JP4681136B2 - インバータ制御方法およびその装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はインバータ制御方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように回路を構成し、インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するシステムに適用されるインバータ制御方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から知られているように、インバータ回路はトランジスタのスイッチング制御により直流電源を可変周波数、可変電圧の交流電力に高効率に変換する回路である。
【０００３】
そして、インバータ回路は、例えば、モータの回転数やトルクを制御する必要のある家電機器や産業機器に広く応用されている。
【０００４】
また、一般には、交流電源を直流電源に変換するために回路構成が簡単なダイオードブリッジ回路が採用され、整流後の電圧リプルを除去するために大容量の平滑用コンデンサが使用されている。
【０００５】
そして、この場合には、電源側の力率低下や高調波の増大などの不都合が発生するため、このような不都合の発生を防止し、もしくは抑制するために、ダイオードブリッジ回路の入力側もしくは直流側にインダクタンスの大きな力率改善リアクトルを接続する（図８参照）。
【０００６】
また、最近では、電源力率や電源高調波に対する特性の高性能化を目的として、スイッチングトランジスタおよびダイオードなどからなるチョッパをダイオードブリッジ回路の直流側に設けることが提案されている（図９参照）。
【０００７】
このようなインバータ回路を採用した場合には、大容量の平滑用コンデンサ、力率改善リアクトルが必要であり、これらを採用することに伴ってサイズが大型化し、しかもコストアップを招いてしまうという不都合がある。
【０００８】
また、電源高調波特性の高性能化を達成するためにはチョッパ回路が必要であり、さらなるコストアップを招いてしまうという不都合がある。
【０００９】
さらに、大容量の平滑用コンデンサとしては一般的に電解コンデンサが採用されるので、電解コンデンサの寿命が短いことに起因してダイオードブリッジ回路を含むインバータ回路の寿命が短くなり、しかも電解コンデンサの温度特性に起因してダイオードブリッジ回路を含むインバータ回路の使用環境が制約されるという不都合がある。
【００１０】
このような不都合を解消するために、整流部の大容量な平滑用コンデンサを省略（以下、これを単相コンデンサレスインバータと略称する）し、ｄ軸電流を電源周波数の２倍周波で変化させ、弱め界磁制御によりモータ端子電圧を低下させ、これにより、直流電圧が脈動し、大きく低下した場合にも、モータ電流を流し込めるようにし、インバータ入力（整流回路入力）の電流通電幅を広げることによって、高入力力率化、および電源高調波特性の高性能化を達成するようにしたインバータ制御方法（「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」、高橋勲、平成１２年電気学会全国大会、ｐ１５９１参照、以下、論文１と略称する）が提案されている。
【００１１】
このインバータ制御方法によれば、整流部に接続されたインバータの出力を所望の波形に制御することにより、整流部の入力力率向上ならびに高調波レス化を達成することができ、しかも、従来これらを達成するために必要とされていた大容量電解コンデンサ、リアクトル、チョッパを不要にすることができる。
【００１２】
また、前記論文１に基づいたインバータ制御方法として、「ＰＭモータの高速弱め界磁制御を用いたダイオード整流回路の高効率化」、芳賀、高橋、平成１２年電気学会産業応用部門全国大会（以下、論文２と略称する）、および「ＰＭモータの高速弱め界磁法による単相ダイオード整流回路の高入力力率化」、芳賀、高橋、平成１２年電気学会半導体電力変換研究会ＳＰＣ−００−６４（以下、論文３と略称する）が提案されている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
論文１のインバータ制御方法は原理的にダイオード整流回路のコンデンサの容量を極めて小さくし、直流電圧ｖｄｃは電源周波数の２倍の周波数で大きく脈動する。このため、インバータ電圧を所定値に制御するためには、直流電圧を検出し、これと制御演算の結果得られる指令電圧との比に基づいて信号波を算出し、算出した信号波に基づいてＰＷＭ制御を行う必要がある。このように直流電圧との比に基づいて信号波を求める方法は、例えば、特開昭５９−１６９３８３号公報などに記載されている。
【００１４】
図１０は、論文２、論文３で示された制御ブロックの構成を概略的に示す図である。
【００１５】
モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、モータの回転位置角θｍ、ｄ−ｑ軸電流指令Ｉｄ＊、ｉｑ＊を入力とする電流制御演算部において所定の制御演算を行って必要なインバータの出力相電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を出力する。そして、出力相電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を除算部に供給して直流電圧ｖｄｃに基づく除算を行って信号波ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを得、信号波ｅｕ、ｅｖ、ｅｗと搬送波信号発生部からの信号（搬送波）とを減算部に供給し、減算部の出力をコンパレータに供給することにより、”０”または”１”のＰＷＭ信号として出力する。
【００１６】
上記の一連の処理はアナログ演算器の組み合わせによって実現することができる。
【００１７】
また、ＰＷＭ信号の”１”に対応してインバータの上アームトランジスタ（直流部＋側にコレクタ端子が接続されたトランジスタ）がオンするとする。電圧形インバータの上アームトランジスタに対し、下アームトランジスタは排他的にオン制御される。
【００１８】
図１１は信号波、搬送波、および両者の比較結果として出力されるＰＷＭ信号の関係をｕ相に着目して示す図である。
【００１９】
図１１を参照して、図中のパルス幅τｕ（ＰＷＭ信号が”１”となる時間）と信号波レベルｅｕとの関係を考えると、数１となる。ここでは、信号波の周波数に比べ、搬送波の周波数が十分高く、搬送波周期の間は、信号波レベルｅｕは一定であると仮定している。
【００２０】
【数１】
【００２１】
図１２（ａ）は、インバータ回路の１相分を示す図であり、図１２（ｂ）はインバータ出力電圧を示す図である。
【００２２】
これらの図から分かるように、ＰＷＭ信号”１”に応答してＶｄｃ、”０”に応答して０が出力される。したがって、搬送波周期Ｔｃ間のインバータ出力電圧の平均電圧は、数２と求めることができる。
【００２３】
【数２】
【００２４】
ここで、ｕ相指令電圧ｖｕ＊と信号波ｅｕとの間には数３の関係があるので、数３と数２から、数４となる。
【００２５】
【数３】
【００２６】
【数４】
【００２７】
以上から、図１０の構成を採用すれば、直流電圧の変動の影響を受けることなく、所望の出力電圧をインバータから供給することができることが分かる。
【００２８】
しかし、図１０の制御ブロックの処理をマイコンで行い、インバータをＰＷＭ制御する場合には、入出力部に、図１３に示すように所定の制御周期に応答して動作するサンプラーが挿入され、演算処理を離散的に行うことになる。この結果、電圧制御精度が低下してしまうという不都合が発生する。
【００２９】
アナログ回路により上記の演算処理を行えば、絶えず演算が実行され、直流電圧を含む各検出諸量の変化はＰＷＭ波形にリアルタイムに反映され、上記の不都合は生じない。しかし、アナログ演算回路は調整が複雑な上に、演算項目の数に比例して回路規模が大きくなるなどの不都合を生じるので、コストが重視され、大量生産する家電機器などに採用することが困難である。
【００３０】
この結果、マイコンを用いた制御が採用され、上述のように電圧制御精度の低下を招いてしまうのである。
【００３１】
さらに説明する。
【００３２】
文献１のインバータ制御をマイコンにより行う場合の電流制御処理を、図１４のフローチャートに基づいて説明する。
【００３３】
ステップＳＰ１において、ブラシレスＤＣモータの回転子の回転位置信号θｍ（ｎ）、直流電圧ｖｄｃ（ｎ）、モータ電流ｉｕ（ｎ）、ｉｖ（ｎ）、ｉｗ（ｎ）の検出量、およびｄ−ｑ軸指令電流ｉｄ（ｎ）＊、ｉｑ（ｎ）＊を入力する。
ここで、（ｎ）はサンプラーでの入出力タイミングを表す添え字である。
【００３４】
そして、ステップＳＰ２において、従来公知の３相→ｄ−ｑ変換演算を行って現在の（サンプル点ｎの）ｄ−ｑ軸電流ｉｄ（ｎ）、ｉｑ（ｎ）を算出する。次いで、ステップＳＰ３において、ｄ−ｑ軸各々の指令電流と検出電流（算出値）との偏差εｄ（ｎ）、εｑ（ｎ）を演算する。
【００３５】
ステップＳＰ４において、得られた偏差εｄ（ｎ）、εｑ（ｎ）をＰＩ（比例・積分）演算してｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄ（ｎ）、ｖｑ（ｎ）を算出し、ステップＳＰ５において、従来公知のｄ−ｑ→３相変換演算を行って各相電圧指令ｖｕ（ｎ）＊、ｖｖ（ｎ）＊、ｖｗ（ｎ）＊を算出する。
【００３６】
そして、ステップＳＰ６において、各相電圧指令ｖｕ（ｎ）＊、ｖｖ（ｎ）＊、ｖｗ（ｎ）＊と直流電圧ｖｄｃ（ｎ）とに基づいて数５の演算を行って各相のパルス幅τｕ（ｎ＋１）、τｖ（ｎ＋１）、τｗ（ｎ＋１）を算出し、ＰＷＭタイマに記憶し、そのまま元の処理に戻る。
【００３７】
なお、図示を省略しているが、数５のパルス幅演算結果が負になった場合にはパルス幅を０に、Ｔｃを越えた場合にはパルス幅をＴｃに、それぞれ設定する処理が行われる。
【００３８】
【数５】
【００３９】
ＰＷＭタイマは図１１と等価な処理を行って所定のパルス信号を出力する。
【００４０】
図１５はマイコン処理とインバータ出力電圧との時間関係を説明する図である。
【００４１】
図１５中のサンプル点ｎにおいて前記処理（電流制御処理）が開始し（図中の▲１▼参照）、演算所要時間経過後（図中の▲２▼参照）に演算が終了し、パルス幅がＰＷＭタイマに記憶される。そして、このパルス幅は、サンプル点（ｎ＋１）においてＰＷＭ信号に反映される｛ＰＷＭの搬送波周期（＝ＰＷＭタイマに記憶されたパルス幅をＰＷＭタイマカウンタにロードして、カウンタ動作を再開させる間隔）と電流制御処理の演算周期を同じにし、演算開始タイミングと同期させている｝。
【００４２】
このため、図１５中（Ａ）に示すように直流電圧が変化すると、サンプル点ｎの直流電圧ｖｄｃ（ｎ）の除算により算出したパルス幅τ（ｎ＋１）が出力されるｎ＋１からｎ＋２までの期間の平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）（＝数６）と指令電圧との間には、直流電圧変化に基づく誤差が発生し、その誤差率は数７で与えられる。
