JP4722689B2 - 電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動機の制御装置に関する。

従来、例えば電動機をパルス幅変調（ＰＷＭ）により制御するインバータと、電動機の各相電流を検出する電流センサの代わりにインバータの直流側電流を検出する電流センサとを備え、電流センサにより検出した直流側電流から電動機の各相電流を推定すると共に、所定の位相差を有する３相のキャリア信号によりパルス幅変調信号を生成する制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００４−２０８４１３号公報

ところで、上記従来技術に係る制御装置において、単に、所定の位相差を有する３相のキャリア信号によりパルス幅変調信号を生成するだけでは、直流側電流の検出値から推定される各相電流の電流リップルが過剰に増大することで、電動機の運転効率が過剰に低下してしまう虞がある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、インバータの直流側電流の検出値から推定される各相電流の電流リップルが増大することで電動機の運転効率が過剰に低下してしまうことを防止することが可能な電動機の制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明の電動機の制御装置は、パルス幅変調信号（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号）により複数相の電動機への通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのＰＷＭインバータ１４Ａ）と、該インバータの直流側電流（例えば、実施の形態でのＤＣリンク電流ＩＤＣ）を検出する電流検出手段（例えば、実施の形態での直流側電流センサ１４ｂ）と、該電流検出手段により検出された前記直流側電流に基づいて前記電動機の相電流（例えば、実施の形態での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を推定する相電流推定手段（例えば、実施の形態での相電流推定部２５）と、該相電流推定手段により推定された前記相電流に基づき前記インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態を制御するスイッチング制御を実行する制御手段（例えば、実施の形態での制御部１５）とを備える電動機の制御装置であって、前記パルス幅変調信号を複数相のキャリア信号により生成するパルス幅変調信号生成手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号生成部２４）と、単一のキャリア周期における前記直流側電流において、各前記複数相毎の相電流の持続時間である電流持続時間を検出する電流持続時間検出手段（例えば、実施の形態での電流持続時間算出部３２）と、前記電流持続時間検出手段により検出された各前記複数相毎の前記電流持続時間のうちの最小値に基づき、前記複数相間の前記キャリア信号の位相差を設定する位相差設定手段（例えば、実施の形態での位相差算出部３３）とを備えることを特徴としている。

上記構成の電動機の制御装置によれば、例えばスイッチング制御における各種の指令値等に応じて検出される各相電流毎の電流持続時間（つまり、単一のキャリア周期における直流側電流において各相毎にオンデューティとなる持続時間）の最小値に基づき、複数相間のキャリア信号の位相差を設定することにより、実際に電流検出手段により検出される直流側電流における各相電流毎の電流持続時間を適切な値に設定することができ、例えば電流持続時間が過剰に短くなることで、相電流の検出が困難となってしまったり、例えば電流持続時間が過剰に長くなることで、相電流の電流リップルが増大してしまうという問題が生じることを防止することができる。これにより、例えば電動機の回転数が相対的に低い低回転状態等のように、各相の出力電圧振幅が相対的に小さくなる場合であっても、直流側電流から相電流を推定する際の信頼性および推定精度を向上させることができ、電動機を適切に制御することができる。

さらに、請求項１に記載の本発明の電動機の制御装置は、前記電流持続時間検出手段により検出された各前記複数相毎の前記電流持続時間のうちの最小値が、所定値以上であるか否かを判定する判定手段（例えば、実施の形態でのステップＳ０３）を備え、前記位相差設定手段は、前記判定手段により前記最小値が前記所定値未満であると判定された場合には、前記所定値から前記最小値を減算して得た値を前記位相差とし、前記判定手段により前記最小値が前記所定値以上であると判定された場合には、前記位相差をゼロとすることを特徴としている。

