号が出力され、整合回路５０によってその交流成分のみが出力端子５２より出力される。

電力増幅器３０によると、ＶＢＥ依存型電圧源４４の出力電圧が、増幅素子であるトランジスタ４８のベース端子に印加するべき電圧と同じ温度特性を持つ様にして、温度補償を行なう事ができる。すなわち、ＶＢＥ依存型電圧源４４は温度補償回路として機能する。

ＶＢＥ依存型電圧源４４において、温度が高くなると、ＶＢＥ依存型電圧源４４に含まれるトランジスタ６４のベース−エミッタ間のオン電圧が低下する。その結果、トランジスタ４８のベース端子へのバイアス電圧が低下する。

よって、温度上昇に伴う、トランジスタ４８のコレクタ電流増加による影響が打消される。この様に、ＶＢＥ依存型電圧源４４により、温度に応じてベースバイアス電圧を変動させる事ができる。このベースバイアス電圧の変動によって、電力増幅器３０の出力特性の温度による変動を抑制する事ができる。
特開２００３―１７９４７号公報 特開２００１―２５７５４０号公報 特開２００３―２８３２７４号公報 特開２００２―３３５１３５号公報 特開２００５―１４３０７９号公報 特開２００４―８０３５６号公報 特開平９−２６０９６４号公報 特開２００２−８４１４４号公報 特開２００１−９４３６０号公報

近年、一般的に使用されている携帯電話機及び無線ネットワーク装置等として使用される無線通信装置においては、無線送信性能の高い、より線型性の高い電力増幅器が要求されている。線型性が高いとは、入力信号レベルに依存する利得の変動及び位相の変動が小さい事を意味する。また、高出力でありながら、線型性が高い電力増幅器も要求されている。

しかし、上記した様な従来の温度補償回路を含む電力増幅器を用いて、入力する信号レベルを大きくすると、一定の信号レベル以上で、利得が大きく低下し、線型性が劣化するという問題がある。

それ故に、本発明の一つの目的は、一定の信号レベル以上でも、線型性を高く維持できる電力増幅器を提供する事である。

本発明の他の目的は、一定の信号レベル以上でも、線型性を高く維持でき、安価かつ容易に集積回路上に作製する事が可能な電力増幅器を提供する事である。

本発明のさらに他の目的は、上記した様な電力増幅器を用いた線型性の良好な無線通信装置を提供する事である。

本発明の第１の局面に係る増幅器は、信号入力端子及び信号出力端子と、第１の制御端子とを有する増幅器であって、第１の電位に接続され、かつ信号出力端子に出力信号を出力する様に接続されるコレクタ端子と、第２の電位に接続されるエミッタ端子と、信号入力端子から入力信号を受ける様に接続されるベース端子とを有する第１のバイポーラトランジスタと、第１のバイポーラトランジスタのベースバイアスを規定するベースバイアス回路とを含み、ベースバイアス回路は、第１のバイポーラトランジスタのベース端子に接続されるコレクタ端子を有する第２のバイポーラトランジスタと、第３の電位と第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子との間に接続される第１の抵抗と、第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子と、第２のバイポーラトランジスタのベース端子との間を接続する、直流に対して導通を有するローパスフィルタと、第２のバイポーラトランジスタのエミッタ端子と、第２の電位との間に接続される第２の抵抗とを含む。

この増幅器によると、第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子を電圧出力端子とするＶＢＥ依存型電圧源が構成される。ベースバイアス回路に含まれる第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子と、第２のバイポーラトランジスタのベース端子との間を接続する、直流に対して導通を有するローパスフィルタが存在する。このローパスフィルタの存在により、入力信号レベルの変動が第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子とベース端子との間に到達しても、その大きさは減衰される。その結果、ベースバイアス回路は、入力信号レベル依存性の少ないものとなる。結果として、高出力まで利得変化が少なく、線型性が向上した増幅器を提供する事ができる。

好ましくは、第２の電位は接地電位である。

好ましくは、ローパスフィルタは、第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子とベース端子との間に接続される第３の抵抗と、第２のベース端子と第２の電位との間に接続される容量素子とを含む。

この増幅器によると、ローパスフィルタが第３の抵抗と容量素子とによって構成される事により、直流に対して導通を有するものとなる。また第３の抵抗が、容量素子よりも第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子側、すなわち電圧出力側に接続される。そのため、第１のトランジスタ側から見たときのローパスフィルタのインピーダンスが第３の抵抗の抵抗値以上に見える。つまり、第１のトランジスタのベース端子のインピーダンス整合に大きな影響を与えにくい。その結果、高出力まで利得変化が少なく、線型性が向上した増幅器を提供する事ができる。

さらに好ましくは、増幅器は信号入力端子とベース端子との間に接続される整合回路をさらに含む。

さらに好ましくは、増幅器は、ベースバイアス回路の第１の抵抗と第２のバイポーラトランジスタとの接続点と、第１のバイポーラトランジスタのベース端子との間に接続される歪補償回路をさらに含む。

この増幅器によると、歪補償回路が組込まれている。ゆえに、利得の一時的な増加を抑制して線型性を向上させる事ができる。結果として、線型性の向上した増幅器を提供する事ができる。

さらに好ましくは、増幅器は、第２のバイポーラトランジスタのエミッタ端子に接続されるコレクタ端子及びベース端子と、第２の抵抗に接続されるエミッタ端子とを有する第３のバイポーラトランジスタをさらに含む。

この増幅器によると、第２のバイポーラトランジスタと第３のバイポーラトランジスタとのベース−エミッタ間電圧によってベースバイアス回路の電圧が規定される。歪補償回路における電圧効果を考慮した適切な電圧を第１のバイポーラトランジスタに供する事ができ、その結果、効率よく電気信号を増幅する事のできる増幅器を提供する事ができる。

好ましくは、歪補償回路は、第４の電位に接続されるコレクタ端子、第１の抵抗と第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子との接続点に接続されるベース端子、及び第１のバイポーラトランジスタのベース端子に接続されるエミッタ端子を有する第４のバイポーラトランジスタと、第４のバイポーラトランジスタのベース端子及び第４の電位に接続されるインピーダンス素子とを含む。

この増幅器によると、歪補償回路にインピーダンス素子が含まれている。ゆえにこのインピーダンス素子が、歪補償回路の調整用の素子となる。その結果、効率よく歪補償をする事のできる増幅器を提供する事ができる。

好ましくは、第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子とベース端子との間の接続経路は、ローパスフィルタのみである。

この増幅器によると、第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子とベース端子とはローパスフィルタのみによって接続されている。ゆえに、このローパスフィルタで信号が減衰されずに第２のトランジスタのベース端子に交流信号が印加されてしまう事がない。結果として、線型性が向上した増幅器を提供する事ができる。

本発明の第２の局面に係る増幅器は、信号入力端子及び信号出力端子と、第１の制御端子とを有する増幅器であって、第１の電位に接続され、かつ信号出力端子に出力信号を出力する様に接続されるコレクタ端子と、第２の電位に接続されるエミッタ端子と、信号入力端子から入力信号を受ける様に接続されるベース端子とを有する第１のバイポーラトランジスタと、第１のバイポーラトランジスタのベースバイアスを規定するベースバイアス回路と、ベースバイアス回路と第１のバイポーラトランジスタのベース端子との間に接続される歪補償回路とを含み、ベースバイアス回路は、歪補償回路の一端に接続されるコレクタ端子を有する第２のバイポーラトランジスタと、第３の電位と第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子との間に接続される第１の抵抗と、第４の電位に接続されるコレクタ端子と、第２のバイポーラトランジスタのベース端子に接続されるエミッタ端子とを有する第３のバイポーラトランジスタと、第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子と、第３のバイポーラトランジスタのベース端子との間を接続する、直流に対して導通を有するローパスフィルタと、第２のバイポーラトランジスタのエミッタ端子と、第２の電位との間に接続される第２の抵抗とを含む。

この増幅器によると、第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子と、第３のバイポーラトランジスタのベース端子との間を接続する、直流に対して導通を有するローパスフィルタが存在する。このローパスフィルタの存在により、入力される交流信号による、第２のバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧のレベルの変動は減衰され、ベースバイアス回路は、入力信号レベル依存性の少ないものとなる。結果として、高出力まで利得変化が少なく、線型性が向上した増幅器を提供する事ができる。

好ましくは、ローパスフィルタは、第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子と第３のバイポーラトランジスタのベース端子との間に接続される抵抗と、第３のバイポーラトランジスタのベース端子と第２の電位との間に接続される容量素子とを含む。

この増幅器によると、ローパスフィルタが第３のバイポーラトランジスタのベース端子との間に接続される抵抗と容量素子とによって構成される事により、直流に対して導通を有するものとなる。また抵抗が、容量素子よりも第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子側、すなわち電圧出力側に接続される。そのため、第１のトランジスタ側から見たときのローパスフィルタのインピーダンスが抵抗の抵抗値以上に見える。つまり、第１のトランジスタのベース端子のインピーダンス整合に大きな影響を与えにくい。その結果、高出力まで利得変化が少なく、線型性が向上した増幅器を提供する事ができる。

