JP4670405B2

JP4670405B2 - Vector control method for synchronous motor

Info

Publication number: JP4670405B2
Application number: JP2005066287A
Authority: JP
Inventors: 新二新中
Original assignee: Nidec Corp
Current assignee: Nidec America Corp
Priority date: 2005-02-09
Filing date: 2005-02-09
Publication date: 2011-04-13
Anticipated expiration: 2025-02-09
Also published as: JP2006223085A

Description

本発明は、同期電動機のベクトル制御方法であって、特に、ベクトル制御のために必要な回転子の位相と速度の確保に、回転子に装着される回転子位相速度検出器（位置速度検出器と同義）に代わって位相決定器（位相推定器と同義）を利用したセンサレスベクトル制御方法に関するものである。本発明が対象とする位相決定器は、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流あるいはこれらの推定値と回転子速度推定値とを少なくとも入力信号として電磁気的物理量を推定対象とする４次以上の状態オブザーバまたは２次以上の外乱オブザーバを、少なくとも利用して構成されるものである。The present invention relates to a vector control method for a synchronous motor, and in particular, a rotor phase speed detector (position speed detector) attached to a rotor for securing a rotor phase and speed necessary for vector control. And a sensorless vector control method using a phase determiner (synonymous with a phase estimator) instead of the same. The phase determiner targeted by the present invention uses an electromagnetic physical quantity as an estimation target using at least an input signal of a stator voltage, current, or an estimated value thereof and a rotor speed estimated value evaluated on a fixed coordinate system. It is configured using at least a second or higher state observer or a second or higher disturbance observer.

同期電動機をして高い制御性能を発揮せしめるには、固定子電流の制御が不可欠であり、従来よりこのための制御法としてベクトル制御方法が知られている。ベクトル制御方法は、トルク発生に寄与する固定子電流を、互いに直交するｄ軸とｑ軸で構成される回転ｄｑ座標系上のベクトル信号として捕らえ制御する電流制御工程を有する。Control of the stator current is indispensable for the synchronous motor to exhibit high control performance, and a vector control method is conventionally known as a control method for this purpose. The vector control method includes a current control step of capturing and controlling a stator current that contributes to torque generation as a vector signal on a rotating dq coordinate system composed of a d axis and a q axis orthogonal to each other.

採用すべき回転ｄｑ座標系としては、回転子位相に対し理想的には空間的位相差ゼロで同期するような座標系を目指すのが一般的である。すなわち、採用すべき、直交のｄ軸とｑ軸からなる回転ｄｑ座標系としては、理想的にはｄ軸位相が回転子位相に一致するような座標系を目指すが一般的である。なお、回転ｄｑ座標系の位相と回転子位相を空間的位相差ゼロで理想的に同期させるべく同期手段を構じても、実際的には両者の間には少量の位相誤差が発生する。本発明に関する以降の説明では、少量の空間的位相誤差を有する「準同期」の状態も、実際性を重視し「同期」として扱う。In general, the rotation dq coordinate system to be adopted is aimed at a coordinate system that is ideally synchronized with the rotor phase with zero spatial phase difference. That is, as a rotation dq coordinate system composed of orthogonal d-axis and q-axis to be adopted, a coordinate system in which the d-axis phase is ideally matched with the rotor phase is generally aimed. Even if the synchronizing means is configured to ideally synchronize the phase of the rotating dq coordinate system and the rotor phase with zero spatial phase difference, a small amount of phase error actually occurs between the two. In the following description relating to the present invention, the “quasi-synchronized” state having a small amount of spatial phase error is treated as “synchronized” with emphasis on practicality.

回転子位相としては、回転子自体が発生する磁束を有する同期電動機（永久磁石形同期電動機、界磁巻線形同期電動機、永久磁石と界磁巻線を有するハイブリッド界磁形同期電動機、永久磁石内蔵形同期リラクタンス電動機等）においては、回転子磁束の位相を選定するのが一般的である。また、回転子自体が発生する磁束を有しない同期リラクタンス電動機のような同期電動機においては、回転子の正突極または負突極の位相を回転子位相として選定するのが一般的である。As the rotor phase, a synchronous motor having a magnetic flux generated by the rotor itself (permanent magnet type synchronous motor, field winding type synchronous motor, hybrid field type synchronous motor having a permanent magnet and a field winding, and a built-in permanent magnet) In a synchronous synchronous reluctance motor or the like, the phase of the rotor magnetic flux is generally selected. In a synchronous motor such as a synchronous reluctance motor that does not have magnetic flux generated by the rotor itself, the phase of the positive salient pole or negative salient pole of the rotor is generally selected as the rotor phase.

回転ｄｑ座標系の位相を回転子位相と同期状態に構成維持するには、一般に回転子位相を知る必要がある。位相情報は回転子に位相速度検出器を装着することにより得ることができるが、本装着は信頼性、コスト等の諸点において好ましいものではない。本認識に基づき、推定位相を利用した駆動制御を目指したセンサレスベクトル制御方法の研究開発が、長年にわたり展開されてきた。センサレスベクトル制御方法においては、回転子位相の検出を行う位相速度検出器に代わって、回転子位相を推定する位相決定器が構成される。位相決定器の構成方法としては従来より種々報告されいる。その代表的な構成方法の１つが、固定座標系上で評価された固定子の電圧、電流あるいはこれらの推定値と回転子速度推定値とを入力信号として電磁気的物理量を推定対象とする４次以上の状態オブザーバまたは２次以上の外乱オブザーバを利用したものである。In order to maintain the phase of the rotating dq coordinate system in a synchronized state with the rotor phase, it is generally necessary to know the rotor phase. The phase information can be obtained by mounting a phase velocity detector on the rotor, but this mounting is not preferable in terms of reliability and cost. Based on this recognition, research and development of a sensorless vector control method aiming at drive control using the estimated phase has been developed for many years. In the sensorless vector control method, a phase determiner that estimates the rotor phase is configured instead of the phase velocity detector that detects the rotor phase. Various methods for configuring the phase determiner have been reported. One of the typical configuration methods is a fourth-order method in which an electromagnetic physical quantity is to be estimated by using, as an input signal, a stator voltage or current evaluated on a fixed coordinate system, or an estimated value thereof and a rotor speed estimated value. The above state observer or secondary or higher disturbance observer is used.

固定座標系上で評価された固定子電圧、電流あるいはこれらの推定値と回転子速度推定値とを入力信号として電磁気的物理量を推定対象とする４次以上の状態オブザーバに関する先行発明としては、次のものがある。
（１）楊耕、富岡真知子、中野求、金東海：「適応オブザーバによるブラシレスＤＣモータの位置センサレス制御」、電気学会論文誌Ｄ、１１３，５，ｐｐ．５７９−５８６（１９９３−５）
（２）山本康弘：「同期電動機の制御装置」、特開２００４−３２９０５（２００２−６−２６出願）
（３）山本康弘、吉田康宏、足利正：「同一次元磁束オブザーバによるＰＭモータのセンサレス制御」、電気学会論文誌Ｄ、１１４，８，ｐｐ．７４３−７４９（２００４−８）
（４）陳志謙、冨田睦雄、道木慎二、大熊繁：「適応スライデイングオブザーバによるブラシレスＤＣモータの位置・速度センサレス制御の実現」、平成９年電気学会産業応用部門大会講演論文集、２、ｐｐ．２３５−２３８（１９９７−８）
（５）陳志謙、冨田睦雄、道木慎二、大熊繁：「ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御のための適応スライディングオブザーバの極配置法」、平成１０年電気学会全国大会講演論文集、４、ｐｐ．２８６−２８７（１９９８−８）
（６）陳志謙、冨田睦雄、道木慎二、大熊繁：「適応スライデイングオブザーバを用いた埋め込み磁石型同期モータのセンサレス制御」、平成１３年電気学会産業応用部門大会講演論文集、ｐｐ．６９１−６９４（２００１−８）
（７）花本剛士、原英博、田中良明、辻輝生：「拡張誘起電圧オブザーバを用いたＢＬＤＣＭのセンサレス制御」、電気学会論文誌Ｄ、１１８、９、ｐｐ．１０８９−１９０９０（１９９８−９）
（８）花本剛士、Ｈ．Ｚｉｄａｎ、小黒龍一、田中良明、辻輝生：「磁束鎖交数の推定値を用いた円筒型ＰＭＳＭのセンサレス速度制御」、平成１１年電気学会産業応用部門大会講演論文集、ｐｐ．５４７−５５２（１９９９−８）
（９）Ｔ．Ｈａｎａｍｏｔｏ，Ｔ．ＴｓｕｊｉａｎｄＹ．Ｔａｎａｋａ：“ＳｅｎｓｏｒｌｅｓｓＳｐｅｅｄＣｏｎｔｒｏｌｏｆＣｙｌｉｎｄｒｉｃａｌＴｙｐｅＰＭＳＭＵｓｉｎｇＭｏｄｉｆｉｅｄＦｌｕｘＯｂｓｅｒｖｅｒ”，ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＩＰＥＣ−Ｔｏｋｙｏ２０００），ｐｐ．２１０４−２１０８（２０００−４）
（１０）花本剛士、辻輝生、田中良明：「拡張磁束オブザーバを用いた同期リラクタンスモータのセンサレス制御」、平成１２年電気学会産業応用部門大会講演論文集、ｐｐ．９８１−９８４（２０００−８）As a prior invention relating to a state observer of the fourth or higher order whose electromagnetic physical quantity is to be estimated using the stator voltage and current evaluated on the fixed coordinate system or their estimated value and rotor speed estimated value as input signals, There are things.
(1) Koko, Machiko Tomioka, Toru Nakano, Kim Tokai: “Position sensorless control of brushless DC motor by adaptive observer”, IEEJ Transactions D, 113, 5, pp. 579-586 (1993-5)
(2) Yasuhiro Yamamoto: “Control Device for Synchronous Motor”, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-32905 (2002-6-26 application)
(3) Yasuhiro Yamamoto, Yasuhiro Yoshida, Tadashi Ashikaga: “Sensorless control of PM motor by same-dimensional magnetic flux observer”, IEEJ Transactions D, 114, 8, pp. 743-749 (2004-8)
(4) Chen Zhen, Yasuo Hamada, Shinji Miki, Shigeru Okuma: "Realization of positionless and speed sensorless control of brushless DC motor by adaptive sliding observer", 1997 IEEJ Industrial Applications Conference Proceedings, 2, pp . 235-238 (1997-8)
(5) Chen Zhen, Ikuo Hamada, Shinji Miki, Shigeru Okuma: "Pole placement method of adaptive sliding observer for sensorless control of brushless DC motor", 1998 IEEJ National Conference Proceedings, 4, pp. 286-287 (1998-8)
(6) Chen Zhen, Ikuo Hamada, Shinji Miki, Shigeru Okuma: “Sensorless control of embedded magnet type synchronous motor using adaptive sliding observer”, 2001 IEEJ Industrial Applications Conference Proceedings, pp. 691-694 (2001-8)
(7) Takeshi Hanamoto, Hidehiro Hara, Yoshiaki Tanaka, Teruo Tsuji: “Sensorless control of BLDCM using extended induced voltage observer”, IEEJ Transactions D, 118, 9, pp. 1089-19090 (1998-9)
(8) Takeshi Hanamoto, H.H. Zidan, Ryuichi Oguro, Yoshiaki Tanaka, Teruo Tsuji: “Sensorless speed control of cylindrical PMSM using the estimated value of flux linkage”, 1999 IEEJ Industrial Applications Conference Proceedings, pp. 547-552 (1999-8)
(9) T.W. Hanamoto, T .; Tsuji and Y.J. Tanaka: “Sensorless Speed Control of Cylindrical Type PMSM Using Modified Flux Observer”, Processings of International Power Electronics EC. 2104-2108 (2000-4)
(10) Takeshi Hanamoto, Teruo Tsuji, Yoshiaki Tanaka: “Sensorless Control of Synchronous Reluctance Motors Using Extended Magnetic Flux Observer”, Proc. 981-984 (2000-8)

