JP2009111749A - 受信装置、受信方法、およびプログラム - Google Patents

受信装置、受信方法、およびプログラム Download PDF

Info

Publication number
JP2009111749A
JP2009111749A JP2007282201A JP2007282201A JP2009111749A JP 2009111749 A JP2009111749 A JP 2009111749A JP 2007282201 A JP2007282201 A JP 2007282201A JP 2007282201 A JP2007282201 A JP 2007282201A JP 2009111749 A JP2009111749 A JP 2009111749A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
ofdm signal
signal
fft
window function
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2007282201A
Other languages
English (en)
Inventor
Toshiki Kawauchi
豪紀 川内
Hideaki Nemoto
英明 根本
Kenichi Kobayashi
健一 小林
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony Corp filed Critical Sony Corp
Priority to JP2007282201A priority Critical patent/JP2009111749A/ja
Priority to US12/259,378 priority patent/US8073066B2/en
Publication of JP2009111749A publication Critical patent/JP2009111749A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
    • H04L25/0216—Channel estimation of impulse response with estimation of channel length
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H04L27/2665—Fine synchronisation, e.g. by positioning the FFT window
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2681—Details of algorithms characterised by constraints
    • H04L27/2688—Resistance to perturbation, e.g. noise, interference or fading
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03439—Fixed structures
    • H04L2025/03522—Frequency domain

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

【課題】窓関数を用いたOFDM復調処理を、マルチパス環境下においてもISIを起こさずに、容易に行うことができるようにする。
【解決手段】窓関数は１OFDMシンボルの幅と同じ幅を有しており、それぞれのタイミングにおいて０乃至１のいずれかの値をとる。窓関数に対しては、ISIを起こさせる区間がFFT演算の対象から除外されるように０の値をとる区間が先頭に設定され、１の値をとる区間が遅延広がりの分だけ延長されるように、FFTウインドウ位置と遅延広がりに基づいて整形される。整形後の窓関数が乗算された時間領域OFDM信号からGIが抽出され、GIが時間領域OFDM信号の後半に加算されることによってＮサンプルの時間領域OFDM信号が生成される。生成された時間領域OFDM信号を対象としてFFT演算が行われる。本発明は、OFDM信号を受信する受信装置に適用することができる。
【選択図】図１５

