JP4562551B2 - インピーダンス検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、検出対象のインピーダンスを検出するためのインピーダンス検出装置に関し、例えば、トランジスタのゲート・ソース間のｃ成分およびｒ成分を同時に検出してその値を得るために用いられる。

検出対象の静電容量を検出する（または測定する）ために、演算増幅器による容量ー電圧変換器を用いた装置が種々提案されている。

例えば、本出願人らが先に提案した特許文献１に記載された装置では、検出対象に交流信号を加えるための交流信号発生部、および、交流信号に基づき検出対象の静電容量に応じて生じる電流を電圧に変換する容量ー電圧変換部を備える。また、振幅調整器および位相調整器を備えており、信号線に検出対象が接続されていないときの容量−電圧変換部の出力がほぼゼロになるように調整することによって微小な静電容量を高精度で検出することができる。

また、特許文献１の装置においては、交流信号発生部からの交流信号の位相に対して０度〜１８０度の範囲の電圧の積分値によって静電容量が求められ、９０度〜２７０度の範囲の電圧の積分値によって静電容量の誘電正接が求められる。
特表２０００−５１５２５３

一般に、コンデンの等価回路は、その静電容量（ｃ成分）、静電容量に対して並列に接続される絶縁抵抗（ｒｉ成分）、並びに、静電容量に対して直列に接続される線路抵抗（ｒｅ成分）および線路インダクタンス（ｌｅ成分）などで表される。ここで、静電容量と線路抵抗とを測定したい場合には、特許文献１に示唆されるように、交流信号の位相に対して９０度の位相差を有する範囲で積分を行えばよい。

しかし、実際には静電容量と線路抵抗とを正確に測定することは容易ではなく、実用的な精度を得るためには種々の補正回路を用いたり補正演算を行う必要があった。

本発明は、上述の問題に鑑みてなされたもので、比較的簡単な回路または処理によって検出対象の静電容量と線路抵抗などのインピーダンスを正確に検出することのできるインピーダンス検出装置を提供することを目的とする。

本発明に係る装置は、検出対象のｃ成分およびｒ成分を検出するためのインピーダンス検出装置であって、前記検出対象に交流信号を加えるための交流信号発生部と、前記交流信号に基づき前記検出対象のインピーダンスに応じて生じる電流を電圧に変換する変換部と、前記変換部におけるゼロ調整を行うために、前記交流信号発生部の出力する前記交流信号の位相および振幅を調整して前記変換部の演算増幅器の入力端子に加える第１の位相調整部と、前記変換部の出力信号に対し同期検波を行って前記検出対象のｃ成分を検出する第１の同期検波部と、前記交流信号発生部の出力する前記交流信号の位相を、検出された前記ｃ成分の位相と一致するように調整する、第２の位相調整部と、前記第２の位相調整部の出力を、検出された前記ｃ成分の振幅と一致するように調整する、演算部と、前記変換部の出力信号から前記演算部の出力を差し引いて前記ｃ成分を低減する減算部と、前記減算部の出力信号に対し積分型の同期検波を行って前記検出対象のｒ成分を検出する第２の同期検波部とを有し、前記変換部は、前記検出対象に接続される信号線が入力された反転入力端子および前記信号線をシールドするシールド線が入力された非反転入力端子を有する前記演算増幅器と、前記演算増幅器の出力と前記反転入力端子との間に接続されたインピーダンス素子と、を有し、前記交流信号発生部の出力する交流信号は、前記演算増幅器の非反転入力端子に加えられるように構成され、前記第１の位相調整部は、前記交流信号発生部の出力と前記演算増幅器の反転入力端子との間に、前記交流信号発生部の交流信号を前記反転入力端子に加えるためのインピーダンス回路を備える。

好ましくは、前記減算部の出力信号を増幅する増幅部が設けられ、前記第２の同期検波部は前記増幅部の出力信号に対して同期検波を行う。

また、前記第１の位相調整部は、前記交流信号の基本位相成分を加えるための抵抗素子およびその電圧の大きさを調整するための第１の可変抵抗器、および前記交流信号の進み位相成分を加えるための容量素子およびその電圧の大きさを調整するための第２の可変抵抗器を有する。

