JP4725445B2 - 再生装置、トラッキング制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、光ディスク記録媒体についての少なくとも再生を行う再生装置、及びこのような再生装置におけるトラッキング制御方法に関する。

従来より、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）やＢＤ（Blu-ray Disc：登録商標）などの光ディスク記録媒体のサーボ技術として、ＤＰＤ（Differential Phase Detection）法が広く知られている。このＤＰＤ法は、レーザスポットが光ディスク記録媒体上のトラックのセンター位置からずれたときに、少なくとも２分割されたディテクタからの検出信号に位相差が生じることを利用した手法である。

具体的に、従来のＤＰＤ法としては、次の図２に示すような４分割ディテクタ１１を用い、それぞれ対角部となる［ディテクタＡ・ディテクタＣ］、［ディテクタＢ・ディテクタＤ］からの検出信号の各和成分（Ａ＋Ｃ、Ｂ＋Ｄ）について、それらの位相差を検出することが一般的となっている。

図１２は、このようなＤＰＤ法における２つ信号（Ａ＋Ｃ、Ｂ＋Ｄ）の位相差とトラックずれとの関係を示している。
なお、この図１２では、図２により示す４分割ディテクタ１１のように、ディスク回転方向（トラック長手方向）においてはそれぞれディテクタＡとディテクタＤ、ディテクタＢとディテクタＣとに分割され、トラッキング制御方向（トラック短手方向）ではディテクタＡとディテクタＢ、ディテクタＤとディテクタＣとに分割されている場合における（Ａ＋Ｃ）の波形と（Ｂ＋Ｄ）の波形、及びそれらの波形の位相関係とトラックずれとの関係を示している。

図１２（ａ）に示すようにして、（Ａ＋Ｃ）と（Ｂ＋Ｄ）の波形に位相差がない場合は、トラックずれがない状態（つまりジャストトラッキングの状態）となる。
これに対し図１２（ｂ）に示すようにそれぞれの波形に位相差が生じた場合には、トラックずれが生じた状態（つまりレーザスポットがトラックセンターからずれた状態）となる。例えば、図示されるように（Ａ＋Ｃ）の位相の方が進んでいる場合には、レーザスポットは図２に示したディテクタＢとディテクタＣとが形成される側にずれていることになる。また、図示は省略するが、逆に（Ｂ＋Ｄ）の位相の方が進んでいる場合にはディテクタＡとディテクタＤとが形成される側にずれていることになる。

図１３は、上記のような４分割ディテクタ１１を用いた場合に対応した、従来のトラッキングエラー信号生成部５０の構成の一例を示している。
先ず、トラッキングエラー信号生成部５０に対しては、図２により示した４分割ディテクタ１１におけるディテクタＡとディテクタＣからの検出信号の加算結果（Ａ＋Ｃ）と、ディテクタＢとディテクタＤからの検出信号の加算結果（Ｂ＋Ｄ）とが入力されることになる。トラッキングエラー信号５０には、これら（Ａ＋Ｃ）と（Ｂ＋Ｄ）とを入力してトラッキングエラー信号を生成する構成として、イコライザ５１ａ、５１ｂ、ゼロクロスタイミング検出部５２ａ、５２ｂ、位相差比較部５３、ローパスフィルタ５４ａ、５４ｂ、差動アンプ５５が備えられている。

図示するようにして（Ａ＋Ｃ）はイコライザ５１ａに入力され、高域成分が強調された後、ゼロクロスタイミング検出部５２ａに供給されてそのゼロクロスタイミングが検出される。
また、（Ｂ＋Ｄ）としても同様に、イコライザ５１ｂに入力されて高域成分が強調された後、ゼロクロスタイミング検出部５２ｂに供給されてそのゼロクロスタイミングが検出される。

ゼロクロスタイミング検出部５２ａ、５２ｂにて検出されたゼロクロスタイミングの検出信号は位相差比較部５３に供給される。位相差比較部５３は、ゼロクロスタイミング検出部５２ａから供給される（Ａ＋Ｃ）のゼロクロスタイミングと、ゼロクロスタイミング検出部５２ｂから供給される（Ｂ＋Ｄ）のゼロクロスタイミングとを比較して、この場合は（Ａ＋Ｃ）のゼロクロスタイミングの方が早い（つまり（Ａ＋Ｃ）の位相の方が進んでいる）ときにはプラス（＋）のパルスを、また（Ｂ＋Ｄ）のゼロクロスタイミングの方が早い（つまり（Ｂ＋Ｄ）の位相の方が進んでいる）ときにはマイナス（−）のパルスを出力する。

図示するようにして位相差比較部５３からの＋パルスはローパスフィルタ５４ａに供給され、また−パルスはローパスフィルタ５４ｂに供給される。ローパスフィルタ５４ａ、５４ｂでは、それぞれ位相差比較部５３からの入力信号について低域成分のみを通過させ、それを差動アンプ５５に出力する。差動アンプ５５は、ローパスフィルタ５４ａ、５４ｂからの入力信号についてその差分を算出し、その結果をトラッキングエラー信号として出力する。

このような構成によれば、位相差比較部５３からの出力として相対的に＋のパルスが多い場合（つまり（Ａ＋Ｃ）の位相が進む割合が多い場合）には、差動アンプ５５からは＋の極性によるトラッキングエラー信号が出力されるようになる、また−のパルスが多い場合（（Ｂ＋Ｄ）の位相が進む割合が多い場合）には差動アンプ５５から−の極性によるトラッキングエラー信号が出力されるものとなる。

このようにして、従来のＤＰＤ法では、レーザスポットのトラックセンターからのずれに応じてそれぞれに位相差が生じるようにして分けられた信号成分（この場合は［Ａ、Ｃ]と[Ｂ，Ｄ]）について、それらの信号成分のゼロクロスタイミングを検出して位相差の情報を得た上で、その位相差の情報に基づいてトラッキングエラー信号を生成するようにされている。

なお、関連する従来技術については下記特許文献を挙げることができる。
特開２００６−５３９６８号公報

しかしながら、上記のような従来のＤＰＤ法は、光ディスク記録媒体の線方向記録密度の高密度化が進むにつれて、適正にトラッキングエラー信号を生成することができなくなる危険性を有している。

図１４は、光ディスク記録媒体に対して記録されるべき信号波形（記録波形）と、この記録波形に基づき実際に記録された信号を再生して得られる再生波形との関係を示している。仮に、光ディスク記録媒体の高記録密度化が記録マーク（ピット）の最短マーク長が再生ピックアップの光学カットオフ付近（或いはそれ以上）となるまでに押し進められた場合は、この図１４中に期間ｔ−ｔと示す最短マークからの再生信号の振幅が充分に（或いは全く）得られなくなってしまうことになる。そして、このように再生信号波形の振幅が充分に得られなくなると、この再生信号と同じ４分割ディテクタからの検出信号に基づき得られる（Ａ＋Ｃ）、（Ｂ＋Ｄ）の各信号成分としても充分な振幅が得られなくなってしまう。

このようにして（Ａ＋Ｃ）、（Ｂ＋Ｄ）の信号成分の振幅が充分に得られなくなれば、それらのゼロクロスタイミングの検出精度も著しく悪化するものとなる。そして、このことによれば、先の図１３に示した従来のトラッキングエラー信号生成部５０では（Ａ＋Ｃ）と（Ｂ＋Ｄ）との位相差を適正に検出することができなくなり、トラッキングエラー信号の精度が著しく悪化してしまう。
トラッキングエラー信号の精度が悪化すれば、トラッキングサーボの精度も悪化し、再生パフォーマンスの悪化にもつながることになる。

また、先の説明によれば、従来のＤＰＤ法では、（Ａ＋Ｃ）と（Ｂ＋Ｄ）のそれぞれのゼロクロスタイミングを検出した結果に基づき位相差の情報を得るものとしているが、このような手法によると、これら２つの信号についての位相差の情報はゼロクロスタイミングでしか得ることができないものとなる。このことで、トラッキングサーボ制御の高速化、及び高精度化が妨げられるものとなっている。

また、さらに従来のＤＰＤ法では、ゼロクロスタイミングの検出精度を上げるために、（Ａ＋Ｃ）、（Ｂ＋Ｄ）の各信号の波形を整形するためのイコライザが設けられる（イコライザ５１ａ、５１ｂ）。特に、高記録密度とされる場合には、このようなイコライザが必須となり、その分の回路スペースの拡張及びコストアップが強いられるものとなる。

そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、光ディスク記録媒体について少なくとも再生を行う再生装置として、以下のように構成することとした。
つまり、上記光ディスク記録媒体に対するレーザ光の出力端及び上記光ディスク記録媒体からの反射光の入力端となる対物レンズと、上記対物レンズを介して得られる上記反射光の検出を行うためのディテクタとして少なくとも２以上に分割されたディテクタと、上記対物レンズを少なくともトラッキング方向に移動可能に保持するトラッキング機構とが設けられたヘッド手段を備える。
また、上記ヘッド手段における上記分割された各ディテクタの検出信号に基づき生成される第１信号と第２信号であって、上記レーザ光に基づくレーザスポットが上記光ディスク記録媒体上のトラックのセンター位置からずれたときに位相差が生じるようにして生成された第１信号と第２信号とについて、上記第１信号を目標波形として入力し、上記第２信号を入力波形として入力して、上記入力波形が上記目標波形と一致するようにＦＩＲフィルタを用いた波形等化処理を行うように構成された波形等化手段を備える。
また、上記波形等化手段における上記ＦＩＲフィルタの所定のタップ係数に基づく所定演算を行って上記ＦＩＲフィルタのタップ係数の非対称成分を算出することで、上記第１信号と上記第２信号との位相差を検出する位相差検出手段を備える。
さらに、上記位相差検出手段により算出された上記非対称成分に基づき、上記トラッキング機構を制御するトラッキング制御手段を備えるようにしたものである。

ここで、仮に上記第１信号と上記第２信号とに位相差が生じていたと仮定すると、上記のようにして第１信号（入力波形）が第２信号（目標波形）と一致するようにＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いて行われる波形等化処理としては、上記第１信号の位相を上記第２信号の位相に合わせるように変化させる処理となる。すなわち、このような処理の結果上記ＦＩＲフィルタの収束値として得られるタップ係数としては、上記第２信号に対する上記第１信号の位相差をキャンセルするための値が得られていることになる。
このような収束後におけるＦＩＲフィルタのタップ係数では、その非対称性により、入力波形と目標波形との位相差が現れるものとなる。従って、上記本発明のようにして、第１信号を入力波形、第２信号を目標波形として入力する上記波形等化手段のＦＩＲフィルタのタップ係数の非対称成分を算出すれば、それら第１信号と第２信号との位相差を検出することができる。

このようにして本発明によれば、２つ信号のゼロクロスタイミングを検出することなく、それらの信号の位相差を検出することが可能となる。
これによれば、例えば本発明の再生装置（及びトラッキング制御方法）のように、上記本発明による位相差検出の手法を光ディスク記録媒体の再生時のトラッキング制御に適用したときには、光ディスク記録媒体の線方向記録密度の向上に伴い再生信号振幅が充分に得られなくなった場合にも、適正に２つの信号の位相差を検出することができることになる。つまり、このことでトラッキングエラー信号の精度向上が図られ、ひいてはトラッキングサーボ制御の精度も向上し、再生パフォーマンスの悪化も抑制することができる。

また、上記のようにして２つの信号のゼロクロスタイミングの検出が不要であることから、ゼロクロスタイミング以外のすべてのサンプリング点にて２つ信号の位相差の情報を得ることができ、これによって従来よりもトラッキングサーボ制御の高速化を図ることができる。また、このようにゼロクロスタイミング以外のすべてのサンプリング点にて位相差の情報を得ることができれば、トラッキングサーボ制御の精度向上も図られる。

また、このようにゼロクロスタイミングの検出が不要であることで、従来ではゼロクロスタイミングの検出精度向上のために各信号を波形整形するイコライザが必要であったものを、本発明では不要とすることができる。これにより、従来のトラッキングエラー信号生成のための回路構成との比較で、回路スペースの縮小、及び低コスト化が図られる。

以下、発明を実施するための最良の形態（以下実施の形態とする）について説明していく。
＜第１の実施の形態＞

図１は、本発明の実施の形態としての再生装置１の内部構成を示すブロック図である。
なお、図１では、再生装置１の主に光ディスクＤに記録された信号についての再生系とサーボ系（トラッキングサーボ、フォーカスサーボ）のみについて示し、他の部分については省略して示している。
先ず、光ディスク１は、当該再生装置１に設けられたターンテーブル（図示せず）に搭載された状態で、図示するスピンドルモータ（ＳＰＭ）２によって所定の回転駆動方式に従って回転駆動される。このスピンドルモータ２の回転制御は、図示されないスピンドルサーボ回路によって行われる。

ここで、実施の形態の光ディスクＤとしては、再生専用のＲＯＭディスクを想定しており、具体的にはＢＤ（Blu-ray Disc：登録商標）等の高記録密度ディスクとして、例えば後述する対物レンズＯＬの開口率ＮＡ＝０．８５、レーザ波長４０５nmにより再生が行われる。

上記のようにしてスピンドルモータ２によって回転駆動される光ディスクＤに対し、図示する光ピックアップＯＰが記録信号の読み出しを行う。
この光ピックアップＯＰには、レーザ光源となるレーザダイオード（図示せず）、このレーザダイオードからのレーザ光を光ディスクＤの記録面に集光・照射するための対物レンズＯＬ、光ディスクＤからの上記レーザ光照射に基づく反射光を検出する４分割ディテクタ１１が備えられている。
さらに、上記対物レンズＯＬをトラッキング方向及びフォーカス方向に移動可能に保持する二軸機構ＤＣが設けられている。この二軸機構ＤＣにはトラッキングコイル・フォーカスコイルが備えられ、後述するサーボ回路４からのトラッキングドライブ信号ＴＤ、フォーカスドライブ信号ＦＤがこれらトラッキングコイル、フォーカスコイルに供給されることで、対物レンズＯＬを上記トラッキング方向及びフォーカス方向に駆動するようにされる。
確認のために述べておくと、上記トラッキング方向（後述するトラッキング制御方向）とは、光ディスクＤに形成されるトラックの短手方向である。すなわち、光ディスクＤの回転方向とは直交する方向である。
また、上記フォーカス方向は光ディスクＤに接離する方向である。

ここで、上記光ピックアップＯＰ内の４分割ディテクタ１１における各ディテクタ（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）の配置について、次の図２を参照して説明しておく。
図示するようにして、この場合の４分割ディテクタ１１としては、図中の片矢印で示すディスク回転方向（トラック長手方向）においてはそれぞれディテクタＡとディテクタＤ、ディテクタＢとディテクタＣとに分割されており、また、ディスク回転方向とは直交する図中両矢印により示すトラッキング制御方向（トラック短手方向）では、ディテクタＡとディテクタＢ、ディテクタＤとディテクタＣとに分割されている。

図１に戻り、上記４分割ディテクタ１１によって検出された反射光信号は、マトリクス回路３に供給される。マトリクス回路３は、上記反射光信号に基づいて再生信号ＲＦ、トラッキングエラー信号ＴＥ、フォーカスエラー信号ＦＥを生成する。
なお、このマトリクス回路３内における、特にトラッキングエラー信号ＴＥの生成系の構成については後述する。

サーボ回路４は、上記マトリクス回路３からのトラッキングエラー信号ＴＥ、フォーカスエラー信号ＦＥに対し、それぞれ位相補償等のためのフィルタリングやループゲイン処理等の所定演算を行ってトラッキングサーボ信号ＴＳ、フォーカスサーボ信号ＦＳを生成する。そして、これらトラッキングサーボ信号ＴＳ及びフォーカスサーボ信号ＦＳに基づいてトラッキングドライブ信号ＴＤ及びフォーカスドライブ信号ＦＤを生成し、これを光ピックアップＯＰ内の二軸機構ＤＣのトラッキングコイル・フォーカスコイルに供給する。

ここで、このようなサーボ回路４の動作が行われることで、上述した４分割ディテクタ１１、マトリクス回路３、及びサーボ回路４、二軸機構ＤＣによって、トラッキングサーボループ、及びフォーカスサーボループが形成されることになる。これらトラッキングサーボループ、及びフォーカスサーボループが形成されることで、光ディスクＤに照射されるレーザ光のビームスポットが光ディスクＤに形成されるピット列（記録トラック）をトレースし且つ適正なフォーカス状態（フォーカス点）で維持されるように制御が行われるようになっている。

またサーボ回路４は、後述するシステムコントローラ５からのトラックジャンプ指令に応じて、トラッキングサーボループをオフとし、上記トラッキングドライブ信号ＴＤとしてジャンプパルスを出力することで、トラックジャンプ動作を実行させる。
また、サーボ回路４は、このようなトラックジャンプ後などにおいて、再びトラッキングサーボループをオンとしてトラッキングサーボ制御を行うための引き込み制御も行うようにされる。

またサーボ回路４は、システムコントローラ５からのアクセス実行制御に基づいてスレッドドライブ信号ＳＤを生成し、図中のスレッド機構ＳＬＤを駆動する。詳細な図示は省略しているが、このスレッド機構ＳＬＤは、光ピックアップＯＰを保持するメインシャフト、スレッドモータ、伝達ギア等による機構を有し、上記スレッドドライブ信号ＳＤに応じてスレッドモータを駆動することで、光ピックアップＯＰの所要のスライド移動を行うようにされている。
またサーボ回路４は、上記したトラッキングエラー信号ＴＥの低域成分として得られるスレッドエラー信号ＳＥを生成し、このスレッドエラー信号ＳＥに基づいて上記スレッドドライブ信号ＳＤとしてドライブパルスを出力することで、いわゆるスレッドサーボ制御も行うようにされている。

ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路１０は、図示するようにして上記マトリクス回路３にて生成された再生信号ＲＦを入力し、この再生信号ＲＦからシステムクロックＳＣＬを生成する。ＰＬＬ回路１０により生成されるシステムクロックＳＣＬは、必要な各部に対し動作クロックとして供給される。

