JP4674568B2

JP4674568B2 - モータインバータ

Info

Publication number: JP4674568B2
Application number: JP2006131939A
Authority: JP
Inventors: 成喜池田; 世紀坂田
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 2006-05-10
Filing date: 2006-05-10
Publication date: 2011-04-20
Anticipated expiration: 2026-05-10
Also published as: JP2007306699A

Description

本発明は、３相モータに交流電流を流してその３相モータを駆動させるモータインバータに関する。

近年のモータインバータでは、３相モータへ出力される交流電流を３相−２相変換することにより主磁束方向のｄ軸電流とそのｄ軸電流の直交方向のｑ軸電流を求め、そのｄ軸電流及びｑ軸電流に基づいてベクトル制御により３相モータを駆動させるものがある。このベクトル制御としては、ｄ軸電流やｑ軸電流がそれらに対応する指令値に近づくように、ｄ軸電流とそのｄ軸電流に対応する指令値とから得られるｄ軸電圧やｑ軸電流とそのｑ軸電流に対応する指令値とから得られるｑ軸電圧を制御することにより３相モータを駆動させるものがある。

また、３相モータの駆動方法としては、３相分の基本波を互いに１２０度ずつ位相をずらして生成し、それらの基本波と基準波（三角波）との比較結果に基づいて３相モータの各相に接続される各スイッチング素子のオン、オフを制御し、３相モータの各相に互いに１２０度ずつ位相がずれた交流電流を出力するものがある。また、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により各スイッチング素子を制御するものや各スイッチング素子のＰＷＭ制御期間をそれぞれゼロ度にする（ＰＷＭ制御しない）、いわゆる、１８０度矩形波制御により各スイッチング素子を制御するものがある。ＰＷＭ制御により各スイッチング素子を制御する場合は、３相モータの回転子が低速で回転していても回転子を滑らかに回転させることができるというメリットがあり、矩形波制御により各スイッチング素子を制御する場合は、各スイッチング素子に入力される電圧の利用率を向上させ、また、スイッチング損失の低減をすることができるというメリットがある。

そのため、ＰＷＭ制御及び矩形波制御の両方の制御を行うことが可能なようにモータインバータを構成し、損失や３相モータへ出力される交流電流の位相などに応じてＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替えるものがある（例えば、特許文献１または特許文献２参照）。
特開２００４−１６６４１５号公報特開２００１−７８４９５号公報

しかしながら、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替えつつ、３相モータを上述のようにベクトル制御により駆動させるモータインバータでは、矩形波制御を行っているとき、各スイッチング素子への入力電圧を最大値以上利用するため、ｄ軸電圧やｑ軸電圧に制限が生じる。そのため、例えば、ｄ軸電流が指令値に達していないときにｄ軸電圧及びｑ軸電圧が最大値まで大きくなってしまうと、ｄ軸電流をそれ以上大きくすることができなくなり指令値通りにｄ軸電流を制御することができなくなる。このように、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替えつつ、３相モータを上述のようにベクトル制御により駆動させるモータインバータにおいて、矩形波制御を行っているときでは、指令値通りにｄ軸電流を制御することができない場合があり、３相モータを安定して駆動できなくなるおそれがある。

そこで、本発明では、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替えつつ、３相モータをベクトル制御により駆動させる場合において、矩形波制御を行っているときの３相モータを安定して駆動させることが可能なモータインバータを提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために本発明では、以下のような構成を採用した。
すなわち、本発明のモータインバータは、複数のスイッチング素子を備え、それらのスイッチング素子がオン、オフすることにより３相モータに交流電流を流してその３相モータを駆動させるインバータと、上記交流電流を検出する検出手段と、その検出手段により検出される交流電流から主磁束方向のｄ軸電流及びそのｄ軸電流の直交方向のｑ軸電流を求め、そのｄ軸電流及びｑ軸電流に基づいてＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替えて各スイッチング素子を制御する制御回路とを備える。また、その制御回路は、ｄ軸電流がそのｄ軸電流に対応する指令値よりも小さいとき、ｄ軸電流がそのｄ軸電流に対応する指令値に近づくように、矩形波制御に切り替わる前のｄ軸電流とｑ軸電流および該ｄ軸電流と該ｑ軸電流に対応する指令値とから得られるｄ軸電圧とｑ軸電圧の合成ベクトルである制御電圧ベクトルの位相を補正し、その補正した制御電圧ベクトルの位相に基づいて矩形波制御を行う。

