JPH078141B2 - Control device of PWM converter device - Google Patents
Control device of PWM converter deviceInfo
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- JPH078141B2 JPH078141B2 JP1119428A JP11942889A JPH078141B2 JP H078141 B2 JPH078141 B2 JP H078141B2 JP 1119428 A JP1119428 A JP 1119428A JP 11942889 A JP11942889 A JP 11942889A JP H078141 B2 JPH078141 B2 JP H078141B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はPWMコンバータ装置の制御装置に関するもの
である。The present invention relates to a control device for a PWM converter device.
従来、この種の装置として特開昭60-229676号及び特開
昭62-210866号公報に示すものがある。Conventionally, as devices of this type, there are those shown in JP-A-60-229676 and JP-A-62-210866.
第３図は例えば特開昭60-229676号公報に記載されたPWM
コンバータを用いた従来のPWMコンバータ装置の制御装
置を示すブロック図である。図において、交流電源
（１）のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相の供給端子にはそれ
ぞれ交流リアクトル（２）が接続され、この交流リアク
トル（２）を介して三相交流電力を電力変換器（３）に
供給するようになされている。電力変換器（３）は、複
数のトランジスタ（スイチッング素子）（3a）〜（3f）
及びダイオード（整流素子）（3g）〜（3l）からなり、
トランジスタ（3a）〜（3f）及びダイオード（3g）〜
（3l）の各一対の接続点に上記リアクトル（２）を介し
て交流電源（１）の供給端子が接続されている。そし
て、後述するPWM信号作成回路からのPWM信号により交流
電源（１）から供給される交流電力を所望の直流電力に
交換している。また、この電力交換器（３）のトランジ
スタ対及びダイオード対の両端間には直流電圧Edを平均
化する平滑コンデンサ（４）が接続されており、平滑コ
ンデンサ（４）の両端間には電圧検出器（５）及び負荷
（６）が接続されている。上記リアクトル（２）と電力
変換器（３）との間には電力変換器（３）から交流電源
（１）に流れる三相交流の出力電流Iu、Iv及びIwを検出
するための電流検出器（７）が設けられ、又、交流電源
（１）の供給端子には、三相の交流電圧Eu、Ev及びEwの
各電圧位相θEu、θEv及びθEwを検出する位相検出器
（８）が接続されている。FIG. 3 shows the PWM disclosed in, for example, JP-A-60-229676.
It is a block diagram which shows the control apparatus of the conventional PWM converter apparatus which used the converter. In the figure, an AC reactor (2) is connected to each of the U-phase, V-phase, and W-phase supply terminals of an AC power supply (1), and three-phase AC power is supplied via the AC reactor (2). It is adapted to supply to the converter (3). The power converter (3) includes a plurality of transistors (switching elements) (3a) to (3f).
And a diode (rectifying element) (3g) to (3l),
Transistors (3a)-(3f) and diodes (3g)-
The supply terminal of the AC power supply (1) is connected to each pair of connection points of (3l) via the reactor (2). Then, the AC power supplied from the AC power supply (1) is exchanged with a desired DC power by a PWM signal from a PWM signal generating circuit described later. A smoothing capacitor (4) for averaging the DC voltage Ed is connected between both ends of the transistor pair and the diode pair of the power exchanger (3), and a voltage detection is performed between both ends of the smoothing capacitor (4). The device (5) and the load (6) are connected. Between the reactor (2) and the power converter (3), a current detector for detecting three-phase AC output currents Iu, Iv and Iw flowing from the power converter (3) to the AC power supply (1). (7) is provided, and at the supply terminal of the AC power supply (1), phase detection is performed to detect the respective voltage phases θ E u, θ E v and θ E w of the three-phase AC voltages Eu, Ev and Ew. Vessel (8) is connected.
上記電圧位相θEu、θEv及びθEwの入力を受ける座標変
換器（９）は、この電圧位相に基づいて上記出力電流I
u、Iv及びIwを直交二軸の交流電源を基準とした出力電
流の直交成分電流Id（以後、無効電流Idと呼ぶ）と同相
成分電流Iq（以後、有効電流Iqと呼ぶ）に変換してい
る。The voltage phase theta E u, coordinate converter that receives input theta E v and θ E w (9), said output current I based on the voltage phase
u, Iv, and Iw are converted into a quadrature component current Id (hereinafter referred to as reactive current Id) and an in-phase component current Iq (hereinafter referred to as active current Iq) of an output current with reference to a quadrature biaxial AC power supply. There is.
