JP2520856B2 - 周波数変換装置 - Google Patents

周波数変換装置

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JP2520856B2 JP57502428A JP50242882A JP2520856B2 JP 2520856 B2 JP2520856 B2 JP 2520856B2 JP 57502428 A JP57502428 A JP 57502428A JP 50242882 A JP50242882 A JP 50242882A JP 2520856 B2 JP2520856 B2 JP 2520856B2
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、特許請求の範囲第１項の上位概念による周
波数変換装置に関する。
この種の周波数変換装置はドイツ連邦共和国特許出願
P3029672.1（VPA 80P4410 DE）に記載されている。この
装置においては、充電スイツチの制御のための通流率は
整流器の半波電圧を目標値として与えられる調節器によ
つて決められるが、しかしこれはかなり高い回路費用が
かかる。
さらに、上述の回路の場合、充電コンデンサからエネ
ルギーが取り出されないとき、例えばインバータが発振
しないときには、DC-DCコンバータがしや断されなけれ
ばならない。
本発明の目的は冒頭に述べた形式の周波数変換装置に
おいて、充電スイツチの制御を簡単化することにある。
とりわけインバータが発振しないときにはDC-DCコンバ
ータを自動的にしや断してできるだけ少ない損失で動作
するように制御装置を構成しようとするものである。
この課題の本発明による解決は、かかる周波数変換装
置において、DC-DCコンバータの充電スイツチのための
制御部がインバータのスイツチの一つにおける矩形波電
圧により同期化されていることによつて特徴づけられ
る。
それゆえ本発明においては、充電スイツチはインバー
タのスイツチと同一のスイツチング周波数で動作し、こ
の場合に充電スイツチのための制御電圧は（例えば容量
性分圧器を介して）インバータのスイツチの一つにおけ
る矩形波電圧から導き出されている。インバータが発振
状態になくこの矩形波電圧が生じていないときは、DC-D
Cコンバータの充電スイツチも開いたままである。それ
故故障の場合にはインバータのみがしや断される必要が
ある。
充電スイッチ投入時間の周期に対する比である通流率
（この通流率は一方では充電コンデンサにおける電圧を
決めるが、系統電流の波形への逆作用も有する）は、遅
延記憶素子、例えば遅延コンデンサ、インダクタンス、
特にコンデンサにより形成された遅延記憶素子の充電時
間によって決まり、この遅延記憶素子の充電または放電
回路は同期化のためにインバータのスイッチの一つを介
して構成されている。
本発明の第１の実施例によれば、充電スイッチの投入
時下はその都度インバータのスイッチの一つにかかる矩
形波電圧の終端まで続き、この場合に充電スイッチの投
入の開始は矩形波電圧と共に始まる遅延記憶素子の充電
時間の終了によりある応答値に決められる。この投入時
間は周期の半分より充電時間だけ短い値となる。
しかし別の実施例によれば充電スイツチの投入時間は
遅延記憶素子の充電時間によつて直接に与え、インバー
タのスイツチの一つにおける矩形波電圧の始端または終
端で開始させることもできる。
充電コンデンサにおける平均電圧が整流器の半波電圧
の尖頭値よりも僅かばかり大きいものとすると、充電リ
アクトルの放電電圧（充電コンデンサの電圧と整流器の
電圧との差）が交流電源電圧の一半波内において非常に
激しく変化し、これは通流率一定の場合系統電流の正弦
波形からのずれをもたらす。
これを避けるために、通流率は公知の方法（ドイツ連
邦共和国特許出願公開第2652275号明細書）において
は、整流器の半波電圧の各半波の中央部分では最小値を
有し、始めと終りの３分の１の部分では最大値を有し、
その間の部分ではこの半波電圧または充電コンデンサ電
圧の瞬時値に依存して制御されるように変化する。その
場合に平均値はとくに、充電コンデンサ電圧が定格値に
あつて定格負荷が負荷されているとき充電リアクトルが
各充電の前に完全に放電できるように決めるとよい。さ
らに、充電コンデンサ電圧をできるだけ一定に保つため
に通流率をこの電圧の平均値に依存させることが好まし
い。
半導体素子を用いた周波数変換装置の運転は付加的に
低電圧レベルでの制御パワーを必要とする。これは本発
明の有利な実施態様によれば２つのコンデンサからなる
分圧器により損失なしに与えられ、この分圧器は充電ス
イツチおよび／またはインバータのスイツチの一つに並
列関係にあり、かつ同時にそのスイツチの開路時に電圧
上昇を制限し、これはこのスイツチとしてトランジスタ
を使用する場合にしや断責務の軽減をもたらす。
DC-DCコンバータにより給電されるインバータは４つ
のスイツチのブリツジ回路または２つのスイツチと２つ
のコンデンサのブリツジ回路から構成することができ
る。しかしながら、この場合にとりわけ２つのみのスイ
ツチと、両スイッチの一方のスイッチに並列接続されて