回転子自体が発生する磁束を有する代表的な同期電動機が永久磁石形同期電動機である。文献（１）〜文献（５）は、非突極（円筒）特性の永久磁石形同期電動機に対して、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流情報等を用いて、固定子電流と回転子磁束を推定対象とする４次状態オブザーバを構成するものである。これらの先行発明では、回転子速度は、固定子電流真値と状態オブザーバで推定した固定電流推定値の差（電流偏差）と、同じく状態オブザーバで得た回転子磁束推定値との外積的信号を入力とする速度適応同定アルゴリズムを用いて、推定されている。A typical synchronous motor having a magnetic flux generated by the rotor itself is a permanent magnet type synchronous motor. Documents (1) to (5) describe a stator current using a stator voltage, current information and the like evaluated on a fixed coordinate system for a permanent magnet type synchronous motor having non-salient pole (cylindrical) characteristics. And a quaternary state observer whose rotor magnetic flux is to be estimated. In these prior inventions, the rotor speed is an outer product signal of the difference (current deviation) between the true value of the stator current and the estimated value of the fixed current estimated by the state observer and the estimated value of the rotor magnetic flux obtained by the state observer. Is estimated using a speed adaptive identification algorithm.

文献（６）は、突極特性の永久磁石形同期電動機に対して、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流情報等を用いて、固定子電流と拡張誘起電圧とを推定対象とする４次状態オブザーバを構成するものである。本先行発明では、回転子速度は、固定子電流真値と状態オブザーバで推定した固定電流推定値の差（電流偏差）をローパスフィルタ処理し、フィルタリング処理された電流偏差と同じく状態オブザーバで得た拡張誘起電圧推定値との外積的信号を入力とする速度適応同定アルゴリズムを用いて、推定されている。Reference (6) uses a stator voltage and current information evaluated on a fixed coordinate system for a permanent magnet synchronous motor with salient pole characteristics, and estimates the stator current and the expansion induced voltage. This constitutes a quaternary state observer. In the present invention, the rotor speed is obtained by the state observer in the same manner as the filtered current deviation by low-pass filtering the difference between the true value of the stator current and the fixed current estimated value estimated by the state observer (current deviation). It is estimated using a speed adaptive identification algorithm that takes a cross product signal as an input to the extended induced voltage estimate.

文献（７）は、非突極（円筒）特性の永久磁石形同期電動機に対して、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流情報等を用いて、固定子電流と拡張誘起電圧とを推定対象とする８次状態オブザーバを構成するものである。本先行発明では、回転子速度は、速度制御による一定速度が達成されていることを仮定して、速度指令より算定推定するものとしている。具体的な推定法は、説明がなく不明である。Reference (7) uses a stator voltage, current information, etc. evaluated on a fixed coordinate system for a permanent magnet type synchronous motor having a non-salping pole (cylindrical) characteristic. Is formed as an estimation target. In the present invention, the rotor speed is calculated and estimated from the speed command on the assumption that a constant speed by speed control is achieved. The specific estimation method has no explanation and is unknown.

文献（８）は、非突極（円筒）特性の永久磁石形同期電動機に対して、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流情報等を用いて、固定子電流と拡張誘起電圧とを推定対象とする８次状態オブザーバを構成するものである。本先行発明は、文献（７）の速度推定の問題点を改良するものであり、状態オブザーバで得た誘起電圧推定値を積分することで回転子磁束推定値を得、誘起電圧推定値と回転子磁束推定値との外積的処理を行なって、誘起電圧に含まれる速度情報を抽出し、これを速度推定値としている。Reference (8) uses a stator voltage, current information, etc. evaluated on a fixed coordinate system for a permanent magnet type synchronous motor with non-salient pole (cylindrical) characteristics, Is formed as an estimation target. This prior invention improves the problem of speed estimation in Document (7), and obtains a rotor magnetic flux estimated value by integrating the induced voltage estimated value obtained by the state observer. Cross product processing with the estimated value of the magnetic flux is performed to extract speed information included in the induced voltage, which is used as the speed estimated value.

文献（９）は、非突極（円筒）特性の永久磁石形同期電動機に対して、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流情報等を用いて、固定子電流、回転子磁束、誘起電圧とを推定対象とする６次状態オブザーバを構成するものである。本先行発明における回転子速度推定の原理は、文献（８）と同一である。すなわち、回転子速度は、誘起電圧推定値と回転子磁束推定値との外積的処理を行なって、誘起電圧に含まれる速度情報を抽出している。実際的な違いは、文献（８）では誘起電圧推定値を積分することにより、回転子磁束推定を得ていたが、文献（９）では状態オブザーバの推定対象の１つに回転子磁束を選定し、状態オブザーバより直接的に回転子磁束推定値を得ている。Document (9) uses a stator voltage, current information, etc. evaluated on a fixed coordinate system for a permanent magnet type synchronous motor having a non-salient pole (cylindrical) characteristic. This constitutes a sixth-order state observer whose estimated voltage is an induced voltage. The principle of the rotor speed estimation in the present prior invention is the same as in the literature (8). That is, the rotor speed is obtained by performing cross product processing of the induced voltage estimated value and the rotor magnetic flux estimated value to extract the speed information included in the induced voltage. The actual difference is that in (8), the estimated rotor voltage was obtained by integrating the estimated voltage, but in (9), the rotor flux was selected as one of the state observer estimation targets. Then, the rotor magnetic flux estimation value is obtained directly from the state observer.

文献（１０）は、回転子自体が発生する磁束を有しない同期電動機である同期リラクタンス電動機に対して、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流情報等を用いて、固定子電流、回転子磁束、拡張誘起電圧を推定対象とする８次状態オブザーバを構成するものである。速度推定の原理は、文献（８）と同一である。すなわち、誘起電圧推定値と回転子磁束推定値との外積的処理を行なって誘起電圧に含まれる速度情報を抽出し、これを速度推定値としている。Document (10) uses a stator voltage, current information, etc. evaluated on a fixed coordinate system for a synchronous reluctance motor that is a synchronous motor that does not have a magnetic flux generated by the rotor itself. This constitutes an eighth-order state observer for estimating rotor magnetic flux and expansion induced voltage. The principle of speed estimation is the same as in the literature (8). That is, cross product processing of the induced voltage estimated value and the rotor magnetic flux estimated value is performed to extract speed information included in the induced voltage, and this is used as the speed estimated value.

固定座標系上で評価された固定子電圧、電流あるいはこれらの推定値と回転子速度推定値とを入力信号として電磁気的物理量を推定対象とする２次以上の外乱オブザーバに関する先行発明としては、以下のものがある。
（１１）陳志謙、冨田睦雄、千住智信、道木慎二、大熊繁：「外乱オブザーバと速度適応同定による円筒型ブラシレスＤＣモータの位置・速度センサレス制御」、電気学会論文誌Ｄ、１１８、７／８，ｐｐ．８２８−８３５（１９９８−７／８）
（１２）井村彰宏、金貞成、陳志謙、道木慎二、石田宗秋、大熊繁：「汎用位置・速度センサレスベクトル制御の検討」、平成１４年電気学会全国大会講演論文集、４，ｐｐ．１９１−１９２（２００２−３）
（１３）陳志謙、冨田睦雄、道木慎二、大熊繁：「シンクロナスリラクタンスモータのセンサレス制御のための外乱オブザーバ」、平成１２年電気学会産業応用部門大会講演論文集、ｐｐ．１１０７−１１１０（２０００−８）As a prior invention relating to a second or higher order disturbance observer for which an electromagnetic physical quantity is to be estimated using a stator voltage, current evaluated on a fixed coordinate system or an estimated value thereof and a rotor speed estimated value as input signals, There are things.
(11) Chen Zhen, Yasuo Hamada, Toshinori Senju, Shinji Michiki, Shigeru Okuma: “Position / speed sensorless control of cylindrical brushless DC motor by disturbance observer and speed adaptive identification”, IEEJ Transactions D, 118, 7/8 , Pp. 828-835 (1998-7 / 8)
(12) Akihiro Imura, Sadanari Kin, Kenshi Chen, Shinji Michiki, Muneaki Ishida, Shigeru Okuma: “Examination of general-purpose position / speed sensorless vector control”, Proc. 191-192 (2002-3)
(13) Chen Zhen, Ikuo Hamada, Shinji Miki, Shigeru Okuma: “Disturbance Observer for Sensorless Control of Synchronous Reluctance Motor”, Proc. 1107-1110 (2000-8)

回転子自体が発生する磁束を有する代表的な同期電動機が永久磁石形同期電動機である。文献（１１）は、非突極（円筒）特性の永久磁石形同期電動機に対して、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流情報等を用いて、２次の外乱オブザーバを構成してこの誘起電圧を推定するものである。速度推定は、誘起電圧推定値に含まれる回転子速度情報を、適応同定アルゴリズムで同定することにより行なっている。A typical synchronous motor having a magnetic flux generated by the rotor itself is a permanent magnet type synchronous motor. Reference (11) uses a stator voltage, current information, etc. evaluated on a fixed coordinate system to construct a secondary disturbance observer for a non-salient (cylindrical) permanent magnet synchronous motor. The induced voltage is estimated. The speed estimation is performed by identifying rotor speed information included in the induced voltage estimated value by an adaptive identification algorithm.

文献（１２）は、文献（１１）の２次の外乱オブザーバを突極特性の永久磁石形同期電動機に適用できるように、外乱オブザーバによる推定対象を誘起電圧から拡張誘起電圧に変更したものである。速度推定は、拡張誘起電圧推定値に含まれる回転子速度情報を、適応同定アルゴリズムで同定することにより行なっている。推定原理は、文献（１１）と同一である。Document (12) is obtained by changing the target to be estimated by the disturbance observer from the induced voltage to the extended induced voltage so that the secondary disturbance observer of Document (11) can be applied to a permanent magnet synchronous motor having salient pole characteristics. . The speed estimation is performed by identifying the rotor speed information included in the extended induced voltage estimated value with an adaptive identification algorithm. The estimation principle is the same as document (11).

文献（１３）は、回転子自体が発生する磁束を有しない同期電動機である同期リラクタンス電動機に対して、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流情報等を用いて２次の外乱オブザーバを構成し、この拡張誘起電圧を推定するものである。速度推定は、拡張誘起電圧推定値に含まれる回転子速度情報を、適応同定アルゴリズムで同定することにより行なっている。対象とする同期電動機の違いを除けば、速度推定法は文献（１２）と同一である。Document (13) describes a secondary disturbance observer using a stator voltage, current information, etc. evaluated on a fixed coordinate system for a synchronous reluctance motor that is a synchronous motor that does not have a magnetic flux generated by the rotor itself. And the extended induced voltage is estimated. The speed estimation is performed by identifying the rotor speed information included in the extended induced voltage estimated value with an adaptive identification algorithm. The speed estimation method is the same as that in the literature (12) except for the difference of the synchronous motor to be processed.