一方、無効電流設定回路（10）は無効電流Idに相当する
無効電流設定値Id＊を出力し、減算器（11）はこの無設
電流設定値Id＊から無効電流Idを減算し、これに接続さ
れた電流制御器（12）は減算器（11）からの差電流信号
に基づいて交流電源を基準とした三相交流の電圧指令の
直交成分電圧設定値（以後、直交電圧設定値と呼ぶ）Vd
＊を出力している。On the other hand, the reactive current setting circuit (10) outputs the reactive current setting value Id * corresponding to the reactive current Id, and the subtractor (11) subtracts the reactive current Id from the non-existing current setting value Id *. The connected current controller (12) sets a quadrature component voltage setting value (hereinafter, referred to as a quadrature voltage setting value) of a three-phase AC voltage command based on the AC power source based on the difference current signal from the subtractor (11). ) Vd
* Is output.
また、直流電圧設定回路（13）は直流電圧Edに相当する
電圧設定値Ed＊を出力し、減算器（14）は上記設定値Ed
＊から直流電圧Edを減算し、これに接続された電圧制御
器（15）は、減算器（14）からの差電圧信号に基づいて
有効電流Iqに相当する有効電流設定値Iq＊を出力してい
る。減算器（16）は有効電流設定値Iq＊から有効電流Iq
を減算し、電流制御器（17）は減算器（16）からの差電
流信号に基づいて交流電源を基準とした三相交流の電圧
指令の同相成分電圧設定値（以後同相電圧設定値と呼
ぶ）Vq＊を出力している。The DC voltage setting circuit (13) outputs a voltage setting value Ed * corresponding to the DC voltage Ed, and the subtractor (14) outputs the setting value Ed.
The DC voltage Ed is subtracted from *, and the voltage controller (15) connected to this outputs the active current set value Iq * corresponding to the active current Iq based on the differential voltage signal from the subtractor (14). ing. The subtracter (16) calculates the effective current Iq from the effective current setting value Iq *.
And the current controller (17) sets the in-phase component voltage setting value of the three-phase AC voltage command based on the AC power source based on the difference current signal from the subtracter (16) (hereinafter referred to as the in-phase voltage setting value). ) Vq * is output.
電流制御器（12）及び（17）に接続された座標変換器
（18）は、電圧位相θEu、θEv及びθEwに基づいて、直
交二軸の直交電圧設定値Vd＊及び同相電圧設定Vq＊を、
三相の電圧指令値部Vu＊、Vv＊及びVw＊に変換してい
る。The coordinate converter (18) connected to the current controllers (12) and (17) uses the orthogonal voltage setting values Vd * and Vd * of two orthogonal axes based on the voltage phases θ E u, θ E v, and θ E w. Set the common-mode voltage setting Vq * to
Converted to three-phase voltage command values Vu * , Vv *, and Vw * .
３つのPWM信号作成回路（19）〜（21）は、それぞれ同
一構成からなり、各電圧指令値Vu＊、Vv＊及びVw＊に応
じたパルス幅を有するPWM信号Pa〜Pfを出力している。The three PWM signal generation circuits (19) to (21) have the same configuration and output PWM signals Pa to Pf having pulse widths corresponding to the respective voltage command values Vu * , Vv * and Vw * . .