いる振動コンデンサ、負荷、直列共振回路および可飽和
変圧器の１次巻線を直列に含む負荷回路とを備えた振動
形インバータであることが好ましい。この場合に可飽和
変圧器はインバータの両スイツチの交互の導通制御のた
めの２次巻線を有し、しかも可飽和変圧器によつて決ま
るインバータ運転周波数が直列共振回路の共振周波数の
若干上にある。スイツチとしてトランジスタを使用する
場合には公知の逆並列接続の帰還電流ダイオードとの組
合せでトランジスタの投入時間の重複が確実に避けられ
る。始動パルスはコンデンサ（始動コンデンサ）により
トリガダイオードを介してインバータの１次スイッチに
導かれるが、周波数変換装置の投入時始動コンデンサ
は、それがトリガダイオードを介して急激に放電し従っ
てインバータがその運転を始めるまで充電される。
周波数変換装置は加熱電極を備えた放電ランプの運転
にとりわけ好適であり、この場合に直列共振回路のコン
デンサはそれぞれ一つの放電ランプの両電極間に接続さ
れる。この場合にランプが持続的に点灯不能状態にある
ときは周波数変換装置がしや断されるよう配慮されてい
る。
このために双安定スイツチング装置が用いられる。こ
れはトリツプ信号によつて投入され、保持電流回路を有
する。保持電流回路によつてこのスイツチング状態がそ
の保持電流回路のしや断まで維持される。本発明によれ
ば、放電ランプの電極の一方または２ランプ回路におけ
る２つの電極の直列回路がこの保持電流回路中および始
動コンデンサの充電電流回路中にある。したがつて、ラ
ンプ交換時に自動的にしや断状態が終了して再びランプ
運転が行なわれるので、このために照明装置全体をしや
断する必要がない。
とくにスイツチング装置としては停止サイリスタが用
いられ、このサイリスタはランプの点灯不能が持続する
とき始動コンデンサおよび可飽和変圧器のしや断巻線を
短絡し、これによりインバータを（そしてこれにともな
い直接にDC-DCコンバータも）停止させる。この状態は
停止サイリスタの保持電流がしや断されるまで続く。こ
のために停止サイリスタの保持回路は放電ランプの一方
の電極および直列抵抗を介して供給電圧、例えば充電コ
ンデンサに接続されている。ランプ交換時にこの電流回
路は強制的にしや断され短絡が解除される。新しいラン
プのセツト後に始動コンデンサが再充電され、周波数変
換装置が自動的に運転を再開する。
次に本発明を２つの実施例により詳細に説明する。
第１図は第１の実施例を示し、第２図は第１図の実施
例と中央の鎖線の左側の制御部のみ相違する第２の実施
例を示し、第３図は整流器Ｇの半波電圧の経路（破線）
と、充電リアクトルを通る電流ＩLの経過とを示し、第4
a図は充電リアクトルにおける電圧ＵLの経過を示し、第
4b図は充電リアクトルの電流ＩLを示し、第4c図は第１
図による実施例における同期化矩形波電圧ＵT1の位相位
置を示し、第4d図は第２図の実施例の場合の１次トラン
ジスタにおける同期化矩形波電圧の位相位置を示し、第
５図は第３の実施例を示す。
全波整流器Ｇは入力側で図示されていないフイルタを
介して交流電源（220V/50Hz）に接続されていて、出力
側では充電リアクトルＬおよび充電ダイオードＤを介し
て充電コンデンサＣに給電する。このコンデンサＣに並
列にインバータの２つの交互に導通するトランジスタか
らなる直列回路が接続されている。充電ダイオードＤに
隣接するトランジスタT3は以下において２次トランジス
タと呼び、他方のトランジスタT1は１次トランジスタと
呼ぶ。２次トランジスタT3に並列に、放電ランプＥと直
列共振回路C2,L2と振動コンデンサC1と可飽和変圧器の
１次巻線L30との直列回路からなる負荷回路があり、し
かもその直列共振回路のコンデンサC2は放電ランプＥの
両予熱電極間にあつて、放電ランプは一方の電極を充電
コンデンサＣに直接に接続されている。
可飽和変圧器は２つの２次巻線L31,L32と遮断巻線L33
とを有する。２次巻線L31,L32は、１次トランジスタT
1、２次トランジスタT3の制御回路に、これらのトラン
ジスタがそれぞれ可飽和変圧器の反転磁化時間中交互に
導通制御されるように接続されている。この場合に可飽
和変圧器はそれによつて決まるインバータ運転周波数が
直列共振回路の共振周波数の若干上にあるように設計さ
れている。これによつて、相前後する導通制御パルス間
に間隙が生じるので、１次トランジスタT1と２次トラン
ジスタT3との同時導通が避けられ、これにより充電コン
デンサＣにおける電圧の短絡が避けられる。両トランジ
スタの同時阻止中における通流のためにトランジスタの
それぞれに並列に帰還電流ダイオードD1,D2が設けられ
ている。１次トランジスタT1の導通時間中、充電コンデ
ンサＣの電圧が負荷回路にかけられ、振動コンデンサC1
は図示極性で充電される。１次トランジスタT1の阻止後
２次トランジスタT3が導通するまでは電流が負荷回路を
介して流れ、直列共振回路のリアクトルL2によつて駆動
されて帰還電流ダイオードD2を介して流れ続ける。それ
から２次トランジスタT3が再び阻止されるまで、振動コ
ンデンサC1が２次トランジスタT3および負荷回路を介し
て放電する。その後負荷電流は同じ方向にて充電コンデ
