JPH0964601A

JPH0964601A - 高周波回路

Info

Publication number: JPH0964601A
Application number: JP21377295A
Authority: JP
Inventors: Sadanori Tanaka; 貞徳田中; Hirokazu Ueda; 博和植田; Shinichi Kawai; 慎一河合; Manabu Murakami; 学村上; Akio Sasaki; 章夫佐々木
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1995-08-22
Filing date: 1995-08-22
Publication date: 1997-03-07

Abstract

(57)【要約】【課題】マイクロ波などの高周波を利用した無線装置
に用いられる高周波回路に関し、小型、且つ、低コスト
でありながら複数の周波数に対応する。【解決手段】複数の周波数に対応すべく、一部の構成
要素１６が全ての周波数用として共用され、他の構成要
素１７が使用周波数に応じ一部の構成要素１６に接続あ
るいは切り離しされるように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（目次）発明の属する技術分野従来の技術（図５２〜図６４）発明が解決しようとする課題（図５２〜図６７）課題を解決するための手段発明の実施の形態（１）高周波増幅器に用いられるバイアス回路の説明
（図１〜図２０）（２）高周波増幅器の説明（図２１〜図２６）（３）方向性結合器の説明（図２７）（４）高周波フィルタ回路の説明（図２８〜図３８）（５）電圧制御発振器の説明（図３９〜図５１）発明の効果

【０００２】

【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロ波などの
高周波を利用した無線装置に用いられる高周波回路に関
し、特に、携帯電話機の高周波部分に用いて好適な、高
周波回路に関する。現在、マイクロ波を利用した携帯電
話などの移動体通信システムでは、アナログ，ディジタ
ルを含め使用周波数として主に８００ＭＨｚ帯が利用さ
れているが、近年の携帯機（特に、携帯電話機）の低価
格化による利用者数の急増などの理由から、主に首都圏
では通信トラフィックの混雑緩和のために１．５５ＧＨ
ｚ帯の利用も始まっている。

【０００３】しかし、現在、一般に提供されている携帯
機は、８００ＭＨｚ帯用，１．５５ＧＨｚ帯用というよ
うに、予め使用できるバンド（周波数帯）が設定されて
いるため、やはり、今後、利用者数がさらに増加する
と、全ての通信には対応しきれなくなってしまう。ま
た、このように、どちらか一方のバンドしか使用できな
い携帯機では、その利用地域も限定されてしまうのが現
状である。

【０００４】そこで、近年では、８００ＭＨｚ帯，１．
５５ＧＨｚ帯のどちらのバンドでも使用可能なデュアル
バンド対応の携帯機が要求されてきており、これに伴
い、携帯機の高周波部分（高周波回路）には、小型で複
数の周波数（８００ＭＨｚ，１．５５ＧＨｚ）に対応で
きるものが必要とされてきている。

【０００５】

【従来の技術】図５２は従来の一般的な携帯電話機の構
成を示すブロック図であり、この図５２に示す携帯電話
機は、送信系１００として可変減衰器（ＶＡＴＴ）１０
１，直接変調器（ＭＯＤ）１０２，高出力増幅器（ＨＰ
Ａ）１０３，ハイブリッド（ＨＹＢ：方向性結合器）１
０４，検波回路６０，比較回路７０及びバンドパスフィ
ルタ（ＢＰＦ）１０５をそなえ、受信系２００としてバ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０１，低雑音増幅器（Ｌ
ＮＡ）２０２及び受信ダウンコンバータ（ＭＩＸ）２０
３をそなえて構成されている。

【０００６】なお、アンテナ４００は、共用器３００を
介して送信系１００と受信系２００とで共用され、ＲＦ
（高周波）帯用の局部発振器（電圧制御発振器）５００
も送信系１００と受信系２００とで共用されている。上
述のごとく構成された携帯電話機では、まず、送信信号
は、後述する検波回路６０及び比較回路７０によるフィ
ードバック制御に応じて可変減衰器１０１の減衰度が制
御されることにより、最適な信号レベルに調整される。
さらに、この送信信号は、直接変調器１０２で局部発信
器５００からの出力と合わせて変調と周波数変換とが同
時に施され、高出力増幅器１０３で増幅される。

【０００７】なお、このとき、局部発振器５００には、
携帯機が８００ＭＨｚ帯用であれば８００ＭＨｚ帯用の
ものが、１．５５ＧＨｚ帯用であれば１．５５ＧＨｚ帯
用のものが用いられるので、高出力増幅器１０３の出力
には、これに応じた周波数をもったＲＦ（高周波）信号
が得られる。その後、この送信ＲＦ信号は、バンドパス
フィルタ１０５で雑音成分などが除去されて８００ＭＨ
ｚ帯もしくは１．５５ＧＨｚ帯の信号が通過させられ、
送信信号ｆ_Tとして共用器３００を経由してアンテナ４
００から送出される。

【０００８】ところで、このとき、検波回路６０では、
ハイブリッド１０４で分岐された送信ＲＦ信号の一部を
検波することにより、その信号レベルをＤＣレベルに変
換して比較回路７０へ出力しており、比較回路７０でこ
のＤＣレベルと高出力増幅器１０３の規定送信出力時に
相当する基準電圧とが比較されてその誤差電圧が検出さ
れることにより、この誤差電圧を用いて可変減衰器１０
１がフィードバック制御されて送信信号ｆ_Tの出力レベ
ルが一定に維持されている。

【０００９】一方、アンテナ４００からの受信ＲＦ信号
ｆ_Rは、バンドパスフィルタ２０１で同様に雑音成分な
どが除去されることにより８００ＭＨｚ帯もしくは１．
５５ＧＨｚ帯の信号が通過させられ、低雑音増幅器２０
２で所要の信号レベルに増幅されたのち、受信ダウンコ
ンバータ２０３で局部発振器５００からの出力に応じて
ＩＦ（中間周波）信号に周波数変換されて後段の回路へ
出力される。

【００１０】さて、ここで上述の携帯電話機の高周波部
分に用いられている高周波増幅器（高出力増幅器１０
３，低雑音増幅器２０２），高周波フィルタ回路（バン
ドパスフィルタ１０５，２０１）及び電圧制御発振器
（局部発振器５００），方向性結合器（ハイブリッド１
０４）の各高周波回路について、以下、項目別に詳述し
てゆく。

【００１１】（１）従来の高周波増幅器の説明通常、増幅器は多数のトランジスタを用いて構成される
ため、周知のごとくトランジスタの所要の動作点を得る
ためのバイアス回路が必要となる。図５３は上述の携帯
電話機における増幅器に一般的に用いられるバイアス回
路の構成を示す図で、この図５３において、１１１は入
力信号を増幅するエミッタ接地のトランジスタ、１１２
は使用周波数帯域（８００ＭＨｚ帯もしくは１．５５Ｇ
Ｈｚ帯）の信号の波長をλｇとした場合にλｇ／４の長
さをもった伝送線路（Ｓ１）、１１３はトランジスタ１
１１用の電源、Ｃ１００は使用周波数帯域の信号のみが
通過するコンデンサである。

【００１２】このような構成により、上述のバイアス回
路では、使用周波数をもった信号（波長λｇ）が入力さ
れた場合、この信号は伝送線路１１２の両端付近で９０
°異なるようにコンデンサＣ１００を通過することにな
るので、伝送線路１１２の一端がオープン（開放）、他
端がショート（短絡）の状態となる。従って、このバイ
アス回路では、使用周波数帯域付近の周波数をもった信
号に対しては、反射波信号がほとんどなくなり（リター
ンロスが小さくなり）、入力と出力との通過ロスが小さ
くなるので、使用周波数帯域の信号がロスなく通過する
ようになる。

【００１３】例えば、携帯電話機の使用周波数帯域を８
００ＭＨｚに近い周波数として９５０ＭＨｚを選び、伝
送線路１１２の長さをこの９５０ＭＨｚの信号の波長の
１／４に設定してシュミレーションを行なうと、図５４
〜図５７に示すように、入力側から見たリターンロス
（Ｓ１１），出力側から見たリターンロス（Ｓ２２）及
び入出力間の通過ロス（Ｓ１２，Ｓ２１）はそれぞれ９
５０ＭＨｚ付近で最も良い特性を示すので、この９５０
ＭＨｚ帯の信号が最もロスなく通過するようになる。

【００１４】一方、同様に、使用周波数帯域を１．５５
ＧＨｚに近い周波数として１．４４ＧＨｚを選び、伝送
線路１１２の長さをこの１．４４ＧＨｚの信号の波長の
１／４に設定してシュミレーションを行なうと、この場
合は、図５８〜図６１に示すように、上述のＳ１１，Ｓ
２２，Ｓ１２及びＳ２１はそれぞれ１．４４ＧＨｚ付近
で最も良い特性を示すので、この１．４４ＧＨｚ帯の信
号が最もロスなく通過するようになる。

【００１５】（２）従来の方向性結合器の説明図６２は上述の携帯電話機に用いられる従来の方向性結
合器（ハイブリッド１０４：図５２参照）の構成の一例
を示す図で、この図６２において、１４１，１４２はそ
れぞれマイクロストリップラインなどを用いて構成され
た伝送線路であり、伝送線路１４２の長さＬ₆を使用周
波数帯の信号の波長λｇの１／４に設定することによ
り、携帯電話機の使用周波数帯に応じた特性をもった結
合器が構成される。

【００１６】つまり、この従来の方向性結合器は、例え
ば、伝送線路長Ｌ₆を８００ＭＨｚの信号の波長の１／
４に設定すれば、８００ＭＨｚ帯用の結合器となり、
１．５５ＧＨｚの信号の波長の１／４に設定すれば、
１．５５ＧＨｚ帯用の結合器となる。（３）従来の高周波フィルタ回路の説明図６３（ａ）は上述の携帯電話機における高周波フィル
タ回路（バンドパスフィルタ１０５，２０１）の構成の
一例を示す図で、この図６３（ａ）において、１１５は
誘電体共振器（ＤＲ）、１１６は信号線路、Ｃ２００は
コンデンサである。なお、図６３（ｂ）は図６３（ａ）
に示す単位構成の高周波フィルタ回路を信号線路１１６
に２段並列に接続した構成を示す図である。

【００１７】ここで、誘電体共振器１１５は、通過させ
たい周波数をｆ₀（この場合は、８００ＭＨｚもしくは
１．５５ＧＨｚ）とした場合に、その長さＬ₇をこの周
波数ｆ₀の信号の波長λｇの１／４に設定することによ
り、周波数ｆ₀の信号に対して一端がオープン、他端が
ショートになるもので、これにより、周波数ｆ₀の信号
は通過させ、それ以外の周波数帯の信号は減衰させるこ
とができるようになっている。

【００１８】なお、コンデンサＣ２００は、誘電体共振
器１１５と信号線路１１６との結合量を決めるものであ
る。ただし、その際、誘電体共振器１１５の長さＬ₇は
微調整する必要がある。（４）従来の電圧制御発振器の説明従来、上述の携帯電話機に用いられている電圧制御発振
器（局部発振器５００：図５２参照）は回路定数の偏
差，誤差などにより、無調整で、且つ、正確な発信周波
数を得ることは難しい。特に、８００ＭＨｚ，１．５５
ＧＨｚといった高周波帯域で使用する電圧制御発振器は
共振の選択性やコストの面からストリップライン共振器
を使用した電圧制御発振器が多用されている。