上記構成の電動機の制御装置によれば、各複数相毎の電流持続時間の最小値が所定値未満である場合には、例えば、少なくとも所望の精度で直流側電流から各相電流を検出することが可能となるようにして、所定値から電流持続時間の最小値を減算して得た値を複数相間のキャリア信号の位相差として設定する。これにより、例えば電動機の回転数が相対的に低い低回転状態等のように、各相の出力電圧振幅が相対的に小さくなることに起因して、例えば単一のキャリア信号のみによりパルス幅変調信号を生成する状態では、相電流を推定する際の信頼性および推定精度が低下してしまう虞がある場合であっても、直流側電流から相電流を推定する際の信頼性および推定精度を向上させることができ、電動機を適切に制御することができる。一方、各複数相毎の電流持続時間の最小値が所定値以上である場合には、複数相間のキャリア信号の位相差がゼロ（つまり、単一のキャリア信号によりパルス幅変調信号を生成する場合に相当）であっても、所望の精度で直流側電流から各相電流を検出することが可能となり、例えば位相差がゼロ以外の複数相のキャリア信号によりパルス幅変調信号を生成する場合に比べて、直流側電流から推定される相電流の電流リップルが増大してしまうことを防止することができる。

さらに、請求項１に記載の本発明の電動機の制御装置は、前記所定値を、前記電流検出手段による検出状態が所定の安定状態に到達するのに要する検出安定時間に基づき設定する所定値設定手段（例えば、実施の形態でのステップＳ０３）を備え、前記所定値設定手段は、前記所定値を前記検出安定時間よりも長い時間とすることを特徴としている。

上記構成の電動機の制御装置によれば、各複数相毎の電流持続時間の最小値に値する判定閾値である所定値を、電流検出手段による検出状態が所定の安定状態に到達するのに要する検出安定時間（例えば、電流検出手段の出力応答の時間特性に応じた値等）に基づき設定することにより、実際に電流検出手段により検出される直流側電流における各相電流毎の電流持続時間を、より一層、適切な値に設定することができる。

また、請求項２に記載の本発明の電動機の制御装置は、パルス幅変調信号（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号）により複数相の電動機への通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのＰＷＭインバータ１４Ａ）と、該インバータの直流側電流（例えば、実施の形態でのＤＣリンク電流ＩＤＣ）を検出する電流検出手段（例えば、実施の形態での直流側電流センサ１４ｂ）と、該電流検出手段により検出された前記直流側電流に基づいて前記電動機の相電流（例えば、実施の形態での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を推定する相電流推定手段（例えば、実施の形態での相電流推定部２５）と、該相電流推定手段により推定された前記相電流に基づき前記インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態を制御するスイッチング制御を実行する制御手段（例えば、実施の形態での制御部１５）とを備える電動機の制御装置であって、前記パルス幅変調信号を複数相のキャリア信号により生成するパルス幅変調信号生成手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号生成部２４）と、前記電動機のトルクおよび回転数に基づき、前記複数相間の前記キャリア信号の位相差を設定する位相差設定手段（例えば、実施の形態での位相差算出部３３）とを備えることを特徴としている。

上記構成の電動機の制御装置によれば、電動機のトルクおよび回転数に基づき、複数相間のキャリア信号の位相差を設定することにより、実際に電流検出手段により検出される直流側電流における各相電流毎の電流持続時間を適切な値に設定することができ、例えば電流持続時間が過剰に短くなることで、相電流の検出が困難となってしまったり、例えば電流持続時間が過剰に長くなることで、相電流の電流リップルが増大してしまうという問題が生じることを防止することができる。

さらに、請求項２に記載の本発明の電動機の制御装置では、前記位相差設定手段は、前記電動機の回転数が所定回転数以上である場合に前記位相差をゼロに設定しており、前記回転数が低下することに伴い、前記位相差を増大傾向に変化させることを特徴としている。

上記構成の電動機の制御装置によれば、電動機の回転数が所定回転数以上である場合には、複数相間のキャリア信号の位相差がゼロ（つまり、単一のキャリア信号によりパルス幅変調信号を生成する場合に相当）であっても、所望の精度で直流側電流から各相電流を検出することが可能となり、例えば位相差がゼロ以外の複数相のキャリア信号によりパルス幅変調信号を生成する場合に比べて、直流側電流から推定される相電流の電流リップルが増大してしまうことを防止することができる。