例えば、Ｗ相用のPWM信号作成回路（21）は、出力電流I
wの極性を判別する比較器（22）と、比較器（22）の出
力信号に応じて矩形波状の電圧補正信号ΔＶを出力する
調節器（23）と、電圧指令値Vw＊に電圧補正信号ΔＶを
加算する加算器（24）と、三角波状の搬送波Vcを出力す
る搬送波発生器（25）と、加算器（24）により補正され
た電圧指令値Vw＊から搬送波Vcを減算する減算器（26）
と、減算器（26）の出力信号に応じてオン信号Ｑ及び
を出力する比較器（27）と、オン信号Ｑ及びの立ち上
がりのタイミングを電圧補正信号ΔＶに比例した時間だ
け遅延させてPWM信号Pe及びPfとして出力する遅延要素
（28）及び（29）とを備えている。For example, the PWM signal generation circuit (21) for the W phase is
A comparator (22) that determines the polarity of w, a controller (23) that outputs a rectangular wave voltage correction signal ΔV according to the output signal of the comparator (22), and a voltage correction signal for the voltage command value Vw *. An adder (24) that adds ΔV, a carrier wave generator (25) that outputs a triangular wave carrier Vc, and a subtracter (which subtracts the carrier wave Vc from the voltage command value Vw * corrected by the adder (24) ( 26)
And a comparator (27) that outputs an ON signal Q and according to the output signal of the subtractor (26), and a PWM signal by delaying the rising timing of the ON signal Q and by a time proportional to the voltage correction signal ΔV. It has delay elements (28) and (29) for outputting as Pe and Pf.
また、（30）、（31）は補償器であり、定常状態に於る
リアクトル（２）の電圧降下を補償するため、予め設定
されたリアクトル（２）のインピーダンスに相当する定
数と、座標変換（９）の出力である無効電流Id、有効電
流Iqとをそれぞれ乗算して出力する。（32）は電源電圧
を補償する電源電圧補償器である。In addition, (30) and (31) are compensators, and in order to compensate the voltage drop of the reactor (2) in a steady state, a constant corresponding to the impedance of the reactor (2) set in advance and coordinate conversion The reactive current Id and the active current Iq, which are the outputs of (9), are multiplied and output. (32) is a power supply voltage compensator for compensating the power supply voltage.
第３図に示した従来のPWMコンバータ装置の制御装置の
動作について説明する。The operation of the control device of the conventional PWM converter device shown in FIG. 3 will be described.
電流検出器（７）は、出力電流Iu、Iv及びIwを検出し
て、座標変換器（９）及びPWM信号作成回路（19）〜（2
1）に入力する。又、位相検出器（８）は、交流電圧E
u、Ev及びEwの電圧位相θEu、θEv及びθEwを検出し、
座標変換器（９）及び（18）に入力する。各電圧位相θ
Eu、θEv及びθEwは、 θEu＝θ θEv＝θ−（2/3）π θEw＝θ＋（2/3）π で表わされる。The current detector (7) detects the output currents Iu, Iv, and Iw, and detects the output currents Iu, Iv, and Iw, and the coordinate converter (9) and the PWM signal generation circuits (19) to (2).
Enter in 1). Also, the phase detector (8) has an AC voltage E
u, Ev and Ew voltage phase θ E u, θ E v and θ E w are detected,
Input to the coordinate converters (9) and (18). Each voltage phase θ
E u, θ E v, and θ E w are represented by θ E u = θ θ E v = θ− (2/3) π θ E w = θ + (2/3) π.
座標変換器（９）は、交流電圧Eu、Ev及びEwの直流量に
相当する電源電圧Ｅを基準として、出力電流Iu、Iv及び
Iwの直流量に相当する出力電流Ｉの電源電圧Ｅに対する
直交成分（無効電流）Idと、同相成分（有効電流）Iqと
を、 から演算する。この演算により、無効電流Id及び有効電
流Iqは直流量に変換される。The coordinate converter (9) uses the power supply voltage E corresponding to the DC amount of the AC voltages Eu, Ev, and Ew as a reference, and outputs currents Iu, Iv, and
A quadrature component (reactive current) Id of the output current I corresponding to the DC amount of Iw with respect to the power supply voltage E and an in-phase component (active current) Iq are Calculate from. By this calculation, the reactive current Id and the active current Iq are converted into a DC amount.