【００１９】図６４は従来の一般的な電圧制御発振器の
構成の一例を示す図で、この図６４において、１２１は
共振回路部、１２２は発振回路部であり、共振回路部１
２１は、コイル（Ｌ）１２３，可変容量ダイオード
（Ｄ）１２４，コンデンサ（Ｃ）１２５及びストリップ
ライン１２６を用いて構成され、発振回路部１２２は、
いわゆるコルピッツ型発振回路を応用したもので、トラ
ンジスタ及びコンデンサ（Ｃ）１２８〜１３２を用いて
構成されている。

【００２０】そして、この図６４に示すように、共振回
路部１２１は、ストリップライン１２６の他端を接地し
たＬＣ共振回路で構成されており、これと並列に接続さ
れた可変容量ダイオード１２４に供給される制御電圧
（Ｖ_C）を可変にすることで、共振周波数（発振周波
数）が変化し、所望の発振周波数が得られるようになっ
ている。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな各高周波回路（高周波増幅器，高周波フィルタ回
路，電圧制御発振器，方向性結合器）は、いずれも、８
００ＭＨｚ帯用，１．５５ＧＨｚ帯用というように、予
め使用可能な周波数帯が設定されているので、その周波
数帯以外での使用は非常に困難である。

【００２２】例えば、項目（１）で図５３により前述し
たバイアス回路は、図５４〜図６１に示したシュミレー
ション結果から分かるように、リターンロス（Ｓ１１，
Ｓ２２），通過ロス（Ｓ１２，Ｓ２１）ともに予め設定
された周波数帯（９５０ＭＨｚ帯，１．４４ＧＨｚ帯）
以外の周波数帯ではほとんど機能しない。そこで、８０
０ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯の両方の周波数帯に対応
できるようなバイアス回路を実現にするには、例えば、
予め８００ＭＨｚ帯用，１．５５ＧＨｚ帯用に設定され
ている回路を２つ用意して、これらの回路を使用周波数
に応じて切り替えて使用するように構成することが考え
られるが、この場合は当然、その回路規模が大幅に増大
してしまうので、コストの面からも携帯電話機などの携
帯機用の回路として用いるには非常に不利になるという
課題がある。

【００２３】また、項目（２）で図６２により前述した
方向性結合器も、予め設定された周波数帯以外の周波数
帯での使用は非常に困難であるので、１つの結合器で８
００ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯の両方に対応すること
は事実上不可能である。そこで、この場合も、８００Ｍ
Ｈｚ帯用，１．５５ＧＨｚ帯用の２つの方向性結合器を
スイッチなどを介して並列に接続して、このスイッチの
切替えによって両方の周波数帯に対応することが考えら
れるが、やはり、コストや回路規模の面からも携帯電話
機などの携帯機用の回路としては非常に不利である。

【００２４】また、項目（３）で前述した従来の高周波
フィルタ回路も同様に、予め使用周波数帯が設定されて
いるので、両方の周波数帯に対応することはできない。
そこで、両方の周波数帯に対応できるようにした高周波
フィルタ回路としては、例えば、図６５に示すようなも
のが考えられる。すなわち、この図６５に示す高周波フ
ィルタ回路は、それぞれ異なる周波数帯域ｆ₁（例え
ば、８００ＭＨｚ），ｆ₂（例えば、１．５５ＧＨｚ）
の信号を通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１
７Ａ，１１７Ｂと各誘電体共振器１１８，１１９とがそ
れぞれ並列に配置されて構成される。なお、このとき、
各バンドパスフィルタ１１７Ａ，１１７Ｂは、互いに相
手側の周波数帯域の信号に対してはオープンになるよう
に、各誘電体共振器１１８，１１９の長さＬ₈，Ｌ₉を
調整することにより位相が調整される。

【００２５】これにより、上述の高周波フィルタ回路で
は、周波数ｆ₁の信号と周波数ｆ₂の信号は通過させ、
且つ、その他の帯域の信号は減衰（ｆ₁とｆ₂の間も減
衰）させることができる。しかしながら、このような高
周波フィルタ回路も、図６５からも明らかなように、そ
の回路規模が大幅に増大してしまうので、やはり、携帯
電話機などの携帯機用の回路としては非常に不利にな
る。

【００２６】さらに、項目（４）で図６４により前述し
た従来の電圧制御発振器も、通常、予め発振周波数が８
００ＭＨｚ帯用，１．５５ＧＨｚ帯用のいずれか一方に
設定されているので、８００ＭＨｚ帯と１．５５ＧＨｚ
帯という約２倍離れた周波数帯の信号を発振できるよう
な広帯域な変調感度特性をもつ発振器を実現するのは非
常に困難である。

【００２７】また、このような特性を有する電圧制御発
振器は、例えば、図６６に示すように、図６４に示す電
圧制御発振器と同様の構成を有する８００ＭＨｚ帯用，
１．５５ＧＨｚ帯用の２つの発振器１３４Ａ，１３４
Ｂ、もしくは図６７に示すように、電圧制御発振器モジ
ュール（ＶＣＯモジュール）１３５Ａ，１３５Ｂを個別
に設け、それぞれをスイッチ（ＳＷ）１３３を介して並
列に接続し、使用周波数帯（８００ＭＨｚ，１．５５Ｇ
Ｈｚ）に応じてこのスイッチ１３３を切り替えるように
すれば実現できるが、この場合も、明らかに、その回路
規模が大幅に増大してしまうので、やはり携帯電話機な
どの携帯機用の回路として用いるには非常に不利であ
る。

【００２８】さらに、上述の従来の電圧制御発振器で
は、発振周波数の微調整を、共振回路部１２２に用いら
れているストリップラインを直接トリミングすることに
よってを行なうようになっているのだが、例えば、この
ストリップラインが基板の内層に形成される場合、この
調整が非常に困難になる。一方、このストリップライン
が基板表面で形成される場合も、通常、基板はこのよう
な発振周波数の調整後には金属製のシールドケースなど
で覆われるので、ケースなどの外乱の影響を考慮した発
振周波数の微調整がやはり必要になり、発振器がモジュ
ールとして製造された後では、このような微調整を行な
うことは極めて困難になる。

【００２９】本発明はこのような課題に鑑み創案された
もので、小型、且つ、低コストでありながら複数の周波
数に対応できる高周波回路を提供することを目的とす
る。

【００３０】

【課題を解決するための手段】このため、請求項１記載
の本発明の高周波回路は、複数の周波数に対応すべく、
一部の構成要素が全ての周波数用として共用され、他の
構成要素が使用周波数に応じこの一部の構成要素に接続
あるいは切り離しされるように構成される（以下、上述
のごとく構成された回路をパターンＡの回路と称す
る）。

【００３１】また、請求項２記載の本発明の高周波回路
は、複数の周波数に対応すべく、一部の構成要素が全て
の周波数用として共用され、他の構成要素が使用周波数
に応じてそのインピーダンスを変更しうるように構成さ
れる（以下、上述のごとく構成された回路をパターンＢ
の回路と称する）。さらに、請求項３記載の本発明の高
周波回路は、複数の周波数に対応すべく、複数の整合回
路をそなえ、これらの整合回路がそれぞれ分波・合成回
路を介して接続される（以下、上述のごとく構成された
回路をパターンＣの回路と称する）。

【００３２】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。図１は本発明の一実施形態として
の高周波回路が適用される携帯電話機の構成の一例を示
すブロック図で、この図１に示す携帯電話機も、図５２
に示した携帯電話機と同様に、送信系１として可変減衰
器（ＶＡＴＴ）２，直接変調器（ＭＯＤ）３，高出力増
幅器（ＨＰＡ）４，ハイブリッド（ＨＹＢ：方向性結合
器）５，バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６，検波回路７
及び比較回路８をそなえ、受信系９としてバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）１０，低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１及
び受信ダウンコンバータ（ＭＩＸ）１２をそなえて構成
されている。

【００３３】なお、この場合も、アンテナ１３は、共用
器１４を介して送信系１と受信系９とで共用され、ＲＦ
（高周波）帯用の局部発振器（電圧制御発振器）１５も
送信系１と受信系９とで共用されている。従って、これ
らの各構成要素は、基本的に、それぞれ図５２により前
述したものと同様のものであるが、この図１に示す携帯
電話機は、例えば、８００ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯
の両方の周波数帯を使用周波数帯として利用できるよう
に、高周波部分に設けられている高周波増幅器（高出力
増幅器４，低雑音増幅器１１），方向性結合器（ハイブ
リッド５）、高周波フィルタ回路（バンドパスフィルタ
６）の各高周波回路が両方の周波数帯に対応すべく構成
されている。

【００３４】以下、本発明の要部であるこれらの各高周
波回路について、それぞれ項目ごとに詳述してゆく。（１）高周波増幅器に用いられるバイアス回路の説明図２は本実施形態の携帯電話機における高周波増幅器に
用いられるバイアス回路の構成を示す図で、この図２に
おいて、１６，１７はそれぞれマイクロストリップライ
ンなどを用いた伝送線路、Ｃ２，Ｃ３はそれぞれコンデ
ンサである。なお、Ｇはグラウンドである。

【００３５】ここで、伝送線路１６，１７は、それぞれ
入力されるＲＦ信号に対してその長さに応じた遅延を施
すもので、周波数ｆ₁（例えば、８００ＭＨｚ）をもっ
た信号の波長をλｇ₁，周波数ｆ₂（例えば、１．５５
ＧＨｚ）をもった信号の波長をλｇ₂とした場合に、伝
送線路１６の長さ「Ｓ２」がλｇ₂／４に設定される一
方、伝送線路１７の長さ「Ｓ３」が「Ｓ２＋Ｓ３」でλ
ｇ₁／４となるように（つまり、Ｓ３＝λｇ₁／４−Ｓ
２となるように）設定される。

【００３６】また、コンデンサＣ２は、周波数ｆ₂の信
号のみを通過させるものであり、コンデンサＣ３は、周
波数ｆ₁の信号のみを通過させるもので、例えば、この
バイアス回路に周波数ｆ₂の信号が入力されると、この
信号は伝送線路１６を通じてコンデンサＣ２へ流れる一
方、周波数ｆ₁の信号が入力されると、この信号は伝送
路１６，１７を通じてコンデンサＣ３へ流れるように構
成されている。

【００３７】このような構成により、上述のバイアス回
路では、例えば、１．５５ＧＨｚ帯の信号が入力される
と、この信号は伝送線路１６を通じてコンデンサＣ２へ
流れるのであるが、このとき、この信号は伝送線路１６
でその長さ「Ｓ２（＝λｇ₂／４）」に応じた遅延が施
されることにより、伝送線路１６の両端で互いに信号の
位相が９０°異なる状態になる。

【００３８】この結果、伝送線路１６の一端はショート
（短絡）、他端はオープン（開放）の状態となり、伝送
線路１７が伝送線路１６から切り離された状態となるの
で、上述の携帯電話機の一方の使用周波数である１．５
５ＧＨｚ帯の信号に対しては、各コンデンサＣ２，Ｃ３
から伝送線路１６へ向けて流れる反射波信号はほとんど
なくなり、入力された１．５５ＧＨｚ帯の信号がロスな
く出力されることになる。