Description

本発明は、受信装置、受信方法、およびプログラムに関し、特に、窓関数を用いたOFDM復調処理を、マルチパス環境下においてもISI(Inter Symbol Interference)を起こさずに、容易に行うことができるようにした受信装置、受信方法、およびプログラムに関する。
地上デジタル放送の変調方式として、多数の直交搬送波を用い、各搬送波をPSK(Phase Shift Keying)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)で変調する直交周波数分割多重方式（OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式）が提案されている。
OFDM方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域全体を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり、伝送速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。
また、OFDM方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるために、シンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、１シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、これにより、マルチパスによる影響を受けにくくすることができるという特徴もOFDM方式は有している。
さらに、複数のサブキャリアにデータが割り当てられることから、OFDM方式は、逆フーリエ変換を変調時に行うIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)演算回路を用いることにより送信回路を構成することができ、フーリエ変換を復調時に行うFFT(Fast Fourier Transform)演算回路を用いることにより受信回路を構成することができるという特徴を有している。
図１は、OFDMシンボルを示す図である。
OFDM方式においては、信号の伝送はOFDMシンボルと呼ばれる単位で行われる。
図１に示されるように、１OFDMシンボルは、送信時にIFFTが行われる信号区間である有効シンボルと、有効シンボルの後半の一部分の波形がコピーされたガードインターバル（以下、GIという）とから構成される。GIは、時間軸上で有効シンボルの前の位置に挿入される。
OFDM方式では、GIを挿入することにより、マルチパス環境下において発生するOFDMシンボル間の干渉を防ぐことが可能になる。
このようなOFDMシンボルが複数集められて１つのOFDM伝送フレームが形成される。例えば、日本における地上デジタル放送の規格であるISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)規格においては、２０４のOFDMシンボルから１つのOFDM伝送フレームが形成される。
OFDM方式では、OFDM伝送フレームの単位を基準として、データを伝送するデータ搬送波の他に、OFDM受信機側において伝送路特性（周波数特性）を推定するのに用いられる分散パイロット信号（以下、適宜、SP信号という）と、伝送パラメータを伝送するTMCC搬送波が、図２に示されるようにそれぞれの搬送波（サブキャリア）に割り当てられる。
SP信号は、既知の振幅と位相を持つ複素ベクトルであり、一定の間隔で配置される。SP信号とSP信号の間には伝送の対象になるデータ搬送波が配置される。OFDM受信機においては、伝送路特性の影響を受けて歪んだ状態でSP信号が得られるが、送信時のSP信号の状態が既知であるため、送信時のSP信号と受信時のSP信号を比較することによって伝送路特性が取得される。
図３は、従来のOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。
図３に示されるように、OFDM受信機は、受信アンテナ１、周波数変換回路２、局部発振回路３、A/D(Analog/Digital)変換回路４、直交復調回路５、局部発振回路６、FFT回路７、SP信号抽出回路８、時間方向伝送路推定回路９、周波数方向伝送路推定回路１０、伝送路補償回路１１、搬送波周波数同期回路１２、ウインドウ再生回路１３、および遅延プロファイル推定回路１４から構成される。
周波数変換回路２は、受信アンテナ１において受信されたRF信号と、局部発振回路３から供給された発振周波数ｆc＋ｆIFの搬送波を乗算することによって、RF信号を中心周波数ｆIFのIF信号に周波数変換し、変換して得られたIF信号をA/D変換回路４に出力する。
A/D変換回路４は、周波数変換回路２から供給されたIF信号に対してA/D変換を施し、A/D変換を施すことによって得られたデジタルのIF信号を直交復調回路５に出力する。
直交復調回路５は、局部発振回路６から供給された発振周波数ｆIFの搬送波を用いて直交復調を行い、A/D変換回路４から供給されたIF信号からベースバンドのOFDM信号を取得する。このベースバンドのOFDM信号は、FFT演算が行われる前の、いわゆる時間領域の信号である。直交復調回路５は、直交復調を行うことによって取得した時間領域OFDM信号をFFT回路７、搬送波周波数同期回路１２、およびウインドウ再生回路１３に出力する。
FFT回路７は、ウインドウ再生回路１３により指定されるFFTウインドウ位置に基づいて時間領域OFDM信号に含まれるGIを除去することにより、有効シンボルを含む範囲の信号を抜き出す。
また、FFT回路７は、抜き出した信号に対してFFT演算を行うことによってOFDM信号を復調し、復調したOFDM信号をSP信号抽出回路８と伝送路補償回路１１に出力する。FFT回路７から出力されたOFDM信号は、FFT演算が行われた後の、いわゆる周波数領域の信号である。
FFT回路７によるFFT演算の開始位置は、OFDMシンボルの境界である図１の位置Ａから、GIと有効シンボルの境界位置である位置Ｂまでの間のいずれかの位置となる。FFT演算範囲はFFTウインドウと呼ばれ、このFFTウインドウの開始位置であるFFTウインドウ位置が、ウインドウ再生回路１３により指定される。
SP信号抽出回路８は、FFT回路７から供給された周波数領域OFDM信号からSP信号を抽出し、SP信号の変調成分を除去することによって、SP信号の配置位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。SP信号抽出回路８は、推定した伝送路特性を表す信号を時間方向伝送路推定回路９に出力する。
時間方向伝送路推定回路９は、SP信号抽出回路８により推定された伝送路特性に基づいて、SP信号が配置されているサブキャリアの、時間方向（OFDMシンボル方向）に並ぶ各OFDMシンボルの位置における伝送路特性を推定する。図２においては、縦方向が時間方向となり、横方向が周波数方向となる。
例えば、時間方向伝送路推定回路９は、SP信号抽出回路８により推定された図２のSP信号SP1の位置におけるサブキャリアの伝送路特性と、SP信号SP2の位置におけるサブキャリアの伝送路特性を用いて、図２の領域Ａ1内の他のシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。
図２に示されるようにSP信号は３サブキャリア毎に挿入されるから、時間方向伝送路推定回路９においては、３サブキャリア毎に、それぞれのOFDMシンボルの位置における伝送路特性が推定される。時間方向伝送路推定回路９は、それぞれのOFDMシンボルの位置における３サブキャリア毎の伝送路特性を表す信号を周波数方向伝送路推定回路１０と遅延プロファイル推定回路１４に出力する。
周波数方向伝送路推定回路１０は、時間方向伝送路推定回路９により推定された伝送路特性に基づいて、周波数方向（サブキャリア方向）に並ぶ各OFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。
例えば、周波数方向伝送路推定回路１０は、同じ時刻にそれぞれのサブキャリアによって伝送されたOFDMシンボルである図２の領域Ａ2に含まれるOFDMシンボルの位置のうち、伝送路特性の推定がまだ行われていないOFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。伝送路特性の推定は、SP信号抽出回路８、時間方向伝送路推定回路９により既に推定されている伝送路特性を用いて行われる。
この結果、全てのOFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性が推定される。周波数方向伝送路推定回路１０は、推定した伝送路特性を表す信号を伝送路補償回路１１に出力する。
伝送路補償回路１１は、周波数方向伝送路推定回路１０により推定された伝送路特性を用いて、FFT回路７から供給された周波数領域OFDM信号に含まれる、伝送路による歪みの成分を除去する。伝送路補償回路１１は、歪みの成分を除去した周波数領域OFDM信号を等化器出力信号として後段の回路に出力する。
搬送波周波数同期回路１２は、直交復調回路５から供給された時間領域OFDM信号に基づいて局部発振回路６を制御し、受信信号との同期がとれた発振周波数ｆIFの搬送波を直交復調回路５に出力させる。