【００４３】
【数６】
【００４４】
【数７】
【００４５】
図１６は誤差電圧を数７によりシミュレーションした結果を示す図である。ここで、電源電圧は単相２００Ｖ、５０Ｈｚ、演算周期ΔＴ、搬送波周期Ｔｃは共に２５０μｓとしている。
【００４６】
従来の大容量コンデンサを有するインバータの制御（特開昭５９−１６９３８３号公報参照）で考えられていた負荷や入力電源電圧の変動に伴う直流電圧の変動は一般に２０％程度であるのに対し、単相コンデンサレスインバータ（例えば、文献１参照）においては、直流電圧が０〜電源電圧実効値の１．４１倍の範囲で大きく脈動する。
【００４７】
そして、直流電圧の変化が２０％程度の場合の誤差は１０％以下であるのに対し、特に直流電圧の低い（直流電圧がピーク値２８０Ｖの半分以下となる）期間で誤差が大きくなる（約２０％〜１５０％）ことが分かる。
【００４８】
文献１の”図２”に示されるように、電源力率を向上し、入力電流の波形歪を低減するには、直流電圧を０Ｖ近傍まで下げるＩＰＭモータの弱め界磁制御が必要である。すなわち、直流電圧が低い期間においても所望の界磁電流に制御するための高精度な電圧制御が必要になる。
【００４９】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、マイコンを用いた演算処理を行った場合でも電圧制御精度の低下を防止することができるインバータ制御方法およびその装置を提供することを目的としている。
【００５０】
【課題を解決するための手段】
請求項１のインバータ制御方法は、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧たる直流電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動する状態でインバータに供給し、インバータの出力電圧または出力電流を負荷に供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するシステムにおいて、負荷の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルからその次のサンプルまでの平均的な前記直流電圧を予測し、負荷制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいて前記次サンプル点から前記その次のサンプル点までのパルス幅を決定するパルス幅演算を行う方法である。
【００５１】
請求項２のインバータ制御方法は、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧たる直流電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するシステムにおいて、モータの制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルからその次のサンプルまでの平均的な前記直流電圧を予測し、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいて前記次サンプル点から前記その次のサンプル点までのパルス幅を決定するパルス幅演算を行う方法である。
【００５２】
請求項３のインバータ制御方法は、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧たる直流電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するシステムにおいて、モータの制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルまでの前記直流電圧を予測し、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行い、前記直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行う方法である。
【００５３】
請求項４のインバータ制御方法は、予測した前記直流電圧が存在し得る値である場合に前記直流電圧が単調変化する領域であると判定する方法である。
【００５４】
請求項５のインバータ制御装置は、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧たる直流電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動する状態でインバータに供給し、インバータの出力電圧または出力電流を負荷に供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するものであって、負荷の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルからその次のサンプルまでの平均的な前記直流電圧を予測する予測手段と、負荷制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいて前記次サンプル点から前記その次のサンプル点までのパルス幅を決定するパルス幅演算を行うパルス幅演算手段とを含むものである。
【００５５】
請求項６のインバータ制御装置は、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧たる直流電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するものであって、モータの制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルからその次のサンプルまでの平均的な前記直流電圧を予測する予測手段と、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいて前記次サンプル点から前記その次のサンプル点までのパルス幅を決定するパルス幅演算を行うパルス幅演算手段とを含むものである。
【００５６】
請求項７のインバータ制御装置は、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧たる直流電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するものであって、モータの制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルの前記直流電圧を予測する予測手段と、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うパルス幅演算手段とを含み、前記パルス幅演算手段として、前記直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うものを採用するものである。
【００５７】
請求項８のインバータ制御装置は、前記パルス幅演算手段として、予測した前記直流電圧が存在し得る値である場合に前記直流電圧が単調変化する領域であると判定し、前記直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うものを採用するものである。
【００５８】
【作用】
請求項１のインバータ制御方法であれば、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動する状態でインバータに供給し、インバータの出力電圧または出力電流を負荷に供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するに当たって、負荷の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧を予測し、負荷制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うのであるから、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができる。
【００５９】
請求項２のインバータ制御方法であれば、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するに当たって、モータの制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧を予測し、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うのであるから、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができる。
【００６０】
請求項３のインバータ制御方法であれば、直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うのであるから、直流電圧が単調変化しない領域において直流電圧を予測してパルス幅演算を行うことに伴う予測誤差の発生を未然に防止することができるほか、請求項２と同様の作用を達成することができる。
【００６１】
請求項４のインバータ制御方法であれば、予測した直流電圧が存在し得る値である場合に直流電圧が単調変化する領域であると判定するのであるから、直流電圧が単調変化する領域であることを簡単に判定することができ、ひいては、請求項３と同様の作用を達成することができる。
【００６２】
請求項５のインバータ制御装置であれば、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動する状態でインバータに供給し、インバータの出力電圧または出力電流を負荷に供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するに当たって、予測手段により、負荷の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧を予測し、パルス幅演算手段により、負荷制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うことができる。
【００６３】
したがって、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができる。
【００６４】
請求項６のインバータ制御装置であれば、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するに当たって、予測手段により、モータの制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧を予測し、パルス幅演算手段により、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うことができる。
【００６５】
したがって、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができる。
【００６６】
