JP4338532B2 - 通信装置 - Google Patents

Description

本発明は通信装置に関し、特に無線通信を行う通信装置に関する。

近年、携帯電話をはじめとする移動体通信の加入者数は、爆発的に増加している。また、携帯電話は、音声通話だけでなく、インターネットとの融合を進めた複合機能を持つ端末としての比重が高くなっており、モバイル分野におけるマルチメディアサービスへの発展が期待されている。

移動体通信では、移動局の移動に伴い、基地局と移動局の見通しは建物などにより遮られ、伝搬路特性は時々刻々変動する。このため、移動体通信技術では、伝搬路特性の変動に伴う通信品質劣化を克服することが重要なテーマになっている。

図２０は基地局と移動端末間の伝搬モデルを示す図である。基地局ＢＳのアンテナから送信された搬送電波（キャリア）は、複数の伝搬経路（マルチパス：信号波が山やビルなどの反射によって複数の経路を伝搬する現象）を経由して移動端末ＭＳに到達する。また、移動端末ＭＳが移動していた場合には、各パスで到来角度に依存してキャリア周波数が異なるドップラシフトを受けることになる（すなわち、キャリア周波数にあらたなドップラ周波数が加わり、受信周波数が変位することになる）。このため、移動端末ＭＳでは、周波数領域において広がった複数の信号の受信によりレベルが激しく変動するフェージング（マルチパスフェージング）と呼ばれる現象が生じる。

このようなフェージング変動は、無線通信における情報伝送の誤り率を増大する原因となる。このため、ドップラ周波数を精度よく推定することができれば、推定結果に応じた通信方式を選択できるので、無線通信特性を向上させることが可能になる。

従来、ドップラ周波数の推定技術として、各パスの逆拡散出力の平均パワー出力のうち、最も大きいパスの逆拡散出力をフーリエ変換してパワースペクトルを算出し、その最大パワーを持つ周波数を最大ドップラ周波数と推定する技術が提案されている（例えば、特許文献１）。
特開平１０−６５６１０号公報（段落番号〔０００７〕〜〔００１７〕，第１図）

上記のような従来技術では、逆拡散出力の平均パワーの最も大きいパスを選んで、最大パワーを持つ周波数をドップラ周波数としているが、このような制御では、雑音成分が含まれてしまい、また、マルチパス数が多くなるほど、ドップラ周波数の変動が複雑になるため、正確なドップラ周波数の推定を行うことができないといった問題があった。

さらに、ドップラ周波数の推定技術としては、ドップラ周波数のレベル変動のピッチを測定する方法と、ある一定間隔のチャネル推定値の位相差を測定する方法とが一般に知られているが、いずれの場合も受信信号のＳ／Ｎが低い領域において、安定して高精度にドップラ周波数を推定することは困難であった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、ドップラ周波数を高精度に推定して無線通信特性の向上を図った通信装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、無線通信を行う通信装置が提供される。この通信装置は、無線フレーム周期毎に、伝搬路の複素時間応答信号を測定する複素時間応答信号測定部と、候補となる複素時間応答信号の位相差の絶対値を求める位相差演算部と、位相差の絶対値を、複数の無線フレームに渡り平均化して平均値を求める平均化演算部と、平均値を無線フレームの間隔時間で除算してドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定部とを備える。

ここで、位相差演算部は、所定のフレームに対し最大複素時間応答信号を抽出し、該最大複素時間応答信号の発生タイミングに相当する隣接フレームのタイミングにおける複素時間応答信号を検出して、最大複素時間応答信号との位相差の絶対値を求める。

所定のフレームに対し最大複素時間応答信号を抽出し、該最大複素時間応答信号の発生タイミングに相当する隣接フレームのタイミングにおける複素時間応答信号を検出して、最大複素時間応答信号との位相差の絶対値を求める構成とした。これにより、各無線フレームの最大複素時間応答信号のそれぞれの位相差に対して、波形ずれによる変動分が含まれることを抑制することができるので、フェージング推定精度の劣化を低減することが可能になる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１は通信装置の原理図である。通信装置１０は、例えば、携帯電話などの移動体通信機に設置され、マルチパス環境下で無線信号の受信機能を有する装置である。

複素時間応答信号測定部１１は、無線フレーム周期毎に、伝搬路の複素時間応答信号（以下、複素インパルスレスポンス）を測定する。ここで、時間分解能を持ってマルチパスの電力を測定すると遅延プロファイルを測定できるが、遅延プロファイルの電波到来時間における各マルチパスの波形をインパルスレスポンス（複素インパルスレスポンス）と呼ぶ。複素インパルスレスポンスの定義については後述する。

位相差演算部１２は、候補となる複素インパルスレスポンスの位相差の絶対値を求める。候補となる複素インパルスレスポンスとは、例えば、最大複素インパルスレスポンスに該当し、以下、最大複素インパルスレスポンスとして説明する。

平均化演算部１３は、位相差の絶対値を、複数の無線フレームに渡り平均化して平均値を求める。ドップラ周波数推定部１４は、平均値を無線フレームの間隔時間で除算してドップラ周波数を推定する。詳細動作については図９以降で説明する。

次にドップラ周波数の定義及びドップラ周波数推定技術の重要性の説明を含めながら、解決すべき問題点について詳しく説明する。図２はドップラ周波数を示す図である。マルチパス中の１つのパスから到来したキャリア周波数ｆｃが、移動端末ＭＳの進行方向に対して角度θで到来する場合を考える。

移動端末ＭＳの移動速度をｖ、電波（キャリア）の波長をλ、到来角度をθとすると、ドップラ周波数ｆｄは、進行方向を基準としたときの見かけ上の電波の波長によって次式のように表せる。

図３はドップラ周波数を示す図である。（Ａ）は移動端末ＭＳの進行方向に対し同一方向のパスから電波を受けた場合、（Ｂ）は移動端末ＭＳの進行方向に対し垂直方向から電波を受けた場合を示している。

マルチパス環境では、電波はほぼ全方位から到来するとみなすことができ、到来角度分布は３６０°としてよい。したがって、（Ａ）のように、移動端末ＭＳの進行方向と同一方向のパスから電波を受ければ、θ＝０、πとなり、式（１）より、ドップラ周波数の絶対値｜ｆｄ｜は最大となる。これを最大ドップラ周波数と呼び、最大ドップラ周波数ｆ_d,maxは次式のようになる。

また、（Ｂ）のように、移動端末ＭＳの進行方向に対し垂直方向から電波を受ける場合は、進行方向に対する見かけ上の電波の波長は生成されないので、移動端末ＭＳが移動していないのと同じことになり、ドップラシフトの影響は受けない（θ＝π／２、３π／２となり、ｆｄ＝０）。

図４はドップラ周波数の遷移を示す模式図である。グラフの横軸は時間、縦軸は移動端末ＭＳの電波受信レベルであり、移動端末ＭＳの移動に伴うフェージング変動（フェージング波のモデル図）を表している。図に示す移動端末ＭＳに対して、マルチパスＡ方向からの到来波はｆｃ＋ｆｄ、マルチパスＢ方向からの到来波はｆｃとなる（ｆｃ：キャリア周波数、ｆｄ：ドップラ周波数）。マルチパスＡの位相θ_Aは、θ_A＝２π（ｆｃ＋ｆｄ）・ｔ、マルチパスＢの位相θ_Bは、θ_B＝２π・ｆｃ・ｔであり、マルチパスの位相差（Δθ＝θ_A−θ_B＝２π・ｆｄ・ｔ）は、移動端末ＭＳの移動と共に変化する。

