JP4655026B2 - 電気自動車の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源の電圧を変換手段で変換してシステム電圧を発生させ、このシステム電圧によってインバータを介して交流モータを駆動するシステムを搭載した電気自動車の制御装置に関するものである。

車両の動力源として交流モータを搭載した電気自動車においては、例えば特許文献１（特開２００４−２７４９４５号公報）に記載されているように、車両の駆動輪を駆動するための交流モータと、内燃機関で駆動されて発電するための交流モータとを備え、直流電源（二次電池）の電圧を昇圧コンバータで昇圧した直流電圧を電源ラインに発生させ、この電源ラインに、それぞれインバータを介して各交流モータを接続し、昇圧コンバータで昇圧した直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流モータを駆動したり、交流モータで発電した交流電圧をインバータで直流電圧に変換して、この直流電圧を昇圧コンバータで降圧してバッテリに回収させるようにしたものがある。

このようなシステムにおいては、電源ラインの電圧を安定化させるために、昇圧コンバータで電源ラインの電圧を目標電圧に制御すると共に、電源ラインに接続された平滑コンデンサで電源ラインの電圧を平滑するようにしたものがある。
特開２００４−２７４９４５号公報

しかし、車両の運転状態の変化等によって一方の交流モータの駆動電力と他方の交流モータの発電電力との関係（２つの交流モータの電力収支）が大きく変化した場合、それによって生じる電源ラインの電圧変動を昇圧コンバータや平滑コンデンサで吸収しきれずに電源ラインの電圧が過大になって、電源ラインに接続された電子機器に過電圧が印加されてしまう可能性がある。この対策として、昇圧コンバータの高性能化や平滑コンデンサの大容量化によって電源ラインの電圧安定化効果を高める方法があるが、この方法では、昇圧コンバータや平滑コンデンサの大型化、高コスト化を招いてしまい、システムの小型化、低コスト化の要求を満たすことができないという問題がある。

尚、上記特許文献１では、直流電源の故障時に直流電源と昇圧コンバータとの間をリレーで遮断する際に２つの交流モータのエネルギの総和（電力収支）を「０」にするようにインバータを制御する技術が開示されているが、この技術は、直流電源の故障時の対策であって、直流電源の正常時には電源ラインの電圧安定化効果を高めることができない。また、仮に、通常時に２つの交流モータのエネルギの総和を「０」にするようにインバータを制御しようとしても、一方の交流モータが車両の駆動軸に連結され、他方の交流モータが内燃機関の出力軸に連結されている場合（つまり２つの交流モータが挙動の異なる要素に連結されている場合）や、車両の運転状態が変化する過渡時のようにインバータ制御の演算遅れの影響が大きくなる場合には、２つの交流モータのエネルギの総和を「０」にするように制御するのは極めて困難である。更に、内燃機関に連結されている交流モータは、内燃機関のトルク変動に起因する電力変動を避けられず、これが２つの交流モータのエネルギの総和を「０」にする制御を更に困難にする。

本発明は、これらの事情を考慮してなされたものであり、従って本発明の目的は、システムの小型化、低コスト化の要求を満たしながら、電源ラインの電圧安定化効果を高めることができる電気自動車の制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、請求項１に係る発明は、直流電源の電圧を変換して電源ラインにシステム電圧を発生させる変換手段と、電源ラインに接続されたインバータ及び該インバータで駆動される交流モータからなる少なくとも１つのモータ駆動ユニット（以下「ＭＧユニット」と表記する）とを備えた電気自動車の制御装置において、入力電力制御手段によってＭＧユニットの入力電力を操作すると共に、変換電力制御手段によって変換手段の入力電力又は出力電力（以下「変換電力」という）を制御する変換電力制御を実行し、システム電圧制御手段によってＭＧユニットの入力電力と変換電力の何れか或いは両方を操作してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行する。更に、変換電力制御停止手段によって変換手段の制御信号の変化に対する出力電力の変化が他の制御領域よりも小さくなる非線形領域のときに変換電力制御を停止してシステム電圧安定化制御によりシステム電圧を制御する構成としたものである。

この構成では、システム電圧制御手段によってシステム電圧安定化制御を実行することでＭＧユニット（交流モータ）の入力電力を操作してシステム電圧の変動を抑制することが可能となるため、車両の運転状態の変化等によって交流モータの電力収支が大きく変化した場合でも、システム電圧（電源ラインの電圧）を効果的に安定化させることができる。しかも、変換手段の高性能化や平滑手段の大容量化を行うことなく、電源ラインの電圧安定化効果を高めることができ、システムの小型化、低コスト化の要求を満たすことができる。

ところで、図４に示すように、一般に、昇圧コンバータ等の変換手段は、通電デューティ等の制御信号に応じて出力電力が変化するが、出力電力の正負（電力供給と電力回収）が切り替わる境界及びその近傍において、通電デューティ等の制御信号の変化に対して出力電力がほとんど変化しない非線形領域を有するという特性がある。しかし、変換手段の制御領域が非線形領域のときにも変換電力制御を実行する構成にすると、変換手段の制御領域が線形領域から非線形領域に移行したときや非線形領域から線形領域に移行したときに、変換手段の出力電力が急変してシステム電圧が急変動する可能性がある。また、変換手段の制御領域が非線形領域のときには、変換電力制御の制御性が低下するため、それが原因でシステム電圧が不安定になる可能性がある。

そこで、本発明は、変換手段の制御信号の変化に対する出力電力の変化が他の制御領域よりも小さくなる非線形領域のときに変換電力制御を停止してシステム電圧安定化制御によりシステム電圧を制御するようにしている。このようにすれば、変換手段の制御領域が線形領域から非線形領域に移行したときや非線形領域から線形領域に移行したときに、変換手段の出力電力が急変してシステム電圧が急変動することを未然に防止することができると共に、変換手段の制御領域が非線形領域のときには、システム電圧安定化制御によりシステム電圧を安定化させることができる。