請求項７のインバータ制御装置であれば、前記パルス幅演算手段として、直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うものを採用するのであるから、直流電圧が単調変化しない領域において直流電圧を予測してパルス幅演算を行うことに伴う予測誤差の発生を未然に防止することができるほか、請求項６と同様の作用を達成することができる。
【００６７】
請求項８のインバータ制御装置であれば、前記パルス幅演算手段として、予測した直流電圧が存在し得る値である場合に直流電圧が単調変化する領域であると判定し、直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うものを採用するのであるから、直流電圧が単調変化する領域であることを簡単に判定することができ、ひいては、請求項７と同様の作用を達成することができる。
【００６８】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明のインバータ制御方法およびその装置の実施の態様を詳細に説明する。
【００６９】
図１はこの発明のインバータ制御方法の一実施態様の要部を説明するフローチャートである。なお、このフローチャートの処理は、図１４のフローチャートのステップＳＰ６の処理に代えて行われる。
【００７０】
ステップＳＰ１において、直流電圧ｖｄｃ（ｎ−１）、ｖｄｃ（ｎ）を入力し、ステップＳＰ２において、数８の演算を行ってサンプル点（ｎ＋１）から（ｎ＋２）までの期間の平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）を予測し、ステップＳＰ３において、予測された平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）と各相電圧指令とに基づいて数９の演算を行って各相パルス幅を算出してＰＷＭタイマに記憶し、そのまま元の処理に戻る。
【００７１】
【数８】
【００７２】
【数９】
【００７３】
この実施態様を採用すれば、直流電圧ｖｄｃ（ｎ）に代えて平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）採用してパルス幅を算出するのであるから、直流電圧が電源周波数の２倍の周波数で脈動するシステムにおいて、マイコンを用いてパルス幅演算を行う場合における電圧制御精度を高めることができる。
【００７４】
なお、図示は省略しているが、数９のパルス幅演算結果が負になった場合もしくはＴｃを越えた場合には、従来と同様にパルス幅を０もしくはＴｃに設定する処理が行われる。また、ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０となった場合にも、パルス幅をＴｃに設定する処理が行われる。
【００７５】
図２はこの発明のインバータ制御装置の一実施態様の要部を示すブロック図である。
【００７６】
このインバータ制御装置は、交流電源１を入力とする単相ダイオード整流回路２と、単相ダイオード整流回路２の出力端子間に接続されるコンデンサ３と、単相ダイオード整流回路２の出力端子間に接続される３相インバータ４と、３相インバータ４の出力が供給されるモータ５と、直流電圧を検出するとともに、検出した直流電圧を少なくとも１サンプル期間だけ保持する直流電圧検出保持部７と、検出した直流電圧ｖｄｃ（ｎ）および１サンプル前に検出した直流電圧ｖｄｃ（ｎ−１）に基づいて数８の演算を行ってサンプル点（ｎ＋１）から（ｎ＋２）までの期間の平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）を予測する予測部８と、相電圧指令、予測された平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）、搬送波周期Ｔｃに基づき、数９の演算を行って各相のパルス幅を算出する第１パルス幅演算部９と、算出された各相のパルス幅を記憶するＰＷＭタイマ１０と、ＰＷＭタイマ１０から出力されるタイマ信号に基づいてインバータ制御信号を出力し、図示しないドライバ回路を通して３相インバータ４の各相のトランジスタを制御すべく３相インバータ４に供給する波形制御部１１とを有している。
【００７７】
そして、単相ダイオード整流回路２の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、コンデンサ３の容量を設定している。
【００７８】
上記の構成のインバータ制御装置を採用した場合にも、直流電圧ｖｄｃ（ｎ）に代えて平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）採用してパルス幅を算出するのであるから、直流電圧が電源周波数の２倍の周波数で脈動するシステムにおいて、マイコンを用いてパルス幅演算を行う場合における電圧制御精度を高めることができる。
【００７９】
図３はこの発明のインバータ制御方法の他の実施態様の要部を説明するフローチャートである。
【００８０】
ステップＳＰ１において、入力電圧位相θｓ（ｎ）を入力し、ステップＳＰ２において、入力電圧位相θｓ（ｎ）が１８０°を越えているか否かを判定し、入力電圧位相θｓ（ｎ）が１８０°を越えていると判定された場合には、ステップＳＰ３において、入力電圧位相θｓ（ｎ）から１８０°を減算して新たな入力電圧位相θｓ（ｎ）を算出する。
【００８１】
ステップＳＰ２において入力電圧位相θｓ（ｎ）が１８０°を越えていないと判定された場合、またはステップＳＰ３の処理が行われた場合には、ステップＳＰ４において、入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１、またはθ２＜θｓ（ｎ）＜θ３であるか否か｛入力電圧位相θｓ（ｎ）が単調変化領域か否か｝を判定する。具体的には、図４中ａで示すように入力電圧が与えられ、ｂで示すような直流電圧が与えられた場合に、θ０を１〜２サンプル以上で可能な限り小さい値に設定し、θ１を、入力電圧が最大となる点の位相よりも１〜２サンプル以上小さく、かつ可能な限り大きい値に設定し、θ２を、入力電圧が最大となる点の位相よりも１〜２サンプル以上大きく、かつ可能な限り小さい値に設定し、θ３を、入力電圧が減少して０になる点の位相よりも１〜２サンプル以上小さく、かつ可能な限り大きい値に設定する。
【００８２】
ステップＳＰ４において入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１、またはθ２＜θｓ（ｎ）＜θ３であると判定された場合には、ステップＳＰ５において、直流電圧ｖｄｃ（ｎ−１）、ｖｄｃ（ｎ）を入力し、ステップＳＰ６において、数８によりサンプル点（ｎ＋１）から（ｎ＋２）までの期間の平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）を予測し、ステップＳＰ７において、数９により各相パルス幅τｕ（ｎ＋１）、τｖ（ｎ＋１）、τｗ（ｎ＋１）を算出してＰＷＭタイマに記憶する。
【００８３】
逆に、ステップＳＰ４において入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１でなく、しかもθ２＜θｓ（ｎ）＜θ３でないと判定された場合には、ステップＳＰ８において、数５により各相パルス幅τｕ（ｎ＋１）、τｖ（ｎ＋１）、τｗ（ｎ＋１）を算出してＰＷＭタイマに記憶する。
【００８４】
そして、ステップＳＰ７の処理、またはステップＳＰ８の処理が行われた場合には、そのまま元の処理に戻る。
【００８５】
なお、図示は省略しているが、数５並びに数９のパルス幅演算結果が負になった場合もしくはＴｃを越えた場合には、従来と同様にパルス幅を０もしくはＴｃに設定する処理が行われる。また、ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０となった場合にも、パルス幅をＴｃに設定する処理が行われる。
【００８６】
この実施態様においては、入力電圧位相θｓ（ｎ）が直流電圧の極大点、極小点を中心とする所定範囲であるか否かを判定することができる。そして、入力電圧位相θｓ（ｎ）がこれら所定範囲である場合において、数８に基づく平均電圧の予測を行うと、電圧の変化率極性が正から負もしくは負から正に変わることに起因して、平均電圧の予測結果には誤差が発生する。
【００８７】
したがって、入力電圧位相θｓ（ｎ）がこれら所定範囲でない場合（単調変化領域である場合）に、数８に基づいて平均電圧を精度良く予測し、数９に基づいて各相パルス幅を正確に算出することができる。逆に、入力電圧位相θｓ（ｎ）がこれら所定範囲である場合に、数５に基づいて従来方法と同程度の精度で各相パルス幅を算出することができる。
【００８８】
図５はこの発明のインバータ制御装置の他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【００８９】
このインバータ制御装置が図２のインバータ制御装置と異なる点は、入力電圧位相を検出するとともに、入力電圧位相が１８０°よりも大きい場合には１８０°を減算した値を入力電圧位相とする入力電圧位相検出部１２と、入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１、またはθ２＜θｓ（ｎ）＜θ３であるか否かを判定する判定部１３と、各相電圧指令、直流電圧、搬送波周期に基づいて数５により各相パルス幅を算出してＰＷＭタイマ１０に供給する第２パルス幅演算部１４とをさらに含み、判定部１３の判定結果に基づいて第１パルス幅演算部９、第２パルス幅演算部１４を選択的に動作させるようにしている。具体的には、入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１、またはθ２＜θｓ（ｎ）＜θ３であると判定された場合に第１パルス幅演算部９を動作させ、入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１、θ２＜θｓ（ｎ）＜θ３の何れでもないと判定された場合に第２パルス幅演算部１４を動作させる。
【００９０】
上記の構成のインバータ制御装置を採用した場合には、入力電圧位相θｓ（ｎ）が直流電圧の極大点、極小点を中心とする所定範囲であるか否かを判定することができる。
【００９１】
したがって、入力電圧位相θｓ（ｎ）がこれら所定範囲でない場合（単調変化領域である場合）に、数８に基づいて平均電圧を精度良く予測し、数９に基づいて各相パルス幅を正確に算出することができる。逆に、入力電圧位相θｓ（ｎ）がこれら所定範囲である場合に、数５に基づいて従来方法と同程度の精度で各相パルス幅を算出することができる。
【００９２】
図６はこの発明のインバータ制御方法のさらに他の実施態様の要部を説明するフローチャートである。
【００９３】
ステップＳＰ１において、直流電圧ｖｄｃ（ｎ−１）、ｖｄｃ（ｎ）および入力電圧の波高値ｖｍを入力し、ステップＳＰ２において、数８によりサンプル点（ｎ＋１）から（ｎ＋２）までの期間の平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）を予測し、ステップＳＰ３において、平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０以上か否かを判定し、平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０以上であると判定された場合には、ステップＳＰ４において、平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が入力電圧の波高値ｖｍ以下か否かを判定する。