請求項１に記載の本発明の電動機の制御装置によれば、例えばスイッチング制御における各種の指令値等に応じて検出される各相電流毎の電流持続時間（つまり、単一のキャリア周期における直流側電流において各相毎にオンデューティとなる持続時間）の最小値に基づき、複数相間のキャリア信号の位相差を設定することにより、実際に電流検出手段により検出される直流側電流における各相電流毎の電流持続時間を適切な値に設定することができ、例えば電流持続時間が過剰に短くなることで、相電流の検出が困難となってしまったり、例えば電流持続時間が過剰に長くなることで、相電流の電流リップルが増大してしまうという問題が生じることを防止することができる。これにより、例えば電動機の回転数が相対的に低い低回転状態等のように、各相の出力電圧振幅が相対的に小さくなる場合であっても、直流側電流から相電流を推定する際の信頼性および推定精度を向上させることができ、電動機を適切に制御することができる。

さらに、請求項１に記載の本発明の電動機の制御装置によれば、例えば電動機の回転数が相対的に低い低回転状態等のように、各相の出力電圧振幅が相対的に小さくなる状態であっても、直流側電流から相電流を推定する際の信頼性および推定精度を向上させることができ、電動機を適切に制御することができる。一方、各複数相毎の電流持続時間の最小値が所定値未満である場合には、いわば単一のキャリア信号によりパルス幅変調信号を生成することにより、例えば位相差がゼロ以外の複数相のキャリア信号によりパルス幅変調信号を生成する場合に比べて、直流側電流から推定される相電流の電流リップルが増大してしまうことを防止することができる。

さらに、請求項１に記載の本発明の電動機の制御装置によれば、実際に電流検出手段により検出される直流側電流における各相電流毎の電流持続時間を、より一層、適切な値に設定することができる。
また、請求項２に記載の本発明の電動機の制御装置によれば、電動機のトルクおよび回転数に基づき、複数相間のキャリア信号の位相差を設定することにより、実際に電流検出手段により検出される直流側電流における各相電流毎の電流持続時間を適切な値に設定することができ、例えば電流持続時間が過剰に短くなることで、相電流の検出が困難となってしまったり、例えば電流持続時間が過剰に長くなることで、相電流の電流リップルが増大してしまうという問題が生じることを防止することができる。

さらに、請求項２に記載の本発明の電動機の制御装置によれば、電動機の回転数が所定回転数以上である場合には、いわば単一のキャリア信号によりパルス幅変調信号を生成することにより、例えば位相差がゼロ以外の複数相のキャリア信号によりパルス幅変調信号を生成する場合に比べて、直流側電流から推定される相電流の電流リップルが増大してしまうことを防止することができる。

以下、本発明の電動機の制御装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態による電動機の制御装置１０（以下、単に、モータ制御装置１０と呼ぶ）は、例えばハイブリッド車両に内燃機関１１と共に駆動源として搭載されるブラシレスＤＣモータ１２（以下、単に、モータ１２と呼ぶ）を駆動制御するものであって、このモータ１２は、内燃機関１１と直列に直結され、界磁に利用する永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備えて構成されている。
そして、モータ制御装置１０は、例えば図１に示すように、バッテリ１３を直流電源とするパワードライブユニット（ＰＤＵ）１４と、制御部１５とを備えて構成されている。

このモータ制御装置１０において、複数相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のモータ１２の駆動および回生作動は制御部１５から出力される制御指令を受けてパワードライブユニット（ＰＤＵ）１４により行われる。
ＰＤＵ１４は、例えば図２に示すように、トランジスタのスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar mode Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１４ａと平滑コンデンサＣとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータ１４Ａを備え、モータ１２と電気エネルギーの授受を行う高圧系のバッテリ１３が接続されている。

ＰＤＵ１４に具備されるＰＷＭインバータ１４Ａは、各相毎に対をなすハイ側，ロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬおよびハイ側，ロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬおよびハイ側，ロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬをブリッジ接続してなるブリッジ回路１４ａと、平滑コンデンサＣとを備えて構成され、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはバッテリ１３の正極側端子に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはバッテリ１３の負極側端子に接続されローサイドアームを構成しており、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬはバッテリ１３に対して直列に接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。
そして、ブリッジ回路１４ａと、バッテリ１３の負極側端子との間には、ＰＷＭインバータ１４Ａの直流側電流（ＤＣリンク電流）ＩＤＣを検出する直流側電流センサ１４ｂが備えられている。

そして、ＰＤＵ１４は、例えばモータ１２の駆動時等において制御部１５から入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号）に基づき、ＰＷＭインバータ１４Ａにおいて各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１３から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１２の固定子巻線への通電を順次転流させることで、各相の固定子巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。