ンサＣおよび帰還電流ダイオードD1を介して１次トラン
ジスタT1の新たな導通まで流れ続ける。１次トランジス
タT1における矩形波電圧ＵT1の経過が理想化されて第4c
図、第4d図に示されている。
インバータの運転時において充電コンデンサＣから取
り出されるエネルギーは充電コンデンサＣに整流器Ｇか
ら充電リアクトルＬおよび充電ダイオードＤを介して供
給される。第１図による実施例ではこのために１次トラ
ンジスタT1および充電サイリスタT2が直列接続されて一
つの充電スイツチを形成しており、この充電スイツチを
介して充電リアクトルＬが整流器Ｇに並列に接続されて
いる。とくに、充電サイリスタT2では逆方向側では阻止
せずにむしろダイオード特性を有することが肝要であ
る。この場合には帰還ダイオードD2を省略することがで
きる。なぜならば帰還ダイオードD2の作用はダイオード
Ｄと直列になった充電サイリスタT2によって行われるか
らである。
充電サイリスタT2の点弧はインバータの１次トランジ
スタT1の導通時間中にのみ可能である。したがつて、こ
れは時点ｔ1で１次トランジスタT1の導通時点ｔ0後時間
ａ遅れた時点に点弧される（第4a図ないし第4c図参
照）。１次トランジスタT1が新たに阻止状態になるまで
充電リアクトルＬは整流器Ｇの半波電圧を印加されてエ
ネルギーを受け、そのエネルギーは１次トランジスタT1
の阻止後充電ダイオードＤを介して充電コンデンサＣも
しくはこれに接続されているインバータおよびそれの負
荷に放出される。それゆえ、充電リアクトルＬの充放電
は例えば40kHzにて振動するインバータの切換経過に同
期して行なわれる。したがつて、充電リアクトルＬは整
流器Ｇから供給される半波電圧の一半波期間中にひんぱ
んに充放電される。充電リアクトルＬを流れる電流ＩL
は図に示す経過を有する。充電サイリスタが閉じている
期間中、電源から整流器Ｇを介して電流パルスが取り出
される。この電流パルスは整流器Ｇの前のフィルタによ
ってほぼ正弦波状の電流にまとめられるが、このフイル
タは高いスイツチング周波数のおかげで比較的小さく設
計することができる。
第4a図および第4b図には充放電サイクル中の充電リア
クトルＬの電圧ＵLおよび電流ＩLの経過を拡大して示
す。充電リアクトルＬは常に半波電圧の瞬時値に向かつ
て充電され、このために充電電流の上昇は相応して変化
する。これに対してリアクトルＬの放電についてはその
都度半波電圧の瞬時値と充電コンデンサＣにおける実際
上一定の電圧との間の電圧差によって定まる。すなわち
リアクトルが充電スイッチの閉じている期間中に半波電
圧の最大瞬時値において充電されると、充電スイッチの
開いたときリアクトルＬにかかっている半波電圧と充電
コンデンサＣの一定電圧との差電圧は最小である。この
場合リアクトルの充電コンデンサＣへの放電は最も長く
続く。周期Ｔに対する充電スイツチの投入時間ＴLの比
である通流率Ｖは１次トランジスタT1の導通時点ｔ0に
対する充電サイリスタT2の点弧の遅れ時間ａに関係し、
基本的には充電リアクトルＬから取り出せる最大のエネ
ルギーが（したがつて半波電圧の最大値の時点で）次の
充電の前に完全に充電ダイオードＤを介して流れ出すこ
とができるように選ばれるべきである。このときにのみ
充電サイリスタT2の点弧時に充電ダイオードＤを介する
帰還電流が全く流れず、それにより充電サイリスタＴ2
の無損失の開閉が行なわれる。さらにこのときのみ充電
リアクトルＬの寸法を最小にすることができる。このこ
とは、低周波の整流電圧の瞬時値が電圧半波の中央部分
にある場合、１次トランジスタT1および２次トランジス
タT3に対する高周波制御電圧のスイッチング周波数の周
期Ｔに対する投入時間ＴLの比である通流率が最小値を
有し、整流された電源交流電圧の半波の第１と第３の部
分においては最大値を有することを意味する。
充電サイリスタT2はインバータの切換経過に同期して
制御される。このためにその充電サイリスタＴ2の制御
区間がトリガダイオードD9を介して遅延コンデンサC6び
並列接続されていて、この遅延コンデンサC6は一方では
放電ダイオードD8を介して２次トランジスタT3に並列に
接続されており、１次トランジスタT1、可調整放電抵抗
R1および逆流阻止ダイオードD7を介して制御電源に接続
されている。
制御電源は制御トランジスタT5およびこれに並列に設
けられている蓄積コンデンサC5からなり、このコンデン
サC5はダイオードD5および分圧コンデンサC7と共に１次
トランジスタT1に並列に置かれた分圧器を構成してお
り、したがつてこの分圧器は周期的に２次トランジスタ
T3を介して充電され、１次トランジスタT1を介して放電
される。このようにしてコンデンサC5に、ほとんど損失
なしに充電コンデンサＣにおける高い電圧から導き出さ
れる低い運転電圧が生じ、この運転電圧の大きさはツエ
ナーダイオードD6によつて制御され、このツェナダイオ
ードD6は同時にコンデンサC7の放電に役立つ。コンデン
サC5およびC7は同時に１次トランジスタT1における電圧
上昇を制限し、もつて遮断責務の軽減をもたらす。
２次トランジスタT3が導通制御されると充電サイリス