【００９４】
そして、ステップＳＰ４において平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が入力電圧の波高値ｖｍ以下であると判定された場合には、ステップＳＰ５において、数９により各相パルス幅τｕ（ｎ＋１）、τｖ（ｎ＋１）、τｗ（ｎ＋１）を算出してＰＷＭタイマに記憶する。
【００９５】
逆に、ステップＳＰ３において平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０以上でないと判定された場合、またはステップＳＰ４において平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が入力電圧の波高値ｖｍ以下でないと判定された場合には、ステップＳＰ６において、数５により各相パルス幅τｕ（ｎ＋１）、τｖ（ｎ＋１）、τｗ（ｎ＋１）を算出してＰＷＭタイマに記憶する。
【００９６】
そして、ステップＳＰ５の処理、またはステップＳＰ６の処理が行われた場合には、そのまま元の処理に戻る。
【００９７】
なお、図示は省略しているが、数５並びに数９のパルス幅演算結果が負になった場合もしくはＴｃを越えた場合には、従来と同様にパルス幅を０もしくはＴｃに設定する処理が行われる。また、ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０となった場合にも、パルス幅をＴｃに設定する処理が行われる。
【００９８】
この実施態様においては、予測した平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が採り得ない値になっている場合に直流電圧ｖｄｃの変化率の符号が変わったことを検出することができるので、数５に基づいて従来方法と同程度の精度で各相パルス幅を算出することができる。逆に、予測した平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が存在し得る値である場合に直流電圧ｖｄｃの変化率の符号が変わっていないと判定できるので、数９に基づいて各相パルス幅を正確に算出することができる。
【００９９】
図７はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【０１００】
このインバータ制御装置が図２のインバータ制御装置と異なる点は、入力電圧の波高値ｖｍを検出する波高値検出部１５と、予測された平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）がｖｄｃ（ｎ＋３／２）≧０かつｖｄｃ（ｎ＋３／２）≦ｖｍであるか否か（存在し得る値であるか否か）を判定する判定部１６と、各相電圧指令、直流電圧、搬送波周期に基づいて数５により各相パルス幅を算出してＰＷＭタイマ１０に供給する第２パルス幅演算部１７とをさらに含み、判定部１６の判定結果に基づいて第１パルス幅演算部９、第２パルス幅演算部１７を選択的に動作させるようにしている。具体的には、予測された平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）がｖｄｃ（ｎ＋３／２）≧０かつｖｄｃ（ｎ＋３／２）≦ｖｍであると判定された場合に第１パルス幅演算部９を動作させ、予測された平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）がｖｄｃ（ｎ＋３／２）＜０またはｖｄｃ（ｎ＋３／２）＞ｖｍである（採り得ない値である）と判定された場合に第２パルス幅演算部１７を動作させる。
【０１０１】
上記の構成のインバータ制御装置を採用した場合には、予測した平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が採り得ない値になっている場合に直流電圧ｖｄｃの変化率の符号が変わったことを検出することができるので、数５に基づいて従来方法と同程度の精度で各相パルス幅を算出することができる。逆に、予測した平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が存在し得る値である場合に直流電圧ｖｄｃの変化率の符号が変わっていないと判定できるので、数９に基づいて各相パルス幅を正確に算出することができる。
【０１０２】
【発明の効果】
請求項１の発明は、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができるという特有の効果を奏する。
【０１０３】
請求項２の発明は、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができるという特有の効果を奏する。
【０１０４】
請求項３の発明は、直流電圧が単調変化しない領域において直流電圧を予測してパルス幅演算を行うことに伴う予測誤差の発生を未然に防止することができるほか、請求項２と同様の効果を奏する。
【０１０５】
請求項４の発明は、直流電圧が単調変化する領域であることを簡単に判定することができ、ひいては、請求項３と同様の効果を奏する。
【０１０６】
請求項５の発明は、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができるという特有の効果を奏する。
【０１０７】
請求項６の発明は、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができるという特有の効果を奏する。
【０１０８】
請求項７の発明は、直流電圧が単調変化しない領域において直流電圧を予測してパルス幅演算を行うことに伴う予測誤差の発生を未然に防止することができるほか、請求項６と同様の効果を奏する。
【０１０９】
請求項８の発明は、直流電圧が単調変化する領域であることを簡単に判定することができ、ひいては、請求項７と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のインバータ制御方法の一実施態様の要部を説明するフローチャートである。
【図２】この発明のインバータ制御装置の一実施態様を示すブロック図である。
【図３】この発明のインバータ制御方法の他の実施態様の要部を説明するフローチャートである。
【図４】入力電圧位相に対する直流電圧、入力電圧の変化を示す図である。
【図５】この発明のインバータ制御装置の他の実施態様を示すブロック図である。
【図６】この発明のインバータ制御方法のさらに他の実施態様の要部を説明するフローチャートである。
【図７】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【図８】従来のパッシブフィルタ方式のインバータシステムの構成を示す図である。
【図９】従来のアクティブフィルタ方式のインバータシステムの構成を示す図である。
【図１０】論文２、論文３で示された制御ブロックの構成を概略的に示す図である。
【図１１】信号波、搬送波、および両者の比較結果として出力されるＰＷＭ信号の関係をｕ相に着目して示す図である。
【図１２】インバータ回路の１相分、およびインバータ出力電圧を示す図である。
【図１３】図１０の制御ブロックの処理をマイコンで行い、インバータをＰＷＭ制御する場合の構成を示す図である。
【図１４】文献１のインバータ制御をマイコンにより行う場合の電流制御処理を説明するフローチャートである。
【図１５】マイコン処理とインバータ出力電圧との時間関係を説明する図である。
【図１６】誤差電圧を数７によりシミュレーションした結果を示す図である。
【符号の説明】
２ 単相ダイオード整流回路 ３ コンデンサ
４ ３相インバータ ５ モータ
７ 直流電圧検出保持部 ８ 予測部
９ 第１パルス幅演算部 １３、１６ 判定部
【発明の属する技術分野】
この発明はインバータ制御方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように回路を構成し、インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するシステムに適用されるインバータ制御方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から知られているように、インバータ回路はトランジスタのスイッチング制御により直流電源を可変周波数、可変電圧の交流電力に高効率に変換する回路である。
【０００３】
そして、インバータ回路は、例えば、モータの回転数やトルクを制御する必要のある家電機器や産業機器に広く応用されている。
【０００４】
また、一般には、交流電源を直流電源に変換するために回路構成が簡単なダイオードブリッジ回路が採用され、整流後の電圧リプルを除去するために大容量の平滑用コンデンサが使用されている。
【０００５】
そして、この場合には、電源側の力率低下や高調波の増大などの不都合が発生するため、このような不都合の発生を防止し、もしくは抑制するために、ダイオードブリッジ回路の入力側もしくは直流側にインダクタンスの大きな力率改善リアクトルを接続する（図８参照）。
【０００６】
また、最近では、電源力率や電源高調波に対する特性の高性能化を目的として、スイッチングトランジスタおよびダイオードなどからなるチョッパをダイオードブリッジ回路の直流側に設けることが提案されている（図９参照）。
【０００７】
このようなインバータ回路を採用した場合には、大容量の平滑用コンデンサ、力率改善リアクトルが必要であり、これらを採用することに伴ってサイズが大型化し、しかもコストアップを招いてしまうという不都合がある。
【０００８】
また、電源高調波特性の高性能化を達成するためにはチョッパ回路が必要であり、さらなるコストアップを招いてしまうという不都合がある。
【０００９】
さらに、大容量の平滑用コンデンサとしては一般的に電解コンデンサが採用されるので、電解コンデンサの寿命が短いことに起因してダイオードブリッジ回路を含むインバータ回路の寿命が短くなり、しかも電解コンデンサの温度特性に起因してダイオードブリッジ回路を含むインバータ回路の使用環境が制約されるという不都合がある。
【００１０】
このような不都合を解消するために、整流部の大容量な平滑用コンデンサを省略（以下、これを単相コンデンサレスインバータと略称する）し、ｄ軸電流を電源周波数の２倍周波で変化させ、弱め界磁制御によりモータ端子電圧を低下させ、これにより、直流電圧が脈動し、大きく低下した場合にも、モータ電流を流し込めるようにし、インバータ入力（整流回路入力）の電流通電幅を広げることによって、高入力力率化、および電源高調波特性の高性能化を達成するようにしたインバータ制御方法（「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」、高橋勲、平成１２年電気学会全国大会、ｐ１５９１参照、以下、論文１と略称する）が提案されている。
