JP4670867B2 - Current-controlled power converter - Google Patents

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Description

この発明は、電流制御形電力変換装置に関する。   The present invention relates to a current control type power converter.

従来、電流制御形電力変換装置としては、直流側の電流センサ１つで線電流を検出するものがある(例えば、特開２００４−２８２９７４号公報(特許文献１)参照)。   Conventionally, as a current control type power converter, there is one that detects a line current with one DC-side current sensor (see, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-282974 (Patent Document 1)).

この電流制御形電力変換装置は、原理的に線電流が検出できない位相があり、座標変換によりｄｑ軸電流を求めるために三相電流の瞬時値を検出する電流センサを交流側に設ける必要がある。   This current control type power conversion device has a phase in which a line current cannot be detected in principle, and it is necessary to provide a current sensor for detecting an instantaneous value of a three-phase current on the AC side in order to obtain a dq axis current by coordinate conversion. .

このような、交流側に電流センサを設けた電流制御形電力変換装置では、電力系統に接続されるときに直流分を含んだ電流が系統側の変圧器に流れると、変圧器の偏磁を招くという問題がある。資源エネルギー庁の「系統連系技術要件ガイドライン」によれば、交流側の直流レベルを定格交流電流の１％程度以下にする必要がある。   In such a current control type power conversion device provided with a current sensor on the AC side, when a current including a DC component flows to the transformer on the system side when connected to the power system, the transformer is demagnetized. There is a problem of inviting. According to the Agency for Natural Resources and Energy's “Guidelines for Grid Connection Technology Requirements”, the DC level on the AC side must be about 1% or less of the rated AC current.

このため、上記交流側に電流センサを設けた電流制御形電力変換装置の電流制御には、直流分の検出が可能なＤＣＣＴを交流側に設ける必要があり、このようなＤＣＣＴのホール素子から出力される低い電圧信号は増幅器で増幅しなければならないため、振幅、オフセット、温度ドリフトについて高い精度で補償されたＤＣＣＴを用いる必要があり、コストが高くなるという問題がある。
特開２００４−２８２９７４号公報 For this reason, it is necessary to provide a DCCT capable of detecting a DC component on the AC side for current control of the current control type power converter provided with a current sensor on the AC side, and output from such a DCCT Hall element. Since a low voltage signal to be generated must be amplified by an amplifier, it is necessary to use DCCT compensated with high accuracy with respect to amplitude, offset, and temperature drift, which increases the cost.
JP 2004-282974 A

そこで、この発明の課題は、簡単な構成で交流側に用いられる電流センサの振幅,オフセットや温度ドリフトを補償でき、安価な電流センサを用いてコストを低減できる電流制御形電力変換装置を提供することにある。   Accordingly, an object of the present invention is to provide a current control type power converter that can compensate for the amplitude, offset, and temperature drift of a current sensor used on the AC side with a simple configuration and can reduce the cost by using an inexpensive current sensor. There is.

上記課題を解決するため、この発明の電流制御形電力変換装置は、
三相ブリッジ回路を構成する６つのスイッチング素子を有し、三相交流電圧を直流電圧に変換するかまたは直流電圧を三相交流電圧に変換する変換部と、
上記変換部の交流側電流を検出する交流側電流検出部と、
上記変換部の直流側電流を検出する直流側電流検出部と、
上記交流側電流検出部により検出された上記交流側電流と上記直流側電流検出部により検出された上記直流側電流に基づいて、上記変換部を空間ベクトル変調法を用いたパルス幅変調により制御する制御部と
を備え、
上記制御部は、
上記直流側電流検出部により検出された上記直流側電流のうちの上記交流側電流の所定の相の電流分に対応する電流分と、上記交流側電流検出部により検出された上記交流側電流の所定の相の電流分とに基づいて得られた振幅補正値により、上記交流側電流検出部により検出された上記交流側電流の振幅誤差を補正すると共に、
上記直流側電流検出部により検出された上記直流側電流のうちの上記交流側電流の所定の相の電流分に対応する電流分の直流側オフセット成分と、上記交流側電流検出部により検出された上記交流側電流の所定の相の電流分の交流側オフセット成分とに基づいて得られたオフセット補正値により、上記交流側電流検出部により検出された上記交流側電流のオフセット誤差を補正することを特徴とする。 In order to solve the above problems, a current control type power converter according to the present invention is
A converter that has six switching elements constituting a three-phase bridge circuit and converts a three-phase AC voltage into a DC voltage or converts a DC voltage into a three-phase AC voltage;
An AC side current detection unit that detects an AC side current of the conversion unit;
A DC side current detection unit for detecting a DC side current of the conversion unit;
Based on the AC side current detected by the AC side current detection unit and the DC side current detected by the DC side current detection unit, the conversion unit is controlled by pulse width modulation using a space vector modulation method. A control unit,
The control unit
Of the DC side current detected by the DC side current detection unit, a current corresponding to a current component of a predetermined phase of the AC side current, and the AC side current detected by the AC side current detection unit With the amplitude correction value obtained based on the current component of the predetermined phase, the amplitude error of the alternating current detected by the alternating current detector is corrected,
Of the DC-side current detected by the DC-side current detector, a DC-side offset component corresponding to a current component of a predetermined phase of the AC-side current and detected by the AC-side current detector Correcting an offset error of the AC side current detected by the AC side current detection unit by an offset correction value obtained based on an AC side offset component corresponding to a current of a predetermined phase of the AC side current. Features.