ここで、図３の説明からわかるように、マルチパスＡ、Ｂの到来波が逆位相になったときがグラフのｔ１の状態であり、同位相になったときがｔ２の状態になる。なお、図に示す時間０〜ｔ２までの間隔はドップラ周波数の周期となる（なお、ドップラ周波数はフェージング周波数、ドップラ周波数の周期はフェージング周期とも呼ばれる）。

このようにして生じるドップラシフトによるフェージング変動は、下りリンク（移動局での受信）だけでなく、上りリンク（基地局での受信）においても同様に発生する。特に、フェージングによる受信電界強度の落ち込み（例えば、図４の時間ｔ１の受信レベル）は、無線通信における情報伝送誤りを増大する原因となる。

したがって、ドップラ周波数を精度よく推定することができれば、フェージング周期に応じて、通信方式を選択したり、受信アルゴリズムを最適化したりするなどの工夫を行うことにより、無線通信特性を大幅に向上させることが期待できる。

例えば、ドップラ周波数が低い場合（フェージング変動の影響が小さく無線環境が良い場合）には、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）や６４ＱＡＭなどの多値変調を用いて伝送レートを上げて、できるだけ多くの情報量を伝送し、逆にドップラ周波数が高い場合（フェージング変動の影響が大きく無線環境が悪い場合）には、フェージング変動の影響を受けにくいＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）やＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）などを用いて伝送レートを下げて、少ない情報量を確実に伝送するといった、伝搬環境に応じて変調方式の切り替えを行う適応変調方式を採用することが考えられる。

また、パイロットシンボルによるチャネル推定の結果にもとづき同期検波を行う場合でもドップラ周波数の推定精度は重要である。図５はチャネル推定の概要を示す図である。フェージング環境においては、受信信号は振幅の変動のみならず、位相も変動（回転）することになる。ＱＰＳＫを例にして説明すると、実際に送信側が送信した信号（シンボル）が信号点Ｓ１の場合、フェージングによって位相がα回転し、受信側では信号点Ｓ２で受信したとする。この信号点Ｓ２の情報をそのまま復調すれば誤りになってしまう。

したがって、受信側では、現在のフェージングによって位相がどれぐらい回転したか（チャネル変動）を検出して、位相変動分を元に戻す必要がある（この例では、−αの位相補正を行う）。チャネル推定を行う際には、送信側はパイロットシンボルと呼ばれる基準信号を常に一定の位相で送信する（送信信号にパイロットシンボルは内挿される）。受信側でもパイロットシンボルの位相を既知としているので、受信側ではこのパイロットシンボルを検出して、現在のフェージングによる位相回転を推定し、位相補正を行って、チャネルを推定する。そして、チャネル推定の結果により同期検波を行えば、正確にデータを復調することができる。

ただし、実際のチャネル推定では、１つのパイロットシンボルだけを見ているのではなく、ノイズの影響を考えて複数のパイロットシンボルを平均化してチャネル推定を行っている。この場合、ノイズの影響を低減することだけを考えれば、平均化する区間を長くとればよいことになるが、フェージング変動が大きい環境で平均化区間を長くとってしまうと、レベル変動の大きい他シンボルも含めて演算することになるために、誤りも大きくなってしまう。

したがって、ドップラ周波数が低い場合には、チャネル推定の平均化区間を長くとることによりチャネル推定精度を高め、逆にドップラ周波数が高い場合には、フェージング変動によりチャネル推定精度が劣化するのを避けるために、平均化区間を短く設定する、というような方法を選択すれば、常に最適な受信特性を得ることができる。

次に従来のドップラ周波数推定技術として、ドップラ周波数のレベル変動のピッチを測定する方法（従来技術１と呼ぶ）とその問題点について説明する。図６はドップラ周波数のレベル変動のピッチ測定を示す図である。従来技術１では、受信信号の振幅に対し、基準値を設けて、受信電界強度が基準値より高くなったり低くなったりする回数（Level Crossing Rate）をカウントすることにより、フェージング周波数を推定するものである。

しかし、従来技術１では、受信電界強度の変化を連続的に測定するため、受信信号レベルを求めるための平均区間を短く設定する必要があり、高いフェージング周波数を精度よく測定することが難しい。また、マルチパスフェージングの変動は、マルチパス数が多くなるほど複雑になるため、Level Crossing Rateから実際のフェージング速度に変換することは容易ではない。さらに、Level Crossing Rateの基準値によっても推定結果が大きく変わるため、シャドウイング（Shadowing）などにより平均受信レベルが大きく変化するシステムにおいて、安定した精度で推定結果を得るのは難しいといった問題があった。

図７はシャドウイングによる受信レベル変化を示す図である。シャドウイングとは、長区間変動であって（フェージングは短区間変動である）、伝搬路の見通しが障害物によって、例えば、数秒〜数十秒遮られて受信品質が劣化する現象のことである。

図に示すように、移動端末ＭＳがビルの影に隠れた場合、見通しのよかった基地局ＢＳからの電波を直接受信することはできなくなって、反射波を受信するようになり受信レベルが低下する。このような環境下では、基地局ＢＳと移動端末ＭＳの見通しが良いときの受信レベルと、シャドウイングが発生しているときの受信レベルとでは大きく変わることになる。したがって、従来技術１のように１つの基準値でピッチを測定すると、ドップラ周波数の推定結果は大きく変動してしまい高精度に推定できないことがわかる。

次に従来のドップラ周波数推定技術として、一定間隔のチャネル推定値の位相差を測定する方法（従来技術２と呼ぶ）とその問題点について説明する。図８はチャネル推定値の位相差測定の概念を示す図である。従来技術２では、無線フレーム毎に求めたチャネル推定値の位相差の絶対値を、複数フレームにわたって平均化することでドップラ周波数を推定する。

例えば図では、無線フレームＴ１内の複数のパイロットシンボルを平均化してチャネル推定値ｈ_n-1を求め、無線フレームＴ２内の複数のパイロットシンボルを平均化してチャネル推定値ｈ_nを求め、無線フレームＴ３内の複数のパイロットシンボルを平均化してチャネル推定値ｈ_n+1を求めている（すなわち、各フレームにおける位相変動を求めている）。そして、チャネル推定値の位相差を以下の式で算出する。

式（３）で求めたチャネル推定値の位相差Δθｎには、フェージングによる位相変動分と、周波数オフセット（キャリアオフセット）による位相変化量とが含まれている。ここで、周波数オフセットについて説明すると、Ｗ−ＣＤＭＡの場合、キャリア周波数は２ＧＨｚが用いられるが、基地局が生成する２ＧＨｚと移動端末が生成する２ＧＨｚとは正確に一致することはない。例えば、基地局では２．００００１ＧＨｚであり、移動端末では１．９９９９ＧＨｚというように、送受信間では周波数に若干のずれ（周波数オフセット）を持っている。

位相変動はフェージングだけでなく、この周波数オフセットによっても生じる。したがって、フェージングによって生じる位相変動がなかったとしても、キャリアの周波数オフセットによって位相変動が生じることになる。

ここで、式（１）からわかるように、フェージングによる位相変動の方向は様々であるが、周波数オフセットによる位相変動は一定方向のみ回転する。例えば、フェージングの位相変動の場合、＋１０°方向に２回転したら、次は−１０度方向に３回転するというように、位相変動は一定方向には回転しない。また、周波数オフセットの位相変動の場合では、例えば、周波数オフセットが８０Ｈｚであったなら、８０Ｈｚの決まった速度で一定方向に回転することになる。