タT2は抵抗R5、ダイオードD4を介して速やかに阻止状態
となり、遅延コンデンサC6がダイオードD8を介して放電
する。したがつて遅延コンデンサのC6充電は時点ｔ0に
おける１次トランジスタT1の導通制御の開始にともなつ
て定められた電位から始まる。つまり、それから蓄積コ
ンデンサC5がダイオードD7、抵抗R1および１次トランジ
スタT1を介して遅延コンデンサC6へ放電し、この遅延コ
ンデンサC6の電圧は抵抗R1において調整できる遅延時間
ａ後にトリガダイオードD6が導通して充電サイリスタT2
を点弧する値に達する。充電サイリスタT2のこの簡単な
同期化制御はとりわけ顕著でもある。なぜならば遅延コ
ンデンサC6は蓄積コンデンサC5よりも高い電位にある。
蓄積コンデンサC5にはほぼ一定の運転電圧が生じ、こ
れは一定の時間遅れａも配慮する。しかし、これにつな
がる種々の長さの充電リアクトル放電時間が交流電源か
ら取り出される電流の正弦波からのずれをもたらし、こ
のずれは充電コンデンサ電圧が整流器半波電圧の最大値
からの越えが少ないほど大きい。その結果系統電流は各
半波の始端および終端では正弦波電流の値よりもいくら
か小さく、中央範囲では正弦波電流の値よりも大きい。
しかしながら、半波電圧の大きさに関係して蓄積コンデ
ンサC5における運転電圧を変化させることによって、両
者の値をじゅうぶん接近させることができる。このため
にコンデンサC5には制御トランジスタT5が並列接続され
ていて、このトランジスタT5の制御区間はツエナーダイ
オードD3を介してRC要素に接続され、このRC要素は整流
器Ｇに並列の抵抗R6,R7にダイオードD15を介して接続さ
れている。この場合に回路はトランジスタT5が整流器Ｇ
の半波電圧の各半波中央範囲でのみツエナーダイオード
D3を介して導通制御され、これにより蓄積コンデンサC5
における電圧が引き下げられるように構成されている。
これによつてこの中央範囲では半波電圧の瞬時値ととも
に上昇する遅延時間ａが生じ、これは短い電流パルスお
よびこれにともなう充電リアクトルの減少したエネルギ
ー吸収を生じ、これにより、他方では各半波の始端およ
び終端の範囲で遅延時間を小さく選んで系統電源から取
り出される電流パルスを大きくすることが、充電リアク
トルの完全な磁化リセツトの所望の運転様式を変更する
ことなしに可能となる。この措置により正弦波によく近
似した系統電流が生じる。
さらに、遅延時間ａは充電コンデンサＣにおける電圧
の経過および大きさに関係して制御される。このために
制御トランジスタT5の制御区間におけるRC要素はダイオ
ードD16および抵抗R17を介して充電コンデンサＣにも接
続されている。この場合にRC要素のコンデンサC4は付加
的な平滑を行ない、それにおける僅かに脈動する（100H
z）の直流電圧が交流電源電圧に同期して変化するよう
な位相シフトを生ずる。したがつてコンデンサC3におけ
る電圧が分圧器およびツエナーダイオードD3によつて決
まる値を越えて上昇すると、トランジスタT5を介して遅
延時間が大きくされ、それにより交流電源電圧の各半波
の中央範囲における充電リアクトルの充電期間が減少
し、それにより系統電流の正弦波形はさらに改善され
る。
上述の調節作用によつて充電コンデンサ電圧は、それ
に全く負荷が接続されていないか、または低パワーラン
プのような非常に小さい負荷が接続されているときにも
一定の限界値を越えない。
ダイオードD15およびD16を省略して、コンデンサC4を
抵抗R71とこれに並列な抵抗R1′およびコンデンサC4′
（破線図示）を介して直接に充電コンデンサＣに接続す
ることができる。充電コンデンサＣにおける電圧調節作
用も得られ、このおかげで同時に（抵抗R1′およびコン
デンサC4′を適切に選定すれば）交流電源電圧半波中央
範囲における充電リアクトルＬの充電時間短縮およびそ
れにともなう系統電流の正弦波形へのより良い近似が達
成される。
始動コンデンサC8のエネルギーがトリガダイオードD1
3を介して１次トランジスタT1の制御区間に投入されて
１次トランジスタT1が導通するような値に始動コンデン
サC8の電圧が到達したときにはじめて、振動形インバー
タが、そして続いてDC-DCコンバータが動作し始める。
このために始動コンデンサC8は一方では抵抗R2,R4およ
びランプＥの一方の電極を介して充電コンデンサＣに接
続されており、他方ではダイオードD10を介して１次ト
ランジスタT1のスイツチング区間に並列に接続されてい
る。整流器Ｃに交流電源電圧を印加した後に充電コンデ
ンサＣが充電リアクトルＬおよび充電ダイオードＤを介
して充電され、そしてそれにともなつて始動コンデンサ
C89も充電されてゆき、１次トランジスタT1が導通され
るに至る。それから、同時に始動コンデンサC8は、この
始動回路がインバータの周期的な振動中にはもはや関与
し得ないように、ダイオードD10を介して再び放電され
る。
放電ランプＥを有する周波数変換装置の運転時には、
放電ランプが持続的に始動不能状態にあるとき、すなわ
ち繰り返される無駄な始動動作が行なわれるだけである
ときには、周波数変換装置がしや断されるよう配慮すべ
きである。このために停止用サイリスタT4が設けられて