【００１１】
このインバータ制御方法によれば、整流部に接続されたインバータの出力を所望の波形に制御することにより、整流部の入力力率向上ならびに高調波レス化を達成することができ、しかも、従来これらを達成するために必要とされていた大容量電解コンデンサ、リアクトル、チョッパを不要にすることができる。
【００１２】
また、前記論文１に基づいたインバータ制御方法として、「ＰＭモータの高速弱め界磁制御を用いたダイオード整流回路の高効率化」、芳賀、高橋、平成１２年電気学会産業応用部門全国大会（以下、論文２と略称する）、および「ＰＭモータの高速弱め界磁法による単相ダイオード整流回路の高入力力率化」、芳賀、高橋、平成１２年電気学会半導体電力変換研究会ＳＰＣ−００−６４（以下、論文３と略称する）が提案されている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
論文１のインバータ制御方法は原理的にダイオード整流回路のコンデンサの容量を極めて小さくし、直流電圧ｖｄｃは電源周波数の２倍の周波数で大きく脈動する。このため、インバータ電圧を所定値に制御するためには、直流電圧を検出し、これと制御演算の結果得られる指令電圧との比に基づいて信号波を算出し、算出した信号波に基づいてＰＷＭ制御を行う必要がある。このように直流電圧との比に基づいて信号波を求める方法は、例えば、特開昭５９−１６９３８３号公報などに記載されている。
【００１４】
図１０は、論文２、論文３で示された制御ブロックの構成を概略的に示す図である。
【００１５】
モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、モータの回転位置角θｍ、ｄ−ｑ軸電流指令Ｉｄ＊、ｉｑ＊を入力とする電流制御演算部において所定の制御演算を行って必要なインバータの出力相電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を出力する。そして、出力相電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を除算部に供給して直流電圧ｖｄｃに基づく除算を行って信号波ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを得、信号波ｅｕ、ｅｖ、ｅｗと搬送波信号発生部からの信号（搬送波）とを減算部に供給し、減算部の出力をコンパレータに供給することにより、”０”または”１”のＰＷＭ信号として出力する。
【００１６】
上記の一連の処理はアナログ演算器の組み合わせによって実現することができる。
【００１７】
また、ＰＷＭ信号の”１”に対応してインバータの上アームトランジスタ（直流部＋側にコレクタ端子が接続されたトランジスタ）がオンするとする。電圧形インバータの上アームトランジスタに対し、下アームトランジスタは排他的にオン制御される。
【００１８】
図１１は信号波、搬送波、および両者の比較結果として出力されるＰＷＭ信号の関係をｕ相に着目して示す図である。
【００１９】
図１１を参照して、図中のパルス幅τｕ（ＰＷＭ信号が”１”となる時間）と信号波レベルｅｕとの関係を考えると、数１となる。ここでは、信号波の周波数に比べ、搬送波の周波数が十分高く、搬送波周期の間は、信号波レベルｅｕは一定であると仮定している。
【００２０】
【数１】
図１２（ａ）は、インバータ回路の１相分を示す図であり、図１２（ｂ）はインバータ出力電圧を示す図である。
【００２２】
これらの図から分かるように、ＰＷＭ信号”１”に応答してＶｄｃ、”０”に応答して０が出力される。したがって、搬送波周期Ｔｃ間のインバータ出力電圧の平均電圧は、数２と求めることができる。
【００２３】
【数２】
ここで、ｕ相指令電圧ｖｕ＊と信号波ｅｕとの間には数３の関係があるので、数３と数２から、数４となる。
【００２５】
【数３】
【数４】
以上から、図１０の構成を採用すれば、直流電圧の変動の影響を受けることなく、所望の出力電圧をインバータから供給することができることが分かる。
【００２８】
しかし、図１０の制御ブロックの処理をマイコンで行い、インバータをＰＷＭ制御する場合には、入出力部に、図１３に示すように所定の制御周期に応答して動作するサンプラーが挿入され、演算処理を離散的に行うことになる。この結果、電圧制御精度が低下してしまうという不都合が発生する。
【００２９】
アナログ回路により上記の演算処理を行えば、絶えず演算が実行され、直流電圧を含む各検出諸量の変化はＰＷＭ波形にリアルタイムに反映され、上記の不都合は生じない。しかし、アナログ演算回路は調整が複雑な上に、演算項目の数に比例して回路規模が大きくなるなどの不都合を生じるので、コストが重視され、大量生産する家電機器などに採用することが困難である。
【００３０】
この結果、マイコンを用いた制御が採用され、上述のように電圧制御精度の低下を招いてしまうのである。
【００３１】
さらに説明する。
【００３２】
文献１のインバータ制御をマイコンにより行う場合の電流制御処理を、図１４のフローチャートに基づいて説明する。
【００３３】
ステップＳＰ１において、ブラシレスＤＣモータの回転子の回転位置信号θｍ（ｎ）、直流電圧ｖｄｃ（ｎ）、モータ電流ｉｕ（ｎ）、ｉｖ（ｎ）、ｉｗ（ｎ）の検出量、およびｄ−ｑ軸指令電流ｉｄ（ｎ）＊、ｉｑ（ｎ）＊を入力する。
ここで、（ｎ）はサンプラーでの入出力タイミングを表す添え字である。
【００３４】
そして、ステップＳＰ２において、従来公知の３相→ｄ−ｑ変換演算を行って現在の（サンプル点ｎの）ｄ−ｑ軸電流ｉｄ（ｎ）、ｉｑ（ｎ）を算出する。次いで、ステップＳＰ３において、ｄ−ｑ軸各々の指令電流と検出電流（算出値）との偏差εｄ（ｎ）、εｑ（ｎ）を演算する。
【００３５】
ステップＳＰ４において、得られた偏差εｄ（ｎ）、εｑ（ｎ）をＰＩ（比例・積分）演算してｄ−ｑ軸電圧指令ｖｄ（ｎ）、ｖｑ（ｎ）を算出し、ステップＳＰ５において、従来公知のｄ−ｑ→３相変換演算を行って各相電圧指令ｖｕ（ｎ）＊、ｖｖ（ｎ）＊、ｖｗ（ｎ）＊を算出する。
【００３６】
そして、ステップＳＰ６において、各相電圧指令ｖｕ（ｎ）＊、ｖｖ（ｎ）＊、ｖｗ（ｎ）＊と直流電圧ｖｄｃ（ｎ）とに基づいて数５の演算を行って各相のパルス幅τｕ（ｎ＋１）、τｖ（ｎ＋１）、τｗ（ｎ＋１）を算出し、ＰＷＭタイマに記憶し、そのまま元の処理に戻る。
【００３７】
なお、図示を省略しているが、数５のパルス幅演算結果が負になった場合にはパルス幅を０に、Ｔｃを越えた場合にはパルス幅をＴｃに、それぞれ設定する処理が行われる。
【００３８】
【数５】
ＰＷＭタイマは図１１と等価な処理を行って所定のパルス信号を出力する。
【００４０】
図１５はマイコン処理とインバータ出力電圧との時間関係を説明する図である。
【００４１】
図１５中のサンプル点ｎにおいて前記処理（電流制御処理）が開始し（図中の▲１▼参照）、演算所要時間経過後（図中の▲２▼参照）に演算が終了し、パルス幅がＰＷＭタイマに記憶される。そして、このパルス幅は、サンプル点（ｎ＋１）においてＰＷＭ信号に反映される｛ＰＷＭの搬送波周期（＝ＰＷＭタイマに記憶されたパルス幅をＰＷＭタイマカウンタにロードして、カウンタ動作を再開させる間隔）と電流制御処理の演算周期を同じにし、演算開始タイミングと同期させている｝。
【００４２】
このため、図１５中（Ａ）に示すように直流電圧が変化すると、サンプル点ｎの直流電圧ｖｄｃ（ｎ）の除算により算出したパルス幅τ（ｎ＋１）が出力されるｎ＋１からｎ＋２までの期間の平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）（＝数６）と指令電圧との間には、直流電圧変化に基づく誤差が発生し、その誤差率は数７で与えられる。
【００４３】
【数６】
【数７】
図１６は誤差電圧を数７によりシミュレーションした結果を示す図である。ここで、電源電圧は単相２００Ｖ、５０Ｈｚ、演算周期ΔＴ、搬送波周期Ｔｃは共に２５０μｓとしている。
【００４６】
従来の大容量コンデンサを有するインバータの制御（特開昭５９−１６９３８３号公報参照）で考えられていた負荷や入力電源電圧の変動に伴う直流電圧の変動は一般に２０％程度であるのに対し、単相コンデンサレスインバータ（例えば、文献１参照）においては、直流電圧が０〜電源電圧実効値の１．４１倍の範囲で大きく脈動する。
【００４７】
そして、直流電圧の変化が２０％程度の場合の誤差は１０％以下であるのに対し、特に直流電圧の低い（直流電圧がピーク値２８０Ｖの半分以下となる）期間で誤差が大きくなる（約２０％〜１５０％）ことが分かる。
【００４８】
文献１の”図２”に示されるように、電源力率を向上し、入力電流の波形歪を低減するには、直流電圧を０Ｖ近傍まで下げるＩＰＭモータの弱め界磁制御が必要である。すなわち、直流電圧が低い期間においても所望の界磁電流に制御するための高精度な電圧制御が必要になる。
【００４９】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、マイコンを用いた演算処理を行った場合でも電圧制御精度の低下を防止することができるインバータ制御方法およびその装置を提供することを目的としている。
【００５０】
【課題を解決するための手段】
請求項１のインバータ制御方法は、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧たる直流電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動する状態でインバータに供給し、インバータの出力電圧または出力電流を負荷に供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するシステムにおいて、負荷の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルからその次のサンプルまでの平均的な前記直流電圧を予測し、負荷制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいて前記次サンプル点から前記その次のサンプル点までのパルス幅を決定するパルス幅演算を行う方法である。
【００５１】
請求項２のインバータ制御方法は、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧たる直流電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するシステムにおいて、モータの制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルからその次のサンプルまでの平均的な前記直流電圧を予測し、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいて前記次サンプル点から前記その次のサンプル点までのパルス幅を決定するパルス幅演算を行う方法である。
【００５２】