一方、無効電流設定回路（10）から生成された無効電流
設定値Id＊は、減算器（11）により無効電流Idが減算さ
れて差電流信号となり、電流制御器（12）に入力され
る。また無効電流設定値Id＊は通常０に設定される。電
流制御器（12）は、差電流信号を例えば比例積分演算
し、電圧指令値Vu＊、Vv＊及びVw＊の直流量に相当する
電圧指令値Ｖ＊の電源電圧Ｅに対する直交電圧設定値Vd
＊を出力する。On the other hand, the reactive current setting value Id * generated from the reactive current setting circuit (10) is subtracted by the reactive current Id by the subtractor (11) to form a differential current signal, which is input to the current controller (12). The reactive current set value Id * is normally set to 0. The current controller (12) performs, for example, a proportional-plus-integral operation on the difference current signal, and a quadrature voltage setting value Vd of the voltage command value V * corresponding to the DC amount of the voltage command values Vu * , Vv *, and Vw * with respect to the power supply voltage E.
Output * .
又、直流電圧設定回路（13）から生成された電圧設定値
Ed＊は、減算器（14）により直流電圧Edが減算されて差
電圧信号となり、電圧制御器（15）に入力される。電圧
制御器（15）は、差電圧信号を例えば比例積分演算し、
電源電圧Ｅを基準としたときは同相成分となる出力電流
Ｉの有効電流設定値Iq＊を出力する。この有効電流設定
値Iq＊は、減算器（16）により有効電流Iqが減算され、
差電流信号となって電流制御器（17）に入力される。電
流制御器（17）は、差電流信号を例えば比例積分演算
し、電圧指令値Ｖ＊の電源Ｅに対する同相電圧設定値Vq
＊を出力する。Also, the voltage setting value generated from the DC voltage setting circuit (13)
The DC voltage Ed is subtracted from Ed * by the subtractor (14) to become a differential voltage signal, which is input to the voltage controller (15). The voltage controller (15) performs, for example, proportional-plus-integral operation on the difference voltage signal,
When the power supply voltage E is used as a reference, the effective current setting value Iq * of the output current I which is the in-phase component is output. A subtractor (16) subtracts the active current Iq from the active current set value Iq * ,
It becomes a differential current signal and is input to the current controller (17). The current controller (17) performs, for example, proportional-plus-integral calculation on the difference current signal, and sets the common-mode voltage setting value Vq for the power source E of the voltage command value V *
Output * .
座標変換器（18）は、直交電圧設定値Vd＊及び同相電圧
設定値Vq＊に基づいて、三相交流の電圧指令値Vu＊、Vv
＊及びVw＊を、 から演算する。この演算により、直流量に相当する直交
電圧設定値Vd＊及び同相電圧設定値Vq＊は、交流量の電
圧指令値Vu＊、Vv＊及びVw＊に変換され、各PWM信号作
成回路（19）〜（21）に入力される。The coordinate converter (18) uses the quadrature voltage set value Vd * and the in-phase voltage set value Vq * to set the three-phase AC voltage command values Vu * and Vv.
* And Vw * Calculate from. By this calculation, the quadrature voltage set value Vd * and the common-mode voltage set value Vq * corresponding to the DC amount are converted into the voltage command values Vu * , Vv *, and Vw * of the AC amount, and each PWM signal creation circuit (19) It is input to ~ (21).
ここで、Ｗ相のPWM信号作成回路（21）に注目し、電圧
補正信号ΔＶが零の場合について説明する。電圧設定値
Vw＊は、減算器（26）により搬送波Vcが減算されて比較
器（27）に入力される。Here, focusing on the W-phase PWM signal generation circuit (21), the case where the voltage correction signal ΔV is zero will be described. Voltage setting value
The carrier wave Vc is subtracted from the Vw * by the subtractor (26) and is input to the comparator (27).
比較器（27）は、減算器（26）の出力信号に基づいて、
電圧指令値Vw＊と搬送波Vcとを比較し、 Vw＊＞Vc の間はオン信号Ｑを出力し、 Vw＊＜Vc の間はオン信号を出力する。これらのオン信号Ｑ及び
は、遅延要素（28）及び（29）により立ち上がりタイ
ミングが遅延され、トランジスタ（3e）及び（3f）をそ
れぞれオン駆動するためのPWM信号Pe及びPfとなって出
力される。遅延要素（28）及び（29）は、トランジスタ
（3e）及び（3f）のオフ動作遅れに起因するアーム短絡
を防止している。The comparator (27), based on the output signal of the subtractor (26),
The voltage command value Vw * is compared with the carrier wave Vc, and the ON signal Q is output when Vw * > Vc, and the ON signal is output when Vw * <Vc. The rising timings of these ON signals Q and are delayed by the delay elements (28) and (29), and output as PWM signals Pe and Pf for turning on the transistors (3e) and (3f), respectively. . The delay elements (28) and (29) prevent arm short-circuiting due to the off-operation delay of the transistors (3e) and (3f).