ウインドウ再生回路１３は、直交復調回路５から供給された時間領域OFDM信号と、遅延プロファイル推定回路１４により推定された遅延プロファイルに基づいてFFTウインドウ位置を決定し、決定したFFTウインドウ位置を指定する信号をFFT回路７に出力する。
遅延プロファイル推定回路１４は、伝送路の時間応答特性を求めることによって伝送路の遅延プロファイルを推定し、推定した遅延プロファイルを表す信号をウインドウ再生回路１３に出力する。
例えば、遅延プロファイル推定回路１４は、時間方向伝送路推定回路９により推定された伝送路特性にIFFTを施すことによって遅延プロファイルを推定する。時間方向伝送路推定回路９により推定された伝送路特性は周波数特性を表すものであり、これに対してIFFTを施すことによって求められた時間応答特性が遅延プロファイルとなる。
図４は、図３のFFT回路７の構成例を示すブロック図である。
図４に示されるように、FFT回路７は、GI除去回路７−１とFFT演算回路７−２から構成される。
GI除去回路７−１は、ウインドウ再生回路１３により指示されたFFTウインドウ位置に基づいて、直交復調回路５から供給された時間領域OFDM信号に含まれるGIを除去する。GI除去回路７−１は、GIを除去することによって得られた有効シンボルをFFT演算回路７−２に出力する。
FFT演算回路７−２は、GI除去回路７−１から供給された有効シンボルに対してFFT演算を施すことによって時間領域OFDM信号を周波数領域OFDM信号に変換し、変換して得られた周波数領域OFDM信号を出力する。
図５および図６を参照して、FFTウインドウ位置について説明する。
図５は１波環境下におけるFFTウインドウ位置の例を示す図であり、図６はマルチパス環境下におけるFFTウインドウ位置の例を示す図である。
１波環境下においては、図５に示されるように主波だけからなるOFDM信号がOFDM受信機により受信される。ここでは、有効シンボル長をTu、GI長をTgとする。
この場合、FFTウインドウ位置は、図５の位置Ｃから、GIと有効シンボルの境界位置である位置Ｄまでの間のいずれかの位置となる。図５の例においては、位置ＤがFFTウインドウ位置として指定されている。このFFTウインドウ位置に基づいてGIが除去され、FFTウインドウ位置から有効シンボルのサンプル数に相当するＮポイントの範囲がFFTウインドウとなる。
マルチパス環境下においては、図６に示されるように主波と遅延波を含むOFDM信号がOFDM受信機により受信される。説明の便宜上、ここでは、２波のマルチパス環境について説明する。
図６の例においては、直接波である主波と、直接波に対してτだけ遅延し、振幅が減衰した遅延波の合成波がOFDM受信機により受信されている。図６において、主波を表す帯の幅より遅延波を表す帯の幅の方が狭いことは、遅延波の振幅が主波の振幅より小さいことを表す。
この場合、FFTウインドウ位置は、復調後にISI（シンボル間干渉）が起きないようにするために、前のOFDMシンボルからの干渉が混入していない、遅延波で伝送されるOFDMシンボルの開始位置である図６の位置Ｅから、主波で伝送されるOFDMシンボルのGIと有効シンボルの境界位置である位置Ｆまでの間のいずれかの位置となる。このように、マルチパス環境下においては、FFTウインドウ位置の指定可能な範囲が１波環境下と較べて狭くなる。
図６の例においては、主波のGIと有効シンボルの境界位置である位置ＦにFFTウインドウ位置が指定されている。このFFTウインドウ位置に基づいてGIが除去され、FFTウインドウ位置からＮポイントの範囲がFFTウインドウとなる。
FFTウインドウを用いたOFDM復調処理は以上のようにして行われる。
非特許文献１には、窓関数を用いたOFDM復調処理が開示されている。
図７は、窓関数を用いてOFDM復調処理を行うFFT回路７の構成例を示すブロック図である。
図７に示されるように、FFT回路７は、窓関数回路７−１１、０付加回路７−１２、２ＮポイントFFT演算回路７−１３、および偶数キャリア抽出回路７−１４から構成される。このような構成を有するFFT回路７には、図４のFFT回路７と同様に、直交復調回路５から出力された時間領域OFDM信号が入力される。
窓関数回路７−１１は、直交復調回路５から供給された時間領域OFDM信号に対して、ウインドウ再生回路１３により指定されたFFTウインドウ位置に基づいて窓関数を設定し、時間領域OFDM信号に窓関数を乗算することによって時間領域OFDM信号の重み付けを行う。窓関数回路７−１１は、窓関数を乗算することによって得られた時間領域OFDM信号を０付加回路７−１２に出力する。
０付加回路７−１２は、GIも含めた形でFFT演算が行われるようにするために、時間領域OFDM信号の後半に０の値を所定の数だけ加えることによって、窓関数回路７−１１により抽出された時間領域OFDM信号を、有効シンボルのサンプル数Ｎの２倍である２Ｎサンプルの信号とする。０付加回路７−１２は、２Ｎサンプルの時間領域OFDM信号を２ＮポイントFFT演算回路７−１３に出力する。
２ＮポイントFFT演算回路７−１３は、２Ｎサンプルの時間領域OFDM信号に対して、GIも含めた形で２ＮポイントのFFT演算を施し、時間領域OFDM信号を周波数領域OFDM信号に変換する。２ＮポイントFFT演算回路７−１３は、FFT演算を施すことによって得られた周波数領域OFDM信号を偶数キャリア抽出回路７−１４に出力する。
偶数キャリア抽出回路７−１４は、２ＮポイントFFT演算回路７−１３から供給された周波数領域OFDM信号から、偶数番目のキャリアの信号を抽出し、抽出した信号を出力する。
図８は、窓関数の例を示す図である。
図８のＡは１OFDMシンボルを表す時間領域OFDM信号を示し、図８のＢは台形窓関数を示す。図８のＣは凸形窓関数を示し、図８のＤはRaised Cosine窓関数を示す。図８の窓関数において、横軸は時間を表し、縦軸は、時間領域OFDM信号に乗算する値を表す。
図８の区間Ｓ1はGIの区間に対応する区間であり、区間Ｓ2は、GIと有効シンボルの境界位置から、有効シンボルの終了位置よりGI長Tgだけ前の位置までの区間である。区間Ｓ3は、有効シンボルの終了位置よりGI長Tgだけ前の位置から、有効シンボルの終了位置までの区間である。
図８に示されるように、窓関数は、Tu＋Tgの固定の窓幅を有しており、それぞれのタイミングにおいて０から１のうちの所定の値をとる。
開始位置を１OFDMシンボルの開始位置と同じ位置にした場合、図８のＢの台形窓関数は、区間Ｓ1においては直線に沿って０から１のいずれかの値をとり、区間Ｓ2においては１の値をとる。また、台形窓関数は、区間Ｓ3においては直線に沿って１から０のいずれかの値をとる。
図８のＣの凸形窓関数は、区間Ｓ1においては０．５の値をとり、区間Ｓ2においては１の値をとる。また、凸形窓関数は、区間Ｓ3においては０．５の値をとる。
図８のＤのRaised Cosine窓関数は、区間Ｓ1においては曲線に沿って０から１のいずれかの値をとり、区間Ｓ2においては１の値をとる。また、Raised Cosine窓関数は、区間Ｓ3においては曲線に沿って１から０のいずれかの値をとる。
窓関数は、図９に示されるように、それ自体と、有効シンボル長Tuだけ時間軸方向にずらした窓関数を重ね合わせた時、重なる部分の値の和が１になる特徴を有している。
図９の台形窓関数Ｗ’は、台形窓関数Ｗを有効シンボル長Tuだけ時間軸方向にずらしたものである。時刻ｔ1と時刻ｔ2は台形窓関数Ｗ’と台形窓関数Ｗが重なる部分の時刻であり、時刻ｔ1における台形窓関数Ｗの値と台形窓関数Ｗ’の値の和、時刻ｔ2における台形窓関数Ｗの値と台形窓関数Ｗ’の値の和は、いずれも１になる。
図１０は、図８の台形窓関数を用いた場合のOFDM復調処理の例を示す図である。
図１０のＡは１OFDMシンボルを表す時間領域OFDM信号を示し、図８のＢは台形窓関数を示す。図８のＣは図７の２ＮポイントFFT演算回路７−１３に入力される時間領域OFDM信号を示す。
窓関数回路７−１１においては、図８のＢに示されるように、１の値の開始位置である位置Ｇが、ウインドウ再生回路１３により指定されたFFTウインドウ位置と時間軸上で同じ位置になるように台形窓関数が設定され、図８のＡの時間領域OFDM信号に乗算することが行われる。
窓関数を用いてOFDM復調を行うOFDM受信機では、GIと有効シンボルの境界位置が最適なFFTウインドウ位置となり、図１０の例においては、その最適な位置がFFTウインドウ位置としてウインドウ再生回路１３により指定されている。
この場合、窓関数が乗算されることによって、図１０のＡに示される時間領域OFDM信号から、台形窓関数の形状と同じ形状の図１０のＣに示されるような信号が窓関数回路７−１１により抽出され、０付加回路７−１２に出力される。
０付加回路７−１２においては、図１０のＣに示されるように、窓関数回路７−１１から供給された時間領域OFDM信号の後半に０の値が所定の数だけ加えられ、有効シンボルのサンプル数Ｎの２倍である２Ｎサンプルの時間領域OFDM信号が生成される。０付加回路７−１２により生成された２Ｎサンプルの時間領域OFDM信号は２ＮポイントFFT演算回路７−１３に出力され、GIも含めた形で、２ＮポイントのFFT演算が行われる。
このように、有効シンボルの後半部分のコピーであるGIを復調に用いることによって、雑音への耐性をOFDM受信機に持たせることが可能になる。
