JP4924115B2

JP4924115B2 - Permanent magnet synchronous motor drive control device

Info

Publication number: JP4924115B2
Application number: JP2007060884A
Authority: JP
Inventors: 新二新中
Original assignee: Nidec Corp
Current assignee: Nidec America Corp
Priority date: 2007-02-10
Filing date: 2007-02-10
Publication date: 2012-04-25
Anticipated expiration: 2027-02-10
Also published as: JP2008199868A

Description

本発明は、永久磁石同期電動機の駆動制御装置であって、特に、駆動制御のために必要なベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器（以下、ベクトル回転器等と略記）の位相の確保に位相決定器を利用したセンサレス駆動制御装置に関するものである。位相決定器は、ベクトル回転器位相決定手段を実現したのであり、位相推定器とも呼ばれる。本発明が対象とする位相決定器は、永久磁石同期電動機の端子電力の力率位相の制御を介して、ベクトル回転器等用の位相を推定的に決定するものである。The present invention relates to a drive control device for a permanent magnet synchronous motor, and in particular, to secure the phase of a vector rotator or a vector rotator built-in converter (hereinafter abbreviated as a vector rotator) necessary for drive control. The present invention relates to a sensorless drive control device using a phase determiner. The phase determiner implements vector rotator phase determination means and is also called a phase estimator. The phase determiner which is the subject of the present invention is to estimate the phase for a vector rotator and the like through control of the power factor phase of the terminal power of the permanent magnet synchronous motor.

永久磁石同期電動機をして高い制御性能を発揮せしめるには、トルク発生に寄与する固定子電流を、回転子Ｎ極の位相（以降では、回転子位相と略記）に対して、所定の位相差を持たせる必要がある。このため、α軸をｕ相巻線の中心に選定した固定αβ座標系上で評価した回転子位相を知る必要がある。回転子位相の最も簡単な検出方法は、エンコーダ、レゾルバーと言った位置センサを回転子に装着することであるが、位置センサの装着は、信頼性、コストなどの点で問題があり、電動機駆動用の固定子電圧、電流の信号を用いて回転子位相を推定することが行なわれている。In order to achieve high control performance by using a permanent magnet synchronous motor, a stator current that contributes to torque generation is set to a predetermined phase difference with respect to the phase of the rotor N pole (hereinafter abbreviated as rotor phase). It is necessary to have. For this reason, it is necessary to know the rotor phase evaluated on the fixed αβ coordinate system in which the α axis is selected as the center of the u-phase winding. The simplest method for detecting the rotor phase is to mount a position sensor such as an encoder or resolver on the rotor. However, mounting the position sensor is problematic in terms of reliability, cost, etc. The rotor phase is estimated by using the stator voltage and current signals.

回転子位相の推定は、固定αβ座標系上で行なうことも、あるいは回転子位相に位相差なく同期することを目指した準同期γδ座標系上で行なうことも可能である。なお、回転子位相に位相差なく同期した座標系は、最近では、同期ｄｑ座標系と呼ばれている。準同期γδ座標系は、同期が完了した時点では、実質的に同期ｄｑ座標系と等価である。この点を考慮し、以降では、準同期γδ座標系と厳密な同期ｄｑ座標系とを含めたこれらを、広い意味で同期ｄｑ座標系と呼ぶ。これに対して、回転子位相に対して、「位相差のない同期」を目指さないγδ座標系を、制御γδ座標系と呼ぶ。The estimation of the rotor phase can be performed on a fixed αβ coordinate system or on a quasi-synchronized γδ coordinate system that aims to synchronize with the rotor phase without any phase difference. Note that a coordinate system synchronized with the rotor phase without a phase difference is recently called a synchronized dq coordinate system. The quasi-synchronous γδ coordinate system is substantially equivalent to the synchronous dq coordinate system when synchronization is completed. Considering this point, hereinafter, these including the quasi-synchronous γδ coordinate system and the strict synchronous dq coordinate system will be referred to as a synchronous dq coordinate system in a broad sense. On the other hand, a γδ coordinate system that does not aim at “synchronization without phase difference” with respect to the rotor phase is called a control γδ coordinate system.

図９は、永久磁石同期電動機に対し、位相決定器を利用した駆動制御装置の代表的１例を概略的にブロック図で示したものである。１は永久磁石同期電動機を、２は位相決定器を、３は電力変換器を、４は電流検出器を、５ａ、５ｂは夫々３相２相変換器、２相３相変換器を、６ａ、６ｂは共にベクトル回転器を、７は余弦正弦信号発生器を、８は電流制御器を、９は指令変換器を、１０は速度制御器を、１１は機械速度推定器を示している。本図では、簡明性を確保すべく、２ｘ１のベクトル信号を１本の太い信号線で表現している。以下のブロック図表現もこれを踏襲する。FIG. 9 is a block diagram schematically showing a typical example of a drive control device using a phase determiner for a permanent magnet synchronous motor. 1 is a permanent magnet synchronous motor, 2 is a phase determiner, 3 is a power converter, 4 is a current detector, 5a and 5b are 3 phase 2 phase converters, 2 phase 3 phase converters, 6a , 6b are vector rotators, 7 is a cosine sine signal generator, 8 is a current controller, 9 is a command converter, 10 is a speed controller, and 11 is a machine speed estimator. In this figure, a 2 × 1 vector signal is represented by one thick signal line to ensure simplicity. The following block diagram expression follows this.

特に、２の位相決定器は、固定子の電圧、電流の相当値（実測値、指令値など）を入力として得て、固定αβ座標系上で評価した回転子位相の推定値と、回転子電気速度の推定値を出力している。余弦正弦信号発生器７は回転子位相推定値を余弦・正弦信号に変換して、これをベクトル回転器６ａ、６ｂへ伝達している。電気速度推定値は、機械速度推定器１１において、極対数で除されて、機械速度推定値に変換されている。４、５ａ、５ｂ、６ａ、６ｂ、７、８の５種の機器は、トルク発生に寄与する固定子電流を、同期ｄｑ座標系上のベクトル信号として捕らえ、ｄ軸及びｑ軸の各成分を各軸電流指令値に追随するように制御するフィードバック的な電流制御手段を構成している。また、位相決定器２が、ベクトル回転器位相決定手段を構成している。In particular, the phase determiner 2 receives an estimated value of the rotor phase evaluated on the fixed αβ coordinate system by obtaining an equivalent value (measured value, command value, etc.) of the stator voltage and current as an input, and the rotor. The estimated electric speed is output. The cosine sine signal generator 7 converts the rotor phase estimation value into a cosine / sine signal and transmits it to the vector rotators 6a and 6b. The electric speed estimated value is divided by the number of pole pairs in the machine speed estimator 11 and converted into a machine speed estimated value. 5, 5a, 5b, 6a, 6b, 7, and 8 capture the stator current contributing to torque generation as a vector signal on the synchronous dq coordinate system, and use the d-axis and q-axis components. A feedback-type current control means is configured to perform control so as to follow each axis current command value. The phase determiner 2 constitutes a vector rotator phase determining means.

電流検出器４で検出された３相の固定子電流は、３相２相変換器５ａで固定αβ座標系上の２相電流に変換された後、ベクトル回転器６ａで同期ｄｑ座標系の２相電流に変換され、電流制御器８へ送られる。電流制御器８は、同期ｄｑ座標系上の２相電流が、各相の電流指令値に追随すべく同期ｄｑ座標系上の２相電圧指令値を生成しベクトル回転器６ｂへ送る。６ｂでは、同期ｄｑ座標系上の２相電圧指令値を固定αβ座標系上の２相電圧指令値に変換し、２相３相変換器５ｂへ送る。５ｂでは、２相信号を３相電圧指令値に変換し、電力変換器３への指令値として出力する。電力変換器３は、指令値に応じた電力を発生し、同期電動機１へ印加しこれを駆動する。このときの同期ｄｑ座標系上の２相電流指令値は、トルク指令値を指令変換器９に通じ変換することにより得ている。図９においては、ベクトル回転器の左側に存在する固定子電圧、電流の信号は、同期ｄｑ座標系上の信号であることを明示すべく、脚符にｄｑを付している。なお、ベクトル回転器６ａ、６ｂは、３相２相変換器、２相３相変換器５ａ、５ｂと各々一体的に構成されこともある。本発明では、一体的に構成されたこれらをベクトル回転器内蔵変換器と呼称している。The three-phase stator current detected by the current detector 4 is converted into a two-phase current on the fixed αβ coordinate system by the three-phase two-phase converter 5a, and then the two-phase current in the synchronous dq coordinate system by the vector rotator 6a. It is converted into a phase current and sent to the current controller 8. The current controller 8 generates a two-phase voltage command value on the synchronous dq coordinate system so that the two-phase current on the synchronous dq coordinate system follows the current command value of each phase, and sends it to the vector rotator 6b. In 6b, the two-phase voltage command value on the synchronous dq coordinate system is converted into the two-phase voltage command value on the fixed αβ coordinate system and sent to the two-phase three-phase converter 5b. In 5 b, the two-phase signal is converted into a three-phase voltage command value and output as a command value to the power converter 3. The power converter 3 generates electric power according to the command value, applies it to the synchronous motor 1, and drives it. The two-phase current command value on the synchronous dq coordinate system at this time is obtained by converting the torque command value through the command converter 9. In FIG. 9, dq is added to the foot mark to clearly indicate that the stator voltage and current signals present on the left side of the vector rotator are signals on the synchronous dq coordinate system. The vector rotators 6a and 6b may be configured integrally with the three-phase two-phase converter and the two-phase three-phase converters 5a and 5b, respectively. In the present invention, these integrated components are referred to as a vector rotator built-in converter.