好ましくは、歪補償回路は、第５の電位に接続されるコレクタ端子と、第１のバイポーラトランジスタのベース端子に接続されるエミッタ端子と、第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子に接続されるベース端子とを有する第４のバイポーラトランジスタと、第４のバイポーラトランジスタのベース端子と第２の電位との間に接続されるインピーダンス素子とを含む。

この増幅器によると、歪補償回路にインピーダンス素子が含まれている。ゆえにこのインピーダンス素子が、歪補償回路の調整用の素子となる。結果として、効率よく歪補償をする事のできる増幅器を提供する事ができる。

好ましくは、インピーダンス素子は、外部から与えられるコントロール信号に応じてインピーダンスを変化させる可変インピーダンス回路を含む。

この増幅器によると、外部から与えられるコントロール信号に応じてインピーダンスを変化させる事ができる。ゆえに、最適なインピーダンス値によって歪補償回路を動作させる事ができる。結果として、効率よく歪補償をする事のできる増幅器を提供する事ができる。

好ましくは、可変インピーダンス回路は、第４のバイポーラトランジスタのベース端子に接続される第１の端子を有する容量素子と、可変インピーダンス回路の容量素子の第２の端子に接続されるソース端子、第２の電位に接続されるドレイン端子、及びコントロール信号を受ける様に接続されるゲート端子を有する電界効果トランジスタとを含む。

この増幅器によると、電界効果トランジスタのゲート電圧を変化させる事で、インピーダンス素子のインピーダンスを変更する事ができる。ゆえに、最適なインピーダンス値によって歪補償回路を動作させる事ができる。結果として、効率よく歪補償をする事のできる増幅器を提供する事ができる。

電界効果トランジスタはＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide semiconductor field-effect transistor）を含んでもよい。

本発明の第３の局面に係る無線通信装置は、上記したいずれかに記載の増幅器を含む。

この無線装置によると、線型性を高く維持できる電力増幅器を用いる事によって、線型性の良好な無線通信装置を提供する事ができる。

本発明の第４の局面に係る無線通信装置は、上記のいずれかの増幅器と、増幅器に対し、コントロール信号を増幅器の動作状態に応じて与えるための手段とを含む。

本発明によると、高出力まで利得変化が少なく、線型性が向上した増幅器を提供する事ができる。

また、電圧の大きさを増幅素子によって容易に変更する事ができるので、効率よく電気信号を増幅する事のできる増幅器を提供する事ができる。

さらに、効率よく歪補償をする事のできる増幅器、及び線型性の良好な無線通信装置を提供する事ができる。

さらに、大きな面積を占有する素子を使用する必要がない事から、安価かつ容易に集積回路化できる。

［第１の実施の形態］
＜構成＞
図２に、本発明の第１の実施の形態に係る電力増幅器７０の構成を回路図で示す。図２を参照して、電力増幅器７０は、信号入力端子８０と、信号出力端子９２と、コレクタバイアス端子８６と、バイアス端子１００とを有する。

電力増幅器７０は、信号入力端子８０に一方の端子が接続された整合回路８２と、整合回路８２の他方の端子に一方端子が接続されたＶＢＥ依存型電圧源８４と、ＶＢＥ依存型電圧源８４の他方の端子にベース端子が接続され、コレクタ端子がコレクタバイアス端子８６に接続されたトランジスタ８８と、トランジスタ８８のコレクタ端子に一方端子が接続され、信号出力端子９２に他方端子が接続された整合回路９０とを含む。

ＶＢＥ依存型電圧源８４は、一方端がバイアス端子１００に接続され、他方端がトランジスタ８８のベース端子に接続された抵抗１０２と、整合回路８２とトランジスタ８８のベース端子とに接続されたコレクタ端子を有するトランジスタ１０４と、トランジスタ１０４のコレクタ端子とベース端子との間に接続されたローパスフィルタ１０８と、一方端子がトランジスタ１０４のエミッタ端子に接続され、他方端子が接地された抵抗１０６とを含む。

ローパスフィルタ１０８は、一方の端子がトランジスタ１０４のエミッタ端子に接続され、他方端子がトランジスタ１０４のベース端子に接続された抵抗１１２と、一方端子がトランジスタ１０４のベース端子に接続され、他方端子が接地された容量１１０とを含む。ローパスフィルタ１０８は、直流に対して導通を有している。

ＶＢＥ依存型電圧源８４のトランジスタ１０４が、ベース−エミッタ間電圧によってトランジスタ８８のベース端子に印加される電圧を規定するトランジスタである。トランジスタ１０４のコレクタ端子が電圧出力端子となる。

ローパスフィルタ１０８を構成する抵抗１１２及び容量１１０の素子値は、印加される交流信号を必要なだけ遮断できるフィルタとして設計される事が必要である。これは、ローパスフィルタ設計における既知の技術で設計が可能である。例えばフィルタの遮断周波数を使用周波数より十分小さく設計すればよい。又は抵抗１１２の値を大きくし、フィルタの透過損失を大きく設計すればよい。

本実施の形態に係るローパスフィルタ１０８で用いられる素子は、交流信号レベルの変化に対してインピーダンス値が変化しない線型素子で構成されている必要がある。そうでなければ、交流信号レベルの増大とともにインピーダンスが変化し、ＶＢＥ依存型電圧源８４の直流電圧出力を変動させる原因となってしまうからである。

また、ローパスフィルタ１０８に並列して別の回路が接続され、交流信号がトランジスタ１０４のベース端子に達する様な構成では、本発明の入力信号レベル依存性が小さくなる効果が生じない。

さらに、ローパスフィルタ１０８の容量１１０と抵抗１１２の位置も重要である。抵抗１１２がトランジスタ１０４のコレクタ側にある事で、トランジスタ８８のベース端子から見たＶＢＥ依存型電圧源８４のインピーダンスが大きく見える。従って、ローパスフィルタ１０８をバイアス回路として用いた場合、トランジスタ８８のベース端子のインピーダンス整合に影響を与えにくいという利点を有する。

インピーダンスが大きく見える理由は、抵抗１１２が、直列抵抗としてＶＢＥ依存型電圧源の出力側に配置されている事による。この配置によって、トランジスタ８８のベース端子から見たフィルタのインピーダンスが抵抗１１２の抵抗値以上に見える。

また、トランジスタ１０４のコレクタ端子も同じくトランジスタ８８のベース端子に接続されている。トランジスタ８８はコレクタ電流がトランジスタのベース−エミッタ電圧に依存した電流源として作用する。トランジスタ１０４においては、ローパスフィルタ１０８がコレクタ端子及びベース端子に接続されているため、交流信号は減衰されてベース端子に印加される事になり、コレクタ端子のインピーダンスは大きく見える。

これらの性質によって、本実施の形態に係る電力増幅器７０のＶＢＥ依存型電圧源８４は、交流に対する出力インピーダンスが高くなる。以上より、同じローパスフィルタでも、ＶＢＥ依存型電圧源の出力側に直列抵抗を有するローパスフィルタがもっとも有効な構成であると言える。

ＶＢＥ依存型電圧源の電圧出力の入力信号レベル依存性を小さくするのみであれば、他の方法も考えられる。一例として、ＶＢＥ依存型電圧源にインピーダンスを複数含ませ、いずれか一つのインピーダンス値を大きくする方法がある。

例えば、ＶＢＥ依存型電圧源に含まれたトランジスタのエミッタ端子に接続されたインピーダンス素子を抵抗素子として抵抗値を大きくする方法である。しかし、この場合、インピーダンス素子には、トランジスタのエミッタ電流が流れているため、大きな電圧降下を生じ、ＶＢＥ依存型電圧の電圧出力に大きな影響を与えてしまう。影響の例として、電圧特性が劣化する等が挙げられる。そのため、ＶＢＥ依存型電圧源の電圧出力の入力信号レベル依存性を小さくする手段としては不適切である。

これは、トランジスタのコレクタ端子に接続されたインピーダンス素子を抵抗素子として抵抗値を大きくする場合でも同じである。このインピーダンスにはトランジスタのコレクタ電流が流れている。そこで、大きな電圧降下が生じ、上記のインピーダンス素子の場合と同様にＶＢＥ依存型電圧源の電圧出力に大きな影響を与えてしまう。

＜動作＞
図２を参照して、電力増幅器７０は以下の様に動作する。信号入力端子８０を通じて、交流信号が電力増幅器７０に印加される。印加された交流信号は、整合回路８２を介してトランジスタ８８のベース端子に印加され、トランジスタ８８のコレクタ端子から増幅された交流信号が出力される。増幅されて出力された交流信号は、整合回路９０を介して出力端子９２より出力される。