制御部１５からＰＤＵ１４に入力されるゲート信号は、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフ状態の組み合わせに応じて、例えば下記表１および図３（ａ）〜（ｈ）に示すように、８通りの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）信号となる。
そして、ＰＷＭインバータ１４Ａの直流側には各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８に応じて断続的に各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが発生し、直流側電流センサ１４ｂにより検出される直流側電流（ＤＣリンク電流）ＩＤＣは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつ、あるいは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつの符号が反転したもの、あるいは、ゼロとなる。

例えば、図４に示す各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに対する単一の三角波（あるいは、互いの位相差がゼロである複数の三角波）からなるキャリア信号の１周期（キャリア周期ｆｃ）での各時刻ｔ１〜時刻ｔ８において、このキャリア周期ｆｃの開始タイミングである時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間、および、時刻ｔ７からキャリア周期ｆｃの終了タイミングである時刻ｔ８までの期間では、ブリッジ回路１４ａのハイサイドアームがオン状態かつローサイドアームがオフ状態となる第１スイッチング状態Ｓ１となり、ＤＣリンク電流ＩＤＣはゼロとなる。
そして、ハイ側Ｕ相およびＶ相トランジスタＵＨ，ＶＨとロー側Ｗ相トランジスタＷＬとがオン状態となる第２スイッチング状態Ｓ２である時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間および時刻ｔ６から時刻ｔ７の期間では、ＤＣリンク電流ＩＤＣはＷ相電流Ｉｗの符号が反転した電流（−Ｉｗ）となる。
そして、ハイ側Ｕ相トランジスタＵＨとロー側Ｖ相およびＷ相トランジスタＵＬ，ＷＬとがオン状態となる第７スイッチング状態Ｓ７である時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間および時刻ｔ５から時刻ｔ６の期間では、ＤＣリンク電流ＩＤＣはＵ相電流Ｉｕとなる。
そして、ハイサイドアームがオフ状態かつローサイドアームがオン状態となる第８スイッチング状態Ｓ８である時刻ｔ４から時刻ｔ５の期間では、ＤＣリンク電流ＩＤＣはゼロとなる。

制御部１５は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、例えば運転者のアクセル操作に係るアクセル開度等に応じて設定されるトルク指令ＴｒからＩｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑを演算し、Ｉｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑに基づいて各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗを算出し、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに応じてＰＤＵ１４へゲート信号であるＰＷＭ信号を入力すると共に、実際にＰＤＵ１４からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに対する各推定値である各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，ＩｗｓをＤＣリンク電流ＩＤＣから推定し、各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄｓ及びｑ軸電流Ｉｑｓと、Ｉｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑとの各偏差がゼロとなるように制御を行う。

この制御部１５は、例えば、電流指令演算部２１と、電流制御部２２と、ｄｑ−３相変換部２３と、ＰＷＭ信号生成部２４と、相電流推定部２５と、３相−ｄｑ変換部２６と、回転数演算部２７とを備えて構成されている。
そして、この制御部１５には、直流側電流センサ１４ｂにより検出される直流側電流（ＤＣリンク電流）ＩＤＣと、バッテリ１３の端子電圧（電源電圧）ＶＢを検出する電圧センサ１３ａから出力される検出値と、モータ１２の回転子の回転角（つまり、所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角度）θを検出する回転センサ１２ａから出力される検出信号と、外部の制御装置（図示略）から出力されるトルク指令Ｔｒとが入力されている。

電流指令演算部２１は、例えば外部の制御装置（図示略）から入力されるトルク指令Ｔｒ（例えば、運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作量およびモータ１２の回転数ω等に応じて必要とされるトルクをモータ１２に発生させるための指令値）と、回転数演算部２７から入力されるモータ１２の回転数ωとに基づき、ＰＤＵ１４からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのＩｄ指令＊Ｉｄ及び＊Ｉｑ指令＊Ｉｑとして電流制御部２２へ出力されている。

この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えば回転子の永久磁石による界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、モータ１２の回転子の回転位相に同期して回転している。これにより、ＰＤＵ１４からモータ１２の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるＩｄ指令＊ＩｄおよびＩｑ指令＊Ｉｑを与えるようになっている。