上記構成の電流制御形電力変換装置によれば、空間ベクトル変調法によるパルス幅変調では、上記直流側電流検出部により検出された変換部の直流側電流の所定の位相区間おいて、変換部の交流側電流の所定の相の電流分に相当する電流が流れる。また、通常シャント抵抗が用いられる直流側電流検出部により検出される上記直流側電流は、振幅誤差,オフセットや温度ドリフトが少なく、上記交流側電流の所定の相の電流分に相当する電流を基準に用いることによって、上記交流側電流検出部により検出される上記交流側電流の所定の相の電流分に対して、振幅誤差とオフセット誤差を補正することが可能となる。したがって、簡単な構成で交流側に用いられる電流センサの振幅,オフセットや温度ドリフトを補償でき、安価な電流センサを用いてコストを低減できる。 According to the current-controlled power conversion device having the above configuration, in the pulse width modulation by the space vector modulation method, in the predetermined phase section of the DC side current of the conversion unit detected by the DC side current detection unit, the conversion unit A current corresponding to a predetermined phase of the AC side current flows. In addition, the DC current detected by the DC current detector that normally uses a shunt resistor has less amplitude error, offset, and temperature drift, and is based on a current corresponding to a current component of a predetermined phase of the AC current. As a result, the amplitude error and the offset error can be corrected with respect to the current component of a predetermined phase of the AC side current detected by the AC side current detection unit. Therefore, the amplitude, offset, and temperature drift of the current sensor used on the AC side can be compensated with a simple configuration, and the cost can be reduced by using an inexpensive current sensor.

また、一実施形態の電流制御形電力変換装置では、上記制御部は、起動時に、上記交流側電流の振幅誤差の補正または上記交流側電流のオフセット誤差の補正の少なくとも一方を行う。 In the current control type power converter of one embodiment, the control unit performs at least one of the correction of the amplitude error of the AC side current and the correction of the offset error of the AC side current at the time of activation.

上記実施形態によれば、起動時に、上記交流側電流検出部により検出された上記交流側電流の振幅誤差の補正またはオフセット誤差の補正の少なくとも一方を制御部が行うことによって、上記交流側電流の振幅,オフセットの温度ドリフトを解消できる。 According to the embodiment, at the time of start-up, the control unit performs at least one of the amplitude error correction or the offset error correction of the AC side current detected by the AC side current detection unit. Amplitude and offset temperature drift can be eliminated.

また、一実施形態の電流制御形電力変換装置では、上記制御部は、運転中に、上記交流側電流の振幅誤差の補正または上記交流側電流のオフセット誤差の補正の少なくとも一方を行う。 In the current control type power converter of one embodiment, the control part performs at least one of correction of the amplitude error of the AC side current or correction of the offset error of the AC side current during operation.

上記実施形態によれば、運転中に、上記交流側電流検出部により検出された上記交流側電流の振幅誤差の補正またはオフセット誤差の補正の少なくとも一方を制御部が行うことによって、上記交流側電流の振幅,オフセットの温度ドリフトを解消できる。 According to the embodiment, during operation, the control unit performs at least one of the amplitude error correction or the offset error correction of the AC side current detected by the AC side current detection unit, thereby the AC side current. The temperature drift of the amplitude and offset can be eliminated.

以上より明らかなように、この発明の電流制御形電力変換装置によれば、簡単な構成で交流側に用いられる電流センサの振幅,オフセットや温度ドリフトを補償でき、安価な電流センサを用いてコストを低減できる。   As is clear from the above, according to the current control type power converter of the present invention, it is possible to compensate for the amplitude, offset and temperature drift of the current sensor used on the AC side with a simple configuration. Can be reduced.

また、一実施形態の電流制御形電力変換装置によれば、起動時に、上記交流側電流の振幅誤差の補正、または、上記交流側電流のオフセット誤差の補正の少なくとも一方を行うことによって、上記交流側電流検出部の振幅,オフセットのばらつきを解消できる。 Further, according to the current control type power conversion device of one embodiment, at the time of start-up, by performing at least one of correction of the amplitude error of the AC side current or correction of the offset error of the AC side current, the AC current Variations in amplitude and offset of the side current detector can be eliminated.

また、一実施形態の電流制御形電力変換装置によれば、運転中に、上記交流側電流の振幅誤差の補正、または、上記交流側電流のオフセット誤差の補正の少なくとも一方を行うことによって、上記交流側電流検出部の振幅,オフセットの温度ドリフトを解消できる。 Further, according to the current control type power conversion device of one embodiment, during operation, by performing at least one of the correction of the amplitude error of the AC side current or the correction of the offset error of the AC side current, The temperature drift of the amplitude and offset of the AC side current detector can be eliminated.

以下、この発明の電流制御形電力変換装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。   Hereinafter, the current control type power converter of the present invention will be described in detail with reference to the illustrated embodiments.

図１はこの発明の実施の一形態の電流制御形電力変換装置の構成を示している。この電流制御形電力変換装置は、直流側から交流側に電流が流れる逆変換器として構成した例を示しているが、点線で示すように、直流電源Ｅの代わりに負荷Ｒを接続して、交流側から直流側に電流が流れる順変換器としても動作することができる。   FIG. 1 shows the configuration of a current-controlled power converter according to an embodiment of the present invention. This current control type power conversion device shows an example configured as an inverse converter in which a current flows from the DC side to the AC side, but as shown by a dotted line, a load R is connected instead of the DC power source E, It can also operate as a forward converter in which current flows from the AC side to the DC side.

この電流制御形電力変換装置は、図１に示すように、三相交流電源１０のＲ相の出力端子をリアクトルＬRを介して変換部の一例としてのパワーモジュール３の第１交流側端子に接続し、三相交流電源１０のＳ相の出力端子をリアクトルＬSを介してパワーモジュール３の第２交流側端子に接続し、三相交流電源１０のＴ相の出力端子をリアクトルＬTを介してパワーモジュール３の第３交流側端子に接続している。上記パワーモジュール３の正極側端子にコンデンサＣの一端を接続し、コンデンサＣの他端をシャント抵抗７を介して負極側端子に接続している。上記コンデンサＣに直流電源Ｅを並列に接続している。 The current controlled power converter, as shown in FIG. 1, the first AC terminals of the power module 3 as one example of the conversion unit output terminal of the R-phase of the three-phase AC power supply 10 via the reactor L R connect, connected to the second AC terminals of the power module 3 to the output terminal of the S-phase of the three-phase AC power supply 10 via the reactor L S, an output terminal of the T-phase of the three-phase AC power supply 10 to reactor L T To the third AC side terminal of the power module 3. One end of a capacitor C is connected to the positive terminal of the power module 3, and the other end of the capacitor C is connected to the negative terminal via a shunt resistor 7. A DC power source E is connected to the capacitor C in parallel.