また、システム電圧安定化制御の具体的な制御方法は、請求項２のように、システム電圧の目標値を目標電圧設定手段により設定すると共に、システム電圧を電圧検出手段により検出して、システム電圧の目標値と検出したシステム電圧とに基づいてＭＧユニットの入力電力操作量を演算して、この入力電力操作量と変換手段の変換電力操作量の何れか或いは両方に基づいてシステム電圧を制御するようにしても良い。このようにすれば、システム電圧の目標値とシステム電圧の検出値との偏差を小さくするようにＭＧユニットの入力電力を制御することができ、システム電圧の変動を確実に抑制することができる。

この場合、請求項３のように、電圧検出手段で検出したシステム電圧のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第一の低域通過手段を設け、この第一の低域通過手段を通過した所定の周波数以下のシステム電圧を用いてＭＧユニットの入力電力操作量を演算するようにしても良い。このようにすれば、ＭＧユニットの入力電力操作量を演算する際に、システム電圧の検出値に含まれるノイズ成分（高周波成分）を第一の低域通過手段によって除去したシステム電圧を用いることができ、ＭＧユニットの入力電力操作量の演算精度を向上させることができる。

また、変換電力制御の具体的な制御方法は、請求項４のように、変換電力の指令値を変換電力指令値演算手段により演算すると共に、変換電力を変換電力検出手段により検出して、変換電力の指令値と検出した変換電力とに基づいて変換電力制御信号を演算して、この変換電力制御信号に基づいて変換電力を制御するようにしても良い。このようにすれば、システム電圧安定化制御（ＭＧユニットの入力電力操作によるシステム電圧の制御）の影響で変換電力（変換手段の入力電力又は出力電力）が変動しても、変換電力の指令値と検出した変換電力との偏差を小さくするように変換電力を制御することができ、ＭＧユニットの入力電力操作によるシステム電圧の制御と変換手段によるシステム電圧の制御との干渉を防止することができる。

この場合、請求項５のように、変換電力制御信号に基づいて変換手段の制御領域が非線形領域であるか否かを判定し、変換手段の制御領域が非線形領域であると判定されたときに変換電力制御を停止するようにしても良い。このようにすれば、変換手段の制御領域が非線形領域であるか否かを精度良く判定することができ、変換手段の制御領域が非線形領域のときに確実に変換電力制御を停止することができる。

また、変換電力の指令値は、請求項６のように、電源ラインに接続されたＭＧユニットを含む全ての電気負荷の入力電力（例えばＭＧユニットの入力電力の合計値に商用１００Ｖの電気機器を駆動するＤＣＡＣコンバータ等のＭＧユニット以外の電力負荷を加算した電力）に基づいて変換電力の指令値を演算するようにしても良い。ＭＧユニットの入力電力を制御すると、ＭＧユニットを含む全ての電気負荷の入力電力の合計値が変化するため、ＭＧユニットを含む全ての電気負荷の入力電力の合計値に基づいて変換電力の指令値を演算すれば、ＭＧユニットの入力電力操作の影響を精度良く反映した変換電力の指令値を演算することができる。

この場合、請求項７のように、電源ラインに接続されたＭＧユニットの入力電力を、ＭＧユニットのトルクと回転速度と損失或は効率とに基づいて演算しても良い。
更に、請求項８のように、変換電力検出手段で検出した変換電力は、システム電圧の目標値と変換手段の変換電流とに基づいて演算して求めるようにしても良い。

また、請求項９のように、電源ラインに接続されたＭＧユニットを含む全ての電気負荷の入力電力のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第二の低域通過手段を設け、この第二の低域通過手段を通過した所定の周波数以下の電力に基づいて変換電力の指令値を演算するようにしても良い。このようにすれば、ＭＧユニットを含む全ての電気負荷の入力電力の合計値に含まれるノイズ成分（高周波成分）を第二の低域通過手段によって除去した電力に基づいて変換電力の指令値を精度良く演算することができると共に、帯域を制限することで変換手段の高速化を防止できるため、変換手段の性能を低減でき、小型化できるため車両搭載には有利となる。

また、ＭＧユニットの入力電力は、交流モータのトルクや回転速度や損失（或は効率）によって変化するため、請求項１０のように、交流モータのトルクと回転速度と損失（或は効率）とに基づいてＭＧユニットの入力電力を演算するようにすると良い。このようにすれば、ＭＧユニットの入力電力を精度良く演算することができる。

また、変換電力の検出は、請求項１１のように、システム電圧の目標値又は検出したシステム電圧と、検出した変換手段の出力電流又は入力電流（以下「変換電流」という）とに基づいて変換電力を演算するようにしても良い。このようにすれば、変換電力を精度良く演算することができる。

この場合、請求項１２のように、電流検出手段で検出した変換電流のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第三の低域通過手段を設け、この第三の低域通過手段を通過した所定の周波数以下の変換電流を用いて変換電力を演算するようにしても良い。このようにすれば、変換電力を演算する際に、変換電流（変換手段の出力電流又は入力電流）の検出値に含まれるノイズ成分（高周波成分）を第三の低域通過手段により除去した後の変換電流を用いることができ、変換電力の演算精度を向上させることができる。

以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。
まず、図１に基づいて電気自動車の駆動システムの概略構成を説明する。内燃機関であるエンジン１２と第１の交流モータ１３及び第２の交流モータ１４が搭載され、エンジン１２と第２の交流モータ１４が車輪１１を駆動する動力源となる。エンジン１２のクランク軸１５の動力は、遊星ギヤ機構１６で二系統に分割される。この遊星ギヤ機構１６は、中心で回転するサンギヤ１７と、このサンギヤ１７の外周を自転しながら公転するプラネタリギヤ１８と、このプラネタリギヤ１８の外周を回転するリングギヤ１９とから構成され、プラネタリギヤ１８には図示しないキャリアを介してエンジン１２のクランク軸１５が連結され、リングギヤ１９には第２の交流モータ１４の回転軸が連結され、サンギヤ１７には、主に発電機として使用する第１の交流モータ１３が連結されている。