電流制御部２２は、Ｉｄ指令＊Ｉｄとｄ軸電流Ｉｄｓとの偏差ΔＩｄ、および、Ｉｑ指令＊Ｉｑとｑ軸電流Ｉｑｓとの偏差ΔＩｑを算出し、例えば回転数演算部２７から入力されるモータ回転数ωに応じたＰＩ（比例積分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値＊Ｖｄを算出し、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを算出する。
ｄｑ−３相変換部２３は、回転センサ１２ａから入力される回転子の回転角θを用いて、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧＊ＶｕおよびＶ相出力電圧＊ＶｖおよびＷ相出力電圧＊Ｖｗに変換する。

ＰＷＭ信号生成部２４は、例えば、正弦波状の各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗと、複数相毎の三角波（例えば、３相の三角波）、あるいは、単一の三角波からなるキャリア信号とに基づくパルス幅変調により、ＰＤＵ１４のＰＷＭインバータ１４Ａの各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬをオン／オフ駆動させる各パルスからなるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号）を生成する。

このＰＷＭ信号生成部２４は、例えば図５に示すように、ＤＵＴＹ算出部３１と、電流持続時間算出部３２と、位相差算出部３３と、キャリア信号切替部３４と、ゲート信号演算部３５とを備えて構成されている。
ＤＵＴＹ算出部３１は、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗと、電源電圧ＶＢとに基づき、仮に単一の三角波からなるキャリア信号によるパルス幅変調を実行した場合に得られるＰＷＭインバータ１４Ａの各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬをオン／オフ駆動させる各ゲート信号のデューティつまりオン／オフ状態の比率を算出する。

電流持続時間算出部３２は、ＤＵＴＹ算出部３１により算出された各ゲート信号のデューティと、予め記憶された所定のキャリア周波数とに基づき、単一のキャリア周期ｆｃにおけるＤＣリンク電流ＩＤＣでの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの持続時間である電流持続時間、つまり各相毎にオンデューティとなる持続時間を算出する。

例えば図６（ａ）に示す各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗ（＊Ｖｕ＞＊Ｖｖ＞＊Ｖｗ）に対するキャリア周期ｆｃのＤＣリンク電流ＩＤＣでは、第５スイッチング状態Ｓ５である時刻ｔ２から時刻ｔ３に亘る期間および時刻ｔ６から時刻ｔ７に亘る期間がＷ相電流Ｉｗの電流持続時間とされ、第４スイッチング状態Ｓ４である時刻ｔ３から時刻ｔ４に亘る期間および時刻ｔ５から時刻ｔ６に亘る期間がＵ相電流Ｉｕの電流持続時間とされ、Ｖ相電流Ｉｖの電流持続時間は未定となる。
また、例えば図６（ｂ）に示す各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗ（＊Ｖｕ＝＊Ｖｖ＞＊Ｖｗ）に対するキャリア周期ｆｃのＤＣリンク電流ＩＤＣでは、第５スイッチング状態Ｓ５である時刻ｔ２から時刻ｔ３に亘る期間および時刻ｔ４から時刻ｔ５に亘る期間がＷ相電流Ｉｗの電流持続時間とされ、第４スイッチング状態Ｓ４または第３スイッチング状態Ｓ３の何れか一方に対応して、Ｕ相電流ＩｕまたはＶ相電流Ｉｖの何れか一方の電流持続時間がゼロとされ、Ｕ相電流ＩｕまたはＶ相電流Ｉｖの何れか他方の電流持続時間は未定となる。

位相差算出部３３は、電流持続時間算出部３２により算出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ毎の電流持続時間に基づき、各複数相毎の三角波からなる３相のキャリア信号間の位相差を算出する。
例えば、位相差算出部３３は、電流持続時間算出部３２により算出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ毎の電流持続時間のうちの最小の電流持続時間（最小電流持続時間）を選択し、この最小電流持続時間が所定時間未満である場合には、この所定時間から最小の電流持続時間を減算して得た値を位相差とする。一方、最小の電流持続時間が所定値以上である場合には、位相差をゼロとする。
なお、この最小の電流持続時間に対する判定閾値である所定時間は、例えば直流側電流センサ１４ｂの出力応答の時間特性および直流側電流センサ１４ｂの検出動作のサンプリング時間等に応じた値であって、直流側電流センサ１４ｂによる実際の検出状態が所定の安定状態に到達するのに要する検出安定時間に対し、少なくとも検出安定時間よりも長い時間とされている。