また、上記電流制御形電力変換装置は、三相交流電源１０のＲ相電圧の位相を検出する位相検出部４と、リアクトルＬRとリアクトルＬSを夫々流れる電流を検出する交流側電流検出部の一例としての電流センサ１,２と、シャント抵抗７により検出される電流を表す信号を増幅する増幅器６と、上記位相検出部４からの信号と電流センサ１,２からの信号および増幅器６からの信号に基づいて、パワーモジュール３に制御信号を出力する制御回路５とを備える。上記位相検出部４と増幅器６と制御回路５で制御部１１を構成している。上記シャント抵抗７と増幅器６で直流側電流検出部を構成している。 The current control type power converter includes a phase detector 4 that detects the phase of the R-phase voltage of the three-phase AC power supply 10, and an AC-side current detector that detects currents flowing through the reactor L R and the reactor L S , respectively. As an example, the current sensors 1 and 2, the amplifier 6 that amplifies a signal representing the current detected by the shunt resistor 7, the signal from the phase detector 4, the signal from the current sensors 1 and 2, and the amplifier 6 And a control circuit 5 that outputs a control signal to the power module 3 based on the above signal. The phase detector 4, the amplifier 6, and the control circuit 5 constitute a controller 11. The shunt resistor 7 and the amplifier 6 constitute a DC side current detector.

上記パワーモジュール３は、スイッチング素子の一例としての６つのトランジスタＱ１〜Ｑ６により三相ブリッジ回路を構成している。   The power module 3 constitutes a three-phase bridge circuit with six transistors Q1 to Q6 as examples of switching elements.

上記制御回路５は、図２に示す電圧ベクトルを順次選択する空間ベクトル変調法によりＰＷＭ変調でパワーモジュール３を制御する。ここで、６０度毎に分割される６つのモードの領域内の位相角φにより、電圧ベクトルτ4,τ6,τ0の時比率は次の(１)〜(３)式により求められる。

Figure 0004670867
Ｔ0：キャリア周期、ｋs：電圧制御率 The control circuit 5 controls the power module 3 by PWM modulation using a space vector modulation method that sequentially selects voltage vectors shown in FIG. Here, the time ratios of the voltage vectors τ4, τ6, τ0 are obtained by the following equations (1) to (3) based on the phase angle φ in the region of the six modes divided every 60 degrees.
Figure 0004670867
T 0 : carrier cycle, ks: voltage control rate

また、表１は各モードの領域毎の電圧ベクトル、直流電流、逆変換のときの直流側に表れる線電流成分、順変換のときの直流側に表れる線電流成分、および、電圧ベクトルの出力時間を示している。   Table 1 shows the voltage vector, DC current, line current component appearing on the DC side during reverse conversion, line current component appearing on the DC side during forward conversion, and output time of the voltage vector for each mode area. Is shown.

Figure 0004670867
Figure 0004670867

例えば、モード１においては、電圧ベクトルＶ４,Ｖ６が選択され、電圧ベクトルＶ４ではＲ相上アーム(トランジスタＱ１)がオンするため、Ｒ相の電流が直流側のシャント抵抗７に流れて、逆変換では正の電圧信号Irとして検出され、順変換では負の電圧信号-Irとして検出される。また、電圧ベクトルＶ６ではＴ相下アーム(トランジスタＱ６)がオンするため、Ｔ相の電流が直流側のシャント抵抗７に流れて、逆変換では負の電圧信号-Itとして検出され、順変換では正の電圧信号Itとして検出される。このように、シャント抵抗７に発生する電圧信号を電圧ベクトルＶ４,Ｖ６の出力時間内にサンプリングすることにより、交流側の線電流を検出することができる。   For example, in the mode 1, the voltage vectors V4 and V6 are selected, and the R-phase upper arm (transistor Q1) is turned on in the voltage vector V4, so that the R-phase current flows through the shunt resistor 7 on the DC side and is inversely converted. Is detected as a positive voltage signal Ir, and forward conversion is detected as a negative voltage signal -Ir. In addition, since the T-phase lower arm (transistor Q6) is turned on in the voltage vector V6, the T-phase current flows through the shunt resistor 7 on the DC side, and is detected as a negative voltage signal -It in the reverse conversion, and in the forward conversion. Detected as a positive voltage signal It. In this way, by sampling the voltage signal generated in the shunt resistor 7 within the output time of the voltage vectors V4 and V6, the AC side line current can be detected.

このシャント抵抗７に発生する電圧信号のサンプリングは、トリガー信号により制御回路５のＡ／Ｄコンバータをスタートさせることにより行う。   Sampling of the voltage signal generated in the shunt resistor 7 is performed by starting the A / D converter of the control circuit 5 by the trigger signal.

図４は、二相変調波形における検出タイミングを示し、図５は、三相変調波形における検出タイミングを示している。   FIG. 4 shows the detection timing in the two-phase modulation waveform, and FIG. 5 shows the detection timing in the three-phase modulation waveform.

図４,図５に示すように、ＰＷＭ出力は上記(１)〜(３)式より求まる通電時間をＰＷＭカウンタで比較することにより得られ、検出可能な期間は、各電圧ベクトルの出力期間よりデッドタイムを除いた図中の傾斜部となる。このため、ＰＷＭカウンタと同期した別のＡ／Ｄトリガーカウンタを用いて、図中の式で得られる値と比較することにより、検出可能期間の中間でＡ／Ｄコンバータをスタートさせるトリガー信号を発生させることができる。   As shown in FIGS. 4 and 5, the PWM output is obtained by comparing the energization time obtained from the above equations (1) to (3) with a PWM counter, and the detectable period is from the output period of each voltage vector. It becomes an inclined part in the figure excluding the dead time. For this reason, using another A / D trigger counter synchronized with the PWM counter, the trigger signal for starting the A / D converter is generated in the middle of the detectable period by comparing with the value obtained by the equation in the figure Can be made.