【００３９】一方、８００ＭＨｚ帯の信号が入力された
場合、この信号は各伝送線路１６，１７を通じてコンデ
ンサＣ３へ流れるので、各伝送線路１６，１７でその長
さ「Ｓ２＋Ｓ３（＝λｇ₁／４）」に応じた遅延が施さ
れることにより、各伝送線路１６，１７を長さ「Ｓ２＋
Ｓ３」をもった１つの伝送線路と見なせば、その両端で
互いに信号の位相が９０°異なる状態になる。

【００４０】従って、この場合は、各伝送線路１６，１
７を長さ「Ｓ２＋Ｓ３」をもった１つの伝送線路と見な
したときに、その一端がショート、他端がオープンの状
態となり、伝送線路１７が伝送線路１６に接続された状
態となるので、他方の使用周波数である８００ＭＨｚ帯
の信号に対しても、各コンデンサＣ２，Ｃ３から伝送線
路１６へ向けて流れる反射波信号はほとんどなくなり、
入力された８００ＭＨｚ帯の信号がロスなく出力され
る。

【００４１】つまり、この図２に示すバイアス回路（高
周波回路）は、周波数ｆ₁（８００ＭＨｚ），周波数ｆ
₂（１．５５ＧＨｚ）という２つの周波数に対応すべ
く、一部の構成要素である伝送線路１６が全ての周波数
ｆ₁，ｆ₂用として共用され、他の構成要素である伝送
線路１７が使用周波数ｆ₁，ｆ₂に応じ伝送線路１６に
接続あるいは切り離しされるように構成されているので
ある（すなわち、このバイアス回路は、パターンＡの回
路に相当する）。

【００４２】従って、本発明の一実施形態としてのバイ
アス回路（高周波回路）によれば、従来のように、８０
０ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯という２つの周波数帯に
対応した特性をもったバイアス回路をそれぞれ個別に設
けてなくとも、見かけ上１つの回路で８００ＭＨｚ帯，
１．５５ＧＨｚ帯の両方の周波数に対応することができ
るようになり、これにより、２つの周波数帯に対応でき
るバイアス回路をその回路規模を増大させることなく実
現でき、低コスト，小型化などの厳しい条件が要求され
る携帯電話機用の回路としても十分適用できるようにな
る。

【００４３】なお、図３〜図６はそれぞれ上述のごとく
構成されたバイアス回路について、使用周波数を８００
ＭＨｚ，１．５５ＧＨｚに近い周波数としてそれぞれ９
５０ＭＨｚ，１．４４ＧＨｚを選んでシュミレーション
を行なった場合の結果の一例を示す図で、図３，図４に
それぞれ示すように、反射波信号の影響を表す入力側か
ら見たリターンロス（Ｓ１１），出力側から見たリター
ンロス（Ｓ２２）は、それぞれ９５０ＭＨｚ，１．４４
ＧＨｚ付近で最も小さくなり、、図５，図６にそれぞれ
示すように、入出力間の通過ロス（Ｓ１２，Ｓ２１）も
それぞれ９５０ＭＨｚ，１．４４ＧＨｚ付近で最もロス
が少なくなっていることがわかる。

【００４４】（１−１）バイアス回路の第１変形例の説
明図７は図２により上述したバイアス回路の第１変形例を
示す図で、この図７において、１８はマイクロストリッ
プラインなどを用いた伝送線路で、この場合は、その長
さ「Ｓ４」が周波数ｆ₁（例えば、８００ＭＨｚ）の信
号の波長λｇ₁の１／４に設定されている。また、Ｃ４
は周波数ｆ₁をもった信号，周波数ｆ₂（例えば、１．
５５ＧＨｚ）をもった信号の両方を通過させる特性を有
するコンデンサ、Ｌ１は周波数ｆ₁，ｆ₂のいずれの信
号に対しても開放となる特性をもったコイル、Ｄ１は供
給されるコントロール電圧の設定に応じて容量が変化
し、周波数ｆ₁，ｆ₂のいずれかの信号を通過させる特
性をもったバラクタダイオードである。

【００４５】上述のごとく構成されたバイアス回路で
は、携帯電話機の使用周波数８００ＭＨｚ，１．５５Ｇ
Ｈｚに応じて、コントロール電圧を調整することより、
アース接地されたバラクタダイオードＤ１の容量が変化
するので、伝送線路１８の長さ「Ｓ４」を変えなくとも
通過させる信号の周波数帯を容易に変化させることがで
きる。

【００４６】つまり、この図７に示すバイアス回路は、
８００ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯という２つの周波数
に対応すべく、一部の構成要素である伝送線路１８が全
て（両方）の周波数ｆ₁，ｆ₂用として共用され、コン
トロール電圧によりバラクタダイオードＤ１の容量を変
化させることによって、他の構成要素（コイルＬ１，コ
ンデンサＣ４及びバラクタダイオードＤ１）が使用周波
数ｆ₁，ｆ₂に応じて、そのインピーダンスが変更され
るように構成されている（すなわち、このバイアス回路
はパターンＢの回路に相当する）。

【００４７】従って、この場合も、８００ＭＨｚ帯，
１．５５ＧＨｚ帯のいずれの信号に対しても、反射波信
号の影響を最大限に抑制してリターンロスを最小にでき
るとともに、入出力間の通過ロスもほとんどなくすこと
ができるので、８００ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯とい
う２つの周波数に対応した特性（インピーダンス）をも
った回路を個別に設けてなくとも、見かけ上１つの回路
で８００ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯の両方の周波数に
対応することができるようになる。

【００４８】このように、本変形例におけるバイアス回
路によれば、コントロール電圧を調整してバラクタダイ
オードＤ１の容量を変化させることにより、両方の周波
数８００ＭＨｚ，１．５５ＧＨｚ用として共用される伝
送線路１８以外の他の構成要素のインピーダンスを変化
させて、その通過特性を可変にできるので、極めて容易
に、これらの各周波数に対応することができ、これによ
り、２つの周波数帯に対応できるバイアス回路をその回
路規模を増大させることなく実現でき、この結果、低コ
スト，小型化などの厳しい条件が要求される携帯電話機
用の回路としても十分適用できるようになる。

【００４９】なお、図８〜図１１はそれぞれ上述のごと
く構成されたバイアス回路について、この場合も、使用
周波数を８００ＭＨｚ，１．５５ＧＨｚに近い周波数と
してそれぞれ９５０ＭＨｚ，１．４４ＧＨｚを選んでシ
ュミレーションを行なった場合の結果の一例を示す図
で、上述のごとくコントロール電圧によりバラクタダイ
オードＤ１の容量を変化させて伝送線路１８以外の構成
要素のインピーダンスを変えることにより、９５０ＭＨ
ｚ付近で最も良い特性を示していた入力側，出力側から
見た各リターンロス（Ｓ１１，Ｓ２２），入出力間の各
通過ロス（Ｓ１２，Ｓ２１）の各特性（図５４〜図５７
参照）が、図８〜図１１に示すように、１．４４ＧＨｚ
付近で最も良い特性に変化していることがわかる。

【００５０】（１−２）バイアス回路の第２変形例の説
明図１２は図２により前述したバイアス回路の第２変形例
を示す図で、この図１２において、１９はマイクロスト
リップラインなどを用いた伝送線路で、この場合も、そ
の長さ「Ｓ５」は周波数ｆ₁（例えば、８００ＭＨｚ）
の信号の波長λｇ₁の１／４に設定されている。また、
Ｃ５は周波数ｆ₁をもった信号，周波数ｆ₂（例えば、
１．５５ＧＨｚ）をもった信号の両方を通過させる特性
を有するコンデンサ、Ｌ２は周波数ｆ₁，ｆ₂のいずれ
の信号に対しても開放となる特性をもったコイル、Ｄ２
は供給されるコントロール電圧の設定に応じて容量が変
化することにより、周波数ｆ₁，ｆ₂のいずれかの信号
を通過させる特性をもったバラクタダイオードである。
なお、Ｃ５′もコンデンサである。

【００５１】そして、この図１２に示すバイアス回路
は、コンデンサＣ５′，コイルＬ２及びバラクタダイオ
ードＤ２からなる回路が伝送線路１９に対して並列に接
続されている。このような構成により、上述のバイアス
回路でも、コントロール電圧を調整することでバラクタ
ダイオードＤ２の容量が変化するので、両方の周波数
（８００ＭＨｚ，１．５５ＧＨｚ）用として共用されて
いる伝送線路１９以外の他の構成要素（コンデンサＣ
５′，コイルＬ２及びバラクタダイオードＤ２）のイン
ピーダンスが変化し、この結果、このバイアス回路の通
過帯域が変化する（つまり、このバイアス回路は、パタ
ーンＢの回路に相当する）。

【００５２】従って、この場合も、８００ＭＨｚ帯，
１．５５ＧＨｚ帯のいずれの信号に対しても、コントロ
ール電圧を調整することにより、反射波信号の影響を最
大限に抑制してリターンロスを最小にできるとともに、
入出力間の通過ロスもほとんどなくすことができるの
で、８００ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯という２つの周
波数に対応した特性（インピーダンス）をもった回路を
個別に設けなくとも、見かけ上１つの回路で８００ＭＨ
ｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯の両方の周波数に対応すること
ができるようになる。

【００５３】このように、本変形例におけるバイアス回
路によっても、コントロール電圧を調整して伝送線路１
９に対して並列接続されたバラクタダイオードＤ２の容
量を変化させることにより、両方の周波数８００ＭＨ
ｚ，１．５５ＧＨｚ用として共用される伝送線路１９以
外の他の構成要素のインピーダンスを変化させて、その
通過特性を可変にできるので、極めて容易に、これらの
各周波数に対応することができ、これにより、２つの周
波数帯に対応できるバイアス回路をその回路規模を増大
させることなく実現でき、この結果、低コスト，小型化
などの厳しい条件が要求される携帯電話機用の回路とし
ても十分適用できるようになる。

【００５４】なお、図１３〜図１６及び図１７〜図２０
はそれぞれ上述のごとく構成されたバイアス回路につい
て、この場合も、使用周波数を８００ＭＨｚ，１．５５
ＧＨｚに近い周波数としてそれぞれ９５０ＭＨｚ，１．
４４ＧＨｚを選んでシュミレーションを行なった場合の
結果の一例を示す図で、上述のようにコントロール電圧
によりバラクタダイオードＤ２の容量を変化させて伝送
線路１９以外の構成要素のインピーダンスを変えること
により、図１３〜図１６に示すように、９５０ＭＨｚ付
近で最も良い特性を示していた入力側，出力側から見た
各リターンロス（Ｓ１１，Ｓ２２），入出力間の各通過
ロス（Ｓ１２，Ｓ２１）の各特性（図５４〜図５７参
照）が、図１７〜図２０に示すように、１．４４ＧＨｚ
付近で最も良い特性に変化しそれぞれの周波数帯に応じ
て最適化されていることがわかる。