また、前記検出対象と対向して配置されるセンシングヘッドが設けられており、前記センシングヘッドは、前記演算増幅器の反転入力端子に接続される検出電極と、前記検出電極の周囲を囲むように配置され前記演算増幅器の非反転入力端子に接続される円筒状のガード電極と、前記ガード電極の周囲を囲むように配置され接地電位に接続されるハウジングとを有する。

また、前記第１の同期検波部により検出されたｃ成分および前記第２の同期検波部により検出されたｒ成分をそれぞれデジタルデータに変換するＡＤ変換部と、前記ＡＤ変換部により変換されたデジタルデータに対して演算を行い、前記ｃ成分および前記ｒ成分に対応する有為の値を算出する演算処理部とを有する。

前記演算部は、前記第２の位相調整部の出力に、前記演算処理部により演算されたデジタルデータをＤＡ変換部によってアナログ信号に変換して得られた信号を乗算する。
また、前記変換部は、バンドパスフィルタを介して、前記変換部の出力信号を出力する。

本発明によると、比較的簡単な回路または処理によって検出対象の静電容量と線路抵抗などのインピーダンスを正確に検出することができる。

図１は本発明の実施形態に係る静電容量検出装置１の構成を示すブロック図、図２は静電容量検出装置１の容量ー電圧変換部１１および交流信号発生部１２の回路の例を示す図、図３は同期検波部１５の回路の例を示す図、図４は同期検波部１５，２０による同期検波の様子を説明する図である。

図１において、静電容量検出装置１は、容量ー電圧変換部１１、交流信号発生部１２、位相調整部１３、位相調整部１３ａ、バンドパスフィルタ１４、同期検波部１５、ＡＤ変換部１６、乗算部１７、減算部１８、増幅部１９、同期検波部２０、ＡＤ変換部２１、ＤＡ変換部２２、演算処理部２３、操作部２４、表示部２５、入出力インタフェース２６、および外部コネクタ２７などからなる。

容量ー電圧変換部１１は、交流信号に基づいて検出対象ＢＪの静電容量に応じて生じる電流を電圧に変換する。

図２をも参照して、容量ー電圧変換部１１は、検出対象ＢＪに接続される信号線ＷＲ１が入力された反転入力端子、および信号線ＷＲ１をシールドするシールド線ＷＲ２が入力された非反転入力端子を有する演算増幅器Ｑ１、および演算増幅器Ｑ１の出力Ｓ３と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ２を有する。交流信号発生部１２の出力する交流信号Ｓ２は、演算増幅器Ｑ１の非反転入力端子に加えられる。

演算増幅器Ｑ１の反転入力端子と非反転入力端子との間はイマジナリショートの状態にあるので、信号線ＷＲ１とシールド線ＷＲ２との間の電位差は０であり、したがってそれらの間に存在する静電容量による影響がなくなる。その結果、信号線ＷＲ１と接地との間に存在する検出対象ＢＪの静電容量が高精度に検出できる。なお、シールド線ＷＲ２の外側をさらにシールド線ＷＲ３で覆い、これを接地電位に接続する。これにより、検出動作が一層安定する。

なお、信号線ＷＲ１、シールド線ＷＲ２，ＷＲ３として、これらが一体になった２重シールド線を用いるとよい。このようにすると、その２重シールド線を長く延長した場合でも、例えば５ｍまたはそれ以上に延ばしても、その長さや状態による影響を受けることなく、安定した測定を行うことが可能である。また、静電容量検出装置１のケーシングと２重シールド線に３軸コネクタ（トライアキシャルコネクタ）を取り付け、２重シールド線と容量ー電圧変換部１１との接続を着脱可能としてもよい。このようにすると、２重シールド線の先端部の形状を種々のものとし、それらを検出対象ＢＪの形状、寸法などに応じて適宜取り換えて使用することができる。

交流信号発生部１２は、検出対象ＢＪに交流信号Ｓ２を加えてそのインピーダンスに応じた電流を生じさせるためののものである。交流信号発生部１２は、交流信号Ｓ２として、例えば１ＫＨｚ〜１００ＭＨｚの範囲の特定の周波数の正弦波を発生する。