これにより、矩形波制御に切り替わる際、ｄ軸電圧とｑ軸電圧とを相対的に増減させてｄ軸電流をそのｄ軸電流に対応する指令値に近づけることができるので、矩形波制御に切り替わってもｄ軸電圧及びｑ軸電圧が最大値まで大きくならないようにすることができる。従って、矩形波制御を行っているときにｄ軸電流が指令値通りに制御することができなくなることを防止することができるので、３相モータを安定して駆動させることができる。

また、上記制御回路は、上記ｄ軸電圧及び上記ｑ軸電圧とインバータへの入力電圧とから得られる変調率が所定値より大きいとき、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替え、変調率が所定値以下であるときで、かつ、上記ｑ軸電流がそのｑ軸電流に対応する指令値通りであるとき、矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替えるように構成してもよい。

これにより、変調率が所定値以下であってもｑ軸電流がそのｑ軸電流に対応する指令値通りになるまで矩形波制御を継続させることができるので、変調率が所定値以下であるときにすぐに正弦波ＰＷＭ制御または過変調制御に切り替える場合に比べて、制御切替のハンチングを抑制することができる。

また、上記制御回路は、上記ｄ軸電流に対応する指令値から上記ｄ軸電流を差し引いた値がゼロになるようにＰＩ制御により上記制御電圧ベクトルの位相を補正する際の補正値を求めるように構成してもよい。

本発明によれば、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替えつつ、３相モータをベクトル制御により駆動させるモータインバータにおいて、矩形波制御時、３相モータを安定して駆動させることができる。

以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
図１は、本発明の実施形態のモータインバータを示す図である。
図１に示すモータインバータ１は、互いに直列接続される２つのスイッチング素子２（例えば、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など）が３組それぞれ直流電源３にコンデンサ４を介して並列接続されて構成されるインバータ５と、各スイッチング素子２がオン、オフすることによりスイッチング素子２の各接続点（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）からそれぞれ交流電流が出力されて駆動する３相モータ６の３相のうちのＵ相及びＷ相に流れる各交流電流を検出する電流検出回路７（検出手段）と、インバータ５に入力される電圧Ｖｉｎを検出する電圧検出回路８と、３相モータ６の回転子の電気角θに対応する信号を出力する電気角検出回路９と、電流検出回路７により検出される各交流電流、電圧検出回路８により検出される電圧Ｖｉｎ、及び電気角検出回路９から出力される信号に基づいて各スイッチング素子２のオン、オフを制御する制御回路１０とを備えて構成されている。なお、上記電流検出回路７は、例えば、ホール素子などが考えられる。また、上記電圧検出回路８は、例えば、シャント抵抗などが考えられる。また、上記電気角検出回路９は、例えば、レゾルバやロータリーエンコーダなどが考えられる。

上記制御回路１０は、電流検出回路７により検出される２相分の交流電流から３相分の交流電流を求め、それらの交流電流を３相−２相変換することにより３相モータ６の主磁束方向のｄ軸電流Ｉｄ及びそのｄ軸電流Ｉｄの直交方向のｑ軸電流Ｉｑに変換する３相−２相変換部１１と、３相−２相変換部１１により変換されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと所望な出力電流やトルクなどに対応する指令値Ｉｄｏ及び指令値Ｉｑｏとに基づいてｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを演算する電圧演算部１２と、電圧演算部１２により演算されるｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑと電圧検出回路８により検出される電圧Ｖｉｎに基づいて変調率Ｍを演算する変調率演算部１３と、電気角検出回路９から出力される信号に基づいて３相モータ６の回転子の電気角θを演算する電気角演算部１４と、変調率演算部１３により演算される変調率Ｍに基づいて各スイッチング素子２のオン、オフの制御方式として正弦波ＰＷＭ制御または過変調制御と矩形波制御とを切り替えると共に、３相−２相変換部１１により変換されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ、電気角演算部１４により演算される電気角θ、並びに指令値Ｉｄｏ及び指令値Ｉｑｏなどに基づいて各スイッチング素子２のオン、オフを制御するための制御信号を出力する制御部１５とを備えて構成されている。