このため、Δθｎをそのまま平均化（ベクトル成分の平均化）してしまうと、フェージングによる位相変動成分が消えてしまい、周波数オフセット成分のみが残ることになる。なぜなら、フェージングによる位相変動では、上述のように＋１０°方向に２回転したら、−１０°方向に３回転、…といったことの繰り返しであるので、平均するとゼロに近づくからであり、また、周波数オフセットは単位時間当たり、例えば、＋１０°、＋１０°、…といったことの繰り返しであるので、平均しても周波数オフセットの成分は残るからである。したがって、フェージングによる位相変動量を推定するには、式（３）のΔθｎの絶対値をとって平均化（スカラーの平均化）する必要がある。

または、式（３）の他に、次式に示すようにチャネル推定値の内積から位相差の絶対値を直接計算することができるため、この値を平均化することにより、以下の式（４）のようにして、ドップラ周波数の推定を行うこともできる。

そして、このようにして求めた位相差の絶対値を平均化し、その平均値をフレーム間隔時間で割ると毎秒何度で位相が回っているか、ということが推定できる。今、チャネル推定を行うフレーム間隔時間をＴとすると、ドップラ周波数は、以下の式（５）で求められる。なお、Ｎは平均化フレーム数を表す。

しかし、従来技術２では、位相差の絶対値を平均化するため、雑音成分はキャンセルされず、累積して平均化されてしまう（雑音もフェージングの位相変動と同様に一定方向には回転しない。よって、ベクトル成分で平均化すれば雑音成分は低減する方向に向かうが、スカラー平均を行っているので、雑音成分は累積してしまう）。したがって、ドップラ周波数の推定結果は、雑音成分の影響を大きく受け、雑音レベルが高いほど、推定結果が実際のドップラ周波数よりも大きな値となってしまうといった問題があった。

現在の無線通信システムでは、ダイバーシチ受信や誤り訂正技術を用いて、Ｓ／Ｎが低い領域においても良好な通信特性を実現している。また、送信電力制御を併用することにより、少ない送信電力で所要の通信品質を確保し、端末の通話時間を長くするなどの工夫がなされている。

このように、受信信号のＳ／Ｎは一般的に高くなく、このような無線環境の中でドップラ周波数を高精度に推定することは困難となっている。上記のような問題点を解決し、Ｓ／Ｎが低い領域においても、ドップラ周波数を高精度に推定して無線通信特性の向上を図った通信装置を実現するものである。

次に通信装置１０の動作（ドップラ周波数推定方法）について詳しく説明する。まず、第１の実施の形態の動作について説明する。図９はドップラ周波数推定の概念を示す図である。図に示すように、無線フレームＴ毎の受信信号を用いて、複素インパルスレスポンスを求め、その最大値である最大複素インパルスレスポンスを検出する。そして、無線フレームＴ毎の最大複素インパルスレスポンスの位相差の絶対値を計算し、複数の無線フレームに渡り平均化することにより、ドップラ周波数を推定する。

複素インパルスレスポンスは、パイロットシンボル（または基地局から常時送信される同期チャネルを用いてもよい）等の既知の信号を用いて、そのレプリカを通信装置１０内で生成し、受信信号とレプリカとの相関値を計算することにより求めることができる。

図１０は複素インパルスレスポンス測定部１１の動作概要を示す図である。複素インパルスレスポンス測定部１１では、受信信号とパイロットシンボル系列（パイロットシンボルのレプリカ）との相関値を、乗算器１１−１〜１１−８及び加算器１１−９を用いて計算する。受信信号にはパイロットシンボルが内挿されているので、レプリカと一致した場合には、相関が最も高くなり、このときインパルスが立つことになる。したがって、最初に受信したマルチパスのパスに対してインパルスが立ち、次に受信したマルチパスのパスに対してインパルスが立つということが繰り返されて、遅延プロファイルが測定され、かつ複素インパルスレスポンスも測定することができる。

次に複素インパルスレスポンスの定義式を示す。今、１つの無線フレームにおけるパイロットシンボルの信号系列（レプリカ）をＳｋ（ｋ＝０〜Ｋ−１）とし、ｎ番目のフレームのタイミングｉにおける受信信号をＲｎ（ｉ）とすると、複素インパルスレスポンスΨｎ（ｉ）は、次式で求められる（＊は複素共役を示す）。

ここで、ｉ、ｋは、送受のサンプルタイミングであり、複素インパルスレスポンスの分解能は、サンプリングレートの逆数となる。一般の無線通信方式では、４倍から８倍のオーバーサンプルが用いられるため、インパルスレスポンス測定の分解能もシンボルレートの４倍から８倍となる。

次に最大複素インパルスレスポンスΨｎの位相差の絶対値を次式により求める。

そして、上述した式（５）のように、Ｎフレームに渡り平均化し、ドップラ周波数を推定する。
一方、無線フレーム間で最大複素インパルスレスポンスのタイミングが頻繁に変動する場合は、式（７）で位相差を求めると、フェージングの推定精度が劣化する可能性がある。このような場合は、第２の実施の形態として、２つのフレーム間で同一タイミングにおける、最大複素インパルスレスポンスと複素インパルスレスポンスとの位相差を用いるようにする。この第２の実施の形態について図１１、図１２を用いて説明する。

図１１は最大複素インパルスレスポンスの変動を示す図である。無線フレームＴ１では、最大複素インパルスレスポンスΨ１が位置Ｐａ１にあり、次の無線フレームＴ２では、最大複素インパルスレスポンスΨ２が位置Ｐａ２にあるが、このように、最大複素インパルスレスポンスの位置が頻繁に変動するような場合、最大複素インパルスレスポンスΨ１、Ψ２のそれぞれの位相差Δθを算出すると、波形がずれたことによる変動分がΔθの中に含まれてしまい、推定精度が劣化するおそれがある。

図１２は２つのフレーム間における複素インパルスレスポンスの位相差を求める場合を説明するための図である。無線フレームＴ１では、最大複素インパルスレスポンスΨ１が位置Ｐａ１にあり、次の無線フレームＴ２では、最大複素インパルスレスポンスΨ２が位置Ｐａ２にあり、次の無線フレームＴ３では、最大複素インパルスレスポンスΨ３が位置Ｐａ３にあるとする。

このような場合、無線フレームＴ１の最大複素インパルスレスポンスΨ１と、無線フレームＴ２の位置Ｐａ１上の複素インパルスレスポンスΨ２ａとの位相差を求める（すなわち、無線フレームＴ１の最大複素インパルスレスポンスと同一タイミングの無線フレームＴ２上の複素インパルスレスポンスとの位相差を求める）。そして、次は無線フレームＴ２の最大複素インパルスレスポンスΨ２と、無線フレームＴ３の位置Ｐａ２上の複素インパルスレスポンスΨ３ａとの位相差を求める（同様に、無線フレームＴ２の最大複素インパルスレスポンスと同一タイミングの無線フレームＴ３上の複素インパルスレスポンスとの位相差を求める）。

このように、フレーム（ｎ−１）に対し、最大複素インパルスレスポンスが発生したタイミングｔ１を固定して、フレーム（ｎ−１）の最大複素インパルスレスポンスと、同一タイミングｔ１によるフレームｎの複素インパルスレスポンスと、の位相差の絶対値を求める。さらに、フレームｎに対し、最大複素インパルスレスポンスが発生したタイミングｔ２を固定して、フレームｎの最大複素インパルスレスポンスと、同一タイミングｔ２によるフレーム（ｎ＋１）の複素インパルスレスポンスと、の位相差の絶対値を求める…といったことを繰り返すことにより、波形ずれの変動分がΔθに与える影響を抑制することができ、推定精度の劣化を低減させることができる。