次に、本実施の形態に係るＶＢＥ依存型電圧源８４の電圧源回路としての動作について説明する。

トランジスタ１０４のベース電流Ｉｂとコレクタ電流Ｉｃとの関係は以下の式（１）で表す事ができる。

Ｉｂ＝Ｉｃ÷β・・・（１）
ここで、βはトランジスタ１０４の電流増幅率であり、例えば１００程度の値をとる。

ローパスフィルタ１０８による電圧降下Ｖｆｉｌｔｅｒは、式（２）で表す事ができる。

Ｖｆｉｌｔｅｒ＝Ｒ１×Ｉｂ・・・（２）
ここで、Ｒ１は、ローパスフィルタ１０８に含まれる直列抵抗である抵抗１１２の抵抗値である。ローパスフィルタ１０８による電圧降下Ｖｆｉｌｔｅｒは、βが大きな値をとるために比較的小さな値となる。その結果、トランジスタ１０４のコレクタ電圧とベース電圧とは、ほぼ同じ値をとる。

トランジスタ１０４のコレクタ電圧とベース電圧とがほぼ同じ値であれば、ＶＢＥ依存型電圧源８４は、図１に示した従来型のＶＢＥ依存型電圧源４４と同様、トランジスタ１０４のコレクタ電圧に、トランジスタの構成材料に依存してほぼ一定の値となる電圧を供給する事になる。

このとき、トランジスタ１０４のコレクタ電圧Ｖｃは、以下の式（３）であらわされる。

Ｖｃ＝Ｖｆｉｌｔｅｒ＋Ｖｏｎ＋Ｉｃ×（１＋１÷β）×Ｒ２・・・（３）
ここで、Ｖｏｎはトランジスタ１０４の構成材料によって決まるベース−エミッタ間のオン電圧である。オン電圧とは、トランジスタ１０４のコレクタ−エミッタ間に電流が流れ始める電圧の事である。Ｉｃ×（１＋１÷β）は、エミッタ電流である。従って、Ｉｃ×（１＋１÷β）×Ｒ２は、抵抗１０６による電圧降下に相当する。ただし、ここでＲ２は抵抗１０６の抵抗値であり、一般的には温度特性の調整用として付加されている比較的小さな抵抗値である。

上記した動作のために、本実施の形態におけるローパスフィルタ１０８は、直流で導通がある伝達特性を有している事が必要となる。

次に、本実施の形態に係るＶＢＥ依存型電圧源８４をバイアス回路として用いた際の電力増幅器の温度補償特性について説明する。

上記した様に、ＶＢＥ依存型電圧源８４の出力電力であるトランジスタ１０４のコレクタ電圧は、式（３）に示す様にオン電圧Ｖｏｎに依存しており、Ｖｏｎの温度依存性を反映した温度依存性を有する。この温度依存性が果たす役割を以下で説明する。

増幅素子であるトランジスタ８８は、周囲の温度が増加すると、ベース−エミッタ間のオン電圧が低下して、コレクタ電流が増加するという温度特性を有する。しかしそのとき、ＶＢＥ依存型電圧源８４に含まれるトランジスタ１０４のベース−エミッタ間のオン電圧Ｖｏｎも低下する。このオン電圧Ｖｏｎの低下により、ＶＢＥ依存型電圧源８４の出力電圧も低下する。すなわち、トランジスタ８８のベースバイアス電圧が低下し、それによってトランジスタ８８のコレクタ電流が増加する作用が相殺される。従って、トランジスタ８８のベース−エミッタ間のオン電圧の温度依存性を反映したコレクタ電流特性の温度依存性も相殺される。

＜結果の比較＞
図３に、温度補償を行なった場合の温度依存性の回路シミュレーションと温度補償を行なわなかった場合の温度依存性の回路シミュレーションとの比較をグラフで示す。トランジスタのベース電圧を０．８１Ｖ一定とし、温度補償を行なわなかった場合の温度依存性の回路シミュレーション結果をグラフ１２０に示す。図２に示した構成のトランジスタ８８のコレクタ電流の温度依存性の回路シミュレーション結果をグラフ１２２に示す。

ここで、トランジスタ８８には、オン電圧が約０．８ＶのＳｉＧｅバイポーラトランジスタのモデルを用いた。

抵抗１０２の抵抗値は２４００Ω、抵抗１０６の抵抗値は２０Ω、抵抗１１２の抵抗値は１０００Ω、及び容量１１０は３ｐFとして計算を行なった。また、整合回路８２及び整合回路９０は直流バイアスが通過しない様に、直流に対して導通がない構成とした。バイアス端子１００には２．９Ｖ、コレクタバイアス端子８６には３．３Ｖの電圧を印加した。

図３に示される様に、温度の上昇とともに、グラフ１２０で表される温度補償を行なわなかった場合のコレクタ電流は増加した。一方、グラフ１２２で表される本実施の形態の構成では、温度が上昇しても、コレクタ電流の変化がほとんどなかった。

なお、ローパスフィルタ１０８に直列抵抗１１２（１０００Ω）があるため、従来技術の構成と本実施の形態の構成とには、図３のグラフのスケールでは区別できない程度の特性の違いが出る。しかし、これは調整用の抵抗１０６の少しの変更で容易に調整できる。例えば、従来技術（図１）で抵抗６６を３０Ωとした場合の特性にあわせるためには、図２の本実施の形態の構成で抵抗１０６を２０Ωとすればよい。

電力増幅器７０の温度補償は、概略として、トランジスタ８８のコレクタ電流がおおよそ一定となる様に調節する事によって、電力増幅器７０の利得をおおよそ一定とする。実際には、回路全体の仕様に応じて、コレクタ電流に緩やかな温度依存性を持たせる様に温度補償を調節する場合もある。抵抗１０２及び抵抗１０６によってこの様な温度依存性の微調整及びコレクタ電流の絶対値の微調整が可能である。

次に、本発明のＶＢＥ依存型電圧源８４をバイアス回路として用いたときの入力信号レベル依存性について説明する。

入力信号端子８０から交流信号が印加された場合、入力された交流信号は、トランジスタ８８のベース端子に印加されるだけでなく、ＶＢＥ依存型電圧源８４にも印加される。交流入力の信号レベルが大きくなった場合、抵抗１０２，１０６，１１２、及び容量１１０のインピーダンスは、信号レベルの大きさによらず変化しない線型素子である。それに対して、トランジスタ１０４は非線型素子であるため、信号レベルが大きくなるとインピーダンスが変化し、電圧及び電流の成分に変化を生じさせる。

具体的には、トランジスタ１０４のベース−エミッタ間に到達する交流信号のレベルが大きくなると、トランジスタ１０４のコレクタ電流の直流成分が増加する。その結果、抵抗１０２による電圧降下が増大し、トランジスタ１０４のコレクタ電圧の直流成分が低下する。そして、トランジスタ８８のバイアス条件に影響を与える。

ところが、図２の本実施の形態に係る構成によれば、入力された交流信号は、ローパスフィルタ１０８を経て、ベース端子に到達する。すなわち、交流信号のレベルは、ローパスフィルタ１０８によって減衰される。そのため、同じ入力信号レベルに対して、ベース端子に印加される交流信号レベルが小さくなり、ＶＢＥ依存型電圧源８４の電圧出力の入力信号レベル依存性が小さくなる。つまり、ＶＢＥ依存型電圧源８４の直流電圧出力の入力信号レベル依存性が小さくなる。

以降、本発明中での電圧源回路の電圧出力は、直流電圧出力を意味する。

図４に、本実施の形態に係る電力増幅器７０の出力電圧であるトランジスタ８８のコレクタ電圧と入力信号電力との関係である入力信号レベル依存性の回路シミュレーション結果をグラフ１３０で、ローパスフィルタのない従来技術（図１参照）による回路構成でのコレクタ電圧の入力信号レベル依存性の回路シミュレーション結果をグラフ１３２で、それぞれ示す。回路のパラメータ及びバイアス条件は、上記の温度特性を計算した場合と同じ値を用いた。

図４を参照して、例えば、トランジスタ８８のコレクタ電圧が０．７Ｖに低下した際の入力信号レベルは、従来技術による回路構成では、グラフ１３２に示される通り７ｄＢｍ程度であった。これに対し、本実施の形態の回路構成では、グラフ１３０に示される通り、１５ｄＢｍ程度であった。以上より、従来技術のものと比較して、本実施の形態に係る電力増幅器７０によると、入力信号レベル依存性が小さくなっているという事ができる。

図５に、上記と同様の場合の電力増幅器の利得と入力信号電力との関係を本実施の形態と図１の従来技術とについて、それぞれグラフ１４０及び１４２によって示す。図５を参照して、例えば、利得が６ｄＢに低下した際の入力信号レベルは、従来技術による回路構成では、グラフ１４２により示される通り５ｄＢｍであった。これに対して、本実施の形態の回路構成では、グラフ１４０により示される通り、７．５ｄＢｍであった。以上より、従来技術のものと比較して、本実施の形態に係る電力増幅器７０では、高出力まで利得変化が少なく、線型性が向上したという事ができる。