下記に示す文献（１４）では、誘導電動機を対象として、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流情報等を用いて、固定子電流と回転子磁束を推定対象とする状態オブザーバの構成法、更にはこれに関連して適応的な速度推定法が示されている。これは、同期電動機にも適用できるとする主張がなされているが、主張の根拠になる具体的な説明がなく、主張の正当性・有効性は不明である。
（１４）ハジュンイク、井出耕三：「交流電動機のセンサレス制御装置及び制御方法」、特開２００３−２９９３８１（２００２−４−２出願）In the reference (14) shown below, the state observer is configured to estimate the stator current and the rotor magnetic flux by using the stator voltage and current information evaluated on the fixed coordinate system for the induction motor. The method and, in this context, an adaptive speed estimation method are presented. This is claimed to be applicable to synchronous motors, but there is no specific explanation for the claim, and the validity and validity of the claim is unclear.
(14) Hajun Iku and Kozo Ide: “Sensorless control device and control method for AC motor”, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-299381 (2002-4-2 application)

以上の文献説明より既に明らかなように、突極特性を有する永久磁石形同期電動機、あるいはこれと同様な突極特性を有する永久磁石内蔵形同期リラクタンス電動機のための位相決定器に関して、固定子の電圧、電流あるいはこれらの推定値と回転子速度推定値とを少なくとも入力信号として電磁気的物理量を推定対象状態変数とする４次状態オブザーバを構成した報告は、いまだない。文献（１）〜（５）は、固定子の電圧、電流あるいはこれらの推定値と回転子速度推定値とを入力信号として電磁気的物理量を推定対象状態変数とする４次状態オブザーバの構成を示しているが、対象とする同期電動機は、非突極（円筒）特性の永久磁石形同期電動機のみに限定されている。また、これらは、直ちに突極特性を有する永久磁石形同期電動機へ展開できるものではない。未報告の事実が、非突極特性の同期電動機のための４次状態オブザーバから突極特性の同期電動機のための４次状態オブザーバへの変更の難しさを示している。As is clear from the above description of the literature, regarding a phase determiner for a permanent magnet type synchronous motor having salient pole characteristics or a synchronous reluctance motor with a built-in permanent magnet having salient pole characteristics similar to this, There is still no report that constitutes a quaternary state observer in which an electromagnetic physical quantity is an estimation target state variable using at least an input signal of voltage, current, or an estimated value thereof and a rotor speed estimated value. References (1) to (5) show the configuration of a quaternary state observer that uses an electromagnetic physical quantity as an estimation target state variable by using a stator voltage, current, or an estimated value thereof and a rotor speed estimated value as input signals. However, the target synchronous motor is limited only to the permanent magnet type synchronous motor having non-salient pole (cylindrical) characteristics. Further, these cannot be immediately developed into a permanent magnet type synchronous motor having salient pole characteristics. Unreported facts indicate the difficulty of changing from a quaternary state observer for non-saliency synchronous motors to a quaternary state observer for salient pole synchronous motors.

本発明と関連する位相決定器において、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流あるいはこれらの推定値と回転子速度推定値とを入力信号として電磁気的物理量を推定対象とする２次以上の外乱オブザーバを採用した重要な先行発明は、上に列挙した文献（１１）〜（１３）である。これらの外乱オブザーバにおいては、推定対象たる外乱に対するフィルタリング処理は、状態方程式形の外乱オブザーバの中で、外乱推定と一体的に行なわれている。すなわち、従来の外乱オブザーバにおいては、推定対象たる外乱のフィルタリング処理のためのフィルタは個別的あるいは独立的には存在しない、と言う構造的制約をもっていた。フィルタリング処理における本構造的制約のために、従来の外乱オブザーバにおいては、性能の高いフィルタを自由に設計し、また実現することができなかった。In the phase determiner related to the present invention, a second or higher order whose electromagnetic physical quantity is to be estimated using the stator voltage and current evaluated on the fixed coordinate system or their estimated values and the estimated rotor speed as input signals. The important prior inventions employing the disturbance observer are Documents (11) to (13) listed above. In these disturbance observers, the filtering process for the disturbance to be estimated is performed integrally with the disturbance estimation in the disturbance observer in the state equation form. That is, the conventional disturbance observer has a structural restriction that a filter for filtering the disturbance to be estimated does not exist individually or independently. Due to this structural limitation in the filtering process, it has not been possible to freely design and implement a high-performance filter in the conventional disturbance observer.

以上、本発明に関連した同期電動機のセンサレスベクトル制御に必須の位相決定器について、従来技術を詳しく説明した。これらは以下のように整理される。固定座標系上で評価された固定子電圧、電流等を入力とし、電磁気的物理量を推定対象とする４次以上の状態オブザーバまたは２次以上の外乱オブザーバを用いて構成された位相決定器においては、オブザーバの構成に必要な回転子速度情報としては、速度を適応的に同定することにより得た速度推定値を利用するのが一般的であった。例外的に、回転子磁束推定値と誘起電圧推定値の外積的処理を通じて回転子速度を推定する方法が利用されていた。すなわち、これら従来の主たる速度推定法は、オブザーバよる回転子の位相推定とは独立的に、適応同定アルゴリズムにより回転子速度推定を遂行するものであった。ひいては、同一回転子に対する位相と速度の推定独立性のために必要以上に複雑なものになっていた。また、適応同定による速度推定では、適応同定アルゴリズムの収束レイト以上の高速な速度推定は不可能であり、従来の速度推定法は、急速な可変速運転には利用できなかった。すなわち、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流等を入力とするオブザーバを用いて構成された従来の位相決定器においては、必要以上に複雑な上に、高い性能を発揮することができなっかた。The prior art has been described in detail for the phase determiner essential for sensorless vector control of the synchronous motor related to the present invention. These are organized as follows. In a phase determiner configured using a fourth-order or higher-order state observer or a second-order or higher disturbance observer whose input is a stator voltage, current, etc. evaluated on a fixed coordinate system and whose electromagnetic physical quantity is to be estimated As the rotor speed information necessary for the configuration of the observer, a speed estimated value obtained by adaptively identifying the speed is generally used. Exceptionally, a method of estimating the rotor speed through the cross product processing of the rotor magnetic flux estimated value and the induced voltage estimated value has been used. In other words, these conventional main speed estimation methods perform the rotor speed estimation by an adaptive identification algorithm independent of the rotor phase estimation by the observer. As a result, it was more complicated than necessary due to the estimated independence of phase and speed for the same rotor. In addition, speed estimation by adaptive identification makes it impossible to estimate speed faster than the convergence rate of the adaptive identification algorithm, and conventional speed estimation methods cannot be used for rapid variable speed operation. In other words, the conventional phase determiner configured using an observer that receives the stator voltage, current, etc. evaluated on the fixed coordinate system is more complicated than necessary and can exhibit high performance. I couldn't do it.

特に、突極特性をもつ永久磁石形同期電動機、永久磁石内蔵形同期リラクタンス電動機のための、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流等を入力とする位相決定器に関しては、速度推定法の課題が未解決な点もあり、電磁気的物理量を推定対象状態変数とする４次状態オブザーバを構成することができなかった。換言すれば、オブザーバの中でもより優れた推定を可能とする４次状態オブザーバを構成することがでず、ひいては、高性能な位相決定器を構成することができなかった。なお、突極特性をもつ永久磁石形同期電動機は、その効率の良さから、最近特に注目を集めている同期電動機である。In particular, for phase determiners that input stator voltage, current, etc. evaluated on a fixed coordinate system for permanent magnet synchronous motors with salient pole characteristics and synchronous reluctance motors with built-in permanent magnets, speed estimation Due to the unsolved problems of the law, it was not possible to construct a quaternary state observer using an electromagnetic physical quantity as a state variable to be estimated. In other words, it has not been possible to construct a quaternary state observer that enables better estimation among observers, and as a result, a high-performance phase determiner could not be constructed. Note that the permanent magnet synchronous motor having salient pole characteristics is a synchronous motor that has recently attracted particular attention due to its high efficiency.

また、同期電動機の位相決定器のための、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流等を入力とする従来の外乱オブザーバにおいては、推定対象たる外乱のフィルタリング処理のためのフィルタは個別的あるいは独立的には存在しない、と言う構造的制約をもっていた。フィルタリング処理における本構造的制約のために、従来の外乱オブザーバにおいては、性能の高いフィルタを自由に設計し、また実現することができなかった。ひいては、高性能な位相決定器を構成することができなかった。Also, in the conventional disturbance observer for the synchronous motor phase determiner that receives the stator voltage, current, etc. evaluated on the fixed coordinate system, the filter for the disturbance filtering process to be estimated is an individual filter. It had a structural constraint that it did not exist in a manual or independent manner. Due to this structural limitation in the filtering process, it has not been possible to freely design and implement a high-performance filter in the conventional disturbance observer. As a result, a high-performance phase determiner could not be constructed.

発明が解決しようとする課題Problems to be solved by the invention

本発明は上記背景の下になされたものであり、その目的は、同期電動機のための、固定座標系上で評価された固定子電圧、電流等を入力とする位相決定器に関し、簡単あるいは高性能な位相決定器を新規に提供し、ひいては、同期電動機のためのより簡単で、可変速運転に利用し易いセンサレスベクトル制御方法を提供することにある。The present invention has been made under the above-mentioned background, and its object is related to a phase determiner for a synchronous motor that receives a stator voltage, a current, etc., evaluated on a fixed coordinate system as an input. It is an object of the present invention to provide a new high performance phase determiner, and thus to provide a simpler sensorless vector control method for a synchronous motor that is easy to use for variable speed operation.

課題を解決するための手段Means for solving the problem

上記目的を達成するために、請求項１の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を直交２軸で構成される回転座標系上のベクトル信号として捕らえ制御する電流制御工程と、回転座標系の位相を決定する位相決定工程とを有し、該位相決定工程において、固定座標系上で評価された固定子の電圧、電流あるいはこれらの推定値と回転子速度推定値とを少なくとも入力信号として電磁気的物理量を推定対象とする４次以上の状態オブザーバまたは２次以上の外乱オブザーバを構成し、該回転座標系の位相を決定するようにした同期電動機のベクトル制御方法であって、該位相決定工程における該状態オブザーバまたは該外乱オブザーバにより得られた回転子位相推定値を近似微分して、該回転子速度推定値を生成するようにしたことを特徴とする。In order to achieve the above object, a first aspect of the invention relates to a current control step of capturing and controlling a stator current contributing to torque generation as a vector signal on a rotational coordinate system composed of two orthogonal axes, and a rotational coordinate system. A phase determination step for determining the phase of the stator, wherein in the phase determination step, the stator voltage, current or an estimated value thereof estimated on the fixed coordinate system and an estimated value of the rotor speed are used as at least an input signal. A synchronous motor vector control method comprising a fourth-order or higher-order state observer or a second-order or higher disturbance observer for estimating an electromagnetic physical quantity and determining a phase of the rotating coordinate system. The rotor phase estimation value obtained by the state observer or the disturbance observer in the process is approximated to generate the rotor speed estimation value. That.

請求項２の発明は、請求項１記載の同期電動機のベクトル制御方法であって、該位相決定工程における該状態オブザーバまたは該外乱オブザーバにより得られた回転子位相推定値に対する近似微分を、安定な近似微分フィルタを介して遂行するようにしたことを特徴とする。The invention according to claim 2 is the vector control method for a synchronous motor according to claim 1, wherein an approximate derivative for the rotor phase estimation value obtained by the state observer or the disturbance observer in the phase determination step is stable. It is characterized in that it is performed through an approximate differential filter.