いて、これには可飽和変圧器のしや断巻線L33がダイオ
ードD11,D12を介して、そして始動コンデンサC8が抵抗R
2を介して並列接続されていて、その停止用サイリスタT
4の保持電流は放電ランプＥの充電コンデンサ側電極お
よび直列抵抗R4を介して得られる。
しや断巻線L33にはダイオードD11を介してRC要素R3,C
9も並列接続され、さらにこのRC要素はトリガダイオー
ドD14を介して停止用サイリスタT4の制御区間に並列接
続されている。この回路の機能および設計は放電ランプ
を有する負荷回路を介して流れしや断巻線L33によつて
検出される電流の振幅が、点灯されていないランプ（共
振状態）においては点灯されたランプ（共振回路の減衰
状態）におけるよりも著しく大きいということを基礎に
おいている。の設計によつてあらかじめ与え得る回数だ
け始動動作が行われた後、停止用サイリスタT4がトリガ
ダイオードD14に点弧してしや断巻線L33を短絡するほど
までコンデンサC9は充電される。これによりインバータ
のトランジスタの制御電圧がなくなり、インバータの運
転がしや断される。しかしながら、正常な点灯動作およ
び正常なランプ電流はいずれもかかるしや断をもたらさ
ない。なぜならば、この場合にはコンデンサC9における
電圧がトリガダイオードD14を導通させるに必要な値に
達しないからである。
インバータのスイツチにおける矩形波電圧に依存した
りDC-DCコンバータの同期制御のおかげで、DC-DCコンバ
ータは自動的にインバータと共にしや断され、かつイン
バータの始動後に再投入される。
インバータは、停止用サイリスタT4の保持電流が断た
れて停止用サイリスタT4が再び阻止状態に移行すること
ができるまでしや断されたままである。このために、例
えば交流電源電圧をしや断すればよい。しかし、このし
や断はしばしば電源電圧のしや断なしに行なわれる欠陥
ランプの交換の結果である。始動コンデンサC8の電流回
路もランプの電極を介して供給されるため、周変換装置
は新たなランプのセツト後自動的に再び振動を始める。
第２図の実施例は第１図による実施例と充電スイツチ
T2′の制御の方法だけが相違する。充電スイッチT2′は
ここではMOSパワートランジスタとして構成されてい
る。鎖線の右側の回路は第１図の対応部分と同じであ
る。
制御にコンパレータＳが用いられ、このコンパレータ
の導通入力端子＋はツエナーダイオードD19に接続さ
れ、かつ抵抗R8およびこれに並列のコンデンサC10を介
して１次トランジスタT1に並列接続されている。このコ
ンパレータの阻止入力端子−は遅延コンデンサC6′に接
続されていて、このコンデンサは放電ダイオードD8′お
よび抵抗R65を介して同様に１次トランジスタT1に並列
接続されている。充電のために遅延コンデンサC6′は充
電抵抗R1′を介して一方では非線形抵抗R61,R62、ツエ
ナーダイオードD18を介して整流器Ｇに接続され、他方
では抵抗R64を介して（２次トランジスタT3の導通時
に）充電コンデンサＣに接続される。ツエナーダイオー
ドD17によつて制限される遅延コンデンサC6′の電圧は
整流器Ｇの半波電圧の瞬時値と充電コンデンサＣの電圧
に依存する。この場合にツエナーダイオードD18は、小
さな瞬時値のとき、即ちツエナーダイオードD18がまだ
導通していないときの半波電圧に依存して充電コンデン
サＣにおける電圧による充電との比較でコンデンサC6′
の充電が下がるように動作する。これに対して、半波電
圧の瞬時値が大きく、したがつてツエナーダイオードD1
8が導通しているときには、コンデンサC6′の充電への
半波電圧の影響が勝る。
１次トランジスタT1と並列にある蓄積コンデンサC5は
コンパレータＳのための運転電圧および充電スイツチT
2′のための導通制御電流を供給し、このようにして周
期的に放電される。この場合に充電スイッチT2′のため
の導通制御電流はトランジスタT5およびT6並びにダイオ
ードD21を介して流れ、この際にトランジスタT7は阻止
されている。かかる導通制御パルスはコンデンサC5にお
ける電圧が少なくともツエナーダイオードD20によつて
決まる値を有し、これによりトランジスタT5が導通して
いることを前提とする。さらにトランジスタT6がコンパ
レータＳによつて正の電位で制御されなければならず、
これは導通制御入力端子＋における信号が阻止入力端子
−における信号よりも大きい場合である。トランジスタ
T6がコンパレータによつて負信号によつて阻止されると
きには、抵抗R12にトランジスタT7の阻止バイアスがな
くなつて、このトランジスタT7を介して充電スイッチT
2′のための阻止パルスが流れる。
充電スイツチT2′の同期制御の説明のために第4b図お
よび第4d図を参照する。時点ｔ1における１次トランジ
スタT1の阻止時にコンパレータＳの導通制御入力端子＋
には即座にツエナーダイオードD19によつて与えられる
正の基準電圧がかかる。これに対して阻止入力端子−に
おける電圧ははじめはゆつくりと前もつて放電された遅
延コンデンサC6′の充電にともなつて半波電圧ＵGおよ
び充電コンデンサＣにおける電圧によつて与えられる値
に向かつて上昇する。したがつて、導通制御入力端子＋