上記電圧演算部１２は、例えば、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを下記の式（数１）及び式（数２）により求める。

なお、式（数１）及び式（数２）の各右辺の第１項をＰＩ制御のＰ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ）項とし第２項をＩ（Ｉｎｔｅｇｒａｌ）項とし、Ｉｄｅｒｒ＝（ｄ軸電流Ｉｄ）−（指令値Ｉｄｏ）、Ｉｑｅｒｒ＝（ｑ軸電流Ｉｑ）−（指令値Ｉｑｏ）、ＫｐをＰ項の定数、ＫｉをＩ項の定数、ωを３相モータ６の回転子の角速度、Ｌｄをｄ軸インダクタンス、Ｌｑをｑ軸インダクタンス、Ｋｅを誘起電圧定数とする。

上記変調率演算部１３は、例えば、変調率Ｍを下記の式（数３）により求める。

上記制御部１５は、例えば、０≦変調率Ｍ≦１．０のとき、各スイッチング素子２を正弦波ＰＷＭ制御により制御し、１．０＜変調率Ｍ≦１．２のとき、各スイッチング素子２を過変調制御により制御し、１．２＜変調率Ｍのとき、各スイッチング素子２を矩形波制御により制御する。すなわち、制御部１５は、変調率Ｍ≦所定値のとき、各スイッチング素子２を正弦波ＰＷＭ制御または過変調制御により制御し、変調率Ｍ＞所定値のとき、各スイッチング素子２を矩形波制御により制御する。なお、上記所定値は、任意の値に設定可能とする。

図２は、制御部１５を示す図である。
図２に示す制御部１５は、切替部１６と、位置情報演算部１７，１８と、制御信号出力部１９を有する。切替部１６は、変調率Ｍが上記所定値以下であると判断すると、上述のようにｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを求めて出力し、変調率Ｍが上記所定値よりも大きいと判断すると、補正値Δθを求めて出力する。位置情報演算部１７は、切替部１６からｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑが出力されると、そのｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑと電気角演算部１４により演算される電気角θとにより回転子の制御位置情報ｐｈ１を演算する。また、位置情報演算部１８は、切替部１６から補正値Δθが出力されると、その補正値Δθと電気角演算部１４により演算される電気角θとにより回転子の制御位置情報ｐｈ２を出力する。制御信号出力部１９は、位置情報演算部１７から制御位置情報ｐｈ１が出力されると、各スイッチング素子２を正弦波ＰＷＭ制御するための基本波または過変調制御するための基本波と基準波とを比較して各スイッチング素子２に制御信号を出力し、位置情報演算部１８から制御位置情報ｐｈ２が出力されると、各スイッチング素子２を矩形波制御するための基本波と基準波とを比較して各スイッチング素子２に制御信号を出力する。

（正弦波ＰＷＭ制御または過変調制御）
上記切替部１６は、変調率Ｍが上記所定値以下であると判断すると、上述のようにｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを求め、そのｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを位置情報演算部１７へ出力する。

上記位置情報演算部１７は、電気角θとｔａｎ^-1（Ｖｑ／Ｖｄ）とを加算することにより、図３（ｂ）に示すように、３相モータ６のある軸α（例えば、Ｕ相軸）を基準とする回転子の制御位相である制御位置情報ｐｈ１を求める。

上記制御信号出力部１９は、各スイッチング素子２を正弦波ＰＷＭ制御により制御する場合、図４（ａ）に示すように、制御位置情報ｐｈ１に対応する値において正弦波ＰＷＭ制御用の基本波（例えば、Ｕ相）と基準波とを比較して制御信号を出力する。また、各スイッチング素子２を過変調制御により制御する場合は、図４（ｂ）に示すように、制御位置情報ｐｈ１に対応する値において過変調制御用の基本波（例えば、Ｕ相）と基準波とを比較して制御信号を出力する。