【００５５】（２）高周波増幅器の説明図２１は図１により前述した携帯電話機に用いられる高
周波増幅器の一例を示す図で、この図２１において、Ｔ
Ｒ１は高周波増幅用の電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）、Ｃ６は周波数ｆ₂（例えば、１．５５ＧＨｚ）の
信号に対して通過特性を有するコンデンサ、Ｒ３はバイ
アス設定用の抵抗、Ｃ６′は周波数ｆ₁（例えば、８０
０ＭＨｚ）の信号に対して通過特性を有するコンデン
サ、Ｄ３はコントロール電圧の設定で容量が変化し、周
波数ｆ₁，ｆ₂で開放・短絡となるバラクタダイオー
ド、Ｌ３は使用周波数帯域（ｆ₁，ｆ₂）で開放となる
コイルである。なお、Ｇはグラウンドである。

【００５６】上述のごとく構成された高周波増幅器で
は、周波数ｆ₂で使用するときはバラクタダイオードＤ
３のインピーダンスを高くするようコントロール電圧を
調整し、周波数ｆ１で使用するときは、逆に、バラクタ
ダイオードＤ３のインピーダンスを低くするようコント
ロール電圧を調整することにより、それぞれの周波数ｆ
₁，ｆ₂に合わせ接地する容量の最適化が行なわれる。

【００５７】つまり、この高周波増幅器は、２つの周波
数ｆ₁，ｆ₂に対応すべく、一部の構成要素である電界
効果トランジスタ（以下、単にトランジスタという）Ｔ
Ｒ１が両方（全て）の周波数ｆ₁，ｆ₂用として共用さ
れ、他の構成要素であるコンデンサＣ６，Ｃ６′，抵抗
Ｒ３，バラクタダイオードＤ３及びコイルＬ３が使用周
波数ｆ₁，ｆ₂に応じてそのインピーダンスが変更され
るようになっている（つまり、この高周波増幅器はパタ
ーンＢの回路に相当する）。

【００５８】従って、上述の高周波増幅器でも、コント
ロール電圧を調整してバラクタダイオードＤ２の容量を
変化させることにより、その通過特性を可変にできるの
で、極めて容易に、２つの周波数ｆ₁，ｆ₂に対応する
ことができ、これにより、２つの周波数帯に対応できる
高周波増幅器をその回路規模を増大させることなく実現
でき、この結果、低コスト，小型化などの厳しい条件が
要求される携帯電話機用の回路としても十分適用できる
ようになる。

【００５９】なお、上述の高周波増幅器は１つの電源で
動作するもので、トランジスタＴＲ１のソース（バイポ
ーラトランジスタを用いた場合はエミッタ）が使用周波
数帯域ｆ₁，ｆ₂で接地されることで、利得の最適化が
行なえるようになっており、図６に示すような構成は１
つの電源で動作する増幅器に有効である。（２−１）高周波増幅器の第１変形例の説明図２２は上述の高周波増幅器の第１変形例を示す図で、
この図２２において、ＴＲ２は高周波増幅用のトランジ
スタ（ＦＥＴ）、ＴＲ３，ＴＲ４はそれぞれ切替えスイ
ッチ用のトランジスタ（ＦＥＴ）、Ｃ７，Ｃ８はそれぞ
れＤＣ（直流）カットコンデンサ、Ｃ９，Ｃ１０はそれ
ぞれ整合用コンデンサ、２０，２１はそれぞれマイクロ
ストリップラインなどを用いた伝送線路である。

【００６０】そして、この図２２に示す高周波増幅器
は、コンデンサＣ７及び伝送線路２０などからなる整合
回路と、コンデンサＣ８及び伝送線路２１などからなる
整合回路とが、切替えスイッチ用の各トランジスタ（以
下、ＦＥＴスイッチという）ＴＲ３，ＴＲ４を用いて並
列接続されている。なお、ＦＥＴスイッチＴＲ３，ＴＲ
４のＯＮ／ＯＦＦはコントロール電圧によって同時に切
り替えられるようになっている。

【００６１】つまり、この高周波増幅器は、８００ＭＨ
ｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯という２つの周波数ｆ₁，ｆ₂
に対応すべく、一部の構成要素（トランジスタＴＲ２）
が両方の周波数ｆ₁，ｆ₂用として共用され、他の構成
要素（コンデンサＣ９，Ｃ１０）が、使用周波数ｆ₁，
ｆ₂に応じて、コントロール電圧によるＦＥＴスイッチ
ＴＲ３，ＴＲ４のＯＮ／ＯＦＦの切替えが行なわれるこ
とによって、トランジスタＴＲ２に接続あるいは切り離
しされるように構成されている（つまり、この高周波回
路は、パターンＡの回路に相当する）。

【００６２】このような構成により、上述の高周波増幅
器では、各トランジスタＴＲ３，ＴＲ４のＯＮ／ＯＦＦ
で並列接続された整合回路の短絡／開放を切替えること
で、使用周波数ｆ₁，ｆ₂の切替えが行なわれる。従っ
て、従来のように、８００ＭＨｚ帯用，１．５５ＧＨｚ
帯用の２つの回路（高周波増幅用のトランジスタ）を並
列接続しなくとも、１つの高周波増幅用のトランジスタ
ＴＲ２で、２つの周波数に対応することができ、これに
より、２つの周波数帯に対応できる高周波増幅器をその
回路規模を増大させることなく実現でき、この場合も、
低コスト，小型化などの厳しい条件が要求される携帯電
話機用の回路としても十分適用できるようになる。

【００６３】（２−２）高周波増幅器の第２変形例の説
明図２３は上述の高周波増幅器の第２変形例を示す図で、
この図２３において、ＴＲ５は高周波増幅用トランジス
タ、Ｃ１１，Ｃ１２はそれぞれＤＣカット用のコンデン
サ、Ｃ１３，Ｃ１４はそれぞれ整合用コンデンサ、Ｄ
４，Ｄ５はそれぞれ切替えスイッチ用のピンダイオー
ド、Ｌ４，Ｌ５はそれぞれ使用周波数帯域ｆ ₁，ｆ
₂（８００ＭＨｚ，１．５５ＧＨｚ）で開放となる特性
を有するインダクタ（コイル）、２２，２３はそれぞれ
マイクロストリップラインなどを用いた伝送線路であ
る。

【００６４】簡単に言えば、この図２３に示す高周波増
幅器は、図２２により前述した高周波増幅器におけるＦ
ＥＴスイッチＴＲ３，ＴＲ４の代わりに、ピンダイオー
ドＤ４，Ｄ５を用いることでＦＥＴスイッチＴＲ３，Ｔ
Ｒ４と同様の機能を実現している。つまり、この高周波
増幅器も、パターンＡの回路に相当する。従って、この
場合も、使用周波数ｆ₁，ｆ２に応じて、各ピンダイオ
ードＤ４，Ｄ５のＯＮ／ＯＦＦをコントロール電圧で制
御することにより、その通過特性を可変にできるので、
上述の高周波増幅器の第１変形例と同様の効果ないし利
点がある。

【００６５】（２−３）高周波増幅器の第３変形例の説
明図２４は上述の高周波回路の第３変形例を示す図で、こ
の図２４において、ＴＲ６は高周波増幅用のトランジス
タ（ＦＥＴ）、ＴＲ７，ＴＲ８はそれぞれ切替えスイッ
チ用のトランジスタ（ＦＥＴ）、Ｃ１５〜Ｃ１８はそれ
ぞれＤＣカット用のコンデンサ、Ｃ１９，Ｃ２０はそれ
ぞれ整合用コンデンサ、Ｒ４，Ｒ５はそれぞれ使用周波
数帯域ｆ₁，ｆ₂（８００ＭＨｚ，１．５５ＧＨｚ）で
開放となる特性を有する高抵抗、２４，２５はそれぞれ
マイクロストリップラインなどを用いた伝送線路であ
る。

【００６６】そして、この図２４に示す高周波増幅器
は、一部の構成要素であるトランジスタＴＲ６が８００
ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯の両方の周波数帯用として
共用され、他の構成要素が、使用周波数に応じてコント
ロール電圧によって各切替え用のトランジスタ（以下、
ＦＥＴスイッチという）ＴＲ７，ＴＲ８のＯＮ／ＯＦＦ
が切替えられることによって、トランジスタＴＲ６に接
続あるいは切り離しされるようになっている。つまり、
この高周波増幅器は、パターンＡの回路に相当する。

【００６７】このような構成により、上述の高周波増幅
器では、コントロール電圧により各ＦＥＴスイッチＴＲ
７，ＴＲ８がＯＮ状態に設定された場合、それぞれコン
デンサＣ１６，Ｃ１７，高抵抗Ｒ４，Ｒ５，ＦＥＴスイ
ッチＴＲ７，ＴＲ８が増幅用のトランジスタＴＲ６に接
続された状態となり、整合回路（コンデンサＣ１９又は
コンデンサＣ２０）までの信号の位相が伝送線路２４，
２５を伝送させるときに比べて遅れるので、信号の位相
が遅れる回路となる。

【００６８】一方、コントロール電圧により各ＦＥＴス
イッチＴＲ７，ＴＲ８がＯＦＦ状態に設定された場合、
それぞれコンデンサＣ１６，Ｃ１７，高抵抗Ｒ４，Ｒ
５，ＦＥＴスイッチＴＲ７，ＴＲ８が増幅用のトランジ
スタＴＲ６から切り離された状態となり、信号は伝送線
路２４，２５を通じて伝送されるので信号の位相が進む
回路となる。

【００６９】この結果、このように使用周波数ｆ₁，ｆ
₂に応じてＦＥＴスイッチＴＲ７，ＴＲ８のＯＮ／ＯＦ
Ｆによって信号の位相を変えることにより、８００ＭＨ
ｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯の各周波数に最適な通過位相を
選択できるようになるので、この場合も、従来のよう
に、８００ＭＨｚ帯用，１．５５ＧＨｚ帯用の２つの回
路（高周波増幅用のトランジスタ）を並列接続しなくと
も、１つの高周波増幅用のトランジスタＴＲ６で、これ
ら２つの周波数に対応することができる。

【００７０】従って、これら２つの周波数帯に対応でき
る高周波増幅器をその回路規模を最小限に抑えつつ実現
でき、低コスト，小型化などの厳しい条件が要求される
携帯電話機用の回路として十分適用できるようになる。（２−４）高周波増幅器の第４変形例の説明図２５は上述の高周波増幅器の第４変形例を示す図で、
この図２５において、ＴＲ９は高周波増幅用トランジス
タ、Ｃ２１〜Ｃ２４はＤＣカット用のコンデンサ、Ｃ２
５，Ｃ２６はそれぞれ整合用コンデンサ、Ｄ６，Ｄ７は
それぞれ切替えスイッチ用のピンダイオード、Ｒ６，Ｒ
７はそれぞれ使用周波数ｆ₁，ｆ₂（８００ＭＨｚ，
１．５５ＧＨｚ）で開放となる特性を有する高抵抗、Ｌ
６，Ｌ７はそれぞれ使用周波数帯域で開放となる特性を
有するインダクタ（コイル）、２６，２７はそれぞれマ
イクロストリップラインなどを用いた伝送線路である。

【００７１】つまり、この図２５に示す高周波増幅器
は、図２４に示す高周波増幅器におけるＦＥＴスイッチ
ＴＲ７，ＴＲ８の代わりに、それぞれピンダイオードＤ
６，Ｄ７を用いることにより、各ＦＥＴスイッチＴＲ
７，ＴＲ８と同様の機能を実現しているのである。すな
わち、この高周波増幅器は、パターンＡの回路に相当す
る。