図９の本例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度推定値を入力とする速度制御器１０の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器１０、機械速度推定器１１は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。In this example of FIG. 9, since the example which comprised the speed control system is shown, the torque command value is obtained as an output of the speed controller 10 which inputs the speed command value and the speed estimated value. As is well known to those skilled in the art, the speed controller 10 and the machine speed estimator 11 are unnecessary when the control purpose is the generated torque and the speed control system is not configured. In this case, the torque command value is directly applied from the outside.

上記構成機器において、本発明に特に関連する機器が、位相決定器２と指令変換器９である。位相決定器は、固定子の電圧、電流の相当値を利用して回転子位相を推定し、ベクトル回転器等に使用する位相を決定している。併せて、電気速度推定値を決定している。回転子位相の推定は、先ず回転子磁束あるいは誘起電圧を推定し、次にこれらに含まれる回転子位相情報を抽出することにより、行われる。回転子磁束あるいは誘起電圧の推定には、広く、固定子の電圧、電流の相当値を利用した状態オブザーバ、外乱オブザーバ等が利用されている。Among the above-described components, devices particularly related to the present invention are the phase determiner 2 and the command converter 9. The phase determiner estimates the rotor phase using the equivalent values of the stator voltage and current, and determines the phase to be used for the vector rotator or the like. In addition, the estimated electric speed is determined. The estimation of the rotor phase is performed by first estimating the rotor magnetic flux or the induced voltage and then extracting the rotor phase information contained therein. For estimating the rotor magnetic flux or the induced voltage, a state observer, a disturbance observer, or the like that uses the equivalent values of the stator voltage and current are widely used.

電動機はトルク発生機であると同時に電気エネルギーの機械エネルギーの変換機であり、電動機のエネルギー変換効率は、電動機の主要な性能の１つである。エネルギー変換効率向上の課題は、電動機制御の観点からは、所要のトルク発生を達成しながら銅損などの損失を最小に抑えるような電流制御を如何に実施するか、あるいは、力率の最大化を図るような電流制御を如何に実施するか、と言う技術課題に置き換えることができる。この課題解決の役割を果たしいるのが、指令変換器９である。指令変換器では、トルク指令から高高率な運転を可能とする同期ｄｑ座標系上のｄ軸、ｑ軸電流指令を生成している。指令変換器に関連した先行発明としては、たとえば、次のものがある。The electric motor is not only a torque generator but also a mechanical energy converter of electric energy, and the energy conversion efficiency of the electric motor is one of the main performances of the electric motor. The issue of improving energy conversion efficiency is, from the viewpoint of motor control, how to implement current control that minimizes losses such as copper loss while achieving the required torque generation, or maximize power factor It can be replaced with a technical problem of how to carry out current control to achieve the above. The command converter 9 plays the role of solving this problem. The command converter generates d-axis and q-axis current commands on the synchronous dq coordinate system that enables high-efficiency operation from the torque command. Examples of the prior invention related to the command converter include the following.

（１）大沢、野村：「逆突極ＰＭモータの機器利用効率の向上」、平成９年電気学会全国大会講演論文集４、ｐｐ．３４８−３４９
（２）新中新二：「同期電動機のベクトル制御方法」、特開平１１−０４１９９８
（３）新中新二：「効率重視の電流制御に向けた突極形同期モータのベクトル信号による解析」、電気学会論文誌Ｄ分冊、１１９、５、ｐｐ．６４８−６５８（１９９９−５）(1) Osawa, Nomura: “Improvement of device utilization efficiency of reverse salient-pole PM motor”, Proc. 348-349
(2) Shinnaka Shinji: “Vector Control Method of Synchronous Motor”, JP-A-11-041998
(3) Shinnaka Shinji: “Analysis by vector signal of salient pole type synchronous motor for current control with emphasis on efficiency”, IEEJ Transactions D, 119, 5, pp. 648-658 (1999-5)

トルク指令から高効率を達成する同期ｄｑ座標系上のｄ軸、ｑ軸電流指令の生成には、一般には、ｄ軸電流、ｑ軸電流、発生トルクの３者の関係を記述したトルク発生式と、高効率を達成する軌道を数学的に記述した軌道式とによる、非線形連立方程式の解法が要求される。当業者には周知のように、この解法は、一般には大変難解であり、これを多少なりとも効率的に遂行すべく指令変換器の改良が試みられてはいる。しかし、従来の永久磁石同期電動機の駆動制御装置おいて高効率を追求する限りは、この指令変換器は必須であり、排除することはできなかった。For generating d-axis and q-axis current commands on a synchronous dq coordinate system that achieves high efficiency from a torque command, generally, a torque generation equation describing the relationship between the d-axis current, q-axis current, and generated torque is used. And a method for solving nonlinear simultaneous equations by a orbital expression that mathematically describes a trajectory that achieves high efficiency. As is well known to those skilled in the art, this solution is generally very difficult and attempts have been made to improve the command converter to accomplish this more or less efficiently. However, as long as high efficiency is pursued in the drive control device of the conventional permanent magnet synchronous motor, this command converter is indispensable and cannot be eliminated.

発明が解決しようとする課題Problems to be solved by the invention

本発明は上記背景の下になされたものであり、その目的は、永久磁石同期電動機のセンサレス駆動制御において、指令変換器を要することなく高効率運転を可能とする駆動制御装置を提供し、ひいては、より軽い計算負荷で高効率運転が可能なセンサレス駆動制御装置を提供することである。The present invention has been made under the above background, and its object is to provide a drive control device that enables high-efficiency operation without requiring a command converter in sensorless drive control of a permanent magnet synchronous motor. Another object of the present invention is to provide a sensorless drive control device capable of high efficiency operation with a lighter calculation load.

課題を解決するための手段Means for solving the problem

上記目的を達成するために、請求項１の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器を用いて、電流指令値に従わせるべく調整された固定子電圧を介し、フィードバック的あるいはフィードフォワード的に制御する電流制御手段と、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器に使用する位相を決定するベクトル回転器位相決定手段とを有する永久磁石同期電動機の駆動制御装置であって、該ベクトル回転器位相決定手段が、永久磁石同期電動機の端子電力の力率位相相当値を検出する力率位相検出手段と、力率位相指令値を生成する力率位相指令手段と、力率位相相当値が力率位相指令に合致するように、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器に使用する位相を制御生成する力率位相制御手段と、を備えることを特徴とする。 In order to achieve the above object, the invention of claim 1 is a fixed circuit in which a stator current contributing to torque generation is adjusted to follow a current command value using a vector rotator or a converter with a built-in vector rotator. A permanent magnet synchronous motor having current control means for feedback or feedforward control via a child voltage and vector rotator phase determination means for determining a phase to be used for a vector rotator or a converter with a built-in vector rotator A drive control device, wherein the vector rotator phase determining means detects a power factor phase equivalent value of the terminal power of the permanent magnet synchronous motor, and a power factor phase that generates a power factor phase command value Controls the phase used for the vector rotator or the converter with built-in vector rotator so that the command means and the power factor phase equivalent value match the power factor phase command. Power factor phase control means for forming, characterized in that it comprises a.

請求項２の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器を用いて、電流指令値に従わせるべく調整された固定子電圧を介し、フィードバック的あるいはフィードフォワード的に制御する電流制御手段と、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器に使用する位相を決定するベクトル回転器位相決定手段とを有する永久磁石同期電動機の駆動制御装置であって、該ベクトル回転器位相決定手段が、永久磁石同期電動機の端子電力の力率位相相当値を検出する力率位相検出手段と、力率位相相当値がゼロとなるように、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器に使用する位相を固定パラメータのみを用いて制御生成する力率位相制御手段と、を備えることを特徴とする。 According to the second aspect of the present invention, the stator current that contributes to the torque generation is fed back via the stator voltage adjusted to follow the current command value by using the vector rotator or the converter with built-in vector rotator. A drive control device for a permanent magnet synchronous motor having current control means for feedforward control, and vector rotator phase determination means for determining a phase used for a vector rotator or a vector rotator built-in converter, The vector rotator phase determining means detects the power factor phase equivalent value of the terminal power of the permanent magnet synchronous motor, and the vector rotator or vector rotator so that the power factor phase equivalent value becomes zero. Power factor phase control means for controlling and generating the phase used for the built-in converter using only fixed parameters.