特開２００５−３０３４４０号公報 Muschallik C,「Improving an OFDM reception using an adaptiveNyquist windowing」Consumer Electronics, IEEE Transactions, Volume 42, Issue 3, Aug. 1996 Page(s):259 - 269
窓関数を用いた以上のようなOFDM復調処理においては、GIも含めた形でFFT演算を行うために、FFT演算のポイント数が図４のFFT回路７において行われるFFT演算のポイント数の２倍になり、演算量と、演算に必要なメモリの量が増大するといった問題を有している。
また、マルチパス環境においては、窓幅が固定であると、遅延波における直前のOFDMシンボルの一部にも窓関数が掛けられ、FFT演算の対象となる２Ｎサンプルの区間に含まれてしまうため、復調後にISIが起きてしまうという問題を有している。
図１１は、マルチパス環境下におけるOFDM復調処理の例を示す図である。
図１１の例においては、OFDM信号の直接波である主波と、直接波に対してτだけ遅延し、振幅が減衰した遅延波の合成波がOFDM受信機により受信されている。また、主波によって伝送されるOFDMシンボルのGIと有効シンボルの境界位置がFFTウインドウ位置として指定されている。
この場合、固定の窓幅Tu＋Tgの窓関数で抽出される時間領域OFDM信号の区間は区間Ｓ11となり、この区間Ｓ11には、直前のOFDMシンボルの一部が、遅延時間に相当する区間Ｓ12分だけ含まれる。１つの窓関数に２つのOFDMシンボルの信号が含まれることから、復調後にISIが起きてしまうことになる。
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、窓関数を用いたOFDM復調処理を、マルチパス環境下においてもISIを起こさずに、容易に行うことができるようにするものである。
本発明の一側面の受信装置は、受信OFDM信号から遅延プロファイルを推定する推定手段と、前記推定手段により推定された遅延プロファイルに基づいて遅延広がりを算出する遅延広がり算出手段と、時間領域OFDM信号、または前記推定手段により推定された遅延プロファイルを用いてFFTウインドウ位置を決定する決定手段と、前記遅延広がり算出手段により算出された遅延広がりと前記決定手段により決定されたFFTウインドウ位置に基づいて整形した窓関数を、１OFDMシンボルを表す時間領域OFDM信号に乗算する乗算手段と、前記乗算手段により窓関数が乗算された乗算後の時間領域OFDM信号からガードインターバルを抽出する抽出手段と、前記抽出手段により抽出されたガードインターバルを、時間軸上における１OFDMシンボルの終了位置から、ガードインターバルの区間より遅延広がりに相当する区間を除いた区間だけ前の位置以降の前記乗算後の時間領域OFDM信号に加算する加算手段と、前記加算手段によりガードインターバルが加算された前記乗算後の時間領域OFDM信号のうち、前記決定手段により決定されたFFTウインドウ位置以降の信号を対象としてFFT演算を行い、前記周波数領域OFDM信号を生成する演算手段とを備える。
１OFDMシンボルの幅と同じ幅を有し、全体の幅のうち、ガードインターバルに対応する区間と、ガードインターバルのコピー元の信号に対応する区間において０から１のいずれかの値をとり、他の区間において１の値をとる標準の窓関数があらかじめ与えられている場合、前記乗算手段には、開始位置から、遅延広がりに相当する区間だけ後の位置までの区間において０の値をとり、１の値をとる前記他の区間を遅延広がりに相当する区間だけ延長するように前記標準の窓関数を整形させることができる。
前記遅延広がり算出手段には、前記推定手段により推定された遅延プロファイルに基づいて、最早到来波と最遅到来波の間隔を遅延広がりとして算出させることができる。
本発明の一側面の受信方法またはプログラムは、受信OFDM信号から遅延プロファイルを推定し、推定した遅延プロファイルに基づいて遅延広がりを算出し、時間領域OFDM信号、または推定した遅延プロファイルを用いてFFTウインドウ位置を決定し、算出した遅延広がりと決定したFFTウインドウ位置に基づいて整形した窓関数を、１OFDMシンボルを表す時間領域OFDM信号に乗算し、窓関数を乗算した乗算後の時間領域OFDM信号からガードインターバルを抽出し、抽出したガードインターバルを、時間軸上における１OFDMシンボルの終了位置から、ガードインターバルの区間より遅延広がりに相当する区間を除いた区間だけ前の位置以降の前記乗算後の時間領域OFDM信号に加算し、ガードインターバルを加算した前記乗算後の時間領域OFDM信号のうち、決定したFFTウインドウ位置以降の信号を対象としてFFT演算を行い、前記周波数領域OFDM信号を生成するステップを含む。
本発明の一側面においては、受信OFDM信号から遅延プロファイルが推定され、推定された遅延プロファイルに基づいて遅延広がりが算出され、時間領域OFDM信号、または推定された遅延プロファイルが用いられてFFTウインドウ位置が決定される。また、算出された遅延広がりと決定されたFFTウインドウ位置に基づいて整形された窓関数が、１OFDMシンボルを表す時間領域OFDM信号に乗算され、窓関数が乗算された乗算後の時間領域OFDM信号からガードインターバルが抽出される。さらに、抽出されたガードインターバルが、時間軸上における１OFDMシンボルの終了位置から、ガードインターバルの区間より遅延広がりに相当する区間を除いた区間だけ前の位置以降の前記乗算後の時間領域OFDM信号に加算され、ガードインターバルが加算された前記乗算後の時間領域OFDM信号のうち、決定されたFFTウインドウ位置以降の信号を対象としてFFT演算が行われ、前記周波数領域OFDM信号が生成される。
本発明の一側面によれば、窓関数を用いたOFDM復調処理を、マルチパス環境下においてもISIを起こさずに、容易に行うことができる。
図１２は、本発明の一実施形態に係るOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。図３の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。
図１２に示されるように、OFDM受信機は、受信アンテナ１、周波数変換回路２、局部発振回路３、A/D変換回路４、直交復調回路５、局部発振回路６、FFT回路７、SP信号抽出回路８、時間方向伝送路推定回路９、周波数方向伝送路推定回路１０、伝送路補償回路１１、搬送波周波数同期回路１２、ウインドウ再生回路１３、遅延プロファイル推定回路１４、および遅延広がり生成回路２１から構成される。
図１２のOFDM受信機は、遅延広がり生成回路２１をさらに有している点で、図３のOFDM受信機と異なる。
図１２の周波数変換回路２は、受信アンテナ１において受信されたRF信号と、局部発振回路３から供給された発振周波数ｆc＋ｆIFの搬送波を乗算することによって、RF信号を中心周波数ｆIFのIF信号に周波数変換し、変換して得られたIF信号をA/D変換回路４に出力する。
A/D変換回路４は、周波数変換回路２から供給されたIF信号に対してA/D変換を施し、A/D変換を施すことによって得られたデジタルのIF信号を直交復調回路５に出力する。
直交復調回路５は、局部発振回路６から供給された発振周波数ｆIFの搬送波を用いて直交復調を行い、A/D変換回路４から供給されたIF信号からベースバンドのOFDM信号を取得する。直交復調回路５は、直交復調を行うことによって取得した時間領域OFDM信号をFFT回路７、搬送波周波数同期回路１２、およびウインドウ再生回路１３に出力する。
FFT回路７は、ウインドウ再生回路１３により指定されたFFTウインドウ位置と、遅延広がり生成回路２１により算出された遅延広がりに基づいて窓関数を整形し、整形した窓関数を直交復調回路５から供給された時間領域OFDM信号に乗算することによって、FFT演算の対象となるＮサンプルの時間領域OFDM信号を生成する。
また、FFT回路７は、生成したＮサンプルの時間領域OFDM信号に対してFFT演算を施し、FFT演算を施すことによってOFDM信号を復調する。FFT回路７は、復調して得られた周波数領域OFDM信号をSP信号抽出回路８と伝送路補償回路１１に出力する。
SP信号抽出回路８は、FFT回路７から供給された周波数領域OFDM信号からSP信号を抽出し、SP信号の変調成分を除去することによって、SP信号の配置位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。SP信号抽出回路８は、推定した伝送路特性を表す信号を時間方向伝送路推定回路９に出力する。
時間方向伝送路推定回路９は、SP信号抽出回路８により推定された伝送路特性に基づいて、SP信号が配置されているサブキャリアの、時間方向に並ぶ各OFDMシンボルの位置における伝送路特性を推定する。時間方向伝送路推定回路９は、推定した伝送路特性を表す信号を周波数方向伝送路推定回路１０に出力する。
周波数方向伝送路推定回路１０は、時間方向伝送路推定回路９により推定された伝送路特性に基づいて、周波数方向に並ぶ各OFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。周波数方向伝送路推定回路１０は、推定した伝送路特性を表す信号を伝送路補償回路１１に出力する。
伝送路補償回路１１は、周波数方向伝送路推定回路１０により推定された伝送路特性を用いて、FFT回路７から供給された周波数領域OFDM信号に含まれる、伝送路による歪みの成分を除去する。伝送路補償回路１１は、歪みの成分を除去した周波数領域OFDM信号を等化器出力信号として後段の回路に出力する。