【００７２】従って、この高周波増幅器でも、使用周波
数ｆ₁，ｆ₂に応じてコントロール電圧により各ピンダ
イオードＤ６，Ｄ７のＯＮ／ＯＦＦを制御することによ
って、８００ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯の各周波数に
最適な通過位相を選択できるようになるので、第３変形
例にて上述した高周波増幅器と同様の効果ないし利点が
ある。

【００７３】（２−５）高周波増幅器の第５変形例の説
明図２６は上述の高周波増幅器の第５変形例を示す図で、
この図２６において、ＴＲ１０は高周波増幅用のトラン
ジスタ（ＦＥＴ）、２８は分波回路、２９，３０はそれ
ぞれ整合回路、３１は合波回路であり、この図２６に示
すように、２つの周波数（８００ＭＨｚ帯，１．５５Ｇ
Ｈｚ帯）に対応すべく、２つの整合回路２９，３０がそ
れぞれ分波回路２８，合成回路３１を介して接続されて
いる（つまり、この高周波増幅器はパターンＣの回路に
相当する）。

【００７４】ここで、分波回路２８は、入力信号を分波
するもので、８００ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯の信号
に対しては互いに開放の状態となる特性を有しており、
これにより、各整合回路２９，３０に影響がない回路と
なるので、１つのトランジスタＴＲ１０で２種類の周波
数の増幅が可能になる。従って、この場合も、異なる２
種類の周波数帯に対応できる高周波増幅器をその回路規
模を最小限に抑えつつ実現でき、同様に、低コスト，小
型化などの厳しい条件が要求される携帯電話機用の回路
として十分適用できるようになる。

【００７５】（３）方向性結合器の説明図２７は図１により前述した携帯電話機に用いられる方
向性結合器の構成を示すブロック図で、この図２７にお
いて、３２〜３４はそれぞれマイクロストリップライン
などを用いた伝送線路で、伝送線路３４は、その長さ
「Ｓ６」が２つの周波数（８００ＭＨｚ，１．５５ＧＨ
ｚ）のうち高い方（１．５５ＧＨｚ）の信号の波長λｇ
₂の１／４に設定されており、伝送線路３３の長さ「Ｓ
７」は、「Ｓ６＋Ｓ７」が周波数の低い方（８００ＭＨ
ｚ）の信号の波長λｇ₁の１／４となるように設定され
ている。

【００７６】また、Ｒ８，Ｒ９はそれぞれ終端抵抗であ
り、３５は使用周波数（８００ＭＨｚ，１．５５ＧＨ
ｚ）に応じて伝送線路３４を伝送線路３３又は終端抵抗
Ｒ８に接続を切り替える高周波用スイッチ（ＲＦスイッ
チ）である。なお、このＲＦスイッチ３５は、８００Ｍ
Ｈｚ帯で使用される場合は伝送線路３３側に切替えら
れ、１．５５ＧＨｚ帯で使用される場合は終端抵抗Ｒ８
側に切替えられるようになっている。

【００７７】つまり、この図２７に示す方向性結合器
は、８００ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯という２種類の
周波数に対応すべく、一部の構成要素である伝送線路３
４が両方（全て）の周波数用として共用され、他の構成
要素である伝送線路３３が使用周波数に応じ伝送線路３
４に接続あるいは切り離しされるように構成されている
のである（すなわち、この方向性結合器はパターンＡの
回路に相当する）。

【００７８】このような構成により、上述の方向性結合
器では、ＲＦスイッチ３５の切替えによって伝送線路３
２との結合量を８００ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯のい
ずれかの使用周波数帯域に合わせることで、その使用周
波数帯域に最適な結合度が得られる。従って、従来のよ
うに、８００ＭＨｚ帯用，１．５５ＧＨｚ帯用の２つの
方向性結合器を並列接続しなくとも、１つの方向性結合
器で、２種類の周波数に対応することができ、これによ
り、８００ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯の両方に対応で
きる高周波増幅器をその回路規模を増大させることなく
実現でき、この結果、低コスト，小型化などの厳しい条
件が要求される携帯電話機用の回路として十分適用でき
るようになる。

【００７９】（４）高周波フィルタ回路の説明図２８は図１により前述した携帯電話機に用いられるデ
ュアルバンド対応の高周波フィルタ回路の一例を示す図
で、この図２８において、４０はインダクタンスを有す
る信号線路（インダクタ）、４１，４２はそれぞれマイ
クロストリップラインで構成された誘電体共振器（Ｄ
Ｒ）、Ｃ３１〜Ｃ３５はそれぞれコンデンサである。な
お、Ｇはグラウンドである。

【００８０】そして、この図２８に示す高周波フィルタ
回路は、誘電体共振器４１，４２を用いた単位構成のフ
ィルタ回路の２段構成となっており、これら２段構成の
回路間がインダクタ４０で接続されることにより、相互
の位相調整が行なわれるようになっている。ここで、上
述の単位構成の高周波フィルタ回路の構成手順につい
て、図２９（ａ）〜図２９（ｄ）を用いて以下に詳述す
る。

【００８１】まず、図２９（ａ）に示すように、ある共
振周波数ｆ₁（例えば、８００ＭＨｚ）を通過または減
衰させるための誘電体共振器４１′の長さがＬ₁であっ
たとすると、図２９（ｂ）に示すように、その共振周波
数ｆ₁より高い任意の周波数ｆ₂（例えば、１．５５Ｇ
Ｈｚ）を通過又は減衰させるための誘電体共振器４１を
その長さをＬ₂として構成する。なお、このとき、各誘
電体共振器４１′，４１の長さＬ₁，Ｌ₂は、それぞれ
Ｌ₂＜Ｌ₁となるように構成される。

【００８２】さらに、図２９（ｃ）に示すように、誘電
体共振器４１との長さの和が誘電体共振器４１′の長さ
Ｌ₁と同じ長さになるような長さＬ₃をもった誘電体共
振器４２を加え（つまり、Ｌ₁＝Ｌ₂＋Ｌ₃）、図２９
（ｄ）に示すように、各誘電体共振器４１，４２の接続
点にコンデンサＣ３１（Ｃ３３）を接続するとともに、
誘電体共振器４２にコンデンサＣ３２（Ｃ３４）を接続
する。

【００８３】そして、このとき、各コンデンサＣ３１，
Ｃ３２（Ｃ３３，Ｃ３４）の各定数は、それぞれ共振周
波数ｆ₁，ｆ₂に依存し、コンデンサＣ３１には周波数
ｆ₂付近の信号に対してショート（短絡）に近くなるよ
うな定数が設定され、コンデンサＣ３２には周波数ｆ₁
付近の信号に対してショートに近くなるような定数が設
定される。なお、各コンデンサＣ３１，Ｃ３２（Ｃ３
３，Ｃ３４）は、互いの共振周波数ｆ₁，ｆ₂に対して
は無関係（オープン：開放）の状態になる。

【００８４】以上のような手順により、図２８に示す高
周波フィルタ回路の単位構成部分が構成される。そし
て、上述のごとく構成された高周波フィルタ回路では、
共振周波数ｆ₂の信号は誘電体共振器４１の両端で位相
が９０°異なるようにコンデンサＣ３１へ流れるので、
誘電体共振器４１の一端がショート、他端がオープンの
状態となり、誘電体共振器４２が誘電体共振器４１から
切り離された状態となる。一方、共振周波数ｆ₁の信号
は誘電体共振器４１及び誘電体共振器４２を１つの誘電
体共振器と見なした場合のその両端で位相が９０°異な
るようにコンデンサＣ３２（Ｃ３３）へ流れ、この結
果、誘電体共振器４１及び誘電体共振器４２を１つの誘
電体共振器と見なしたときのその一端がショート、他端
がオープンの状態となり、誘電体共振器４２が誘電体共
振器４１に接続された状態となる。

【００８５】つまり、この高周波フィルタ回路は、２つ
の周波数ｆ₁，ｆ₂に対応すべく、一部の構成要素であ
る誘電体共振器４１が両方（全て）の周波数用として共
用され、他の構成要素である誘電体共振器４２，コンデ
ンサＣ３２（Ｃ３４）が使用周波数に応じて誘電体共振
器４１に接続あるいは切り離しされるようになっている
のである（すなわち、この高周波フィルタ回路はパター
ンＡの回路に相当する）。

【００８６】そして、この場合は、誘電体共振器４１か
ら誘電体共振器４２，コンデンサＣ３２（Ｃ３４）が切
り離された状態のときに、誘電体共振器４１及びコンデ
ンサＣ３１（Ｃ３３）からなる部分が周波数ｆ₂用のフ
ィルタ回路となり、誘電体共振器４１に誘電体共振器４
２，コンデンサＣ３２（Ｃ３４）が接続された状態のと
きに、誘電体共振器４１，４２及びコンデンサＣ３２
（Ｃ３４）からなる部分が周波数ｆ₁用のフィルタ回路
となる。

【００８７】以上のように、上述の高周波フィルタ回路
によれば、周波数ｆ₁（８００ＭＨｚ）用の誘電体共振
器４１′〔図２９（ａ）参照〕と同じ長さＬ₁＝Ｌ₂＋
Ｌ₃となる誘電体共振器４１，４２を用い、誘電体共振
器４１が周波数用として共用され、誘電体共振器４２，
コンデンサＣ３２（Ｃ３４）が使用周波数ｆ₁，ｆ
₂（８００ＭＨｚ，１．５５ＧＨｚ）に応じて誘電体共
振器４１に接続あるいは切り離しされることによって、
両方の周波数ｆ₁，ｆ₂に対応することができるので、
その回路規模を増大させることなく、８００ＭＨｚ帯，
１．５５ＧＨｚ帯の両方の周波数に対応できる携帯電話
機用の高周波フィルタ回路を実現することができる。

【００８８】なお、上述のように誘電体共振器４１から
誘電体共振器４２，コンデンサＣ３２が切り離された状
態の場合、周波数ｆ₂付近の周波数をもった信号の通過
特性はコンデンサＣ３１の定数のみに依存し、誘電体共
振器４１に誘電体共振器４２，コンデンサＣ３２が接続
された状態の場合、周波数ｆ₁付近の周波数をもった信
号の通過特性はコンデンサＣ３１の定数のみに依存する
ことになる。

【００８９】従って、例えば、コンデンサＣ３１，Ｃ３
３の各定数を変化させると、図３０（ａ）に破線で示す
ように周波数ｆ₂付近の通過特性を変化させることがで
き、コンデンサＣ３２，Ｃ３４の各定数を変化させる
と、図３０（ｂ）に破線で示すように、周波数ｆ₁付近
の通過特性を変化させることができるので、従来のよう
に、誘電体共振器（マイクロストリップライン）４１，
４２を削ることにより構成後の周波数ｆ₁，ｆ₂の微調
整を行なわなくてもよく、各コンデンサＣ３１〜Ｃ３２
の各定数をそれぞれ独立に調整するだけで、極めて容易
に、その通過特性の微調整を行なうことができるように
なる。

【００９０】なお、図３１は上述の高周波フィルタ回路
について使用周波数帯を９５０ＭＨｚ帯，１．４４ＧＨ
ｚ帯としてシュミレーションを行なう場合の構成の一例
を示す図で、この図３１に示すように、入力側，出力側
にはそれぞれ終端抵抗４３，４４が接続されている。ま
た、図３２（ａ），図３２（ｂ）はそれぞれそのシュミ
レーション結果の一例を示す図である。