請求項３の発明は、請求項２記載の同期電動機のベクトル制御方法であって、安定な該近似微分フィルタを、該回転子位相推定値に対する近似微分値を積分した上でフィードバックする形で、実現するようにしたことを特徴とする。The invention according to claim 3 is the vector control method for the synchronous motor according to claim 2, wherein the stable approximate differential filter is fed back after integrating the approximate differential value with respect to the rotor phase estimation value, It is characterized by being realized.

請求項４の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を直交２軸で構成される回転座標系上のベクトル信号として捕らえ制御する電流制御工程と、回転座標系の位相を決定する位相決定工程とを有し、該位相決定工程において、固定座標系上で評価された固定子の電圧、電流あるいはこれらの推定値と回転子速度推定値とを少なくとも入力信号として電磁気的物理量を推定対象とする４次以上の状態オブザーバまたは２次以上の外乱オブザーバを構成し、該回転座標系の位相を決定するようにした同期電動機のベクトル制御方法であって、該位相決定工程における該状態オブザーバを、固定子電流またはこれによって生起された磁束と回転子磁束との２物理量を推定対象の状態変数とし、かつ次の形の２ｘ２直交行列

を少なくとも１個用いて構成した４次状態オブザーバとすることを特徴とする。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a current control step for capturing and controlling a stator current contributing to torque generation as a vector signal on a rotational coordinate system composed of two orthogonal axes, and a phase determination step for determining the phase of the rotational coordinate system. In the phase determination step, the electromagnetic physical quantity is to be estimated using at least the stator voltage and current evaluated on the fixed coordinate system or their estimated value and rotor speed estimated value as input signals. A vector control method for a synchronous motor that constitutes a fourth or higher order state observer or a second or higher order disturbance observer, and determines the phase of the rotating coordinate system, wherein the state observer in the phase determining step is fixed. The 2 × 2 orthogonal matrix of the following form is used as a state variable to be estimated with the two physical quantities of the child current or the magnetic flux generated thereby and the rotor magnetic flux.

A quaternary state observer configured by using at least one of the above.

請求項５の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を直交２軸で構成される回転座標系上のベクトル信号として捕らえ制御する電流制御工程と、回転座標系の位相を決定する位相決定工程とを有し、該位相決定工程において、固定座標系上で評価された固定子の電圧、電流あるいはこれらの推定値と回転子速度推定値とを少なくとも入力信号として電磁気的物理量を推定対象とする４次以上の状態オブザーバまたは２次以上の外乱オブザーバを構成し、該回転座標系の位相を決定するようにした同期電動機のベクトル制御方法であって、該位相決定工程における該外乱オブザーバを、該回転子速度推定値を中心周波数とする可変バンドパス特性を持つ安定フィルタを外乱オブザーバ内後段部分に独立的に配置する形で、構成したことを特徴とする。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a current control step for capturing and controlling a stator current contributing to torque generation as a vector signal on a rotational coordinate system composed of two orthogonal axes, and a phase determination step for determining the phase of the rotational coordinate system. In the phase determination step, the electromagnetic physical quantity is to be estimated using at least the stator voltage and current evaluated on the fixed coordinate system or their estimated value and rotor speed estimated value as input signals. A vector control method for a synchronous motor that constitutes a state observer of a fourth order or higher or a disturbance observer of a second order or higher and determines the phase of the rotating coordinate system, wherein the disturbance observer in the phase determination step includes the disturbance observer A stable filter with a variable bandpass characteristic with the estimated rotor speed as the center frequency is arranged independently in the latter part of the disturbance observer. To.

次に本発明の作用について説明する。請求項１の発明によれば、状態オブザーバまたは外乱オブザーバにより得られた回転子位相推定値を近似微分して、回転子速度推定値を生成するようになる。同期電動機の回転子にあっては、その位相と速度は積分と微分の関係にある。請求項１の発明は、本物理関係を直接的に利用するものである。この結果、本発明によれば、位相と速度の簡潔一体的な、しかも高速な推定が可能となると言う作用が得られる。Next, the operation of the present invention will be described. According to the first aspect of the present invention, the rotor phase estimation value obtained by the state observer or the disturbance observer is approximately differentiated to generate the rotor speed estimation value. In the rotor of a synchronous motor, the phase and speed have a relationship of integration and differentiation. The invention of claim 1 directly uses this physical relationship. As a result, according to the present invention, it is possible to obtain an effect that the phase and speed can be simply and integrally estimated at a high speed.

続いて、本発明の請求項２の作用について説明する。請求項２の発明によれば、状態オブザーバまたは外乱オブザーバにより得られた回転子位相推定値に対する近似微分を、安定な近似微分フィルタを介して遂行するようになる。すなわち、本発明によれば、状態オブザーバまたは外乱オブザーバにより得られた回転子位相推定値を、安定な近似微分フィルタを介して処理し、回転子速度推定値を得ることになる。フィルタはダイナミックスを有し、しかも本ダイナミックスはフィルタ設計を通じ簡単かつ自在に設計付与することができる。この結果、請求項２の発明によれば、状態オブザーバまたは外乱オブザーバにより得られた回転子位相推定値に対して、簡単な処理により、適切なダイナミックスを付与した状態で、回転子速度推定値を得ることができるようなると言う作用が得られる。Next, the operation of claim 2 of the present invention will be described. According to the second aspect of the present invention, the approximate differentiation with respect to the rotor phase estimation value obtained by the state observer or the disturbance observer is performed via the stable approximate differential filter. That is, according to the present invention, the rotor phase estimation value obtained by the state observer or the disturbance observer is processed through the stable approximate differential filter to obtain the rotor speed estimation value. The filter has dynamics, and the dynamics can be easily and freely designed through filter design. As a result, according to the second aspect of the present invention, the rotor speed estimation value is obtained with appropriate dynamics applied to the rotor phase estimation value obtained by the state observer or the disturbance observer by a simple process. The effect that it can be obtained is obtained.

状態オブザーバまたは外乱オブザーバの構成には、入力信号の１つに、回転子速度推定値が必要である。状態オブザーバまたは外乱オブザーバより得られた回転子位相推定値に対して何らかの処理をして、入力信号用の回転子速度推定値を生成する場合には、適切なダイナミックスの付与が不可欠であることを指摘しておく。従来技術は、速度の適応同定を介して、速度推定値に本ダイナミックスを付与してきたと、解釈することができる。The configuration of the state observer or disturbance observer requires a rotor speed estimate for one of the input signals. Appropriate dynamics must be applied when generating a rotor speed estimate for the input signal by performing some processing on the rotor phase estimate obtained from the state observer or disturbance observer. Please point out. It can be interpreted that the prior art has given the dynamics to the speed estimate through adaptive identification of the speed.

続いて、本発明の請求項３の作用について説明する。請求項３の本発明によれば、請求項２の発明における安定な近似微分用フィルタを、回転子位相推定値に対する近似微分値を積分した上でフィードバックする形で、実現するようになる。近似微分値は速度推定値であるので、フィードバックされる積分信号は位相推定値（以降では、最終位相推定値と略記）となる。安定フィルタへの入力信号が、状態オブザーバまたは外乱オブザーバより得られた回転子位相推定値（以降では、初期位相推定値と略記）であり、また同時に、フィードバック信号も回転子位相推定値である。この結果、請求項３の発明によれば、近似微分用安定フィルタが大変構成し易くなるという作用が得られる。ひいては、請求項２、請求項１の発明の作用を、より平易に得ることができるようになると言う作用が得られる。Then, the effect | action of Claim 3 of this invention is demonstrated. According to the third aspect of the present invention, the stable approximate differentiation filter according to the second aspect of the present invention is realized in the form of feedback after integrating the approximate differential value with respect to the rotor phase estimation value. Since the approximate differential value is a speed estimation value, the integrated signal fed back is a phase estimation value (hereinafter abbreviated as a final phase estimation value). An input signal to the stable filter is a rotor phase estimation value (hereinafter abbreviated as an initial phase estimation value) obtained from a state observer or a disturbance observer, and at the same time, a feedback signal is also a rotor phase estimation value. As a result, according to the third aspect of the present invention, there is obtained an effect that the approximate differentiation stable filter can be very easily configured. As a result, the operation of the inventions of claims 2 and 1 can be obtained more easily.

続いて、本発明の請求項４の作用について説明する。突極特性をもつ永久磁石形同期電動機、あるいは永久磁石内蔵形同期リラクタンス電動機においては、固定座標系上の固定子インダクタンスは空間的に変動する。このためか、従来よりこの種の同期電動機に対しては、固定座標系上の４次以上の状態オブザーバは構成不可能と考えられてきた。しかし、請求項４の本発明によれば、位相決定工程における４次状態オブザーバの構成に該２ｘ２直交行列を活用することになる。後述の数学モデルに関し詳しく説明するように、該２ｘ２直交行列を利用することにより、固定座標系上の固定子インダクタンスは定数として扱うことが可能となる。この結果、請求項４の発明によれば、従来より構成不可能と考えられていた、突極特性をもつ永久磁石形同期電動機、あるいは永久磁石内蔵形同期リラクタンス電動機のための高性能な４次状態オブザーバが構成できるようになると言う作用が得られる。Then, the effect | action of Claim 4 of this invention is demonstrated. In a permanent magnet type synchronous motor having salient pole characteristics or a synchronous reluctance motor with a built-in permanent magnet, the stator inductance on the fixed coordinate system varies spatially. For this reason, it has been conventionally considered that a fourth or higher order state observer on a fixed coordinate system cannot be configured for this type of synchronous motor. However, according to the fourth aspect of the present invention, the 2 × 2 orthogonal matrix is used for the configuration of the fourth-order state observer in the phase determination step. As will be described in detail with respect to a mathematical model described later, by using the 2 × 2 orthogonal matrix, the stator inductance on the fixed coordinate system can be handled as a constant. As a result, according to the invention of claim 4, a high-performance quaternary motor for a permanent magnet type synchronous motor having salient pole characteristics, or a synchronous reluctance motor with a built-in permanent magnet, which has been considered impossible to construct. An effect is obtained that the state observer can be configured.

続いて、本発明の請求項５の作用について説明する。請求項５の発明によれば、推定対象たる外乱に対するフィルタ（以下、外乱フィルタと略記）を外乱オブザーバ内の後段部分に独立的に配置することなる。外乱フィルタの本独立配置により、外乱フィルタに対して、設計と実現の高い自由度を付与できるようになると言う作用が得られる。設計と実現の本自由度の活用により、本外乱フィルタに、回転子速度推定値を中心周波数とする可変バンドパス特性を持つ種々のフィルタを採用することが可能となる。可変バンドパス特性をもつ外乱フィルタの採用により、高速運転あるいは可変速運転においても、位相遅れの生じにくい、またノイズの影響を受けにくい状態で外乱（誘起電圧、拡張誘起電圧）を推定できるようになると言う作用が得られる。Then, the effect | action of Claim 5 of this invention is demonstrated. According to the fifth aspect of the present invention, a filter for the disturbance to be estimated (hereinafter, abbreviated as a disturbance filter) is independently arranged in the rear stage portion of the disturbance observer. By this independent arrangement of the disturbance filter, an effect is obtained that a high degree of freedom in design and realization can be given to the disturbance filter. By utilizing this degree of freedom of design and realization, it is possible to employ various filters having variable bandpass characteristics with the estimated rotor speed as the center frequency as the disturbance filter. By adopting a disturbance filter with variable bandpass characteristics, it is possible to estimate disturbance (induced voltage, extended induced voltage) in a state where phase lag is unlikely to occur and is not easily affected by noise even during high-speed or variable-speed operation. The effect of becoming is obtained.