（矩形波制御）
上記切替部１６は、変調率Ｍが上記所定値よりも大きいと判断すると、矩形波制御に移行する。

まず切替部１６は、ｄ軸電流Ｉｄが指令値Ｉｄｏよりも小さいか否かを判断する。ｄ軸電流Ｉｄが指令値Ｉｄｏよりも小さいと判断すると、切替部１６は、矩形波制御に移行する直前のｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑによって求められるｔａｎ^-1（Ｖｑ／Ｖｄ）から補正量θｃを差し引いた補正値Δθを位置情報演算部１８へ出力する。すなわち、矩形波制御に移行する直前のｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑによって求められるｔａｎ^-1（Ｖｑ／Ｖｄ）に対して、ｄ軸に沿う方向へ補正する。なお、切替部１６は、ｄ軸電流Ｉｄが指令値Ｉｄｏよりも小さくないと判断すると、補正値Δθを補正せずにそのまま位置情報演算部１８に出力するものとする。また、切替部１６は、例えば、補正量θｃを下記の式（数４）により求めるものとする。

なお、式（数４）の右辺の第１項をＰＩ制御のＰ項とし第２項をＩ項とし、Ｉｄｒｅｆ＝（指令値Ｉｄｏ）−（ｄ軸電流Ｉｄ）、ＫｐをＰ項の定数、ＫｉをＩ項の定数とする。
このように、矩形波制御に切り替える際、ｄ軸電流Ｉｄが指令値Ｉｄｏに達するように大きくなる場合では、ｄ軸電流Ｉｄがマイナスであるため、上記式（数２）の第３項が小さくなる。すると、相対的に式（数２）の第１項及び第２項が大きくなり、ｑ軸電流Ｉｑが大きくなる。

また、矩形波制御中に切替部１６は、変調率Ｍが上記所定値以下であると判断すると、ｑ軸電流Ｉｑが指令値Ｉｑｏに達しているか否かを判断し、ｑ軸電流Ｉｑが指令値Ｉｑｏに達していると判断すると、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを求めて出力する（正弦波ＰＷＭ制御または過変調制御に移行する）ように構成してもよい。これにより、変調率Ｍが所定値以下であってもｑ軸電流Ｉｑが指令値Ｉｑｏ通りになるまで矩形波制御を継続させることができるので、変調率Ｍが所定値以下であると判断するとすぐに正弦波ＰＷＭ制御または過変調制御に切り替える場合に比べて、制御切替のハンチングを抑制することができる。

上記位置情報演算部１８は、電気角θと補正値Δθとを加算することにより、図３（ｃ）に示すように、３相モータ６のある軸α（例えば、Ｕ相軸）を基準とする回転子の制御位相である制御位置情報ｐｈ２を求める。

そして、図４（ｃ）に示すように、制御位置情報ｐｈ２に対応する値において矩形波制御用の基本波（例えば、Ｕ相）と基準波とを比較して制御信号を出力する。
このように、本実施形態のモータインバータ１では、矩形波制御に切り替える際、ｄ軸電流Ｉｄが指令値Ｉｄｏよりも小さいと判断すると、矩形波制御に移行する直前のｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑによって求められるｔａｎ^-1（Ｖｑ／Ｖｄ）から補正量θｃを差し引いて補正値Δθを求める。これにより、図３（ａ）に示すように、ｄ軸電圧Ｖｄとｑ軸電圧Ｖｑとの合成ベクトルである実線で示される制御電圧ベクトルがｄ軸側に振られ、破線で示される補正後の制御電圧ベクトルとなり、その分ｄ軸電圧Ｖｄが増加すると共にｑ軸電圧Ｖｑが相対的に減少する。このように、補正値Δθを用いることにより、矩形波制御に切り替わる際、ｄ軸電圧Ｖｄとｑ軸電圧Ｖｑとを相対的に増減させつつｄ軸電流Ｉｄを指令値Ｉｄｏに近づけることができるので、矩形波制御に切り替わってもｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑが最大値まで大きくならないようにすることができる。従って、矩形波制御を行っているときにｄ軸電流Ｉｄが指令値Ｉｄｏ通りに制御することができなくなることを防止することができるので、３相モータ６を安定して駆動させることができる。

なお、正弦波ＰＷＭ制御を行う場合は、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑが最大値になるまでに余裕があるため、上述したように、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを制御する従来のベクトル制御を行ってもｄ軸電流Ｉｄを指令値Ｉｄｏ通りに制御することができる。

上記実施例において指令値は電流（指令値Ｉｄｏ，Ｉｑｏ）であったが、電圧値を指令値として、切替部１６へ入力する前段階で電流値に変換するようにしても良い。
上記実施例において補正量θｃはＰＩ制御によって求められるものに限らない。例えば、ｄ軸電流Ｉｄと指令値Ｉｄｏとの差を用いた値や、予め決まった所定量、所定の割合などでも良い。