今、ｎ番目のフレームにおける最大複素インパルスレスポンスのタイミングをＩｎとすると、図１２で示したような制御による位相差の絶対値は次式により求まる。

そして、上述した式（５）を用いて、Ｎフレームに渡り平均化し、ドップラ周波数を推定する。
以上説明したように、最大複素インパルスレスポンス（Ｓ／Ｎの高いマルチパス）を利用してドップラ周波数を推定するため、常にＳ／Ｎが最大となる状態で高精度にドップラ周波数推定を行うことが可能になる。したがって、雑音成分の影響を最小にでき、また高い分解能で複素インパルスレスポンスを求めることにより、余分なマルチパス成分の影響を排除し短い平均区間で、ドップラ周波数を推定することが可能になる。

次に通信装置１０を適用したディジタル無線受信機について説明する。図１３はディジタル無線受信機の構成を示す図である。ディジタル無線受信機１００は、Ａ／Ｄ部１０１〜復号部１０７で構成されるデータ再生部の他に、複素インパルスレスポンス測定部、位相差演算部、平均化演算部、ドップラ周波数推定部を含む。複素インパルスレスポンス測定部１１は、パイロットシンボル生成部１１ａと相関算出部１１ｂから構成され、位相差演算部１２は、最大値検出部１２ａ、遅延部１２ｂ、位相差検出部１２ｃから構成される。

Ａ／Ｄ部１０１は、アンテナより受信したＲＦ（Radio Frequency）信号を周波数変換し、直交検波によりＩチャネルとＱチャネルとのベースバンド信号に分ける。そして、それぞれの信号をＡ/Ｄ変換して、ディジタル信号へ変換する。

同期ＣＨ生成部１０２は、タイミング同期部１０３で、フレームタイミング（フレームの先頭位置を示すタイミング情報）の検出に用いる同期チャネルのレプリカを生成する。タイミング同期部１０３は、同期チャネルを用いて、Ａ／Ｄ変換後のディジタル信号に含まれるフレームタイミングを検出する。

チャネル推定部１０４は、パイロットシンボルを用いて、チャネル情報を推定する。同期検波部１０５は、チャネル推定部１０４で求めたチャネル情報を用いて、受信信号からマルチパス伝搬路の影響を除去し、送信信号の状態に戻す検波処理を行う。

復調部１０６は、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどの変調信号を元に戻し、データ系列へ復調する。復号部１０７は、畳込み符号化やターボ符号化などの誤り訂正符号化されたデータを復号化し、情報ビットを再生する。

パイロットシンボル生成部１１ａは、時間分解能の高い複素インパルスレスポンスを得るために、拡散後（ＣＤＭＡの場合）やオーバーサンプル後のパイロットシンボルのレプリカを生成する。相関算出部１１ｂは、パイロットシンボル系列と受信信号との相関演算を行い、時間分解能の高い複素インパルスレスポンスΨｎ（ｉ）を生成する（なお、複素インパルスレスポンスは、時間分解能の高いチャネル情報であり、複素インパルスレスポンスの電力を平均化したものは、電力遅延プロファイルとなる）。

位相差演算部１２に対し、第１の実施の形態の動作を行う場合について示すと、最大値検出部１２ａは、複素インパルスレスポンスの最大値（最大複素インパルスレスポンスΨｎ）を検出する。遅延部１２ｂは、検出された最大複素インパルスレスポンスΨｎを１フレーム遅延させる（最大複素インパルスレスポンスΨｎ−１）。

位相差検出部１２ｃは、フレームｎの最大複素インパルスレスポンスΨｎと、フレーム（ｎ−１）の最大複素インパルスレスポンスΨｎ−１とに対し、位相差の絶対値｜Δθｎ｜（＝｜∠Ψｎ−∠Ψｎ−１｜）を計算する。

そして、平均化演算部１３は、位相差の絶対値を複数フレームに渡り平均化して平均値情報を求める。ドップラ周波数推定部１４は、平均値情報から、ドップラ周波数（Ｈｚ）に変換する。

次に第３の実施の形態について説明する。上記の説明では、ドップラ周波数を推定する際に、第１の実施の形態では、“最大複素インパルスレスポンスの位相差の絶対値を複数フレームに渡り平均化すること（図９、１０）”、第２の実施の形態では、“フレーム（ｎ−１）の最大複素インパルスレスポンスが発生したタイミングを固定して、フレーム（ｎ−１）の最大複素インパルスレスポンスと、同一タイミングによるフレームｎの複素インパルスレスポンスと、の位相差の絶対値を求めること（図１１、１２）”について述べた。

以降では第３の実施の形態として、“複数フレームに渡って同一タイミングによる複素インパルスレスポンスの位相差の絶対値を求める”ことの内容について説明する。
図１３のディジタル無線受信機１００の位相差演算部１２において、複素インパルスレスポンスの位相差演算を行う際に、最大複素インパルスレスポンスが発生するタイミングを更新するとき、平均化演算部１３では、各無線フレームでフェージング状態が良好であるパスの位相変化量（｜Δθｎ｜（＝｜∠Ψｎ−∠Ψｎ−１｜）のみが平均化される。

一般的に、フェージング状態が良好な部分の位相変化量は、フェージングの落ち込み部分の位相変化量よりも小さいため、上記のようにフェージング状態が良好な部分のみの平均化を行うと、実際よりも低いドップラ周波数が推定されてしまう可能性がある（すなわち、フェージングの落ち込み部分の位相変化量も考慮した平均化を行わないと、フェージングの落ち込み具合によっては、実際はドップラ周波数が高くて、フェージング変動の影響が大きい無線環境であっても、実際のドップラ周波数値よりも低いドップラ周波数が推定される可能性がある）。

したがって、第３の実施の形態では、複数の無線フレームに渡って位相変化量を平均化する場合、まず、位相差演算に用いる最大複素インパルスレスポンスを検出する。そして、このときの検出タイミングを固定し、このタイミングによる複数の他無線フレームの複素インパルスレスポンスを抽出して、抽出した複素インパルスレスポンス間の位相差の絶対値を求めるようにする。

このようにすれば、フェージングの落ち込み部分の位相変化量も平均化できるため（フェージングが良好な部分に該当する最大複素インパルスレスポンスだけを用いた平均化処理だけでなく、フェージングの落ち込み部分を含む、最大複素インパルスレスポンス以外の複素インパルスレスポンスも用いた平均化処理も行うということ）、ドップラ周波数の推定精度を向上させることが可能になる。

図１４は同一タイミングにおける複素インパルスレスポンスの位相差を求める場合を説明するための図である。無線フレームＴ１で、最大複素インパルスレスポンスΨ１が位置Ｐｂ１で検出されたとする。次に無線フレームＴ２に対しては、位置Ｐｂ１のタイミングでの複素インパルスレスポンスΨ２ｂを抽出する。無線フレームＴ３に対しても、位置Ｐｂ１のタイミングでの複素インパルスレスポンスΨ３ｂを抽出する。次フレームに対しても同様なことが行われる。