二次電池等からなる直流電源２０には昇圧コンバータ２１（変換手段）が接続され、この昇圧コンバータ２１は、直流電源２０の直流電圧を昇圧して電源ライン２２とアースライン２３との間に直流のシステム電圧を発生させたり、このシステム電圧を降圧して直流電源２０に電力を戻す機能を持つ。電源ライン２２とアースライン２３との間には、システム電圧を平滑化する平滑コンデンサ２４や、システム電圧を検出する電圧センサ２５（電圧検出手段）が接続され、電流センサ２６（電流検出手段）によって電源ライン２２に流れる電流が検出される。

更に、電源ライン２２とアースライン２３との間には、電圧制御型の三相の第１のインバータ２７と第２のインバータ２８が接続され、第１のインバータ２７で第１の交流モータ１３が駆動される共に、第２のインバータ２８で第２の交流モータ１４が駆動される。第１のインバータ２７と第１の交流モータ１３で第１のモータ駆動ユニット（以下「第１のＭＧユニット」と表記する）２９が構成され、第２のインバータ２８と第２の交流モータ１４で第２のモータ駆動ユニット（以下「第２のＭＧユニット」と表記する）３０が構成されている。

メイン制御装置３１は、車両全体を総合的に制御するコンピュータであり、アクセル操作量（アクセルペダルの操作量）を検出するアクセルセンサ３２、車両の前進運転や後退運転やパーキング或はニュートラルなどのシフト操作を検出するシフトスイッチ３３、ブレーキ操作を検出するブレーキスイッチ３４、車速を検出する車速センサ３５等の各種センサやスイッチの出力信号を読み込んで車両の運転状態を検出する。このメイン制御装置３１は、エンジン１２の運転を制御するエンジン制御装置３６と、第１及び第２の交流モータ１３，１４の運転を制御するモータ制御装置３７との間で制御信号やデータ信号を送受信し、各制御装置３６，３７によって車両の運転状態に応じてエンジン１２と第１及び第２の交流モータ１３，１４の運転を制御する。

次に、図２乃至図６に基づいて第１及び第２の交流モータ１３，１４の制御について説明する。図２に示すように、第１及び第２の交流モータ１３，１４は、それぞれ三相永久磁石式同期モータで、永久磁石が内装されたものであり、それぞれロータの回転位置を検出するロータ回転位置センサ３９，４０が搭載されている。また、電圧制御型の三相の第１のインバータ２７は、モータ制御装置３７から出力される三相の電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 に基づいて、電源ライン２２の直流電圧（昇圧コンバータ２１によって昇圧されたシステム電圧）を三相の交流電圧Ｕ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 に変換して第１の交流モータ１３を駆動する。第１の交流モータ１３のＵ相電流ｉＵ1 とＷ相電流ｉＷ1 が、それぞれ電流センサ４１，４２によって検出される。

一方、電圧制御型の三相の第２のインバータ２８は、モータ制御装置３７から出力される三相の電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 に基づいて、電源ライン２２の直流電圧を三相の交流電圧Ｕ2 ，Ｖ2 ，Ｗ2 に変換して第２の交流モータ１４を駆動する。第２の交流モータ１４のＵ相電流ｉＵ2 とＷ相電流ｉＷ2 が、それぞれ電流センサ４３，４４によって検出される。

尚、第１及び第２の交流モータ１３，１４は、インバータ２７，２８で負のトルクで駆動されるときには発電機として機能する。例えば、車両の減速時には減速エネルギにより第２の交流モータ１４で発電した交流電力がインバータ２８で直流電力に変換されて直流電源２０に充電される。通常は、エンジン１２の動力の一部がプラネタリギヤ１８を介して第１の交流モータ１３に伝達されて第１の交流モータ１３で発電することでエンジン１２の動力を引き出し、その発電電力が第２の交流モータ１４に供給されて第２の交流モータ１４が電動機として機能する。また、エンジン１２の動力が遊星ギヤ機構１６で分割されてリングギヤ１９に伝達されるトルクが車両走行に要求されるトルクより大きくなる状態では、第１の交流モータ１３が電動機として機能してエンジン１２の動力を引き出し、この場合、第２の交流モータ１４が発電機として機能して、その発電電力が第１の交流モータ１３に供給される。

また、モータ制御装置３７は、第１の交流モータ１３のトルクを制御するトルク制御を実行すると共に、第２の交流モータ１４のトルクを制御するトルク制御及び第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を操作してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行する。更に、昇圧コンバータ２１の出力電力を指令値に一致させるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御する変換電力制御を実行する。

ところで、図４に示すように、一般に、昇圧コンバータ２１は、通電デューティに応じて出力電力が変化するが、出力電力の正負（電力供給と電力回収）が切り替わる境界及びその近傍において、通電デューティの変化に対して出力電力がほとんど変化しない非線形領域を有するという特性がある。しかし、昇圧コンバータ２１の制御領域が非線形領域のときにも変換電力制御を実行する構成にすると、昇圧コンバータ２１の制御領域が線形領域から非線形領域に移行したときや非線形領域から線形領域に移行したときに、昇圧コンバータ２１の出力電力が急変してシステム電圧が急変動する可能性がある。また、昇圧コンバータ２１の制御領域が非線形領域のときには、変換電力制御の制御性が低下するため、それが原因でシステム電圧が不安定になる可能性がある。