図２において、交流信号発生部１２は、水晶発振素子Ｘｔａｌを用いて矩形波を発生する発振回路、矩形波を正弦波に変換する変換回路素子Ｑ９、演算増幅器Ｑ７を用いて基本波成分のみを通すように構成された同調回路、演算増幅器Ｑ７，８を用いて構成された振幅安定回路などからなる。

位相調整部１３は、容量ー電圧変換部１１の出力Ｓ３の位相を調整するためのものである。例えば、対象物体Ｑが存在しないときに出力Ｓ３が０となるように調整される。これによって、信号線ＷＲ１のシールドされていない部分などに存在する浮遊容量による誤差が打ち消され、零調整が行われる。

図２において、位相調整部１３は、演算増幅器Ｑ５およびインピーダンス回路からなる。位相調整部１３は、交流信号発生部１２の出力する交流信号Ｓ２を、位相および振幅を調整して演算増幅器Ｑ１の反転入力端子に加える。

つまり、演算増幅器Ｑ１の反転入力端子および非反転入力端子はイマジナリショートの状態にあるから、
Ｓ１＝Ｓ２
検出対象ＢＪがない状態、つまり検出対象ＢＪについてのｃ成分およびｒ成分がない状態では、ＸＣが無限大つまりインピーダンスは無限大である。その状態で、かつ、演算増幅器Ｑ１の出力Ｓ３がゼロになったときの状態について、抵抗成分について見ると、抵抗Ｒ２を通じて反転入力端子に流れ込む電流ｉ１は、
ｉ１＝（Ｓ３−Ｓ１）／Ｒ２
＝−Ｓ１／Ｒ２……（１）
また、抵抗Ｒ１を通じて反転入力端子に流れ込む電流ｉ２は、抵抗Ｒ１２の調整によって抵抗Ｒ１に加えられる交流信号Ｓ２に対する増加分をαとすると、
ｉ２＝〔Ｓ２（１＋α）−Ｓ１〕／Ｒ１
＝〔Ｓ１（１＋α）−Ｓ１〕／Ｒ１
＝（Ｓ１・α）／Ｒ１……（２）
反転入力端子に流れ込む電流の総和はゼロであるから、上の（１）（２）式から、
Ｏ＝ｉ１＋ｉ２
＝−Ｓ１／Ｒ２＋（Ｓ１・α）／Ｒ１……（３）
したがって、
１／Ｒ２＝α／Ｒ１……（４）
これから、
α＝Ｒ１／Ｒ２……（５）
つまり、（５）式を満たすように抵抗Ｒ１２を調整すればよい。

例えば、抵抗Ｒ２を１ＭΩとし、抵抗Ｒ１を１００ＫΩとすれば、
α＝０．１
となり、抵抗Ｒ１に交流信号Ｓ２の１．１倍の振幅の信号が印加されるように、抵抗Ｒ１２を調整すればよい。なお、αは１を越える適当な値に設定することが可能である。

これと同様に、演算増幅器Ｑ１の周辺に存在する浮遊容量Ｃ０により発生する出力Ｓ３をゼロにするためには、コンデンサＣ１を通してＣ０に電流を流し、Ｓ１の電位をＳ２に等しくしてやればよい。つまり、
α＝Ｃ０／Ｃ１ ……（６）
となるように、コンデンサＣ１の値を決め、抵抗Ｒ１１を調整すればよい。

これらの条件を満たすように調整した後は、検出対象ＢＪのインピーダンスＺｃを介して反転入力端子に流れ込むる電流による出力Ｓ３は、
Ｓ３＝−Ｓ２・Ｒ２／Ｚｒ ……（７）
となる。

検出対象ＢＪのインピーダンスＺｃは、ｃ成分とｒ成分からなる場合に、
Ｚｃ＝Ｘｃ＋ｒ
＝（１／ｊωＣ）＋ｒ
と表される。

このように、容量ー電圧変換部１１および位相調整部１３における抵抗やコンデンサなどの回路定数を適切に選択することにより、ゼロ調整が行われ、かつ出力Ｓ３は抵抗Ｒ２と検出対象ＢＪのインピーダンスＺｃのみの関数となり、浮遊容量Ｃ０などの影響を除去することができる。この点については上に述べた特許文献１の第１７頁〜第２０頁の記載を参照することができる。