従来のPWMコンバータ装置の制御装置は以上のように構
成されているので、リアクトルのインダクタンスに応じ
て設定する補償定数がリアクトルのばらつきなどにより
実際のリアクトルのインダクタンスに対して誤差を持つ
場合、リアクトルの電圧降下に応じた精度良い補償が行
なわれず、制御が不安定になるという問題点があった。Since the control device of the conventional PWM converter device is configured as described above, if the compensation constant set according to the inductance of the reactor has an error with respect to the actual inductance of the reactor due to variations in the reactor, etc. There is a problem that the control becomes unstable because accurate compensation according to the voltage drop is not performed.
この発明は、上記のような問題点を解決するためになさ
れたもので、リアクトルのばらつきなどによるインダク
タンスの誤差に影響されず、実際のリアクトルのインダ
クタンスに応じてリアクトルの電圧降下の補償を精度良
く行なうことができる安定で精度の高いPWMコンバータ
装置の制御装置を得ることを目的とする。The present invention has been made to solve the above problems, and is not affected by the inductance error due to variations in reactors, etc., and it is possible to accurately compensate for the voltage drop of the reactor according to the actual inductance of the reactor. The object is to obtain a stable and highly accurate control device for a PWM converter device that can be performed.
この発明に係るPWMコンバータ装置の制御装置は、交流
電源からの交流電力を交流リアクトルを介して直流電力
に変換するPWM制御の電力変換器と、電力変換器から出
力される直流電圧を制御する直流電圧制御手段と、交流
側の交流電流の無効電流を制御する無効電流制御手段
と、有効電流を制御する有効電流制御手段と、上記交流
リアクトルによる電圧降下を補償すべく無効電流と有効
電流にそれぞれ補償定数を乗算して補償量とする補償手
段とを備えたPWMコンバータ装置の制御装置において、
定常負荷状態であることを検出する定常負荷検出手段
と、定常負荷状態時に上記無効電流制御手段の出力が零
となるように上記補償定数を調節する補償定数調節手段
を設けたものである。The control device of the PWM converter device according to the present invention is a PWM control power converter that converts AC power from an AC power supply into DC power via an AC reactor, and a DC voltage that controls a DC voltage output from the power converter. Voltage control means, reactive current control means for controlling the reactive current of the alternating current on the alternating current side, active current control means for controlling the active current, and reactive current and active current respectively to compensate the voltage drop due to the AC reactor. In the control device of the PWM converter device, which comprises a compensation means for multiplying the compensation constant to obtain a compensation amount,
A steady load detecting means for detecting a steady load state and a compensation constant adjusting means for adjusting the compensation constant so that the output of the reactive current control means becomes zero in the steady load state are provided.
この発明においては、定常負荷検出手段により定常負荷
状態であることを検出し、その状態に於て、補償定数調
節手段により無効電流制御手段の出力が零になるよう
に、すなわち交流リアクトルの電圧降下の補償量と実際
の電圧降下の誤差分が零になるよう補償手段の補償定数
が調節され、交流リアクトルの電圧降下を正確に補償す
る。それに従い、交流リアクトルによる電圧降下の補償
量が補償される。According to the present invention, the steady load detecting means detects the steady load state, and in this state, the compensation constant adjusting means makes the output of the reactive current control means zero, that is, the voltage drop of the AC reactor. The compensation constant of the compensating means is adjusted so that the error between the compensation amount and the actual voltage drop becomes zero, and the voltage drop of the AC reactor is accurately compensated. Accordingly, the compensation amount of the voltage drop due to the AC reactor is compensated.