そこで、モータ制御装置３７は、後述する図５の変換電力制御停止プログラムを実行することで、昇圧コンバータ２１の通電デューティ比Ｄc （変換電力制御信号）に基づいて昇圧コンバータ２１の制御領域が非線形領域であるか否かを判定し、昇圧コンバータ２１の制御領域が非線形領域であると判定されたときには、変換電力制御を停止してシステム電圧安定化制御によりシステム電圧を制御する。

以下、モータ制御装置３７で実行する第１の交流モータ１３のトルク制御、第２の交流モータ１４のトルク制御、システム電圧安定化制御、変換電力制御について説明する。
図２に示すように、モータ制御装置３７は、第１の交流モータ１３をトルク制御する場合には、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ1*と、第１の交流モータ１３のＵ相電流ｉＵ1 とＷ相電流ｉＷ1 （電流センサ４１，４２の出力信号）と、第１の交流モータ１３のロータ回転位置θ1 （ロータ回転位置センサ３９の出力信号）に基づいて正弦波ＰＷＭ制御方式で三相電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 を次のようにして生成する。

まず、第１の交流モータ１３のロータ回転位置θ1 （ロータ回転位置センサ３９の出力信号）を第１の回転速度演算部４５に入力して、第１の交流モータ１３の回転速度Ｎ1 を演算する。この後、第１の交流モータ１３のロータの回転座標として設定したｄ−ｑ座標系において、ｄ軸電流ｉd1とｑ軸電流ｉq1をそれぞれ独立に電流フィードバック制御するために、第１のトルク制御電流演算部４６で、第１の交流モータ１３のトルク指令値Ｔ1*と回転速度Ｎ1 とに応じたトルク制御電流ベクトルｉt1* （ｄ軸トルク制御電流ｉdt1*，ｑ軸トルク制御電流ｉqt1*）をマップ又は数式等により演算する。

この後、第１の電流ベクトル制御部４７で、第１の交流モータ１３のＵ相，Ｗ相の電流ｉＵ1 ，ｉＷ1 （電流センサ４１，４２の出力信号）と第１の交流モータ１３のロータ回転位置θ1 （ロータ回転位置センサ３９の出力信号）に基づいて第１の交流モータ１３に実際に流れるモータ電流の検出値である検出電流ベクトルｉ1 （ｄ軸検出電流ｉd1，ｑ軸検出電流ｉq1）を演算し、ｄ軸トルク制御電流ｉdt1*とｄ軸検出電流ｉd1との偏差Δｉd1が小さくなるようにＰＩ制御等によりｄ軸指令電圧Ｖd1* を演算すると共に、ｑ軸トルク制御電流ｉqt1*とｑ軸検出電流ｉq1との偏差Δｉq1が小さくなるようにＰＩ制御等によりｑ軸指令電圧Ｖq1* を演算する。そして、ｄ軸指令電圧Ｖd1* とｑ軸指令電圧Ｖq1* を三相電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 に変換し、これらの三相電圧指令信号ＵＵ1 ，ＵＶ1 ，ＵＷ1 を第１のインバータ２７に出力する。

このようにして、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ1*を実現するように第１の交流モータ１３のトルクを制御するトルク制御を実行する。
一方、モータ制御装置３７は、第２の交流モータ１４をトルク制御する場合には、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ2*と、第２の交流モータ１４のＵ相電流ｉＵ2 とＷ相電流ｉＷ2 （電流センサ４３，４４の出力信号）と、第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 （ロータ回転位置センサ４０の出力信号）に基づいて正弦波ＰＷＭ制御方式で三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 を生成する。

その際、第２の交流モータ１４のトルク発生に必要な電力とは異なる入力電力（つまり無効電力）のみを変化させるように電流ベクトルを制御することで、第２の交流モータ１４のトルクをほぼ一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したまま第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を制御してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行する。

まず、第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 （ロータ回転位置センサ４０の出力信号）を第２の回転速度演算部４８に入力して、第２の交流モータ１４の回転速度Ｎ2 を演算する。この後、第２の交流モータ１４のロータの回転座標として設定したｄ−ｑ座標系において、ｄ軸電流ｉd2とｑ軸電流ｉq2をそれぞれ独立に電流フィードバック制御するために、第２のトルク制御電流演算部４９で、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*と回転速度Ｎ2 とに応じたトルク制御電流ベクトルｉt2* （ｄ軸トルク制御電流ｉdt2*，ｑ軸トルク制御電流ｉqt2*）をマップ又は数式等により演算する。

更に、システム電圧目標値演算部５０（目標電圧設定手段）で、システム電圧の目標値Ｖs*を演算し、電圧センサ２５で検出したシステム電圧の検出値Ｖs を第１のローパスフィルタ５１（第一の低域通過手段）に入力して、システム電圧の検出値Ｖs のうちの低周波域の成分のみを通過させるローパスフィルタ処理を施す。この後、偏差器５２で、システム電圧の目標値Ｖs*とローパスフィルタ処理後のシステム電圧の検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs を求め、この偏差ΔＶs をＰＩ制御器５３に入力して、システム電圧の目標値Ｖs*とローパスフィルタ処理後のシステム電圧の検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるようにＰＩ制御等により第２の交流モータ１４の入力電力操作量Ｐm を演算する。

この後、入力電力操作量Ｐm とトルク制御電流ベクトルｉt2* （ｄ軸トルク制御電流ｉdt2*，ｑ軸トルク制御電流ｉqt2*）とトルク指令値Ｔ2*を指令電流演算部５４に入力して、第２の交流モータ１４のトルク発生に寄与しない無効電力を入力電力操作量Ｐm だけ変化させる電力制御電流ベクトルｉp2* （ｄ軸電力制御電流ｉdp2*，ｑ軸電力制御電流ｉqp2*）を求めた後、トルク制御電流ベクトルｉt2* （ｄ軸トルク制御電流ｉdt2*，ｑ軸トルク制御電流ｉqt2*）と電力制御電流ベクトルｉp2* （ｄ軸電力制御電流ｉdp2*，ｑ軸電力制御電流ｉqp2*）とを合成して第２の交流モータ１４に流れるモータ電流の指令値である指令電流ベクトルｉ2*（ｄ軸指令電流ｉd2* ，ｑ軸指令電流ｉq2* ）を求める。