以下、図面を用いて、本発明の実施形態を詳細に説明する。同期電動機に対し本発明のベクトル制御方法を適用したベクトル制御装置の１実施形態例の基本的構造を図１に示す。１は同期電動機を、２は電力変換器を、３は電流検出器を、４ａ、４ｂは夫々３相２相変換器、２相３相変換器を、５ａ、５ｂは共にベクトル回転器を、６は余弦正弦信号発生器を、７は電流制御器を、８は指令変換器を、９は速度制御器を、１０は位相決定器を示している。図１では、３から１０までの諸機器がベクトル制御装置を構成している。本図では、簡明性を確保すべく、本発明と関係の深い２ｘ１のベクトル信号を１本の太い信号線で表現している。以下のブロック図表現もこれを踏襲する。Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 shows the basic structure of an embodiment of a vector control apparatus in which the vector control method of the present invention is applied to a synchronous motor. 1 is a synchronous motor, 2 is a power converter, 3 is a current detector, 4a and 4b are 3 phase 2 phase converters, 2 phase 3 phase converters, 5a and 5b are both vector rotators, 6 is a cosine sine signal generator, 7 is a current controller, 8 is a command converter, 9 is a speed controller, and 10 is a phase determiner. In FIG. 1, various devices from 3 to 10 constitute a vector control device. In this figure, a 2 × 1 vector signal closely related to the present invention is represented by a single thick signal line in order to ensure simplicity. The following block diagram expression follows this.

３、４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂ、６、７の５種の機器は、トルク発生に寄与する固定子電流を、ｄ軸ｑ軸の直交２軸で構成される回転ｄｑ座標系上のベクトル信号として捕らえ、ｄ軸及びｑ軸の各成分を各軸電流指令に追随するように制御する電流制御工程を実行する手段を構成している。また、位相決定器１０は、回転ｄｑ座標系の位相決定工程を実行する手段である。位相決定器の出力信号である回転子位相推定値は、余弦正弦信号発生器６で余弦・正弦信号に変換された後、回転ｄｑ座標系を決定づけるベクトル回転器６ａ，６ｂへ渡される。The five types of devices 3, 4 a, 4 b, 5 a, 5 b, 6, and 7 use a stator signal that contributes to torque generation as a vector signal on a rotating dq coordinate system composed of two orthogonal axes of the d axis and q axis. And means for executing a current control process for controlling each component of the d-axis and the q-axis to follow each axis current command. The phase determiner 10 is means for executing a phase determination step of the rotating dq coordinate system. The rotor phase estimation value, which is the output signal of the phase determiner, is converted into a cosine / sine signal by the cosine sine signal generator 6 and then passed to the vector rotators 6a and 6b that determine the rotation dq coordinate system.

電流検出器３で検出された３相の固定子電流は、３相２相変換器４ａで固定αβ座標系上の２相電流に変換された後、ベクトル回転器５ａで回転ｄｑ座標系の２相電流に変換され、電流制御器７へ送られる。電流制御器７は、回転ｄｑ座標系上の２相電流が、各相の電流指令に追随すべく回転ｄｑ座標系上の２相電圧指令を生成しベクトル回転器５ｂへ送る。５ｂでは、回転ｄｑ座標系上の２相電圧指令を固定αβ座標系の２相電圧指令に変換し、２相３相変換器４ｂへ送る。４ｂでは、２相信号を３相電圧指令に変換し、電力変換器２への指令として出力する。電力変換器２は、指令に応じた電力を発生し、同期電動機１へ印加しこれを駆動する。このときの回転ｄｑ座標系上の２相電流指令は、トルク指令を指令変換器８に通じ変換することにより得ている。本指令変換器は、当業者には周知のように、簡単には、電流指令のｄ軸成分を一定に保ち、電流指令のｑ軸成分をトルク指令に比例して変化させるように構成すればよい。The three-phase stator current detected by the current detector 3 is converted into a two-phase current on the fixed αβ coordinate system by the three-phase two-phase converter 4a, and then the vector rotator 5a is set to 2 in the rotation dq coordinate system. It is converted into a phase current and sent to the current controller 7. The current controller 7 generates a two-phase voltage command on the rotation dq coordinate system so that the two-phase current on the rotation dq coordinate system follows the current command of each phase, and sends it to the vector rotator 5b. In 5b, the two-phase voltage command on the rotation dq coordinate system is converted into the two-phase voltage command on the fixed αβ coordinate system and sent to the two-phase three-phase converter 4b. In 4 b, the two-phase signal is converted into a three-phase voltage command and output as a command to the power converter 2. The power converter 2 generates electric power according to the command, applies it to the synchronous motor 1, and drives it. The two-phase current command on the rotation dq coordinate system at this time is obtained by converting the torque command through the command converter 8. As is well known to those skilled in the art, the command converter can be simply configured to keep the d-axis component of the current command constant and change the q-axis component of the current command in proportion to the torque command. Good.

速度制御器９には、位相決定器１０からの出力信号の１つである回転子速度推定値（電気角速度推定値）が、極対数Ｎ_ｐで除されて機械角速度推定値に変換された後、送られている。図１の本例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度制御器９の出力としてトルク指令を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器９は不要である。この場合には、トルク指令が外部から直接印加される。The speed controller 9, which is one rotor speed estimate value of the output signal from the phase determiner 10 (electrical angular velocity estimation value), after being converted into mechanical angular velocity estimate is divided by the number of pole pairs N _p , Have been sent. In the present example of FIG. 1, an example in which a speed control system is configured is shown, and thus a torque command is obtained as an output of the speed controller 9. As is well known to those skilled in the art, the speed controller 9 is unnecessary when the control purpose is the generated torque and the speed control system is not configured. In this case, the torque command is directly applied from the outside.

本発明の核心は位相決定器１０にある。速度制御、トルク制御の何れにおいても、位相決定器１０には何らの変更を要しない。以下では、速度制御、トルク制御等の制御モードに関し一般性を失うことなく、位相決定器１０の実施形態例について説明する。本位相決定器は、直交２軸の固定αβ座標系上で評価された固定子の電圧の推定値である固定子電圧指令と固定子電流とを入力信号として受け取り、回転子の最終位相推定値と速度推定値（電気角速度推定値）を出力している。The core of the present invention is the phase determiner 10. In any of the speed control and the torque control, the phase determiner 10 does not require any change. Hereinafter, an exemplary embodiment of the phase determiner 10 will be described without losing generality regarding control modes such as speed control and torque control. This phase determiner receives as input signals a stator voltage command and a stator current, which are estimated values of the stator voltage evaluated on the orthogonal two-axis fixed αβ coordinate system, and receives the final phase estimated value of the rotor. And a speed estimation value (electrical angular speed estimation value) are output.

位相決定器は、後述するように、４次以上の状態オブザーバまたは２次以上の外乱オブザーバと、速度推定器とから構成される。状態オブザーバ、外乱オブザーバは、同期電動機の数学モデル（回路方程式）に立脚して設計・実現される。この点を踏まえ、位相決定器の説明に先立って、代表的な同期電動機の固定αβ座標系上の数学モデル（回路方程式）を与えておく。これは、α軸からみた回転子位相をθ_αとすると、以下の（１）〜（７）式で記述することができる。As will be described later, the phase determiner includes a fourth-order or higher state observer or a second-order or higher disturbance observer and a speed estimator. The state observer and disturbance observer are designed and realized based on a mathematical model (circuit equation) of a synchronous motor. Based on this point, prior to the description of the phase determiner, a mathematical model (circuit equation) on a fixed αβ coordinate system of a typical synchronous motor is given. This can be described by the following equations (1) to (7), where θ _α is the rotor phase viewed from the α axis.

ここに、ν_１，ｉ_１，φ_１，φ_ｉ，φ_ｍは固定αβ座標系上で定義された電動機内部の電磁気的物理量を示す２ｘ１のベクトルであり、それぞれ固定子電圧、固定子電流、固定子鎖交磁束、固定子電流によって生起された磁束（以下、固定子電流磁束と略記）、回転子磁束を意味している。Ｒ_１は固定子巻線抵抗である。ｈ_ｉ，Ｌ_ｍは、ｄ、ｑインダクタンスと次の関係を有する固定子の同相、鏡相インダクタンスである。これらは、基本的には一定である。

また、ｓは微分演算子である。Here, ν ₁ , i ₁ , φ ₁ , φ _i , and φ _m are 2 × 1 vectors indicating the electromagnetic physical quantities inside the motor defined on the fixed αβ coordinate system, and are respectively a stator voltage, a stator current, It means stator interlinkage magnetic flux, magnetic flux generated by stator current (hereinafter abbreviated as stator current magnetic flux), and rotor magnetic flux. R ₁ is a stator winding resistance. h _i, L _m is, d, q inductance phase with the stator having the following relationships are mirror-phase inductance. These are basically constant.

S is a differential operator.

（１）〜（７）式の数学モデル（回路方程式）は、Φ≠０、Ｌ_ｍ＝０と選定する場合には、非突極（円筒）特性の永久磁石形同期電動機の数学モデルとなる。また、Φ≠０、Ｌ_ｍ≠０と選定する場合には、本回路方程式は突極特性の永久磁石形同期電動機、永久磁石内蔵形同期リラクタンス電動機の数学モデルとなる。また、Φ＝０、Ｌ_ｍ≠０と選定する場合には、同期リラクタンス電動機の数学モデルとなる。界磁巻線形同期電動機、ハイブリッド界磁形同期電動機においては、回転子側に界磁回路が存在するため、これらの数学モデルは界磁回路を考慮したものでなくてはならない。しかし、本発明は、後述の説明で明らかになるように、同期電動機の界磁回路の有無に依存しない。以降では、（１）〜（７）式の数学モデルに用いてオブザーバを構成し、本発明を具体的に説明する。The mathematical model (circuit equation) of equations (1) to (7) is a mathematical model of a permanent magnet type synchronous motor having non-salient pole (cylindrical) characteristics when Φ ≠ 0 and L _m = 0 are selected. . When Φ ≠ 0 and L _m ≠ 0 are selected, this circuit equation is a mathematical model of a salient pole type permanent magnet type synchronous motor and a built-in permanent magnet type reluctance motor. When selecting Φ = 0 and L _m ≠ 0, the mathematical model of the synchronous reluctance motor is obtained. In a field winding type synchronous motor and a hybrid field type synchronous motor, since a field circuit exists on the rotor side, these mathematical models must consider the field circuit. However, the present invention does not depend on the presence or absence of the field circuit of the synchronous motor, as will be apparent from the following description. In the following, the observer will be configured using the mathematical models of the equations (1) to (7), and the present invention will be specifically described.

図２は、（１）〜（７）式の数学モデルにおいてΦ≠０、Ｌ_ｍ≠０の条件で記述される同期電動機を対象とした場合の位相決定器１０の構成の１例を示したものである。本位相決定器１０は、請求項４の発明による４次状態オブザーバ１０ａと、請求項１〜３の発明による速度推定器１０ｂとから構成されている。FIG. 2 shows an example of the configuration of the phase determiner 10 in the case where the synchronous motor described under the conditions of Φ ≠ 0 and L _m ≠ 0 in the mathematical model of the equations (1) to (7) is used. Is. The phase determiner 10 includes a fourth-order state observer 10a according to the invention of claim 4 and a speed estimator 10b according to the inventions of claims 1-3.