請求項３に記載の発明は、請求項１または請求項２に記載の永久磁石同期電動機の駆動制御装置であって、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器によって指定された制御γδ座標系上の電圧相当値を用いて、力率位相相当値を検出するように該力率位相検出手段を構成したことを特徴する。 A third aspect of the present invention is the permanent magnet synchronous motor drive control apparatus according to the first or second aspect of the present invention, which is on the control γδ coordinate system specified by the vector rotator or the vector rotator built-in converter. The power factor phase detecting means is configured to detect the power factor phase equivalent value using the voltage equivalent value.

請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の永久磁石同期電動機の駆動制御装置であって、固定子電流相当値、回転子速度相当値を少なくとも利用して、力率位相指令値を生成するように該力率位相指令手段を構成したことを特徴する。 A fourth aspect of the present invention is the drive control apparatus for the permanent magnet synchronous motor according to the first aspect, wherein the power factor phase command value is obtained by utilizing at least the stator current equivalent value and the rotor speed equivalent value. The power factor phase command means is configured to generate the power factor.

請求項５に記載の発明は、請求項１または請求項２に記載の永久磁石同期電動機の駆動制御装置であって、該位相の制御生成の最終工程で積分処理工程を伴うように、該力率位相制御手段を構成したことを特徴とする。

The invention according to claim 5 is the drive control device for the permanent magnet synchronous motor according to claim 1 or 2, wherein the force is controlled so that an integration processing step is involved in a final step of the control generation of the phase. The rate phase control means is constructed.

次に本発明の作用を、同期電動機の電気磁気的関係を記述した数式を利用して、説明する。図１のように、速度ωで回転する制御γδ座標系を考える。また、永久磁石同期電動機の回転子Ｎ極が主軸のγ軸に対し、ある瞬時に位相θ_ｒをなしているものとする。このとき、永久磁石同期電動機の電気磁気的関係は、制御γδ座標系上で評価した信号を用い、次の（１）〜（８）式で記述されることが知られている。

Next, the operation of the present invention will be described using mathematical expressions describing the electromagnetic relationship of the synchronous motor. As shown in FIG. 1, a control γδ coordinate system that rotates at a speed ω is considered. Further, it is assumed that the rotor N pole of the permanent magnet synchronous motor has a phase θ _r at a certain moment with respect to the γ axis of the main shaft. At this time, it is known that the electromagnetic relationship of the permanent magnet synchronous motor is described by the following equations (1) to (8) using signals evaluated on the control γδ coordinate system.

ここに、２ｘ１ベクトルν_ｌ、ｉ_ｌ、φ_ｌは、それぞれ固定子の電圧、電流、磁束を意味している。２ｘ１ベクトルφ_ｉ、φ_ｍは固定子磁束φ_ｌを構成する成分を示しており、φ_ｉは固定子電流ｉ_ｌによって誘導発生した磁束であり、またφ_ｍは回転子永久磁石に起因する回転子磁束であり、ｅは誘起電圧である。Ｉは２ｘ２単位行列であり、Ｊは次式で定義された２ｘ２交代行列である。

ω_２ｎは回転子の電気速度であり、Ｒ_ｌは固定子巻線の抵抗である。Ｌ_ｉ，Ｌ_ｍは固定子の同相インダクタンス、鏡相インダクタンスであり、ｄ、ｑインダクタンスとは次の関係を有する。Here, the 2 × 1 vectors ν _l , i _l , and φ _l mean the stator voltage, current, and magnetic flux, respectively. 2 × 1 vectors φ _i and φ _m indicate components constituting the stator magnetic flux φ _l , φ _i is a magnetic flux induced and generated by the stator current i _l , and φ _m is a rotation caused by the rotor permanent magnet. It is a child magnetic flux, and e is an induced voltage. I is a 2 × 2 unit matrix, and J is a 2 × 2 alternating matrix defined by the following equation.

ω _2n is the electrical speed of the rotor and R _l is the resistance of the stator winding. L _i and L _m are the common-phase inductance and mirror-phase inductance of the stator, and have the following relationship with d and q inductances.

また、Ｄ（ｓ，ω）は次式で定義されたＤ因子であり、

ｓは微分演算子ｄ／ｄｔである。

D (s, ω) is a D factor defined by the following equation:

s is a differential operator d / dt.

（１）〜（８）式の電気磁気的関係は、常時θ_ｒ＝０とする場合には、同期ｄｑ座標系上の関係となる。また、同様に、常時θ_ｒ＝θ_αとする場合には、固定αβ座標系上の関係となる。ただし、このときの（１）〜（８）式における信号は、関連した座標系上で評価した信号である必要がある。The electro-magnetic relationship of the equations (1) to (8) is a relationship on the synchronous dq coordinate system when θ _r = 0 is always set. Similarly, in the case where θ _r = θ _α is always set, the relationship is in the fixed αβ coordinate system. However, the signals in the equations (1) to (8) at this time need to be signals evaluated on the related coordinate system.

同期電動機を効率的に駆動制御するには、固定子電流は、特定軌道上に存在しなければならない。例えば、力率１の状態でトルク発生を行なうには、同期ｄｑ座標系上で評価した固定子電流は、次式で記述される軌道上に存在しなければならない。

上式の固定子電流の脚符ｄｑは、電流のｄ軸、ｑ軸成分を意味している。また、最小銅損の状態でトルク発生を行なうには、固定子電流は、同期ｄｑ座標系上で評価した場合、次の（１２）式の最小銅損軌道上に存在しなければならない。

図２に、ある同期電動機のパラメータを利用して、力率１軌道と最小銅損軌道の１例を、参考までに描画した。In order to efficiently drive and control the synchronous motor, the stator current must exist on a specific track. For example, in order to generate torque with a power factor of 1, the stator current evaluated on the synchronous dq coordinate system must be on the trajectory described by the following equation.

The stator current dq in the above equation means the d-axis and q-axis components of the current. Further, in order to generate torque in a state of minimum copper loss, the stator current must exist on the minimum copper loss trajectory of the following equation (12) when evaluated on the synchronous dq coordinate system.

In FIG. 2, an example of a power factor 1 trajectory and a minimum copper loss trajectory is drawn for reference using parameters of a certain synchronous motor.

本発明で言う力率位相とは、固定子電流からみた固定子電圧の位相を意味している。図３に本発明が定義した力率位相θ_ｉνを示した。また、同図において、以降の説明の利便性を考慮し、固定子電流は制御γδ座標系のδ軸上に存在するものとしている。換言するならば、固定子電流の位相をδ軸位相としている。The power factor phase referred to in the present invention means the phase of the stator voltage as viewed from the stator current. FIG. 3 shows the power factor phase θ _iv defined by the present invention. Also, in the same figure, the stator current is assumed to exist on the δ axis of the control γδ coordinate system in consideration of the convenience of the following explanation. In other words, the phase of the stator current is the δ-axis phase.

一般に、同期電動機は、固定子電流が特定の軌道上に存在する場合には、同期電動機の端子電力の力率位相も、特定の値を取ると言う特性を有している。参考までに、ある電動機パラメータを利用して、図４（ａ）に、力行状態で固定子電流（δ軸電流として表示）を正確に最小銅損軌道上に配し、最小銅損状態を達成した場合の固定子電流に対する力率位相の１例を、電気速度ω_２ｎ＝３、３０、１５０、３００、６００（ｒａｄ／ｓ）の場合について、描画した。
固定子電流軌道と力率位相とに関する本特性を活用するならば、力率位相の制御を介して、固定子電流を高効率駆動を達成する軌道上に存在させることが可能となる。In general, when a stator current is present on a specific track, the synchronous motor has a characteristic that the power factor phase of the terminal power of the synchronous motor takes a specific value. For reference, using a certain motor parameter, the stator current (displayed as δ-axis current) is accurately placed on the minimum copper loss track in the power running state in Fig. 4 (a) to achieve the minimum copper loss state. An example of the power factor phase with respect to the stator current in this case was drawn for the cases of electrical speed ω _2n = 3, 30, 150, 300, 600 (rad / s).
If this characteristic regarding the stator current trajectory and the power factor phase is utilized, the stator current can be present on the trajectory that achieves high-efficiency driving through the control of the power factor phase.