具体的には、図３に示すように、まず、入力電力操作量Ｐm とトルク制御電流ベクトルｉt2* （ｄ軸トルク制御電流ｉdt2*，ｑ軸トルク制御電流ｉqt2*）とに応じたｄ軸電力制御電流ｉdp2*をマップ又は数式等により演算し、このｄ軸電力制御電流ｉdp2*を用いて次式によりｑ軸電力制御電流ｉqp2*を演算する。

ここで、φは鎖交磁束、Ｌd はｄ軸インダクタンス、Ｌq はｑ軸インダクタンスであり、それぞれ交流モータ１４の機器定数である。

これにより、第２の交流モータ１４のトルクをほぼ一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したままで第２の交流モータ１４の入力電力（無効電力）を入力電力操作量Ｐm だけ変化させる電力制御電流ベクトルｉp2* （ｄ軸電力制御電流ｉdp2*，ｑ軸電力制御電流ｉqp2*）を求める。

この後、トルク制御電流ベクトルｉt2* （ｄ軸トルク制御電流ｉdt2*，ｑ軸トルク制御電流ｉqt2*）と電力制御電流ベクトルｉp2* （ｄ軸電力制御電流ｉdp2*，ｑ軸電力制御電流ｉqp2*）とを合成して最終的な指令電流ベクトルｉ2*（ｄ軸指令電流ｉd2* ，ｑ軸指令電流ｉq2* ）を求める。
ｉ2*（ｉd2* ，ｉq2* ）＝ｉt2* （ｉdt2*，ｉqt2*）＋ｉp2* （ｉdp2*，ｉqp2*）

この指令電流ベクトルｉ2*は、トルク制御電流ベクトルｉt2* と同じトルクを発生する電流ベクトルであり、トルク制御電流ベクトルｉt2* を通る定トルク曲線Ａ（同一トルクを発生する電流を表す曲線）上の電流ベクトルとなる。

指令電流ベクトルｉ2*を演算した後、図２に示すように、第２の電流ベクトル制御部５５で、第２の交流モータ１４のＵ相，Ｗ相の電流ｉＵ2 ，ｉＷ2 （電流センサ４３，４４の出力信号）と第２の交流モータ１４のロータ回転位置θ2 （ロータ回転位置センサ４０の出力信号）に基づいて第２の交流モータ１４に実際に流れるモータ電流の検出値である検出電流ベクトルｉ2 （ｄ軸検出電流ｉd2，ｑ軸検出電流ｉq2）を演算し、ｄ軸指令電流ｉd2* とｄ軸検出電流ｉd2との偏差Δｉd2が小さくなるようにＰＩ制御等によりｄ軸指令電圧Ｖd2* を演算すると共に、ｑ軸指令電流ｉq2* とｑ軸検出電流ｉq2との偏差Δｉq2が小さくなるようにＰＩ制御等によりｑ軸指令電圧Ｖq2* を演算する。そして、ｄ軸指令電
圧Ｖd2* とｑ軸指令電圧Ｖq2* を三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 に変換し、これらの三相電圧指令信号ＵＵ2 ，ＵＶ2 ，ＵＷ2 を第２のインバータ２８に出力する。

以上のようにして、メイン制御装置３１から出力されるトルク指令値Ｔ2*を実現するように第２の交流モータ１４のトルクを制御するトルク制御を実行すると共に、第２の交流モータ１４のトルクをほぼ一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したままシステム電圧の目標値Ｖs*と検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるように第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力（無効電力）を制御してシステム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行する。この場合、ＰＩ制御器５３等がシステム電圧制御手段としての役割を果たす。

また、モータ制御装置３７は、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御する変換電力制御を実行する。

具体的には、図２に示すように、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* を演算する場合には、まず、第１の交流モータ１３のトルク指令値Ｔ1*と回転速度Ｎ1 を第１の軸出力演算部５６に入力して第１の交流モータ１３の軸出力ＰＤ1 を演算すると共に、第１の交流モータ１３のトルク指令値Ｔ1*と回転速度Ｎ1 を第１の出力損失演算部５７に入力して第１の交流モータ１３の出力損失ＰＬ1 を演算した後、加算器５８で第１の交流モータ１３の軸出力ＰＤ1 に出力損失ＰＬ1 を加算して第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1を求める。この際、第１の交流モータ１３が発電機として機能している場合には、第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1の演算結果が負の値となる。これら第１の軸出力演算部５６、第１の出力損失演算部５７、加算器５８等が入力電力演算手段としての役割を果たす。尚、第１の交流モータ１３の軸出力ＰＤ1 と効率とに基づいて第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1を演算するようにしても良い。

更に、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*と回転速度Ｎ2 を第２の軸出力演算部５９に入力して第２の交流モータ１４の軸出力ＰＤ2 を演算すると共に、第２の交流モータ１４のトルク指令値Ｔ2*と回転速度Ｎ2 を第２の出力損失演算部６０に入力して第２の交流モータ１４の出力損失ＰＬ2 を演算した後、加算器６１で第２の交流モータ１４の軸出力ＰＤ2 に出力損失ＰＬ2 を加算して第２の交流モータ１４の入力電力Ｐi2を求める。この際、第２の交流モータ１４が発電機として機能している場合には、第２の交流モータ１４の入力電力Ｐi2の演算結果が負の値となる。これら第２の軸出力演算部５９、第２の出力損失演算部６０、加算器６１等も入力電力演算手段としての役割を果たす。尚、第２の交流モータ１４の軸出力ＰＤ2 と効率とに基づいて第２の交流モータ１４の入力電力Ｐi2を演算するようにしても良い。

