JP4692733B2 - AC / AC direct power converter controller - Google Patents
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Description
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する半導体電力変換器の制御装置に関し、詳しくは、マトリクスコンバータのように電解コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを持たずに交流電圧を直接、交流電圧に変換する直接電力変換器において、入力電流の安定化制御を行うための制御装置に関するものである。 The present invention relates to a control device for a semiconductor power converter that converts a multi-phase AC voltage into an AC voltage having an arbitrary magnitude and frequency by using a semiconductor switching element. The present invention relates to a control device for performing stabilization control of input current in a direct power converter that directly converts an AC voltage into an AC voltage without having an energy buffer of a shape.
マトリクスコンバータは、長寿命、省スペースであって入力電流を制御できるために電力回生が可能であり、電源高調波を抑制できるという特徴がある。
一方、マトリクスコンバータでは、入力電圧に高調波が含まれる場合に入力電流を正弦波に制御すると、有効電力が脈動する。この有効電力脈動は、大形のエネルギーバッファを有する電力変換器では吸収可能であるが、エネルギーバッファのないマトリクスコンバータでは、入力電圧の歪みが出力電圧を歪ませる原因となる。この出力電圧の歪みは、負荷として電動機が接続されている場合に電動機の脈動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加し、効率を低下させるため好ましくない。
The matrix converter is characterized by long life, space saving, control of input current, power regeneration, and suppression of power supply harmonics.
On the other hand, in the matrix converter, when the input voltage includes harmonics, if the input current is controlled to a sine wave, the active power pulsates. This active power pulsation can be absorbed by a power converter having a large energy buffer, but in a matrix converter without an energy buffer, distortion of the input voltage causes distortion of the output voltage. This distortion of the output voltage is not preferable because not only the pulsation and noise of the motor are caused when the motor is connected as a load, but also the copper loss increases due to the harmonic current and the efficiency is lowered.
このため、瞬時有効電力を一定にするような入力電流指令を演算し、入力電圧に高調波が含まれる場合や入力電圧が不平衡である場合にも出力電圧を歪ませないようにした制御装置が、本出願人による特願２００４−８０３０２（本願出願時において未だ出願公開されていない）として提案されている。
図３はこの先願発明の構成を示しており、１０は三相交流電源、２０は系統インピーダンス、３０はＬＣフィルタ等からなる入力フィルタ、４０は双方向に電流を制御可能な複数の交流スイッチＳからなるマトリクスコンバータ、５０は交流電動機等の負荷、６０はいわゆる仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式を用いた制御装置である。
For this reason, a control device that calculates an input current command that keeps the instantaneous active power constant and prevents the output voltage from being distorted even when harmonics are included in the input voltage or when the input voltage is unbalanced. Has been proposed as Japanese Patent Application No. 2004-80302 by the present applicant (the application has not been published yet at the time of filing this application).
FIG. 3 shows the configuration of the invention of the prior application, wherein 10 is a three-phase AC power source, 20 is a system impedance, 30 is an input filter composed of an LC filter, and 40 is a plurality of AC switches S capable of controlling current bidirectionally. , A matrix converter 50, a load 50 such as an AC motor, and a control device 60 using a so-called virtual AC / DC / AC system.
上記制御装置６０において、電圧検出手段６１はマトリクスコンバータ４０の入力電圧を検出し、入力電流制御手段６２は、検出された入力電圧と瞬時有効電力指令ｐ＊及び瞬時無効電力指令ｑ＊とから、数式１により入力電流指令を演算し、これを三相各相の入力電流指令に変換する。 In the control device 60, the voltage detection means 61 detects the input voltage of the matrix converter 40, and the input current control means 62 determines from the detected input voltage, the instantaneous active power command p *, and the instantaneous reactive power command q * . An input current command is calculated by Equation 1 and converted into an input current command for each of the three phases.
なお、瞬時有効電力により入力電圧及び入力電流指令を規格化すれば、瞬時有効電力指令ｐ＊は“１”となる。また、瞬時無効電力指令ｑ＊をゼロとすることにより、入力力率を１に制御することができる。 If the input voltage and the input current command are normalized by the instantaneous active power, the instantaneous active power command p * becomes “1”. Moreover, the input power factor can be controlled to 1 by setting the instantaneous reactive power command q * to zero.
整流器制御手段６３は、得られた入力電流指令から、仮想的な整流器のＰＷＭパルスパターンを演算し、インバータ制御手段６４は、出力電圧指令から仮想的なインバータのＰＷＭパルスパターンを演算する。ＰＷＭパルス合成手段６５は、各制御手段６３，６４から出力されたＰＷＭパルスパターン（スイッチング関数）を合成し、マトリクスコンバータ４０のＰＷＭパルスパターンを生成する。このパルスパターンに従ってマトリクスコンバータ４０の交流スイッチのオンオフを制御し、所望の出力電圧を得る。
これにより、入力電圧に高調波が含まれていても常に瞬時有効電力が一定となるように入力電流を制御することができ、原理的に出力電圧の歪みは発生せず、負荷５０としての電動機に脈動や騒音等を生じさせることなく高効率に運転することが可能である。
The rectifier control means 63 calculates a virtual rectifier PWM pulse pattern from the obtained input current command, and the inverter control means 64 calculates a virtual inverter PWM pulse pattern from the output voltage command. The PWM pulse synthesizing unit 65 synthesizes the PWM pulse patterns (switching functions) output from the control units 63 and 64 to generate the PWM pulse pattern of the matrix converter 40. According to this pulse pattern, on / off of the AC switch of the matrix converter 40 is controlled to obtain a desired output voltage.
As a result, even if harmonics are included in the input voltage, the input current can be controlled so that the instantaneous effective power is always constant, and in principle, distortion of the output voltage does not occur, and the electric motor as the load 50 Therefore, it is possible to operate with high efficiency without causing pulsation or noise.
