JP4609075B2

JP4609075B2 - 電力変換装置の配線構造

Info

Publication number: JP4609075B2
Application number: JP2005010469A
Authority: JP
Inventors: 啓臣王; 聡毅滝沢; 昌人望月
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2005-01-18
Filing date: 2005-01-18
Publication date: 2011-01-12
Anticipated expiration: 2025-01-18
Also published as: JP2006203974A

Description

この発明は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）などの電力用半導体デバイスを使用した電力変換装置、特にその配線構造に関する。

図１１にインバータ主回路の一般的な例を示す。
図１１において、１は直流電源回路、２はモータ（Ｍ）などの負荷、３はインバータ部である。ただし、直流電源回路１は交流電源、ダイオード整流器および大容量の電解コンデンサで構成されることが多い。また、インバータ部３の符号４はダイオード、５はＩＧＢＴなどの電力用半導体デバイスであり、３相回路の場合は図示のようにこれらが６回路設けられることになる。電力用半導体モジュールは通常上下２素子入りが普通で、その外観図を図１２に示す。６（Ｐ）は正極（プラス）端子、７（Ｎ）は負極（マイナス）端子、８（Ｕ）は相端子を示す。

電力変換装置を大電力化するため、電力用半導体デバイスを並列に接続し、直流中間の電解コンデンサに対し、並列接続される電力用半導体デバイスを図１３のように一列に配置することが、例えば特許文献１や特許文献２に開示されている。図１４にその等価回路を示す。
図１３に示すように、スイッチング時のＩＧＢＴ素子のサージ電圧を低く抑制するため、ＩＧＢＴモジュールを接続する導体板（ブスバー９ａ，９ｂ）は、電流の流れる方向が交互になるよう、ラミネート状の構造にすることが多い。

ブスバー接続では、直流中間の電解コンデンサ１０ａ，１０ｂのプラス（正）端子からＩＧＢＴモジュール１１ａのＰ端子までと、ＩＧＢＴモジュール１１ｂのＰ端子までの距離とは等しくなっていない。同様に、直流中間の電解コンデンサ１０ａ，１０ｂのマイナス（負）端子からＩＧＢＴモジュール１１ａのＮ端子までと、ＩＧＢＴモジュール１１ｂのＮ端子までの距離とは等しくない。すなわち、構造的にはＩＧＢＴモジュール１１ａの方が電解コンデンサ１０ａ，１０ｂと近接しているため、図１４の等価回路に示すように、配線インダクタ１２ａ，１３ａに対し、電解コンデンサ１０ａ，１０ｂからの配線が長くなるＩＧＢＴモジュール１１ｂのインダクタ１２ｂ，１３ｂの方が大きくなる。よって、並列素子の配線が非対称となる。

特開２００４−１３５４４４号公報特開２００２−０４４９６０号公報

図１３のようなスタック構造では、電力用半導体デバイスのＰ（Ｎ）端子から、直流中間コンデンサのプラス（マイナス）端子までのインダクタンス値の違いが原因で、ＩＧＢＴモジュール１１ａと１１ｂに流れる電流にアンバランスが発生するという問題がある。その結果、特にターンオフ過渡時に電流分担率が高いモジュールでは遮断電流が大きくなり、遮断時の電流変化率ｄｉ／ｄｔも大きくなるため、Ｌ・ｄｉ／ｄｔによって、コレクタとエミッタ間には高いサージ電圧が発生する。そのため、電力用半導体デバイスの性能を最大限まで使用できなくなり、最悪の場合はサージ電圧または電流が定格を超え、電力用半導体デバイスが破壊に至るおそれがある。

したがって、この発明の課題は、アーム当たり複数個並列接続される電力用半導体デバイスに流れる電流にアンバランスが生じないようにすることにある。

このような課題を解決するために、請求項１の発明では、直流中間の電解コンデンサに対し、回路上は互いに並列接続される２個の半導体モジュールを一列に並べ板状のブスバーを介して結線する電力変換装置の配線構造において、
前記板状のブスバーに、前記電解コンデンサと第１の半導体モジュールとの間を隔てるとともに、前記第１の半導体モジュールの全接続端子とブスバーの一方の端部との間を隔てるかぎ形のスリットを形成したことを特徴とする。
この請求項１の発明においては、前記並列接続される半導体モジュールがｎ（ｎは３以上の自然数）のときは、各半導体モジュールの接続端子間を互いに隔てるかぎ形のスリットをｎ−２個、追加形成することができる（請求項２の発明）。