この後、合計器６２で第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1と第２の交流モータの入力電力Ｐi2とを合計して合計電力Ｐi*を求め、この合計電力Ｐi*を第２のローパスフィルタ６３（第二の低域通過手段）に入力して合計電力Ｐi*のうちの低周波域の成分のみを通過させるローパスフィルタ処理を施し、このローパスフィルタ処理後の合計電力Ｐif* を出力電力の指令値Ｐif* とする。これら合計器６２と第２のローパスフィルタ６３等が変換電力指令値演算手段としての役割を果たす。

一方、昇圧コンバータ２１の出力電力の検出値Ｐi を演算する場合は、電流センサ２６で検出した昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉc を第３のローパスフィルタ６４（第三の低域通過手段）に入力して昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉc のうちの低周波域の成分のみを通過させるローパスフィルタ処理を施し、変換電力検出部６５（変換電力検出手段）でシステム電圧の目標値Ｖs*とローパスフィルタ処理後の昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉcfとを乗算して変換電力の検出値Ｐi を求める。尚、システム電圧の検出値Ｖsfと出力電流の検出値ｉcfとを乗算して出力電力の検出値Ｐi を求めるようにしても良い。

この後、偏差器６６で昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi を求め、この偏差ΔＰi をＰＩ制御器６７に入力して、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるようにＰＩ制御等により昇圧コンバータ２１のスイッチング素子の通電デューティ比Ｄc を演算する。この後、昇圧駆動信号演算部６８で、通電デューティ比Ｄc に基づいて昇圧駆動信号ＵＣＵ，ＵＣＬを演算し、この昇圧駆動信号ＵＣＵ，ＵＣＬを昇圧コンバータ２１に出力する。

このようにして、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御する変換電力制御を実行することで、システム電圧安定化制御（第２のＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御）と、昇圧コンバータ２１によるシステム電圧の制御との干渉を防止する。この場合、ＰＩ制御器６７、昇圧駆動信号演算部６８等が変換電力制御手段としての役割を果たす。

更に、モータ制御装置３７は、変換電力制御停止部６９（変換電力制御停止手段）で、昇圧コンバータ２１の通電デューティ比Ｄc （変換電力制御信号）に基づいて昇圧コンバータ２１の制御領域が非線形領域（通電デューティ比Ｄc の変化に対して出力電力がほとんど変化しない領域）であるか否かを判定し、昇圧コンバータ２１の制御領域が非線形領域であると判定されたときには、変換電力制御を停止してシステム電圧安定化制御によりシステム電圧を制御する。

この変換電力制御を停止する制御は、図５に示す変換電力制御停止プログラムに従って実行される。本プログラムは、システム起動後に所定周期で繰り返し実行される。本プログラムが起動されると、まず、ステップ１０１で、ＰＩ制御器６７から出力された昇圧コンバータ２１の通電デューティ比Ｄc を読み込む。

この後、ステップ１０２に進み、昇圧コンバータ２１の通電デューティ比Ｄc が所定の非線形領域判定範囲内であるか否かによって、昇圧コンバータ２１の制御領域が非線形領域であるか否かを判定する。ここで、非線形領域判定範囲は、予め試験データや設計データ等に基づいて作成された昇圧コンバータ２１の出力特性（通電デューティ比Ｄc と出力電圧との関係）に基づいて設定される。このステップ１０２の処理が制御領域判定手段としての役割を果たす。

このステップ１０２で、昇圧コンバータ２１の制御領域が非線形領域ではない（つまり線形領域である）と判定された場合には、変換電力制御を継続したまま、本プログラムを終了する。この場合、図６（ａ）に示すように、変換電力制御（昇圧コンバータ２１の出力電力制御によるシステム電圧の制御）と、システム電圧安定化制御（第２のＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御）と、平滑コンデンサ２４のシステム電圧平滑機能によるシステム電圧の制御とが全て実行される。

一方、上記ステップ１０２で、昇圧コンバータ２１の制御領域が非線形領域であると判定された場合には、ステップ１０３に進み、昇圧駆動信号演算部６８へ昇圧コンバータ２１のシャットダウン要求を出力して変換電力制御を停止する。この場合、図６（ｂ）に示すように、システム電圧安定化制御（第２のＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御）によってシステム電圧の変動を抑制する周波数帯域が低周波側に広がって、それまで変換電力制御によってシステム電圧の変動が抑制されていた周波数帯域もシステム電圧安定化制御によってシステム電圧の変動が抑制されるようになる。

以上説明した本実施例では、システム電圧の目標値Ｖs*と検出値Ｖsfとの偏差ΔＶs が小さくなるように第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を制御してシステム電圧（電源ライン２２の電圧）の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行するようにしたので、車両の運転状態の変化等によって２つの交流モータ１３，１４の電力収支が大きく変化した場合でも、システム電圧を効果的に安定化させることができる。しかも、昇圧コンバータ２１の高性能化や平滑コンデンサ２４の大容量化を行うことなく、電源ライン２２の電圧安定化効果を高めることができ、システムの小型化、低コスト化の要求を満たすことができる。

また、本実施例では、システム電圧安定化制御の際に、第２の交流モータ１４のトルク発生に寄与しない無効電力のみを変化させるように電流ベクトルを制御することで、第２の交流モータ１４のトルクをほぼ一定（トルク指令値Ｔ2*）に保持したまま第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を制御してシステム電圧を制御するようにしたので、車両の運転状態に悪影響を及ぼすことなくシステム電圧の変動を抑制することができる。