にある信号が大きいので、コンパレータＳは時点ｔ1か
ら正の導通制御信号を供給し、これにより充電スイツチ
T2′が閉成される。半波電圧ＵGおよび充電コンデンサ
電圧に依存した時間ＴL後にコンパレータＳの阻止入力
端子−における信号は、コンパレータが反転して充電ス
イツチT2′を開放する負の阻止信号がコンパレータ出力
端に生じるようになるまで上昇する。
このスイツチング状態は１次トランジスタT1の次の阻
止まで持続される。１次トランジスタT1がまだ阻止され
ない間はコンパレータＳの両入力端子は抵抗R1′,R64も
しくはR8を介して、そしてさらにダイオードD10、抵抗R
2およびR4を介して充電コンデンサＣの電圧にあり、こ
の場合ツエナーダイオードD17およびD19は阻止入力端子
−における電圧が導通制御入力端子における電圧よりも
大きくなるように選ばれている。このようにしてインバ
ータの持続するしや断時における充電スイッチT2′のし
や断も保証される。
１次トランジスタT1の次の導通制御時間中、遅延コン
デンサC6′がダイオードD8′および抵抗R65を介して放
電させられ、その場合に時定数はコンデンサC6′におけ
る信号が１次トランジスタT1の全体の導通制御時間中導
通制御入力端子＋の電圧以下に落ちないほど大きい。導
通制御入力端子＋における電圧はまずダイオードD19お
よび抵抗R8を介してのコンデンサC10の放電によつて決
まり、そして負になる。コンデンサC10の放電後導通制
御入力端子＋における電位はダイオードD8′および抵抗
R65の電圧降下だけ阻止入力端子−における電位より下
がるので、コンパレータＳが１次トランジスタT1の新た
な阻止まで充電スイツチT2′を阻止状態に保つ。
第５図による第３の実施例を以下にそれが第２図の実
施例と異なるところのみ説明する。
DC-DCコンバータ（鎖線の左側）はバイポーラトラン
ジスタT2″とともに動作し、このトランジスタの制御の
ためには負の運転電圧が必要である。この負の運転電圧
および蓄積コンデンサC5における正の駆動電圧は次の損
失なしのやり方で生ぜしめられる。
インバータの１次トランジスタT1に並列にコンデンサ
C7,C7′を備えた容量性分圧器が接続され、これらはT1
の阻止時に正に充電され、この場合にT1における高い阻
止電圧の大部分は非常に小さい容量を持つコンデンサC7
で分担される。T1の導通制御時にはコンデンサC7がコン
デンサC7′へ放電し、そして（それらの電圧の大きさが
相応している場合には）ダイオードD27を介して蓄積コ
ンデンサC11へ放電し、この蓄積コンデンサC11の電圧は
ツエナーダイオードD26により制限される。インバータ
の発振後蓄積コンデンサC5およびC11が上述の極性にて
正もしくは負の運転電圧に充電される。これに対してコ
ンデンサC7′には矩形波電圧が生じ、この電圧は上方に
向けてはコンデンサC5における電圧によつて、下向に向
けてはコンデンサC11における電圧によつて制限され、
コンパレータＳの制御のために用いられる。DC-DCコン
バータは一般にコンデンサC5の正の運転電圧が十分に大
きくてそれによりトランジスタT5がツエナーダイオード
D20およびR10を介して導通させられるときにはじめてそ
れの運転に入る。
蓄積コンデンサC5はダイオードD5′および分圧コンデ
ンサC5′とともに、充電スイツチT2″に並列に配置され
ていてしや断放電路として役立つ直列回路を構成してい
る。したがつて、充電スイッチT2″の阻止時にはこれら
の両コンデンサが充電され、この場合に電圧の大部分は
非常に小さく選定されたコンデンサC5′に現われる。充
電スイッチT2″の次の導通制御時にコンデンサC5′は反
転リアクトルL3を介してコンデンサC11へ放電し、この
コンデンサが負の運転電圧を供給する。
この場合にコンパレータＳの負端子における遅延コン
デンサC6′はコンデンサC4′と直列の充電抵抗R1′を介
して、そして両者に並列に抵抗R62′のみを介して充電
コンデンサＣに並列に接続されている。これにより、コ
ンデンサC6′の電圧は、（抵抗R62′を介して）充電コ
ンデンサＣの電圧の平均値にも、（コンデンサC4′およ
び抵抗R1′を介して）充電コンデンサＣの電圧の瞬時値
にも依存する。充電コンデンサＣにおける脈動に依存し
てコンデンサC4′を介して流れる交流電流はコンデンサ
C6′における電圧の極性反転をもたらし得るが、これは
ダイオードD28,D29によつて阻止される。正の方向にお
いてはコンデンサC6′の電圧はダイオードD17′によつ
て正の運転電圧の値に制限されている。
遅延コンデンサC6における電圧に依存した充電スイツ
チT2″の制御は第２図による実施例の場合と作用的に同
じである。しかしながら、コンパレータＳは抵抗R8もし
くはR65およびR8′を介して１次トランジスタT1におけ
る高い矩形波電圧ではなくそれの部分電圧（制御コンデ
ンサC7′にて取り出される。）と同期化される。
その結果、充電スイッチT2″の導通制御時間およびこ
れにともなう充電リアクトルＬの充電時間は充電コンデ
ンサＣにおける電圧が低いほど長くなる。この電圧はコ
ンパレータＳの正入力端子における分圧器により設定で