ここで、図３における系統インピーダンス２０は、電源１０と受電端との間の配線長やトランスの漏れインダクタンス等によるものであり、瞬時値制御では、この系統インピーダンス２０が装置容量に対して無視できない場合に、制御系が不安定になる恐れがある。
図４は、図３の系統インピーダンス２０及び入力フィルタ３０の構成を詳細に示したものであり、Ｌｓは上記インダクタンス成分、Ｌｆ，Ｃｆ，Ｒｆは入力フィルタ３０の各インピーダンスを示す。
Here, the system impedance 20 in FIG. 3 is due to the wiring length between the power source 10 and the power receiving end, the leakage inductance of the transformer, and the like. In the instantaneous value control, this system impedance 20 cannot be ignored with respect to the device capacity. In some cases, the control system may become unstable.
4 shows the configuration of the system impedance 20 and the input filter 30 in FIG. 3 in detail. L s is the inductance component, and L f , C f , and R f are the impedances of the input filter 30.
上記の系統インピーダンス２０等に起因して制御系が不安定になると、入力電流の歪みが増大し、マトリクスコンバータ４０の過熱、損傷のみならず、電源１０と受電端との間に接続されたトランスの損傷、破壊を招く恐れがあり、好ましくない。また、制御を安定化させるためにフィルタ等の外部装置を追加することは、装置の体積やコストの増加を招く。
更に、瞬時値制御以外でも、入力電流の歪みや不平衡が存在すると出力電圧も歪み、騒音や効率低下などが問題となる。
If the control system becomes unstable due to the system impedance 20 or the like, the distortion of the input current increases, and not only overheating and damage of the matrix converter 40 but also a transformer connected between the power source 10 and the power receiving end. It is not preferable because it may cause damage or destruction. Further, adding an external device such as a filter to stabilize the control leads to an increase in the volume and cost of the device.
In addition to the instantaneous value control, if there is distortion or imbalance of the input current, the output voltage is also distorted, and noise and efficiency reduction become a problem.
このように、系統インピーダンスや入力フィルタの値、マトリクスコンバータの負荷条件等によって制御系が不安定になり、入力電流が振動するという問題を解決するために、マトリクスコンバータの入力電流を補正するようにした従来技術が、非特許文献１に記載されている。 Thus, in order to solve the problem that the control system becomes unstable due to the system impedance, the value of the input filter, the load condition of the matrix converter, and the input current vibrates, the input current of the matrix converter is corrected. Non-patent document 1 describes the related art.
図５は、非特許文献１に記載された従来技術を示すブロック図であり、１０は三相交流電源、２１は系統インピーダンス、３１は入力フィルタ、４０はマトリクスコンバータ、５１は受動負荷や誘導電動機等の負荷を示している。また、７０は制御装置であり、７１はマトリクスコンバータ４０の入力電圧を検出する電圧検出手段、７２は検出した入力電圧を振幅Ｖ及び位相角θに分離する三相／二相変換手段、７３，７４はそれぞれ時定数τ１，τ２を有するローパスフィルタ、７５は乗算手段、７６は乗算手段７５から出力される指令に基づいてマトリクスコンバータ４０の交流スイッチに対するＰＷＭパルスを生成するパルス生成手段である。 FIG. 5 is a block diagram showing the prior art described in Non-Patent Document 1, wherein 10 is a three-phase AC power source, 21 is a system impedance, 31 is an input filter, 40 is a matrix converter, 51 is a passive load or induction motor. Etc. are shown. Reference numeral 70 denotes a control device; 71, voltage detection means for detecting the input voltage of the matrix converter 40; 72, three-phase / two-phase conversion means for separating the detected input voltage into an amplitude V and a phase angle θ; 74 is a low-pass filter having time constants τ 1 and τ 2 , 75 is a multiplication unit, and 76 is a pulse generation unit that generates a PWM pulse for the AC switch of the matrix converter 40 based on a command output from the multiplication unit 75. .
図５に示した従来技術によれば、マトリクスコンバータ４０の入力電圧の振幅Ｖ及び位相角θに含まれる振動成分をローパスフィルタ７３，７４により除去することで入力電流指令を補正し、これによってマトリクスコンバータ４０の入力電流の振動成分をある程度抑制することが可能である。 According to the prior art shown in FIG. 5, the input current command is corrected by removing the vibration components included in the amplitude V and the phase angle θ of the input voltage of the matrix converter 40 by the low-pass filters 73 and 74, and thereby the matrix. The vibration component of the input current of the converter 40 can be suppressed to some extent.
しかし、非特許文献１の従来技術では、入力電流指令の補正分がローパスフィルタ７３，７４の特性によって決まってしまうという問題があり、入力電流や出力電圧の歪みの抑制は未だ十分ではない。 However, the conventional technique of Non-Patent Document 1 has a problem that the correction amount of the input current command is determined by the characteristics of the low-pass filters 73 and 74, and the suppression of distortion of the input current and the output voltage is not yet sufficient.
上記の点に鑑み、出願人は、特願２００５−７３２３３（本願出願時において未だ出願公開されていない）として、入力電圧に含まれる振動成分をハイパスフィルタにより抽出し、これに補償ゲインを乗じて大きさを調節した補正成分を用いて入力電流指令を補正することにより、制御系の不安定要素となる正帰還ループのゲインを抑制して制御系全体の安定化を可能にした制御装置を既に提案した。
以下、この特願２００５−７３２３３に記載された先願発明を略述する。
In view of the above points, the applicant, as Japanese Patent Application No. 2005-73233 (not yet published at the time of filing this application), extracts a vibration component included in the input voltage by a high-pass filter and multiplies this by a compensation gain. A control device that can stabilize the entire control system by suppressing the gain of the positive feedback loop, which is an unstable element of the control system, by correcting the input current command using the correction component whose size is adjusted Proposed.
The prior invention described in Japanese Patent Application No. 2005-73233 will be briefly described below.
この先願発明における主回路及び制御装置の全体構成は図３に示したものと実質的に同一であるが、この先願発明では、入力電流制御手段６２の内部構成に特徴がある。
すなわち、入力電流制御手段６２は、図３の電圧検出手段６１により検出された静止座標上の入力電圧検出値ｖα，ｖβに基づいて入力電流指令を補正する機能を持つ。
The overall configuration of the main circuit and the control device in the prior application invention is substantially the same as that shown in FIG. 3, but the prior application invention is characterized by the internal configuration of the input current control means 62.