請求項１の発明によれば、ベクトル回転器位相決定手段が、永久磁石同期電動機の端子電力の力率位相相当値を検出する力率位相検出手段と、力率位相指令値を生成する力率位相指令手段と、力率位相相当値が力率位相指令に合致するように、ベクトル回転器等に使用する位相を制御生成する力率位相制御手段とを有することになる。従って、請求項１の発明によれば、力率位相指令手段において、高効率駆動を達成する力率位相指令値を生成するだけで、高効率駆動に必要な、ベクトル回転器等に使用する位相が決定できると作用が得られる。換言するならば、ｄ軸電流、ｑ軸電流、発生トルクの３者の関係を記述したトルク発生式と高効率を達成する軌道を数学的に記述した軌道式とによる非線形連立方程式の解法によることなく、簡単に、高効率駆動のための電流位相を決定できると言う作用が得られる。According to the first aspect of the present invention, the vector rotator phase determining means includes a power factor phase detecting means for detecting a power factor phase equivalent value of the terminal power of the permanent magnet synchronous motor, and a power factor for generating a power factor phase command value. Phase control means and power factor phase control means for controlling and generating the phase used for the vector rotator or the like so that the power factor phase equivalent value matches the power factor phase instruction. Therefore, according to the first aspect of the present invention, the phase used for the vector rotator or the like necessary for high-efficiency driving can be obtained simply by generating a power factor phase command value for achieving high-efficiency driving in the power factor phase command means. If it can be determined, an effect is obtained. In other words, by solving the nonlinear simultaneous equations by the torque generation equation describing the relationship between the d-axis current, the q-axis current and the generated torque, and the orbit equation mathematically describing the orbit that achieves high efficiency. In other words, it is possible to easily determine the current phase for high-efficiency driving.

続いて、本発明の請求項２の作用について説明する。固定子電流が力率１軌道上に常時存在する場合には、これに対応した力率位相指令は常時ゼロである。従って、固定子電流を力率１軌道上に常時存在させる場合には、力率位相指令手段は必ずしも必要ない（後掲の図６参照）。従って、請求項２の発明によれば、効率駆動は力率１駆動に限定されるが、請求項１の発明と同様な作用が得ることができる。換言するならば、ｄ軸電流、ｑ軸電流、発生トルクの３者の関係を記述したトルク発生式と高効率を達成する軌道を数学的に記述した軌道式とによる非線形連立方程式の解法によることなく、簡単に、力率１駆動のための電流位相を決定できると言う作用が得られる。Next, the operation of claim 2 of the present invention will be described. When the stator current is always present on the power factor 1 orbit, the power factor phase command corresponding to this is always zero. Therefore, when the stator current is always present on the power factor 1 orbit, the power factor phase command means is not necessarily required (see FIG. 6 described later). Therefore, according to the invention of claim 2, the efficiency drive is limited to the power factor 1 drive, but the same effect as that of the invention of claim 1 can be obtained. In other words, by solving the nonlinear simultaneous equations by the torque generation equation describing the relationship between the d-axis current, the q-axis current and the generated torque, and the orbit equation mathematically describing the orbit that achieves high efficiency. In other words, an effect is obtained that the current phase for driving the power factor of 1 can be easily determined.

力率位相制御手段は、力率位相検出手段によって検出された力率位相相当値が、力率位相指令値（力率１の場合には、力率位相はゼロ）に合致するように、位相を制御生成する機能を遂行する。本機能遂行のための力率位相制御手段の構成法としては、可変パラメータを用いた方法と、固定パラメータを用いた方法とが考えられる。一般的には、ベクトル回転器位相決定手段は、固定パラメータの利用が可能な場合には、固定パラメータを利用した方が、より安定的な位相決定が可能である。請求項２の発明に基づくベクトル回転器位相決定手段においても、本一般論が適用される。請求項２の発明によれば、ベクトル回転器位相決定手段の主要構成要素の１つである力率位相制御手段を、固定パラメータのみを用いて構成するので、より安定的な力率位相制御が可能となると言う作用も得られる。The power factor phase control means adjusts the phase so that the power factor phase equivalent value detected by the power factor phase detection means matches the power factor phase command value (when the power factor is 1, the power factor phase is zero). It performs the function of generating control. As a configuration method of the power factor phase control means for performing this function, a method using a variable parameter and a method using a fixed parameter can be considered. In general, when a fixed parameter can be used, the vector rotator phase determining means can determine a more stable phase by using a fixed parameter. This general theory is also applied to the vector rotator phase determination means based on the invention of claim 2. According to the invention of claim 2, since the power factor phase control means, which is one of the main components of the vector rotator phase determination means, is configured using only fixed parameters, more stable power factor phase control is possible. The effect that it becomes possible is also obtained.

続いて、本発明の請求項３の作用について説明する。力率位相は、一般に、固定子電圧と固定子電流を用い、以下の関係に従い、検出することができる。

（１４）式の関係は、固定αβ座標系上、制御γδ座標系上のいずれの座標系上の固定子電圧、電流を用いても有効であり、また、同一の算定結果を得ることができる。ここで、図３のように、固定電流の位相をδ軸位相とする制御γδ座標系を考える。本制御γδ座標系上では、固定子電流のγ軸成分成分は常時ゼロであるので、（１４）式は、次の（１５）式のように簡略化される。

Then, the effect | action of Claim 3 of this invention is demonstrated. The power factor phase can generally be detected according to the following relationship using a stator voltage and a stator current.

The relationship of the equation (14) is effective even when the stator voltage and current on any coordinate system on the fixed αβ coordinate system and the control γδ coordinate system are used, and the same calculation result can be obtained. . Here, as shown in FIG. 3, a control γδ coordinate system in which the phase of the fixed current is the δ-axis phase is considered. On the present control γδ coordinate system, the γ-axis component of the stator current is always zero, so equation (14) is simplified as the following equation (15).

（１５）式の正等性は、図３からも、確認される。請求項３の発明によれば、ベクトル回転器等によって指定された制御γδ座標系上の電圧相当値を用いて、力率位相相当値を検出するように力率位相検出手段を構成することになる。従って、制御γδ座標系上の関係式である（１５）式を活用できるようになる。この結果、請求項３の発明によれば、簡単に力率位相相当値を検出できるようになると言う作用が得られる。なお、本発明の言う電圧相当値とは、固定子電圧の検出値、同近似値、同指令値などを意味する。固定子電圧の近似値、指令値が同検出値の良好な近似となる場合には、当業者には周知のように、これらは実質的に検出値として扱ってよい。同様に、本発明の言う力率位相相当値とは、（１４）式を基本原理として検出された力率位相検出値、同近似値、力率位相比例値などを意味する。The identity of equation (15) is also confirmed from FIG. According to the invention of claim 3, the power factor phase detecting means is configured to detect the power factor phase equivalent value using the voltage equivalent value on the control γδ coordinate system specified by the vector rotator or the like. Become. Therefore, the relational expression (15) on the control γδ coordinate system can be utilized. As a result, according to the third aspect of the invention, an effect is obtained that the power factor phase equivalent value can be easily detected. The voltage equivalent value referred to in the present invention means a detected value of the stator voltage, the approximate value, the command value, and the like. If the approximate value of the stator voltage and the command value are good approximations of the detected value, these may be treated substantially as detected values, as is well known to those skilled in the art. Similarly, the power factor phase equivalent value referred to in the present invention means a power factor phase detection value, an approximate value, a power factor phase proportional value, and the like detected based on the equation (14).

続いて、本発明の請求項４の作用について説明する。図４（ａ）に示した力率位相の例は、固定子電流（δ軸電流）が最小銅損軌道上に存在する場合の力率位相の１例である。同図は、固定子電流と回転子速度とが特定されれば、同期電動機の特性上、これに対応した力率位相は、必然的に特定されることを意味している。換言するならば、同図は、固定子電流を特定の軌道上に配置するには、一般に、固定電流と回転子速度とを考慮して、力率位相を指定する必要性を意味している。この数少ない例外は、固定子電流を力率１軌道上に存在させる場合である。力率１に対応した力率位相は、請求項２の発明の作用に関し説明したように、ゼロである。Then, the effect | action of Claim 4 of this invention is demonstrated. The example of the power factor phase shown in FIG. 4A is an example of the power factor phase when the stator current (δ-axis current) exists on the minimum copper loss orbit. This figure means that if the stator current and the rotor speed are specified, the power factor phase corresponding to the characteristics of the synchronous motor is inevitably specified. In other words, the figure means that in order to place the stator current on a specific trajectory, it is generally necessary to specify the power factor phase in consideration of the fixed current and the rotor speed. . The few exceptions are when the stator current is present on a power factor orbit. The power factor phase corresponding to the power factor 1 is zero as described in connection with the operation of the invention of claim 2.