（１）〜（７）式の数学モデルは、固定子電流磁束と回転子磁束を状態変数に選択すると次の状態方程式（９）、（１０）式に変換される。

When the stator current magnetic flux and the rotor magnetic flux are selected as the state variables, the mathematical models of the equations (1) to (7) are converted into the following state equations (9) and (10).

推定対象状態変数を固定子電流磁束と回転子磁束とすると、請求項４の発明に従えば、４次状態オブザーバとして次のものを新規に構築することができる。

If the estimation target state variables are the stator current magnetic flux and the rotor magnetic flux, according to the invention of claim 4, the following can be newly constructed as a quaternary state observer.

ここに、２ｘ２行列Ｇ_ｉ，Ｇ_ｍは、設計者に設計が委ねられたオブザーバゲインである。なお、記号∧は対応物理量の推定値を意味する。（１３）式には、請求項４の発明に従い、２ｘ２直交行列が利用されている点には、注意されたい。（１３）式が明示しているように、固定子電流推定値と固定子電流磁束推定値とは、空間依存の関係にあるが、２ｘ２直交行列を利用しているので、インダクタンスＬ_ｉ，Ｌ_ｍは一定である。Here, the 2 × 2 matrices G _i and G _m are observer gains whose design is entrusted to the designer. The symbol ∧ means an estimated value of the corresponding physical quantity. It should be noted that a 2 × 2 orthogonal matrix is used in the expression (13) according to the invention of claim 4. As the equation (13) clearly indicates, the stator current estimated value and the stator current magnetic flux estimated value are spatially dependent, but use a 2 × 2 orthogonal matrix, so that the inductances L _i and L _m is constant.

上記４次状態オブザーバにより２ｘ１ベクトル信号である回転子磁束の推定値が得られたならば、回転子の初期位相推定値は、例えば次の（１４）式に従い、生成し出力すればよい。

If the estimated value of the rotor magnetic flux, which is a 2 × 1 vector signal, is obtained by the quaternary state observer, the initial phase estimated value of the rotor may be generated and output according to the following equation (14), for example.

（１１）〜（１３）式に従った４次状態オブザーバ１０ａは、図３のように図示される。本４次状態オブザーバは、図より明らかなように、固定座標系上で評価された固定子電流、固定子電圧の推定値としての固定子電流指令、回転子速度推定値とを入力信号として構成されている。突極特性をもつ同期電動機を対象とした本状態オブザーバには、これに加えて、最終位相推定値が入力され２ｘ２直交行列において使用されている。図３の１０ａにおいては、４次状態オブザーバの２ｘ２直交行列における最終位相推定値の利用は、貫徹矢印で表現している。The quaternary state observer 10a according to the equations (11) to (13) is illustrated as shown in FIG. As is apparent from the figure, this quaternary state observer is configured with the stator current evaluated on the fixed coordinate system, the stator current command as the estimated value of the stator voltage, and the estimated rotor speed as input signals. Has been. In addition to this, the final phase estimation value is input to the present state observer for the synchronous motor having salient pole characteristics and used in the 2 × 2 orthogonal matrix. In 10a of FIG. 3, the use of the final phase estimation value in the 2 × 2 orthogonal matrix of the quaternary state observer is expressed by a penetrating arrow.

続いて、速度推定器１０ｂについて説明する。請求項１〜３の発明に従った速度推定器は次の（１５）、（１６）式として記述される。

Next, the speed estimator 10b will be described. The speed estimator according to the first to third aspects of the invention is described as the following equations (15) and (16).

（１５）式におけるＦ_ｓ（ｓ）は次の（１７）式で定義された安定ローパスフィルタであり、Ｃ（ｓ）の定義は（１８）式の通りである。

F _s (s) in equation (15) is a stable low-pass filter defined by the following equation (17), and the definition of C (s) is as in equation (18).

（１５）、（１６）式より明白なように、回転子の最終位相推定値と速度推定値は、積分と微分の関係を正確に維持した形で、しかも一体的に決定されている。また、Ｆ_ｓ（ｓ）が安定なローパスフィルタであることを考慮するならば、（１５）式第１式に用いたｓＦ_ｓ（ｓ）は、安定な近似微分フィルタとなっていることがわかる。安定な近似微分フィルタの実現方法は種々存在する。その中で、（１５）式第２式と（１６）式の組合せは、請求項３の発明に基づき、安定な近似微分フィルタを、回転子の初期位相推定値の近似微分値を積分して得た最終位相推定値をフィードバックする形で、実現していることを示している。図４は、本実現による速度推定器を図示したものである。同図より、初期位相推定値に対する近似微分値が、積分フィードバックされている様子が明暸に確認される。なお、安定フィルタは、一般には、１〜３次程度の低次のものでよい。As is clear from the equations (15) and (16), the final phase estimation value and the speed estimation value of the rotor are determined in an integrated manner while maintaining the relationship between integration and differentiation accurately. Further, when considering that F _s (s) is a stable low-pass filter, it can be seen that sF _s (s) used in the first equation of equation (15) is a stable approximate differential filter. . There are various methods for realizing a stable approximate differential filter. Among them, the combination of the formula (15), the second formula and the formula (16) is based on the invention of claim 3 by integrating a stable approximate differential filter with an approximate differential value of the initial phase estimated value of the rotor. This shows that the final phase estimation value obtained is realized by feeding back. FIG. 4 illustrates a speed estimator according to this implementation. From the figure, it is clearly confirmed that the approximate differential value with respect to the initial phase estimation value is integrated and fed back. In general, the stable filter may be a low-order filter of about 1st to 3rd order.

請求項３の発明に基づく（１５）式第２式と（１６）式の組合せには、初期位相推定値と最終位相推定値との位相偏差が入手できれば可能である。本位相偏差は、次の手順で生成することも可能である。

ただし、

（１９）式のような位相偏差の生成も、実用性の高い平易な生成法の１つであることを指摘しておく。これは、請求項３の発明の作用による。The combination of the formula (15), the second formula and the formula (16) based on the invention of claim 3 is possible if the phase deviation between the initial phase estimated value and the final phase estimated value is available. This phase deviation can also be generated by the following procedure.

However,

It should be pointed out that the generation of the phase deviation as shown in the equation (19) is one of the simple generation methods with high practicality. This is due to the action of the invention of claim 3.

次に、図１、図２、図３、図４に示した実施形態例に従って実施した実機実験による結果の１例を示す。供試同期電動機としては、回転子に回転子磁束発生源を有する同期電動機の中でも近年利用が特に進んでいる突極特性を有する永久磁石形同期電動機とした。供試電動機の仕様概要を表１に示す。Next, an example of the result of an actual machine experiment carried out according to the embodiment shown in FIGS. 1, 2, 3, and 4 is shown. As the test synchronous motor, a permanent magnet synchronous motor having salient pole characteristics, which has been used particularly recently, among the synchronous motors having a rotor magnetic flux generation source in the rotor. Table 1 shows an overview of the specifications of the test motor.

（１１）〜（１３）式および図３に示した４次状態オブザーバのオブザーバゲインを次の（２１）式の値に選定し、

速度推定器を構成する安定フィルタＦ_ｓ（ｓ）を次の（２２）式に選定し、

この上で、電流制御系、速度制御系の帯域を各々２０００、５０（ｒａｄ／ｓ）と設計した場合の速度指令（±２０９（ｒａｄ／ｓ）台形波）と応答の１例を図５に示す。ただし、ｄ軸電流指令はゼロ一定とし、速度制御器の出力であるトルク指令に比例した形でｑ軸電流指令を決定するようにした。図５より、正常かつ良好な可変速運転が行なわれていることが確認される。The observer gain of the quaternary state observer shown in the equations (11) to (13) and FIG. 3 is selected as the value of the following equation (21),

The stable filter F _s (s) constituting the speed estimator is selected in the following equation (22),

In addition, FIG. 5 shows an example of the speed command (± 209 (rad / s) trapezoidal wave) and the response when the current control system and the speed control system are designed to have a bandwidth of 2000 and 50 (rad / s), respectively. Show. However, the d-axis current command is set to zero, and the q-axis current command is determined in a form proportional to the torque command that is the output of the speed controller. From FIG. 5, it is confirmed that normal and good variable speed operation is performed.

続いて、本発明による別の実施形態例として、請求項５の発明に基づく外乱オブザーバを利用した位相決定器の構成例を示す。図６は、（１）〜（７）式で記述される同期電動機を対象とした場合の位相決定器１０の構成の１例を示したものである。本位相決定器１０は、請求項５の発明に基づく外乱オブザーバ１０ｃと、請求項１〜３に基づく速度推定器１０ｂから構成されている。Subsequently, as another embodiment according to the present invention, a configuration example of a phase determiner using a disturbance observer according to the invention of claim 5 will be shown. FIG. 6 shows an example of the configuration of the phase determiner 10 when the synchronous motor described by the equations (1) to (7) is targeted. The phase determiner 10 includes a disturbance observer 10c based on the invention of claim 5 and a speed estimator 10b based on claims 1-3.

外乱オブザーバの説明に先立って、これに必要な数学モデルを示す。（１）〜（７）式の数学モデルは、次の（２３）、（２４）式に書き改めることができる。

Before explaining the disturbance observer, the mathematical model necessary for this will be shown. The mathematical model of the equations (1) to (7) can be rewritten into the following equations (23) and (24).

（２４）式に示した拡張誘起電圧ｅに、回転子位相情報が含まれている。拡張誘起電圧は、（２３）、（２４）式を理論的根拠とする請求項５の発明に基づく次の外乱オブザーバにより推定することができる。

ここに、Ｆ_ｏ（ｓ）は外乱フィルタであり、また、記号∧は対応物理量の推定値を意味する。
本外乱フィルタは、可変特性の２次バンドパスフィルタを１個あるいは複数個結合して構成しており、全体として回転子速度推定値を中心周波数とする可変バンドパス特性を持つ安定フィルタとなっている。当然のことであるが、本外乱フィルタは、（２５）式右辺角括弧内の２ｘ１ベクトルの源外乱のα成分、β成分各々に対してフィルタリングを行なうことになる。なお、ｉ番目の２次可変フィルタのバンドパス選択性を定めるＱ（クオリティファクター）は、フィルタ係数と次の関係を有する。

Rotor phase information is included in the extended induced voltage e shown in the equation (24). The extended induced voltage can be estimated by the following disturbance observer based on the invention of claim 5 based on the equations (23) and (24).

Here, F _o (s) is a disturbance filter, and the symbol 意味 means an estimated value of the corresponding physical quantity.
This disturbance filter is configured by combining one or more variable-order secondary bandpass filters, and as a whole, it is a stable filter having variable bandpass characteristics with the estimated rotor speed as the center frequency. Yes. As a matter of course, the disturbance filter performs filtering on each of the α component and β component of the source disturbance of the 2 × 1 vector in the square brackets on the right side of the equation (25). Note that Q (quality factor) that determines the bandpass selectivity of the i-th secondary variable filter has the following relationship with the filter coefficient.

回転子の初期位相推定値は、例えば次の（２８）式に従い、生成し出力すればよい。

The initial phase estimated value of the rotor may be generated and output according to the following equation (28), for example.