請求項３の発明では、直流中間の電解コンデンサに対し、回路上は互いに並列接続される２個の半導体モジュールを一列に並べ板状のブスバーを介して結線する電力変換装置の配線構造において、
前記板状のブスバーに、前記電解コンデンサと第１の半導体モジュールとの間を隔てるとともに、前記第１の半導体モジュールの全接続端子とブスバーの両方の端部との間を隔てる「Ｕ」字形のスリットを形成したことを特徴とする。
この請求項３の発明においては、前記並列接続される半導体モジュールがｎ（ｎは３以上の自然数）のときは、各半導体モジュールの接続端子間を互いに隔てる「Ｕ」字形のスリットをｎ−２個、追加形成することができる（請求項４の発明）。

請求項５の発明では、直流中間の電解コンデンサに対し、回路上は互いに並列接続される４個の半導体モジュールを２個ずつ二列に並べ板状のブスバーを介して結線する電力変換装置の配線構造において、
前記板状のブスバーに、前記電解コンデンサと各列の第１の半導体モジュールとの間を隔てるとともに、前記各列の第１の半導体モジュールの全接続端子とブスバーの各端部との間をそれぞれ隔てる「Ｕ」字形のスリットを形成したことを特徴とする。
この請求項５の発明においては、前記並列接続される半導体モジュールが２ｎ（ｎは３以上の自然数）のときは、各半導体モジュールの接続端子間を互いに隔てる「Ｕ」字形のスリットをｎ−２個、追加形成することができる（請求項６の発明）。

この発明によれば、回路上は並列に接続され一方向に並べて配置される電力用半導体モジュールを、ブスバーを介して電解コンデンサに結線するに当り、ブスバーにスリットを形成して各電力用半導体モジュールのＰ（Ｎ）端子から、直流中間の電解コンデンサまでの配線インダクタンス値をほぼ等しくなるようにしたので、回路上は並列に接続される各半導体デバイスに流れる電流が互いにバランス化され、半導体デバイスを性能限界まで活用し得る利点が得られる。

図１，図２はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図である。図１と図２は、スリットの形成態様が違うだけで、機能的には全く同じである。また、Ｌ１〜Ｌ３は電流経路を示す各矢印のインダクタンス値を示している。
これらの図から明らかなように、従来のものに対しブスバー９ａにかぎ形または「Ｌ」字形のスリットＳＬを形成した点が特徴である。これにより、直流中間の電解コンデンサ１０ａ，１０ｂのプラス極から、ＩＧＢＴモジュール１１ａのＰ端までの距離と、ＩＧＢＴモジュール１１ｂのＰ端までの距離とを調整し、両者をほぼ等しくすることが可能となる。

図３に図１，図２の等価回路を示す。この回路によれば、直流中間の電解コンデンサのプラス極から、ＩＧＢＴモジュール１１ａのＰ端までのインダクタンス値ＬＰ１は、ＬＰ１＝Ｌ１＋Ｌ２−Ｍ（相互インダクタンス）となり、ＩＧＢＴモジュール１１ｂのＰ端までのインダクタンス値ＬＰ２は、ＬＰ２＝Ｌ１＋Ｌ３となる。したがって、スリットの長さを調整してＬ２−Ｍ＝Ｌ３とすれば、ＬＰ１＝ＬＰ２とすることができる。

同様に、負（マイナス）のブスバーに対してもかぎ形のスリットＳＬを形成すれば、直流中間の電解コンデンサのマイナス極からＩＧＢＴモジュール１１ａと１１ｂの各Ｎ（負）端子までのインダクタンス値ＬＮ１，ＬＮ２はそれぞれ、ＬＮ１＝Ｌ４＋Ｌ５−Ｍ、ＬＮ２＝Ｌ４＋Ｌ６となる。したがって、スリットの長さを調整してＬ５−Ｍ＝Ｌ６とすれば、ＬＮ１＝ＬＮ２とすることができる。

図１，図２のようにすることにより、構造的には各モジュールの配線が対称となり（ＬＰ１＋ＬＮ１＝ＬＰ２＋ＬＮ２）、電流バランスを図ることができる。また、スリットを入れた部分には相互インダクタンスＭがあるため、これを考慮し、スリットの終点は、第１と第２のＩＧＢＴモジュールのＰ（Ｎ）端子同士が結線される、第２のモジュールのＰ（Ｎ）端子側近くにする。
また、図４は直流中間コンデンサとブスバーとの間にヒューズ１４が接続される場合の等価回路で、このような場合にもこの発明を適用することができる。

図５はこの発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
この例は、スリットＳＬが「Ｕ」字形である点で異なるほかは、図１，図２と同じなので、詳細は省略する。
図６は図５の変形例を示す構成図である。２素子入りモジュール４個を横２列，縦２列に配置する例で、これも図５と基本的には同じなので、詳細は省略する。