図２に示すように、交流信号Ｓ２は、演算増幅器Ｑ５、および抵抗Ｒ１１，１２，１３によって、その振幅が約１．１倍に増幅され、それぞれ、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１を介して演算増幅器Ｑ１の反転入力端子に加えられる。抵抗Ｒ１によって、交流信号Ｓ２の基本位相成分が加えられ、その電圧の大きさは可変の抵抗Ｒ１２によって調整される。コンデンサＣ１によって、交流信号Ｓ２の進み位相成分が加えられ、その電圧の大きさは可変の抵抗Ｒ１１によって調整される。

なお、この例では、演算増幅器Ｑ１の反転入力端子に対して、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１をそれぞれ接続したが、位相調整部１３においてｃ成分およびｒ成分の位相および振幅の調整を予め行っておき、それを例えば抵抗のみを介して演算増幅器Ｑ１の反転入力端子に接続するようにしてもよい。

位相調整部１３ａは、交流信号発生部１２の交流信号Ｓ２の位相を調整するためのものである。つまり、位相調整部１３ａによって、交流信号Ｓ２の位相を、バンドパスフィルタ１４の出力Ｓ４に含まれるｃ成分の位相と一致させる。

バンドパスフィルタ１４は、容量ー電圧変換部１１の出力Ｓ３のうちの基本周波数波成分以外の成分を遮断する。バンドパスフィルタ２７は、演算増幅器Ｑ２および帰還回路に設けられた並列共振回路によって構成される。つまり、２つのコンデンサＣ３，Ｃ４とコイルＬ１で構成される並列共振回路の共振周波数成分のみを通過させる。バンドパスフィルタ１４の出力Ｓ４は、基本的には容量ー電圧変換部１１の出力Ｓ３に含まれる検出対象ＢＪのｃ成分およびｒ成分と同じである。なお、バンドパスフィルタ１４における出力Ｓ３に対する増幅率が余り大きくならないように、共振回路のＱを適当に下げておけばよい。

同期検波部１５は、バンドパスフィルタ１４からの出力Ｓ４に対し、積分型の同期検波を行って検出対象ＢＪのｃ成分を検出する。

つまり、バンドパスフィルタ１４からの出力Ｓ４は、交流信号Ｓ２と同じ周波数であって検出対象ＢＪのｃ成分およびｒ成分が合成された位相の正弦波である。図４に示されるように、ｃ成分はｒ成分よりも９０度つまりπ／２だけ位相が進んでいるので、ｃ成分を基準にタイミングをとった場合に、出力Ｓ４を０からπまで半周期分積分することによってｃ成分が検出され、出力Ｓ８をπ／２から３π／２まで半周期分積分することによってｒ成分が検出される。半周期分の積分を行うことによって、偶数次の高調波が消えることになる。

同期検波部１５は、出力Ｓ４の１周期ごとに、０からπまでの積分を行い、その積分値をサンプルホールドして出力する。

同期検波部１５は、例えば図３に示すように、演算増幅器Ｑ２１を用いて構成される積分器、および演算増幅器Ｑ２２を用いて構成されるホールドバッファからなる。コンデンサＣ２１によって、０からπまでの期間において積分し、積分が終了したタイミングでスイッチＳＷ２を閉じてその積分値をコンデンサＣ２２に充電し、スイッチＳＷ２を開く。その後、スイッチＳＷ１を閉じてコンデンサＣ２１を放電させてリセットする。これを出力Ｓ４の１周期ごとに繰り返す。演算増幅器Ｑ２２からは、１周期ごとの積分値が出力される。

なお、同期検波部１５における同期のタイミングは、ｃ成分またはｒ成分のそれぞれのゼロクロス点を基準にすることができる。したがって、例えば、出力Ｓ４におけるゼロクロス点を検出し、それに基づいて決定するようにしてもよい。