That is, the input current control means 62 has a function of correcting the input current command based on the detected input voltage values v α and v β on the stationary coordinates detected by the voltage detection means 61 of FIG.
図６は上記特願２００５−７３２３３に係る先願発明の第１実施形態における入力電流制御手段６２の構成を示すブロック図である。
図６において、演算手段６２ａは、電圧検出値ｖα，ｖβから、前述した数式１に基づいて静止座標上の入力電流指令ｉα ＊，ｉβ ＊を演算する。なお、演算手段６２ａには、規格化された瞬時有効電力指令ｐ＊（＝１）が入力されている。
一方、電圧検出値ｖα，ｖβをハイパスフィルタ６２ｂに入力して入力電圧の高調波成分ｖαｒｉｐ，ｖβｒｉｐを抽出し、ゲイン乗算手段６２ｃにより補償ゲインＫｄを乗じて電流の補正項ｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐを得る。そして、加算手段６２ｄ，６２ｅにおいて、電流指令ｉα ＊，ｉβ ＊に補正項ｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐをそれぞれ加えることにより、最終的な入力電流指令ｉα ＊＊，ｉβ ＊＊を求める。すなわち、入力電流指令ｉα ＊＊，ｉβ ＊＊は数式２により与えられる。なお、数式３はハイパスフィルタ６２ｂにより抽出される高調波成分ｖαｒｉｐ，ｖβｒｉｐである。
FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the input current control means 62 in the first embodiment of the prior invention according to Japanese Patent Application No. 2005-73233.
In FIG. 6, the calculating means 62a calculates the input current commands i α * and i β * on the stationary coordinates from the voltage detection values v α and v β based on Equation 1 described above. Note that a standardized instantaneous active power command p * (= 1) is input to the computing means 62a.
On the other hand, the voltage detection values v α and v β are input to the high-pass filter 62b to extract the harmonic components v αrip and v βrip of the input voltage, and the gain multiplication means 62c multiplies the compensation gain Kd to correct the current correction term i. αrip and iβrip are obtained. Then, in addition means 62d and 62e, final input current commands i α ** and i β ** are obtained by adding correction terms i αrip and i βrip to current commands i α * and i β * , respectively. That is, the input current commands i α ** and i β ** are given by Equation 2. Equation 3 is the harmonic components v αrip and v βrip extracted by the high-pass filter 62b.
この実施形態によれば、入力電圧検出値の振動成分をハイパスフィルタ６２ｂにより抽出し、これに補償ゲインＫｄを乗じて大きさを調節した補正項ｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐをもとの入力電流指令ｉα ＊，ｉβ ＊に加えて最終的な入力電流指令ｉα ＊＊，ｉβ ＊＊を得ているので、制御系の不安定要素となる正帰還ループのゲインを抑制し、制御系の交差角周波数を位相余有が確保できるように移動させる結果として、制御系全体の安定化が可能となった。 According to this embodiment, the vibration component of the input voltage detection value is extracted by the high-pass filter 62b and multiplied by the compensation gain Kd to adjust the magnitudes of the correction terms i αrip and i βrip based on the input current command. Since the final input current commands i α ** and i β ** are obtained in addition to i α * and i β * , the gain of the positive feedback loop, which is an unstable element of the control system, is suppressed, and the control system As a result, the entire control system can be stabilized.
次に、図７は特願２００５−７３２３３に係る先願発明の第２実施形態における入力電流制御手段６２のブロック図である。
この実施形態は、回転座標上の瞬時値制御により入力電流指令を補正するものであり、前述した電圧検出手段６１の出力から求めた入力電圧位相θｉｎが入力電流制御手段６２に入力されている。
ここで、入力電圧位相θｉｎは、入力電圧検出値ｖα，ｖβから数式４を用いて求める。なお、この位相θｉｎは、ＰＬＬを用いて検出してもよい。
Next, FIG. 7 is a block diagram of the input current control means 62 in the second embodiment of the prior invention according to Japanese Patent Application No. 2005-73233.
In this embodiment, the input current command is corrected by instantaneous value control on the rotational coordinates, and the input voltage phase θ in obtained from the output of the voltage detection means 61 is input to the input current control means 62. .
Here, the input voltage phase θ in is obtained from the input voltage detection values v α and v β using Equation 4. The phase θ in may be detected using a PLL.
図７において、座標変換手段６２ｆは、入力電圧検出値ｖα，ｖβ及び位相θｉｎを用いて、入力角周波数ωで回転する電圧の直交座標成分ｖｄ，ｖｑを演算する。次に、これらの直交座標成分ｖｄ，ｖｑから、数式５に示す回転座標上の瞬時値制御により、入力電流指令ｉｄ ＊，ｉｑ ＊を演算する。 In FIG. 7, the coordinate conversion means 62f calculates the orthogonal coordinate components v d and v q of the voltage rotating at the input angular frequency ω using the input voltage detection values v α and v β and the phase θ in . Next, the input current commands i d * and i q * are calculated from these orthogonal coordinate components v d and v q by instantaneous value control on the rotational coordinates shown in Formula 5.
一方、補正項ｉｄｒｉｐ，ｉｑｒｉｐは、ハイパスフィルタ６２ｈ及びゲイン乗算手段６２ｉにより、数式６のように演算される。 On the other hand, the correction term i drip, i qrip is by the high-pass filter 62h and the gain multiplication unit 62i, is calculated as Equation 6.
加算手段６２ｊ，６２ｋは、数式７の演算により、入力電流指令ｉｄ ＊，ｉｑ ＊に補正項ｉｄｒｉｐ，ｉｑｒｉｐをそれぞれ加算して補正後の入力電流指令ｉｄ ＊＊，ｉｑ ＊＊を求める。 The adding means 62j and 62k add the correction terms i drip and i qrip to the input current commands i d * and i q * , respectively, by the calculation of Equation 7, and correct the input current commands i d ** and i q *. * Ask for.
座標変換手段６２ｌでは、これらの入力電流指令ｉｄ ＊＊，ｉｑ ＊＊及び位相θｉｎを用いて静止座標上の入力電流指令ｉα ＊＊，ｉβ ＊＊を求める。以後の動作は、先願発明の第１実施形態と同様である。 The coordinate conversion means 62l obtains the input current commands i α ** and i β ** on the stationary coordinates using the input current commands i d ** and i q ** and the phase θ in . The subsequent operation is the same as that of the first embodiment of the prior invention.