【００９１】そして、図３２（ａ）中に、Ｍ１，Ｍ２で
示すように、上述の高周波フィルタ回路は、ある帯域
（９５０ＭＨｚ帯，１．４４ＧＨｚ帯）の通過帯域に着
目すれば９５０ＭＨｚ帯，１．４４ＧＨｚ帯の各帯域を
通過させるＢＰＦ（バンドパスフィルタ）としての周波
数特性（Ｓ２１）を有する一方、Ｍ３，Ｍ４で示すよう
に、減衰極のみに着目すれば９５０ＭＨｚ帯，１．４４
ＧＨｚ帯の各帯域を減衰させるＢＥＦ（帯域減衰フィル
タ）としての周波数特性を有していることになる。つま
り、この高周波フィルタ回路は、ＢＰＦとＢＥＦの両方
の特性をもった回路であるといえる。

【００９２】また、図３２（ｂ）中にＭ１，Ｍ２で示す
ように、上述の高周波フィルタ回路は、９５０ＭＨｚ
帯，１．４４ＧＨｚ帯の両方に対応できるデュアルバン
ドなフィルタ回路として、十分良い特性が得られている
ことが分かる。（４−１）高周波フィルタ回路の第１変形例の説明図３３は上述の高周波フィルタ回路の第１変形例を示す
図で、この図３３において、図２８，図３１中に示す符
号と同一符号が指す部分はそれぞれ図２８，図３１にて
前述したものと同様ものであるが、本変形例では、誘電
体共振器４１がそれぞれ誘電体共振器４１Ａ，４１Ｂに
分割され、各誘電体共振器４１Ａ，４１Ｂ，４２がそれ
ぞれ互いに異なるインピーダンスを有するように構成さ
れている。

【００９３】つまり、この高周波フィルタ回路も、８０
０ＭＨｚ，１．５５ＧＨｚという２つの周波数（ｆ₁，
ｆ₂）に対応すべく、一部の構成要素である誘電体共振
器４１Ａ，４１Ｂが両方（全て）の周波数用として共用
され、他の構成要素である誘電体共振器４２，コンデン
サＣ３２（Ｃ３４）が使用周波数に応じて誘電体共振器
４１Ａ，４１Ｂに接続あるいは切り離しされるよう構成
されていることになる（すなわち、この高周波回路もパ
ターンＡの回路に相当する）。

【００９４】従って、この図３３に示す高周波フィルタ
回路でも、図２８，図３１により前述した回路と同様
に、８００ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯の両方の周波数
帯に対応することができるが、この場合は、誘電体共振
器４１が誘電体共振器４１Ａ，４１Ｂの２つに分割され
ているので、共振周波数ｆ₁については、より高い選択
性をもたせる、つまり、より周波数ｆ₁，ｆ₂の信号の
みを通過または減衰させることができるようになる。

【００９５】図３４（ａ），図３４（ｂ）はそれぞれ上
述の構成において使用周波数帯を９５０ＭＨｚ帯，１．
４４ＧＨｚ帯としてシュミレーションを行なった場合の
結果の一例を示す図で、これらの図３４（ａ），図３４
（ｂ）に示すように、９５０ＭＨｚ帯，１．４４ＧＨｚ
帯における通過特性（Ｓ２１），減衰特性（Ｓ１１）の
いずれもその尖鋭度が図３２（ａ）に示すものより増し
ていることからも、上述のような高い周波数ｆ₁，ｆ₂
の選択性が得られることが分かる。

【００９６】（４−２）高周波フィルタ回路の第２変形
例の説明図３５は図２８，図３１により前述した高周波フィルタ
回路の第２変形例を示す図で、この図３５においても、
図２８，図３１中に示す符号と同一符号を付したものは
それぞれ図２８，図３１にて前述したものと同様のもの
であるが、この図３５に示す高周波回路は、図２８，図
３１に示す構成において、各コンデンサＣ３１（Ｃ３
３），Ｃ３２（Ｃ３４）をそれぞれバラクタダイオード
４５，４６を用いた回路に置き換えた構成となってい
る。なお、Ｃ３６，Ｃ３７はそれぞれコンデンサ、４
３，４４はインダクタ（コイル）である。また、この図
３５に示す回路は単位構成部分のみを示している。

【００９７】つまり、上述の高周波フィルタ回路は、８
００ＭＨｚ，１．５５ＧＨｚという２つの周波数ｆ₁，
ｆ₂に対応すべく、誘電体共振器４１（一部の構成要
素）が両方（全て）の周波数用として共用され、バイア
ス電圧（コントロール電圧）Ｖ ₁，Ｖ₂によって各バラ
クタダイオード４５，４６（他の構成要素）が使用周波
数ｆ₁，ｆ₂に応じてそのインピーダンスを変更される
ようになっている（すなわち、この高周波フィルタ回路
はパターンＢの回路に相当する）。

【００９８】従って、この高周波回路では、各誘電体共
振器４１，４２で共振させる共振周波数ｆ₁，ｆ₂をコ
ントロール電圧Ｖ₁，Ｖ₂によって変化させることによ
り、対応する周波数を容易に変化させることができ、こ
の場合も、その回路規模を増大させることなく、８００
ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯の両方の周波数に対応でき
る携帯電話機用の高周波フィルタ回路を実現することが
できる。

【００９９】（４−３）高周波フィルタ回路の第３変形
例の説明図３６は図２８，図３１により前述した高周波フィルタ
回路の第３変形例を示す図で、この図３６においても、
図２８，図３１中に示す符号と同一符号を付したものは
それぞれ図２８，図３１により前述したものと同様のも
のであるが、この図３６に示す回路（単位構成の回路）
は、スイッチ（ＳＷ）４６を設けることにより、誘電体
共振器４１と誘電体共振器４２あるいはコンデンサＣ３
１との接続切替えが行なえるようになっている。

【０１００】つまり、この高周波フィルタ回路は、８０
０ＭＨｚ，１．５５ＧＨｚという２つの周波数ｆ₁，ｆ
₂に対応すべく、誘電体共振器４１（一部の構成要素）
が両方（全て）の周波数ｆ₁，ｆ₂用として共用され、
誘電体共振器４２，コンデンサＣ３２（Ｃ３４）あるい
はコンデンサＣ３１（Ｃ３３）の他の構成要素が使用周
波数ｆ₁，ｆ₂に応じて誘電体共振器４１に接続あるい
は切り離しされるように構成されている（すなわち、こ
の高周波フィルタ回路はパターンＡの回路に相当す
る）。

【０１０１】これにより、上述の高周波フィルタ回路で
は、使用周波数ｆ₁，ｆ₂に応じてスイッチ４６を切り
替えることによって、瞬時に対応する周波数帯域（周波
数ｆ ₁帯，周波数ｆ₂帯）を変えることができるように
なる。従って、従来のように、８００ＭＨｚ帯用，１．
５５ＧＨｚ帯用の２つの誘電体共振器を並列接続して両
方の周波数帯に対応する必要はなく、携帯電話機用の回
路として十分その回路規模，コストなどを抑えたデュア
ルバンド対応の高周波フィルタ回路を実現することがで
きる。

【０１０２】（４−４）高周波フィルタ回路の第４変形
例の説明図３７は図２８，図３１により前述した高周波フィルタ
回路の第４変形例を示す図で、この図３７においても、
図２８，図３１中に示す符号と同一符号を付したものは
それぞれ図２８，図３１により前述したものと同様のも
のであるが、この図３７に示す高周波フィルタ回路（単
位構成部分）は、第３変形例にて上述したスイッチ４６
の接続切替え動作をコントロール電圧Ｖ₃によってピン
ダイオード４７のＯＮ／ＯＦＦを制御することによって
行なうようになっている（つまり、この高周波フィルタ
回路もパターンＡの回路に相当する）。なお、４８はイ
ンダクタ（コイル）、４９は抵抗である。

【０１０３】従って、この高周波回路では、使用周波数
ｆ₁，ｆ₂に応じてピンダイオード４７のＯＮ／ＯＦＦ
をコントロール電圧Ｖ₃で制御することにより、第３変
形例にて前述したのと同様に、瞬時に対応する周波数帯
を変えることができるようになるので、この場合も、従
来のように、８００ＭＨｚ帯用，１．５５ＧＨｚ帯用の
２つの誘電体共振器を並列接続して両方の周波数帯に対
応する必要はなく、携帯電話機用の回路として十分その
回路規模，コストなどを抑えたデュアルバンド対応の高
周波フィルタ回路を実現することができる。

【０１０４】（４−５）高周波フィルタ回路の第５変形
例の説明図３８は図２８，図３１により前述した高周波フィルタ
回路の第５変形例を示す図で、この図３８においても、
図２８，図３１中に示す符号と同一符号を付したものは
それぞれ図２８，図３１により前述したものと同様のも
のであるが、この図３８に示す高周波フィルタ回路（単
位構成部分）は、各誘電体共振器４１，４２の接続点と
コンデンサＣ３１（Ｃ３３）との間にピンダイオード５
０を設け、コントロール電圧Ｖ₄によってこのピンダイ
オード５０のＯＮ／ＯＦＦを制御することによって、第
３変形例にて前述したスイッチ４６の切替え動作を行な
うようになっている（つまり、この高周波フィルタ回路
もパターンＡの回路に相当する）。なお、５２，５２は
それぞれインダクタ（コイル）、５３は抵抗である。

【０１０５】従って、この高周波回路でも、使用周波数
ｆ₁，ｆ₂に応じてピンダイオード５０のＯＮ／ＯＦＦ
をコントロール電圧Ｖ₄で制御することにより、第３変
形例にて前述したのと同様に、瞬時に対応する周波数帯
を変えることができるようになるので、この場合も、従
来のように、８００ＭＨｚ帯用，１．５５ＧＨｚ帯用の
２つの誘電体共振器を並列接続して両方の周波数帯に対
応する必要はなく、携帯電話機用の回路として十分その
回路規模，コストなどを抑えたデュアルバンド対応の高
周波フィルタ回路を実現することができる。

【０１０６】（５）電圧制御発振器の説明図３９（ａ）は図１により前述した携帯電話機に用いら
れる電圧制御発振器の構成の一例を示す図で、この図３
９（ａ）において、６１は共振回路部、６２は発振回路
部であり、共振回路部６１は、コイル（Ｌ）６３，可変
容量ダイオード（バラクタダイオード：Ｄ）６４，コン
デンサ（Ｃ）６５，６９，７０，高周波用のスイッチ
（ＳＷ１）６７及びストリップライン６６，６８を用い
て構成され、発振回路部６２は、いわゆるコルピッツ型
発振回路を応用したもので、コンデンサ（Ｃ）７１〜７
６，高周波用のスイッチ（ＳＷ２）７７，トランジスタ
（ＴＲ）７８及びコイル（Ｌ）７９を用いて構成されて
いる。なお、８０はコンデンサ７５及びコイル７９から
なる共振回路である。