図４では、Ａ／Ｄトリガーカウンタが電圧ベクトルＶ０の出力時間τ０の中間τ０／２をカウントすると、直流電流ｉ0をサンプリングし、Ａ／Ｄトリガーカウンタが時間(τ０＋τ４／２＋ｔd／２)をカウントすると、直流電流ｉ1をサンプリングし、Ａ／Ｄトリガーカウンタが時間(τ０＋τ４+τ６／２＋ｔd／２)をカウントすると、直流電流ｉ2をサンプリングする。   In FIG. 4, when the A / D trigger counter counts the middle τ0 / 2 of the output time τ0 of the voltage vector V0, the DC current i0 is sampled, and the A / D trigger counter counts the time (τ0 + τ4 / 2 + td / 2). When the DC current i1 is sampled and the A / D trigger counter counts time (τ0 + τ4 + τ6 / 2 + td / 2), the DC current i2 is sampled.

一方、図５では、Ａ／Ｄトリガーカウンタが時間τ０／４をカウントすると、直流電流ｉ0をサンプリングし、Ａ／Ｄトリガーカウンタが時間(τ０／２＋τ４／２＋ｔd／２)をカウントすると、直流電流ｉ1をサンプリングし、Ａ／Ｄトリガーカウンタが時間(τ０／２＋τ４+τ６／２＋ｔd／２)をカウントすると、直流電流ｉ2をサンプリングする。   On the other hand, in FIG. 5, when the A / D trigger counter counts the time τ0 / 4, the DC current i0 is sampled, and when the A / D trigger counter counts the time (τ0 / 2 + τ4 / 2 + td / 2), the DC current i1. When the A / D trigger counter counts time (τ0 / 2 + τ4 + τ6 / 2 + td / 2), the DC current i2 is sampled.

なお、電圧ベクトルＶ０,Ｖ７が選択される零ベクトル期間は、三相交流電源１０とパワーモジュール３との間を環流するため、シャント抵抗７には電流は流れないが、ここでは、シャント抵抗７の信号を増幅する増幅器６のオフセットレベルをまず補正するために、他のベクトルと同様にサンプリングして、次の(４)式,(５)式により補正する。

Figure 0004670867
During the zero vector period in which the voltage vectors V0 and V7 are selected, no current flows through the shunt resistor 7 because it circulates between the three-phase AC power supply 10 and the power module 3, but here the shunt resistor 7 In order to first correct the offset level of the amplifier 6 that amplifies the above signal, sampling is performed in the same manner as other vectors, and correction is performed by the following equations (4) and (5).
Figure 0004670867

なお、二相変調波形、三相変調波形において、図４,図５以外のベクトルパターンも選択できるが、上記(１)〜(３)式の通電時間に基づいて、制御回路５のＡ／Ｄコンバータへのトリガータイミングを設定すればよく、また、オフセット検出は電圧ベクトルＶ０,Ｖ７のいずれのタイミングで行ってもよい。   In the two-phase modulation waveform and the three-phase modulation waveform, vector patterns other than those shown in FIGS. 4 and 5 can be selected. However, the A / D of the control circuit 5 is based on the energization time of the above equations (1) to (3). The trigger timing for the converter may be set, and the offset detection may be performed at any timing of the voltage vectors V0 and V7.

図３は表１と上記(１)〜(３)式に基づく線電流,出力時間および直流電流の波形を示している。電圧ベクトルＶ４の出力時間ｔ４は位相角６０度で最小となり、電圧ベクトルＶ６の出力時間ｔ６は０度で出力時間が最小となることに留意し、出力時間ｔ６からｔ４へのモードの遷移に伴い、同一のベクトルが選択される状態を用いると、１２０度期間の電流が検出できることになる。   FIG. 3 shows the waveforms of line current, output time and direct current based on Table 1 and the above equations (1) to (3). Note that the output time t4 of the voltage vector V4 is minimum at a phase angle of 60 degrees, the output time t6 of the voltage vector V6 is 0 degrees, and the output time is minimum, and accompanying the mode transition from the output time t6 to t4 If a state in which the same vector is selected is used, a current for a period of 120 degrees can be detected.

例えば、モード１でＴ相が検出できる電圧ベクトルＶ６については、位相角６０度で出力時間ｔ６は最大となり、次のモード２では出力時間ｔ４であるから位相角０度で最大の出力時間が得られるため、２つのモードを通じて１２０度期間、連続して電流が検出できる。   For example, for the voltage vector V6 that can detect the T phase in mode 1, the output time t6 is maximum at a phase angle of 60 degrees, and in the next mode 2, the output time is t4, so that the maximum output time is obtained at a phase angle of 0 degrees. Therefore, the current can be continuously detected through the two modes for a period of 120 degrees.

以上の動作は、図２の電圧ベクトルの図からも明らかであり、各頂点を中心として±６０度の期間、各電圧ベクトルに相当する線電流が検出できる。   The above operation is also apparent from the voltage vector diagram of FIG. 2, and the line current corresponding to each voltage vector can be detected for a period of ± 60 degrees around each vertex.

図６にゲイン、オフセット検出波形を示している。   FIG. 6 shows gain and offset detection waveforms.