次いで、特願２００５−７３２３３に係る先願発明の第３実施形態を説明する。
図８は、この実施形態における入力電流制御手段６２のブロック図であり、入力電流制御手段６２が、入力電圧検出値ｖα，ｖβ、入力電圧位相θｉｎ及び入力力率指令φｉｎ ＊を用いて入力電流指令ｉα ＊＊，ｉβ ＊＊を求める。入力電流制御手段６２以後の構成は、先願発明の第１，第２実施形態と同様である。
Next, a third embodiment of the prior invention according to Japanese Patent Application No. 2005-73233 will be described.
FIG. 8 is a block diagram of the input current control means 62 in this embodiment. The input current control means 62 determines the input voltage detection values v α and v β , the input voltage phase θ in and the input power factor command φ in * . To determine the input current commands i α ** and i β ** . The configuration subsequent to the input current control means 62 is the same as in the first and second embodiments of the prior invention.
図８において、第１の演算手段６２ｍは、受電端の電圧検出値ｖα，ｖβから入力電圧ベクトルの大きさを演算する。この入力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｉｎ｜は、数式８によって求められる。 In FIG. 8, the first calculation means 62m calculates the magnitude of the input voltage vector from the voltage detection values v α and v β at the power receiving end. The magnitude | V in | of the input voltage vector is obtained by Expression 8.
ここで、瞬時有効電力Ｐを入力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｉｎ｜と入力電流ベクトルの大きさ｜Ｉｉｎ｜とを用いて表すと、数式９となる。 Here, when the instantaneous effective power P is expressed using the magnitude of the input voltage vector | V in | and the magnitude of the input current vector | I in |, Expression 9 is obtained.
数式９から瞬時有効電力を１として規格化すると共にＫ＝１として入力電流指令ベクトルの大きさ｜Ｉｉｎ ＊｜を求めると、数式１０となる。 When the instantaneous active power is normalized as 1 from Equation 9 and K = 1, the magnitude | I in * | of the input current command vector is obtained as Equation 10.
第２の演算手段６２ｎは、上記数式１０を演算する。ここで、補正後の入力電流指令ベクトルの大きさ｜Ｉｉｎ ＊＊｜を、数式１１のように仮定する。なお、｜Ｉｒｉｐ｜を数式１２とおく。 The second calculating means 62n calculates the above formula 10. Here, it is assumed that the corrected magnitude of the input current command vector | I in ** | Note that | I rip |
詳細な式の変形は省略するが、数式２を極座標表示で表すと数式１１と等価となる。
従って、数式１１に基づいて入力電流指令ベクトルを補正し、直交二軸の入力電流指令が数式２と同一であれば、先願発明の第１実施形態と全く同様の効果を得ることができる。
以上より、数式１１の入力電流指令ベクトルの大きさ｜Ｉｉｎ ＊＊｜から求めた直交二軸の入力電流指令ｉα ＊＊’，ｉβ ＊＊’が、数式２のｉα ＊＊，ｉβ ＊＊と等価になればよい。
まず、数式１１を、数式１３のように直交二軸の入力電流指令ｉα ＊＊’，ｉβ ＊＊’によって表す。なお、数式１３における｜Ｉｉｎ ＊｜は数式１４の通りである。
Although detailed modification of the expression is omitted, expression 2 is equivalent to expression 11 when expressed in polar coordinates.
Therefore, if the input current command vector is corrected based on Formula 11 and the orthogonal biaxial input current command is the same as Formula 2, the same effect as the first embodiment of the prior invention can be obtained.
Thus, the magnitude of the input current command vector of Equation 11 | I in ** | from orthogonal two axes of the input current command i alpha ** determined ', i β **' is, in Equation 2 i alpha **, i β ** and may be accustomed to the equivalent.
First, Expression 11 is expressed by orthogonal biaxial input current commands i α ** 'and i β ** ' as shown in Expression 13. In Equation 13, | I in * | is as Equation 14.
数式２を、入力位相指令θｉｎ ＊、入力電流指令ベクトルの大きさ｜Ｉｉｎ ＊｜、及び補正電圧ベクトルの大きさ｜Ｖｒｉｐ｜によって表すと、数式１５となる。 When Expression 2 is expressed by an input phase command θ in * , an input current instruction vector magnitude | I in * |, and a correction voltage vector magnitude | V rip |, Expression 15 is obtained.
数式１３と数式１５とが等価になるための補正量Δα，Δβは、数式１６となる。 The correction amounts Δα and Δβ for equalizing Equation 13 and Equation 15 are Equation 16.
数式１３により求めた補正後の入力電流指令ｉα ＊＊’，ｉβ ＊＊’（ｉα ＊＊，ｉβ ＊＊）によりマトリクスコンバータ４０を制御すれば、先の第１，第２実施形態と同様の作用効果を得ることができる。なお、図８における第３の演算手段６２ｏは、数式１３の演算を行うものである。
また、図８において、６２ｐは｜Ｖｉｎ｜から振動成分の大きさ｜Ｖｒｉｐ｜を抽出するためのハイパスフィルタ、６２ｑは｜Ｖｒｉｐ｜に補償ゲインＫｄを乗じて｜Ｉｒｉｐ｜を求めるためのゲイン乗算手段、６２ｒはｖα，ｖβからｖαｒｉｐ，ｖβｒｉｐを求めるためのハイパスフィルタ、６２ｓ，６２ｔは数式１６を演算する除算手段、６２ｕ，６２ｖは数式１３の演算に必要な補正項を演算するための乗算手段、６２ｗは加算手段である。
If the matrix converter 40 is controlled by the corrected input current commands i α ** 'and i β ** ' (i α ** and i β ** ) obtained by Expression 13, the first and second implementations described above. The same effect as the form can be obtained. In addition, the 3rd calculating means 62o in FIG. 8 performs the calculation of Numerical formula 13.