また、マトリクス回路３にて生成された再生信号ＲＦは、分岐してイコライザ（ＥＱ）６に対しても供給される。そして、このイコライザ６により波形整形された再生信号ＲＦは、ビタビ（Viterbi）復号器７に供給される。
これらイコライザ６及びビタビ復号器７によっては、いわゆるＰＲＭＬ（Pertial Response Maximum Likelihood）によるビット検出法を利用した２値化処理が行われる。すなわち 上記イコライザ６は、上記ビタビ復号器７のＰＲクラスに適合した再生信号ＲＦが得られるように波形整形処理を行う。そしてビタビ復号器７は、このように波形整形された再生信号ＲＦに基づきビタビ検出法によるビット検出を行うことで、２値化信号ＤDを得るようにされる。

上記ビタビ復号器７にて得られた２値化信号ＤDは、１−７ｐｐ復調器８に入力される。１−７ｐｐ変調器８は、ＲＬＬ（１，７）ＰＰ（Parity preserve/prohibit、ＲＬＬ：Run Length Limited）変調データとして得られる上記２値化信号ＤDを復調する処理を行う。
そして、このようにＲＬＬ（１，７）ＰＰ復調されたデータは、ＥＣＣブロック９に供給されてエラー訂正処理やデインターリーブ処理等が施される。これによって、光ディスクＤに記録されたアプリケーションデータについての再生データが得られる。

また、図示するようにして再生装置１には、システムコントローラ５が設けられる。このシステムコントローラ５は、ＣＰＵ（Centeral Processing Unit）、ＲＯＭ、ＲＡＭなどを備えて構成される。システムコントローラ５では、上記ＲＯＭ等に格納されたプログラムに従って上記ＣＰＵが動作することで各部に対する制御を行うようにされている。
例えば、このような各部に対する制御の一例として、システムコントローラ５は、先に述べたようなトラックジャンプ指令を行って、サーボ回路４にトラックジャンプ動作の実現のための動作を実行させる。また、例えば光ディスクＤの所定アドレスに記録されるデータについての読み出しを行うとしたときは、そのアドレスを目的としてサーボ回路４に対するシーク動作制御を行う。即ちサーボ回路４に指令を出し、上記指定されたアドレスをターゲットとする光ピックアップＯＰのアクセス動作を実行させる。

続いて、図３は、図１に示したマトリクス回路３内の、特にトラッキングエラー信号ＴＥの生成系の構成について示すブロック図である。
先ず、この図においても、図１に示した光ピックアップＯＰ内の４分割ディテクタ１１としての４つのディテクタＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄが示されている。そして、これらディテクタＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄから４つの検出信号が、マトリクス回路３に対して供給される。

マトリクス回路３において、トラッキングエラー信号ＴＥの生成系としては、図示するように加算器１２ａ、１２ｂ、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３ａ、１３ｂ、自動振幅調整器（ＡＧＣ）１４ａ、１４ｂ、Ａ／Ｄコンバータ１５ａ、１５ｂ、適応型イコライザ１６、非対称成分計算部１７が備えられる。
上記ようにして供給される４分割ディテクタ１１からの検出信号のうち、ディテクタＡとディテクタＣからの検出信号が加算器１２ａに入力される。また、ディテクタＢとディテクタＤからの検出信号が加算器１２ｂに入力される。これにより、上記加算器１２ａではディテクタＡ、ディテクタＣからの検出信号の和信号（Ａ＋Ｃ）が得られ、また上記加算器１２ｂではディテクタＢ、ディテクタＤからの検出信号の和信号（Ｂ＋Ｄ）が得られるようになっている。

加算器１２ａにて得られたディテクタＡ、ディテクタＣからの検出信号の和信号（Ａ＋Ｃ）は、ローパスフィルタ１３ａによるフィルタリング処理、及び自動振幅調整器１４ａにおける自動振幅調整処理を経た後にＡ／Ｄコンバータ１５ａに供給され、ここでサンプリングが行われてデジタルデータとして出力される。このようにＡ／Ｄコンバータ１３ａにてデジタルサンプリングデータに変換されたディテクタＡ、ディテクタＣからの検出信号の和信号のことを、以下では「信号Ａ＋Ｃ」と呼ぶ。

同様に加算器１２ｂにて得られたディテクタＢ、ディテクタＤからの検出信号の和信号（Ｂ＋Ｄ）としても、ローパスフィルタ１３ｂによるフィルタリング処理、及び自動振幅調整器１４ｂにおける自動振幅調整処理を経た後に、Ａ／Ｄコンバータ１５ｂにてデジタルサンプリングデータに変換される。Ａ／Ｄコンバータ１５ｂにてデジタルサンプリングデータに変換されたディテクタＢ、ディテクタＤからの検出信号の和信号については、「信号Ｂ＋Ｄ」と呼ぶ。

そして、これらＡ／Ｄコンバータ１５ａ、１５ｂにて得られた信号Ａ＋Ｃ、信号Ｂ＋Ｄは、適応型イコライザ１６に供給される。
適応型イコライザ１６は、図示するようにＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ２０を備え、入力信号波形が目標信号波形と一致するように波形等化処理を行うＦＩＲ型の適応型イコライザ（波形等化器）である。この場合、波形等化のアルゴリズムとしては、一般的なＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムが採用される。
この適応型イコライザ１６には、上記信号Ａ＋Ｃが目標信号波形として入力され、上記信号Ｂ＋Ｄが入力信号波形として入力される。

ここで、上記適応型イコライザ１６の内部構成を次の図４に示す。
図４に示されるように、適応型イコライザ１６には、上記ＦＩＲフィルタ２０と共に、タップ係数更新回路２７と誤差計算部２８とが備えられている。
ＦＩＲフィルタ２０には、図示するようにして信号Ｂ＋Ｄに対して遅延回路２１、２２が設けられている。すなわち、この場合の入力波形とされる信号Ｂ＋Ｄについては、計３つのタップが形成されている。図示するようにして信号Ｂ＋Ｄについての１番目のタップはタップＴ１、遅延回路２１による遅延後に得られる２番目のタップはタップＴ２、遅延回路２２の遅延後となる３番目のタップはタップＴ３とする。
また、ＦＩＲフィルタ２０は、上記タップＴ１、Ｔ２、Ｔ３に対してそれぞれ対応するタップ係数を与えるための乗算回路２３、２４、２５が設けられる。さらにこれら乗算回路２３、２４、２５の乗算結果を加算して、ＦＩＲフィルタ２０の出力信号ｙを得る加算器２６が備えられる。図示するようにして加算器２６にて得られた出力信号ｙは、誤差計算部２８に供給される。

誤差計算部２８は、目標波形とＦＩＲフィルタ２０の出力との誤差を計算するために設けられる。つまり、誤差計算部２８に対しては、この場合の目標波形である信号Ａ＋Ｃと、上記のようにしてＦＩＲフィルタ２０から出力される出力信号ｙとが供給される。そして、この誤差計算部２８は、例えば「ｙ−（Ａ＋Ｃ）」による演算を行ってそれらの誤差を計算する。このような誤差計算部２８による計算結果はタップ係数更新回路２７に供給される。

タップ係数更新回路２７は、誤差計算部２８により計算された誤差の値と、入力波形としての信号Ｂ＋Ｄとに基づき、ＦＩＲフィルタ２０の各タップＴに与えられるべきタップ係数Ｃを更新する処理を行う。この場合、タップ係数更新回路２７は、上述したＬＭＳアルゴリズムに基づくタップ係数更新処理として、誤差計算部２８により計算された誤差の２乗平均値が最小となるように各タップ係数Ｃを更新する処理を行うようにされている。

ここで、このようにＦＩＲフィルタ２０の各タップＴに対して与えられるべきタップ係数Ｃについて、中心のタップＴ２に与えられるべきタップ係数Ｃについてはタップ係数Ｃ（ｍ）とする。また、このように中心をｍ番目としたことに応じ、タップＴ３に与えられるべきタップ係数Ｃについてはタップ係数Ｃ（ｍ＋１）とし、またタップＴ１に与えられるべきタップ係数Ｃについてはタップ係数Ｃ（ｍ−１）とする。
図示するようにして、タップ係数更新回路２７からのタップ係数Ｃ（ｍ−１）は乗算回路２３に、タップ係数Ｃ（ｍ）は乗算回路２４に、またタップ係数Ｃ（ｍ＋１）は乗算回路２５にそれぞれ供給される。乗算回路２３、２４、２５は、このようにしてタップ係数更新回路２７によって逐次更新されるタップ係数Ｃを対応するタップＴの値に乗算するようにされている。