搬送波周波数同期回路１２は、直交復調回路５から供給された時間領域OFDM信号に基づいて局部発振回路６を制御し、発振周波数ｆIFの搬送波を直交復調回路５に出力させる。
ウインドウ再生回路１３は、直交復調回路５から供給された時間領域OFDM信号、または、遅延プロファイル推定回路１４により推定された遅延プロファイルを用いてFFTウインドウ位置を決定し、決定したFFTウインドウ位置を指定する信号をFFT回路７に出力する。
例えば、直交復調回路５から供給された時間領域OFDM信号を用いてFFTウインドウ位置を決定する場合、ウインドウ再生回路１３は、１OFDMシンボルの時間領域OFDM信号においてGIのコピー元として用いられた有効シンボルの後半の一部と各部の相関値を求め、相関値の高い部分をGIとして検出する。ウインドウ再生回路１３は、検出したGIと、有効シンボルの境界位置をFFTウインドウ位置として決定する。
また、遅延プロファイル推定回路１４により推定された遅延プロファイルを用いてFFTウインドウ位置を決定する場合、ウインドウ再生回路１３は、遅延プロファイルにより表される、GIと有効シンボルの境界位置をFFTウインドウ位置として決定する。
遅延プロファイル推定回路１４は、伝送路の時間応答特性を求めることによって遅延プロファイルを推定し、推定した遅延プロファイルを表す信号をウインドウ再生回路１３と遅延広がり生成回路２１に出力する。
遅延広がり生成回路２１は、遅延プロファイル推定回路１４により推定された遅延プロファイルに基づいて遅延広がりを算出し、算出した遅延広がりを表す信号をFFT回路７に出力する。
図１３は、遅延広がり生成回路２１により算出される遅延広がりの例を示す図である。
ここでは、OFDM信号の直接波である主波と、直接波に対して所定の時間だけ遅延し、振幅が減衰した遅延波１，２の合成波がOFDM受信機により受信されている場合について説明する。
図１３の下方には遅延プロファイルＰ1乃至Ｐ3が時間軸上に示されている。遅延プロファイルＰ1は、主波によって伝送される図１３の中央のOFDMシンボルのGIと有効シンボルの境界位置を表す。遅延プロファイルＰ2は、遅延波１によって所定の時間だけ遅延して伝送されるOFDMシンボルのGIと有効シンボルの境界位置を表し、遅延プロファイルＰ3は、遅延波２によって遅延波１よりさらに所定の時間だけ遅延して伝送されるOFDMシンボルのGIと有効シンボルの境界位置を表す。
このような遅延プロファイルが遅延プロファイル推定回路１４により推定された場合、遅延広がり生成回路２１においては、図１３に示されるように、最早到来波である主波と最遅到来波である遅延波２の間隔を表す、遅延プロファイルＰ1から遅延プロファイルＰ3までの間隔が遅延広がりとして算出される。
図１４は、図１２のFFT回路７の構成例を示すブロック図である。
図１４に示されるように、FFT回路７は、窓関数回路７−２１、GI抽出回路７−２２、遅延回路７−２３、加算回路７−２４、Ｎサンプル抽出回路７−２５、およびＮポイントFFT演算回路７−２６から構成される。
ウインドウ再生回路１３から出力されたFFTウインドウ位置を指定する信号は窓関数回路７−２１、GI抽出回路７−２２、およびＮサンプル抽出回路７−２５に入力され、遅延広がり生成回路２１から出力された遅延広がりを表す信号は窓関数回路７−２１に入力される。図１２の直交復調回路５から出力された時間領域OFDM信号は窓関数回路７−２１に入力される。
窓関数回路７−２１は、ウインドウ再生回路１３により指定されたFFTウインドウ位置と、遅延広がり生成回路２１により算出された遅延広がりに基づいて窓関数を整形する。窓関数回路７−２１に対しては、整形の対象になる図８に示されるような標準の窓関数があらかじめ与えられている。
窓関数回路７−２１は、直交復調回路５から供給された時間領域OFDM信号に対して、整形した窓関数を乗算することによって時間領域OFDM信号の重み付けを行う。窓関数回路７−１１は、窓関数を乗算した時間領域OFDM信号をGI抽出回路７−２２と加算回路７−２４に出力する。
GI抽出回路７−２２は、ウインドウ再生回路１３により指定されたFFTウインドウ位置に基づいて、窓関数回路７−２１から供給された時間領域OFDM信号からGIを抽出する。GI抽出回路７−２２は、抽出したGIを遅延回路７−２３に出力する。
遅延回路７−２３は、GIを有効シンボルの後半に加算するために、GI抽出回路７−２２から供給されたGIを有効シンボル長Tuだけ遅延させた後、加算回路７−２４に出力する。
加算回路７−２４は、窓関数回路７−２１から供給された時間領域OFDM信号に対して、遅延回路７−２３から供給されたGIを加算し、加算して得られた時間領域OFDM信号をＮサンプル抽出回路７−２５に出力する。
Ｎサンプル抽出回路７−２５は、加算回路７−２４から供給された時間領域OFDM信号のうち、ウインドウ再生回路１３により指定されたFFTウインドウ位置以降のＮサンプルを抽出し、抽出したＮサンプルの時間領域OFDM信号をＮポイントFFT演算回路７−２６に出力する。
ＮポイントFFT演算回路７−２６は、Ｎサンプル抽出回路７−２５から供給された、有効シンボルのサンプル数に相当するＮサンプルの時間領域OFDM信号に対してFFT演算を施し、時間領域OFDM信号を周波数領域OFDM信号に変換する。ＮポイントFFT演算回路７−２６は、FFT演算を施すことによって得られた周波数領域OFDM信号を出力する。
図１５および図１６は、FFT回路７の各回路において行われるOFDM復調処理の例を示す図である。
図１５のＡは、１OFDMシンボルを表す時間領域OFDM信号を示し、図１５のＢは、窓関数回路７−２１により整形された台形窓関数を示す。
ここでは、図８の台形窓関数が標準の窓関数として与えられており、台形窓関数を対象として整形する場合について説明するが、他の窓関数を対象とする場合にも同様の処理が行われる。なお、ウインドウ再生回路１３により指定されたFFTウインドウ位置は、GIと有効シンボルの境界位置である位置Ｈとし、遅延広がり生成回路２１により算出された遅延広がりはτとする。
図１５の区間Ｓ21は、台形窓関数の開始位置から、遅延広がりτだけ後の位置までの区間であり、区間Ｓ22は、台形窓関数の開始位置より遅延広がりτだけ後の位置から、GIと有効シンボルの境界位置までの区間である。区間Ｓ23は、GIと有効シンボルの境界位置から、有効シンボルの終了位置よりTg−τだけ前の位置までの区間であり、区間Ｓ24は、有効シンボルの終了位置よりTg−τだけ前の位置から、有効シンボルの終了位置までの区間である。
図１５のＢに示されるように、整形後の台形窓関数は、区間Ｓ21においては０の値をとり、区間Ｓ22においては直線に沿って０から１のいずれかの値をとる。すなわち、ISIを起こさせる区間がFFT演算の対象から除外されるように、０の値をとる区間が台形窓関数の先頭に設定される。区間Ｓ21の部分の整形に伴って、区間Ｓ22の直線の傾きは、図８の台形窓関数の区間Ｓ1の直線の傾きより大きくなる。
また、整形後の台形窓関数は、区間Ｓ23においては１の値をとり、区間Ｓ24においては直線に沿って１から０のいずれかの値をとる。すなわち、１の値をとる区間が遅延広がりτの分だけ延長されるように整形される。区間Ｓ23の部分の整形に伴って、区間Ｓ24の直線の傾きは、図８の台形窓関数の区間Ｓ3の直線の傾きより大きくなる。
このようにして窓関数を整形することにより、ISIを起こさせる区間をFFT演算の対象から除外することができる。また、このことを、ある窓関数と、その窓関数を有効シンボル長Tuだけ時間軸方向にずらしたものを重ね合わせた時に、重なる部分の値の和が１になるといった窓関数の特徴を維持しつつ実現することが可能になる。
図１５のＢに示される整形後の台形窓関数と、それを有効シンボル長Tuだけ時間軸方向にずらしたものとを重ね合わせた場合、重なる部分の値の和は１になる。
図１５のＢに示される整形後の台形窓関数は、窓関数回路７−２１において、直交復調回路５から供給された図１５のＡに示される時間領域OFDM信号に乗算される。乗算後の時間領域OFDM信号は窓関数回路７−２１から出力される。
図１６のＡは、窓関数回路７−２１から出力される乗算後の時間領域OFDM信号を示す。このような時間領域OFDM信号がGI抽出回路７−２２と加算回路７−２４に供給される。
図１６のＢは、GI抽出回路７−２２から出力されるGIを示し、図１６のＣは、遅延回路７−２３から出力される遅延後のGIを示す。図１６のＤは、加算回路７−２４から出力される時間領域OFDM信号を示し、図１６のＥは、Ｎサンプル抽出回路７−２５から出力される時間領域OFDM信号、すなわち、ＮポイントFFT演算回路７−２６に入力される時間領域OFDM信号を示す。
GI抽出回路７−２２においては、ウインドウ再生回路１３により指定されたFFTウインドウ位置に基づいて、図１６のＢに示されるようなGIが図１６のＡの時間領域OFDM信号から抽出される。抽出されたGIは遅延回路７−２３に入力される。
遅延回路７−２３においては、GI抽出回路７−２２により抽出されたGIが図１６のＣに示されるように有効シンボル長Tuだけ遅延される。遅延されたGIは遅延回路７−２３から出力され、加算回路７−２４に入力される。
加算回路７−２４においては、窓関数回路７−２１から出力された図１６のＡの時間領域OFDM信号に対して、遅延回路７−２３により遅延された図１６のＣのGIが加算され、後半部分にGIが加算された図１６のＤに示されるような時間領域OFDM信号が加算回路７−２４から出力される。加算回路７−２４から出力された時間領域OFDM信号はＮサンプル抽出回路７−２５に入力される。