請求項３のインバータ制御方法は、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧たる直流電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するシステムにおいて、モータの制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルまでの前記直流電圧を予測し、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行い、前記直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行う方法である。
【００５３】
請求項４のインバータ制御方法は、予測した前記直流電圧が存在し得る値である場合に前記直流電圧が単調変化する領域であると判定する方法である。
【００５４】
請求項５のインバータ制御装置は、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧たる直流電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動する状態でインバータに供給し、インバータの出力電圧または出力電流を負荷に供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するものであって、負荷の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルからその次のサンプルまでの平均的な前記直流電圧を予測する予測手段と、負荷制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいて前記次サンプル点から前記その次のサンプル点までのパルス幅を決定するパルス幅演算を行うパルス幅演算手段とを含むものである。
【００５５】
請求項６のインバータ制御装置は、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧たる直流電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するものであって、モータの制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルからその次のサンプルまでの平均的な前記直流電圧を予測する予測手段と、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいて前記次サンプル点から前記その次のサンプル点までのパルス幅を決定するパルス幅演算を行うパルス幅演算手段とを含むものである。
【００５６】
請求項７のインバータ制御装置は、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧たる直流電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するものであって、モータの制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルの前記直流電圧を予測する予測手段と、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うパルス幅演算手段とを含み、前記パルス幅演算手段として、前記直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うものを採用するものである。
【００５７】
請求項８のインバータ制御装置は、前記パルス幅演算手段として、予測した前記直流電圧が存在し得る値である場合に前記直流電圧が単調変化する領域であると判定し、前記直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うものを採用するものである。
【００５８】
【作用】
請求項１のインバータ制御方法であれば、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動する状態でインバータに供給し、インバータの出力電圧または出力電流を負荷に供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するに当たって、負荷の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧を予測し、負荷制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うのであるから、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができる。
【００５９】
請求項２のインバータ制御方法であれば、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するに当たって、モータの制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧を予測し、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うのであるから、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができる。
【００６０】
請求項３のインバータ制御方法であれば、直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うのであるから、直流電圧が単調変化しない領域において直流電圧を予測してパルス幅演算を行うことに伴う予測誤差の発生を未然に防止することができるほか、請求項２と同様の作用を達成することができる。
【００６１】
請求項４のインバータ制御方法であれば、予測した直流電圧が存在し得る値である場合に直流電圧が単調変化する領域であると判定するのであるから、直流電圧が単調変化する領域であることを簡単に判定することができ、ひいては、請求項３と同様の作用を達成することができる。
【００６２】
請求項５のインバータ制御装置であれば、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動する状態でインバータに供給し、インバータの出力電圧または出力電流を負荷に供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するに当たって、予測手段により、負荷の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧を予測し、パルス幅演算手段により、負荷制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うことができる。
【００６３】
したがって、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができる。
【００６４】
請求項６のインバータ制御装置であれば、ダイオード整流回路とインバータとを含み、ダイオード整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべくマイコンを用いてインバータを制御するに当たって、予測手段により、モータの制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との直流電圧検出値から次サンプルの直流電圧を予測し、パルス幅演算手段により、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うことができる。
【００６５】
したがって、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができる。
【００６６】
請求項７のインバータ制御装置であれば、前記パルス幅演算手段として、直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うものを採用するのであるから、直流電圧が単調変化しない領域において直流電圧を予測してパルス幅演算を行うことに伴う予測誤差の発生を未然に防止することができるほか、請求項６と同様の作用を達成することができる。
【００６７】
請求項８のインバータ制御装置であれば、前記パルス幅演算手段として、予測した直流電圧が存在し得る値である場合に直流電圧が単調変化する領域であると判定し、直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うものを採用するのであるから、直流電圧が単調変化する領域であることを簡単に判定することができ、ひいては、請求項７と同様の作用を達成することができる。
【００６８】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明のインバータ制御方法およびその装置の実施の態様を詳細に説明する。
【００６９】
図１はこの発明のインバータ制御方法の一実施態様の要部を説明するフローチャートである。なお、このフローチャートの処理は、図１４のフローチャートのステップＳＰ６の処理に代えて行われる。
【００７０】
ステップＳＰ１において、直流電圧ｖｄｃ（ｎ−１）、ｖｄｃ（ｎ）を入力し、ステップＳＰ２において、数８の演算を行ってサンプル点（ｎ＋１）から（ｎ＋２）までの期間の平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）を予測し、ステップＳＰ３において、予測された平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）と各相電圧指令とに基づいて数９の演算を行って各相パルス幅を算出してＰＷＭタイマに記憶し、そのまま元の処理に戻る。
【００７１】
【数８】
【数９】
この実施態様を採用すれば、直流電圧ｖｄｃ（ｎ）に代えて平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）採用してパルス幅を算出するのであるから、直流電圧が電源周波数の２倍の周波数で脈動するシステムにおいて、マイコンを用いてパルス幅演算を行う場合における電圧制御精度を高めることができる。
【００７４】
なお、図示は省略しているが、数９のパルス幅演算結果が負になった場合もしくはＴｃを越えた場合には、従来と同様にパルス幅を０もしくはＴｃに設定する処理が行われる。また、ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０となった場合にも、パルス幅をＴｃに設定する処理が行われる。
【００７５】
図２はこの発明のインバータ制御装置の一実施態様の要部を示すブロック図である。
【００７６】