そして、最大複素インパルスレスポンスΨ１と複素インパルスレスポンスΨ２ｂとの位相差の絶対値を求め、複素インパルスレスポンスΨ２ｂと複素インパルスレスポンスΨ３ｂとの位相差の絶対値を求める…といったことを平均化区間内のフレームに対して繰り返し、これらの位相差の絶対値の平均を求めることにより、平均値情報が求められ、平均値情報からドップラ周波数が推定されることになる。

図１５は第３の実施の形態を行う際の最大値検出部の構成を示す図である。最大値検出部１２ａ−１は、電力化部１２１、タイマ１２２、ピーク検出部１２３、メモリ１２４、複素インパルスレスポンス抽出部１２５とから構成される。

電力化部１２１は、図１３の複素インパルスレスポンス測定部１１から送信された複素インパルスレスポンスを受信して電力値に変換する。タイマ１２２は、平均化区間（平均化演算部１３で平均化演算を行う際に定められている平均化フレーム数）毎に、複素インパルスレスポンスの電力値を後段へ出力する。

ここで、フレーム番号がｎで、タイミングｉにおけるタイマ出力信号φ_n（ｉ）は、複素インパルスレスポンスΨ_n（ｉ）を用いて、式（９）で表される。

ピーク検出部１２３では、平均化演算部１３における平均化区間毎に、φ_n（ｉ）が最大となるタイミングｉ＝ｍａｘを検出する。メモリ１２４は、検出されたタイミング情報を保持する。また、平均化区間毎にタイミング情報は更新される。

複素インパルスレスポンス抽出部１２５は、複素インパルスレスポンス測定部１１から送信された複素インパルスレスポンスを受信して、時間調整のための遅延処理を施した後、メモリ１２４に保持されたタイミングに該当する複素インパルスレスポンスを抽出して、その後、図１３に示した遅延部１２ｂ及び位相差検出部１２ｃへ出力する。

また、図１５では最大値検出部１２ａ−１の動作が理解しやすいように、平均化区間内の各フレーム（フレームＦ１〜Ｆ４）における複素インパルスレスポンス（の電力）を示して動作を表している。ここでは、フレームＦ１で最大複素インパルスレスポンスａ１が検出されたとすると、このときの検出タイミングｔ０がメモリ１２４に記憶される。

そして、複素インパルスレスポンス抽出部１２５では、フレームＦ１では検出タイミングｔ０の最大複素インパルスレスポンスａ１を抽出し、フレームＦ２〜Ｆ４に対しては、検出タイミングｔ０のときの複素インパルスレスポンスを抽出することになる（その後、最大値検出部１２ａ−１を出力した、これらの複素インパルスレスポンスは、遅延部１２ｂ、位相差検出部１２ｃへ送られ、位相差の絶対値が計算される）。

次に第３の実施の形態の変形例について説明する。上記では、平均化区間内の複数フレームに対して、最大複素インパルスレスポンスを検出し、最大複素インパルスレスポンスを検出した際のタイミングで、他フレームの複素インパルスレスポンスを抽出し、これらの位相差を求めたが、変形例の場合は、平均化区間内の各フレームの複素インパルスレスポンスの平均電力を算出して、平均電力が最大となるタイミングを検出し、検出した同一タイミングによる複数の他フレームの複素インパルスレスポンスを抽出して、抽出した複素インパルスレスポンスの位相差を求めるようにする。このような制御を行っても同様の効果を得ることができる。

図１６は第３の実施の形態の変形例の動作を行う際の最大値検出部の構成を示す図である。最大値検出部１２ａ−２は、電力化部１２６、平均化部１２７、ピーク検出部１２８、メモリ１２９、複素インパルスレスポンス抽出部１３０とから構成される。

電力化部１２６は、図１３の複素インパルスレスポンス測定部１１から送信された複素インパルスレスポンスを受信して電力値に変換する。平均化部１２７は、平均化演算部１３における平均化区間で、複素インパルスレスポンスの電力値を平均化して出力する。

ここで、平均化フレーム数をＭ、フレーム番号をｎとし、タイミングｉにおける平均化出力信号φ（ｉ）は、複素インパルスレスポンスΨ_n（ｉ）を用いて，式（１０）で表される。

例えば、式（１０）は、Ｍ＝４とすれば、φ（ｉ）＝[｛Ψ_n（ｉ）｝²＋｛Ψ_n-1（ｉ）｝²＋｛Ψ_n-2（ｉ）｝²＋｛Ψ_n-3（ｉ）｝²]／４となり、フレーム番号がｎ〜（ｎ−３）の４つのフレームに対して、各フレームのタイミングｉにおける複素インパルスレスポンスの電力値の平均値を表している。

ピーク検出部１２８は、平均化演算部１３における平均化フレーム数毎に、φ（ｉ）が最大となるタイミングｉ＝ｍａｘを検出する。メモリ１２９は、検出されたタイミング情報を保持する。また、平均化区間毎にタイミング情報は更新される。

複素インパルスレスポンス抽出部１３０は、複素インパルスレスポンス測定部１１から送信された複素インパルスレスポンスを受信して、時間調整のための遅延処理を施した後、メモリ１２９に保持されたタイミングに該当する複素インパルスレスポンスを抽出して、図１３に示した遅延部１２ｂ及び位相差検出部１２ｃへ出力する。

図１７は図１６の最大値検出部１２ａ−２の動作を説明するための図である。平均化区間内の各フレーム（フレームＦ１〜Ｆ４）において、１〜ｋのタイミングの複素インパルスレスポンス（の電力）を示している。このような複素インパルスレスポンスに、式（１０）を用いて、平均化部１２７において各タイミングにおける平均化出力信号φ（ｉ）を求めると、図に示すような算出式となる。

そして、ピーク検出部１２８では、φ（１）〜φ（ｋ）の最大値を求めるが、ここではφ（２）が最大であったとする。すると、メモリ１２９は、ｉ＝２を記憶し、複素インパルスレスポンス抽出部１３０は、フレームＦ１〜Ｆ４のタイミングｉが２のときの複素インパルスレスポンスΨ₁（２）、Ψ₂（２）、Ψ₃（２）、Ψ₄（２）を出力することになる。

次に図１３で上述したディジタル無線受信機１００の変形例について説明する。Δθｎにはフェージングによる位相変動及び周波数オフセットによる位相変動が含まれるが、周波数オフセットによる位相変動量が、フェージングによる位相変動量に対して同程度かまたは大きい場合は、周波数オフセットの影響が大きく現れてしまう。

このため、変形例では、ＡＦＣ（Automatic Frequency Control：自動周波数制御）により、周波数オフセットをあらかじめ低減しておき、その上でドップラ周波数の推定を行うようにする。

図１８は変形例であるディジタル無線受信機の構成を示す図である。なお、図１３と同じ構成要素には同じ符号を付けてその説明は省略し、異なる構成要素を中心に説明する。ディジタル無線受信機１００−１は、Ａ／Ｄ部１０１〜復号部１０７で構成されるデータ再生部の他に、複素インパルスレスポンス測定部、位相差演算部、第１の平均化演算部、第２の平均化演算部、ドップラ周波数推定部、周波数オフセット推定部、Ｄ／Ａ部、ＡＦＣ部を含む。

複素インパルスレスポンス測定部１１は、パイロットシンボル生成部１１ａと相関算出部１１ｂから構成され、位相差演算部１２−１は、最大値検出部１２ａ、遅延部１２ｂ、位相差検出部１２ｃ−１から構成される。