Ｎサンプル抽出回路７−２５においては、図１６のＤに示されるような時間領域OFDM信号のうち、ウインドウ再生回路１３により指定されたFFTウインドウ位置以降のＮサンプルが抽出され、図１６のＥに示されるようなＮサンプルの時間領域OFDM信号が出力される。
Ｎサンプル抽出回路７−２５から出力されたＮサンプルの時間領域OFDM信号はＮポイントFFT演算回路７−２６に入力され、ＮポイントFFT演算回路７−２６においてFFT演算が施される。
このように、遅延広がりに応じて窓関数が整形され、ISIを起こさせる区間が除外された上でFFT演算の対象となる時間領域OFDM信号が生成されるようにすることにより、マルチパス環境下であってもISIが起きるのを防ぐことができ、雑音への耐性を持たせることが可能になる。また、そのことを、FFTポイント数を増やすことなく容易に実現することが可能になる。
次に、以上のような構成を有するOFDM受信機の処理について説明する。
はじめに、図１７のフローチャートを参照して、OFDM受信機のOFDM復調処理について説明する。
ステップＳ１において、周波数変換回路２は、受信アンテナ１において受信されたRF信号をIF信号に周波数変換し、IF信号をA/D変換回路４に出力する。
ステップＳ２において、A/D変換回路４は、IF信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を直交復調回路５に出力する。
ステップＳ３において、直交復調回路５は直交復調を行い、時間領域OFDM信号をFFT回路７、搬送波周波数同期回路１２、およびウインドウ再生回路１３に出力する。
ステップＳ４において、FFT回路７はFFT演算処理を行う。FFT演算処理を行うことによって得られた周波数領域OFDM信号はSP信号抽出回路８と伝送路補償回路１１に出力される。FFT演算処理の詳細については図１８のフローチャートを参照して後述する。
ステップＳ５において、SP信号抽出回路８は、周波数領域OFDM信号からSP信号を抽出し、SP信号位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。SP信号抽出回路８は、推定した伝送路特性を表す信号を時間方向伝送路推定回路９に出力する。
ステップＳ６において、時間方向伝送路推定回路９は、SP信号が配置されているサブキャリアの、時間方向に並ぶ各OFDMシンボルの位置における伝送路特性を推定する。時間方向伝送路推定回路９は、推定した伝送路特性を表す信号を周波数方向伝送路推定回路１０に出力する。
ステップＳ７において、周波数方向伝送路推定回路１０は、周波数方向に並ぶ各OFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。周波数方向伝送路推定回路１０は、推定した伝送路特性を表す信号を伝送路補償回路１１に出力する。
ステップＳ８において、伝送路補償回路１１は、周波数領域OFDM信号に含まれる歪みの成分を除去する。伝送路補償回路１１は、歪みの成分を除去した周波数領域OFDM信号を等化器出力信号として後段の回路に出力し、処理を終了させる。
次に、図１８のフローチャートを参照して、図１７のステップＳ４において行われるFFT演算処理について説明する。
ステップＳ１１において、遅延プロファイル推定回路１４は遅延プロファイルを推定し、推定した遅延プロファイルを表す信号をウインドウ再生回路１３と遅延広がり生成回路２１に出力する。
ステップＳ１２において、ウインドウ再生回路１３はFFTウインドウ位置を決定し、決定したFFTウインドウ位置を指定する信号をFFT回路７に出力する。
ステップＳ１３において、遅延広がり生成回路２１は遅延広がりを算出し、遅延広がりを表す信号をFFT回路７に出力する。
ステップＳ１４において、窓関数回路７−２１は、FFTウインドウ位置と遅延広がりに基づいて窓関数を整形し、整形した窓関数を、直交復調回路５から供給された時間領域OFDM信号に乗算する。窓関数回路７−１１は、乗算後の時間領域OFDM信号をGI抽出回路７−２２と加算回路７−２４に出力する。
ステップＳ１５において、GI抽出回路７−２２は、窓関数回路７−２１から供給された時間領域OFDM信号からGIを抽出する。GI抽出回路７−２２は、抽出したGIを遅延回路７−２３に出力する。
ステップＳ１６において、遅延回路７−２３は、GI抽出回路７−２２から供給されたGIを有効シンボル長Tuだけ遅延させた後、加算回路７−２４に出力する。
ステップＳ１７において、加算回路７−２４は、窓関数回路７−２１から供給された時間領域OFDM信号に対して、遅延回路７−２３から供給されたGIを加算し、加算して得られた時間領域OFDM信号をＮサンプル抽出回路７−２５に出力する。
ステップＳ１８において、Ｎサンプル抽出回路７−２５は、加算回路７−２４から供給された時間領域OFDM信号のうちのFFTウインドウ位置以降のＮサンプルを抽出し、抽出したＮサンプルの時間領域OFDM信号をＮポイントFFT演算回路７−２６に出力する。
ステップＳ１９において、ＮポイントFFT演算回路７−２６はFFT演算を施し、時間領域OFDM信号を周波数領域OFDM信号に変換する。その後、図１７のステップＳ４に戻り、それ以降の処理が行われる。
上述した一連の処理は、ハードウエアにより実行することもできるし、ソフトウエアにより実行することもできる。一連の処理をソフトウエアにより実行する場合には、そのソフトウエアを構成するプログラムが、専用のハードウエアに組み込まれているコンピュータ、または、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な汎用のパーソナルコンピュータなどに、プログラム記録媒体からインストールされ
図１９は、上述した一連の処理をプログラムにより実行するコンピュータのハードウェアの構成例を示すブロック図である。
CPU(Central Processing Unit)５１、ROM(Read Only Memory)５２、RAM(Random Access Memory)５３は、バス５４により相互に接続されている。
バス５４には、さらに、入出力インターフェース５５が接続されている。入出力インターフェース５５には、キーボード、マウス、マイクロホンなどよりなる入力部５６、ディスプレイ、スピーカなどよりなる出力部５７、ハードディスクや不揮発性のメモリなどよりなる記憶部５８、ネットワークインタフェースなどよりなる通信部５９、光ディスクや半導体メモリなどのリムーバブルメディア６１を駆動するドライブ６０が接続されている。
以上のように構成されるコンピュータでは、CPU５１が、例えば、記憶部５８に記憶されているプログラムを入出力インタフェース５５及びバス５４を介してRAM５３にロードして実行することにより、上述した一連の処理が行われる。
CPU５１が実行するプログラムは、例えばリムーバブルメディア６１に記録して、あるいは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、デジタル放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して提供され、記憶部５８にインストールされる。
なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。
本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
OFDMシンボルを示す図である。 SP信号の配置の例を示す図である。 従来のOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。 図３のFFT回路の構成例を示すブロック図である。 １波環境下におけるFFTウインドウ位置の例を示す図である。 マルチパス環境下におけるFFTウインドウ位置の例を示す図である。 窓関数を用いたFFT回路の構成例を示すブロック図である。 窓関数の例を示す図である。 窓関数の特徴について示す図である。 窓関数を用いたOFDM信号処理の例を示す図である。 マルチパス環境下におけるOFDM復調処理の例を示す図である。 本発明の一実施形態に係るOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。 遅延広がりの例を示す図である。 図１２のFFT回路の構成例を示すブロック図である。 OFDM復調処理の例を示す図である。 OFDM復調処理の他の例を示す図である。 OFDM受信機のOFDM復調処理について説明するフローチャートである。 図１７のステップＳ４において行われるFFT演算処理について説明するフローチャートである。 パーソナルコンピュータの構成例を示すブロック図である。
符号の説明
１ 受信アンテナ， ２ 周波数変換回路， ３ 局部発振回路， ４ A/D変換回路， ５ 直交復調回路， ６ 局部発振回路， ７ FFT回路， ８ SP信号抽出回路， ９ 時間方向伝送路推定回路， １０ 周波数方向伝送路推定回路， １１ 伝送路補償回路， １２ 搬送波周波数同期回路， １３ ウインドウ再生回路， １４ 遅延プロファイル推定回路， ２１ 遅延広がり生成回路， ７−２１ 窓関数回路， ７−２２ GI抽出回路， ７−２３ 遅延回路， ７−２４ 加算回路， ７−２５ Ｎサンプル抽出回路， ７−２６ ＮポイントFFT演算回路