【０１０７】そして、この電圧制御発振器は、スイッチ
６７及び７７の切替えによって、２種類の周波数（８０
０ＭＨｚ，１．５５ＧＨｚ）を発振できるデュアルバン
ド対応の発振器となっている。以下、この電圧制御発振
器の要部について詳述する。まず、図３９に示す共振回
路部６１の各マイクロストリップライン（以下、単にス
トリップラインという）６６，６８は、図４０（ａ）に
示すように、その長さがそれぞれＬ₄，Ｌ₅に設定され
ており、スイッチ６７をコンデンサ６９側へ切り替える
ことによって、図４０（ｂ）に示すように、長さＬ₄の
ストリップライン６６が２つの周波数ｆ₁，ｆ₂（８０
０ＭＨｚ，１．５５ＧＨｚ）のうち高い方の共振周波数
ｆ₂（１．５５ＧＨｚ）に対応し、スイッチ６７をスト
リップライン６８側へ切り替えることによって、図４０
（ｃ）に示すように、各ストリップライン６６，６８が
接続された長さＬ₄＋Ｌ₅のストリップラインが低い方
の共振周波数ｆ₁（８００ＭＨｚ）に対応するように構
成されている。

【０１０８】つまり、上述の回路（高周波回路）は、８
００ＭＨｚ，１．５５ＧＨｚという２つの周波数に対応
すべく、ストリップライン６６（一部の構成要素）が両
方（全て）の周波数ｆ₁，ｆ₂用として共用され、他の
構成要素（ストリップライン６８，コンデンサ６９）が
使用周波数ｆ₁，ｆ₂に応じて、ストリップライン６６
に接続あるいは切り離しされるようになっている（すな
わち、この回路はパターンＡの回路に相当する）。

【０１０９】また、ストリップライン６６に接続されて
いるコンデンサ６９には、共振周波数ｆ₂（長さＬ₄の
ストリップライン６６）に対してＡＣ（交流）的にショ
ート（短絡）となるような定数が設定される一方、スト
リップライン６８に接続されているコンデンサ７０に
は、共振周波数ｆ₁（長さＬ₄＋Ｌ₅のストリップライ
ン）に対してＡＣ的にショートとなるような定数が設定
される。なお、各コンデンサ６９，７０はお互いの共振
周波数ｆ₁，ｆ₂に対しては無関係（オープン）の状態
となる。

【０１１０】このような構成により、上述の共振回路部
６１では、スイッチ６７をコンデンサ６９側へ切り替え
ると、共振周波数がｆ₁となり、スイッチ６７をマイク
ロストリップライン６８側へ切り替えると、共振周波数
がｆ₂となるので、従来の電圧制御発振器の変調感度で
はカバーすることのできないような異なる周波数帯（８
００ＭＨｚ帯もしくは１．５５ＧＨｚ帯）へも瞬時に発
振周波数を変化させることができるようになる。

【０１１１】図４１（ａ），（ｂ）はそれぞれ図４０
（ａ）に示す回路について、使用周波数を９５０ＭＨ
ｚ，１．４４ＧＨｚとしてシュミレーションを行なった
場合のその結果の一例を示す図で、これらの各図中にＭ
１〜Ｍ４で示すように、図４０（ａ）に示す回路の周波
数特性が９５０ＭＨｚ，１．４４ＧＨｚ付近の両方に対
応できるようになっていることが分かる。

【０１１２】一方、図３９に示す発振回路部６２では、
上述のように共振回路部６１で異なる発振周波数（共振
周波数）ｆ₁，ｆ₂を切り替えて発振させるため、これ
に応じた負性抵抗の発生を行なう必要がある。ところ
が、もし、この発振回路部６２で、例えば、８００ＭＨ
ｚ〜１．５５ＧＨｚという広帯域な周波数帯をカバーで
きる負性抵抗を発生させてこれらの異なる共振周波数ｆ
₁，ｆ₂をカバーしたとすると、これらの各共振周波数
ｆ₁，ｆ₂以外でも発振が起こり、不要なスプリアスが
生じてしまう恐れがある。

【０１１３】そこで、本実施形態における電圧制御発振
器では、各共振周波数帯域ｆ₁，ｆ ₂で狭帯域な負性抵
抗を発生させるべく、図３９，図４２に示すように、発
振回路部６２のトランジスタ７８のコレクタ接地部分
に、各共振周波数ｆ₁，ｆ₂に対応する共振回路８０を
設けることで、各共振周波数ｆ₁，ｆ₂に対応する狭帯
域な負性抵抗を発生させている。

【０１１４】また、このとき、発振回路部６２では、共
振回路部６１で切り替えた共振周波数ｆ₁，ｆ₂に対応
した負性抵抗を発生させるために、それを調整または切
り替える必要がので、本実施形態では、図３９及び図４
３に示すように、トランジスタ７８の帰還部分に並列に
接地されている２つのコンデンサ７３，７４をスイッチ
〔ＡＣ（交流）スイッチ〕７７を介して並列に接続し、
このスイッチ７７の切替えによって、瞬時に負性抵抗帯
域を変化できるようにしている。

【０１１５】つまり、図４３に示す回路（高周波回路）
も、２つの周波数ｆ₁，ｆ₂（８００ＭＨｚ，１．５５
ＧＨｚ）に対応すべく、トランジスタ７８，共振回路８
０などの一部の構成要素が両方の周波数ｆ₁，ｆ₂用と
して共用され、コンデンサ７３，７４の他の構成要素が
使用周波数ｆ₁，ｆ₂に応じて、上述の一部の構成要素
に接続あるいは切り離しされるようになっているのであ
る（すなわち、この回路もパターンＡの回路に相当す
る）。

【０１１６】従って、共振回路部６１でのスイッチ６７
の切替えによる共振周波数ｆ₁，ｆ ₂の遷移に応じて、
スイッチ７７を切り替えることによって、共振回路部６
１での共振周波数ｆ₁，ｆ₂に対応することができ、安
定した発振を得ることができるようになる。なお、図４
４（ａ），（ｂ）はそれぞれ図４２，図４３に示すよう
な狭帯域の負性抵抗を発生する共振回路８０を設けない
回路について使用周波数を９５０ＭＨｚ，１．５５ＧＨ
ｚとしてシュミレーションを行なった場合の結果の一例
を示す図であり、図４５（ａ），（ｂ）はそれぞれは共
振回路８０を設けた回路について同様のシュミレーショ
ンを行なった場合の結果の一例を示す図である。

【０１１７】これらの各図４４（ａ），（ｂ），図４５
（ａ），（ｂ）に示すように、共振回路８０を設けない
場合は、図中Ｍ１で示す付近の周波数を発振させたいと
きにＭ２で示す付近の周波数も発振してしまう不要スプ
リアスが生じ、共振回路８０を設けた場合は、このよう
な不要スプリアスが生じないことが分かる。以上のよう
に、本実施形態における電圧制御発振器によれば、共振
回路部６１，発振回路部６２に各スイッチ６７，７７を
設けて、使用周波数ｆ₁，ｆ₂に応じてこれらの各スイ
ッチ６７，７７を切り替えることにより、発振周波数ｆ
₁，ｆ₂を切り替えることができるので、図６６，図６
７に示したように、周波数ｆ ₁用，周波数ｆ₂用の２つ
の電圧制御発振器１３４Ａ，１３４Ｂ、もしくはＶＣＯ
モジュール１３５Ａ，１３５Ｂを並列接続する必要はな
く、その回路規模を最小限に抑えることができる。

【０１１８】従って、小型化，低コストなどの条件が要
求される携帯電話機などにも十分適用可能なデュアルバ
ンド対応の電圧制御発振器の実現に大いに寄与すること
となる。（５−１）電圧制御発振器の変形例の説明図４６は図３９，図４０により前述した共振回路部６１
の要部の変形例を示す図であるが、この図４６に示す回
路は、図３９，図４０に示すスイッチ（ＳＷ１）６７に
よる切替え動作を、コントロール電圧Ｖ₅，Ｖ₆でピン
ダイオード（Ｄ）８４，８５のＯＮ／ＯＦＦを切り替え
ることにより実現している（従って、この回路もパター
ンＡの回路に相当する）。なお、８１はコンデンサ
（Ｃ）、８２，８３はそれぞれコイル（Ｌ）である。

【０１１９】従って、この図４６に示す回路でも、使用
周波数ｆ₁，ｆ₂に応じて、コントロール電圧Ｖ₅，Ｖ
₆によって各ピンダイオード８４，８５のＯＮ／ＯＦＦ
を切り替えることにより、共振周波数（発振周波数）ｆ
₁，ｆ₂の切替えを行なうことができ、８００ＭＨｚ
帯，１．５５ＧＨｚ帯という大きくバンドの離れた周波
数帯にも容易に対応することができるようになる。

【０１２０】なお、この共振回路部６１の要部の構成
は、図４７（ａ），（ｂ）に示すように、上述のパター
ンＡの回路に相当する構成において、可変容量ダイオー
ド（バラクタダイオード）６４に代えて互いに異なる容
量をもつバラクタダイオード６４Ａ，６４Ｂをスイッチ
（ＳＷ１）６７を介して並列に接続して構成しても、ス
イッチ（ＳＷ１）６７の切替えによって、瞬時に共振周
波数ｆ₁，ｆ₂の切替え（遷移）を行なうことができ
る。なお、この場合は、図３９，図４０に示すものに比
して、遷移できる共振周波数ｆ₁，ｆ₂の間隔は狭くな
る。

【０１２１】また、同様に、この共振回路６１の要部の
構成は、図４８（ａ），（ｂ）に示すように、パターン
Ａの回路に相当する構成において、異なる容量をもつバ
ラクタダイオード６４Ａ，６４Ｂの一方（バラクタダイ
オード６４Ａ）を逆方向としてＲＦライン（信号線路）
に並列接続し、正（＋）／負（−）のバイアス電圧をス
イッチ（ＳＷ３）８８に印可してスイッチ８８の切替え
を行なうようにしても、瞬時に共振周波数ｆ₁，ｆ₂の
切替え（遷移）を行なうことができる。なお、この場合
も、図３９，図４０に示すものに比して、遷移できる共
振周波数間隔は狭くなる。

【０１２２】次に、図４９は図３９，図４３により前述
した発振回路部６２の要部の変形例を示す図であるが、
この図４６に示す回路は、図３９，図４３に示す負性抵
抗帯域の各コンデンサ７３，７４を切り替えるスイッチ
（ＳＷ２）７７をピンダイオード８６などで置き換えて
構成されている（つまり、この回路もパターンＡの回路
に相当する）。

【０１２３】従って、この場合も、共振回路部６１での
共振周波数ｆ₁，ｆ₂に応じて、ピンダイオード８６に
印可するコントロール電圧Ｖ₇の設定でこのピンダイオ
ード８６のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることにより、共振
周波数ｆ₁，ｆ₂に対応して、安定した発振を行なうこ
とができるようになる。さて次に、以下では、上述のよ
うな共振回路部６１の共振周波数の調整方法について詳
述する。

【０１２４】図５０（ａ），（ｂ）はそれぞれ共振回路
部６１を基板上で構成した場合の一例を示す模式図であ
り、これらの各図５０（ａ），（ｂ）において、９１は
基板、９２はＲＦライン（高周波用信号線路）、９３は
グラウンド（ＧＮＤ）面、９４は共振周波数の調整用オ
ープンスタブ、９５Ａ，９５Ｂはそれぞれはスルーホー
ル、９６は基板９１の内層に配置されたストリップライ
ン共振器であり、図５０（ｂ）に示すように、調整用オ
ープンスタブ９４はスルーホール９５Ｂを通じて基板９
１の表面上に形成されている。なお、この調整用オープ
ンスタブ９４にはストリップライン共振器９６よりも十
分細いものを用いる。