請求項４の発明によれば、固定子電流相当値、回転子速度相当値を少なくとも利用して、力率位相指令値を生成するように力率位相指令手段を構成することになる。従って、本発明による力率位相指令手段によれば、固定子電流、回転子速度に応じて、固定子電流を損失を最小化するような軌道上に配置する力率位相指令値を合理的に生成できるようになると言う作用が得られる。本発明の言う電流相当値とは、電流検出値、同近似値、電流指令値等を意味する。また、回転子速度相当値とは、回転子速度推定値、回転子速度指令値等を意味する。当業者には容易に理解されるように、電流検出値は、適切な電流制御が遂行されている場合には、同指令値で置換される。また、回転子速度真値は、適切に推定されている場合には同推定値で、また適切に制御されている場合には同指令値で置換される。According to the invention of claim 4, the power factor phase command means is configured to generate the power factor phase command value by using at least the stator current equivalent value and the rotor speed equivalent value. Therefore, according to the power factor phase command means of the present invention, according to the stator current and the rotor speed, the power factor phase command value for arranging the stator current on the orbit that minimizes the loss is rationally set. The effect that it can be generated is obtained. The current equivalent value referred to in the present invention means a current detection value, an approximate value, a current command value, and the like. Further, the rotor speed equivalent value means a rotor speed estimated value, a rotor speed command value, and the like. As will be readily understood by those skilled in the art, the current detection value is replaced with the command value when appropriate current control is performed. Further, the true value of the rotor speed is replaced with the same estimated value when properly estimated, and is replaced with the same command value when properly controlled.

続いて、本発明の請求項５の作用について説明する。位相の微分は、速度である。従って、位相の制御生成の最終工程で積分処理工程を伴うようにすれば、被積分処理信号は、制御決定された位相の微分値すなわち速度となる。このときの位相は、ベクトル回転器等に使用される位相であるので、この微分値である速度はベクトル回転器等で指定された制御γδ座標系の速度となる。同期電動機の駆動制御においては、回転子速度と制御γδ座標系の速度は同一である。従って、被積分処理信号は、回転子速度推定となる。請求項５の発明によれば、位相の制御生成の最終工程で積分処理工程を伴うように力率位相制御手段を構成するので、非積分処理信号から、簡単に回転子速度推定値を生成できるようになると言う作用が得られる。Then, the effect | action of Claim 5 of this invention is demonstrated. The derivative of phase is speed. Therefore, if an integration process is included in the final process of phase control generation, the integration process signal becomes a differential value of the phase determined to be controlled, that is, a speed. Since the phase at this time is a phase used for a vector rotator or the like, the speed that is the differential value is the speed of the control γδ coordinate system specified by the vector rotator or the like. In the drive control of the synchronous motor, the rotor speed and the speed of the control γδ coordinate system are the same. Therefore, the integrated signal is a rotor speed estimate. According to the fifth aspect of the present invention, the power factor phase control means is configured so as to accompany the integration process in the final process of the phase control generation, so that the rotor speed estimation value can be easily generated from the non-integration process signal. The effect | action that it becomes will be obtained.

以下、図面を用いて、本発明の実施形態を詳細に説明する。永久磁石同期電動機に対し本発明の駆動制御装置を適用した１実施形態例の基本的構造を図５に示す。図９に示した従来の駆動制御装置に対する本装置の違いは、第１に位相決定器２の構成にある。違いの第２は、指令変換器が存在せず、速度制御器１０の出力が直接、δ軸電流指令値になり、かつ、γ軸電流指令値は、常時ゼロがセットされている点にある。図５においては、ベクトル回転器の左側に存在する固定子電圧、電流の信号は、制御γδ座標系上の信号である。本事実を明示すべく、これら信号の脚符にγ、δを付している。一方、図９では、ベクトル回転器の左側に存在する固定子電圧、電流の信号は、同期ｄｑ座標系上の信号であった。この相違には、特に注意されたい。他の構成機器に関しては、従来の駆動制御装置と本装置との違いは、無い。Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 5 shows a basic structure of one embodiment in which the drive control device of the present invention is applied to a permanent magnet synchronous motor. The difference between this apparatus and the conventional drive control apparatus shown in FIG. The second difference is that there is no command converter, the output of the speed controller 10 directly becomes the δ-axis current command value, and the γ-axis current command value is always set to zero. . In FIG. 5, the stator voltage and current signals present on the left side of the vector rotator are signals on the control γδ coordinate system. In order to clarify this fact, γ and δ are added to the foot marks of these signals. On the other hand, in FIG. 9, the stator voltage and current signals present on the left side of the vector rotator are signals on the synchronous dq coordinate system. Special attention should be paid to this difference. Regarding other components, there is no difference between the conventional drive control device and this device.

指令変換器を要しない本発明の核心は、ベクトル回転器位相決定手段を実現した位相決定器２にある。図６は、本発明に従って構成した位相決定器の１実施形態例である。位相決定器２は、請求項１の発明に従い、力率位相検出手段を実現した力率位相検出器２ａ、力率位相指令手段を実現した力率位相指令器２ｂ、力率位相制御手段を実現した力率位相制御器２ｃから構成されている。特に、図６の実施形態例として示した位相決定器２は、力率指令器２ｂを撤去する場合には、後述の説明で明らかになるように、請求項２の発明に従った構成となるようにしている。The core of the present invention that does not require a command converter is the phase determiner 2 that implements a vector rotator phase determining means. FIG. 6 is an example embodiment of a phase determiner constructed in accordance with the present invention. According to the invention of claim 1, the phase determiner 2 realizes a power factor phase detector 2a that realizes a power factor phase detecting means, a power factor phase commander 2b that realizes a power factor phase command means, and a power factor phase control means. Power factor phase controller 2c. In particular, the phase determiner 2 shown as the embodiment in FIG. 6 has a configuration according to the invention of claim 2 as will be apparent from the following description when the power factor commander 2b is removed. I am doing so.

力率位相検出器２ａは、原理的には、請求項３の発明に基づく（１５）式に従い構成している。ただし、電圧相当値としては、固定子電圧検出値に代わって、固定子電圧指令値を利用している。すなわち、本実施形態例での力率位相検出器２は、次式に従い、構成している。

当然のことながら、固定子電圧指令値に代わって、固定子電圧検出値、同近似値を利用してもよい。固定子電圧指令値を利用した（１６）式に従い得た力率位相相当値は、力率位相の近似値となっている。In principle, the power factor phase detector 2a is configured according to the equation (15) based on the invention of claim 3. However, as the voltage equivalent value, a stator voltage command value is used instead of the stator voltage detection value. That is, the power factor phase detector 2 in this embodiment is configured according to the following equation.

Of course, instead of the stator voltage command value, the detected stator voltage value and the approximate value may be used. The power factor phase equivalent value obtained according to equation (16) using the stator voltage command value is an approximate value of the power factor phase.

ている。請求項４の発明に従った、固定子電流相当値、回転子速度相当値を利用した力率位相指令器の構成は、例えば、次のものを考えることができる。

を、Ｌｍｔ（・）はリミッタ処理を意味する。なお、トルク制御には（１７）式第１式あるいは第２式を、速度制御には（１７）式第３式を使用するようにすればよい。図６の実施形態例では、（１７）式第３式に従い、力率位相指令器２ｂを構成している。本例では、電流相当値として電流検出値を、回転子速度相当値として回転子速度指令値を利用した例ともなっている。

ing. The configuration of the power factor phase commander using the stator current equivalent value and the rotor speed equivalent value according to the invention of claim 4 can be considered as follows.

, Lmt (·) means limiter processing. It should be noted that the first or second equation (17) may be used for torque control, and the third equation (17) may be used for speed control. In the embodiment of FIG. 6, the power factor phase commander 2 b is configured according to the third equation (17). In this example, the current detection value is used as the current equivalent value, and the rotor speed command value is used as the rotor speed equivalent value.

力率位相指令器２ｂを（１７）式に基づき構成した場合の設計パラメータ及びリミッタの設計指針は、以下の通りである。

（ｒａｄ）は、力率位相として大きめな値である。The design parameters and limiter design guidelines when the power factor phase commander 2b is configured based on the equation (17) are as follows.

(Rad) is a large value as the power factor phase.

図４（ｂ）は、（１８）式の設計指針に従い、設計パラメータを下の（１９）式とした場合の（１７）式第３式に基づく力率位相指令値を、図４（ａ）の場合と同一の電動機パラメータを利用し

描画したものである。

図４（ａ）、（ｂ）の比較より、本例の力率位相指令値は、最小銅損軌道に対応した力率位相

言う性質を考慮するならば、本例からも、（１８）式の設計パラメータを（１７）式に適用して力率位相指令を生成することにより、最小銅損制御に準じた最適な電流制御を遂行できることが確認される。FIG. 4B shows the power factor phase command value based on the third equation of the equation (17) when the design parameter is the following equation (19) according to the design guideline of the equation (18). Use the same motor parameters as

It is drawn.