きる値に整定する。RC要素R1′,C4′の適当な選定によ
つて充電リアクトルの充電時間、つまり電源からの電流
取り出しが丁度交流電源電圧の半波の中央範囲において
最小となるような位相シフトが得られ、これによつて系
統電流の正弦波形への良好なる近接が生じる。
インバータ（鎖線の右側）はこの実施例ではそれぞれ
付属の直列共振回路C2,L2およびC2′,L2′を備えた２つ
の並列接続されたランプE,E′を負荷として有する。こ
の場合に振動コンデンサC1が両ランプの電極接続点に接
続されているランプ電流回路の対称的な給電が重要であ
る。これに対して、停止用サイリスタT4の保持電流回路
および始動コンデンサC8のための充電回路は抵抗R4,R
4′および直接に互いに直列接続されたランプ電極を経
由する。
ランプが持続的な点灯不能状態にあるときにしや断を
行なうために、ここでは直列共振回路のリアクトルL2,L
2′における電圧が評価され、分圧器および減結合ダイ
オードD22,D23を介してORゲート形式にてRC要素C9,R3に
導かれる。この電圧はランプが持続的に点灯不能状態に
あるとき（共振時）非常に大きいので、停止用サイリス
タT4がトリガダイオードD14を介して点弧され、これは
欠陥のあるランプが交換されるまで導通し続ける。これ
により停止用サイリスタT4は可飽和変圧器のしや断巻線
L33′をダイオードD21および始動コンデンサC8を介して
短絡し、インバータをしや断する。ダイオードD22およ
びD23はORゲート形式によりRC要素R3,C9に接続されてい
るので、しや断条件は並列接続された両ランプのそれぞ
れによつて（または同時に両者によつて）もたらされ得
る。
しや断状態は両ランプの１つが交換されて、それによ
つてT4の保持電流がしや断されるまで維持される。新し
いランプのセツトにより始動コンデンサC8が抵抗R2,R4
および両ランプの直列接続電極E,E′を介して充電さ
れ、その結果まずインバータが再始動れる。その直後に
コンデンサC5およびC11においてDC-DCコンバータにとつ
て十分大きな運転電圧が自由になるので、DC-DCコンバ
ータも自動的に運転を再開する。
古くなつたランプは前もつて極性が固定していること
がなければ整流器と同様にふるまうであろう。したがつ
て振動コンデンサC1には非常に高い約1000Vの正または
負の電圧が現われ、これによつて監視回路、とくに停止
用サイリスタT4が危険にさらされるであろう。したがつ
て、停止用サイリスタT4と直列のダイオードD24は振動
コンデンサC1における負の過電圧時に保護に役立つ。こ
れに対してダイオードD25は正の過電圧時に電位を充電
コンデンサＣにおける電圧値に保つ。
監視およびしや断のここに記載の変形は第１図および
第２図において、並びにここに記載のインバータおよび
DC-DCコンバータの制御から離れて有利に適用できる。
フロントページの続き (31)優先権主張番号 Ｐ３２０４２２５．６ ＦＲ (32)優先日 1982年２月８日 (33)優先権主張国 ドイツ（ＤＥ） (31)優先権主張番号 Ｐ３２２０３０１．２ ＦＲ (32)優先日 1982年５月28日 (33)優先権主張国 ドイツ（ＤＥ） 審判番号 平3−11544 (72)発明者 クルンメル・ペ−タ− ドイツ連邦共和国Ｄ−8221ザンクトゲオ ルゲン・ブロイベルクシユトラ−セ６

Claims (11)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】充電ダイオード（Ｄ）、充電リアクトル
    （Ｌ）および平滑されていない半波電圧を供給する整流
    器（Ｇ）を介して交流電源に接続されている充電コンデ
    ンサ（Ｃ）と、充電リアクトル（Ｌ）を整流器（Ｇ）に
    スイッチング可能に接続する充電スイッチ（T2、T2′）
    と、充電スイッチ（T2、T2′）を制御するため制御量に
    関係する通流率を有する周期的制御電圧を供給する制御
    部とを有するDC-DCコンバータと、 交互に導通制御され、充電コンデンサ（Ｃ）に並列に直
    列接続された２つのスイッチ（１次スイッチT1及び２次
    スイッチT3）を有するインバータと を備え、充電スイッチ（T2、T2′）とインバータの両ス
    イッチ（T1、T3）とのスイッチング周波数は交流電源の
    周波数より大きい周波数変換装置において、 充電スイッチ（T2、T2′、T2″）のための制御部は、そ
    の制御回路内に配置され遅延記憶素子（C6、C6′）を有
    する時間回路から構成され、 前記制御部は、インバータのスイッチ（T1、T3）の一方
    に加えられる矩形波電圧により、遅延記憶素子（C6、C
    6′）の放電回路がインバータのスイッチ（T1、T3）の
    一方を介して形成されることにより同期化され、 充電スイッチ（T2、T2′）の投入時間（ＴL）と周期
    （Ｔ）との比（Ｖ）は、制御量に関係する遅延記憶素子
    （C6、C6′）の充電時間によって定められており、 制御量は、充電コンデンサ（Ｃ）にかかるほぼ一定の直
    流電圧から導出される基準直流量と、整流器（Ｇ）の出