つまり、例えば図７（ａ），（ｂ）に示すように、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗの振幅（あるいは実効値）が相対的に小さな値となり、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗ同士間の電圧差が所定値（例えば、ゼロ等）以下となる状態では、単一のキャリア信号により得られる各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ毎の電流持続時間が所定時間未満となって、直流側電流センサ１４ｂによる各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの所望精度での検出が困難となる虞がある。
このため、３相のキャリア信号によってパルス幅変調を実行した際に得られる各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ毎の電流持続時間が、少なくとも直流側電流センサ１４ｂの検出安定時間よりも長くなるようにして、３相のキャリア信号の位相差が設定される。
さらに、３相のキャリア信号によってパルス幅変調を実行する際には、３相のキャリア信号の位相差が増大（例えば、図７（ｂ）での位相差ｐ２から図７（ａ）での位相差ｐ１＞ｐ２へと増大）することに伴い、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流リップルが増大傾向に変化することから、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ毎の電流持続時間に直流側電流センサ１４ｂの検出安定時間が確保される３相のキャリア信号の位相差として、検出安定時間に係る所定時間から最小電流持続時間を減算して得た値が設定される。

一方、例えば図７（ｃ）に示すように、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗの振幅（あるいは実効値）が相対的に大きな値となり、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗ同士間の電圧差が所定値（例えば、ゼロ）よりも大きくなる状態では、単一のキャリア信号により得られる各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ毎の電流持続時間が直流側電流センサ１４ｂの検出安定時間に係る所定時間以上となって、直流側電流センサ１４ｂによる各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの所望精度での検出が可能となる。
このため、３相のキャリア信号の位相差がゼロとされ、いわば単一のキャリア信号によってパルス幅変調が実行される場合と同等の状態に設定される。

キャリア信号切替部３４は、位相差算出部３３により算出された３相のキャリア信号の位相差に基づき、この位相差がゼロよりも大きい場合には、この位相差を有する三角波からなる３相のキャリア信号をゲート信号演算部３５に出力し、この位相差がゼロである場合には、単一の三角波からなるキャリア信号をゲート信号演算部３５に出力する。
ゲート信号演算部３４は、キャリア信号切替部３４から入力された３相または単一のキャリア信号と、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗと、電源電圧ＶＢとに基づくパルス幅変調により、ＰＤＵ１４のＰＷＭインバータ１４Ａの各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬをオン／オフ駆動させる各パルスからなるゲート信号を生成する。

相電流推定部２５は、直流側電流センサ１４ｂにより検出されたＤＣリンク電流ＩＤＣと、ＰＷＭ信号生成部２４から入力されるゲート信号とに基づき、モータ１２の各相の固定子巻線に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに対する推定値である各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓを推定する。
つまり、直流側電流センサ１４ｂにより検出されるＤＣリンク電流ＩＤＣは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつ、あるいは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつの符号が反転したもの、あるいは、ゼロとなることから、例えば上記表１に基づき、ＰＷＭインバータ１４Ａの各スイッチング状態Ｓ２〜Ｓ７において直流側電流センサ１４ｂにより検出されるＤＣリンク電流ＩＤＣを各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓとして設定する。

例えば、図４に示す各時刻ｔ１〜時刻ｔ８に対し、第２スイッチング状態Ｓ２となる時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間および時刻ｔ６から時刻ｔ７の期間で直流側電流センサ１４ｂにより検出されるＤＣリンク電流ＩＤＣを、負号のＷ相推定電流Ｉｗｓ（つまり、−Ｉｗｓ）として設定する。また、第７スイッチング状態Ｓ７である時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間および時刻ｔ５から時刻ｔ６の期間で直流側電流センサ１４ｂにより検出されるＤＣリンク電流ＩＤＣを、正号のＵ相推定電流Ｉｕｓとして設定する。

３相−ｄｑ変換部２６は、回転センサ１２ａから入力される回転子の回転角θを用いて、相電流推定部２５により推定された静止座標上における電流である各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓを、モータ１２の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄｓおよびｑ軸電流Ｉｑｓに変換する。