（２５）式に従った外乱オブザーバ１０ｃは、図７のように図示される。外乱オブザーバは、図より明らかなように、固定座標系上で評価された固定子電流、固定子電圧の推定値としての固定子電圧指令、回転子速度推定値とを入力信号として構成されている。外乱オブザーバは、前段部である源外乱抽出部１０ｃ１とこれに後段部である外乱フィルタ１０ｃ２とから構成されている。源外乱抽出部１０ｃ１は、（２５）式右辺括弧内の２ｘ１ベクトルの源外乱を抽出する役割を担っている。これには、固定子電流、固定子電圧指令、回転子速度推定値が入力として利用されている。後段部である外乱フィルタ１０ｃ２は、例えば（２６）式に示した、回転子速度推定値を中心周波数とする可変バンドパス特性を持つ安定なフィルタが構成されている。同図では、外乱フィルタの可変特性は、回転子速度推定値による貫徹矢印で表現している。The disturbance observer 10c according to the equation (25) is illustrated as shown in FIG. As is clear from the figure, the disturbance observer is configured with the stator current evaluated on the fixed coordinate system, the stator voltage command as the estimated value of the stator voltage, and the estimated rotor speed as input signals. . The disturbance observer is composed of a source disturbance extraction unit 10c1 which is a preceding stage and a disturbance filter 10c2 which is a subsequent stage. The source disturbance extraction unit 10c1 plays a role of extracting the source disturbance of the 2 × 1 vector in the right parenthesis of Expression (25). For this, a stator current, a stator voltage command, and a rotor speed estimation value are used as inputs. The disturbance filter 10c2, which is the subsequent stage, is configured as a stable filter having a variable band-pass characteristic having the rotor speed estimation value as a center frequency, for example, as shown in equation (26). In the figure, the variable characteristic of the disturbance filter is represented by a penetrating arrow based on the estimated rotor speed.

回転子速度推定値を中心周波数とする可変バンドパス特性を持つ安定な外乱フィルタとしては、（２６）式に代わって、２入力２出力Ｄ因子フィルタを利用してもよいことを指摘しておく。１入力１出力の安定なローパスフィルタを次の（２９）式とすると、

回転子速度推定値を中心周波数とする可変バンドパス特性を持つ安定な２入力２出力Ｄ因子フィルタは、次式で与えられる。

It should be pointed out that a 2-input 2-output D-factor filter may be used instead of the equation (26) as a stable disturbance filter having a variable bandpass characteristic with the estimated value of the rotor speed as the center frequency. . When a stable low-pass filter with one input and one output is expressed by the following equation (29):

A stable 2-input 2-output D-factor filter having a variable bandpass characteristic with the estimated rotor speed as a center frequency is given by the following equation.

Ｄ因子フィルタの設計法、実現法、更には特性解析に関しては、既に、次の文献（１５）、（１６）に詳しく説明されているので、これ以上の説明は省略する。
（１５）新中新二：「三相信号処理のための可変特性多変数フィルタの提案、−ベクトル回転器同伴フィルタ効果の簡易発生−」，電気学会論文誌Ｄ、１２１、２，ｐｐ．２５３−２６０（２００１−２）
（１６）新中新二：「可変特性Ｄ因子システム、−その存在性、実現性、安定性−」、電気学会論文誌Ｄ、１２２、６、ｐｐ．５９１−６００（２００２−６）Since the D-factor filter design method, realization method, and characteristic analysis have already been described in detail in the following documents (15) and (16), further description is omitted.
(15) Shinnaka Shinji: “Proposal of variable characteristic multivariable filter for three-phase signal processing, -Easy generation of filter effect accompanied by vector rotator-”, IEEJ Transactions D, 121, 2, pp. 11-29. 253-260 (2001-2)
(16) Shinnaka Shinji: “Variable characteristic D-factor system, its existence, feasibility, stability”, IEEJ Transactions D, 122, 6, pp. 199 591-600 (2002-6)

本外乱オブザーバは、回転子磁束Φ、鏡相インダクタンスＬ_ｍのゼロ、非ゼロの如何に拘わらず利用可能である点を指摘しておく。本事実は外乱オブザーバの汎用性の高さを示す１例に過ぎない。外乱オブザーバは、全ての同期電動機の位相決定器に適用可能な、最も汎用性の高いオブザーバである。外乱オブザーバに後続して利用する速度推定器１０ｂは（図６参照）、４次状態オブザーバで利用したものと同一のものが利用される。請求項１〜３の発明に基づく本速度推定器に関しては、既に詳しく説明した通りである。It should be pointed out that this disturbance observer can be used regardless of whether the rotor magnetic flux Φ and the mirror phase inductance L _m are zero or non-zero. This fact is only an example showing the versatility of the disturbance observer. The disturbance observer is the most versatile observer applicable to all synchronous motor phase determiners. The speed estimator 10b used subsequent to the disturbance observer (see FIG. 6) is the same as that used in the quaternary state observer. The speed estimator according to the first to third aspects of the invention is as already described in detail.

なお、外乱オブザーバの利用にあっても、（１９）式に対応した位相偏差の算定が可能である。これは、次式となる。

（３２）式のような位相偏差の生成も、実用性の高い平易な生成法の１つであることを指摘しておく。これは、請求項３の発明の作用による。Even when a disturbance observer is used, it is possible to calculate a phase deviation corresponding to equation (19). This is given by

It should be pointed out that the generation of the phase deviation as shown in the equation (32) is one of the simple generation methods with high practicality. This is due to the action of the invention of claim 3.

次に、図１、図６、図７、図４に示した実施形態例に従って実施した実機実験による結果の１例を紹介する。供試同期電動機としては、回転子に回転子磁束発生源を有しない同期電動機である同期リラクタンス電動機とした。供試電動機の仕様概要を表２に示す。Next, an example of the result of an actual machine experiment conducted in accordance with the embodiment shown in FIGS. 1, 6, 7, and 4 will be introduced. As the test synchronous motor, a synchronous reluctance motor which is a synchronous motor having no rotor magnetic flux generation source in the rotor was used. Table 2 outlines the specifications of the test motor.

外乱フィルタとしては（２６）式のものを採用し、これと速度推定器用フィルタＦ_ｓ（ｓ）を各々、以下のように設計した。

この上で、電流制御系、速度制御系の帯域を各々２０００、４０（ｒａｄ／ｓ）と設計した場合の速度指令と応答の１例を図８に示す。ただし、ｄ軸電流指令は一定−８．６（Ａ）とし、ｑ軸電流指令は、速度制御器の出力であるトルク指令に比例した形で決定した。同図より、速度真値との差が視認できないほど良好な速度推定が達成され、ひいては良好な可変速運転が行なわれていることが確認される。The disturbance filter of the formula (26) was adopted, and this and the speed estimator filter F _s (s) were designed as follows.

FIG. 8 shows an example of the speed command and response when the current control system and the speed control system are designed to be 2000 and 40 (rad / s), respectively. However, the d-axis current command was constant -8.6 (A), and the q-axis current command was determined in a form proportional to the torque command that is the output of the speed controller. From the figure, it is confirmed that the speed estimation is so good that the difference from the true speed value is not visually recognized, and that the variable speed operation is performed well.

図１〜図８を利用して説明した実施形態例では、状態オブザーバあるいは外乱オブザーバを駆動するための固定αβ座標系上で定義された固定子電流、固定子電圧の信号として、固定子電流の実測値、固定子電圧の指令を利用した。これに代わって、固定αβ座標系上で定義された固定子電流の指令、固定子電圧の実測値など、固定子電流、固定子電圧に関する他の信号を利用して差し支えないことを指摘しておく。In the embodiment described with reference to FIGS. 1 to 8, the stator current and stator voltage signals defined on the fixed αβ coordinate system for driving the state observer or the disturbance observer are used as the stator current signal. Measured values and stator voltage commands were used. Instead, point out that other signals related to the stator current and stator voltage, such as the stator current command and the measured stator voltage defined on the fixed αβ coordinate system, may be used. deep.

また、状態オブザーバ、外乱オブザーバへの固定子電圧、固定子電流の信号として、αβの直交２軸からなる固定αβ座標系上で定義されたものを使用したが、これと完全等価な１２０度３軸（Ｕ相軸、Ｖ相軸、Ｗ相軸）の固定座標系上で評価された信号を利用して差し支えないことを指摘しておく。当業者には周知のように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相成分からなる３軸上の信号は、ベクトル制御で一般に利用されている３相２相変換器を通じ、固定αβ座標系上の信号へ一意かつ容易に変換される。In addition, as a signal of the stator voltage and the stator current to the state observer and the disturbance observer, those defined on the fixed αβ coordinate system including two orthogonal axes of αβ were used, but this is completely equivalent to 120 degrees 3. It should be pointed out that signals evaluated on the fixed coordinate system of the axes (U-phase axis, V-phase axis, W-phase axis) may be used. As is well known to those skilled in the art, signals on three axes composed of U-phase, V-phase, and W-phase components are transmitted on a fixed αβ coordinate system through a three-phase two-phase converter generally used in vector control. Unique and easy to convert.

本発明による位相決定器は、アナログ的に実現可能であるが、最近のディジタル技術の著しい進歩を考えるとディジタル的に構成することが好ましい。ディジタル構成はハードウェア的構成とソフトウェア的構成があるが、当業者にとっては既に自明のように本発明はいずれでも構成できる。以上、本発明に関し、各種の図を利用しつつ複数の実施形態例を用いて具体的かつ詳しく説明した。Although the phase determiner according to the present invention can be implemented in an analog manner, it is preferably constructed digitally in view of the remarkable progress of recent digital technology. Although the digital configuration includes a hardware configuration and a software configuration, as will be apparent to those skilled in the art, any of the present invention can be configured. As described above, the present invention has been described specifically and in detail using a plurality of exemplary embodiments using various drawings.

発明の効果The invention's effect

以上の説明より明白なように、本発明は以下の効果を奏する。請求項１の発明は、回転子の位相と速度の物理的関係である積分微分の関係を直接的に利用するものであり、本発明によれば、位相と速度の簡潔一体的な、しかも高速な推定が可能となると言う作用が得られた。本作用の結果、請求項１の本発明のよれば、より簡単でしかも急速な可変速運転に利用可能な、４次以上の状態オブザーバまたは２次以上の外乱オブザーバに基づく位相決定器を利用したセンサレスベクトル制御装置が構成できるようになると言う効果が得られる。As is clear from the above description, the present invention has the following effects. The invention of claim 1 directly utilizes the integral differential relationship, which is the physical relationship between the phase and speed of the rotor, and according to the present invention, the phase and speed are simple and integrated. The effect that it was possible to make a simple estimation was obtained. As a result of this action, according to the present invention of claim 1, a phase determiner based on a state observer of 4th order or higher or a disturbance observer of 2nd order or higher that can be used for simpler and faster variable speed operation is used. An effect is obtained that the sensorless vector control device can be configured.