【０１２５】これにより、ストリップライン共振器９６
が基板９１の内層に配置されているにもかかわらず、調
整用オープンスタブ９４をカットするだけで、極めて容
易に、ストリップライン共振器９６の共振周波数を調整
することができるので、従来のように、回路の実装後、
ストリップライン共振器９６が基板９１内に内層として
挿入されているために、ストリップライン共振器９６を
直接トリミングして共振周波数の微調整を行なえないと
いったこともなくなる。

【０１２６】次に、図５１（ａ）は上述のストリップラ
イン共振器９６が基板９１上に形成された場合の基板９
１の断面図で、図５１（ｂ）は図５１（ａ）におけるＡ
矢視図、図５１（ｃ）は同じく図５１（ａ）におけるＢ
矢視図であるが、図５１（ｃ）に示すように、この場合
は、基板の裏面（グラウンド面９２）に共振周波数の調
整用溝９７が形成されている。

【０１２７】ここで、通常、上述の共振回路部６１のよ
うな分布定数回路では、グラウンド面９２のグラウンド
パターンの変化が回路定数の変化に等しい。従って、グ
ラウンド（ＧＮＤ）面９２に形成された調整用溝９７を
削るなどしてグラウンドパターンを変えてやれば、極め
て容易に、ストリップライン共振器９６の共振周波数を
調整することができるようになる。

【０１２８】なお、本実施形態における各高周波回路
（パターンＡ〜Ｃのいずれかの回路に相当する構成を有
する高周波増幅器，高周波フィルタ回路，方向性結合
器，電圧制御発振器）は、いずれも携帯電話機用の回路
として適用するために、対応する周波数帯を８００ＭＨ
ｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯の２つの周波数帯としたが、本
発明の高周波回路はこれに限定されず、携帯電話機以外
の無線装置に適用することも可能であり、また、８００
ＭＨｚ帯，１．５５ＧＨｚ帯以外の複数の周波数帯にも
対応できる。

【０１２９】

【発明の効果】以上詳述したように、請求項１及び請求
項２記載の本発明の高周波回路によれば、一部の構成要
素が全ての周波数用として共用され、他の構成要素が、
使用周波数に応じてこの一部の構成要素に接続あるいは
切り離しされる、もしくは、使用周波数に応じてそのイ
ンピーダンスを変更しうるように構成されているので、
複数の周波数に対応した回路をそれぞれ個別に設けるこ
となく、１つの回路で複数の周波数に対応することがで
き、これにより、複数の周波数に対応できる高周波回路
を、その回路規模，コストを増大させることなく、極め
て容易に実現できる利点がある。

【０１３０】また、請求項３記載の本発明の高周波回路
によれば、複数の整合回路をそなえ、これらの整合回路
がそれぞれ分波・合成回路を介して接続されているの
で、どのような周波数をもった信号に対しても常に回路
の整合を取ることができるので、１つの高周波回路で複
数の周波数に対応することができ、これにより、複数の
周波数に対応できる高周波回路を、その回路規模，コス
トを増大させることなく実現できる利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態としての高周波回路が適用
される携帯電話機の構成の一例を示すブロック図であ
る。

【図２】本実施形態の携帯電話機における高周波増幅器
に用いられるバイアス回路の構成を示す図である。

【図３】本実施形態におけるバイアス回路のシュミレー
ション結果の一例を示す図である。

【図４】本実施形態におけるバイアス回路のシュミレー
ション結果の一例を示す図である。

【図５】本実施形態におけるバイアス回路のシュミレー
ション結果の一例を示す図である。

【図６】本実施形態におけるバイアス回路のシュミレー
ション結果の一例を示す図である。

【図７】本実施形態におけるバイアス回路の第１変形例
を示す図である。

【図８】本実施形態における第１変形例としてのバイア
ス回路のシュミレーション結果の一例を示す図である。

【図９】本実施形態における第１変形例としてのバイア
ス回路のシュミレーション結果の一例を示す図である。

【図１０】本実施形態における第１変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。

【図１１】本実施形態における第１変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。

【図１２】本実施形態におけるバイアス回路の第２変形
例を示す図である。

【図１３】本実施形態における第２変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。

【図１４】本実施形態における第２変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。

【図１５】本実施形態における第２変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。

【図１６】本実施形態における第２変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。

【図１７】本実施形態における第２変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。

【図１８】本実施形態における第２変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。

【図１９】本実施形態における第２変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。

【図２０】本実施形態における第２変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。

【図２１】本実施形態における高周波増幅器の構成を示
す図である。

【図２２】本実施形態における高周波増幅器の第１変形
例を示す図である。

【図２３】本実施形態における高周波増幅器の第２変形
例を示す図である。

【図２４】本実施形態における高周波増幅器の第３変形
例を示す図である。

【図２５】本実施形態における高周波増幅器の第４変形
例を示す図である。

【図２６】本実施形態における高周波増幅器の第５変形
例を示す図である。

【図２７】本実施形態における方向性結合器の構成を示
す図である。

【図２８】本実施形態における高周波フィルタ回路の構
成を示す図である。

【図２９】（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ本実施形態におけ
る高周波フィルタ回路の構成手順を説明するための図で
ある。

【図３０】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本実施形態におけ
る高周波フィルタ回路の動作を説明するための図であ
る。

【図３１】本実施形態における高周波フィルタ回路のシ
ュミレーション時の構成を示す図である。

【図３２】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本実施形態におけ
る高周波フィルタ回路のシュミレーション結果の一例を
示す図である。

【図３３】本実施形態における高周波フィルタ回路の第
１変形例を示す図である。

【図３４】本実施形態における第１変形例としての高周
波フィルタ回路のシュミレーション結果の一例を示す図
である。

【図３５】本実施形態における高周波フィルタ回路の第
２変形例を示す図である。

【図３６】本実施形態における高周波フィルタ回路の第
３変形例を示す図である。

【図３７】本実施形態における高周波フィルタ回路の第
４変形例を示す図である。

【図３８】本実施形態における高周波フィルタ回路の第
５変形例を示す図である。

【図３９】本実施形態における電圧制御発振器の構成を
示す図である。

【図４０】（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器の共振回路部の要部の構成を示す図で
ある。

【図４１】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器のシュミレーション結果の一例を示す
図である。

【図４２】本実施形態における電圧制御発振器の発振回
路部の要部の構成を示す図である。

【図４３】本実施形態における電圧制御発振器の発振回
路部の要部の構成を示す図である。

【図４４】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器の周波数特性を比較して説明するため
のシュミレーション結果の一例を示す図である。

【図４５】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器のシュミレーション結果の一例を示す
図である。

【図４６】本実施形態における電圧制御発振器の共振回
路部の変形例を示す図である。

【図４７】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器の共振回路部の他の変形例を説明する
ための図である。

【図４８】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器の共振回路部の他の変形例を説明する
ための図である。

【図４９】本実施形態における電圧制御発振器の発振回
路部の変形例を示す図である。

【図５０】（ａ），（ｂ）はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器の共振回路部を基板上で構成した場合
の一例を示す模式図である。

【図５１】（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器の共振回路部を基板上で構成した場合
の他の一例を示す模式図である。

【図５２】従来の一般的な携帯電話機の構成を示すブロ
ック図である。

【図５３】従来の携帯電話機における増幅器に一般的に
用いられるバイアス回路の構成を示す図である。

【図５４】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。

【図５５】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。

【図５６】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。

【図５７】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。

【図５８】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。

【図５９】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。

【図６０】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。

【図６１】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。

【図６２】従来の携帯電話機に用いられる一般的な方向
性結合器の構成を示す図である。

【図６３】（ａ），（ｂ）はそれぞれ従来の携帯電話機
に用いられる一般的な高周波フィルタ回路の構成を示す
図である。

【図６４】従来の携帯電話機に用いられる一般的な電圧
制御発振器の構成を示す図である。

【図６５】従来のデュアルバンド対応の高周波フィルタ
回路の一例を示す図である。

【図６６】従来のデュアルバンド対応の電圧制御発振器
の一例を示す図である。

【図６７】従来のデュアルバンド対応の電圧制御発振器
の一例を示す図である。

【符号の説明】

１送信系２可変減衰器（ＶＡＴＴ）３直接変調器（ＭＯＤ）４高出力増幅器（ＨＰＡ）５ハイブリッド（ＨＹＢ：方向性結合器）６バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７検波回路８比較回路９受信系１０バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２受信ダウンコンバータ（ＭＩＸ）１３アンテナ１４共用器１５ＲＦ帯用の局部発振器（電圧制御発振器）１６〜２７，３２〜３４，６６，６８伝送線路（マイ
クロストリップライン）２８分波回路２９，３０整合回路３１合波回路３２伝送線路３５，４６，６７，７７，８８スイッチ４０信号線路４１，４１Ａ，４１Ｂ，４２誘電体共振器４３，４４，４８，５１，５２，６３，７９，８２，８
３，８７，Ｌ１〜Ｌ７コイル４９，５３，Ｒ３〜Ｒ９抵抗４５，４６，６４，６４Ａ，６４Ｂ，Ｄ１〜Ｄ７可変
容量ダイオード（バラクタダイオード）４７，５０，８４〜８６ピンダイオード６１共振回路部６２発振回路部６５，６９〜７６，８１，Ｃ２〜Ｃ２６，Ｃ３１〜Ｃ３
７，Ｃ５′，Ｃ６′コンデンサ７８，ＴＲ１〜ＴＲ９トランジスタ（ＦＥＴ）８０共振回路９１基板９２グラウンド（ＧＮＤ）面９３ＲＦライン（信号線路）９４調整用オープンスタブ９５Ａ，９５Ｂスルーホール９６ストリップライン共振器９７調整用溝

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０３Ｆ 3/60 Ｈ０３Ｆ 3/60 Ｈ０３Ｇ 3/30 Ｈ０３Ｇ 3/30 ＢＨ０３Ｈ 7/075 Ｈ０３Ｈ 7/075 ＡＨ０４Ｂ 1/18 Ｈ０４Ｂ 1/18 Ｃ (72)発明者河合慎一北海道札幌市中央区北一条西２丁目１番地富士通北海道ディジタル・テクノロジ株式会社内 (72)発明者村上学北海道札幌市中央区北一条西２丁目１番地富士通北海道ディジタル・テクノロジ株式会社内 (72)発明者佐々木章夫北海道札幌市中央区北一条西２丁目１番地富士通北海道ディジタル・テクノロジ株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】高周波回路であって、複数の周波数に対
応すべく、一部の構成要素が全ての周波数用として共用
され、他の構成要素が使用周波数に応じ該一部の構成要
素に接続あるいは切り離しされるように構成されている
ことを特徴とする、高周波回路。
【請求項２】高周波回路であって、複数の周波数に対
応すべく、一部の構成要素が全ての周波数用として共用
され、他の構成要素が使用周波数に応じてそのインピー
ダンスを変更しうるように構成されていることを特徴と
する、高周波回路。
【請求項３】高周波回路であって、複数の周波数に対
応すべく、複数の整合回路をそなえ、これらの整合回路
がそれぞれ分波・合成回路を介して接続されていること
を特徴とする、高周波回路。