8, 62p is a high-pass filter for extracting the magnitude | V rip | of the vibration component from | V in |, and 62q is | V rip | multiplied by the compensation gain K d to obtain | I rip |. Gain multiplication means 62r is a high-pass filter for obtaining v αrip and v βrip from v α and v β , 62s and 62t are division means for calculating Equation 16, and 62u and 62v are corrections necessary for the calculation of Equation 13. Multiplication means 62w for calculating the term is an addition means.
上述した特願２００５−７３２３３に係る先願発明には、以下のような問題がある。
（１）静止座標上のｖα，ｖβをハイパスフィルタ６２ｂ，６２ｒに入力するため、ハイパスフィルタの時定数が大きいと基本波位相が変化し、出力電圧の制御性能が悪化する。
（２）上記の（１）の制約によりハイパスフィルタの時定数を大きくできないため、系統リアクタンスが大きくなると安定化に限界がある。
（３）上記先願発明の第２実施形態（図７）、第３実施形態（図８）では、電源からの入力電圧位相θｉを検出する必要がある。この位相θｉを検出するためには、ＰＬＬまたは数式４のアークタンジェント演算を用いているが、ＰＬＬの場合は、一定に収束するまで最低でも電源半周期以上はかかる。従って、電源が確立したとしても半周期以上は運転を待機する必要があり、例えば、負荷に電動機が接続されている状態で、瞬間的な停電が発生し、復帰後に高速にトルクを出力する用途には不利となる。また、アークタンジェント演算は、マイクロプロセッサなどの演算装置に負荷がかかるだけでなく、不連続点などが存在するため演算精度に問題がある。
The prior invention according to Japanese Patent Application No. 2005-73233 described above has the following problems.
(1) Since v α and v β on the stationary coordinates are input to the high-pass filters 62b and 62r, the fundamental wave phase changes if the time constant of the high-pass filter is large, and the output voltage control performance deteriorates.
(2) Since the time constant of the high-pass filter cannot be increased due to the restriction (1), there is a limit to stabilization when the system reactance increases.
(3) In the second embodiment (FIG. 7) and the third embodiment (FIG. 8) of the prior invention, it is necessary to detect the input voltage phase θ i from the power source. In order to detect this phase θ i , the PLL or the arctangent calculation of Formula 4 is used, but in the case of the PLL, it takes at least a half cycle of the power source until it converges to a certain level. Therefore, even if the power supply is established, it is necessary to wait for more than half a cycle.For example, when a motor is connected to the load, an instantaneous power failure occurs, and torque is output at high speed after recovery Is disadvantageous. In addition, the arctangent calculation not only imposes a load on a calculation device such as a microprocessor, but also has a problem in calculation accuracy because there are discontinuous points.
図９は、特願２００５−７３２３３に係る先願発明の第１実施形態を用いた安定化のシミュレーション結果を示しており、上から受電端のＲ相電圧ｖｒ（p.u.）、系統リアクタンスのＲ相電流ｉｒ（p.u.）、出力側にローパスフィルタを挿入した場合のＵ−Ｖ相出力線間電圧Ｖｕｖ（p.u.）をそれぞれ示している。
このシミュレーションでは、系統リアクタンスを５％とし、図９の領域Ａでは、入力電流指令ｉα ＊，ｉβ ＊を数式１（特願２００４−８０３０２による）のみにより制御し、領域Ｂでは、数式２により補正した入力電流指令ｉα ＊＊，ｉβ ＊＊を用いた。
FIG. 9 shows a simulation result of stabilization using the first embodiment of the invention of the prior application related to Japanese Patent Application No. 2005-73233. From the top, the R-phase voltage v r (pu) at the power receiving end, the R of the system reactance A phase current i r (pu) and a U-V phase output line voltage V uv (pu) when a low-pass filter is inserted on the output side are shown.
In this simulation, the system reactance is set to 5%, and in the region A of FIG. 9, the input current commands i α * and i β * are controlled only by Equation 1 (according to Japanese Patent Application No. 2004-80302). The input current commands i α ** and i β ** corrected by the above are used.
図９の領域Ｂを領域Ａと比較すれば、特願２００５−７３２３３に係る先願発明によりある程度の安定化は達成されているが、最下段の出力線間電圧にひずみが生じているのがわかる。これは、系統リアクタンスが大きいため、安定化のためにハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を低く（時定数を長く）する必要があるためである。
つまり、特願２００５−７３２３３に係る先願発明の第１実施形態のように、静止座標上で入力電流指令を補正すると、交流成分の基本周波数とハイパスフィルタのカットオフ周波数が近くなり、基本周波数成分の位相が変化するため、入力電流指令にひずみが生じて、結果として出力電圧制御性能を悪化させることになる。
上記の理由により、系統リアクタンスが大きくなるにつれて出力電圧制御性能の悪化を招くため、ハイパスフィルタのカットオフ時定数に制約が存在する。
When comparing region B in FIG. 9 with region A, a certain degree of stabilization has been achieved by the prior invention of Japanese Patent Application No. 2005-73233, but the distortion in the output line voltage at the bottom stage is caused. Recognize. This is because the system reactance is large, and the cutoff frequency of the high-pass filter 62b needs to be lowered (the time constant is increased) for stabilization.
That is, when the input current command is corrected on the stationary coordinates as in the first embodiment of the invention of the prior application related to Japanese Patent Application No. 2005-73233, the fundamental frequency of the AC component and the cutoff frequency of the high-pass filter are close to each other. Since the phase of the component changes, the input current command is distorted, and as a result, the output voltage control performance is deteriorated.
For the above reasons, as the system reactance increases, the output voltage control performance deteriorates, so that there is a restriction on the cut-off time constant of the high-pass filter.
また、特願２００５−７３２３３に係る先願発明の第２実施形態、第３実施形態では、基本波周波数で回転する回転座標上で入力電流指令を補正するため、ハイパスフィルタの時定数に制約は存在しないが、前述した如く入力電圧位相の検出に伴なう種々の問題がある。
そこで、本発明は、前記（１），（２），（３）の課題を解決し、出力電圧制御性能の悪化も招かず、入力電圧位相の検出を必要としない安価な制御装置を提供しようとするものである。
Further, in the second and third embodiments of the prior application related to Japanese Patent Application No. 2005-73233, the input current command is corrected on the rotating coordinates rotating at the fundamental frequency, so the time constant of the high-pass filter is limited. Although not present, there are various problems associated with the detection of the input voltage phase as described above.