正弦波の全波整流平均値は次の(６)式で表される(Ａは定数)。

Figure 0004670867
The full wave rectified average value of the sine wave is expressed by the following equation (6) (A is a constant).
Figure 0004670867

直流側のシャント抵抗７で検出される電流は、線電流の１２０度期間を除いた全波整流波形に相当するため、全波整流平均値Ａavgを求めると、次の(７)式で表される。

Figure 0004670867
Since the current detected by the shunt resistor 7 on the DC side corresponds to the full-wave rectification waveform excluding the 120-degree period of the line current, the full-wave rectification average value A avg is obtained by the following equation (7). Is done.
Figure 0004670867

上記(７)式では、(６)式と比較すると、０.８７倍程度の平均値が得られ、交流側の電流センサ１,２の振幅補正用の基準信号として十分なレベルの全波整流平均値Ａavg(DC)を確保することができる。 In the above equation (7), an average value of about 0.87 times is obtained as compared with the equation (6), and full-wave rectification at a level sufficient as a reference signal for amplitude correction of the current sensors 1 and 2 on the AC side. An average value A avg (DC) can be secured.

以上の線電流の１２０度の期間において、交流側の電流センサ１,２についても同期してサンプリングすることにより全波整流平均値Ａavg(AC)を求め、次の(８)式で振幅補正値としてのゲイン補正値ΔＧを得る。

Figure 0004670867
In the period of 120 degrees of the above line current, the AC current sensors 1 and 2 are also sampled synchronously to obtain the full-wave rectified average value A avg (AC) , and the amplitude is corrected by the following equation (8) A gain correction value ΔG as a value is obtained.
Figure 0004670867

一方、オフセット電圧については、次の(９),(１０)式により、直流側、交流側ともに半波毎の１２０度期間の半波整流平均値Ｈavg+,Ｈavg-を求め、次の(１１)式の関係より、交流側電流オフセット成分Ｖoffset(AC)と直流側電流オフセット成分Ｖoffset(DC)を夫々求める(図３参照)。

Figure 0004670867
On the other hand, for the offset voltage, the half-wave rectified average values H avg + and H avg− for a 120-degree period for each half-wave are obtained on both the DC side and the AC side by the following equations (9) and (10). From the relationship of equation (11), an AC side current offset component V offset (AC) and a DC side current offset component V offset (DC) are obtained respectively (see FIG. 3).
Figure 0004670867

なお、交流側については、運転中の検出電流と増幅器それぞれのオフセットの分離が困難であるため、交流側電流オフセット成分Ｖoffset(AC)を信号より除去し、直流側電流オフセット成分Ｖoffset(DC)を加算する。 On the AC side, since it is difficult to separate the offset of the detected current and the amplifier during operation, the AC side current offset component V offset (AC) is removed from the signal, and the DC side current offset component V offset (DC ) Is added.

図７Ａ, 図７Ｂに上記の電流検出法による制御部の構成を示している。図７Ａは直流側から交流側に電流が流れる逆変換のときの制御部１１Ａを備えた電流制御形電力変換装置の構成を示し、図７Ｂは交流側から直流側に電流が流れる順変換のときの制御部１１Ｂを備えた電流制御形電力変換装置の構成を示している。なお、図７Ａ, 図７Ｂにおいて、図１に示す電流制御形電力変換装置と同一の構成部には同一参照番号を付している(ただし、リアクトルＬr,Ｌs,Ｌtは省略してＬとしている)。また、図７Ａ, 図７Ｂでは、シャント抵抗７により検出された直流側の電流Ｉdcを増幅する増幅器６を省略している。 7A and 7B show the configuration of the control unit based on the current detection method described above. FIG. 7A shows a configuration of a current control type power converter provided with a control unit 11A in the case of reverse conversion in which current flows from the DC side to the AC side, and FIG. 7B shows in forward conversion in which current flows from the AC side to the DC side. The structure of the current control type power converter device provided with this control part 11B is shown. 7A and 7B, the same reference numerals are given to the same components as those of the current-controlled power converter shown in FIG. 1 (however, the reactors Lr, Ls, and Lt are omitted and denoted L). ). 7A and 7B, the amplifier 6 that amplifies the DC-side current I dc detected by the shunt resistor 7 is omitted.

図７Ａに示すように、直流側から交流側に電流が流れる逆変換を行う電流制御形電力変換装置の制御部１１Ａは、有効電力指令値ｐ*と有効電力ｐを減算する加減算器２０と、加減算器２０からの出力を比例積分して有効電流指令値Ｉq*を出力する電力制御器２１と、電力制御器２１からの有効電流指令値Ｉq*と無効電流指令値Ｉd*＝０に基づいて、電圧指令値Ｖi*を出力する非干渉電流制御部２２と、非干渉電流制御部２２からの電圧指令値Ｖi*に基づいてＰＷＭ制御信号をパワーモジュール３に出力する空間ベクトル変調部２３と、空間ベクトル変調部２３からのタイミング信号に基づいて、交流側の電流センサＤＣＣＴ(図１の１,２)により検出された電流Ｉr,Ｉsの校正処理を制限する最小パルス幅制限部２４と、最小パルス幅制限部２４からの制御信号と、シャント抵抗７により検出された直流側の電流Ｉdcと、電流センサＤＣＣＴからの電流Ｉr,Ｉsに基づいて、ゲイン補正値ΔＧと交流側電流オフセット成分Ｖoffset(AC)と直流側電流オフセット成分Ｖoffset(DC)を演算する電流校正部２５と、電流校正部２５からの交流側電流オフセット成分Ｖoffset(AC)を電流Ｉr,Ｉsから夫々減算する交流側電流オフセット補正部の一例としての減算器２６と、減算器２６の出力に電流校正部２５からのゲイン補正値ΔＧを乗算する交流側電流振幅補正部の一例としての乗算器２７と、乗算器２７の出力に電流校正部２５からの直流側電流オフセット成分Ｖoffset(DC)を加算する交流側電流オフセット加算部の一例としての加算器２８と、加算器２８からの補正された電流Ｉr,Ｉsに基づいて、二相／三相変換により有効電流Ｉdと無効電流Ｉdを非干渉電流制御部２２に出力する座標変換器２９とを有する。 As shown in FIG. 7A, the control unit 11A of the current control type power conversion device that performs reverse conversion in which current flows from the DC side to the AC side includes an adder / subtracter 20 that subtracts the active power command value p * and the active power p, Based on the power controller 21 that proportionally integrates the output from the adder / subtractor 20 and outputs the active current command value Iq *, and the active current command value Iq * and the reactive current command value Id * = 0 from the power controller 21. A non-interference current control unit 22 that outputs a voltage command value Vi *; a space vector modulation unit 23 that outputs a PWM control signal to the power module 3 based on the voltage command value Vi * from the non-interference current control unit 22; based on the timing signal from the spatial vector modulation part 23, the AC side of the current sensor DCCT current I r detected by the (1,2 in Fig. 1), the minimum pulse width limiting part 24 for limiting the calibration process I s Minimum pulse width limiter 24 A control signal al, and the current I dc of the detected direct current side by the shunt resistor 7, the current I r from the current sensor DCCT, based on the I s, the gain correction value ΔG and the AC side current offset component V offset (AC ) And the DC side current offset component V offset (DC) , and the AC side for subtracting the AC side current offset component V offset (AC) from the current calibration unit 25 from the currents I r and I s , respectively. A subtractor 26 as an example of a current offset correction unit, a multiplier 27 as an example of an AC side current amplitude correction unit that multiplies the output of the subtractor 26 by a gain correction value ΔG from the current calibration unit 25, and a multiplier 27. And an adder 28 as an example of an AC side current offset addition unit that adds the DC side current offset component V offset (DC) from the current calibration unit 25, and the corrected currents I r and I from the adder 28. two phase based on s A coordinate converter 29 that outputs the effective current Id and the reactive current Id to the non-interference current control unit 22 by three-phase conversion.