Claims (5)

  1. 受信OFDM信号から遅延プロファイルを推定する推定手段と、
    前記推定手段により推定された遅延プロファイルに基づいて遅延広がりを算出する遅延広がり算出手段と、
    時間領域OFDM信号、または前記推定手段により推定された遅延プロファイルを用いてFFTウインドウ位置を決定する決定手段と、
    前記遅延広がり算出手段により算出された遅延広がりと前記決定手段により決定されたFFTウインドウ位置に基づいて整形した窓関数を、１OFDMシンボルを表す時間領域OFDM信号に乗算する乗算手段と、
    前記乗算手段により窓関数が乗算された乗算後の時間領域OFDM信号からガードインターバルを抽出する抽出手段と、
    前記抽出手段により抽出されたガードインターバルを、時間軸上における１OFDMシンボルの終了位置から、ガードインターバルの区間より遅延広がりに相当する区間を除いた区間だけ前の位置以降の前記乗算後の時間領域OFDM信号に加算する加算手段と、
    前記加算手段によりガードインターバルが加算された前記乗算後の時間領域OFDM信号のうち、前記決定手段により決定されたFFTウインドウ位置以降の信号を対象としてFFT演算を行い、前記周波数領域OFDM信号を生成する演算手段と
    を備える受信装置。
  2. １OFDMシンボルの幅と同じ幅を有し、全体の幅のうち、ガードインターバルに対応する区間と、ガードインターバルのコピー元の信号に対応する区間において０から１のいずれかの値をとり、他の区間において１の値をとる標準の窓関数があらかじめ与えられている場合、
    前記乗算手段は、開始位置から、遅延広がりに相当する区間だけ後の位置までの区間において０の値をとり、１の値をとる前記他の区間を遅延広がりに相当する区間だけ延長するように前記標準の窓関数を整形する
    請求項１に記載の受信装置。
  3. 前記遅延広がり算出手段は、前記推定手段により推定された遅延プロファイルに基づいて、最早到来波と最遅到来波の間隔を遅延広がりとして算出する
    請求項１に記載の受信装置。
  4. 受信OFDM信号から遅延プロファイルを推定し、
    推定した遅延プロファイルに基づいて遅延広がりを算出し、
    時間領域OFDM信号、または推定した遅延プロファイルを用いてFFTウインドウ位置を決定し、
    算出した遅延広がりと決定したFFTウインドウ位置に基づいて整形した窓関数を、１OFDMシンボルを表す時間領域OFDM信号に乗算し、
    窓関数を乗算した乗算後の時間領域OFDM信号からガードインターバルを抽出し、
    抽出したガードインターバルを、時間軸上における１OFDMシンボルの終了位置から、ガードインターバルの区間より遅延広がりに相当する区間を除いた区間だけ前の位置以降の前記乗算後の時間領域OFDM信号に加算し、
    ガードインターバルを加算した前記乗算後の時間領域OFDM信号のうち、決定したFFTウインドウ位置以降の信号を対象としてFFT演算を行い、前記周波数領域OFDM信号を生成する
    ステップを含む受信方法。
  5. 受信OFDM信号から遅延プロファイルを推定し、
    推定した遅延プロファイルに基づいて遅延広がりを算出し、
    時間領域OFDM信号、または推定した遅延プロファイルを用いてFFTウインドウ位置を決定し、
    算出した遅延広がりと決定したFFTウインドウ位置に基づいて整形した窓関数を、１OFDMシンボルを表す時間領域OFDM信号に乗算し、
    窓関数を乗算した乗算後の時間領域OFDM信号からガードインターバルを抽出し、
    抽出したガードインターバルを、時間軸上における１OFDMシンボルの終了位置から、ガードインターバルの区間より遅延広がりに相当する区間を除いた区間だけ前の位置以降の前記乗算後の時間領域OFDM信号に加算し、
    ガードインターバルを加算した前記乗算後の時間領域OFDM信号のうち、決定したFFTウインドウ位置以降の信号を対象としてFFT演算を行い、前記周波数領域OFDM信号を生成する
    ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
JP2007282201A 2007-10-30 2007-10-30 受信装置、受信方法、およびプログラム Pending JP2009111749A (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007282201A JP2009111749A (ja) 2007-10-30 2007-10-30 受信装置、受信方法、およびプログラム
US12/259,378 US8073066B2 (en) 2007-10-30 2008-10-28 Signal receiving apparatus, signal receiving method and program