ここで、上記構成によるＦＩＲ型の適応型波形等化器としての適応型イコライザ１６において、例えば仮に、目標波形に対し入力波形の位相がずれていたとすると、入力波形の位相を目標波形の位相に近づけるように波形等化処理が行われることになる。このことによると、このような波形等化処理が行われることによって得られる各タップ係数Ｃとしては、上記のような入力波形の目標波形に対する位相ずれを反映した値が得られていることになる。
具体的に言うと、このような入力波形と目標波形との位相ずれの成分は、タップ係数Ｃの非対称性として現れることになる。つまり、例えばこの場合において中心のタップ係数Ｃ（ｍ）に対しては、タップ係数Ｃ（ｍ−１）とタップ係数Ｃ（ｍ＋１）とがそれぞれ対称の位置関係となるが、これらタップ係数Ｃ（ｍ−１）、Ｃ（ｍ＋１）のうち、例えばタップ係数Ｃ（ｍ＋１）の値の方が大きければ、現在の値よりも１つ前の値側への重み付けが大きいということになり、入力波形の位相を遅らせる方向に重み付けが行われていることになる。このことから、非対称性としてこのようにタップ係数Ｃ（ｍ＋１）側への偏りが検出されれば、入力波形の位相の方が進んでいるということがわかることになる。
同様に、タップ係数Ｃ（ｍ−１）の値の方が大きければ、現在の値よりも１つ後の値側への重み付けが大きく、入力波形の位相を進ませる方向に重み付けが行われることになるので、非対称性としてこのようにタップ係数Ｃ（ｍ−１）側の値の方に偏りが検出されたときには、入力波形の位相の方が遅れていることがわかるものとなる。

このようなことを踏まえると、目標波形と入力波形との位相差、すなわち信号Ａ＋Ｃと信号Ｂ＋Ｄとの位相差を検出するには、ＦＩＲフィルタ２０のタップ係数Ｃの非対称成分を算出すればよいことがわかる。
このために、図４に示す適応型イコライザ１６としては、図示するようにしてタップ係数更新回路２７から乗算回路２３、２５に設定されるべきタップ係数Ｃ（ｍ−１）、Ｃ（ｍ＋１）を分岐させ、それらを先の図３に示した非対称成分計算部１７に対して供給するようにしている。
図３において、この非対称成分計算部１７は、例えば図示する「Ｃ（ｍ−１）−Ｃ（ｍ＋１）」による演算を行って、ＦＩＲフィルタ２０のタップ係数Ｃの非対称成分（Ｄ）を算出する。そして、この結果をトラッキングエラー信号ＴＥとして出力する。
このように非対称成分計算部１７より出力された上記非対称成分としてのトラッキングエラー信号ＴＥは、先の図１にて示したようにサーボ回路４に対して供給されることになる。

ここで、以下では、上記のようにして算出されるタップ係数Ｃの非対称成分をトラッキングエラー信号ＴＥとして用いることの有効性について説明しておく。
先ず、上記説明によると、この場合の適応型イコライザ１６においては信号Ａ＋Ｃを目標波形、信号Ｂ＋Ｄを入力波形として入力するものとしているが、これら信号Ａ＋Ｃと信号Ｂ＋Ｄとは、先の図１２を参照してわかるように、理想的にはその波形の位相のみが異なる信号となるべきものである。

一方で、位相のみを変化させるＦＩＲフィルタのタップ係数については、ｓｉｎｃ関数（ｓｉｎｃ（ｘ）＝ｓｉｎ（ｘ）／ｘ）により表されることが知られている。具体的に、ＦＩＲフィルタのｋ番目のタップ係数をＣ（ｋ）、位相変分をδ、ＦＩＲフィルタの中央のタップＴ２をｍ番目のタップとすると、Ｃ（ｋ）＝ｓｉｎｃ｛（ｋ−ｍ）π＋δ｝で表すことができる。
そして、このようにＣ（ｋ）＝ｓｉｎｃ｛（ｋ−ｍ）π＋δ｝が成り立つとすると、図３に示した非対称成分計算部１７により算出される非対称成分は、これをＤとした場合に、
Ｄ＝Ｃ（ｍ−１）−Ｃ（ｍ＋１）＝ｓｉｎｃ（−π＋δ）−ｓｉｎｃ（π＋δ）・・・（式１）
により表すことができる。

図５は、上記（式１）に基づき、位相差（δ／π）と非対称成分Ｄ＝Ｃ（ｍ−１）−Ｃ（ｍ＋１）との関係をプロットした結果を示している。なお、この図では横軸を位相差（δ／π）、縦軸を非対称成分Ｄとした場合のそれぞれの関係を示している。
この図に示されるように、非対称成分Ｄは、−π＜δ＜πの範囲において、位相差（δ／π）の極性が負のときは負の値を、正のときは正の値となっており、２つ入力信号の位相差の極性を正しく表すものとなっている。また、−０．８π＜δ＜０．８πの範囲においては、位相差（δ／π）の絶対値の上昇に応じて非対称成分Ｄの絶対値も上昇する傾向となっている。特に、図中の２本の縦破線により示す−０．３π＜δ＜０．３の範囲においては、非対称成分Ｄと位相差（δ／π）とはほぼ線形の関係を有するものとなっていることがわかる。
これらのことより、非対称成分Ｄは、適応型イコライザ１６への２つ入力信号の位相差の極性とその値とをほぼ正確に表すものとなることがわかる。そして、このことによれば、非対称成分ＤをＤＰＤ（Differential Phase Ditection）法における２つの信号の位相差を表す信号、すなわちトラッキングエラー信号として充分に実用可能であることが理解できる。

なお、確認のために述べておくと、本実施の形態のトラッキングエラー信号ＴＥの生成系では、Ａ／Ｄコンバータ１５ａ、１５ｂにおいて非同期サンプリングにより信号Ａ＋Ｃと信号Ｂ＋Ｄとしてのサンプリングデータを得ることができるが、これらＡ／Ｄコンバータ１５ａ、１５ｂにおけるサンプリング周期の設定によれば、信号Ａ＋Ｃと信号Ｂ＋Ｄとの位相差（つまり非対称成分Ｄ）として実際に得られる値の範囲を調整することができる。
すなわち、このことによれば、このようなＡ／Ｄコンバータ１５ａ、１５ｂのサンプリング周期の設定により、実際にＤ＝Ｃ（ｍ−１）−Ｃ（ｍ＋１）として得られる値の範囲を例えば上述した−０．３π＜δ＜０．３の範囲のような線形の関係となる範囲内に収めるといったことも可能となるものである。
但し、実際のトラッキングサーボ制御時にて生じうる信号Ａ＋Ｃと信号Ｂ＋Ｄとの位相差の値としては、図５における−０．８π＞δやδ＜０．８πなどといった大きな値にはならないことが予想されるので、上記のような線形の関係となる範囲内への調整は特に行わずとも、非対称成分Ｄに基づく適正なトラッキングサーボ制御動作を行うことができると言える。実際、後の図７に示すようにして、本実施の形態のトラッキングエラー信号ＴＥによれば適正にトラッキンサーボ制御を行うことができるという実験結果が得られている。

なお、トラッキングサーボの引き込み時には、信号Ａ＋Ｃと信号Ｂ＋Ｄとの位相差の値が比較的大きくなるが、引き込み時には比較的ラフな制御（正・負の極性制御）ができればよい点、及び図５に示すように非対称成分Ｄはほぼ全域で位相差の極性を正しく表している点を考慮すれば、引き込み時についても上記のようなサンプリング周期による調整は特に不要であることがわかる。

続いて、図６は、本実施の形態の適応型イコライザ１６のような３タップによるＦＩＲ型の適応型波形等化器について、入力波形と目標波形の位相差を時間経過と共に変化させたときのタップ係数Ｃの非対称成分Ｄの振る舞いをシミュレーションした結果を示している。なお、この図において、入力波形と目標波形の位相差は実線で示しており、非対称成分Ｄ（Ｃ（ｍ−１）−Ｃ（ｍ＋１））は破線により示している。

この図６において、本実施の形態ではＦＩＲフィルタのタップ係数が３つと非常に少ない条件であって、また２つの波形の位相差としては途中に意図的に急峻な変化を与えた期間を設けたに関わらず、非対称成分Ｄはこれに良く追従していることがわかる。
このシミュレーション結果によっても本実施の形態の有効性が示されている。

さらに、図７は、従来のＤＰＤ法により生成されたトラッキングエラー信号の波形（図７（ａ））と、本実施の形態の手法により生成されるトラッキングエラー信号ＴＥの波形（図７（ｂ））とを対比して示している。
なお、これら図７（ａ）（ｂ）において、破線はトラッキングサーボ制御オフ時に得られる波形（いわゆるトラバース信号）を示し、実線はトラッキングサーボ制御オン時に得られる波形を示している。
また、図７（ｂ）の実験結果は、図７（ａ）の実験結果を得るにあたって用いた従来のＤＰＤ法を採用する再生装置にて得られるディテクタ検出信号を利用したシミュレーション結果を示すものである。つまり、このような従来の再生装置が備える４分割ディテクタからの検出信号を先の図３に示した本実施の形態としてのマトリクス回路３に入力して、これによって最終的に非対称成分計算部１７にて得られるトラッキングエラー信号ＴＥの波形を示しているものである。
また、この図７に示す実験結果を得るにあたっては、現状のＢＤよりも高記録密度とされる、単層３５ＧＢ程度の記録容量を有する光ディスクＤを用いるものとした。