ＡＤ変換部１６は、同期検波部１５からの出力Ｓ５をデジタルデータＳ６に変換する。

乗算部１７は、位相調整部１３ａの出力Ｓ２ａに、ＤＡ変換部２２から出力される係数Ｓ１２を掛けてその振幅を調整する。これによって、バンドパスフィルタ１４の出力Ｓ４に含まれるｃ成分の位相および振幅と一致した信号Ｓ２ｂを得る。なお、係数Ｓ１２の値は、演算処理部２３によって演算される。

減算部１８は、バンドパスフィルタ１４の出力Ｓ４から乗算部１７の出力２ｂを減算する。これによって、出力Ｓ４からｃ成分が差し引かれ、減算部１８の出力Ｓ７にはｒ成分のみが含まれることとなる。減算部１８の出力Ｓ７は、交流信号Ｓ２と同じ周波数であって検出対象ＢＪのｒ成分のみを含んだ正弦波である。通常、ｒ成分はｃ成分に比べて振幅が極めて小さい。

なお、減算部１８を、一方の入力の正負を反転させる反転回路と加算回路とによって構成することも可能である。

増幅部１９は、出力Ｓ７であるｒ成分の振幅を増幅する。ここでは、例えば４０ｄｂ程度に増幅する。

同期検波部２０は、増幅部１９からの出力Ｓ８に対し、積分型の同期検波を行って検出対象ＢＪのｒ成分を検出する。図４に示されるように、出力Ｓ８に対し、π／２から３π／２まで半周期分積分することによってｒ成分が検出される。同期検波部２０は、出力Ｓ８の１周期ごとに、π／２から３π／２までの積分を行い、その積分値をピークホールドして出力する。

なお、同期検波部２０で半周期分積分することによって、出力Ｓ８にｃ成分が残っていた場合であっても積分結果には現れない。しかし、ｃ成分が残っていた場合に、その振幅が大きい場合には、積分の途中で出力が飽和してしまうことになる。したがって、減算部１８でｃ成分を差し引き、ｃ成分をなくすかまたは小さくしておくのである。つまり、減算部１８では、同期検波部２０での積分によって飽和しない程度にｃ成分を低減しておけばよく、ｃ成分を完全に無くしてしまうことは必ずしも必要ではない。なお、上に述べたように、ｒ成分はｃ成分に比べて振幅が極めて小さいので、ｃ成分をできるだけ低減しておき、増幅部１９において十分にｒ成分を増幅することが望ましい。また、同期検波部２０で積分した後で、適当な増幅率例えば２０ｄｂ程度で再度増幅してもよい。

ＡＤ変換部２１は、同期検波部２０からの出力Ｓ９をデジタルデータＳ１０に変換する。

演算処理部２３は、ＤＳＰ、ＣＰＵ、またはこれらの両方からなり、ＡＤ変換部１６，２１により変換されたデジタルデータＳ６，Ｓ１０に対して種々の演算を行う。つまり、演算処理部２３では、各抵抗およびコンデンサなどの値、各部の増幅率、および各部の電気的特性または周波数特性などを認識した上で、種々の係数または乗数などを算出する。また、デジタルデータＳ６，Ｓ１０に対して、異常値などを検出してこれをカットすることなどにより、ノイズ除去のための処理を行う。デジタルデータＳ６，Ｓ１０から、ｃ成分およびｒ成分に対応する有為の値、例えば、容量値（Ｆａｒａｄ）、抵抗値（オーム）、誘電正接（ｔａｎδ）などを算出し、それを表示部２５に表示し、また、入出力インタフェース２６および外部コネクタ２７を介して外部機器に出力する。また、上に述べたように、乗算部１７で用いる係数Ｓ１２の値を算出する。また、各部で行われる処理の一部を演算処理部２３による演算で行うことも可能である。

操作部２４は、ユーザが操作を行って静電容量検出装置１に対して種々の指令を入力し、またはデータを入力するためのものである。例えば、電源のオンオフ、表示の有無の切り換え、表示内容の切り換え、表示単位の切り換え、交流信号発生部１２の発生する交流信号Ｓ２の周波数の切り換え、サンプリングレートの切り換えなどを行うためのものである。操作可能な内容に応じて必要な操作素子が設けられる。