次に、請求項２の本発明による効果を説明する。４次以上の状態オブザーバ、２次以上の外乱オブザーバとも、その出力から生成された速度推定値を入力信号として必要とするため、これらオブザーバが安定に動作するためには、速度推定値に適切なダイナミックスの付与が不可欠である。請求項２の本発明によれば、状態オブザーバまたは外乱オブザーバにより得られた回転子の初期位相推定値に対して、簡単な処理により、適切なダイナミックスを付与した状態で、回転子速度推定値を得ることができるようなると言う作用が得られた。しかも、本ダイナミックスはフィルタ設計を通じ簡単かつ自在に設計付与することができるものであった。従って、請求項２の発明によれば、状態オブザーバあるいは外乱オブザーバが安定に動作できるようになると言う効果が、ひいては、これらに基づく位相決定器が安定に動作できるようになると言う効果が得られる。この結果、請求項２の発明によれば、安定性の高い、４次以上の状態オブザーバまたは２次以上の外乱オブザーバに基づく位相決定器を利用したセンサレスベクトル制御装置が構成できるようになると言う効果が得られる。Next, the effect of the present invention of claim 2 will be described. Since the 4th and higher order state observers and the 2nd and higher order disturbance observers require the speed estimation values generated from their outputs as input signals, in order for these observers to operate stably, The provision of dynamics is essential. According to the present invention of claim 2, the rotor speed estimation value is obtained in a state where appropriate dynamics are given to the initial phase estimation value of the rotor obtained by the state observer or the disturbance observer by a simple process. The effect that it can be obtained was obtained. Moreover, the dynamics can be easily and freely given through filter design. Therefore, according to the invention of claim 2, the effect that the state observer or the disturbance observer can operate stably can be obtained, and in turn, the effect that the phase determiner based on these can operate stably. As a result, according to the second aspect of the present invention, it is possible to construct a sensorless vector control device using a phase determiner based on a state observer of the fourth or higher order or a disturbance observer of the second or higher order with high stability. Is obtained.

続いて、請求項３の本発明の効果を説明する。請求項３の発明によれば、近似微分用安定フィルタが大変構成し易くなるという作用が得られた。ひいては、請求項２、請求項１の発明の作用を、より平易に得ることができるようになると言う作用が得られた。この作用の結果、請求項３の発明によれば、請求項２、請求項１による発明によるセンサレスベクトル制御の効果及び有用性を更に高めることができると言う効果が得られる。Next, the effect of the present invention of claim 3 will be described. According to the invention of claim 3, the effect that the stable filter for approximate differentiation is very easy to configure is obtained. As a result, the effect | action of becoming able to obtain the effect | action of invention of Claim 2 and Claim 1 more easily was acquired. As a result of this action, according to the invention of claim 3, the effect and usefulness of the sensorless vector control according to the invention of claim 2 and claim 1 can be further improved.

続いて、請求項４の発明の効果を説明する。請求項４の発明によれば、従来より構成不可能と考えられていた、突極特性をもつ永久磁石形同期電動機、あるいは永久磁石内蔵形同期リラクタンス電動機のための、電磁気的物理量を推定対象状態変数とする４次状態オブザーバが構成できるようになると言う作用が得られた。本作用の結果、請求項４の発明によれば、効率の良さから最近特に注目を集めている、突極特性をもつ永久磁石形同期電動機に対しても、固定座標系上での高性能な位相推定を行う位相決定器の構成が可能となり、更には請求項１〜請求項３の発明と併用することにより、簡単でしかも急速な可変速運転に利用可能なセンサレスベクトル制御装置が構成できるようになると言う効果が得られる。Next, the effect of the invention of claim 4 will be described. According to the invention of claim 4, the electromagnetic physical quantity for the permanent magnet type synchronous motor having salient pole characteristics, or the synchronous reluctance motor with a built-in permanent magnet, which has been considered to be impossible to configure, has been estimated. The effect that a quaternary state observer as a variable can be configured was obtained. As a result of this action, according to the invention of claim 4, the permanent magnet synchronous motor having salient pole characteristics, which has recently attracted particular attention due to its high efficiency, is also capable of high performance on a fixed coordinate system. It is possible to configure a phase determiner that performs phase estimation. Further, when used in combination with the inventions of claims 1 to 3, a sensorless vector control device that can be used for simple and rapid variable speed operation can be configured. The effect of becoming is obtained.

続いて、請求項５の発明の効果を説明する。請求項５の発明によれば、外乱フィルタの独立配置により、外乱フィルタに対して、設計と実現の高い自由度を付与できるようになると言う作用が得られた。設計と実現の本自由度の活用により、本外乱フィルタに、回転子速度推定値を中心周波数とする可変バンドパス特性を持つ種々のフィルタを採用することが可能となった。可変バンドパス特性をもつ外乱フィルタの採用により、高速運転あるいは可変速運転においても、位相遅れの生じにくい、またノイズの影響を受けにくい状態で外乱（誘起電圧、拡張誘起電圧）を推定できるようになると言う作用が得られた。本作用の結果、固定座標系上での高性能な位相推定を行う位相決定器に外乱オブザーバの採用がが可能となり、更には請求項１〜請求項３の発明と併用することにより、簡単でしかも急速な可変速運転に利用可能なセンサレスベクトル制御装置が構成できるようになると言う効果が得られる。なお、外乱オブザーバは、全ての同期電動機の位相決定器に適用可能な、最も汎用性の高いオブザーバである。Next, the effect of the invention of claim 5 will be described. According to the fifth aspect of the present invention, an effect that the degree of freedom of design and realization can be given to the disturbance filter by the independent arrangement of the disturbance filter is obtained. By utilizing this degree of freedom in design and implementation, it is possible to adopt various filters having variable bandpass characteristics with the estimated rotor speed as the center frequency as the disturbance filter. By adopting a disturbance filter with variable bandpass characteristics, it is possible to estimate disturbance (induced voltage, extended induced voltage) in a state where phase lag is unlikely to occur and is not easily affected by noise even during high-speed or variable-speed operation. The effect of becoming was obtained. As a result of this action, it is possible to employ a disturbance observer for a phase determiner that performs high-performance phase estimation on a fixed coordinate system. Furthermore, by using it together with the inventions of claims 1 to 3, In addition, there is an effect that a sensorless vector control device that can be used for rapid variable speed operation can be configured. The disturbance observer is the most versatile observer applicable to all synchronous motor phase determiners.

以上述べた、請求項１〜４の効果に関しては、数値実験でも明快に検証した。 The effects of claims 1 to 4 described above were clearly verified by numerical experiments.

１実施形態例におけるベクトル制御装置の基本構成を示すブロック図The block diagram which shows the basic composition of the vector control apparatus in one example of embodiment １実施形態例における位相決定器の基本構成を示すブロック図The block diagram which shows the basic composition of the phase determiner in the example of 1 embodiment １実施形態例における４次状態オブザーバの基本構成を示すブロック図1 is a block diagram showing a basic configuration of a quaternary state observer in an embodiment. １実施形態例における速度推定器の基本構成を示すブロック図The block diagram which shows the basic composition of the speed estimator in one example of embodiment １実施形態例におけるベクトル制御装置の制御応答例を示す図The figure which shows the example of control response of the vector control apparatus in 1 example of embodiment １実施形態例における位相決定器の基本構成を示すブロック図The block diagram which shows the basic composition of the phase determiner in the example of 1 embodiment １実施形態例における外乱オブザーバの基本構成を示すブロック図The block diagram which shows the basic composition of the disturbance observer in 1 example of embodiment １実施形態例におけるベクトル制御装置の制御応答例を示す図The figure which shows the example of control response of the vector control apparatus in 1 example of embodiment

符号の説明Explanation of symbols

１同期電動機
２電力変換器
３電流検出器
４ａ３相２相変換器
４ｂ２相３相変換器
５ａベクトル回転器
５ｂベクトル回転器
６余弦正弦信号発生器
７電流制御器
８指令変換器
９速度制御器
１０位相決定器
１０ａ４次状態オブザーバ
１０ｂ速度推定器
１０ｃ外乱オブザーバ
１０ｃ１源外乱抽出部
１０ｃ２外乱フィルタDESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Synchronous motor 2 Power converter 3 Current detector 4a Three-phase two-phase converter 4b Two-phase three-phase converter 5a Vector rotator 5b Vector rotator 6 Cosine sine signal generator 7 Current controller 8 Command converter 9 Speed control 10 Phase determiner 10a Fourth-order state observer 10b Speed estimator 10c Disturbance observer 10c1 Source disturbance extractor 10c2 Disturbance filter

Claims

トルク発生に寄与する固定子電流を直交２軸で構成される回転座標系上のベクトル信号として捕らえ制御する電流制御工程と、回転座標系の位相を決定する位相決定工程とを有し、該位相決定工程において、固定座標系上で評価された固定子の電圧、電流あるいはこれらの推定値と回転子速度推定値とを少なくとも入力信号として電磁気的物理量を推定対象とする４次以上の状態オブザーバまたは２次以上の外乱オブザーバを構成し、該回転座標系の位相を決定するようにした同期電動機のベクトル制御方法であって、
該位相決定工程における該状態オブザーバまたは該外乱オブザーバにより得られた回転子位相推定値を近似微分して、該回転子速度推定値を生成するようにしたことを特徴とする同期電動機のベクトル制御方法。A current control step of capturing and controlling a stator current contributing to torque generation as a vector signal on a rotating coordinate system composed of two orthogonal axes, and a phase determining step of determining a phase of the rotating coordinate system, In the determination step, a stator voltage or current evaluated on a fixed coordinate system, or an estimated value thereof and a rotor speed estimated value as at least an input signal, and a fourth or higher order state observer whose electromagnetic physical quantity is to be estimated or A vector control method for a synchronous motor that constitutes a second or higher order disturbance observer and determines the phase of the rotating coordinate system,
A vector control method for a synchronous motor, characterized in that the rotor speed estimation value is generated by approximating the rotor phase estimation value obtained by the state observer or the disturbance observer in the phase determination step. .

該位相決定工程における該状態オブザーバまたは該外乱オブザーバにより得られた回転子位相推定値に対する近似微分を、安定な近似微分フィルタを介して遂行するようにしたことを特徴とする請求項１記載の同期電動機のベクトル制御方法。2. The synchronization according to claim 1, wherein an approximate differentiation with respect to a rotor phase estimation value obtained by the state observer or the disturbance observer in the phase determination step is performed through a stable approximate differential filter. Electric motor vector control method.

安定な該近似微分フィルタを、該回転子位相推定値に対する近似微分値を積分した上でフィードバックする形で、実現するようにしたことを特徴とする請求項２記載の同期電動機のベクトル制御方法。3. The vector control method for a synchronous motor according to claim 2, wherein the stable approximate differential filter is realized by feedback after integrating the approximate differential value with respect to the rotor phase estimation value.

該位相決定工程における該状態オブザーバを、固定子電流またはこれによって生起された磁束と回転子磁束との２物理量を推定対象の状態変数とし、かつ次の形の２ｘ２直交行列

を少なくとも１個用いて構成した４次状態オブザーバとすることを特徴とする請求項１記載の同期電動機のベクトル制御方法。The state observer in the phase determination step is a 2 × 2 orthogonal matrix of the following form with two physical quantities of a stator current or a magnetic flux generated by the stator current and a rotor magnetic flux as estimation target state variables:

4. The vector control method for a synchronous motor according to claim 1, wherein the vector state observer is a quaternary state observer configured by using at least one of them.

該位相決定工程における該外乱オブザーバを、該回転子速度推定値を中心周波数とする可変バンドパス特性を持つ安定フィルタを外乱オブザーバ内後段部分に独立的に配置する形で、構成したことを特徴とする請求項１記載の同期電動機のベクトル制御方法。The disturbance observer in the phase determination step is configured in such a manner that a stable filter having a variable band-pass characteristic having the rotor speed estimation value as a center frequency is independently arranged in a rear stage portion in the disturbance observer. The vector control method for a synchronous motor according to claim 1 .