上記電流校正部２５は、第３のスイッチング状態のときにシャント抵抗７により検出された直流側電流をオフセット成分として用いて、第１,第２のスイッチング状態のときに上記直流側電流のオフセットを補正するオフセット補正部２５aと、上記オフセット補正部２５aによりオフセットが補正された上記直流側電流のうちの交流側電流の所定の相の電流分(電流Ｉr,Ｉs)に対応する電流分と、上記交流側電流の所定の相の電流分(電流Ｉr,Ｉs)に基づいて、上記交流側電流の所定の相の電流分(電流Ｉr,Ｉs)の振幅を補正するための振幅補正値としてのゲイン補正値ΔＧを演算する振幅補正値演算部２５bと、上記オフセット補正部２５aによりオフセットが補正された上記直流側電流のうちの上記交流側電流の所定の相の電流分(電流Ｉr,Ｉs)に対応する電流分に基づいて、直流側電流オフセット成分Ｖoffset(DC)を演算する直流側電流オフセット成分演算部２５cと、上記交流側電流の所定の相の電流分(電流Ｉr,Ｉs)に基づいて、交流側電流オフセット成分Ｖoffset(AC)を演算する交流側電流オフセット成分演算部２５dとを有する。 The current calibrating unit 25 uses the DC side current detected by the shunt resistor 7 in the third switching state as an offset component, and offsets the DC side current in the first and second switching states. An offset correction unit 25a for correction, and a current component corresponding to a current component (currents I r , I s ) of a predetermined phase of the AC side current among the DC side currents whose offset is corrected by the offset correction unit 25a; , current component of a predetermined phase of the ac side current (current I r, I s) based on the current content of a predetermined phase of the ac side current (current I r, I s) for correcting the amplitude of the An amplitude correction value calculation unit 25b for calculating a gain correction value ΔG as an amplitude correction value, and a current component of a predetermined phase of the AC side current among the DC side currents whose offset is corrected by the offset correction unit 25a ( Current I r , I s ) based on the current corresponding to the DC side current offset component V offset (DC), and a current component of a predetermined phase of the AC side current (current I r , And an AC-side current offset component calculation unit 25d for calculating an AC- side current offset component V offset (AC) based on I s ).

一方、図７Ｂに示すように、交流側から直流側に電流が流れる順変換を行う電流制御形電力変換装置の制御部１１Ｂは、図７Ａに示す制御部１１Ａ加減算器２０と電力制御器２１の代わりに、電圧指令値Ｖdc*と電圧値Ｖdcを減算する加減算器３０と、上記加減算器３０からの出力を比例積分して有効電流指令値Ｉq*を出力する電圧制御器３１を備えている。 On the other hand, as illustrated in FIG. 7B, the control unit 11B of the current control type power conversion device that performs forward conversion in which current flows from the AC side to the DC side includes the control unit 11A adder / subtractor 20 and the power controller 21 illustrated in FIG. Instead, an adder / subtractor 30 that subtracts the voltage command value V dc * and the voltage value V dc and a voltage controller 31 that proportionally integrates the output from the adder / subtractor 30 and outputs an effective current command value Iq * are provided. Yes.

上記図７Ａ, 図７Ｂに示す電流制御形電力変換装置の検出タイミングでは、電圧制御率、キャリア周波数、デッドタイムにより、１２０度区間の両端は、電圧ベクトルの出力時間が短くなり、検出不能となる場合がある。このため、最小パルス幅で制限するブロックとして最小パルス幅制限部２４を設け、電圧ベクトルの出力時間が最小パルス幅よりも短くなると、電流Ｉr,Ｉsの補正を停止する。 At the detection timing of the current-controlled power converter shown in FIGS. 7A and 7B, the voltage vector output time is shortened at both ends of the 120-degree section due to the voltage control rate, carrier frequency, and dead time, and cannot be detected. There is a case. Thus, the minimum pulse width limiting part 24 is provided as a block to be limited by the minimum pulse width, when the output time of the voltage vector becomes shorter than the minimum pulse width, and stops the correction of the current I r, I s.

上記構成の電流制御形電力変換装置によれば、簡単な構成で交流側の電流センサ１,２の振幅,オフセットや温度ドリフトを補償でき、安価な電流センサを用いてコストを低減することができる。   According to the current control type power converter having the above configuration, the amplitude, offset, and temperature drift of the AC current sensors 1 and 2 can be compensated with a simple configuration, and the cost can be reduced by using an inexpensive current sensor. .