位相差演算部１２−１内の位相差検出部１２ｃ−１は、１フレーム離れた最大複素インパルスレスポンスの位相差Δθｎと、位相差の絶対値｜Δθｎ｜とを計算する。
第１の平均化演算部１３ａは、位相差の絶対値を複数フレームに渡り平均化して第１の平均値情報を求める。第２の平均化演算部１３ｂは、位相差を複数フレームに渡り平均化して第２の平均値情報を求める。

ドップラ周波数推定部１４は、第１の平均値情報から、ドップラ周波数（Ｈｚ）に変換する。周波数オフセット推定部１５は、第２の平均値情報から、周波数オフセット（Ｈｚ）に変換する。

Ｄ／Ａ部１６は、推定された周波数オフセット量をアナログ情報に変換する。ＡＦＣ部１７は、Ｄ／Ａ部１６からの周波数オフセット量にもとづき、受信信号から周波数オフセットの影響を除去し、除去した信号をＡ／Ｄ部１０１へ送信する。

次に通信装置１０をＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）受信装置に適用した場合について説明する。ＯＦＤＭは、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫやＱＡＭによりディジタル変調する方式である。

このＯＦＤＭは、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するもので、サブキャリア１波あたりの帯域を狭くすることで、それぞれのサブキャリアのシンボル長を長くし、またガードインターバルの付加や、周波数軸上及び時間軸上でのインタリーブ制御を行うことで、マルチパスによるシンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）の影響を除くことができる。

さらに、同時にすべてのサブキャリアを同期変調させて周波数直交関係を保つことによって、サブキャリアの間隔を最少に設定できるため、周波数利用効率をあげることができる。

このような特徴を持つＯＦＤＭは、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送に適用することが広く検討されており、例えば、ＩＳＤＢ−Ｔといった規格が提案され、実用化に向けて試験放送が実施されている。

ＯＦＤＭ受信装置では、各サブキャリアに多重されたパイロットシンボルを用いて、サブキャリア毎のチャネル推定値ｈ_n,mを求める（ｎはフレームをｍはサブキャリア番号を表す）。データチャネルは、これらのチャネル推定値を用いて、サブキャリア毎に同期検波され、データ復調および誤り訂正復号される。

一方、ＯＦＤＭ受信装置に対する適用については、チャネル推定値ｈ_n,mを逆フーリエ変換することにより、受信信号の複素インパルスレスポンスを求める。そして、フレームタイミング毎に、最大となる複素インパルスレスポンスを検出し、フレーム間の位相差の絶対値を求め、複数フレームに渡り平均化し、ドップラ周波数の推定結果を得るようにする。

図１９はＯＦＤＭ受信装置の構成を示す図である。ＯＦＤＭ受信装置２００は、Ａ／Ｄ部２０１〜復号部２０７で構成されるデータ再生部の他に、複素インパルスレスポンス測定部、位相差演算部、平均化演算部、ドップラ周波数推定部を含む。複素インパルスレスポンス測定部２１は、パイロットシンボル生成部２１ａ、チャネル推定部２１ｂ、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部２１ｃから構成され、位相差演算部２２は、最大値検出部２２ａ、遅延部２２ｂ、位相差検出部２２ｃから構成される。

Ａ／Ｄ部２０１は、アンテナより受信したＲＦ信号を周波数変換し、直交検波によりＩチャネルとＱチャネルとのベースバンド信号に分ける。そして、それぞれの信号をＡ／Ｄ変換して、ディジタル信号へ変換する。

同期ＣＨ生成部２０２は、タイミング同期部２０３で、フレームタイミングの検出に用いる同期チャネルのレプリカを生成する。タイミング同期部２０３は、同期チャネルを用いて、Ａ／Ｄ変換後のディジタル信号に含まれるフレームタイミングを検出する。

ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部２０４は、フーリエ変換処理により、時間領域の広帯域信号を、周波数領域のサブキャリア毎の信号に分ける。同期検波部２０５は、チャネル推定部２１ｂで求めたチャネル情報を用いて、受信信号からマルチパス伝搬路の影響を除去し、送信信号の状態に戻す検波処理を行う。

復調部２０６は、変調信号を元に戻し、データ系列へ復調する。復号部２０７は、畳込み符号化やターボ符号化などの誤り訂正符号化されたデータを復号化し、情報ビットに再生する。

パイロットシンボル生成部２１ａは、パイロットシンボルを生成する。チャネル推定部２１ｂは、パイロットシンボルを用いて、チャネル情報を推定する。ＩＦＦＴ部２１ｃは、サブキャリア毎のチャネル推定値を逆フーリエ変換処理することにより、時間領域の複素インパルスレスポンスΨｎ（ｉ）を計算する。

最大値検出部２２ａは、複素インパルスレスポンスの最大値（最大複素インパルスレスポンスΨｎ）を検出する。遅延部２２ｂは、検出した最大複素インパルスレスポンスΨｎを１フレーム遅延させる（最大複素インパルスレスポンスΨｎ−１）。位相差検出部２２ｃは、１フレーム離れた最大複素インパルスレスポンスの位相差の絶対値｜Δθｎ｜（＝｜∠Ψｎ−∠Ψｎ−１｜）を計算する。

平均化演算部２３は、位相差の絶対値を複数フレームに渡り平均化して平均値情報を求める。ドップラ周波数推定部１４は、平均値情報から、ドップラ周波数（Ｈｚ）に変換する。なお、周波数オフセットを除去した後にドップラ周波数を推定する変形例をＯＦＤＭ受信装置に適用した場合の説明は省略する。

また、図１８、１９の構成を組み合わせれば、ＡＦＣ付きのＯＦＤＭ装置を容易に構成することができる。
また、いずれの実施の形態においても、複素インパルスレスポンスが最大となるタイミングが複数存在した場合や、（平均）振幅の大きい複素インパルスレスポンスのタイミングが複数存在した場合は、それぞれのタイミングにおけるフレーム間の位相差の絶対値を求め、それらの結果を平均する方法により、ドップラ周波数を推定することができる。

以上説明したように、Ｓ／Ｎの高いマルチパスを選択して用いることにより、受信信号のＳ／Ｎが低い領域においても、精度よくドップラ周波数を推定することが可能になる。また、ＯＦＤＭに適用することにより、精度よくドップラ周波数を推定することができ、地上波放送の伝送品質の向上を図ることが可能になる。

（付記１） 無線通信を行う通信装置において、
無線フレーム周期毎に、伝搬路の複素時間応答信号を測定する複素時間応答信号測定部と、
候補となる複素時間応答信号の位相差の絶対値を求める位相差演算部と、
位相差の絶対値を、複数の無線フレームに渡り平均化して平均値を求める平均化演算部と、
平均値を無線フレームの間隔時間で除算してドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定部と、
を有することを特徴とする通信装置。

（付記２） 前記複素時間応答信号測定部は、各無線フレームに多重された既知のパイロットシンボル、または同期チャネルを用いて、複素時間応答信号を測定することを特徴とする付記１記載の通信装置。

（付記３） 前記位相差演算部は、フレーム（ｎ−１）に対し、最大複素時間応答信号を抽出し、最大複素時間応答信号が発生したタイミングを検出して、フレーム（ｎ−１）の最大複素時間応答信号と、検出した同一タイミングによるフレームｎの複素時間応答信号と、の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記１記載の通信装置。

（付記４） 前記位相差演算部は、候補となる複素時間応答信号を抽出し、前記複素時間応答信号が発生したタイミングを検出して、検出したタイミングと同一のタイミングによる各フレームの複素時間応答信号を抽出して、抽出した候補となる複素時間応答信号と複素時間応答信号間の位相差の絶対値及び抽出した各フレームの複素時間応答信号間の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記１記載の通信装置。