このインバータ制御装置は、交流電源１を入力とする単相ダイオード整流回路２と、単相ダイオード整流回路２の出力端子間に接続されるコンデンサ３と、単相ダイオード整流回路２の出力端子間に接続される３相インバータ４と、３相インバータ４の出力が供給されるモータ５と、直流電圧を検出するとともに、検出した直流電圧を少なくとも１サンプル期間だけ保持する直流電圧検出保持部７と、検出した直流電圧ｖｄｃ（ｎ）および１サンプル前に検出した直流電圧ｖｄｃ（ｎ−１）に基づいて数８の演算を行ってサンプル点（ｎ＋１）から（ｎ＋２）までの期間の平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）を予測する予測部８と、相電圧指令、予測された平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）、搬送波周期Ｔｃに基づき、数９の演算を行って各相のパルス幅を算出する第１パルス幅演算部９と、算出された各相のパルス幅を記憶するＰＷＭタイマ１０と、ＰＷＭタイマ１０から出力されるタイマ信号に基づいてインバータ制御信号を出力し、図示しないドライバ回路を通して３相インバータ４の各相のトランジスタを制御すべく３相インバータ４に供給する波形制御部１１とを有している。
【００７７】
そして、単相ダイオード整流回路２の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、コンデンサ３の容量を設定している。
【００７８】
上記の構成のインバータ制御装置を採用した場合にも、直流電圧ｖｄｃ（ｎ）に代えて平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）採用してパルス幅を算出するのであるから、直流電圧が電源周波数の２倍の周波数で脈動するシステムにおいて、マイコンを用いてパルス幅演算を行う場合における電圧制御精度を高めることができる。
【００７９】
図３はこの発明のインバータ制御方法の他の実施態様の要部を説明するフローチャートである。
【００８０】
ステップＳＰ１において、入力電圧位相θｓ（ｎ）を入力し、ステップＳＰ２において、入力電圧位相θｓ（ｎ）が１８０°を越えているか否かを判定し、入力電圧位相θｓ（ｎ）が１８０°を越えていると判定された場合には、ステップＳＰ３において、入力電圧位相θｓ（ｎ）から１８０°を減算して新たな入力電圧位相θｓ（ｎ）を算出する。
【００８１】
ステップＳＰ２において入力電圧位相θｓ（ｎ）が１８０°を越えていないと判定された場合、またはステップＳＰ３の処理が行われた場合には、ステップＳＰ４において、入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１、またはθ２＜θｓ（ｎ）＜θ３であるか否か｛入力電圧位相θｓ（ｎ）が単調変化領域か否か｝を判定する。具体的には、図４中ａで示すように入力電圧が与えられ、ｂで示すような直流電圧が与えられた場合に、θ０を１〜２サンプル以上で可能な限り小さい値に設定し、θ１を、入力電圧が最大となる点の位相よりも１〜２サンプル以上小さく、かつ可能な限り大きい値に設定し、θ２を、入力電圧が最大となる点の位相よりも１〜２サンプル以上大きく、かつ可能な限り小さい値に設定し、θ３を、入力電圧が減少して０になる点の位相よりも１〜２サンプル以上小さく、かつ可能な限り大きい値に設定する。
【００８２】
ステップＳＰ４において入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１、またはθ２＜θｓ（ｎ）＜θ３であると判定された場合には、ステップＳＰ５において、直流電圧ｖｄｃ（ｎ−１）、ｖｄｃ（ｎ）を入力し、ステップＳＰ６において、数８によりサンプル点（ｎ＋１）から（ｎ＋２）までの期間の平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）を予測し、ステップＳＰ７において、数９により各相パルス幅τｕ（ｎ＋１）、τｖ（ｎ＋１）、τｗ（ｎ＋１）を算出してＰＷＭタイマに記憶する。
【００８３】
逆に、ステップＳＰ４において入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１でなく、しかもθ２＜θｓ（ｎ）＜θ３でないと判定された場合には、ステップＳＰ８において、数５により各相パルス幅τｕ（ｎ＋１）、τｖ（ｎ＋１）、τｗ（ｎ＋１）を算出してＰＷＭタイマに記憶する。
【００８４】
そして、ステップＳＰ７の処理、またはステップＳＰ８の処理が行われた場合には、そのまま元の処理に戻る。
【００８５】
なお、図示は省略しているが、数５並びに数９のパルス幅演算結果が負になった場合もしくはＴｃを越えた場合には、従来と同様にパルス幅を０もしくはＴｃに設定する処理が行われる。また、ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０となった場合にも、パルス幅をＴｃに設定する処理が行われる。
【００８６】
この実施態様においては、入力電圧位相θｓ（ｎ）が直流電圧の極大点、極小点を中心とする所定範囲であるか否かを判定することができる。そして、入力電圧位相θｓ（ｎ）がこれら所定範囲である場合において、数８に基づく平均電圧の予測を行うと、電圧の変化率極性が正から負もしくは負から正に変わることに起因して、平均電圧の予測結果には誤差が発生する。
【００８７】
したがって、入力電圧位相θｓ（ｎ）がこれら所定範囲でない場合（単調変化領域である場合）に、数８に基づいて平均電圧を精度良く予測し、数９に基づいて各相パルス幅を正確に算出することができる。逆に、入力電圧位相θｓ（ｎ）がこれら所定範囲である場合に、数５に基づいて従来方法と同程度の精度で各相パルス幅を算出することができる。
【００８８】
図５はこの発明のインバータ制御装置の他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【００８９】
このインバータ制御装置が図２のインバータ制御装置と異なる点は、入力電圧位相を検出するとともに、入力電圧位相が１８０°よりも大きい場合には１８０°を減算した値を入力電圧位相とする入力電圧位相検出部１２と、入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１、またはθ２＜θｓ（ｎ）＜θ３であるか否かを判定する判定部１３と、各相電圧指令、直流電圧、搬送波周期に基づいて数５により各相パルス幅を算出してＰＷＭタイマ１０に供給する第２パルス幅演算部１４とをさらに含み、判定部１３の判定結果に基づいて第１パルス幅演算部９、第２パルス幅演算部１４を選択的に動作させるようにしている。具体的には、入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１、またはθ２＜θｓ（ｎ）＜θ３であると判定された場合に第１パルス幅演算部９を動作させ、入力電圧位相θｓ（ｎ）がθ０＜θｓ（ｎ）＜θ１、θ２＜θｓ（ｎ）＜θ３の何れでもないと判定された場合に第２パルス幅演算部１４を動作させる。
【００９０】
上記の構成のインバータ制御装置を採用した場合には、入力電圧位相θｓ（ｎ）が直流電圧の極大点、極小点を中心とする所定範囲であるか否かを判定することができる。
【００９１】
したがって、入力電圧位相θｓ（ｎ）がこれら所定範囲でない場合（単調変化領域である場合）に、数８に基づいて平均電圧を精度良く予測し、数９に基づいて各相パルス幅を正確に算出することができる。逆に、入力電圧位相θｓ（ｎ）がこれら所定範囲である場合に、数５に基づいて従来方法と同程度の精度で各相パルス幅を算出することができる。
【００９２】
図６はこの発明のインバータ制御方法のさらに他の実施態様の要部を説明するフローチャートである。
【００９３】
ステップＳＰ１において、直流電圧ｖｄｃ（ｎ−１）、ｖｄｃ（ｎ）および入力電圧の波高値ｖｍを入力し、ステップＳＰ２において、数８によりサンプル点（ｎ＋１）から（ｎ＋２）までの期間の平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）を予測し、ステップＳＰ３において、平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０以上か否かを判定し、平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０以上であると判定された場合には、ステップＳＰ４において、平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が入力電圧の波高値ｖｍ以下か否かを判定する。
【００９４】
そして、ステップＳＰ４において平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が入力電圧の波高値ｖｍ以下であると判定された場合には、ステップＳＰ５において、数９により各相パルス幅τｕ（ｎ＋１）、τｖ（ｎ＋１）、τｗ（ｎ＋１）を算出してＰＷＭタイマに記憶する。
【００９５】
逆に、ステップＳＰ３において平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０以上でないと判定された場合、またはステップＳＰ４において平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が入力電圧の波高値ｖｍ以下でないと判定された場合には、ステップＳＰ６において、数５により各相パルス幅τｕ（ｎ＋１）、τｖ（ｎ＋１）、τｗ（ｎ＋１）を算出してＰＷＭタイマに記憶する。
【００９６】
そして、ステップＳＰ５の処理、またはステップＳＰ６の処理が行われた場合には、そのまま元の処理に戻る。
【００９７】
なお、図示は省略しているが、数５並びに数９のパルス幅演算結果が負になった場合もしくはＴｃを越えた場合には、従来と同様にパルス幅を０もしくはＴｃに設定する処理が行われる。また、ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が０となった場合にも、パルス幅をＴｃに設定する処理が行われる。
【００９８】
この実施態様においては、予測した平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が採り得ない値になっている場合に直流電圧ｖｄｃの変化率の符号が変わったことを検出することができるので、数５に基づいて従来方法と同程度の精度で各相パルス幅を算出することができる。逆に、予測した平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が存在し得る値である場合に直流電圧ｖｄｃの変化率の符号が変わっていないと判定できるので、数９に基づいて各相パルス幅を正確に算出することができる。
【００９９】
図７はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【０１００】