回転数演算部２７は、回転センサ１２ａから出力される検出信号、つまりモータ１２の回転子の回転角度に基づきモータ１２の回転数ωを算出する。

本実施形態によるモータ制御装置１０は上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置１０の動作、特に、パルス幅変調によりゲート信号を生成する際に用いる３相のキャリア信号の位相差を設定する処理について添付図面を参照しながら説明する。

先ず、例えば図８に示すステップＳ０１においては、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗと、電源電圧ＶＢと、所定のキャリア周波数とに基づき、仮に単一の三角波からなるキャリア信号によるパルス幅変調を実行した場合に得られる単一のキャリア周期ｆｃにおけるＤＣリンク電流ＩＤＣでの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの持続時間である電流持続時間を算出する。
そして、ステップＳ０２においては、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ毎の電流持続時間から最小電流持続時間を取得する。なお、このステップＳ０２において、例えば図６（ｂ）に示すように各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗのうちの何れか２相同士、あるいは、全相同士が所定値以内で略同等となる場合には、最小電流持続時間にゼロを設定する。

そして、ステップＳ０３においては、最小電流持続時間が所定時間以上であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、ステップＳ０４に進み、このステップＳ０４においては、所定時間から最小電流持続時間を減算して得た値を位相差として設定し、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ゼロを位相差として設定し、一連の処理を終了する。

上述したように、本実施形態による電動機の制御装置１０によれば、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ毎の電流持続時間の最小値に基づき、複数相間のキャリア信号の位相差を設定することにより、実際に直流側電流センサ１４ｂにより検出されるＤＣリンク電流ＩＤＣにおける各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ毎の電流持続時間を適切な値に設定することができ、例えば電流持続時間が過剰に短くなることで、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出が困難となってしまったり、例えば電流持続時間が過剰に長くなることで、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流リップルが増大してしまうという問題が生じることを防止することができる。これにより、例えばモータ１２の回転数ωが相対的に低い低回転状態等のように、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗの振幅が相対的に小さくなる場合であっても、ＤＣリンク電流ＩＤＣから各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する際の信頼性および推定精度を向上させることができ、モータ１２を適切に制御することができる。

なお、上述した実施の形態においては、ステップＳ０１に示すように、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗと、電源電圧ＶＢと、所定のキャリア周波数とに基づき、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流持続時間および３相のキャリア信号の位相差を算出するとしたが、これに限定されず、例えば図９に示すように、予めモータ１２の回転数とトルクとによる２次元マップ上に、複数の位相差（例えば、位相差ｐａ，ｐｂ，ｐｃ（ｐａ＞ｐｂ＞ｐｃ）等）毎の３相のキャリア信号と、単一のキャリア信号とに対応する所定の各領域（例えば、図９に示す３相キャリアα，β、γおよび単相キャリア）を設定しておき、回転数演算部２７により算出されたモータ１２の回転数ωと、トルク指令Ｔｒとに応じて、何れかの位相差を有する３相のキャリア信号または単一のキャリア信号を選択してもよい。

なお、この回転数とトルクとによる２次元マップ上では、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗの振幅（あるいは実効値）が相対的に小さな値となり、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗ同士間の電圧差が所定値（例えば、ゼロ等）以下となる状態に対応して、例えば、回転数が低下することに伴い、３相のキャリア信号の位相差が増大傾向に変化するように設定されている。

なお、上述した実施の形態においては、ステップＳ０３に示すように、最小電流持続時間が所定時間以上であるか否かを判定したが、これに限定されず、例えば図１０に示すように、上述したステップＳ０３〜ステップＳ０５の処理の代わりに、ステップＳ１１〜ステップＳ１３の処理を実行してもよい。
すなわち、この変形例では、ステップＳ１１において、所定時間から最小電流持続時間を減算して得た値を位相差として設定する。
そして、ステップＳ１２において、位相差がゼロ以下であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ１３に進み、このステップＳ１３においては、位相差にゼロを設定して、一連の処理を終了する。