以下、この発明の一実施例を第３図と同一部分は同一符
号を付して示す第１図について説明する。第１図におい
て、（33）は電圧制御器（15）の出力である有効電流Iq
に相当する有効電流設定値Iq＊の変化が所定値以下であ
れば、定常負荷状態であると判断し、定常負荷検出信号
を出力する定常負荷検出器、（34）は電流制御器（12）
の出力を入力し、その値を零にするよう、補償器（3
0），（31）の補償定数を調節する補償定数調節器であ
る。その他は従来例と同様である。An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. 1 in which the same parts as those in FIG. In FIG. 1, (33) is the active current Iq which is the output of the voltage controller (15).
If the change in the active current set value Iq * corresponding to is equal to or less than a predetermined value, it is determined that a steady load state is reached, and a steady load detector that outputs a steady load detection signal, (34) is a current controller (12)
Input the output of the compensator (3
This is a compensation constant adjuster that adjusts the compensation constants of 0) and (31). Others are the same as the conventional example.
第１図構成に於て、定常負荷検出器（33）により、電圧
制御器（15）の出力である有効電流Iqに相当する有効電
流設定値Iq＊の変化が所定値以下であれば、定常負荷状
態であると判断し、定常負荷検出信号を出力し、その検
出信号及び電流制御器（12）の出力により、補償定数調
節器（34）は、第２図のフローチャートに従い、電流制
御器（12）の出力の値を零にするよう、補償器（30），
（31）の補償定数を調節する。In the configuration of FIG. 1, if the steady load detector (33) changes the active current set value Iq * corresponding to the active current Iq output from the voltage controller (15) by a predetermined value or less, the steady load is steady. It is determined that the load state is reached, a steady load detection signal is output, and the detection signal and the output of the current controller (12) cause the compensation constant adjuster (34) to follow the flow chart of FIG. 12) so that the value of the output of the compensator (30),
Adjust the compensation constant of (31).
すなわち、第２図に於て、補償定数調節器（12）は、定
常負荷検出信号により、定常負荷であるか否かを判断し
（S1）、定常負荷であれば電流制御器（12）の出力を、
有効電流Iqで除算し、リアクトル（２）のインピーダン
スの誤差分に相当する値δを算出する（S2）。次に、そ
の誤差分δを、補償器（30），（31）のリアクトル
（２）のインピーダンスに相当する定数を補正するた
め、その値に加算する（S3）。これにより電流制御器
（12），（17）の出力は定常状態に於て、補償器（3
0），（31）の補償により零となる。That is, in FIG. 2, the compensation constant controller (12) judges from the steady load detection signal whether or not it is a steady load (S1), and if it is a steady load, the current controller (12) Output
The value is divided by the active current Iq to calculate a value δ corresponding to the impedance error of the reactor (2) (S2). Next, in order to correct the constant corresponding to the impedance of the reactor (2) of the compensators (30) and (31), the error amount δ is added to the value (S3). As a result, the outputs of the current controllers (12) and (17) will be
It becomes zero by the compensation of 0) and (31).
その結果、補償器（30），（31）は、リアクトル（２）
のインダクタンスに応じた定数が設定され、それと座標
変換（９）の出力である無効電流Id、有効電流Iqが乗算
され、定常状態に於るリアクトル（２）の電圧降下とし
て補償される。As a result, the compensators (30) and (31) are connected to the reactor (2).
A constant is set according to the inductance of, and is multiplied by the reactive current Id and the active current Iq which are the output of the coordinate conversion (9), and is compensated as a voltage drop of the reactor (2) in the steady state.
なお、上記実施例において、定常負荷状態の検出は、例
えば、有効電流Iqまたは負荷（６）に流れる直流電流の
変化が所定値以下であることにより行なってもよい。In the above embodiment, the steady load state may be detected, for example, by the change in the active current Iq or the direct current flowing through the load (6) being equal to or less than a predetermined value.