このインバータ制御装置が図２のインバータ制御装置と異なる点は、入力電圧の波高値ｖｍを検出する波高値検出部１５と、予測された平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）がｖｄｃ（ｎ＋３／２）≧０かつｖｄｃ（ｎ＋３／２）≦ｖｍであるか否か（存在し得る値であるか否か）を判定する判定部１６と、各相電圧指令、直流電圧、搬送波周期に基づいて数５により各相パルス幅を算出してＰＷＭタイマ１０に供給する第２パルス幅演算部１７とをさらに含み、判定部１６の判定結果に基づいて第１パルス幅演算部９、第２パルス幅演算部１７を選択的に動作させるようにしている。具体的には、予測された平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）がｖｄｃ（ｎ＋３／２）≧０かつｖｄｃ（ｎ＋３／２）≦ｖｍであると判定された場合に第１パルス幅演算部９を動作させ、予測された平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）がｖｄｃ（ｎ＋３／２）＜０またはｖｄｃ（ｎ＋３／２）＞ｖｍである（採り得ない値である）と判定された場合に第２パルス幅演算部１７を動作させる。
【０１０１】
上記の構成のインバータ制御装置を採用した場合には、予測した平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が採り得ない値になっている場合に直流電圧ｖｄｃの変化率の符号が変わったことを検出することができるので、数５に基づいて従来方法と同程度の精度で各相パルス幅を算出することができる。逆に、予測した平均電圧ｖｄｃ（ｎ＋３／２）が存在し得る値である場合に直流電圧ｖｄｃの変化率の符号が変わっていないと判定できるので、数９に基づいて各相パルス幅を正確に算出することができる。
【０１０２】
【発明の効果】
請求項１の発明は、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができるという特有の効果を奏する。
【０１０３】
請求項２の発明は、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができるという特有の効果を奏する。
【０１０４】
請求項３の発明は、直流電圧が単調変化しない領域において直流電圧を予測してパルス幅演算を行うことに伴う予測誤差の発生を未然に防止することができるほか、請求項２と同様の効果を奏する。
【０１０５】
請求項４の発明は、直流電圧が単調変化する領域であることを簡単に判定することができ、ひいては、請求項３と同様の効果を奏する。
【０１０６】
請求項５の発明は、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができるという特有の効果を奏する。
【０１０７】
請求項６の発明は、演算処理を離散的に行うにも拘わらず、電圧制御精度の低下を防止することができ、この結果、インバータ出力電圧を絶えず指令値どおりにすることができ、ひいては、整流回路の入力力率向上および高調波レス化の性能を最大限発揮させることができるという特有の効果を奏する。
【０１０８】
請求項７の発明は、直流電圧が単調変化しない領域において直流電圧を予測してパルス幅演算を行うことに伴う予測誤差の発生を未然に防止することができるほか、請求項６と同様の効果を奏する。
【０１０９】
請求項８の発明は、直流電圧が単調変化する領域であることを簡単に判定することができ、ひいては、請求項７と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のインバータ制御方法の一実施態様の要部を説明するフローチャートである。
【図２】この発明のインバータ制御装置の一実施態様を示すブロック図である。
【図３】この発明のインバータ制御方法の他の実施態様の要部を説明するフローチャートである。
【図４】入力電圧位相に対する直流電圧、入力電圧の変化を示す図である。
【図５】この発明のインバータ制御装置の他の実施態様を示すブロック図である。
【図６】この発明のインバータ制御方法のさらに他の実施態様の要部を説明するフローチャートである。
【図７】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【図８】従来のパッシブフィルタ方式のインバータシステムの構成を示す図である。
【図９】従来のアクティブフィルタ方式のインバータシステムの構成を示す図である。
【図１０】論文２、論文３で示された制御ブロックの構成を概略的に示す図である。
【図１１】信号波、搬送波、および両者の比較結果として出力されるＰＷＭ信号の関係をｕ相に着目して示す図である。
【図１２】インバータ回路の１相分、およびインバータ出力電圧を示す図である。
【図１３】図１０の制御ブロックの処理をマイコンで行い、インバータをＰＷＭ制御する場合の構成を示す図である。
【図１４】文献１のインバータ制御をマイコンにより行う場合の電流制御処理を説明するフローチャートである。
【図１５】マイコン処理とインバータ出力電圧との時間関係を説明する図である。
【図１６】誤差電圧を数７によりシミュレーションした結果を示す図である。
【符号の説明】
２ 単相ダイオード整流回路 ３ コンデンサ
４ ３相インバータ ５ モータ
７ 直流電圧検出保持部 ８ 予測部
９ 第１パルス幅演算部 １３、１６ 判定部
Claims (8)
- ダイオード整流回路（２）とインバータ（４）とを含み、ダイオード整流回路（２）の出力電圧たる直流電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動する状態でインバータ（４）に供給し、インバータ（４）の出力電圧または出力電流を負荷（５）に供給すべくマイコンを用いてインバータ（４）を制御するシステムにおいて、負荷（５）の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルからその次のサンプルまでの平均的な前記直流電圧を予測し、負荷制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいて前記次サンプル点から前記その次のサンプル点までのパルス幅を決定するパルス幅演算を行うことを特徴とするインバータ制御方法。
- ダイオード整流回路（２）とインバータ（４）とを含み、ダイオード整流回路（２）の出力電圧たる直流電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ（３）の容量を設定し、インバータ（４）の出力電圧または出力電流をモータ（５）に供給すべくマイコンを用いてインバータ（４）を制御するシステムにおいて、モータ（５）の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルからその次のサンプルまでの平均的な前記直流電圧を予測し、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいて前記次サンプル点からその次のサンプル点までのパルス幅を決定するパルス幅演算を行うことを特徴とするインバータ制御方法。
- ダイオード整流回路（２）とインバータ（４）とを含み、ダイオード整流回路（２）の出力電圧たる直流電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ（３）の容量を設定し、インバータ（４）の出力電圧または出力電流をモータ（５）に供給すべくマイコンを用いてインバータ（４）を制御するシステムにおいて、モータ（５）の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルの前記直流電圧を予測し、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行い、
前記直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うことを特徴とするインバータ制御方法。 - 予測した前記直流電圧が存在し得る値である場合に前記直流電圧が単調変化する領域であると判定する請求項３に記載のインバータ制御方法。
- ダイオード整流回路（２）とインバータ（４）とを含み、ダイオード整流回路（２）の出力電圧たる直流電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動する状態でインバータ（４）に供給し、インバータ（４）の出力電圧または出力電流を負荷（５）に供給すべくマイコンを用いてインバータ（４）を制御するシステムにおいて、負荷（５）の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルからその次のサンプルまでの平均的な前記直流電圧を予測する予測手段（７）（８）と、負荷制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいて前記次サンプル点からその次のサンプル点までのパルス幅を決定するパルス幅演算を行うパルス幅演算手段（９）（１３）（１６）とを含むことを特徴とするインバータ制御装置。
- ダイオード整流回路（２）とインバータ（４）とを含み、ダイオード整流回路（２）の出力電圧たる直流電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、ダイオード整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ（３）の容量を設定し、インバータ（４）の出力電圧または出力電流をモータ（５）に供給すべくマイコンを用いてインバータ（４）を制御するシステムにおいて、モータ（５）の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルからその次のサンプルまでの平均的な前記直流電圧を予測する予測手段（７）（８）と、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいて前記次サンプル点からその次のサンプル点までのパルス幅を決定するパルス幅演算を行うパルス幅演算手段（９）（１３）（１６）とを含むことを特徴とするインバータ制御装置。
- ダイオード整流回路（２）とインバータ（４）とを含み、ダイオード整流回路（２）の出力電圧たる直流電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動する状態でインバータ（４）に供給し、インバータ（４）の出力電圧または出力電流を負荷（５）に供給すべくマイコンを用いてインバータ（４）を制御するシステムにおいて、負荷（５）の制御演算処理の１サンプル前と現在のサンプル点との前記直流電圧の検出値から次サンプルの前記直流電圧を予測する予測手段（７）（８）と、負荷制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うパルス幅演算手段（９）（１３）（１６）とを含み、
前記パルス幅演算手段（９）（１３）は、前記直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うものであることを特徴とするインバータ制御装置。 - 前記パルス幅演算手段（９）（１６）は、予測した前記直流電圧が存在し得る値である場合に前記直流電圧が単調変化する領域であると判定し、前記直流電圧が単調変化する領域においてのみ、モータ制御演算処理により得られたインバータ電圧指令と予測した前記直流電圧に基づいてパルス幅演算を行うものである請求項７に記載のインバータ制御装置。
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