Accordingly, the present invention is to solve the problems (1), (2), and (3), and to provide an inexpensive control device that does not deteriorate the output voltage control performance and does not require detection of the input voltage phase. It is what.
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、大形のエネルギーバッファを用いずに交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流交流直接電力変換器の制御装置であって、
電力変換器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この手段により得た入力電圧検出値から電力変換器の入力電流指令を演算する入力電流制御手段と、前記入力電流指令に基づいて電力変換器の出力電圧を制御する手段と、を備えた制御装置において、
前記入力電流制御手段は、
前記入力電圧検出値の直交二軸の静止座標上で表した各成分から入力電圧ベクトルを演算する演算手段と、
前記各成分及び前記入力電圧ベクトルの大きさから入力電圧位相の三角関数を演算する手段と、
前記入力電圧ベクトルに含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段と、
前記周波数成分の大きさを調節するゲイン調節手段と、
前記三角関数と前記ゲイン調節手段の出力とを用いて、前記周波数成分に起因した入力電流の振動を抑制するための補正量を演算する補正量生成手段と、
前記補正量を用いて前記入力電流指令を補正する補正手段と、を備えたものである。
In order to solve the above-mentioned problem, the invention described in claim 1 is a control of an AC / AC direct power converter that directly converts an AC power supply voltage into an AC voltage of an arbitrary magnitude and frequency without using a large energy buffer. A device,
Voltage detection means for detecting an input voltage of the power converter, input current control means for calculating an input current command of the power converter from an input voltage detection value obtained by the means, and a power converter based on the input current command A control device comprising: means for controlling the output voltage of:
The input current control means includes
An arithmetic means for calculating an input voltage vector from each component represented on the orthogonal two-axis stationary coordinates of the input voltage detection value;
Means for calculating a trigonometric function of the input voltage phase from the magnitude of each component and the input voltage vector;
Extracting means for extracting an arbitrary frequency component included in the input voltage vector;
Gain adjusting means for adjusting the magnitude of the frequency component;
By using the output of the gain adjustment means and said trigonometric function, a correction amount generating means for calculating a correction quantity for suppressing the vibrations of the input current due to the frequency components,
Correction means for correcting the input current command using the correction amount.
本発明において求められる入力電圧ベクトルの入力基本波成分は直流量となるため、ハイパスフィルタ等の抽出手段のカットオフ周波数に制約はなく、基本波成分も変化しないため、出力電圧制御性能の悪化は生じない。このため、系統リアクタンスが大きくなっても安定した制御を行うことができる。
また、特願２００５−７３２３３に係る先願発明のように、ＰＬＬやアークタンジェント演算によって入力電圧位相を直接演算する必要がないので、運転待機時間の短縮、演算負荷の軽減が可能である。
Since the input fundamental wave component of the input voltage vector required in the present invention is a direct current amount, there is no restriction on the cutoff frequency of the extraction means such as a high-pass filter, and the fundamental wave component does not change. Does not occur. For this reason, stable control can be performed even if the system reactance increases.
Further, unlike the prior application invention related to Japanese Patent Application No. 2005-73233, it is not necessary to directly calculate the input voltage phase by means of PLL or arctangent calculation, so that it is possible to reduce the operation standby time and the calculation load.
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
この実施形態に係る交流交流直接電力変換器の主回路及び制御装置の全体構成は図３に示したものと実質的に同一であるが、この実施形態では、入力電流制御手段６２の構成、機能に特徴がある。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
The overall configuration of the main circuit and the control device of the AC / AC direct power converter according to this embodiment is substantially the same as that shown in FIG. 3, but in this embodiment, the configuration and function of the input current control means 62 There is a feature.
まず、本実施形態における入力電流指令の補正方法を数式にて説明する。
前述した数式２から補正項Ｋｄｖαｒｉｐ，Ｋｄｖβｒｉｐを抜き出し、これらをｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐとして表すと、数式１７、数式１８となる。なお、数式１７、数式１８において、ＨＰＦはハイパスフィルタの伝達関数を示す。
First, the correction method of the input current command in this embodiment will be described using mathematical formulas.
When the correction terms K d v αrip and K d v βrip are extracted from the above-described formula 2 and expressed as i αrip and i βrip , the following formulas 17 and 18 are obtained. In Equations 17 and 18, HPF represents a transfer function of the high-pass filter.
数式１７、数式１８を、直交二軸成分の静止座標上で表した入力電圧検出値ｖα，ｖβを用いて、数式１９、数式２０のように変形する。 Expressions 17 and 18 are transformed into Expressions 19 and 20 using the input voltage detection values v α and v β expressed on the stationary coordinates of the orthogonal biaxial component.
ここで、電力変換器の入力電圧ベクトルＶｉは数式２１によって表される。 Here, the input voltage vector V i of the power converter is expressed by Equation 21.
また、入力電圧位相θｉの三角関数は、数式２２、数式２３によって表される。 Further, the trigonometric function of the input voltage phase θ i is expressed by Expression 22 and Expression 23.
数式２１、数式２２、数式２３を数式１９、数式２０に代入すると、数式２４、数式２５が得られる。 By substituting Equations 21, 22, and 23 into Equations 19 and 20, Equations 24 and 25 are obtained.
入力電圧ベクトルＶｉから入力電流の振動成分の抽出を行うものとすると、数式２４、数式２５はそれぞれ数式２６、数式２７となる。 Assuming that the vibration component of the input current is extracted from the input voltage vector V i , Equations 24 and 25 become Equations 26 and 27, respectively.