また、６０度毎に異なる６つの電圧ベクトルを選択する空間ベクトル変調法を用いたパルス幅変調によってパワーモジュール３を制御する電流制御形電力変換装置において、第１,第２のスイッチング状態のときにシャント抵抗７,増幅器６により検出された直流側電流は、交流側電流の所定の相の電流分に対応する電流分を有している。この直流側電流のうちの交流側電流の所定の相の電流分に対応する電流分を利用して、電流センサ１,２により検出された上記交流電流のオフセットや振幅を補正することが可能となる。   In the current control type power converter that controls the power module 3 by pulse width modulation using a space vector modulation method that selects six different voltage vectors every 60 degrees, in the first and second switching states The DC side current detected by the shunt resistor 7 and the amplifier 6 has a current corresponding to a current component of a predetermined phase of the AC side current. It is possible to correct the offset and amplitude of the AC current detected by the current sensors 1 and 2 by using the current corresponding to the current of a predetermined phase of the AC current in the DC current. Become.

また、交流側電流オフセット成分Ｖoffset(AC)を用いて交流側電流の所定の相の電流分のオフセットを補正した後に、振幅補正値ΔＧを用いて交流側電流の所定の相の電流分である電流Ｉr,Ｉsの振幅を補正し、振幅が補正された電流Ｉr,Ｉsに直流側電流オフセット成分Ｖoffset(DC)を加算することにより、増幅器のオフセットの分離が困難な電流センサ１,２により検出された交流側の電流Ｉr,Ｉsの振幅,オフセットを補正できる。 Further, after correcting the offset of the current in the predetermined phase of the AC side current using the AC side current offset component V offset (AC) , the amplitude correction value ΔG is used to calculate the current in the predetermined phase of the AC side current. certain current I r, corrects the amplitude of I s, the current I r which amplitude is corrected by adding the dc side current offset component V offset (DC) to I s, is difficult current offset of the separation of the amplifier current I r of the detected AC side by sensors 1 and 2, the amplitude of I s, the offset can be corrected.

また、表１に示すように、第１,第２のスイッチング状態のときに直流側電流検出部(６,７)により検出された直流側電流のうちの隣接する２つの上記所定の１２０度区間の電流分は、上記所定の１２０度区間の交流側電流の所定の相の電流分に対応することにより、上記所定の１２０度区間で対応づけられた直流側電流の電流分と交流側電流の所定の相の電流分の夫々の平均値を求めることによって、振幅補正値を容易に演算できる。また、上記所定の１２０度区間で対応づけられた直流側電流の電流分と交流側電流の所定の相の電流分について、それぞれのオフセット成分を容易に演算することができる。   Moreover, as shown in Table 1, two adjacent 120 degree sections adjacent to each other among the DC side currents detected by the DC side current detection units (6, 7) in the first and second switching states. Current corresponding to the current of the predetermined phase of the AC side current of the predetermined 120 degree section, the current of the DC side current associated with the predetermined 120 degree section and the current of the AC side current An amplitude correction value can be easily calculated by obtaining an average value of currents of a predetermined phase. In addition, each offset component can be easily calculated for the current component of the DC side current and the current component of the predetermined phase of the AC side current associated with each other in the predetermined 120-degree section.

また、起動時に、上記交流側電流振幅補正部である乗算器２７による交流側電流の振幅の補正と、交流側電流オフセット補正部である減算器２６と交流側電流オフセット加算部である加算器２８よる交流側電流のオフセットの補正を行うことによって、交流側電流の振幅,オフセットのばらつきを解消できる。なお、起動時に、交流側電流の振幅の補正または交流側電流のオフセットの補正のいずれか一方のみを行ってもよい。   Further, at the time of start-up, the amplitude of the AC side current is corrected by the multiplier 27 which is the AC side current amplitude correcting unit, and the subtracter 26 which is the AC side current offset correcting unit and the adder 28 which is the AC side current offset adding unit. Thus, by correcting the offset of the AC side current, variations in the amplitude and offset of the AC side current can be eliminated. Note that at the time of startup, only one of the correction of the amplitude of the alternating current and the correction of the offset of the alternating current may be performed.

また、運転中に、上記交流側電流振幅補正部である乗算器２７よる交流側電流の振幅の補正と、交流側電流オフセット補正部である減算器２６と交流側電流オフセット加算部である加算器２８よる交流側電流のオフセットの補正を行うことによって、交流側電流の振幅,オフセットの温度ドリフトを解消できる。なお、運転中に、交流側電流の振幅の補正または交流側電流のオフセットの補正のいずれか一方のみを行ってもよい。   Further, during operation, the amplitude of the AC side current is corrected by the multiplier 27 serving as the AC side current amplitude correcting unit, and the subtracter 26 serving as the AC side current offset correcting unit and the adder serving as the AC side current offset adding unit. By correcting the offset of the AC side current by 28, the temperature drift of the amplitude of the AC side current and the offset can be eliminated. During operation, only one of the correction of the amplitude of the alternating current and the correction of the offset of the alternating current may be performed.

図１はこの発明の実施の一形態の電流制御形電力変換装置の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a current control type power converter according to an embodiment of the present invention. 図２は上記電流制御形電力変換装置の空間ベクトル変調法を説明するための図である。FIG. 2 is a diagram for explaining the space vector modulation method of the current control type power converter. 図３は上記電流制御形電力変換装置の各部の波形を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing waveforms at various parts of the current-controlled power converter. 図４は二相変調波形における検出タイミングを示す図である。FIG. 4 is a diagram showing the detection timing in the two-phase modulation waveform. 図５は三相変調波形における検出タイミングを示す図である。FIG. 5 is a diagram showing the detection timing in the three-phase modulation waveform. 図６はゲイン、オフセット検出波形を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing gain and offset detection waveforms. 図７Ａは逆変換の場合の電流制御形電力変換装置の構成を示す図である。FIG. 7A is a diagram illustrating a configuration of a current-controlled power conversion device in the case of reverse conversion. 図７Ｂは順変換の場合の電流制御形電力変換装置の構成を示す図である。FIG. 7B is a diagram illustrating a configuration of a current-controlled power conversion device in the case of forward conversion.