これら図７（ａ）（ｂ）の対比により示されるように、図７（ｂ）に示す本実施の形態のトラッキングエラー信号ＴＥによれば、図７（ａ）に示す従来ＤＰＤ法によるトラッキングエラー信号よりも若干ノイズ成分が減少されていることがわかる。
このことから本実施の形態のトラッキングエラー信号ＴＥとしては、従来方式によるものと同等かそれ以上の精度が得られていることが理解できる。

これまでで説明したように、本実施の形態の再生装置１によれば、従来のＤＰＤ法と同様に、レーザスポットがトラックのセンター位置からずれたときに位相差が生じるようにして生成された２つの信号（Ａ＋Ｃ、Ｂ＋Ｄ）について、そのうち一方を入力波形、他方を目標波形として入力する適応型イコライザ１６を備えている。そして、このような適応型イコライザ１６におけるタップ係数Ｃの非対称成分Ｄを算出することで、上記２つの信号の位相差を検出することができる。つまり、これによってＤＰＤ法におけるトラッキングエラー信号ＴＥを得ることができるものである。
また、本実施の形態の再生装置１では、このような２つの信号の位相差を表す非対称成分Ｄとしてのトラッキングエラー信号ＴＥに基づき、サーボ回路４が二軸機構ＤＣ（トラッキングコイル）の駆動制御を行うようにされている。すなわち、このような駆動制御によりトラッキングサーボ制御、及びトラッキングサーボの引き込みなどのトラッキング制御を行うものである。

上記のようにして、本実施の形態の再生装置１によれば、２つの信号（Ａ＋Ｃ、Ｂ＋Ｄ）の位相差を適応型イコライザ１６のタップ係数Ｃの非対称成分Ｄを算出することで検出できるので、これら２つの信号の位相差の検出にあたり、従来のようにそれぞれの信号のゼロクロスタイミングを検出する必要はなくなる。
これによれば、光ディスクＤの線方向記録密度の向上に伴い再生信号振幅（４分割ディテクタ１１からの検出信号振幅）が充分に得られなくなった場合にも、適正に上記２つの信号の位相差を検出することができる。すなわち、このことでトラッキングエラー信号ＴＥの精度向上が図られ、トラッキング制御（特にトラッキングサーボ制御）の精度も向上させることができる。また、このようにトラッキングサーボ制御が向上すれば、その分再生パフォーマンスの悪化も抑制することができる。

また、上記のようにしてゼロクロスタイミングの検出が不要であることで、従来ではゼロクロスタイミングの検出精度向上のために各信号を波形整形するイコライザ（図１３、イコライザ５１ａ、５１ｂを参照）が必要であったものを、これを不要とすることができる。これにより、従来のトラッキングエラー信号生成のための回路との比較で、回路スペースの縮小、及び低コスト化が図られる。

また、これまでの説明から理解されるように、本実施の形態の再生装置１によれば、ゼロクロスタイミング以外のすべてのサンプリング点にて２つの信号の位相差の情報を得ることができる。これによれば、従来よりもトラッキングサーボ制御の高速化を図ることができる。また、このようにゼロクロスタイミング以外のすべてのサンプリング点にて位相差の情報を得ることができれば、トラッキングサーボ制御の精度としても向上させることができる。

また、先の図３の構成からわかるように、本実施の形態のトラッキングエラー信号ＴＥとしては、４分割ディテクタ１１からの検出信号の非同期サンプリングによるＡ／Ｄ変換後のデータに対し、デジタル同期回路での演算のみを行うことによって生成することができる。

＜第２の実施の形態＞

図８は、第２の実施の形態としてのトラッキングエラー信号ＴＥの生成系の構成について示している。
なお、この図８としても、先の図２の場合と同様に図１に示したマトリクス回路３内のトラッキングエラー信号の生成系の構成のみを抽出して示すもので、他の構成については省略している。また、この第２の実施の形態を始めとして、以下の各実施の形態（図９〜図１１）においては、既に第１の実施の形態で説明した部分については同一符号を付して説明を省略する。また、確認のために述べておくと、以下の各実施の形態においても、再生装置１の全体構成としては先の図１に示したものと同様となる。

第２の実施の形態は、トラッキングサーボの引き込み時には従来のＤＰＤ法によるトラッキングエラー信号を用いるものとし、引き込み後のトラッキングサーボ制御時には実施の形態の手法としての非対称成分Ｄによるトラッキングエラー信号ＴＥを用いるようにしたものである。
図８に示すようにして、この場合のマトリクス回路３においても、図中の一点鎖線により囲うように、図３に示したトラッキングエラー信号ＴＥの生成系としての構成が設けられる（加算器１２ａ、１２ｂ、ローパスフィルタ１３ａ、１３ｂ、自動振幅調整器１４ａ、１４ｂ、Ａ／Ｄコンバータ１５ａ、１５ｂ、適応型イコライザ１６、非対称成分計算部１７）。
そして、この場合のマトリクス回路３には、非対称成分計算部１７から出力されるトラッキングエラー信号ＴＥをアナログ信号に変換する、Ｄ／Ａコンバータ２９が設けられる。

さらに、この場合のマトリクス回路３では、加算器１２ａの加算結果として得られるディテクタＡとディテクタＣの検出信号の和信号（Ａ＋Ｃ）と、加算器１２ｂの加算結果として得られるディテクタＢとディテクタＤからの検出信号の和信号（Ｂ＋Ｄ）とが、それぞれ分岐してトラッキングエラー信号生成部５０に供給されるようになっている。
このトラッキングエラー信号生成部５０は、従来のＤＰＤ法（各和信号のゼロクロスタイミングの検出結果に基づき位相差を検出する手法）によるトラッキングエラー信号を生成するように構成される。その具体的な内部構成としては、例えば先の図１３に示したトラッキングエラー信号生成部５０と同様の構成となる。

さらに、このトラッキングエラー信号生成部５０から出力されるトラッキングエラー信号は、図示するスイッチＳＷの端子ｔ２に対して供給される。また、上記Ｄ／Ａコンバータ２９によりＤ／Ａ変換されたトラッキングエラー信号ＴＥは、スイッチＳＷの端子ｔ３に対して供給される。
スイッチＳＷは、図示する端子ｔ１に対して上記端子ｔ２または上記端子ｔ３を択一的に選択することのできる２接点スイッチとされる。この場合、上記端子ｔ１の出力が、マトリクス回路３から出力されるトラッキングエラー信号となり、図示するようにしてサーボ回路４に対して供給される。

その上で、上記スイッチＳＷの切り替え制御が、サーボ回路４からのトラッキングサーボループＯＮ／ＯＦＦ信号によって行われるようになっている。このトラッキングサーボループＯＮ／ＯＦＦ信号は、トラッキングサーボループのＯＮ／ＯＦＦ状態を示す信号である。
ここで、周知のようにサーボ回路４内には、トラッキングサーボ制御のＯＮ／ＯＦＦに応じてトラッキングサーボループをＯＮ／ＯＦＦするためのスイッチが設けられており、サーボ回路４内では当該スイッチのＯＮ／ＯＦＦ制御を行うことでトラッキングサーボループをＯＮ／ＯＦＦすることができる。
第２の実施の形態では、このようなサーボ回路４内においてトラッキングサーボループをＯＮ／ＯＦＦするための制御信号を分岐させて、上記トラッキングサーボループＯＮ／ＯＦＦ信号として上記スイッチＳＷにも供給するようにしている。スイッチＳＷでは、このようなトラッキングサーボループＯＮ／ＯＦＦ信号がＯＦＦを示すものである場合は上記端子ｔ２を選択し、ＯＮを示すものである場合には上記端子ｔ３を選択する。

上記のような構成により、上記トラッキングサーボループＯＮ／ＯＦＦ信号として、トラッキングサーボの引き込み時に対応してトラッキングサーボループをＯＦＦとする信号が得られた場合には、上記スイッチＳＷにて端子ｔ２が選択される。これによってトラッキングサーボの引き込み時には、サーボ回路４に対し、トラッキングエラー信号生成部５０からの従来ＤＰＤ法に基づくトラッキングエラー信号が供給される。
また、トラッキングサーボの引き込み後、トラッキングサーボ制御への移行のために上記トラッキングサーボループＯＮ／ＯＦＦ信号としてトラッキングサーボループをＯＮとする信号が得られた場合には、上記スイッチＳＷにて端子ｔ３が選択され、これによってトラッキングサーボ制御時に対応しては、サーボ回路４に対して非対称成分計算部１７にて算出された非対称成分Ｄに基づくトラッキングエラー信号ＴＥが供給されるものとなる。

このようにして第２の実施の形態によれば、従来ＤＰＤ法によるトラッキングエラー信号に基づきトラッキングサーボの引き込み制御を行うことができ、その後のトラッキングサーボ制御については非対称成分Ｄによるトラッキングエラー信号ＴＥに基づき行うことができる。
これによれば、トラッキングサーボの引き込み精度としては従来の精度を確保しつつ、トラッキングサーボ制御についてはトラッキングエラー信号ＴＥに基づき従来よりも精度よく行うことができる。