図７に図１の変形例を示す。ＩＧＢＴ素子を回路上３つ並列に接続する場合の例で、かぎ形のスリットも図１のように１つではなく、ＳＬ１，ＳＬ２と２つ形成する点が特徴である。なお、図７（ａ），（ｂ）はそれぞれ正側ブスバー，負側ブスバーを示している。その他は図１，図２と同じなので、詳細は省略する。
図８に図５の変形例を示す。図８（ａ），（ｂ）はそれぞれ正側ブスバー，負側ブスバーを示している。ＩＧＢＴ素子を回路上３つ並列に接続する場合の例で、「Ｕ」字形のスリットも図５のように１つではなく、ＳＬ１，ＳＬ２と２つ形成したものである。その他は図５と同じなので、詳細は省略する。

図９に図８の変形例、図１０に図８の別の変形例を示す。
図９，図１０はともにＩＧＢＴ素子を回路上３つ並列に接続する場合の例で、スリットも３つあるが、図９ではＳＬ１とＳＬ２とＳＬ３とはその開口部の向きが、順に互い違いになるように配置されているのに対し、図１０ではＳＬ２とＳＬ３の開口部は向き合わないように配置されている。しかし、電解コンデンサ１０ａ，１０ｂからモジュール１１ａ，１１ｂとモジュール１１ｃ，１１ｄの各配線インダクタンス値が対称となるので、図９，図１０とも機能的には同じと言える。

なお、図６に示すものに対して、回路上６，８，１０…のように２ｎ（３以上の自然数）個以上並列に接続する場合は、図８の場合と同様にしてスリット数を増加させることで対応することができる。

この発明の第１の実施の形態を示す構成図図１の変形例を示す構成図図１，図２に対応する等価回路図図３でヒューズが接続される場合を示す等価回路図この発明の第２の実施の形態を示す構成図図５の変形例を示す構成図図１の別の変形例を示す構成図この発明の第３の実施の形態を示す構成図図８の変形例を示す構成図図８の別の変形例を示す構成図インバータ主回路の一般的な例を示す回路図２素子入りＩＧＢＴモジユール例の外観図スタック構造例を示す平面図図１３に対応する等価回路図

符号の説明

９ａ，９ｂ…導体板（ブスバー）、１０ａ，１０ｂ，１０ｃ…電解コンデンサ、１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ…ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）モジュール、１２ｂ，１２ｂ，１３ａ，１３ｂ…インダクタンス、１４…ヒューズ、ＳＬ，ＳＬ１〜ＳＬ３…スリット。

Claims

直流中間の電解コンデンサに対し、回路上は互いに並列接続される２個の半導体モジュールを一列に並べ板状のブスバーを介して結線する電力変換装置の配線構造において、
前記板状のブスバーに、前記電解コンデンサと第１の半導体モジュールとの間を隔てるとともに、前記第１の半導体モジュールの全接続端子とブスバーの一方の端部との間を隔てるかぎ形のスリットを形成したことを特徴とする電力変換装置の配線構造。
前記並列接続される半導体モジュールがｎ（ｎは３以上の自然数）のときは、各半導体モジュールの接続端子間を互いに隔てるかぎ形のスリットをｎ−２個、追加形成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の配線構造。
直流中間の電解コンデンサに対し、回路上は互いに並列接続される２個の半導体モジュールを一列に並べ板状のブスバーを介して結線する電力変換装置の配線構造において、
前記板状のブスバーに、前記電解コンデンサと第１の半導体モジュールとの間を隔てるとともに、前記第１の半導体モジュールの全接続端子とブスバーの両方の端部との間を隔てる「Ｕ」字形のスリットを形成したことを特徴とする電力変換装置の配線構造。
前記並列接続される半導体モジュールがｎ（ｎは３以上の自然数）のときは、各半導体モジュールの接続端子間を互いに隔てる「Ｕ」字形のスリットをｎ−２個、追加形成することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置の配線構造。
直流中間の電解コンデンサに対し、回路上は互いに並列接続される４個の半導体モジュールを２個ずつ二列に並べ板状のブスバーを介して結線する電力変換装置の配線構造において、
前記板状のブスバーに、前記電解コンデンサと各列の第１の半導体モジュールとの間を隔てるとともに、前記各列の第１の半導体モジュールの全接続端子とブスバーの各端部との間をそれぞれ隔てる「Ｕ」字形のスリットを形成したことを特徴とする電力変換装置の配線構造。
前記並列接続される半導体モジュールが２ｎ（ｎは３以上の自然数）のときは、各半導体モジュールの接続端子間を互いに隔てる「Ｕ」字形のスリットをｎ−２個、追加形成することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置の配線構造。