１,２,ＤＣＣＴ…電流センサ
３…パワーモジュール
４…位相検出部
５…制御回路
６…増幅器
７…シャント抵抗
１０…三相交流電源
１１…制御部
２０…加減算器
２１…電力制御器
２２…非干渉電流制御部
２３…空間ベクトル変調部
２４…最小パルス幅制限部
２５…電流校正部
２５a…オフセット補正部
２５b…振幅補正値演算部
２５c…直流側電流オフセット成分演算部
２５d…交流側電流オフセット成分演算部
２６…減算器
２７…乗算器
２８…加算器
２９…座標変換器
３０…加減算器
３１…電圧制御器
Ｃ…コンデンサ
Ｌ,ＬR,ＬS,ＬT…リアクトル
Ｑ１〜Ｑ６…トランジスタ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1, 2, DCCT ... Current sensor 3 ... Power module 4 ... Phase detection part 5 ... Control circuit 6 ... Amplifier 7 ... Shunt resistance 10 ... Three-phase alternating current power supply 11 ... Control part 20 ... Adder / Subtractor 21 ... Power controller 22 ... Non Interference current control unit 23 ... space vector modulation unit 24 ... minimum pulse width limiting unit 25 ... current calibration unit 25a ... offset correction unit 25b ... amplitude correction value calculation unit 25c ... DC side current offset component calculation unit 25d ... AC side current offset component Arithmetic unit 26 ... subtractor 27 ... multiplier 28 ... adder 29 ... coordinate converter 30 ... adder / subtractor 31 ... voltage controller C ... capacitor L, L R , L S , L T ... reactor Q1-Q6 ... transistor

Claims (3)

三相ブリッジ回路を構成する６つのスイッチング素子を有し、三相交流電圧を直流電圧に変換するかまたは直流電圧を三相交流電圧に変換する変換部(３)と、
上記変換部(３)の交流側電流を検出する交流側電流検出部(１,２)と、
上記変換部(３)の直流側電流を検出する直流側電流検出部(６,７)と、
上記交流側電流検出部(１,２)により検出された上記交流側電流と上記直流側電流検出部(６,７)により検出された上記直流側電流に基づいて、上記変換部(３)を空間ベクトル変調法を用いたパルス幅変調により制御する制御部(１１,１１Ａ,１１Ｂ)と
を備え、
上記制御部(１１,１１Ａ,１１Ｂ)は、
上記直流側電流検出部(６,７)により検出された上記直流側電流のうちの上記交流側電流の所定の相の電流分に対応する電流分と、上記交流側電流検出部(１,２)により検出された上記交流側電流の所定の相の電流分とに基づいて得られた振幅補正値により、上記交流側電流検出部(１,２)により検出された上記交流側電流の振幅誤差を補正すると共に、
上記直流側電流検出部(６,７)により検出された上記直流側電流のうちの上記交流側電流の所定の相の電流分に対応する電流分の直流側オフセット成分と、上記交流側電流検出部(１,２)により検出された上記交流側電流の所定の相の電流分の交流側オフセット成分とに基づいて得られたオフセット補正値により、上記交流側電流検出部(１,２)により検出された上記交流側電流のオフセット誤差を補正することを特徴とする電流制御形電力変換装置。 A conversion unit (3) having six switching elements constituting a three-phase bridge circuit and converting a three-phase AC voltage into a DC voltage or converting a DC voltage into a three-phase AC voltage;
An AC current detector (1, 2) for detecting an AC current of the converter (3);
A DC side current detector (6, 7) for detecting a DC side current of the converter (3);
Based on the AC side current detected by the AC side current detection unit (1, 2) and the DC side current detected by the DC side current detection unit (6, 7), the conversion unit (3) is A control unit (11, 11A, 11B) controlled by pulse width modulation using a space vector modulation method,
The control unit (11, 11A, 11B)
Of the DC-side current detected by the DC-side current detector (6, 7), a current corresponding to a current component of a predetermined phase of the AC-side current, and the AC-side current detector (1, 2). the amplitude correction value obtained on the basis of the current component of a predetermined phase of the detected the ac side current by), the detected the ac side current by the ac side current detection unit (1, 2) the amplitude error While correcting
Of the DC side current detected by the DC side current detector (6, 7), a DC side offset component corresponding to a current component of a predetermined phase of the AC side current, and the AC side current detection By the offset correction value obtained based on the AC side offset component for the current of the predetermined phase of the AC side current detected by the unit (1, 2), the AC side current detection unit (1, 2) A current control type power conversion device, wherein an offset error of the detected AC side current is corrected . 請求項１に記載の電流制御形電力変換装置において、
上記制御部(１１,１１Ａ,１１Ｂ)は、起動時に、上記交流側電流の振幅誤差の補正または上記交流側電流のオフセット誤差の補正の少なくとも一方を行うことを特徴とする電流制御形電力変換装置。 The current control type power converter according to claim 1,
The controller (11, 11A, 11B) performs at least one of correction of the amplitude error of the AC side current or correction of the offset error of the AC side current at the time of start-up. . 請求項１または２に記載の電流制御形電力変換装置において、
上記制御部(１１,１１Ａ,１１Ｂ)は、運転中に、上記交流側電流の振幅誤差の補正または上記交流側電流のオフセット誤差の補正の少なくとも一方を行うことを特徴とする電流制御形電力変換装置。 In the current control type power converter according to claim 1 or 2,
The controller (11, 11A, 11B) performs at least one of correction of an amplitude error of the AC side current and correction of an offset error of the AC side current during operation. apparatus.
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