本実施の形態に係る電力増幅器７０は、半導体基板上の集積回路に、大きな面積を占有する事なく作製する事が可能である。そのため、線型性の高い電力増幅器を安価かつ容易に提供する事ができる。

なお、図２の様に抵抗１０６を介してトランジスタ１０４のエミッタ端子を接地端子に接続する代わりに、抵抗１０６を省いてトランジスタ１０４のエミッタ端子を直接接地端子に接続してもよい。

また、従来の温度補償回路と同じく、抵抗１０２とバイアス端子１００の代わりに、電流源回路を使用してもよい。

ＶＢＥ依存型電圧源の電圧出力の入力信号レベル依存性を小さくするだけであれば、
例えば、図１に示すトランジスタ４８のベース端子及び抵抗６２の接続ノードと、トランジスタ６４のコレクタ端子との間にインダクタンス素子を設け、そのインダクタンス値を大きくする構成も可能である。しかし、交流信号を十分に減衰するためには、大きなインダクタンスが必要で、インダクタンス素子を半導体基板上にスパイラルインダクタなどで作製すると素子面積が大きくなってしまう。そのため、集積回路のコストの大幅な増加につながってしまう欠点を有している。この他にも大きなインダクタンスを用いる方法が考えられるが、いずれも半導体基板上の大きな面積を占有し、好ましくない。

それに対し、本実施の形態の構成では、半導体基板上の集積回路に、大きな面積を占有する事なく作製が可能である。そのため、線型性の高い本電力増幅器を用いた通信装置により通信エラーが少なく安定した通信を行なう事のできる安価な通信装置を提供する事ができる。

［第２の実施の形態］
＜構成＞
図６に、本発明の第２の実施の形態に係る電力増幅器１４８の構成を回路図で示す。なお、第１の実施の形態に係る増幅器に含まれる素子と同一の素子については同一の符号を付す。それらの名称及び機能も同一である。従って、それらについての詳細な説明は繰返さない。

図６を参照して、電力増幅器１４８は、信号入力端子８０と、信号出力端子９２と、コレクタバイアス端子８６とを有する。

電力増幅器１４８は、信号入力端子８０に接続された第１の端子を有する整合回路８２と、ベース端子が整合回路８２の第２の端子に接続され、コレクタ端子がコレクタバイアス端子８６に接続され、エミッタ端子が接地されたトランジスタ８８と、トランジスタ８８のコレクタ端子と信号出力端子９２との間に接続された整合回路９０とを含む。

電力増幅器１４８はさらに、整合回路８２の第２の端子とトランジスタ８８のベース端子との接続ノードに接続された第１の端子と、第２の端子と、バイアス端子１７０とを有する歪補償回路１５２と、歪補償回路１５２の第２の端子に接続されたＶＢＥ依存型電圧源１５０とを含む。

ＶＢＥ依存型電圧源１５０は、バイアス端子１００を有する。ＶＢＥ依存型電圧源１５０は、バイアス端子１００に接続された一方端子と、歪補償回路１５２の第２の端子に接続された他方端子とを有する抵抗１０２と、抵抗１０２と歪補償回路１５２との接続ノードに接続されたコレクタ端子を有するトランジスタ１６０と、トランジスタ１６０のコレクタ端子とベース端子との間に接続されたローパスフィルタ１０８と、トランジスタ１６０のエミッタ端子に接続されたコレクタ端子及びベース端子を有するトランジスタ１６２と、トランジスタ１６２のエミッタ端子と接地との間に接続された抵抗１０６とを含む。

ローパスフィルタ１０８は、第１の実施の形態に係るものと同様の抵抗１１２及び容量１１０を含む。

歪補償回路１５２は、バイアス端子１７０に接続されたコレクタ端子、ＶＢＥ依存型電圧源１５０の第１の抵抗１０２とトランジスタ１６０のコレクタ端子との接続ノードに接続されたベース端子、及び整合回路８２とトランジスタ８８のベース端子との接続ノードに接続されたエミッタ端子を有するトランジスタ１７２と、トランジスタ１７２のベース端子と接地との間に接続されたインピーダンス素子１７４とを含む。

ここで、トランジスタ１６０及びトランジスタ１６２が、ベース−エミッタ間電圧によってトランジスタ８８のベース端子に印加される電圧を規定するトランジスタである。トランジスタ１６０のコレクタ端子が電圧出力端子となる。

歪補償回路１５２の基本構成は、特許文献７に示されている。特に特許文献８及び特許文献９には、上記歪補償回路の調整方法が記載されている。本実施の形態でのインピーダンス素子１７４はその調整用の素子に相当する。

また、これらの回路に温度補償用の電圧源回路を組合せた例は、特許文献４及び特許文献６に記載されている。

また、実施の形態１と同様に以下の事が言える。

まず、ローパスフィルタ１０８は印加される交流信号を必要なだけ遮断できるフィルタとして設計する必要がある。また、ローパスフィルタ１０８で用いられる素子は、交流信号レベルの変化に対してインピーダンス値が変化しない線型素子で構成されている事が必要である。

さらに、ローパスフィルタ１０８に並列して別の回路が接続され交流信号がトランジスタ８８のベースに達する構成では本発明の入力信号レベル依存性を小さくできる効果が生じない。また、ＶＢＥ依存型電圧源１５０を電圧源回路として働かせる上で、ローパスフィルタ１０８が直流に対して導通を有する事が必要である。

さらに、ローパスフィルタ１０８の容量１１０と抵抗１１２の位置も重要である。抵抗１１２がＶＢＥ依存型電圧源１５０の出力端子側にある事でトランジスタ１７２のベース端子から見たＶＢＥ依存型電圧源１５０のインピーダンスが大きく見える。インピーダンスが大きく見える理由は第１の実施の形態と同様である。

本実施の形態では、ＶＢＥ依存型電圧源１５０の出力端子がトランジスタ８８のベース端子に直接接続されているわけではないので、トランジスタ８８のインピーダンス整合に影響を与える影響は少ない。しかし、電力増幅器の歪補償回路１５２に与える影響に着目する必要がある。

インピーダンス素子１７４は、そのインピーダンス値を変更する事によって、＜結果の比較＞で後述する様に線型性が調整される。トランジスタ１７２のベース端子に対し、インピーダンス回路１７４と並列にＶＢＥ依存型電圧源１５０が接続されている。そのため、ＶＢＥ依存型電圧源１５０のインピーダンスが小さい場合、インピーダンス回路１７４のインピーダンスを高くしてもトランジスタ１７２のベース端子から見たインピーダンスが、ＶＢＥ依存型電圧源１５０のインピーダンスより大きくならない。結果として、上記歪補償回路１５２の調整範囲を狭めてしまう。

しかし、本発明の構成では、抵抗１１２がＶＢＥ依存型電圧源１５０の出力端子側にある。そこで、トランジスタ８８のベース端子から見たＶＢＥ依存型電圧源１５０のインピーダンスが大きくなり、上記歪補償回路１５２の調整範囲を狭める事がないという利点を有している。また、この事は、後述の第４の実施例で述べる構成において、インピーダンス素子１７４を可変インピーダンス回路とし、動作状態に応じて歪補償回路の調整を行なう場合に特に有効であり、調整範囲を広くできるという利点を有する。

この様に、同じローパスフィルタでも、ＶＢＥ依存型電圧源１５０の出力側に直列抵抗を有するローパスフィルタが本発明にとってもっとも有効な構成である。

＜動作＞
本実施の形態に係る電力増幅器１４８の基本的な動作は第１の実施の形態に係る電力増幅器７０と同様である。従って、その詳細な説明はここでは繰返さない。ただし、本実施の形態に係る電力増幅器１４８に含まれるＶＢＥ依存型電圧源１５０の動作は第１の実施の形態のものと異なるので、この点について以下で説明する。

図６を参照して、信号入力端子８０から交流信号が入力される。入力された交流信号は、整合回路８２及びトランジスタ１７２を経て、ＶＢＥ依存型電圧源１５０の出力端子であるトランジスタ１６０のコレクタ端子に印加される。

ここで、第１の実施の形態に係る電力増幅器７０の場合と同様に、印加された交流信号がトランジスタ１６０のベース−エミッタ端子間に達する。この事により、入力信号レベルの増加とともに、トランジスタ１６０のコレクタ電流が増加する。その結果、抵抗１０２による電圧降下が起こり、トランジスタ１６０のコレクタ電圧として表されるＶＢＥ依存型電圧源１５０の出力電圧が低下する。

しかし、本実施の形態に係るＶＢＥ依存型電源１５０では、交流信号は、ローパスフィルタ１０８で減衰された後、トランジスタ１６０のベース端子に達する。そこで、ＶＢＥ依存型電圧源１５０の電圧出力の入力信号レベル依存性が小さくなる。