上に述べた静電容量検出装置１によると、１つの検出対象ＢＪに対して、ｃ成分とｒ成分とを同時に検出することができる。ｒ成分の検出に際して、出力Ｓ３に含まれるｃ成分を減算部１８によって低減し、これに対して同期検波部２０による積分型の同期検波を行うので、出力Ｓ４にｃ成分が多く含まれる場合であっても、それによって積分時に飽和してしまうことがなく、ｒ成分を正確に演算して求めることができる。また、ｒ成分が極小さい場合であっても増幅部１９で十分に増幅することができ、ｒ成分を正確に演算して求めることができる。

このように、静電容量検出装置１によると、比較的簡単な回路と処理によって検出対象ＢＪの静電容量と線路抵抗を正確に検出することができる。例えば、静電容量Ｃとして、０．１〜１ｆＦ（フェムトファラド）程度、抵抗Ｒとして０．１〜１Ω（オーム）程度の分解能で、それぞれ測定することができる。

したがって、例えば、トランジスタのゲート・ソース間のｃ成分およびｒ成分を同時に高速で高精度に検出することができる。その場合には、トランジスタの製品としての合否を高速で判定することができる。

上に述べた実施形態において、回路定数の一例をあげると、交流信号Ｓ２が１００ＫＨｚで波高値５Ｖの場合に、抵抗Ｒ２が１〜２ＭΩ程度、抵抗Ｒ１が５０ＫΩ〜百数十ＫΩ程度、コンデンサＣ１が数十ＰＦ〜１００ＰＦ程度である。なお、交流信号Ｓ２の周波数を高くすることによって検出対象ＢＪのｃ成分のインピーダンスが低くなるので、ｒ成分の検出が容易になる。その場合には、交流信号Ｓ２を１０ＭＨｚ、１００ＭＨｚなどとすればよい。

上に述べた実施形態において、演算増幅器Ｑ１の帰還用に用いた抵抗Ｒ２に代えて、または抵抗Ｒ２とともに、コンデンサを用いてもよい。また、検出対象ＢＪの種類に応じてインダクタンスを用いてもよい。

上に述べた実施形態においては、同期検波部１５，２０は、入力される交流信号に対して所定の角度範囲についての積分を行った。角度範囲を上に述べた以外に設定することも可能である。また、角度の基準は、上に述べたように交流信号のゼロクロス点に基づいて設定する他、交流信号発生部１２で発生するクロック信号を利用したり、またそれをカウントしまたは分周したり、種々の方法で作成することが可能である。また、所定の角度範囲を積分するのではなく、所定の角度範囲における振幅の平均を求めてもよい。また、交流信号から所定の角度範囲を抽出する方法として、所定の角度範囲においてオン（または「１」）となる論理信号と交流信号との論理積を求めてもよい。またそのようなゲートを用いてもよい。

さらに、交流信号から抽出する角度範囲を適切に設定することにより、ｌ成分（インダクタンス）を検出することも可能である。したがって、検出対象ＢＪについて、ｃ成分とｌ成分、ｒ成分とｌ成分、またはｃ成分とｒ成分とｌ成分、というように、種々のインピーダンス成分の検出が可能である。その場合に、同期検波部に入力される交流信号に対し、振幅の相対的に小さい成分については、それ以外の成分の振幅を低減した上で、増幅し、同期検波を行えばよい。

上に述べた実施形態においては、容量ー電圧変換部１１の出力Ｓ３の位相を調整するための位相調整部１３を、演算増幅器Ｑ１の反転入力端子に接続するように構成した。しかし、これに代えて、交流信号発生部１２の交流信号Ｓ２を、インピーダンス素子を介して演算増幅器Ｑ１の出力側に加えるように構成してもよい。その場合に、１つまたは複数の適当な演算増幅器を併用する。また、用途などに応じて、上に述べた回路構成の一部を省略することも可能である。

上に述べた実施形態においては、同期検波までの信号処理がアナログ信号に対して行われるものとして説明したが、デジタルデータに対して行われるように構成することも可能である。例えば、容量ー電圧変換部１１によって得られた出力Ｓ３をデジタルデータに変換し、バンドパス、乗算、減算、増幅、同期検波、位相調整などをデジタル信号処理によって実現してもよい。その場合に、そのようなデジタル信号処理をハードウエア回路によって実行してもよく、または、ＤＳＰやＣＰＵを用いてソフトフエアにより実行してもよい。