    力端の整流された交流電源電圧の瞬時値に関係する振幅
    を有する補正量とを逆向きに重畳したものから成る ことを特徴とする周波数変換装置。
  2. 【請求項２】遅延記憶素子（C6）の充電回路には、充電
    抵抗（R1）、減結合ダイオード（D7）、インバータの一
    方のスイッチ（T1）および制御電圧の形の制御量を供給
    する補助電源が挿入されており、補助電源は制御トラン
    ジスタ（T5）により形成され、この制御トランジスタ
    （T5）の出力側には分圧器の一部を形成する蓄積コンデ
    ンサ（C5）が並列に接続され、入力側に補正量が導かれ
    ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の周波数
    変換装置。
  3. 【請求項３】遅延記憶素子は遅延コンデンサ（C6）であ
    り、この遅延コンデンサ（C6）はトリガダイオード（D
    9）を介してサイリスタ（T2）を制御し、このサイリス
    タ（T2）は遅延コンデンサ（C6）の充電回路中にあるイ
    ンバータの１次スイッチ（T1）と直列接続されて充電ス
    イッチを形成し、インバータの２次スイッチ（T3）と放
    電ダイオード（D8）が遅延コンデンサ（C6）の放電回路
    中に置かれていることを特徴とする特許請求の範囲第２
    項記載の周波数変換装置。
  4. 【請求項４】インバータのスイッチとしてトランジスタ
    を使用し、放電スイッチ（T2′,T2″）の導通制御はイ
    ンバータの１次スイッチ（T1）の阻止電圧に関係し、遅
    延記憶素子（C6′）の放電回路（D8′,R65）がこの１次
    スイッチ（T1）を介して形成されることを特徴とする特
    許請求の範囲第１項記載の周波数変換装置。
  5. 【請求項５】充電スイッチ（T2′,T2″）の導通制御は
    インバータの１次スイッチ（T1）に並列接続された容量
    性分圧器（C7,C7′）のコンデンサ（C7′）にかかる電
    圧に関係していることを特徴とする特許請求の範囲第４
    項記載の周波数変換装置。
  6. 【請求項６】充電スイッチ（T2′,T2″）を制御するコ
    ンパレータ（Ｓ）の一方の入力端はコンデンサとして形
    成された遅延記憶素子（C6′）に接続され、他方の入力
    端はインバータのトランジスタ（T1）に並列接続された
    分圧器に接続され、このトランジスタ（T1）を介して遅
    延記憶素子（C6′）の放電回路が形成されていることを
    特徴とする特許請求の範囲第４項または第５項記載の周
    波数変換装置。
  7. 【請求項７】遅延記憶素子（C6,C6′）の充電は、充電
    コンデンサ（Ｃ）に並列接続された抵抗（R1′）とコン
    デンサ（C4′）の直列回路を介して流れる電流に関係し
    ていることを特徴とする特許請求の範囲第１項〜第６項
    のいずれか１項記載の周波数変換装置。
  8. 【請求項８】抵抗（R1′）とコンデンサ（C4′）の直列
    回路に並列に一つの抵抗（R62′;R71）が接続されてい
    ることを特徴とする特許請求の範囲第７項記載の周波数
    変換装置。
  9. 【請求項９】制御部に対する正の駆動電圧が蓄積コンデ
    ンサ（C5）より供給され、この蓄積コンデンサ（C5）は
    減結合ダイオード（D5）および分圧コンデンサ（C7）と
    ともにインバータの１次スイッチ（T1）に並列な容量性
    分圧器を形成していることを特徴とする特許請求の範囲
    第１項〜第８項のいずれか１項記載の周波数変換装置。
  10. 【請求項１０】正の動作電圧に対する蓄積コンデンサ
    （C5）と減結合ダイオード（D5′）との直列回路および
    負の動作電圧に対する蓄積コンデンサ（C11）と振動リ
    アクトル（L3）との直列回路が、分圧コンデンサ（C
    5′）を介して充電スイッチ（T2、T2′、T2″）に並列
    接続されていることを特徴とする特許請求の範囲第９項
    記載の周波数変換装置。
  11. 【請求項１１】負の動作電圧に対する蓄積コンデンサ
    （C11）は減結合ダイオード（D27）を介してコンデンサ
    （C7′）に並列接続され、このコンデンサ（C7′）は分
    圧コンデンサ（C7）とともに容量性分圧器を形成し、こ
    の容量性分圧器はインバータの１次トランジスタ（T1）
    に並列接続され、減結合ダイオード（D27）は１次スイ
    ッチ（T1）が導通制御されたとき分圧コンデンサ（C7）
    が蓄積コンデンサ（C11）へ放電し得るような極性を有
    することを特徴とする特許請求の範囲第10項記載の周波
    数変換装置。
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DE3220301.2FR 1982-05-28
DE3204225.6FR 1982-05-28
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