なお、図８では非対称成分計算部１７が出力するトラッキングエラー信号ＴＥ側にＤ／Ａコンバータ２９を挿入する場合を例示したが、後段のサーボ回路４がデジタル信号によるトラッキングエラー信号に対応する構成とされる場合には、トラッキングエラー信号生成部５０が出力するトラッキングエラー信号側にアナログ→デジタル変換のためのＡ／Ｄコンバータを挿入するものとすればよい。

＜第３の実施の形態＞

図９は、第３の実施の形態としてのトラッキングエラー信号ＴＥの生成系の構成について示している。
なお、この図９では、図２に示したマトリクス回路３内に設けられる適応型イコライザ１６及び第３の実施の形態としての追加構成のみを抽出して示しており、他の部分については省略している。
第３の実施の形態は、入力波形、目標波形として入力される２つの信号の誤差に応じて適応型イコライザ１６におけるタップ係数Ｃの更新動作を制御することで、適応型イコライザ１６の発散を防止するようにしたものである。

図９において、適応型イコライザ１６に供給される信号Ａ＋Ｃ、信号Ｂ＋Ｄは、それぞれ分岐してＭＳＥ（Mean Square Error）計算部３０に対しても供給される。
このＭＳＥ計算部３０は、例えば「信号（Ａ＋Ｃ）−信号（Ｂ＋Ｄ）」による演算を行って、これら信号（Ａ＋Ｃ）と信号（Ｂ＋Ｄ）との誤差２乗平均値を計算する。そして、その結果を比較部３１に出力するようにされる。

比較部３１には、図示する閾値ｔｈ１と閾値ｔｈ２とが設定される。この場合、これら閾値ｔｈ１と閾値ｔｈ２とは、ｔｈ１＞ｔｈ２の関係となるようにその値が設定されている。
比較部３１は、これら２つの閾値ｔｈ１、ｔｈ２と、上記ＭＳＥ計算部３０により計算された誤差２乗平均値との大小関係を比較し、その結果を更新動作制御部３２に出力する。

更新動作制御部３２は、比較部３１の比較結果に基づき、適応型イコライザ１６内のタップ係数更新回路２７によるタップ係数Ｃの更新動作を制御する。
具体的に、比較部３１の比較結果より、ＭＳＥ計算部３０からの誤差２乗平均値が上記閾値ｔｈ１を上回ったとされた場合には、タップ係数Ｃの更新動作を停止し、且つタップ係数Ｃをリセットする（Ｃ（ｍ）＝１、他は全て０とする）ようにタップ係数更新回路２７を制御する。
また、比較部３１の比較結果より、ＭＳＥ計算部３０からの誤差２乗平均値が上記閾値ｔｈ２を下回ったとされた場合には、タップ係数Ｃの更新動作を再開するようにタップ係数更新回路２７を制御する。

このような第３の実施の形態としての構成により、例えばトラッキングサーボの引き込み過程において、光ピックアップＯＰがトラック間を移動することに伴う無信号状態、或いは再生信号品質が著しく悪化する状況などでも、適応型イコライザ１６が発散してしまうことを効果的に防止することができる。
適応型イコライザ１６のタップ係数Ｃが発散してしまうと、次のトラックに光ピックアップＯＰが到達した場合にも適応型イコライザ１６が収束せずに、正しい位相差の情報が得られなくなってしまうが、第３の実施の形態によればこのような事態を未然に防ぐことができる。

＜第４の実施の形態＞

図１０は、第４の実施の形態のトラッキングエラー信号の生成系の構成について示している。
この図１０としても、図２に示したマトリクス回路３内に設けられる適応型イコライザ１６と第４の実施の形態としての追加構成のみを抽出して示しており、他の部分については省略している。
第４の実施の形態は、適応型イコライザ１６の更新係数μを可変とすることで、トラッキングサーボ制御の精度向上と、トラッキングサーボの引き込み性能向上との両立が図られるようにしたものである。

図１０において、この場合のマトリクス回路３には、図示するようにして選択回路３３が設けられる。この選択回路３３に対しては、更新係数μ１と更新係数μ２とが設定されている。これら更新係数μ１、μ２としては、μ１＞μ２の関係が得られるようにその値が設定される。

また、選択回路３３に対しては、図示するようにしてサーボ回路４からトラッキングサーボループＯＮ／ＯＦＦ信号が供給される。選択回路３３は、このトラッキングサーボループＯＮ／ＯＦＦ信号として、トラッキングサーボの引き込み時に対応してトラッキングサーボループＯＦＦを示す信号が供給された場合、上記更新係数μ１、μ２のうち、更新係数μ１の方を選択してこれを適応型イコライザ１６内のタップ係数更新回路２７に設定されるべき更新係数μとして出力する。
一方、トラッキングサーボ制御時に対応して上記トラッキングサーボループＯＮ／ＯＦＦ信号としてトラッキングサーボループＯＮを示す信号が供給された場合は、更新係数μ２を選択してこれをタップ係数更新回路２７に設定されるべき更新係数μとして出力する。

このような選択回路３３による更新係数μの選択動作により、トラッキングサーボの引き込み時に対応しては、タップ係数更新回路２７の更新係数μとしてより大きな値が設定される。このようにして更新係数μとしてより大きな値が設定されることで、その分適応型イコライザ１６の収束速度は早くなり、トラッキングサーボの引き込み時において比較的高速に変化する信号Ａ＋Ｃ、信号Ｂ＋Ｄにも良く追従することができるようになる。この結果、引き込み性能を向上させることができる。
一方、トラッキングサーボ制御時に対応しては、タップ係数更新回路２７の更新係数μとしてより小さな値が設定されることになるので、その分適応型イコライザ１６の収束値の精度向上、ひいては非対称成分計算部１７で得られる非対称成分Ｄの精度を向上させることができる。これによれば、トラッキングエラー信号ＴＥの不要な高域ノイズ成分を抑制し、トラッキングエラー信号のＳ／Ｎ比を向上させることができるので、その分トラッキングサーボ制御の精度も向上させることができる。
このようにして第４の実施の形態によれば、トラッキングサーボ制御の精度向上と、トラッキングサーボの引き込み性能向上との両立を図ることができる。

＜第５の実施の形態＞

図１１は、第５の実施の形態としてのトラッキングエラー信号の生成系の構成について示している。
なおこの図では、マトリクス回路３内に設けられる適応型イコライザ１６と非対称成分計算部１７、及び第５の実施の形態としての追加構成についてのみ抽出して示しており、他の構成については省略している。
第５の実施の形態は、例えばビームスポットの歪みやスキュー等によって、４分割ディテクタ１１からの検出信号に固定の位相差成分が生じてしまった場合に対応して、その位相差成分を除去するための構成を設けるようにしたものである。

この図１１において、図１１（ａ）では、適応型イコライザ１６に入力波形として供給される信号Ｂ＋Ｄ側に位相補償のための回路を挿入する場合の構成を示し、図１１（ｂ）では逆に目標波形として供給される信号Ａ＋Ｃ側に位相補償のための回路を挿入する場合の構成を示している。

先ず、これら図１１（ａ）、図１１（ｂ）における共通の構成として、上記のような固定の位相差オフセット成分を算出するための平均値算出部３４が設けられる。この平均値算出部３４には、非対称成分計算部１７からのトラッキングエラー信号ＴＥ（非対称成分Ｄ）が分岐して供給される。また、図示するようにしてサーボ回路４からのトラッキングサーボループＯＮ／ＯＦＦ信号も供給される。

平均値算出部３４は、上記トラッキングサーボループＯＮ／ＯＦＦ信号としてトラッキングサーボループＯＦＦを示す信号が供給されているときにのみ、非対称成分計算部１７から供給されるトラッキングエラー信号ＴＥの値の平均値を算出するように構成される。
これによって平均値算出部３４では、トラッキングサーボ制御がオフであるときの、自走状態でのトラッキングエラー信号ＴＥ（つまりトラバース信号）についてのサンプル平均値を算出するようにされている。つまり、このようなトラバース信号のサンプル平均値を、信号Ａ＋Ｃと信号Ｂ＋Ｄとの間に生じる固定の位相差オフセット成分の値として得ているものである。

そして、図１１（ａ）に示す構成例では、このような平均値算出部３４により算出された固定の位相差オフセット成分の値としての上記平均値を、適応型イコライザ１６に入力波形として供給される信号Ｂ＋Ｄ側のラインに挿入された位相差補償回路３５に対して供給するものとしている。
この位相差補償回路３５は、先の図３に示したＡ／Ｄコンバータ１５ｂから供給される信号Ｂ＋Ｄの位相を、平均値算出部３４から供給される値に応じた分変化させるように構成される。具体的には、平均値算出部３４から＋（プラス）の極性による平均値が供給された場合には、信号Ｂ＋Ｄの位相を上記平均値の絶対値に応じた分だけ遅らせるようにし、また−（マイナス）の極性による平均値が供給された場合は、信号Ｂ＋Ｄの位相を上記平均値の絶対値に応じた分だけ進ませるように構成される。そして、位相差補償回路３５は、このようにして位相変換処理を施した信号Ｂ＋Ｄを、適応型イコライザ１６に対して供給する。
これにより、信号Ａ＋Ｃと信号Ｂ＋Ｄとの間に生じる固定の位相差オフセット成分を除去することができる。