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007282201A JP2009111749A (ja) 2007-10-30 2007-10-30 受信装置、受信方法、およびプログラム

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2009111749A true JP2009111749A (ja) 2009-05-21

Family

ID=40582819

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2007282201A Pending JP2009111749A (ja) 2007-10-30 2007-10-30 受信装置、受信方法、およびプログラム

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8073066B2 (ja)
JP (1) JP2009111749A (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011217191A (ja) * 2010-03-31 2011-10-27 Fujitsu Ltd Ｏｆｄｍ信号の受信方法及びその方法を実行する受信装置
JP2013187833A (ja) * 2012-03-09 2013-09-19 Ntt Docomo Inc 送信装置及び送信フレーム構成方法
JP2016533113A (ja) * 2013-08-23 2016-10-20 アルカテル−ルーセント マルチキャリア信号の受信機および受信機方法
JP2022061602A (ja) * 2020-10-07 2022-04-19 アンリツ株式会社 受信装置、該受信装置を備えた移動端末試験装置、及び移動端末試験方法

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9042463B2 (en) * 2011-01-18 2015-05-26 Maxlinear, Inc. Method and system for adaptive guard interval (GI) combining

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE60029687T2 (de) * 1999-06-22 2007-10-18 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma Symboltaktsynchronisierung in Mehrträgerempfängern
GB2376855A (en) * 2001-06-20 2002-12-24 Sony Uk Ltd Determining symbol synchronisation in an OFDM receiver in response to one of two impulse response estimates
EP1639775B1 (en) * 2003-06-30 2007-10-10 Nokia Corporation Faster fine timing operation in multi-carrier system
JP2005303440A (ja) 2004-04-07 2005-10-27 Que Wave:Kk マルチキャリア受信方式および装置
JP4434983B2 (ja) * 2005-02-15 2010-03-17 三菱電機株式会社 伝送路推定機能付ディジタル放送受信装置
US7706428B2 (en) 2005-04-21 2010-04-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Low complexity inter-carrier interference cancellation
JP4664234B2 (ja) * 2006-05-24 2011-04-06 富士通セミコンダクター株式会社 Ｏｆｄｍ受信機
US7769094B2 (en) * 2006-11-10 2010-08-03 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Arrangement and method for reducing the impact of interfering signals in a communication system

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011217191A (ja) * 2010-03-31 2011-10-27 Fujitsu Ltd Ｏｆｄｍ信号の受信方法及びその方法を実行する受信装置
JP2013187833A (ja) * 2012-03-09 2013-09-19 Ntt Docomo Inc 送信装置及び送信フレーム構成方法
JP2016533113A (ja) * 2013-08-23 2016-10-20 アルカテル−ルーセント マルチキャリア信号の受信機および受信機方法
US10038585B2 (en) 2013-08-23 2018-07-31 Alcatel Lucent Receiver and receiver method for a filtered multicarrier signal
JP2022061602A (ja) * 2020-10-07 2022-04-19 アンリツ株式会社 受信装置、該受信装置を備えた移動端末試験装置、及び移動端末試験方法
JP7214698B2 (ja) 2020-10-07 2023-01-30 アンリツ株式会社 受信装置、該受信装置を備えた移動端末試験装置、及び移動端末試験方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20090110099A1 (en) 2009-04-30
US8073066B2 (en) 2011-12-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4626428B2 (ja) Ｏｆｄｍ復調装置及び方法
CN101079866B (zh) 正交频分多路复用解调器、接收机和方法
JP4655241B2 (ja) 受信装置、受信方法、およびプログラム
US8254510B2 (en) Apparatus and method for inter-carrier interference cancellation
JP5493803B2 (ja) 受信装置および方法、プログラム、並びに受信システム
JP2009232439A (ja) 受信装置、受信方法、およびプログラム
JP4173460B2 (ja) デジタル放送受信装置
JP4412387B2 (ja) 受信装置、受信方法、およびプログラム
JP2009111749A (ja) 受信装置、受信方法、およびプログラム
JP4340679B2 (ja) 等化器
JP5949169B2 (ja) 受信装置、受信方法、及びプログラム
JP4524704B2 (ja) 復調回路、復調方法、プログラム、および受信装置
JP4780161B2 (ja) 受信装置、受信方法、およびプログラム
JP4115466B2 (ja) Ｏｆｄｍ受信装置
JP2009164746A (ja) 受信装置および方法、並びにプログラム
JP2010081514A (ja) 情報処理装置及び方法、表示装置、並びにプログラム
JP5099148B2 (ja) 受信装置、受信方法、およびプログラム
JP2007202082A (ja) Ｏｆｄｍ復調装置及び方法
JP5072680B2 (ja) 受信方法および装置
WO2015174294A1 (ja) 信号処理装置および信号処理方法、並びにプログラム
JP5460579B2 (ja) 直交周波数分割多重信号の直線エラー位相補正方法及び装置
JP2004096187A (ja) ディジタル放送受信装置
JP2004304590A (ja) Ｏｆｄｍ復調装置及び方法
JP2023103804A (ja) 無線通信装置及び無線通信方法
JP5543033B2 (ja) 受信装置および受信方法

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20091023

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20091027

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20091221

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20100202