From the comparison between FIGS. 4A and 4B, the power factor phase command value of this example is the power factor phase corresponding to the minimum copper loss trajectory.

In consideration of the property, the optimum current control according to the minimum copper loss control can be obtained from this example by applying the design parameter of the equation (18) to the equation (17) to generate the power factor phase command. Is confirmed to be able to carry out.

（１８）式に明示しているように、設計パラメータＫ_２としては、ゼロを採用することも可能である。この場合は、（１７）式より明らかなように、力率位相指令値としてゼロを指令することを意味する。図６に示した位相決定器２の構成から明らかなように、ゼロの力率位相指令値は、力率位相指令器２ｂの撤去と完全等価である。図６の位相決定器２は、力率位相指令器２ｂを撤去する場合には、請求項２の発明に基づく構成となる。当然のことながら、力率位相指令が常時ゼロと等価な本構成では、力率１の駆動制御を常時遂行することになる。(18) as best seen in formula, the design parameter K _2, it is also possible to adopt a zero. In this case, as is apparent from the equation (17), this means that zero is commanded as the power factor phase command value. As is clear from the configuration of the phase determiner 2 shown in FIG. 6, the zero power factor phase command value is completely equivalent to the removal of the power factor phase commander 2b. The phase determiner 2 of FIG. 6 has a configuration based on the invention of claim 2 when the power factor phase commander 2b is removed. As a matter of course, in this configuration in which the power factor phase command is always equal to zero, drive control with a power factor of 1 is always performed.

力率位相制御器２ｃは、請求項５の発明に従って構成されている。具体的には、図６に明示しているように、位相積分器２ｃ−１、周波数制御器２ｃ−２、基本周波数ゲイン２ｃ−３等から構成されている。これらは、以下のように、数式を用い表現することも可能である。

The power factor phase controller 2c is configured according to the invention of claim 5. Specifically, as clearly shown in FIG. 6, it is composed of a phase integrator 2c-1, a frequency controller 2c-2, a fundamental frequency gain 2c-3, and the like. These can also be expressed using mathematical formulas as follows.

請求項５の発明に従い、制御γδ座標系の位相決定に先立って、先ず、同座標系の速度ωを生成している。座標系速度ωを生成した後に、これに対して積分処理を行ない、ベクトル回転器等に使用する位相θを決定している。図６あるいは（２０）〜（２４）式より明らかなように、積分処理は位相の制御生成における最終工程で実施されている。図６には、座標速度をローパスフィルタ２ｃ−４で処理して回転子の電気速度推定値を生成する様子も示しているが、当業者には容易に理解されるように、ベクトル回転器等に使用する位相の生成と言う視点からは、積分処理が最終工程となる。According to the invention of claim 5, prior to determining the phase of the control γδ coordinate system, first, the velocity ω of the coordinate system is generated. After the coordinate system speed ω is generated, an integration process is performed on the coordinate system speed ω to determine the phase θ used for the vector rotator or the like. As is clear from FIG. 6 or the equations (20) to (24), the integration process is performed in the final step of the phase control generation. FIG. 6 also shows the manner in which the coordinate speed is processed by the low-pass filter 2c-4 to generate an estimated electric speed value of the rotor. As will be readily understood by those skilled in the art, a vector rotator or the like From the viewpoint of generation of the phase used for the integration process, the integration process is the final process.

本実施形態例では、（２１）式に明示しているように、座標系速度ωは、基本周波数ω_ｌと補正周波数Δωとの単純和として合成している。基本周波数の生成は、δ軸電圧相当値に比例する形で生成している。本実施形態例では、δ軸電圧相当値としてδ軸電圧指令を利用している。（２１）式におけるＫ_ｌは、設計者に設計されるべき、一定の基本周波数ゲインである。なお、基本周波数ゲイン設計の一応の指針は、同式右端に示している。In this embodiment, the coordinate system speed ω is synthesized as a simple sum of the fundamental frequency ω ₁ and the correction frequency Δω, as clearly shown in the equation (21). The fundamental frequency is generated in a form proportional to the δ-axis voltage equivalent value. In this embodiment, a δ-axis voltage command is used as the δ-axis voltage equivalent value. K _l in the equation (21) is a constant fundamental frequency gain to be designed by the designer. A temporary guide for designing the basic frequency gain is shown at the right end of the same equation.

基本周波数に加算される補正周波数Δωは、力率位相相当値と同指令との位相偏差

（２４）式に示しているようにｍ次有理多項式として構成されるが、有理多項式のパラメータは固定であり、これら固定のパラメータは次の（２５）式の（ｍ＋１）次Ｈ（・）がフルビッツ多項式となるように設計されている。

周波数制御器が上記条件を満足するように設計される場合には、力率位相偏差はゼロに収

請求項１及び請求項２の発明における力率位相制御手段の目的が達成される。The correction frequency Δω added to the fundamental frequency is the phase deviation between the power factor phase equivalent value and the command.

As shown in the equation (24), it is configured as an m-order rational polynomial, but the parameters of the rational polynomial are fixed, and these fixed parameters are the (m + 1) -order H (•) of the following equation (25). It is designed to be a Hurwitz polynomial.

If the frequency controller is designed to satisfy the above conditions, the power factor phase deviation will be zero.

The object of the power factor phase control means in the inventions of

claims

1 and 2 is achieved.

ローパスフィルタ２ｃ−４の目的は、請求項５の発明の作用に関連して説明したように、座標系速度から回転子の電気速度推定値を簡単に得るためのものである。すなわち、

本目的のローパスフィルタとしては、通常は、次の固定パラメータをもつ１次でよい。

The purpose of the low-pass filter 2c-4 is to easily obtain the estimated electric speed value of the rotor from the coordinate system speed as described in connection with the operation of the invention of claim 5. That is,

The low-pass filter for this purpose is usually a first order having the following fixed parameters.

力率位相制御器２ｃを構成する周波数制御器２ｃ−２、基本周波数ゲイン２ｃ−３、ローパスフィルタ２ｃ−４においては、設計者に設計が委ねられたパラメータが使用されている。既に説明したように、これらのパラメータはすべて固定である点を指摘しておく。これは、請求項２の発明の要件に合致するものである。In the frequency controller 2c-2, the fundamental frequency gain 2c-3, and the low-pass filter 2c-4 constituting the power factor phase controller 2c, parameters whose design is left to the designer are used. As already explained, it should be pointed out that all these parameters are fixed. This meets the requirements of the invention of claim 2.

図５は、速度制御モードの実施形態例であるが、トルク制御モードに準じた準トルク制御モードを遂行することも可能である。準トルク制御モードでは、δ軸電流指令を直接外部より与えるようにすればよい。この場合には、力率位相指令器は、（１７）式第２式に立脚して構成するようれにすればよい。（１７）式第２式に立脚するには、回転子の電気速度推定値が必要であるが、既に説明したように、これは、力率位相制御器２ｃの内部にあるローパスフィルタ２ｃ−４によって生成されている。ローパスフィルタによる回転子電気速度推定値を力率位相指令器に利用するようにすればよい。FIG. 5 shows an embodiment of the speed control mode, but it is also possible to perform a quasi-torque control mode according to the torque control mode. In the quasi-torque control mode, the δ-axis current command may be directly given from the outside. In this case, the power factor phase commander may be configured based on the second equation (17). In order to be based on Equation (2), the electrical speed estimation value of the rotor is necessary. As already described, this is the low-pass filter 2c-4 in the power factor phase controller 2c. Has been generated by. The estimated value of the rotor electrical speed by the low-pass filter may be used for the power factor phase commander.

図５に示した実施形態例では、電流制御はフィードバック的に行なっている。電流制御をフィードフォワード的に行なう場合にも本発明は適用可能であり、フィードバック的な電流制御の場合と同一の作用、効果を得ることができる。In the embodiment shown in FIG. 5, the current control is performed in a feedback manner. The present invention can also be applied to the case where the current control is performed in a feedforward manner, and the same operation and effect as in the case of the feedback current control can be obtained.

本発明による位相決定器は、アナログ的に実現可能であるが、最近のディジタル技術の著しい進歩を考えるとディジタル的に構成することが好ましい。ディジタル構成はハードウェア的構成とソフトウェア的構成があるが、当業者にとっては既に自明のように本発明はいずれでも構成できる。Although the phase determiner according to the present invention can be implemented in an analog manner, it is preferably constructed digitally in view of the remarkable progress of recent digital technology. Although the digital configuration includes a hardware configuration and a software configuration, as will be apparent to those skilled in the art, any of the present invention can be configured.