ここで、上記のような平均値算出部３４にて算出される平均値の極性と、信号Ａ＋Ｃと信号Ｂ＋Ｄとの間に生じる位相差の極性との関係について補足しておくと、先ず、平均値算出部３４にて＋の値が算出されるということは、非対称成分計算部１７にて得られるトラバース信号としてのトラッキングエラー信号ＴＥに＋側のオフセットがあることになる。そして、このようにトラッキングエラー信号ＴＥとして＋の成分が現れるということは、非対称成分計算部１７に入力される係数Ｃ（ｍ＋１）の方が値が大きいということになる。
先の図４における説明によれば、このように係数Ｃ（ｍ＋１）の方が大きいということは、入力波形である信号Ｂ＋Ｄの位相を遅らせる方向に波形等化が行われたことになるから、信号Ｂ＋Ｄの方が位相が進んでいるということになる。このことから平均値算出部３４により＋の値による平均値が得られたときには、固定の位相差オフセット成分としては、信号Ｂ＋Ｄの方の位相を進ませる方向（極性）に生じているということになる。
逆に、平均値算出部３４にて−の値が算出されるときは、非対称成分計算部１７に入力される係数Ｃ（ｍ−１）の方が値が大きいということになる。そして、これによると、逆に入力波形である信号Ｂ＋Ｄの位相を進ませる方向に波形等化が行われたものとなるので、信号Ｂ＋Ｄの方が位相が遅れているということになる。このことから平均値算出部３４により−の値による平均値が得られたときには、固定の位相差オフセット成分は信号Ｂ＋Ｄの方の位相を遅らせる極性で生じているということになる。

このことを踏まえると、上記のような位相差補償回路３５によれば、信号Ｂ＋Ｄ側を進ませる方向に固定の位相差成分が生じていて、上記平均値として＋の値が得られている場合に対応しては、信号Ｂ＋Ｄの位相を上記平均値（絶対値）の分だけ遅らせることができる。すなわち、これによって固定の位相差成分を除去することができるものである。
また、逆に信号Ｂ＋Ｄ側を遅らせる方向に固定の位相差成分が生じていて、上記平均値として−の値が得られる場合には、信号Ｂ＋Ｄの位相を上記平均値（絶対値）の分だけ進ませることができ、従ってこの場合にも固定の位相差成分を除去することができる。

続いて、もう一方の図１１（ｂ）に示す構成例では、平均値算出部３４により算出された平均値を、適応型イコライザ１６に目標波形として供給される信号Ａ＋Ｃのライン側に挿入された位相差補償回路３６に対して供給するものとしている。
この位相差補償回路３６としては、先の位相差補償回路３５の場合とは逆に、平均値算出部３４から＋（プラス）の極性による平均値が供給された場合には、信号Ａ＋Ｃの位相を上記平均値（絶対値）に応じた分だけ遅らせるようにし、また−（マイナス）の極性による平均値が供給された場合は、信号Ａ＋Ｃの位相を上記平均値（絶対値）に応じた分だけ進ませるように構成される。
つまり、同じ平均値算出部３４からの平均値に基づき、もう一方の信号Ａ＋Ｃ側の位相を調整するのであれば、このようにして先の位相差補償回路３５とは逆の関係で位相を調整することで、信号Ａ＋Ｃと信号Ｂ＋Ｄとの位相差の調整は結果的に先の図１１（ａ）の場合と同様に行うことができる。この結果、この図１１（ｂ）の構成によっても、信号Ａ＋Ｃと信号Ｂ＋Ｄとの間に生じる固定の位相差成分を除去することができる。

このようにして、信号Ａ＋Ｃと信号Ｂ＋Ｄとの間に生じる固定の位相差オフセット成分を除去することができれば、非対称成分計算部１７にて算出される非対称成分Ｄとしてのトラッキングエラー信号ＴＥにオフセット成分が重畳してしまうことを防止することができ、これによってビームスポットの歪みやスキュー等に起因して固定の位相差オフセット成分が生じてしまう場合にも、高精度なトラッキングサーボ制御を実現することができる。
また、このように２つ信号の固定の位相差オフセット成分を除去することができれば、トラッキングエラー信号ＴＥとしては、先の図５に示した位相差感度曲線の好ましい特性の範囲（例えば図５中−０．３π＜δ＜０．３π）内でより検出されやすくすることができ、この点でも高精度なトラッキングサーボ制御を実現できることがわかる。

なお、第５の実施の形態において、図１１では位相補償のための回路を信号Ａ＋Ｃ、信号Ｂ＋Ｄの何れか一方のラインに対してのみ挿入するものとしたが、双方の信号のラインに対して挿入することもできる。その場合も、結果的に固定の位相差オフセット成分が除去されるようにして２つの信号の位相を相対的に調整するように構成されていれば同様の効果を得ることができる。

また、固定の位相差オフセット成分をトラバース信号としてのトラッキングエラー信号ＴＥに基づき検出するものとしたが、このような固定のオフセット成分の検出手法としては他の手法を採ることもできる。
或いは、予め固定の位相差オフセット成分がわかっている場合等には、その固定値を位相差補償回路に対して供給するように構成することもできる。

＜変形例＞

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明としてはこれまでに説明した各実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば実施の形態では、ＦＩＲ型の適応型波形等化器のタップ数が３つとされる場合を例示し、非対称成分Ｄは、中央のタップ係数をＣ（ｍ）とした場合に、タップ係数Ｃ（ｍ−１）とタップ係数Ｃ（ｍ＋１）との差分を計算することで算出するものとしたが、それ以上の奇数個のタップ数とされる場合にも、同様に中央のタップ係数Ｃ（ｍ）を基準として、その前後のタップ係数Ｃ（ｍ−１）とＣ（ｍ＋１）の差分を計算することで、同様に２つの入力信号の位相差を検出することができる。
或いは、このようにタップ数が３以上の奇数個とされる場合には、例えば中央のタップ係数Ｃ（ｍ）よりも前側の全てのタップ係数Ｃの総和と後側の全てのタップ係数Ｃの総和との差分を計算する、またはタップ係数Ｃ（ｍ）よりも前側の所定番目のタップ係数Ｃと後側の所定番目のタップ係数Ｃとの差分を計算することなどによっても、非対称成分Ｄを算出することができる。
何れにせよ、非対称成分Ｄとしては、いわゆるタップ係数の非対称性として、中央のタップ係数Ｃ（ｍ）を基準としたときのその前側／後側のタップ係数の何れに重み付けの偏りがあるかを表すことができるように計算されたものであればよく、その計算方法について特に限定はされないものである。

また、実施の形態では、図２に示したような位置関係でそれぞれのディテクタ（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）が分割配置された４分割ディテクタ１１を用い、信号Ａ＋Ｃと信号Ｂ＋Ｄとを適応型イコライザ１６（ＦＩＲ型の適応型波形等化器）への入力信号として入力する場合を例示したが、本発明（再生装置、トラッキング制御方法）としては、ＤＰＤ法として想定される反射光の検出手法が採られる場合に広く適用することができる。
すなわち、少なくとも２以上に分割された各ディテクタからの検出信号に基づき生成される第１信号と第２信号であって、レーザスポットが光ディスク記録媒体上のトラックのセンター位置からずれたときに位相差が生じるようにして生成された上記第１信号と上記第２信号とを得るようにされる場合に、本発明は好適に適用することができる。

また、実施の形態では、ＦＩＲ型の適応型波形等化器における波形等化アルゴリズムとして、一般的なＬＭＳアルゴリズムが採用される場合を例示したが、本発明としては他の波形等化アルゴリズムが採用される場合にも好適に適用することができる。

また、各実施の形態では、トラッキングエラー信号ＴＥを生成するための適応型イコライザ１６、非対称成分計算部１７としての動作をハードウエアにより実現する場合を例示したが、これらの動作をソフトウエア処理により実現することもできる。
同様に、第３の実施の形態における誤差計算部３０、比較部３１、更新動作制御部３２、及び第４の実施の形態における選択回路３３、及び第５の実施の形態における平均値算出部３４、位相差補償回路３５、３６についても、それらの動作はソフトウエア処理によっても実現可能である。

また、実施の形態では、本発明が再生専用のＲＯＭディスクについての再生のみが可能とされる再生装置に適用される場合を例示したが、記録可能ディスクに記録された信号について再生を行う場合にも好適に適用することができる。
或いは、光ディスク記録媒体に対する記録も可能とされる再生装置（記録再生装置）に対しても本発明は好適に適用することができる。但し、周知のようにＤＰＤ法としては、光ディスク記録媒体に信号（マーク）が記録される状態にて実現可能な方式であることから、このように記録再生装置とされる場合であっても、光ディスク記録媒体に記録された信号の再生時においてのみ本発明によるトラッキングエラー信号の生成手法を適用することになる。