更に、本実施例では、昇圧コンバータ２１の通電デューティ比Ｄc に基づいて昇圧コンバータ２１の制御領域が非線形領域（通電デューティ比Ｄc の変化に対して出力電力がほとんど変化しない領域）であるか否かを判定し、昇圧コンバータ２１の制御領域が非線形領域であると判定されたときには、変換電力制御を停止してシステム電圧安定化制御によりシステム電圧を制御するようにしたので、昇圧コンバータ２１の制御領域が線形領域から非線形領域に移行したときや非線形領域から線形領域に移行したときに、昇圧コンバータ２１の出力電力が急変してシステム電圧が急変動することを未然に防止することができると共に、昇圧コンバータ２１の制御領域が非線形領域のときには、システム電圧安定化制御（第２のＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御）によりシステム電圧を安定化させることができる。

尚、本実施例では、通電デューティ比Ｄc に基づいて昇圧コンバータ２１の制御領域が非線形領域であるか否かを判定するようにしたが、通電デューティ比Ｄc 以外の変換電力制御信号（例えば昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi 等）に基づいて昇圧コンバータ２１の制御領域が非線形領域であるか否かを判定するようしても良い。

また、本実施例では、ローパスフィルタ処理後のシステム電圧の検出値Ｖsfを用いて第２の交流モータ１４の入力電力操作量Ｐm を演算するようにしたので、入力電力操作量Ｐm を演算する際に、システム電圧の検出値Ｖs に含まれるノイズ成分（高周波成分）をローパスフィルタ処理で除去した後のシステム電圧の検出値Ｖsfを用いることができ、入力電力操作量Ｐm の演算精度を向上させることができる。

更に、本実施例では、第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1と第２の交流モータの入力電力Ｐi2とを合計した合計電力Ｐi*から変換電力の指令値Ｐif* を求めると共に、システム電圧の目標値Ｖs*（又は検出値Ｖsf）と昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉcfとを乗算して変換電力の検出値Ｐi を求め、これらの変換電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御する変換電力制御を実行するようにしたので、第２のＭＧユニット３０の入力電力操作によるシステム電圧の制御と昇圧コンバータ２１によるシステム電圧の制御との干渉を防止することができる。

また、本実施例では、第１の交流モータ１３の入力電力Ｐi1と第２の交流モータの入力電力Ｐi2との合計電力Ｐi*をローパスフィルタ処理した後の合計電力Ｐif* を変換電力の指令値Ｐif* とするようにしたので、ノイズ成分（高周波成分）をローパスフィルタ処理で除去した後の合計電力Ｐif* を変換電力の指令値Ｐif* とすることができ、変換電力の指令値Ｐif* を精度良く設定することができる。しかも、帯域を制限することで、昇圧コンバータ２１の高速化を防止できるため、昇圧コンバータ２１の要求性能を低減できて、小型化でき、車両搭載には有利となる。

更に、本実施例では、ローパスフィルタ処理後の昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉcfを用いて変換電力の検出値Ｐi を演算するようにしたので、変換電力の検出値Ｐi を演算する際に、出力電流の検出値ｉc に含まれるノイズ成分（高周波成分）をローパスフィルタ処理で除去した後の出力電流の検出値ｉcfを用いることができ、変換電力の検出値Ｐi の演算精度を向上させることができる。

尚、昇圧コンバータ２１の出力電流の検出値ｉc に代えて入力電流の検出値ｉc を用い、この入力電流の検出値ｉc に含まれるノイズ成分（高周波成分）をローパスフィルタ処理で除去した後の入力電流の検出値ｉcfを用いて変換電力の検出値Ｐi を演算するようにしても良い。

また、上記実施例では、変換電力制御の際に、昇圧コンバータ２１の出力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の出力電力を制御するようにしたが、昇圧コンバータ２１の入力電力の指令値Ｐif* と検出値Ｐi との偏差ΔＰi が小さくなるように昇圧コンバータ２１の入力電力を制御するようにしても良い。

また、上記実施例では、システム電圧安定化制御の際に、第２のＭＧユニット３０（第２の交流モータ１４）の入力電力を制御してシステム電圧の変動を抑制するようにしたが、第１のＭＧユニット２９（第１の交流モータ１３）の入力電力を制御してシステム電圧の変動を抑制するようにしても良い。或は、図示しないが、例えば従動輪に第３のＭＧユニットを搭載した全輪駆動構成の車両においては、この第３のＭＧユニットの入力電力を制御してシステム電圧の変動を抑制するようにしても良い。

また、上記実施例では、エンジンの動力を遊星ギヤ機構で分割する所謂スプリットタイプのハイブリッド電気自動車に本発明を適用したが、このスプリットタイプのハイブリッド電気自動車に限定されず、他の方式であるパラレルタイプやシリーズタイプのハイブリッド電気自動車に本発明を適用しても良い。更に、上記実施例では、交流モータとエンジンを動力源とする車両に本発明を適用したが、交流モータのみを動力源とする車両に本発明を適用しても良い。また、インバータと交流モータとからなるＭＧユニットを１つだけ搭載した車両やＭＧユニットを３つ以上搭載した車両に本発明を適用しても良い。

本発明の一実施例における電気自動車の駆動システムの概略構成図である。 モータ制御装置の構成を示すブロック図である。 指令電流ベクトルの演算方法を説明するための図である。 昇圧コンバータの出力特性の一例を示す特性図である。 変換電力制御停止プログラムの処理の流れを示すフローチャートである。 （ａ）は昇圧コンバータの制御領域が線形領域の場合のシステム電圧の制御を説明するための図であり、（ｂ）は昇圧コンバータの制御領域が非線形領域の場合のシステム電圧の制御を説明するための図である。