＜結果の比較＞
図７に、第２の実施の形態に係る電力増幅器１４８に含まれるトランジスタ１６０の出力電圧と入力信号との関係及び図６のＶＢＥ依存型電圧源１５０を図１１に示すローパスフィルタ１０８のない電圧源回路によって置換えた際のトランジスタ１６０の出力電圧と入力信号電力との関係を示す。

回路シミュレーションを行なう際に使用した値は以下の通りである。抵抗１０２の抵抗値は１２５３０Ω及び抵抗１０６の抵抗値は４８０Ωとした。また、抵抗１１２の抵抗値は１０００Ω及び容量１１０の値は３ｐFとした。また、トランジスタは、ベースバラスト抵抗（１６Ω相当）を内蔵したマルチユニットのＳｉＧｅバイポーラトランジスタ用いた。また、インピーダンス素子１７４の容量は０．３ｐＦとした。そして、バイアス端子１００に２．９Ｖ及びコレクタバイアス端子８６に３Ｖの電圧を印加した。

図１１に、ローパスフィルタ１０８のない電圧源回路を示す。図１１において、図６に示された要素と同一の要素については同一番号を付してある。それらの名称及び機能も同一である。従って、ここではそれらについての詳細な説明は繰返さない。図１１を参照して、この回路は、第１の抵抗１０２と第２のトランジスタ１６０のコレクタ端子との間の接続ノードに接続された端子２２０を有する。端子２２０は、図６に示したトランジスタ１７２のベース端子に接続される。

グラフ１８０は、本実施の形態に係る電力増幅器１４８に含まれるトランジスタ１６０のコレクタ電圧の出力電圧と入力信号電力との関係を示す。グラフ１８２は、図１１に示す回路に含まれるトランジスタ１６０のコレクタ電圧の出力電圧と入力信号電力との関係を示す。

図８に、本実施の形態に係る電力増幅器１４８に含まれるトランジスタ８８のベース電圧と入力信号電力との関係をグラフ１９０で、図６のＶＢＥ依存型電圧源１５０を図１１に示すローパスフィルタ１０８のない電圧源回路によって置換えた際のトランジスタ８８のベース電圧と入力信号電力との関係をグラフ１９２で示す。

図７を参照して、グラフ１８０で表される本実施の形態に係るトランジスタ１６０は、グラフ１８２で表される図１１の電圧源回路に含まれるトランジスタ１６０より高い入力信号レベルまで電圧源回路の出力電圧の変動が少なかった。また、その結果、図８に示される様に、グラフ１９０で表される本実施の形態に係る電力増幅器１４８に含まれるトランジスタ８８のベース電圧の低下が、グラフ１９２で表される図１１の電圧源回路に含まれるトランジスタ８８より高い入力信号レベルまで、抑制されたという事がわかる。

図９に、本実施の形態に係る電力増幅器１４８に含まれるインピーダンス素子１７４の容量を０．３ｐＦとしたときの利得と入力信号電力との関係をグラフ２００で、０．１ｐＦとしたときの関係をグラフ２０２で示す。

図１０に、図１１の電圧源回路を使用した電力増幅器に含まれるインピーダンス素子１７４の容量を０．３ｐＦとしたときの利得と入力信号電力との関係をグラフ２１０で、０．１ｐＦとしたときの関係をグラフ２１２で示す。

図９及び図１０を参照して、例えば、図８でベース電圧に大きく差が見られた入力信号電力が２０ｄＢｍになる部分に着目する。グラフ２００では、このとき利得が９．３ｄＢ程度であった。これに対して、グラフ２１２では８．６ｄＢ程度に利得が低下した。以上より、本実施の形態に係る電力増幅器１４８では利得の低下が少なく、線型性が優れているという事がわかる。

ところが、図１１の電圧源回路で置換えた構成（グラフ２１０）では、容量を小さくした場合、グラフ２１２の様に、高い入力レベルでの利得の減少が急激に早まる。その結果、かえって線型性を低下させる事になる。つまり、歪補償回路と温度補償用の電圧源回路を組合せただけの従来の構成では、グラフ２１２の様に高い入力信号レベルにおいては、想定する歪補償効果が得られない場合がある。

本発明者らは、本発明の構成のベース−エミッタ間電圧型の電圧源回路を用いる事で上記課題を解決でき、より線型性に優れた増幅器を提供できた。そして、その様なベース−エミッタ間電圧型の電圧源回路を用いた線型性の高い電力増幅回路を構成できる事を見出した。

検討の結果、グラフ２１２での高い入力レベルでの利得の急激な低下も、電圧源回路の入力信号レベル依存性によって引起こされている事がわかった。上記インピーダンス素子１７４のインピーダンスが小さくなると、ＶＢＥ依存型電圧源１５０の出力端子に大きな交流信号電圧が印加される。この印加が出力電圧の低下を引起こし、その結果トランジスタ８８のベース電圧が低下し、利得が低下する。

また、図６のＶＢＥ依存型電圧源１５０のベース−エミッタ間電圧を規定するトランジスタ１６０のベース端子及びコレクタ端子の間のローパスフィルタ１０８を省略し、コレクタ−ベース端子間を短絡させ、代わりに、トランジスタ１６２のコレクタ−ベース間にローパスフィルタを接続した構成とする事もできる。

図６のＶＢＥ依存型電圧源１５０の代わりにトランジスタ１７２のベースに上記した回路の端子を接続した回路の場合、電圧源回路としての入力信号レベル依存性があまり小さくないため、電力増幅器のバイアス回路に用いた場合に線型性を向上させる効果がほとんどない。この回路では、ローパスフィルタで信号が減衰する前にトランジスタ１６０のベース端子に交流信号が印加されてしまうため、効果が少ないと考えられる。すなわち、電圧源回路を構成するトランジスタが複数あった場合、図６の様に、電圧源回路の出力端子に接続されるベース端子にローパスフィルタ１０８が接続される事が必要である。

本実施の形態の構成によると、線型性の高い電力増幅器を提供する事ができる。

また、第１の実施の形態と同様、大きな面積を占有する素子を使用する必要がない事から、安価かつ容易に集積回路化できる。

［第３の実施の形態］
＜構成＞
図１２に、本発明の第３の実施の形態に係る電力増幅器２２８の構成を回路図で示す。なお、第１の実施の形態及び第２の実施の形態に係る増幅器に含まれる素子と同一の素子については同一の符号を付す。それらの名称及び機能も同一である。従って、それらについての詳細な説明はここでは繰返さない。

図１２を参照して、電力増幅器２２８が第２の実施の形態に係る電力増幅器１４８と異なるのは、第２の実施の形態におけるＶＢＥ依存型電圧源１５０に代えて、バイアス端子１００と、バイアス端子２４０とを有するＶＢＥ依存型電圧源２３０を含む事である。その他の点において、電力増幅器２２８は電力増幅器１４８と同一である。

ＶＢＥ依存型電圧源２３０は、バイアス端子１００に接続された一方端を有する抵抗１０２と、抵抗１０２の他方端に接続されたコレクタ端子を有するトランジスタ２４２と、トランジスタ２４２のエミッタ端子と接地との間に接続された抵抗１０６と、バイアス端子２４０に接続されたコレクタ端子、及びトランジスタ２４２のベース端子に接続されたエミッタ端子を有するトランジスタ２４４と、トランジスタ２４２のコレクタ端子とトランジスタ２４４のベース端子との間に接続されたローパスフィルタ１０８とを含む。

ローパスフィルタ１０８の内部構成は、第１及び第２の実施の形態に記載のものと同様である。

ここで、トランジスタ２４２及びトランジスタ２４４が、ベース−エミッタ間電圧によってトランジスタ８８のベース端子に印加される電圧を規定するトランジスタである。

そして、トランジスタ２４２のコレクタ端子が電圧出力端子となる。

また、以下で述べる事は第１の実施の形態の場合と同様である。

まず、ローパスフィルタ１０８は印加される交流信号を必要なだけ遮断できるフィルタとして設計する事及びローパスフィルタ１０８で用いられる素子は、交流信号レベルの変化に対してインピーダンス値が変化しない線型素子で構成されている事が必要である。

さらに、ローパスフィルタ１０８に並列して別の回路が接続され交流信号がトランジスタ８８のベースに達する構成では、本発明の入力信号レベル依存性を小さくできる効果が生じない。また、ＶＢＥ依存型電圧源２３０を電圧源回路として働かせる上で、ローパスフィルタ１０８が直流に対して導通を有する事が必要である。

また、ローパスフィルタの容量１１０と抵抗１１２の位置も重要である。抵抗１１２がＶＢＥ依存型電圧源２３０の出力端子側にある事でトランジスタ１７２のベース端子から見たＶＢＥ依存型電圧源２３０のインピーダンスが大きく見える。インピーダンスが大きく見える理由は第１の実施の形態と同様である。本実施の形態に係る電力増幅器２２８では、ＶＢＥ依存型電圧源２３０の出力端子がトランジスタ８８のベース端子に直接接続されているわけではない。そこで、トランジスタ８８のインピーダンス整合に影響を与える影響は少ない。