また、実施の形態では、本発明の位相検出装置（及び位相検出方法）が光ディスク記録媒体についての少なくとも再生を行う再生装置におけるトラッキングエラー信号の生成系に適用される場合を例示したが、本発明の位相検出装置（及び位相検出方法）としては、２つの入力信号（第１信号と第２信号）についてそれらの位相差を検出する用途に広く好適に適用できるものである。
例えば、通信など他の分野においても、従来手法として２つの信号のゼロクロスタイミングを検出した結果に基づきそれらの位相差を検出する手法では、充分な位相差検出精度を得られないという場合も考えられる。例えばそのような場合に対応して本発明の位相検出の手法を適用すれば、同様に２つの信号の位相差の検出精度の向上を図ることができる。

本発明の実施の形態としての再生装置の内部構成について示すブロック図である。 実施の形態の再生装置が備える４分割ディテクタの配置関係について説明するための図である。 第１の実施の形態としてのトラッキングエラー信号の生成系の構成について示すブロック図である。 第１の実施の形態のトラッキングエラー信号の生成系が備える適応型イコライザの内部構成を示すブロック図である。 ｓｉｎｃ関数に基づき位相差とタップ係数の非対称成分との関係をプロットした結果を示す図である。 ３タップによるＦＩＲ型の波形等化器について、入力波形と目標波形の位相差を時間経過と共に変化させたときのタップ係数の非対称成分の振る舞いをシミュレーションした結果を示す図である。 従来のＤＰＤ法により生成されたトラッキングエラー信号の波形と、本実施の形態の手法により生成されるトラッキングエラー信号ＴＥの波形とを対比して示す図である。 第２の実施の形態のトラッキングエラー信号の生成系の構成を示すブロック図である。 第３の実施の形態のトラッキングエラー信号の生成系の構成を示すブロック図である。 第４の実施の形態のトラッキングエラー信号の生成系の構成を示すブロック図である。 第５の実施の形態のトラッキングエラー信号の生成系の構成を示すブロック図である。 ＤＰＤ法における２つ信号の位相差とレーザスポットのトラックずれとの関係について説明するための図である。 従来のＤＰＤ法によるトラッキングエラー信号生成回路の構成を示すブロック図である。 最小マーク長が光学的カットオフ付近となるまで高密度化された場合における、記録波形と、この記録波形に基づき光ディスク記録媒体に記録された信号を再生して得られる再生信号との関係を例示した図である。

符号の説明

１ 再生装置、２ スピンドルモータ（ＳＰＭ）、３ マトリクス回路、４ サーボ回路、５ システムコントローラ、６ イコライザ（ＥＱ）、７ ビタビ復号器、８ １−７ｐｐ復調器、９ ＥＣＣブロック、１０ ＰＬＬ回路、１１ ４分割ディテクタ、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ ディテクタ、ＯＰ 光ピックアップ、ＯＬ 対物レンズ、ＤＣ 二軸機構、ＳＬＤ スレッド機構、１２ａ，１２ｂ 加算器、１３ａ，１３ｂ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１４ａ，１４ｂ 自動振幅調整器（ＡＧＣ）、１５ａ，１５ｂ Ａ／Ｄコンバータ、１６ 適応型イコライザ、１７ 非対称成分計算部、２０ ＦＩＲフィルタ、２１，２２ 遅延回路、２３，２４，２５ 乗算回路、２６ 加算器、２７ タップ係数更新回路、２８ 誤差計算部、２９ Ｄ／Ａコンバータ、ＳＷ スイッチ、３０ ＭＳＥ計算部、３１ 比較部、３２ 更新動作制御部、３３ 選択回路、３４ 平均値算出部、３５，３６ 位相差補償回路、５０ トラッキングエラー信号生成部

Claims (10)

1. 光ディスク記録媒体について少なくとも再生を行う再生装置であって、
   上記光ディスク記録媒体に対するレーザ光の出力端及び上記光ディスク記録媒体からの反射光の入力端となる対物レンズと、上記対物レンズを介して得られる上記反射光の検出を行うためのディテクタとして少なくとも２以上に分割されたディテクタと、上記対物レンズを少なくともトラッキング方向に移動可能に保持するトラッキング機構とが設けられたヘッド手段と、
   上記ヘッド手段における上記分割された各ディテクタの検出信号に基づき生成される第１信号と第２信号であって、上記レーザ光に基づくレーザスポットが上記光ディスク記録媒体上のトラックのセンター位置からずれたときに位相差が生じるようにして生成された第１信号と第２信号とについて、上記第１信号を目標波形として入力し、上記第２信号を入力波形として入力して、上記入力波形が上記目標波形と一致するようにＦＩＲフィルタを用いた波形等化処理を行うように構成された波形等化手段と、
   上記波形等化手段における上記ＦＩＲフィルタの所定のタップ係数に基づく所定演算を行って上記ＦＩＲフィルタのタップ係数の非対称成分を算出することで、上記第１信号と上記第２信号との位相差を検出する位相差検出手段と、
   上記位相差検出手段により算出された上記非対称成分に基づき、上記トラッキング機構を制御するトラッキング制御手段と、
   を備えることを特徴とする再生装置。
2. 上記トラッキング制御手段は、
   上記トラッキング制御として、トラッキングサーボ制御を実行する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の再生装置。
3. 上記トラッキング制御手段は、
   上記トラッキング制御として、トラッキングサーボ制御と共にトラッキングサーボの引き込み制御も実行する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の再生装置。
4. 上記第１信号と上記第２信号のそれぞれのゼロクロスタイミングを検出した結果に基づき上記第１信号と上記第２信号との位相差を検出して第２のトラッキングエラー信号を生成するトラッキングエラー信号生成手段をさらに備えると共に、
   上記トラッキング制御手段は、
   上記トラッキングエラー信号生成手段により生成されるトラッキングエラー信号に基づきトラッキングサーボの引き込み制御を実行し、上記非対称成分に基づきトラッキングサーボ制御を実行する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の再生装置。
5. 上記第１信号と上記第２信号との誤差を検出する誤差検出手段と、
   上記誤差と所定の閾値とに基づき、上記波形等化手段におけるタップ係数の更新動作を制御する発散防止制御手段と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の再生装置。
6. 上記発散防止制御手段は、
   上記誤差が所定の第１閾値を上回った場合は上記タップ係数の更新動作が停止され且つ上記タップ係数が初期値にリセットされるように上記波形等化手段に対する制御を行い、その後において上記誤差が所定の第２閾値を下回ったことに応じては、上記タップ係数の更新動作が開始されるように上記波形等化手段に対する制御を行う、
   ことを特徴とする請求項５に記載の再生装置。
7. 上記トラッキング制御手段は、
   上記トラッキング制御として、トラッキングサーボ制御と共にトラッキングサーボの引き込み制御も実行すると共に、
   上記トラッキングサーボ制御のオン／オフ状態に応じ、上記波形等化手段の更新係数を切り替える更新係数切り替え手段をさらに備える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の再生装置。
8. 上記波形等化手段に入力される上記第１信号と上記第２信号との位相差を調整する位相差調整手段をさらに備える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の再生装置。
9. 上記トラッキング制御手段は、
   上記トラッキング制御として、トラッキングサーボ制御と共にトラッキングサーボの引き込み制御も実行すると共に、
   上記位相差調整手段は、
   上記トラッキング制御手段による上記トラッキングサーボ制御がオフとされている状態で上記位相差検出手段にて算出される上記非対称成分の平均値を算出する共に、この平均値に基づき上記第１信号と上記第２信号との位相差を調整するように構成される、
   ことを特徴とする請求項８に記載の再生装置。
10. 光ディスク記録媒体に対するレーザ光の出力端及び上記光ディスク記録媒体からの反射光の入力端となる対物レンズと、上記対物レンズを介して得られる上記反射光の検出を行うためのディテクタとして少なくとも２以上に分割されたディテクタと、上記対物レンズを少なくともトラッキング方向に移動可能に保持するトラッキング機構とが設けられたヘッド手段を備えて、上記光ディスク記録媒体について少なくとも再生を行う再生装置におけるトラッキング制御方法であって、
    上記ヘッド手段における上記分割された各ディテクタの検出信号に基づき生成される第１信号と第２信号であって、上記レーザ光に基づくレーザスポットが上記光ディスク記録媒体上のトラックのセンター位置からずれたときに位相差が生じるようにして生成された第１信号と第２信号とについて、上記第１信号を目標波形として入力し、上記第２信号を入力波形として入力して、上記入力波形が上記目標波形と一致するようにＦＩＲフィルタを用いた波形等化処理を行う波形等化手順と、
    上記ＦＩＲフィルタの所定のタップ係数に基づく所定演算を行って上記ＦＩＲフィルタのタップ係数の非対称成分を算出することで、上記第１信号と上記第２信号との位相差を検出する位相差検出手順と、
    上記位相差検出手順により算出した上記非対称成分に基づき、上記トラッキング機構を制御するトラッキング制御手順と、
    を備えることを特徴とするトラッキング制御方法。

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