本発明の実施形態に係る電動機の制御装置の構成図である。 図１に示すＰＤＵのＰＷＭインバータの構成図である。 図２に示すＰＷＭインバータの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８を示す図である。 各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに対する単一の三角波からなるキャリア信号の１周期（キャリア周期ｆｃ）でのＰＷＭ信号および各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗおよびＤＣリンク電流ＩＤＣの変化の一例を示すグラフ図である。 図１に示すＰＷＭ信号生成部の構成図である。 図６（ａ），（ｂ）は各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに対する単一の三角波からなるキャリア信号の１周期（キャリア周期ｆｃ）でのＰＷＭ信号およびＤＣリンク電流ＩＤＣの変化の例を示すグラフ図である。 図７（ａ），（ｂ）は各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに対する３相の三角波からなるキャリア信号の１周期（キャリア周期ｆｃ）でのＰＷＭ信号およびＤＣリンク電流ＩＤＣの変化の例を示すグラフ図であり、図７（ｃ）は各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに対する単一の三角波からなるキャリア信号の１周期（キャリア周期ｆｃ）でのＰＷＭ信号およびＤＣリンク電流ＩＤＣの変化の例を示すグラフ図である。 本発明の実施形態に係る３相のキャリア信号の位相差を設定する処理を示すフローチャートである。 モータの回転数とトルクとによる２次元マップ上に設定された複数の位相差毎の３相のキャリア信号と単一のキャリア信号とに対応する所定の各領域の一例を示すグラフ図である。 本発明の実施形態の変形例に係る３相のキャリア信号の位相差を設定する処理を示すフローチャートである。

符号の説明

１０ 電動機の制御装置
１２ モータ
１４ ＰＷＭインバータ（インバータ）
１４ｂ 直流側電流センサ（電流検出手段）
１５ 制御部（制御手段）
２４ ＰＷＭ信号生成部（パルス幅変調信号生成手段）
２５ 相電流推定部（相電流推定手段）
３２ 電流持続時間算出部（電流持続時間検出手段）
３３ 位相差算出部（位相差設定手段）
ステップＳ０３ 判定手段、所定値設定手段

Claims (2)

1. パルス幅変調信号により複数相の電動機への通電を順次転流させるインバータと、該インバータの直流側電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された前記直流側電流に基づいて前記電動機の相電流を推定する相電流推定手段と、該相電流推定手段により推定された前記相電流に基づき前記インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態を制御するスイッチング制御を実行する制御手段とを備える電動機の制御装置であって、
   前記パルス幅変調信号を複数相のキャリア信号により生成するパルス幅変調信号生成手段と、
   単一のキャリア周期における前記直流側電流において、各前記複数相毎の相電流の持続時間である電流持続時間を検出する電流持続時間検出手段と、
   前記電流持続時間検出手段により検出された各前記複数相毎の前記電流持続時間のうちの最小値に基づき、前記複数相間の前記キャリア信号の位相差を設定する位相差設定手段と、
   前記電流持続時間検出手段により検出された各前記複数相毎の前記電流持続時間のうちの最小値が、所定値以上であるか否かを判定する判定手段とを備え、
   前記位相差設定手段は、前記判定手段により前記最小値が前記所定値未満であると判定された場合には、前記所定値から前記最小値を減算して得た値を前記位相差とし、前記判定手段により前記最小値が前記所定値以上であると判定された場合には、前記位相差をゼロとしており、
   前記所定値を、前記電流検出手段による検出状態が所定の安定状態に到達するのに要する検出安定時間に基づき設定する所定値設定手段を備え、
   前記所定値設定手段は、前記所定値を前記検出安定時間よりも長い時間とすることを特徴とする電動機の制御装置。
2. パルス幅変調信号により複数相の電動機への通電を順次転流させるインバータと、該インバータの直流側電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された前記直流側電流に基づいて前記電動機の相電流を推定する相電流推定手段と、該相電流推定手段により推定された前記相電流に基づき前記インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態を制御するスイッチング制御を実行する制御手段とを備える電動機の制御装置であって、
   前記パルス幅変調信号を複数相のキャリア信号により生成するパルス幅変調信号生成手段と、
   前記電動機のトルクおよび回転数に基づき、前記複数相間の前記キャリア信号の位相差を設定する位相差設定手段とを備え、
   前記位相差設定手段は、前記電動機の回転数が所定回転数以上である場合に前記位相差をゼロに設定しており、前記回転数が低下することに伴い、前記位相差を増大傾向に変化させることを特徴とする電動機の制御装置。

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