以上より、数式２における補正項Ｋｄｖαｒｉｐ，Ｋｄｖβｒｉｐ（つまりｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐ）を、入力電圧ベクトルＶｉと入力電圧位相θｉの三角関数とによって置き換えることが可能である。すなわち、数式２６、数式２７は数式２における補正項Ｋｄｖαｒｉｐ，Ｋｄｖβｒｉｐと等価とみなすことができる。つまり、本実施形態の特徴は、振動成分を静止座標上の交流成分ｖα，ｖβからではなく、入力電圧ベクトルＶｉから抽出することにある。
ここで、入力電圧位相θｉの三角関数は、数式２２、数式２３に基づいてｖα，ｖβから四則演算により演算できるため、入力電圧位相θｉを直接検出する必要はない。
From the above, it is possible to replace the correction terms K d v αrip and K d v βrip (that is, i αrip , i βrip ) in Equation 2 with the input voltage vector V i and the trigonometric function of the input voltage phase θ i . That is, Equation 26 and Equation 27 can be regarded as equivalent to the correction terms K d v αrip and K d v βrip in Equation 2. That is, the feature of this embodiment is that the vibration component is extracted from the input voltage vector V i , not from the AC components v α and v β on the stationary coordinates.
Here, trigonometric function of the input voltage phase theta i is, v alpha, v since it calculated by four arithmetic operations from beta, it is not necessary to detect the input voltage phase theta i directly on the basis of equation 22, equation 23.
この実施形態によれば、入力電圧ベクトルＶｉの入力基本波成分は直流量となるため、（１）ハイパスフィルタのカットオフ周波数に制約は存在せず、基本波成分も変化しないため、出力電圧制御性能の悪化は生じない、
（２）上記（１）より、系統リアクタンスが大きくなっても安定した制御を行うことができる、
（３）入力電圧位相角θｉを検出する必要がないため、その検出にＰＬＬを用いる場合に比べて運転待機時間を短くでき、また、アークタンジェント演算等に伴う演算負荷の大幅な増大を防ぐことができる。
According to this embodiment, since the input fundamental wave component of the input voltage vector V i is a DC amount, (1) there is no restriction on the cutoff frequency of the high-pass filter, and the fundamental wave component does not change. Deterioration of control performance does not occur,
(2) From (1) above, stable control can be performed even if the system reactance increases.
(3) Since it is not necessary to detect the input voltage phase angle θ i , the operation standby time can be shortened as compared with the case where a PLL is used for the detection, and a large increase in calculation load due to arctangent calculation or the like is prevented. be able to.
図１は、上述した入力電流指令の補正動作を行うためのブロック図であり、図３における入力電流制御手段６２の機能に相当するものである。
図１において、図３の電圧検出手段６１により検出した直交二軸成分の入力電圧検出値ｖα，ｖβはベクトルの大きさ演算手段１０１に入力され、この演算手段１０１により数式２１を用いて入力電圧ベクトルＶｉ（の大きさ）を演算する。次に、この入力電圧ベクトルＶｉをハイパスフィルタ１０２及びゲイン調節手段１０３に順次入力し、数式２６、数式２７における三角関数cosθｉ，sinθｉを除いた振動成分を抽出する。
FIG. 1 is a block diagram for performing the above-described input current command correction operation, which corresponds to the function of the input current control means 62 in FIG.
In FIG. 1, the input voltage detection values v α and v β of the orthogonal biaxial components detected by the voltage detection unit 61 of FIG. 3 are input to the vector magnitude calculation unit 101, and the calculation unit 101 uses Equation 21. The input voltage vector V i (the magnitude thereof) is calculated. Then, this input voltage vector V i sequentially input to the high pass filter 102 and the gain adjusting unit 103, Equation 26, and extracts a vibration component excluding trigonometric cos [theta] i, the sin [theta i in Equation 27.
一方、除算手段１０４，１０５は、入力電圧検出値ｖα，ｖβ及び入力電圧ベクトルＶｉを用いて、数式２２、数式２３より入力電圧位相θｉの三角関数cosθｉ，sinθｉを演算する。次に、補正量生成手段としての乗算手段１０６，１０７において、上記三角関数cosθｉ，sinθｉにゲイン調節手段１０３を介した前記振動成分をそれぞれ乗じることにより、数式２６、数式２７に示す補正項ｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐを生成する。 On the other hand, the division means 104 and 105, the input voltage detection value v alpha, v using β and the input voltage vector V i, Equation 22, trigonometric cos [theta] i of the input voltage phase theta i from Equation 23, and calculates the sin [theta i . Next, in the multiplying means 106 and 107 as the correction amount generating means, the trigonometric functions cos θ i and sin θ i are multiplied by the vibration component via the gain adjusting means 103, respectively, thereby correcting the correction terms shown in Expression 26 and Expression 27. i αrip and i βrip are generated.
なお、図１における瞬時値制御手段１０８は、電圧検出値ｖα，ｖβから数式１に基づいて静止座標上の入力電流指令ｉα ＊，ｉβ ＊を演算するものであり、図６における演算手段６２ａと実質的に同一である。
この瞬時値制御手段１０８から出力された入力電流指令ｉα ＊，ｉβ ＊と前記補正項ｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐとを、補正手段としての加算手段１０９，１１０にてそれぞれ加算することにより、最終的な入力電流指令ｉα ＊＊，ｉβ ＊＊が求められる。以降の構成及び動作は、図６と同一である。
Note that the instantaneous value control means 108 in FIG. 1 calculates the input current commands i α * and i β * on the stationary coordinates from the detected voltage values v α and v β on the basis of Equation 1, and in FIG. It is substantially the same as the calculating means 62a.
The instantaneous value control unit 108 inputs a current command i output from the alpha *, i beta * and the correction term i Arufarip, and i Betarip, by adding respectively in addition means 109 and 110 as the correction means, the final Input current commands i α ** and i β ** are obtained. The subsequent configuration and operation are the same as those in FIG.
図１に示す実施形態では、図６と比べて、除算手段１０４，１０５や数式２１を実行するルート演算手段、乗算手段１０６，１０７等が必要であるが、ハイパスフィルタ１０２による振動成分の抽出には直交二軸成分の入力電圧検出値ｖα，ｖβから求めた入力電圧ベクトルＶｉのみを用いればよいため、演算負荷の大幅な増大を招くおそれはない。 In the embodiment shown in FIG. 1, division means 104 and 105, route calculation means for executing Formula 21, multiplication means 106 and 107, and the like are necessary as compared with FIG. 6, but the high-pass filter 102 extracts vibration components. Since it is sufficient to use only the input voltage vector V i obtained from the input voltage detection values v α and v β of the orthogonal biaxial component, there is no possibility of causing a significant increase in calculation load.