（付記５） 前記位相差演算部は、平均化区間内のフレームの各タイミングにおける複素時間応答信号の平均電力を算出して、平均電力が最大となるタイミングを検出し、検出したタイミングと同一のタイミングによる各フレームの複素時間応答信号を抽出して、抽出した複素時間応答信号間の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記１記載の通信装置。

（付記６） 無線通信を行う通信装置において、
無線フレーム周期毎に、周波数オフセットが付与された受信信号から、伝搬路の複素時間応答信号を測定する複素時間応答信号測定部と、
候補となる複素時間応答信号から、位相差と位相差の絶対値とを求める位相差演算部と、
位相差の絶対値を、複数の無線フレームに渡り平均化して第１の平均値を求める第１の平均化演算部と、
位相差を、複数の無線フレームに渡り平均化して第２の平均値を求める第２の平均化演算部と、
第２の平均値を無線フレームの間隔時間で除算して前記周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定部と、
推定結果にもとづいて、前記周波数オフセットを低減するＡＦＣ部と、
第１の平均値を無線フレームの間隔時間で除算してドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定部と、
を有することを特徴とする通信装置。

（付記７） 前記複素時間応答信号測定部は、各無線フレームに多重された既知のパイロットシンボル、または同期チャネルを用いて、複素時間応答信号を測定することを特徴とする付記６記載の通信装置。

（付記８） 前記位相差演算部は、フレーム（ｎ−１）に対し、最大複素時間応答信号を抽出し、最大複素時間応答信号が発生したタイミングを検出して、フレーム（ｎ−１）の最大複素時間応答信号と、検出した同一タイミングによるフレームｎの複素時間応答信号と、の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記６記載の通信装置。

（付記９） 前記位相差演算部は、候補となる複素時間応答信号を抽出し、前記複素時間応答信号が発生したタイミングを検出して、検出したタイミングと同一のタイミングによる各フレームの複素時間応答信号を抽出して、抽出した候補となる複素時間応答信号と複素時間応答信号間の位相差の絶対値及び抽出した各フレームの複素時間応答信号間の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記６記載の通信装置。

（付記１０） 前記位相差演算部は、平均化区間内のフレームの各タイミングにおける複素時間応答信号の平均電力を算出して、平均電力が最大となるタイミングを検出し、検出したタイミングと同一のタイミングによる各フレームの複素時間応答信号を抽出して、抽出した複素時間応答信号間の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記６記載の通信装置。

（付記１１） ＯＦＤＭ変調された信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
サブキャリアのチャネル推定を無線フレーム毎に行い、全サブキャリアに渡るチャネル推定値を逆フーリエ変換することにより、複素時間応答信号を測定する複素時間応答信号測定部と、
候補となる複素時間応答信号の位相差の絶対値を求める位相差演算部と、
位相差の絶対値を、複数の無線フレームに渡り平均化して平均値を求める平均化演算部と、
平均値を無線フレームの間隔時間で除算してドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定部と、
を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。

（付記１２） 前記複素時間応答信号測定部は、各無線フレームに多重された既知のパイロットシンボル、または同期チャネルを用いて、複素時間応答信号を測定することを特徴とする付記１１記載のＯＦＤＭ受信装置。

（付記１３） 前記位相差演算部は、フレーム（ｎ−１）に対し、最大複素時間応答信号を抽出し、最大複素時間応答信号が発生したタイミングを検出して、フレーム（ｎ−１）の最大複素時間応答信号と、検出した同一タイミングによるフレームｎの複素時間応答信号と、の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記１１記載のＯＦＤＭ受信装置。

（付記１４） 前記位相差演算部は、候補となる複素時間応答信号を抽出し、前記複素時間応答信号が発生したタイミングを検出して、検出したタイミングと同一のタイミングによる各フレームの複素時間応答信号を抽出して、抽出した候補となる複素時間応答信号と複素時間応答信号間の位相差の絶対値及び抽出した各フレームの複素時間応答信号間の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記１１記載のＯＦＤＭ受信装置。

（付記１５） 前記位相差演算部は、平均化区間内のフレームの各タイミングにおける複素時間応答信号の平均電力を算出して、平均電力が最大となるタイミングを検出し、検出したタイミングと同一のタイミングによる各フレームの複素時間応答信号を抽出して、抽出した複素時間応答信号間の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記１１記載のＯＦＤＭ受信装置。

（付記１６） ＯＦＤＭ変調された信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
周波数オフセットが付与された受信信号から、サブキャリアのチャネル推定を無線フレーム毎に行い、全サブキャリアに渡るチャネル推定値を逆フーリエ変換することにより、複素時間応答信号を測定する複素時間応答信号測定部と、
候補となる複素時間応答信号から、位相差と位相差の絶対値とを求める位相差演算部と、
位相差の絶対値を、複数の無線フレームに渡り平均化して第１の平均値を求める第１の平均化演算部と、
位相差を、複数の無線フレームに渡り平均化して第２の平均値を求める第２の平均化演算部と、
第２の平均値を無線フレームの間隔時間で除算して前記周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定部と、
推定結果にもとづいて、前記周波数オフセットを低減するＡＦＣ部と、
第１の平均値を無線フレームの間隔時間で除算してドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定部と、
を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。

（付記１７） 前記複素時間応答信号測定部は、各無線フレームに多重された既知のパイロットシンボル、または同期チャネルを用いて、複素時間応答信号を測定することを特徴とする付記１６記載のＯＦＤＭ受信装置。

（付記１８） 前記位相差演算部は、フレーム（ｎ−１）に対し、最大複素時間応答信号を抽出し、最大複素時間応答信号が発生したタイミングを検出して、フレーム（ｎ−１）の最大複素時間応答信号と、検出した同一タイミングによるフレームｎの複素時間応答信号と、の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記１６記載のＯＦＤＭ受信装置。

（付記１９） 前記位相差演算部は、候補となる複素時間応答信号を抽出し、前記複素時間応答信号が発生したタイミングを検出して、検出したタイミングと同一のタイミングによる各フレームの複素時間応答信号を抽出して、抽出した候補となる複素時間応答信号と複素時間応答信号間の位相差の絶対値及び抽出した各フレームの複素時間応答信号間の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記１６記載のＯＦＤＭ受信装置。

（付記２０） 前記位相差演算部は、平均化区間内のフレームの各タイミングにおける複素時間応答信号の平均電力を算出して、平均電力が最大となるタイミングを検出し、検出したタイミングと同一のタイミングによる各フレームの複素時間応答信号を抽出して、抽出した複素時間応答信号間の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記１６記載のＯＦＤＭ受信装置。

（付記２１） 移動端末の移動速度に比例して生じるドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定方法において、
伝搬路の複素時間応答信号を無線フレーム周期毎に測定し、
候補となる複素時間応答信号の位相差の絶対値を求め、
位相差の絶対値を、複数の無線フレームに渡り平均化して平均値を求め、
平均値を無線フレームの間隔時間で除算してドップラ周波数を推定することを特徴とするドップラ周波数推定方法。

（付記２２） 各無線フレームに多重された既知のパイロットシンボル、または同期チャネルを用いて、複素時間応答信号を測定することを特徴とする付記２１記載のドップラ周波数推定方法。

（付記２３） フレーム（ｎ−１）に対し、最大複素時間応答信号を抽出し、最大複素時間応答信号が発生したタイミングを検出して、フレーム（ｎ−１）の最大複素時間応答信号と、検出した同一タイミングによるフレームｎの複素時間応答信号と、の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記２１記載のドップラ周波数推定方法。