しかし、電力増幅器の歪補償回路１５２に与える影響に着目する必要がある。インピーダンス素子１７４は、そのインピーダンス値を変更する事によって、＜結果の比較＞で後述する様に、線型性が調整される。

トランジスタ１７２のベース端子に対し、インピーダンス回路１７４と並列にＶＢＥ依存型電圧源２３０が接続されている。そこで、ＶＢＥ依存型電圧源２３０のインピーダンスが小さい場合、インピーダンス素子１７４のインピーダンスを大きくしてもトランジスタ１７２のベース端子から見たインピーダンスがＶＢＥ依存型電圧源２３０のインピーダンスより大きくならない。結果として、上記歪補償回路１５２の調整範囲を狭めてしまう。

しかし、本発明の構成では、抵抗１１２がＶＢＥ依存型電圧源２３０の出力端子側にある事でトランジスタ８８のベース端子から見たＶＢＥ依存型電圧源２３０のインピーダンスが、大きく上記歪補償回路１５２の調整範囲を狭める事がないという利点を有している。

また、この事は、後述の第４の実施の形態で述べる構成において、インピーダンス素子１７４を可変インピーダンス回路とし、動作状態に応じて歪補償回路の調整を行なう場合、特に有効であり、調整範囲を広くできる利点を有する。

この様に、同じローパスフィルタでも、ＶＢＥ依存型電圧源２３０の出力側に直列抵抗を有するローパスフィルタが本発明にもっとも有効な構成であると言える。

＜動作＞
本実施の形態に係る電力増幅器２２８の基本的な動作は第１の実施の形態に係る電力増幅器７０及び第２の実施の形態に係る電力増幅器１４８と同様である。そこで、電力増幅器２２８の詳細な説明はここでは繰返さない。ただし、本実施の形態に係る電力増幅器２２８に含まれるＶＢＥ依存型電圧源２３０の動作は第１の実施の形態のものとも第２の実施の形態のものとも異なるので、この点について以下で説明する。

図１２を参照して、入力端子８０から入力された交流信号は、整合回路８２及びトランジスタ１７２を経て、ＶＢＥ依存型電圧源２３０の出力端子であるトランジスタ２４２のコレクタ端子に印加される。印加された交流信号がトランジスタ２４４のベース−エミッタ端子間に達する事で、入力信号レベルの増加とともにトランジスタ２４２のコレクタ電流も増加する。トランジスタ２４２のコレクタ電流が増加すると、抵抗１０２による電圧降下が増加し、トランジスタ２４２のコレクタ電圧が低下する。しかし、交流信号はローパスフィルタ１０８で減衰された後、トランジスタ２４４のベース端子に達するので、トランジスタ２４４のベース端子の信号レベルの変動は小さくなり、その結果、ＶＢＥ依存型電圧源２３０の電圧出力の入力信号レベル依存性が小さくなる。

＜結果の比較＞
図１３に、本実施の形態に係る電力増幅器２２８に含まれるトランジスタ２４２の出力電圧と入力信号電力との関係、及び図１２のＶＢＥ依存型電圧源２３０をローパスフィルタ１０８のない電圧源回路（図１７に示す。）によって置換えた際のトランジスタ２４２の出力電圧と入力信号電力との関係を示す。

図１７に、ローパスフィルタ１０８のない電圧源回路を示す。図１７において、図１２に示されたものと同一の要素には同一番号を付してある。それらの名称及び機能も同一である。従って、ここではそれらについての詳細な説明は繰返さない。図１７に示す端子２９０は、第１の抵抗１０２と第２のトランジスタ２４４との間の接続ノードに接続され、図１２に示した接続ノードに接続される。

図１３に結果を示す回路シミュレーションを行なう際に使用した値は以下の通りである。抵抗１０２の抵抗値は２０６０Ωとし、抵抗１０６の抵抗値は１５５Ωとした。抵抗１１２の抵抗値は１０００Ωとし、容量１１０の値は３ｐFとした。トランジスタとしては、ベースバラスト抵抗（１６Ω相当）を内蔵したマルチユニットのＳｉＧｅバイポーラトランジスタを用いた。インピーダンス素子１７４の容量は０．１Ｆとした。バイアス端子１００に２．９Ｖ、コレクタバイアス端子８６、バイアス端子１７０、及びバイアス端子２４０にいずれも３．３Ｖの電圧を印加した。

図１３を参照して、グラフ２５０は、本実施の形態に係る電力増幅器２２８に含まれたトランジスタ２４２のコレクタ電圧の出力電圧と入力信号電力との関係を示す。グラフ２５２は、図１７に示す回路におけるトランジスタ２４２のコレクタ電圧の出力電圧と入力信号電力との関係を示す。

図１４に、本実施の形態に係る電力増幅器２２８に含まれるトランジスタ８８のベース電圧と入力信号電力との関係をグラフ２６０で、図１２のＶＢＥ依存型電圧源２３０を図１７に示すローパスフィルタ１０８のない電圧源回路によって置換えた電力増幅器に含まれるトランジスタ８８のベース電圧と入力信号電力との関係をグラフ２６２で、それぞれ示す。

図１３を参照して、グラフ２５０では、グラフ２５２より高い入力信号レベルまで電圧源回路の出力電圧の変動が少なかった。その結果、図１４に示される様に、グラフ２６０では、グラフ２６２より高い入力信号レベルまで、トランジスタ８８のベース電圧の低下を抑制したという事がわかる。

図１５に、第３の実施の形態に係る電力増幅器２２８に含まれるインピーダンス素子１７４の容量を０．１Ｆとしたときの利得と入力信号レベルとの関係をグラフ２７０で、０．０１ｐＦとしたときの利得と入力信号レベルとの関係をグラフ２７２で、それぞれ示す。

図１６に、図１７の電圧源回路を使用した電力増幅器に含まれるインピーダンス素子１７４の容量を０．１Ｆとしたときの利得と入力信号電力との関係をグラフ２８０で、０．０１ｐＦとしたときの利得と入力信号電力との関係をグラフ２８２で、それぞれ示す。

図１５及び図１６を参照して、例えば、図１４でベース電圧に大きく差が見られる２０ｄＢｍ入力に着目すると、グラフ２７０では、利得が９．２ｄＢ程度であるのに対して、グラフ２８０では８．４ｄＢ程度に利得が低下した。グラフ２７２では利得が９．０ｄＢｍ程度であるのに対し、グラフ２８２では８ｄＢｍより下まで利得が低下した。これらの結果より、本実施の形態に係る電力増幅器２２８では利得の低下が少なく線型性が優れている事がわかる。

この調整では、利得の一時的な増加を抑制する副作用として、高い入力レベルでの利得の減少がわずかに早まる。しかし、図１７の電圧源回路で置換えた構成（グラフ２８０）では、容量を小さくした場合、グラフ２８２の様に、高い入力レベルでの利得の減少が急激に早まってしまう。その結果、かえって線型性を低下させる事になってしまう。つまり、歪補償回路と温度補償用の電圧源回路を組合せただけの従来の構成では、グラフ２８２の様に高い入力信号レベルにおいて、想定する歪補償効果が得られない場合がある。

本発明者らは、本発明の構成のベース−エミッタ間電圧型の電圧源回路を用いる事で上記課題を解決でき、より線型性に優れた増幅器を提供できた。また、本発明の構成のベース−エミッタ間電圧型の電圧源回路を用いた線型性の高い電力増幅回路を構成できる事を見出した。

検討の結果、グラフ２８２での高い入力レベルでの利得の急激な低下も、電圧源回路の入力信号レベル依存性によって引起こされている事がわかった。つまり、上記インピーダンス素子１７４のインピーダンスが小さくなるとＶＢＥ依存型電圧源２３０の出力端子に大きな交流信号電圧が印加される事になり、出力電圧の低下を引起す。その結果、トランジスタ８８のベース電圧が低下し、利得が低下する。

また、ローパスフィルタをトランジスタ２４２のベース端子に接続した電圧源回路では、図１２のＶＢＥ依存型電圧源２３０のベース−エミッタ間電圧を規定するトランジスタ２４４のベース端子及びコレクタ端子の間のローパスフィルタを省略し、トランジスタ２４２のコレクタとトランジスタ２４４のベース端子間を短絡させ、代わりに、トランジスタ２４４のエミッタ端子とトランジスタ２４２のベース端子間にローパスフィルタ１０８を接続した構成とする。

図１２のＶＢＥ依存型電圧源２３０の代わりに上記した回路の端子を接続した回路の場合、電圧源回路としての入力信号レベル依存性があまり小さくないため、電力増幅器のバイアス回路に用いた場合に線型性を向上させる効果がほとんどない。この回路では、ローパスフィルタ１０８で信号が減衰する前にトランジスタ２４４のベース端子に交流信号が印加されてしまうため、効果が少ないと考えられる。