次に、図２は、本実施形態を用いた安定化のシミュレーション結果であり、図９と同様に、図２の上から受電端のＲ相電圧ｖｒ（p.u.）、系統リアクタンスのＲ相電流ｉｒ（p.u.）、出力側にローパスフィルタを挿入した場合のＵ−Ｖ相出力線間電圧Ｖｕｖ（p.u.）をそれぞれ示している。また、系統リアクタンスは５％とし、図２の領域Ａでは、入力電流指令ｉα ＊，ｉβ ＊を数式１（特願２００４−８０３０２による）のみにより制御し、領域Ｂでは、数式２６、数式２７の補正項により補正した入力電流指令ｉα ＊＊，ｉβ ＊＊を用いた。 Next, FIG. 2 shows a simulation result of stabilization using the present embodiment. Like FIG. 9, the R-phase voltage v r (pu) at the receiving end and the R-phase current of the system reactance from the top of FIG. i r (pu) and U-V phase output line voltage V uv (pu) when a low-pass filter is inserted on the output side are shown. Further, the system reactance is 5%, and in the area A of FIG. 2, the input current commands i α * and i β * are controlled only by Expression 1 (according to Japanese Patent Application No. 2004-80302). Input current commands i α ** and i β ** corrected by 27 correction terms were used.
図２の領域Ｂでは、図９と比較して出力電圧にひずみが存在せず、良好に制御されていることが明らかである。また、ハイパスフィルタのカットオフ時定数、補償ゲインＫｄともに先願発明にかかる図６の場合と全く同じ数値でよく、入力電圧ひずみに対する出力電圧制御性能などの効果以外は、図６の場合と全く同様である。 In the region B of FIG. 2, it is clear that there is no distortion in the output voltage as compared with FIG. Further, the cut-off time constant of the high-pass filter and the compensation gain K d may be exactly the same values as in the case of FIG. 6 according to the invention of the prior application, except for the effects such as the output voltage control performance with respect to the input voltage distortion. It is exactly the same.
なお、上記実施形態では、振動成分の抽出にハイパスフィルタを用いているが、バンドパスフィルタを用いてもよい。
更に、数式２６、数式２７をそれぞれ数式２８、数式２９のように置き換えて入力電圧ベクトルの二乗の値から振動成分を抽出し、演算してもよい。この場合には、ルート演算を行わずに実現できるため、更なる演算負荷の低減が見込めることになる。
また、上記実施形態において説明した入力電流指令演算手段はあくまで一例であり、入力電圧を検出し、入力電圧位相を用いずに入力電圧情報に基づいて入力電流指令を演算するものであれば、いかなる構成も本発明に包含されるものである。
In the above embodiment, a high-pass filter is used to extract vibration components, but a band-pass filter may be used.
Further, Equation 26 and Equation 27 may be replaced by Equation 28 and Equation 29, respectively, and the vibration component may be extracted from the square value of the input voltage vector and calculated. In this case, since it can be realized without performing route calculation, further reduction in calculation load can be expected.
Further, the input current command calculating means described in the above embodiment is merely an example, and any input current command can be used as long as it detects the input voltage and calculates the input current command based on the input voltage information without using the input voltage phase. The configuration is also included in the present invention.
１０：三相交流電源
２０：系統インピーダンス
３０：入力フィルタ
４０：マトリクスコンバータ
５０：負荷
６０：制御装置
６１：電圧検出手段
６２：入力電流制御手段
６３：整流器制御手段
６４：インバータ制御手段
６５：ＰＷＭパルス合成手段
１０１：ベクトルの大きさ演算手段
１０２：ハイパスフィルタ
１０３：ゲイン調節手段
１０４，１０５：除算手段
１０６，１０７：乗算手段
１０８：瞬時値制御手段
１０９，１１０：加算手段
10: Three-phase AC power supply 20: System impedance 30: Input filter 40: Matrix converter 50: Load 60: Control device 61: Voltage detection means 62: Input current control means 63: Rectifier control means 64: Inverter control means 65: PWM pulse Combining means 101: Vector size calculating means 102: High-pass filter 103: Gain adjusting means 104, 105: Dividing means 106, 107: Multiplicating means 108: Instantaneous value control means 109, 110: Adding means
Claims (1)
電力変換器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この手段により得た入力電圧検出値から電力変換器の入力電流指令を演算する入力電流制御手段と、前記入力電流指令に基づいて電力変換器の出力電圧を制御する手段と、を備えた制御装置において、
前記入力電流制御手段は、
前記入力電圧検出値の直交二軸の静止座標上で表した各成分から入力電圧ベクトルを演算する演算手段と、
前記各成分及び前記入力電圧ベクトルの大きさから入力電圧位相の三角関数を演算する手段と、
前記入力電圧ベクトルに含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段と、
前記周波数成分の大きさを調節するゲイン調節手段と、
前記三角関数と前記ゲイン調節手段の出力とを用いて、前記周波数成分に起因した入力電流の振動を抑制するための補正量を演算する補正量生成手段と、
前記補正量を用いて前記入力電流指令を補正する補正手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流直接電力変換器の制御装置。 A control device for an AC / AC direct power converter that directly converts an AC power supply voltage to an AC voltage of an arbitrary magnitude and frequency without using a large energy buffer,
Voltage detection means for detecting an input voltage of the power converter, input current control means for calculating an input current command of the power converter from an input voltage detection value obtained by the means, and a power converter based on the input current command A control device comprising: means for controlling the output voltage of:
The input current control means includes
An arithmetic means for calculating an input voltage vector from each component represented on the orthogonal two-axis stationary coordinates of the input voltage detection value;
Means for calculating a trigonometric function of the input voltage phase from the magnitude of each component and the input voltage vector;
Extracting means for extracting an arbitrary frequency component included in the input voltage vector;
Gain adjusting means for adjusting the magnitude of the frequency component;
By using the output of the gain adjustment means and said trigonometric function, a correction amount generating means for calculating a correction quantity for suppressing the vibrations of the input current due to the frequency components,
Correction means for correcting the input current command using the correction amount;
The control apparatus of the alternating current alternating current direct power converter characterized by having provided.
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