符号の説明

１３，１４…交流モータ、２０…直流電源、２１…昇圧コンバータ（変換手段）、２２…電源ライン、２４…平滑コンデンサ、２５…電圧センサ（電圧検出手段）、２６…電流センサ（電流検出手段）、２７，２８…インバータ、２９，３０…ＭＧユニット、３７…モータ制御装置、４９…第２のトルク制御電流演算部、５０…システム電圧目標値演算部（目標電圧設定手段）、５１…第１のローパスフィルタ（第一の低域通過手段）、５３…ＰＩ制御器（システム電圧制御手段）、５４…指令電流演算部、５５…第２の電流ベクトル制御部、６２…合計器（変換電力指令値演算手段）、６３…第２のローパスフィルタ（第二の低域通過手段）、６４…第３のローパスフィルタ（第三の低域通過手段）、６５…変換電力検出部（変換電力検出手段）、６７…ＰＩ制御器（変換電力制御手段）、６８…昇圧駆動信号演算部（変換電力制御手段）、６９…変換電力制御停止部（変換電力制御停止手段）

Claims (12)

1. 直流電源の電圧を変換して電源ラインにシステム電圧を発生させる変換手段と、前記電源ラインに接続されたインバータ及び該インバータで駆動される交流モータからなる少なくとも１つのモータ駆動ユニット（以下「ＭＧユニット」と表記する）とを備えた電気自動車の制御装置において、
   前記ＭＧユニットの入力電力を操作する入力電力制御手段と、
   前記変換手段の入力電力又は出力電力（以下「変換電力」という）を制御する変換電力制御を実行する変換電力制御手段と、
   前記ＭＧユニットの入力電力と前記変換電力の何れか或いは両方を操作して前記システム電圧の変動を抑制するシステム電圧安定化制御を実行するシステム電圧制御手段と、
   前記変換手段の制御信号の変化に対する出力電力の変化が他の制御領域よりも小さくなる非線形領域のときに前記変換電力制御を停止して前記システム電圧安定化制御により前記システム電圧を制御する変換電力制御停止手段と
   を備えていることを特徴とする電気自動車の制御装置。
2. 前記システム電圧の目標値を設定する目標電圧設定手段と、
   前記システム電圧を検出する電圧検出手段とを備え、
   前記システム電圧制御手段は、前記目標電圧設定手段で設定したシステム電圧の目標値と前記電圧検出手段で検出したシステム電圧とに基づいて前記ＭＧユニットの入力電力操作量を演算して、該入力電力操作量と前記変換手段の変換電力操作量の何れか或いは両方に基づいて前記システム電圧を制御することを特徴とする請求項１に記載の電気自動車の制御装置。
3. 前記電圧検出手段で検出したシステム電圧のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第一の低域通過手段を備え、
   前記システム電圧制御手段は、前記第一の低域通過手段を通過した所定の周波数以下のシステム電圧を用いて前記ＭＧユニットの入力電力操作量を演算することを特徴とする請求項２に記載の電気自動車の制御装置。
4. 前記変換電力の指令値を演算する変換電力指令値演算手段と、
   前記変換電力を検出する変換電力検出手段とを備え、
   前記変換電力制御手段は、前記変換電力指令値演算手段で演算した変換電力の指令値と前記変換電力検出手段で検出した変換電力とに基づいて変換電力制御信号を演算して、該変換電力制御信号に基づいて前記変換電力を制御することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電気自動車の制御装置。
5. 前記変換電力制御停止手段は、前記変換電力制御信号に基づいて前記変換手段の制御領域が前記非線形領域であるか否かを判定する制御領域判定手段を備え、該制御領域判定手段により前記変換手段の制御領域が前記非線形領域であると判定されたときに前記変換電力制御を停止することを特徴とする請求項４に記載の電気自動車の制御装置。
6. 前記変換電力指令値演算手段は、前記電源ラインに接続された前記ＭＧユニットを含む全ての電気負荷の入力電力に基づいて前記変換電力の指令値を演算することを特徴とする請求項４又は５に記載の電気自動車の制御装置。
7. 前記電源ラインに接続された前記ＭＧユニットの入力電力は、前記ＭＧユニットのトルクと回転速度と損失或は効率とに基づいて演算することを特徴とする請求項６に記載の電気自動車の制御装置。
8. 前記変換電力は、前記システム電圧の目標値と前記変換手段の変換電流とに基づいて演算することを特徴とする請求項４又は５に記載の電気自動車の制御装置。
9. 前記電源ラインに接続された前記ＭＧユニットを含む全ての電気負荷の入力電力のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第二の低域通過手段を備え、
   前記変換電力指令値演算手段は、前記第二の低域通過手段を通過した所定の周波数以下の電力に基づいて前記変換電力の指令値を演算することを特徴とする請求項６に記載の電気自動車の制御装置。
10. 前記交流モータのトルクと回転速度と損失或は効率とに基づいて前記ＭＧユニットの入力電力を演算する入力電力演算手段を備えていることを特徴とする請求項６又は９に記載の電気自動車の制御装置。
11. 前記システム電圧の目標値を設定する目標電圧設定手段と前記システム電圧を検出する電圧検出手段のうちの少なくとも一方と、
    前記変換手段の出力電流又は入力電流（以下「変換電流」という）を検出する電流検出手段とを備え、
    前記変換電力検出手段は、前記目標電圧設定手段で設定したシステム電圧の目標値又は前記電圧検出手段で検出したシステム電圧と、前記電流検出手段で検出した変換電流とに基づいて前記変換電力を演算することを特徴とする請求項４乃至１０のいずれかに記載の電気自動車の制御装置。
12. 前記電流検出手段で検出した変換電流のうちの所定の周波数以下の成分を通過させる第三の低域通過手段を備え、
    前記変換電力検出手段は、前記第三の低域通過手段を通過した所定の周波数以下の変換電流を用いて前記変換電力を演算することを特徴とする請求項１１に記載の電気自動車の制御装置。

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