すなわち、電圧源回路を構成するトランジスタが複数あった場合、図１２の様に、電圧源回路の出力端子に接続されるベース端子にローパスフィルタ１０８が接続される事が必要であると考えられる。

以上の様に、本実施の形態の構成により、線型性の高い電力増幅器を提供する事ができる。

本実施の形態によると、第１の実施の形態と同様、大きな面積を占有する素子を使用する必要がない事から、安価かつ容易に集積回路化できる。

［第４の実施の形態］
＜構成＞
図１８に、本発明の第４の実施の形態に係る電力増幅器３１４を用いた無線通信装置３００の例を示す。図１８を参照して、無線通信装置３００は、ベースバンド信号を発生させるためのベースバンドエンコード部３１０と、高周波信号を発信するための局部発信機３１８と、ベースバンドエンコード部３１０によって発生されたベースバンド信号によって局部発信機３１８から発生された高周波信号を変調するための変調部３１２とを含む。

無線通信装置３００はさらに、変調部３１２で変調された変調波を増幅するための電力増幅器３１４と、電力増幅器３１４のコントロール端子に加える電圧をコントロールするためのコントロール部３１６と、電力増幅器３１４の出力に接続された第１の端子、第２の端子、並びに第３の端子を有し、第１及び第２の端子を選択的に第３の端子に接続する事により、回路の切替を行なうためのスイッチ３２６と、スイッチ３２６の第３の端子に接続され、電力増幅器３１４により増幅された変調波を電波として送信したり、電波を受信したりするためのアンテナ３２８とを含む。

無線通信装置３００はさらに、スイッチ３２６の第２の端子に接続された入力を有し、アンテナ３２８で受信した信号を増幅するための低ノイズ増幅器３２４と、低ノイズ増幅器３２４の出力と局部発信機３１８からの高周波信号とを混合する事により、低ノイズ増幅器３２４の出力をベースバンド信号に復調するための復調部３２２と、復調部３２２で復調されたベースバンド信号から必要なデータを取出すためのベースバンドデコード部３２０とを含む。

図１９に、本実施の形態に係る電力増幅器３１４の内部構成を回路図で示す。なお、図１９において、図２、図６、及び図１２に示される要素と同一の要素については同一の符号を付してある。それらの名称及び機能も同一である。従って、ここではそれらについての詳細な説明は繰返さない。

図１９を参照して、この第４の実施の形態に係る電力増幅器３１４が図１２に示す電力増幅器２２８と異なるのは、図２の歪補償回路１５２に代えて、ＶＢＥ依存型電圧源２３０、整合回路８２とトランジスタ８８との接続ノード、及びコントロール端子３３０に接続された歪補償回路３３４を含む点である。

歪補償回路３３４が図１２に示す歪補償回路１５２と異なるのは、図１２のインピーダンス素子１７４に代えて、トランジスタ１７２のベース端子と接地との間に接続され、コントロール端子３３０からのコントロール信号によりインピーダンス値が変化する可変インピーダンス回路３４０を含む事である。

可変インピーダンス回路３４０は、トランジスタ１７２のベース端子に接続された一端を有する容量３５０と、容量３５０の他端に接続されたソース端子、及び接地されたドレイン端子を有するＭＯＳＦＥＴ３５２と、ＭＯＳＦＥＴ３５２とコントロール端子３３０との間に接続された抵抗３３２とを含む。

＜動作＞
図１８及び図１９を参照して、本実施の形態に係る電力増幅器３１４を採用した無線通信装置３００は以下の様に動作する。図１８を参照して、ベースバンドエンコード部３１０がベースバンド信号を発生する。発生したベースバンド信号によって、局部発信機３１８から発生した高周波信号を変調部３１２が変調する。コントロール部３１６が電力増幅器３１４のコントロール端子３３０（図１９参照）にコントロール電圧を印加する。

コントロール端子３３０から抵抗３３２を通してＭＯＳＦＥＴ３５２のゲート端子にコントロール電圧が印加される。この印加により、ＭＯＳＦＥＴ３５２のソース−ドレイン間の抵抗が変化する。その結果、可変インピーダンス回路３４０全体のインピーダンス値が変化する。電力増幅器３１４のその他の動作については、第３の実施の形態に記載されたものと同様であるので、ここではそれらについての詳細な説明については説明を繰返さない。

上記した様に、電力増幅器３１４が変調部３１２によって変調された変調波を増幅する。増幅された変調波を、アンテナ３２８がスイッチ３２６を介して電波として出力する。

アンテナ３２８が電波を受信すると、低ノイズ増幅器３２４はアンテナ３２８によって受信された電波を増幅する。復調部３２２は低ノイズ増幅器３２４によって増幅された電波をベースバンドに復調する。ベースバンドデコード部３２０は、電波から復調されたベースバンドから必要なデータを取出す。

＜結果の比較＞
図２０に、歪補償回路の効果を微調整するためにコントロール電圧を変化させたときの図１９に示す電力増幅器３１４の利得と入力信号電力との関係を示す。

図２０を参照して、図１９の回路での特性を実線のグラフ３６０、３６４、及び３６８で、それぞれ示す。図１９の回路の電圧源回路の代わりに図１７に示すローパスフィルタ１０８のない回路を接続した構成の特性を破線のグラフ３６２、３６６、及び３７０で、それぞれ示す。

グラフ３６０及び３６２はコントロール電圧が２Ｖのときの利得と入力信号との関係を表す。グラフ３６４及び３６６はコントロール電圧が１Ｖのときの利得と入力信号との関係を表す。グラフ３６８及び３７０はコントロール電圧が０Ｖのときの利得と入力信号と
の関係を表す。

ローパスフィルタのない構成によって得られた結果を表す破線のグラフ３６２、３６６、及び３７０であっても、コントロール電圧の変化で、例えば、入力電力が−５ｄＢｍから１０ｄＢｍの範囲では利得の線型性が調整できる。しかし、１０ｄＢｍ以上の高い入力電力では、特にコントロール電圧が０Ｖのときには、グラフ３７０の破線で囲った部分３７２で示す様に利得が大幅に低下し、利得の線型性が損なわれる事がわかる。

これに対し、図１９の回路によって得られた結果を表す実線のグラフ３６０、３６４、及び３６８では、コントロール電圧の変化によって、−５ｄＢｍから１５ｄＢｍの範囲の入力信号における利得の入力電力依存性が調整できる。また、１５ｄＢｍ以上の高出力領域でも利得が大きく低下する事はなく、歪補償回路３３４の調整機構が正常に作用する事がわかる。

本実施の形態に係る無線通信装置３００によると、例えば、電源電圧の変動を相殺するための電源電圧に対するコントロール電圧の設定値をコントロール部３１６で記憶しておく事ができる。ゆえに、動作時の電源電圧が変動した場合に、電源電圧に応じて電力増幅器３１４のコントロール端子３３０の電圧を制御する事ができる。その結果、電力増幅器３１４の線型性を最適な状態に維持する事ができる無線装置を提供する事ができる。

同様に、出力電力や、周波数、あるいは、周囲温度など、動作状態に応じてコントロール端子３３０の電圧を設定する様にコントロール部３１６を構成する事で電力増幅器の歪が最小に設定できる。従って、通信エラーの少ない無線通信装置を提供する事が可能となる。

本実施の形態に係る無線通信装置３００は、入力レベルの変更及び電源電圧の変更に応じて、コントロール部３１６によってＭＯＳＦＥＴ３５２のゲート電圧を変化させている。この変化によって可変インピーダンス回路３４０のインピーダンスを変更し、電力増幅器３１４の状態に応じて歪補償回路の効果を微調整する。しかし、無線通信装置はこの例には限られない。

本実施の形態に係る無線通信装置３００に用いた図１９の電力増幅器３１４は、第３の実施の形態に係る電力増幅器２２８のインピーダンス素子１７４を可変インピーダンス回路３４０に置換えた構成を有する。同様に第２の実施の形態に係る電力増幅器１４８において、インピーダンス素子１７４を可変インピーダンス回路３４０に置換えてもよい。

また、本実施の形態に係る無線通信装置３００では、コントロール電圧によって歪補償回路の調整を行なっている。しかし本発明はその構成に限定されるものではない。

また、本実施の形態に係る電力増幅器３１４は、増幅素子が１段の電力増幅器として用いられている。しかし、本発明は、増幅素子を多段化した多段増幅回路及び差動入力を増幅する差動増幅回路に用いる事もできる。

また、上記実施の形態では、トランジスタとしてＳｉＧｅバイポーラトランジスタを用いている。しかしトランジスタは、ＳｉＧｅバイポーラトランジスタに限定されない。Ｓｉ及びＧａＡｓ等の全てのバイポーラトランジスタに本発明を適用する事が可能である。