本発明による駆動制御装置の特性、性能、作用、効果を確認すべく実験を行ったので、結果の１例を提示する。実験システムは、図５に従い構成した。供試電動機と負荷装置の様子を図７に示す。供試電動機は、４００（Ｗ）の突極形永久磁石同期電動機である（図７左端）。実験に用いた位相決定器は、図６と同一とした。また、その主要な設計パラメータは、提示の設計指針に従い、以下のように定めた。

Since an experiment was conducted to confirm the characteristics, performance, operation, and effect of the drive control apparatus according to the present invention, an example of the result is presented. The experimental system was configured according to FIG. The state of the test motor and the load device is shown in FIG. The test motor is a 400 (W) salient pole permanent magnet synchronous motor (the left end in FIG. 7). The phase determiner used in the experiment was the same as in FIG. The main design parameters were determined as follows in accordance with the proposed design guidelines.

力率位相指令器におけるリミッタの上下限も、提示の設計指針に従い、±０．４（ｒａｄ）とした。また、周波数制御器２ｃ−２は、次の１次とし、

２次のフルビッツ多項式がｓ＝−７５で安定二重根を持つように２個のパラメータを設計した。回転子速度推定用のローパスフィルタ２ｃ−４は１次とし、その帯域は２０（ｒａｄ／ｓ）とした。電流制御ループは、制御周期１２５（μｓ）を考慮の上、帯域２０００（ｒａｄ／ｓ）が得られるように設計し、速度制御ループは、供試電動機の約５３倍にも及ぶ負荷装置の巨大な慣性モーメントを考慮し、線形速度応答が確保される概ね上限帯域である帯域２（ｒａｄ／ｓ）が得られるように設計した。図５に示した駆動制御システムにおいて、３相２相変換器から２相３相変換器に至るすべての機器は、単一のＤＳＰで離散時間的に実現した。The upper and lower limits of the limiter in the power factor phase commander were also set to ± 0.4 (rad) in accordance with the proposed design guidelines. In addition, the frequency controller 2c-2 is the following primary:

Two parameters were designed so that the second-order Hurwitz polynomial had a stable double root with s = −75. The low-pass filter 2c-4 for estimating the rotor speed is primary, and its band is 20 (rad / s). The current control loop is designed to obtain a band 2000 (rad / s) in consideration of the control cycle 125 (μs), and the speed control loop is a huge load device that is about 53 times as large as the test motor. In consideration of a large moment of inertia, a band 2 (rad / s), which is a substantially upper limit band in which a linear velocity response is ensured, was obtained. In the drive control system shown in FIG. 5, all devices from the three-phase two-phase converter to the two-phase three-phase converter are realized in a discrete time by a single DSP.

定格の力行負荷は印加した場合の実験結果の１例を図８に示す。同図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）では、定格速度１８０（ｒａｄ／ｓ）を考慮し、機械速度１８０、１８、９（ｒａｄ／ｓ）での応答としている。同図（ａ）は、上から、α軸から評価したγδ座標系位相（γ軸位相）θ、α軸から評価した回

子位相の符号反転値−θ_ｒ＝θ−θ_α、ｕ相電流を示している（図１参照）。γ軸から評価した回転子位相θ_ｒはγ軸とｄ軸の位相差であるが、図８では、安定性の高いｄ軸を基準にとり（すなわち符号反転して）、これを表示している。An example of the experimental result when the rated power running load is applied is shown in FIG. In FIGS. 4A, 4B, and 2C, the rated speed of 180 (rad / s) is taken into consideration, and the responses at the machine speeds of 180, 18, and 9 (rad / s) are used. (A) of FIG. 6 shows from the top the γδ coordinate system phase (γ-axis phase) θ evaluated from the α-axis and the circuit evaluated from the α-axis.

The sign inversion value of the child phase −θ _r = θ−θ _α , and the u-phase current are shown (see FIG. 1). The rotor phase θ _r evaluated from the γ-axis is the phase difference between the γ-axis and the d-axis, but in FIG. 8, this is displayed with reference to the highly stable d-axis (ie, the sign is inverted). .

図８（ａ）より、力率位相指令値は、次の設計通りの値

が指示されていることが分かる。力率位相相当値θ_ｉνは同指令値に従い制御され、位相偏

同図（ａ）の合理的な応答は、本発明による所期の特性、性能、作用、効果を裏付けるものである。From FIG. 8A, the power factor phase command value is a value as designed as follows.

It is understood that is indicated. The power factor phase equivalent value θ _iv is controlled according to the command value, and the phase deviation

The reasonable response shown in FIG. 5A supports the expected characteristics, performance, operation and effect of the present invention.

定格速度からの減速に対しても、１８（ｒａｄ／ｓ）の同図（ｂ）に示したように、所期の特性、性能、作用、効果が確認された。ただし、定格速度の１／２０に相当する９（ｒａｄ／ｓ）前後（同図（ｃ）参照）から、ｕ相電流波形の乱れ、これに誘起されたと思われるγδ座標系位相の乱れが視認できる程度に出てきた。なお、ｕ相電流波形の乱れは、ｖ相ｗ相電流のゼロクロス時点で発生していることから理解されるように、インバータデッドタイムの影響によるものである。Even for deceleration from the rated speed, the expected characteristics, performance, action and effect were confirmed as shown in FIG. 18 (b) of 18 (rad / s). However, from around 9 (rad / s) corresponding to 1/20 of the rated speed (see (c) in the same figure), the disturbance of the u-phase current waveform and the disturbance of the γδ coordinate system phase that seems to be induced by this are visible. I came out to the extent possible. Note that the disturbance of the u-phase current waveform is caused by the influence of the inverter dead time, as can be understood from the occurrence of the zero-crossing point of the v-phase w-phase current.

以上、本発明に関し、各種の図を利用しつつ多様な実施形態例を詳しく説明した。また、実機実験を行い、所期の特性、性能、作用、効果を検証確認した。The present invention has been described in detail with reference to various embodiments using various drawings. In addition, an actual machine experiment was conducted to verify and confirm the expected characteristics, performance, action, and effect.

発明の効果The invention's effect

以上の説明より明白なように、本発明は以下の効果を奏する。請求項１の発明によれば、力率位相指令手段において、高効率駆動を達成する力率位相指令値を生成するだけで、高効率駆動に必要な、ベクトル回転器等に使用する位相が決定できると作用が得られた。換言するならば、ｄ軸電流、ｑ軸電流、発生トルクの３者の関係を記述したトルク発生式と高効率を達成する軌道を数学的に記述した軌道式とによる非線形連立方程式の解法によることなく、簡単に、高効率駆動のための電流位相を決定できると言う作用が得られた。本作用の結果、請求項１の発明によれば、指令変換器によらなくとも、永久磁石同期電動機の高効率運転が可能になると言う効果が得られる。ひいては、軽い計算負荷で高効率運転が可能になると言う効果が得られる。As is clear from the above description, the present invention has the following effects. According to the first aspect of the present invention, the phase to be used for the vector rotator or the like necessary for the high-efficiency drive is determined simply by generating the power factor phase command value for achieving the high-efficiency drive in the power factor phase command means. When it was possible, the effect was obtained. In other words, by solving the nonlinear simultaneous equations by the torque generation equation describing the relationship between the d-axis current, the q-axis current and the generated torque, and the orbit equation mathematically describing the orbit that achieves high efficiency. Thus, it was possible to easily determine the current phase for high-efficiency driving. As a result of this operation, according to the first aspect of the present invention, an effect is obtained that a high-efficiency operation of the permanent magnet synchronous motor becomes possible without using a command converter. As a result, it is possible to obtain an effect that high-efficiency operation is possible with a light calculation load.

次に、請求項２の本発明による効果を説明する。請求項２の発明によれば、効率駆動は力率１駆動に限定されるが、請求項１の発明と同様な作用が得ることができた。本作用の結果、請求項２の発明によれば、指令変換器によらなくとも、力率１駆動が可能になると言う効果が得られる。特に請求項２の発明では、請求項１の発明と異なり、ベクトル回転器位相決定手段の構成に力率位相検出手段が不要であり、より軽い計算負荷で効率的な力率１運転が可能になると言う効果が得られる。また、請求項２の発明によれば、ベクトル回転器位相決定手段の主要構成要素の１つである力率位相制御手段を、固定パラメータのみを用いて構成するので、より安定的な力率位相制御が可能となると言う作用も得られた。本作用の結果、より安定的に効率運転が遂行できると言う効果も得られる。Next, the effect of the present invention of claim 2 will be described. According to the invention of claim 2, the efficiency drive is limited to the power factor 1 drive, but the same effect as that of the invention of claim 1 can be obtained. As a result of this operation, according to the second aspect of the present invention, an effect is obtained that power factor 1 driving is possible without using a command converter. In particular, the invention of claim 2 differs from the invention of claim 1 in that the power rotator phase detection means is not required in the configuration of the vector rotator phase determination means, and an efficient power factor 1 operation is possible with a lighter calculation load. The effect of becoming is obtained. According to the invention of claim 2, since the power factor phase control means, which is one of the main components of the vector rotator phase determination means, is configured using only fixed parameters, a more stable power factor phase. The effect that control becomes possible was also obtained. As a result of this action, there is also an effect that the efficient operation can be performed more stably.