以上のようにこの発明によれば、定常負荷状態に於て、
交流電流の交流電源に直交する電流成分を制御する無効
電流制御手段の出力が零になるように交流リアクトルの
電圧降下を補償する無効電流と有効電流をそれぞれに補
償定数を乗算して補償量とする補償手段の補償定数を調
節するように構成したので装置が安価にでき、また精度
の高いものが得られる効果がある。As described above, according to the present invention, in the steady load state,
The reactive current and active current for compensating the voltage drop of the AC reactor so that the output of the reactive current control means for controlling the current component of the AC current orthogonal to the AC power source becomes zero are multiplied by the compensation constants to obtain the compensation amount. Since it is configured to adjust the compensation constant of the compensating means, the device can be made inexpensive and a highly accurate device can be obtained.
第１図はこの発明の一実施例によるPWMコンバータ装置
の制御装置を示すブロック図、第２図は補償定数調節器
（34）のフローチャート、、第３図は従来のPWMコンバ
ータ装置の制御装置を示すブロック図である。 （１）は三相交流電源、（２）は交流リアクトル、
（３）は電力変換器、（11），（12）は無効電流制御手
段をなす減算器と電流制御器、（13），（14），（15）
は直流電圧制御手段をなす直流電圧設定回路と減算器及
び電圧制御器、（16），（17）は有効電流制御手段をな
す減算器と電流制御器、（30），（31）は補償器、（3
3）は定常負荷検出器、（34）は補償定数調節器。 なお、各図中同一符号は同一又は相当部分を示す。FIG. 1 is a block diagram showing a controller of a PWM converter device according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a flowchart of a compensation constant adjuster (34), and FIG. 3 is a controller of a conventional PWM converter device. It is a block diagram shown. (1) is a three-phase AC power supply, (2) is an AC reactor,
(3) is a power converter, (11) and (12) are subtractors and current controllers that form reactive current control means, and (13), (14) and (15).
Is a DC voltage setting circuit and a subtractor and a voltage controller that form a DC voltage control means, (16) and (17) are a subtractor and a current controller that form an active current control means, and (30) and (31) are compensators. , (3
3) is a steady load detector, and (34) is a compensation constant adjuster. In the drawings, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
Claims (1)
を介して直流電力に変換するPWM制御の電力変換器と、
電力変換器から出力される直流電圧を制御する直流電圧
制御手段と、交流側の交流電流の無効電流を制御する無
効電流制御手段と、有効電流を制御する有効電流制御手
段と、上記交流リアクトルによる電圧降下を補償すべく
無効電流と有効電流にそれぞれ補償定数を乗算して補償
量とする補償手段とを備えたPWMコンバータ装置の制御
装置において、定常負荷状態であることを検出する定常
負荷検出手段と、定常負荷状態時に上記無効電流制御手
段の出力が零となるように上記補償定数を調節する補償
定数調節手段を設けたことを特徴とするPWMコンバータ
装置の制御装置。1. A PWM-controlled power converter for converting AC power from an AC power supply into DC power via an AC reactor,
DC voltage control means for controlling the DC voltage output from the power converter, reactive current control means for controlling the reactive current of the AC current on the AC side, active current control means for controlling the active current, by the AC reactor In a control device for a PWM converter device, which includes a compensating means for multiplying a reactive constant and a valid current by a compensation constant to compensate for a voltage drop, and a steady load detecting means for detecting a steady load state. And a compensation constant adjusting means for adjusting the compensation constant so that the output of the reactive current control means becomes zero in a steady load state.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1119428A JPH078141B2 (en) | 1989-05-12 | 1989-05-12 | Control device of PWM converter device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1119428A JPH078141B2 (en) | 1989-05-12 | 1989-05-12 | Control device of PWM converter device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02299472A JPH02299472A (en) | 1990-12-11 |
| JPH078141B2 true JPH078141B2 (en) | 1995-01-30 |
Family
ID=14761197
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1119428A Expired - Fee Related JPH078141B2 (en) | 1989-05-12 | 1989-05-12 | Control device of PWM converter device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH078141B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6434860B2 (en) * | 2015-05-26 | 2018-12-05 | 日本電信電話株式会社 | AC adapter deterioration degree determination device and system thereof. |
-
1989
- 1989-05-12 JP JP1119428A patent/JPH078141B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02299472A (en) | 1990-12-11 |
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