また、図１９で示した可変インピーダンス回路３４０は、インピーダンスを変化させられる素子としてＭＯＳＦＥＴを用いている。しかし、一般的な電界効果トランジスタを用いる事もできる。その他に、バラクタダイオード等の可変容量素子を用いる事もできるし、トランジスタの寄生容量の電圧変化を用いる事もできる。

上記実施の形態では、ローパスフィルタとして、抵抗と容量とを含み、インダクタンスを含まないものを用いている。しかし本発明はその様な実施の形態には限定されず、インダクタンス素子を含むローパスフィルタを用いてもよい。ただし、インダクタンス素子は、半導体集積回路上に形成する場合、占有面積が大きく集積回路全体のコストの増加につながるので好ましくない。一方、上記実施の形態のローパスフィルタ１０８に用いた直列抵抗は、電圧降下を生じる欠点がある。しかし、コレクタ電流に対して、はるかに小さなベース電流に対して生じる電圧降下のため、電圧降下の値が小さく、影響は少ない。

また、上記ローパスフィルタ１０８による電圧降下分は、抵抗１０２及び１０６の値を少し変える事で補正する事もでき、実質的な欠点とはならない。これは、抵抗１０２及び１０６には、それぞれコレクタ電流及びエミッタ電流が流れており、抵抗１０６のわずかな変化で、ローパスフィルタ１０８の直列抵抗による電圧降下を相殺する事ができるからである。

つまり、低コストの集積回路を構成するためには、ローパスフィルタ１０８に少なくとも一つ以上の直列抵抗を含む構成を用いて、本発明の電圧源回路を構成とする事が好ましい。

また、本実施の形態において、ローパスフィルタ１０８は、抵抗１１２と容量１１０とによる１段構成となっている。しかし、複数の抵抗及び容量による多段構成のローパスフィルタを用いる事も可能である。また、ローパスフィルタとして、インダクタンスを用いるものでもよい。

今回開示された実施の形態は単に例示であって、本発明が上記した実施の形態のみに制限されるわけではない。本発明の範囲は、発明の詳細な説明の記載を参酌した上で、特許請求の範囲の各請求項によって示され、そこに記載された文言と均等の意味及び範囲内でのすべての変更を含む。

従来技術による一般的な電力増幅器３０の回路構成を示す概略図である。 第１の実施の形態に係る電力増幅器７０の構成を示す回路図である。 温度補償を行なった場合と温度補償を行なわなかった場合との温度依存性の回路シミュレーションの比較を示したグラフである。 第１の実施の形態に係る電力増幅器７０の出力電圧であるトランジスタ１０４とローパスフィルタのない従来型の電力増幅器３０（図１参照）との出力電圧と入力信号電力との関係を示すグラフである。 図４と同様の場合の電力増幅器の利得と入力信号電力との関係を示すグラフである。 第２の実施の形態に係る電力増幅器１４８の構成を示す回路図である。 第２の実施の形態に係る電力増幅器１４８に含まれるトランジスタ１６０と図６のＶＢＥ依存型電圧源１５０を図１１に示すローパスフィルタ１０８のない電圧源回路によって置換えた際のトランジスタ１６０との出力電圧と入力信号電力との関係を示すグラフである。 第２の実施の形態に係る電力増幅器１４８に含まれるトランジスタ８８と図６のＶＢＥ依存型電圧源１５０を図１１に示すローパスフィルタ１０８のない電圧源回路によって置換えた際のトランジスタ８８とのベース電圧と入力信号電力との関係を示すグラフである。 インピーダンス素子１７４の容量を０．３ｐＦ及び０．１ｐＦとしたときの第２の実施の形態に係る電力増幅器１４８の利得と入力信号電力との関係を示すグラフである。 インピーダンス素子１７４の容量を０．３ｐＦ及び０．１ｐＦとしたときの図１１の電圧源回路を使用した電力増幅器の利得と入力信号電力との関係を示すグラフである。 ローパスフィルタ１０８のない電圧源回路を示す図である。 第３の実施の形態に係る電力増幅器２２８の構成を示す回路図である。 第３の実施の形態に係る電力増幅器２２８に含まれるトランジスタ２４２と図１２のＶＢＥ依存型電圧源２３０を図１７に示すローパスフィルタ１０８のない電圧源回路によって置換えた際のトランジスタ２４２との出力電圧と入力信号電力との関係を示すグラフである。 第３の実施の形態に係る電力増幅器２２８に含まれるトランジスタ８８と図１２のＶＢＥ依存型電圧源２３０を図１７に示すローパスフィルタ１０８のない電圧源回路によって置換えた際のトランジスタ８８とのベース電圧と入力信号電力との関係を示すグラフである。 インピーダンス素子１７４の容量を０．１Ｆ及び０．０１ｐＦとしたときの第３の実施の形態に係る電力増幅器２２８の利得と入力信号レベルとの関係を示すグラフである。 インピーダンス素子１７４の容量を０．１Ｆ及び０．０１ｐＦとしたときの図１７の電圧源回路を使用した電力増幅器の利得と入力信号電力の関係を示すグラフである。 ローパスフィルタ１０８のない電圧源回路の回路図である。 第４の実施の形態に係る電力増幅器３１４を用いた無線通信装置３００の例を示す図である。 第４の実施の形態に係る電力増幅器３１４の内部構成を示す回路図である。 歪補償回路の効果を微調整するためにコントロール電圧を変化させたときの図１９に示す電力増幅器の利得と入力信号電力との関係を示すグラフである。

符号の説明

７０、１４８、２２８、及び３１４ 電力増幅器、８０ 信号入力端子、８２及び９０ 整合回路、８４、１５０、及び２３０ ＶＢＥ依存型電圧源、８６ コレクタバイアス端子、８８、１０４、１６０、１６２、１７２、２４２、及び２４４ トランジスタ、９２ 信号出力端子、１００及び２４０ バイアス端子、１０２、１０６、１１２、及び３３２ 抵抗、１０８ ローパスフィルタ、１１０及び３５０ 容量、１７４ インピーダンス素子、１５２及び３３４ 歪補償回路、３３０ コントロール端子、３４０ 可変インピーダンス回路、３５２ ＭＯＳＦＥＴ

Claims (8)

1. 信号入力端子及び信号出力端子と、第１の制御端子とを有する増幅器であって、
   第１の電位に接続され、かつ前記信号出力端子に出力信号を出力する様に接続されるコレクタ端子と、第２の電位に接続されるエミッタ端子と、前記信号入力端子から入力信号を受ける様に接続されるベース端子とを有する第１のバイポーラトランジスタと、
   前記第１のバイポーラトランジスタのベースバイアスを規定するベースバイアス回路とを含み、
   前記ベースバイアス回路は、
   前記第１のバイポーラトランジスタの前記ベース端子に接続されるコレクタ端子を有する第２のバイポーラトランジスタと、
   第３の電位と前記第２のバイポーラトランジスタの前記コレクタ端子との間に接続される第１の抵抗と、
   前記第２のバイポーラトランジスタの前記コレクタ端子と、前記第２のバイポーラトランジスタのベース端子との間を接続する、直流に対して導通を有するローパスフィルタと、
   前記第２のバイポーラトランジスタのエミッタ端子と、前記第２の電位との間に接続される第２の抵抗とを含み、
   前記第２のバイポーラトランジスタの前記コレクタ端子と前記ベース端子との間の接続経路は、前記ローパスフィルタのみである、増幅器。
2. 前記第２の電位は接地電位である、請求項１に記載の増幅器。
3. 前記ローパスフィルタは、前記第２のバイポーラトランジスタの前記コレクタ端子と前記ベース端子との間に接続される第３の抵抗と、
   前記第２のベース端子と前記第２の電位との間に接続される容量素子とを含む、請求項１又は請求項２に記載の増幅器。
4. 信号入力端子と前記ベース端子との間に接続される整合回路をさらに含む、請求項１〜請求項３のいずれかに記載の増幅器。
5. 前記ベースバイアス回路の前記第１の抵抗と前記第２のバイポーラトランジスタとの接続点と、前記第１のバイポーラトランジスタの前記ベース端子との間に接続される歪補償回路をさらに含む、請求項１〜請求項４のいずれかに記載の増幅器。
6. 前記第２のバイポーラトランジスタの前記エミッタ端子に接続されるコレクタ端子及びベース端子と、前記第２の抵抗に接続されるエミッタ端子とを有する第３のバイポーラトランジスタをさらに含む、請求項５に記載の増幅器。
7. 前記歪補償回路は、
   第４の電位に接続されるコレクタ端子、前記第１の抵抗と前記第２のバイポーラトランジスタの前記コレクタ端子との接続点に接続されるベース端子、及び前記第１のバイポーラトランジスタの前記ベース端子に接続されるエミッタ端子を有する第４のバイポーラトランジスタと、
   前記第４のバイポーラトランジスタの前記ベース端子及び前記第４の電位に接続されるインピーダンス素子とを含む、請求項６に記載の増幅器。
8. 請求項１〜請求項７のいずれかに記載の増幅器を含む、無線通信装置。

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