（付記２４） 候補となる複素時間応答信号を抽出し、前記複素時間応答信号が発生したタイミングを検出して、検出したタイミングと同一のタイミングによる各フレームの複素時間応答信号を抽出して、抽出した候補となる複素時間応答信号と複素時間応答信号間の位相差の絶対値及び抽出した各フレームの複素時間応答信号間の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記２１記載のドップラ周波数推定方法。

（付記２５） 平均化区間内のフレームの各タイミングにおける複素時間応答信号の平均電力を算出して、平均電力が最大となるタイミングを検出し、検出したタイミングと同一のタイミングによる各フレームの複素時間応答信号を抽出して、抽出した複素時間応答信号間の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記２１記載のドップラ周波数推定方法。

（付記２６） ＯＦＤＭ変調された信号を受信する場合は、各サブキャリアのチャネル推定を無線フレーム毎に行い、全サブキャリアに渡るチャネル推定値を逆フーリエ変換することにより、複素時間応答信号を測定することを特徴とする付記２１記載のドップラ周波数推定方法。

（付記２７） 移動端末の移動速度に比例して生じるドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定方法において、
無線フレーム周期毎に、周波数オフセットが付与された受信信号から、伝搬路の複素時間応答信号を測定し、
候補となる複素時間応答信号から、位相差と位相差の絶対値とを求め、
位相差の絶対値を、複数の無線フレームに渡り平均化して第１の平均値を求め、
位相差を、複数の無線フレームに渡り平均化して第２の平均値を求め、
第２の平均値を無線フレームの間隔時間で除算して前記周波数オフセットを推定し、
推定結果にもとづいて、ＡＦＣを動作して前記周波数オフセットを低減し、
第１の平均値を無線フレームの間隔時間で除算してドップラ周波数を推定することを特徴とするドップラ周波数推定方法。

（付記２８） 各無線フレームに多重された既知のパイロットシンボル、または同期チャネルを用いて、複素時間応答信号を測定することを特徴とする付記２７記載のドップラ周波数推定方法。

（付記２９） フレーム（ｎ−１）に対し、最大複素時間応答信号を抽出し、最大複素時間応答信号が発生したタイミングを検出して、フレーム（ｎ−１）の最大複素時間応答信号と、検出した同一タイミングによるフレームｎの複素時間応答信号と、の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記２７記載のドップラ周波数推定方法。

（付記３０） 候補となる複素時間応答信号を抽出し、前記複素時間応答信号が発生したタイミングを検出して、検出したタイミングと同一のタイミングによる各フレームの複素時間応答信号を抽出して、抽出した候補となる複素時間応答信号と複素時間応答信号間の位相差の絶対値及び抽出した各フレームの複素時間応答信号間の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記２７記載のドップラ周波数推定方法。

（付記３１） 平均化区間内のフレームの各タイミングにおける複素時間応答信号の平均電力を算出して、平均電力が最大となるタイミングを検出し、検出したタイミングと同一のタイミングによる各フレームの複素時間応答信号を抽出して、抽出した複素時間応答信号間の位相差の絶対値を求めることを特徴とする付記２７記載のドップラ周波数推定方法。

（付記３２） ＯＦＤＭ変調された信号を受信する場合は、各サブキャリアのチャネル推定を無線フレーム毎に行い、全サブキャリアに渡るチャネル推定値を逆フーリエ変換することにより、複素時間応答信号を測定することを特徴とする付記２７記載のドップラ周波数推定方法。

通信装置の原理図である。 ドップラ周波数を示す図である。 ドップラ周波数を示す図である。（Ａ）は移動端末の進行方向に対し同一方向のパスから電波を受けた場合、（Ｂ）は移動端末の進行方向に対し垂直方向から電波を受けた場合を示す図である。 ドップラ周波数の遷移を示す模式図である。 チャネル推定の概要を示す図である。 ドップラ周波数のレベル変動のピッチ測定を示す図である。 シャドウイングによる受信レベル変化を示す図である。 チャネル推定値の位相差測定の概念を示す図である。 ドップラ周波数推定の概念を示す図である。 複素インパルスレスポンス測定部の動作概要を示す図である。 最大複素インパルスレスポンスの変動を示す図である。 ２つのフレーム間における複素インパルスレスポンスの位相差を求める場合を説明するための図である。 ディジタル無線受信機の構成を示す図である。 同一タイミングにおける複素インパルスレスポンスの位相差を求める場合を説明するための図である。 第３の実施の形態を行う際の最大値検出部の構成を示す図である。 第３の実施の形態の変形例の動作を行う際の最大値検出部の構成を示す図である。 図１６の最大値検出部の動作を説明するための図である。 変形例であるディジタル無線受信機の構成を示す図である。 ＯＦＤＭ受信装置の構成を示す図である。 基地局と移動端末間の伝搬モデルを示す図である。

１０ 通信装置
１１ 複素時間応答信号測定部
１２ 位相差演算部
１３ 平均化演算部
１４ ドップラ周波数推定部

Claims (3)

1. 無線通信を行う通信装置であって、
   無線フレーム周期毎に、伝搬路の複素時間応答信号を測定する複素時間応答信号測定部と、
   候補となる複素時間応答信号の位相差の絶対値を求める位相差演算部と、
   位相差の絶対値を、複数の無線フレームに渡り平均化して平均値を求める平均化演算部と、
   平均値を無線フレームの間隔時間で除算してドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定部とを備え、
   前記位相差演算部は、所定のフレームに対し最大複素時間応答信号を抽出し、該最大複素時間応答信号の発生タイミングに相当する隣接フレームのタイミングにおける複素時間応答信号を検出して、前記最大複素時間応答信号との位相差の絶対値を求める、
   ことを特徴とする通信装置。
2. 無線通信を行う通信装置であって、
   無線フレーム周期毎に、伝搬路の複素時間応答信号を測定する複素時間応答信号測定部と、
   候補となる複素時間応答信号の位相差の絶対値を求める位相差演算部と、
   位相差の絶対値を、複数の無線フレームに渡り平均化して平均値を求める平均化演算部と、
   平均値を無線フレームの間隔時間で除算してドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定部とを備え、
   前記位相差演算部は、候補となる複素時間応答信号を抽出し、前記複素時間応答信号が発生したタイミングを検出して、検出したタイミングと同一のタイミングによる各フレームの複素時間応答信号を抽出して、抽出した候補となる複素時間応答信号と複素時間応答信号間の位相差の絶対値及び抽出した各フレームの複素時間応答信号間の位相差の絶対値を求める、
   ことを特徴とする通信装置。
3. 無線通信を行う通信装置であって、
   無線フレーム周期毎に、伝搬路の複素時間応答信号を測定する複素時間応答信号測定部と、
   候補となる複素時間応答信号の位相差の絶対値を求める位相差演算部と、
   位相差の絶対値を、複数の無線フレームに渡り平均化して平均値を求める平均化演算部と、
   平均値を無線フレームの間隔時間で除算してドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定部とを備え、
   前記位相差演算部は、平均化区間内のフレームの各タイミングにおける複素時間応答信号の平均電力を算出して、平均電力が最大となるタイミングを検出し、検出したタイミングと同一のタイミングによる各フレームの複素時間応答信号を抽出して、抽出した複素時間応答信号間の位相差の絶対値を求める、
   ことを特徴とする通信装置。

Images