上記実施例において正弦波ＰＷＭ制御または過変調制御から、矩形波制御に移行する条件として変調率Ｍを用いたが、この構成に限らない。ｄ軸電流Ｉｄやｑ軸電流Ｉｑの増減などを用いて必要に応じて移行させればよい。

上記実施例においてＰＷＭ制御として図４（ａ）（ｂ）に示すように正弦波ＰＷＭ制御と過変調制御を挙げたが、その他の基本波と基準波をもちいてＰＷＭ制御させても良い。
上記実施例において、切替部１６はｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑを求めて位置情報演算部１７へ出力したが、この構成に限らない。電圧演算部１２から直接位置情報演算部１７へｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑを入力しても良い。この場合切替部１６は単にＰＷＭ制御を行なうか矩形波制御を行なうかの判断をして、位置情報演算部１７へ信号を伝達すればよい。

上記実施例において切替部１６は補正値Δθを位置情報演算部１８へ出力したが、単にＰＷＭ制御を行なうか矩形波制御を行なうかの判断し、補正量θｃ、補正値Δθは位置情報演算部１８で演算しても良い。この場合、ｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑは電圧演算部１２から直接位置情報演算部１８へ入力しても良いし、切替部１６から位置情報演算部１８へ入力してもよい。

本発明の実施形態のモータインバータを示す図である。本実施形態の制御回路を示す図である。（ａ）は、制御電圧ベクトルの補正量θｃを示す図である。（ｂ）は、正弦波ＰＷＭ制御時または過変調制御時の３相モータの回転子の制御位置情報ｐｈ１を示す図である。（ｃ）は、矩形波制御時の３相モータの回転子の制御位置情報ｐｈ２を示す図である。（ａ）は、正弦波ＰＷＭ制御用の基本波を示す図である。（ｂ）は、過変調制御用の基本波を示す図である。（ｃ）は、矩形波制御用の基本波を示す図である。

符号の説明

１モータインバータ
２スイッチング素子
３直流電源
４コンデンサ
５インバータ
６３相モータ
７電流検出回路
８電圧検出回路
９電気角検出回路
１０制御回路
１１３相−２相変換部
１２電圧演算部
１３変調率演算部
１４電気角演算部
１５制御部
１６切替部
１７位置情報演算部
１８位置情報演算部
１９制御信号出力部

Claims

複数のスイッチング素子を備え、それらのスイッチング素子がオン、オフすることにより３相モータに交流電流を流して前記３相モータを駆動させるインバータと、
前記交流電流を検出する検出手段と、
前記検出手段により検出される交流電流から主磁束方向のｄ軸電流及びそのｄ軸電流の直交方向のｑ軸電流を求め、そのｄ軸電流及びｑ軸電流に基づいてＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替えて前記各スイッチング素子を制御する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記ｄ軸電流がそのｄ軸電流に対応する指令値よりも小さいとき、前記ｄ軸電流がそのｄ軸電流に対応する指令値に近づくように、前記矩形波制御に切り替わる前の前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流および該ｄ軸電流と該ｑ軸電流に対応する指令値とから得られるｄ軸電圧とｑ軸電圧の合成ベクトルである制御電圧ベクトルの位相を補正し、その補正した制御電圧ベクトルの位相に基づいて前記矩形波制御を行う、
ことを特徴とするモータインバータ。
請求項１に記載のモータインバータであって、
前記制御回路は、前記ｄ軸電圧及び前記ｑ軸電圧と前記インバータへの入力電圧とから得られる変調率が所定値より大きいとき、前記ＰＷＭ制御から前記矩形波制御に切り替え、前記変調率が所定値以下であるときで、かつ、前記ｑ軸電流がそのｑ軸電流に対応する指令値通りであるとき、前記矩形波制御から前記ＰＷＭ制御に切り替える、
ことを特徴とするモータインバータ。
請求項１に記載のモータインバータであって、
前記制御回路は、前記ｄ軸電流に対応する指令値から前記ｄ軸電流を差し引いた値がゼロになるようにＰＩ制御により前記制御電圧ベクトルの位相を補正する際の補正値を求める、
ことを特徴とするモータインバータ。