続いて、請求項３の本発明の効果を説明する。請求項３の発明によれば、簡単に力率位相相当値を検出できるようになると言う作用が得られた。本作用の結果、請求項１乃至請求項２の効果を奏する本発明を、更に簡単に実現できるようになると言う効果が得られる。Next, the effect of the present invention of claim 3 will be described. According to the invention of claim 3, the effect that the power factor phase equivalent value can be easily detected is obtained. As a result of this action, an effect is obtained that the present invention having the effects of claims 1 and 2 can be realized more easily.

続いて、請求項４の本発明の効果を説明する。請求項３の発明によれば、固定子電流、回転子速度に応じて、固定子電流を損失を最小化するような軌道上に配置する力率位相指令値を合理的に生成できるようになると作用が得られた。本作用の結果、請求項３の発明によれば、請求項１による「高効率運転が可能になると言う効果」を合理的に得ることができると言う効果が得られる。Next, the effect of the present invention of claim 4 will be described. According to the third aspect of the present invention, it is possible to rationally generate a power factor phase command value for arranging the stator current on the orbit that minimizes the loss according to the stator current and the rotor speed. The effect was obtained. As a result of this action, according to the invention of claim 3, the effect that “the effect of enabling high-efficiency operation” according to claim 1 can be obtained reasonably is obtained.

続いて、請求項５の発明の効果を説明する。請求項５の発明によれば、ローパスフィルタによる簡単な処理で、回転子速度推定値を生成できるようになると言う作用が得られた。当業者には、周知のように、速度制御を行なう場合には、速度推定値の生成が不可欠である。従って、請求項５の発明によれば、ローパスフィルタによる簡単な処理を追加するのみで、速度制御を簡単に遂行できるようなると言う効果が得られる。本効果の結果、請求項１乃至請求項２の効果・有用性を更に高めることができると言う効果も得られる。Next, the effect of the invention of claim 5 will be described. According to the fifth aspect of the present invention, there has been obtained an effect that the rotor speed estimation value can be generated by a simple process using a low-pass filter. As is well known to those skilled in the art, when speed control is performed, generation of a speed estimate is indispensable. Therefore, according to the fifth aspect of the invention, it is possible to obtain an effect that the speed control can be easily performed only by adding a simple process using a low-pass filter. As a result of this effect, the effect that the effects and usefulness of claims 1 and 2 can be further enhanced can be obtained.

上記の効果に関しては、実機実験を通じ、検証確認した。The above effects were verified through actual machine experiments.

３座標系と回転子位相の１関係例を示す図The figure which shows the example of 1 relationship of 3 coordinate systems and a rotor phase 最小銅損軌道と力率１軌道の例を示す図Diagram showing examples of minimum copper loss trajectory and power factor 1 trajectory δ軸上の固定子電流と固定子電圧との力率位相の例を示す図Diagram showing examples of power factor phase between stator current and stator voltage on the δ-axis 固定子電流と回転子速度に対する力率位相と力率位相指令の例を示す図Diagram showing examples of power factor phase and power factor phase command for stator current and rotor speed １実施形態例における駆動制御装置を含む駆動制御システムのブロック図1 is a block diagram of a drive control system including a drive control device according to an embodiment. １実施形態例における位相決定器の基本構成を示すブロック図The block diagram which shows the basic composition of the phase determiner in the example of 1 embodiment 実機実験システムの概観を示す図Figure showing an overview of the actual experimental system 実機実験の応答結果例を示す図Figure showing examples of response results of actual machine experiments 従来の代表的な駆動制御装置を含む駆動制御システムのブロック図A block diagram of a drive control system including a conventional representative drive control device

符号の説明Explanation of symbols

１永久磁石同期電動機
２位相決定器
２ａ力率位相検出器
２ｂ力率位相指令器
２ｃ力率位相制御器
２ｃ−１位相積分器
２ｃ−２周波数制御器
２ｃ−３基本周波数ゲイン
２ｃ−４ローパスフィルタ
３電力変換器
４電流検出器
５ａ３相２相変換器
５ｂ２相３相変換器
６ａベクトル回転器
６ｂベクトル回転器
７余弦正弦信号発生器
８電流制御器
９指令変換器
１０速度制御器
１１機械速度推定器DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Permanent magnet synchronous motor 2 Phase determiner 2a Power factor phase detector 2b Power factor phase commander 2c Power factor phase controller 2c-1 Phase integrator 2c-2 Frequency controller 2c-3 Fundamental frequency gain 2c-4 Low pass filter DESCRIPTION OF SYMBOLS 3 Power converter 4 Current detector 5a 3 phase 2 phase converter 5b 2 phase 3 phase converter 6a Vector rotator 6b Vector rotator 7 Cosine sine signal generator 8 Current controller 9 Command converter 10 Speed controller 11 Machine Speed estimator

Claims

トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器を用いて、電流指令値に従わせるべく調整された固定子電圧を介し、フィードバック的あるいはフィードフォワード的に制御する電流制御手段と、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器に使用する位相を決定するベクトル回転器位相決定手段とを有する永久磁石同期電動機の駆動制御装置であって、
該ベクトル回転器位相決定手段が、永久磁石同期電動機の端子電力の力率位相相当値を検出する力率位相検出手段と、力率位相指令値を生成する力率位相指令手段と、力率位相相当値が力率位相指令値に合致するように、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器に使用する位相を制御生成する力率位相制御手段と、を備えることを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動制御装置。 Current that controls the stator current that contributes to torque generation in a feedback or feed-forward manner via a stator voltage that is adjusted to follow the current command value using a vector rotator or a converter with a built-in vector rotator. A permanent magnet synchronous motor drive control device comprising control means and vector rotator phase determining means for determining a phase to be used for a vector rotator or a vector rotator built-in converter,
The vector rotator phase determining means includes a power factor phase detecting means for detecting a power factor phase equivalent value of the terminal power of the permanent magnet synchronous motor, a power factor phase command means for generating a power factor phase command value, and a power factor phase. And a power factor phase control means for controlling and generating a phase to be used for the vector rotator or the vector rotator built-in converter so that the equivalent value matches the power factor phase command value. Drive control device.

トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器を用いて、電流指令値に従わせるべく調整された固定子電圧を介し、フィードバック的あるいはフィードフォワード的に制御する電流制御手段と、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器に使用する位相を決定するベクトル回転器位相決定手段とを有する永久磁石同期電動機の駆動制御装置であって、
該ベクトル回転器位相決定手段が、永久磁石同期電動機の端子電力の力率位相相当値を検出する力率位相検出手段と、力率位相相当値がゼロとなるように、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器に使用する位相を固定パラメータのみを用いて制御生成する力率位相制御手段と、を備えることを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動制御装置。 Current that controls the stator current that contributes to torque generation in a feedback or feed-forward manner via a stator voltage that is adjusted to follow the current command value using a vector rotator or a converter with a built-in vector rotator. A permanent magnet synchronous motor drive control device comprising control means and vector rotator phase determining means for determining a phase to be used for a vector rotator or a vector rotator built-in converter,
The vector rotator phase determining means is a power factor phase detecting means for detecting the power factor phase equivalent value of the terminal power of the permanent magnet synchronous motor, and the vector rotator or the vector rotation so that the power factor phase equivalent value is zero. A drive control apparatus for a permanent magnet synchronous motor, comprising: a power factor phase control means for controlling and generating a phase to be used for a built-in converter using only fixed parameters.

ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器によって指定された制御γδ座標系上の電圧相当値を用いて、力率位相相当値を検出するように該力率位相検出手段を構成したことを特徴する請求項１または請求項２に記載の永久磁石同期電動機の駆動制御装置 The power factor phase detecting means is configured to detect the power factor phase equivalent value using the voltage equivalent value on the control γδ coordinate system designated by the vector rotator or the vector rotator built-in converter. The drive control apparatus for a permanent magnet synchronous motor according to claim 1 or 2.

固定子電流相当値、回転子速度相当値を少なくとも利用して、力率位相指令値を生成するように該力率位相指令手段を構成したことを特徴する請求項１記載の永久磁石同期電動機の駆動制御装置。 2. The permanent magnet synchronous motor according to claim 1, wherein the power factor phase command means is configured to generate a power factor phase command value using at least a stator current equivalent value and a rotor speed equivalent value. Drive control device.

該位相の制御生成の最終工程で積分処理工程を伴うように、該力率位相制御手段を構成したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の永久磁石同期電動機の駆動制御装置。
The drive control apparatus for a permanent magnet synchronous motor according to claim 1 or 2 , wherein the power factor phase control means is configured so as to be accompanied by an integration process step in the final step of the phase control generation.