次に、インピーダンス検出装置の他の実施形態について説明する。

図５は本発明の他の実施形態に係る静電容量センサ１ＢのセンシングヘッドＳＧを含む回路の例を示す図、図６は図５に示すセンシングヘッドＳＧの構造の例を示す断面図である。

静電容量センサ１Ｂは、基本的には上に述べた静電容量検出装置１と同様な回路構成である。したがって、以下においては相違点のみについて説明する。

図５において、容量ー電圧変換部１１Ｂは、演算増幅器Ｑ１および帰還のためのインピーダンス素子Ｚｒなどによって構成される。演算増幅器Ｑ１の反転入力端子には、２重シールド線ＳＣの信号線ＷＲ１が接続され、非反転入力端子にはシールド線ＷＲ２が接続され、接地端子にはシールド線ＷＲ３が接続される。２重シールド線ＳＣの先端側にはセンシングヘッドＳＧが接続される。

すなわち、図６に示すように、センシングヘッドＳＧは、ハウジング５１、絶縁層５２、ガード電極５３、絶縁層５４、検出電極５５、および封止部５６を有する。

ハウジング５１は、アルミニウム合金、銅合金、またはステンレス鋼などの金属材料によって円筒状に形成されている。外周面にネジを設け、取り付け用の２つのナットを螺合させてもよい。

絶縁層５２は、マイラー、合成樹脂などの絶縁材料によって円筒状に形成され、ハウジング５１とガード電極５３との間を絶縁するとともに、ガード電極５３を支持する。

ガード電極５３は、銅合金などの金属材料によって円筒状に形成されている。検出電極５５は、銅合金などの金属材料によって円板状に形成され、絶縁層５４によってガード電極５３の先端部において接触しないように保持されている。検出電極５５の表面に適当なメッキ処理、例えば金メッキを施してもよい。

２重シールド線ＳＣは、ハウジング５１の底面側から挿入され、その信号線ＷＲ１は検出電極５５に、シールド線ＷＲ２はガード電極５３に、シールド線ＷＲ３はハウジング５１に、それぞれ接続されている。２重シールド線ＳＣの周囲はエポキシ樹脂などからなる封止部５６によって接着され、かつ密封されている。つまり、センシングヘッドＳＧは密封構造である。

このような静電容量センサ１Ｂによると、センシングヘッドＳＧの前方に検出対象ＢＪがあった場合に、検出対象ＢＪの静電容量を検出して表示部２５に表示することができる。また、静電容量センサ１Ｂは、検出された静電容量に応じて、検出対象ＢＪの有無を非接触で検出し、これによってオンオフの信号出力または接点出力を外部に出力するように構成することも可能である。この場合には、例えば、容量ー電圧変換部１１Ｂの出力Ｓ３を検波して出力電圧を得て、これを基準電圧と比較してオンオフ信号を生成すればよい。また、検出対象ＢＪの大きさ、センシングヘッドＳＧの先端と検出対象ＢＪとの間の距離などを算出して表示するように構成することも可能である。

静電容量センサ１Ｂによると、信号線ＷＲ１および検出電極５５がほぼ完全にシールド線ＷＲ２およびガード電極５３によってシールドされており、したがって検出電極５５の前方以外からの影響をなくすことができ、検出対象ＢＪの静電容量またはその有無などを正確に検出することができる。さらに、それらがシールド線ＷＲ３およびハウジング５１によってほぼ完全にシールドされているので、２重シールド線ＳＣを曲げたり動かしたりしてもその影響がなく、安定した検出動作が得られる。その結果、２重シールド線ＳＣの長さを長くしても検出動作が安定し、正確な検出を行うことができる。

次に、上に述べた静電容量検出装置１または静電容量センサ１ＢをＬＳＩ化によって小型化した例を説明する。

図７は小型化された静電容量センサ１Ｃの構造の例を示す断面図である。

図７において、静電容量センサ１Ｃは、図６に示したセンシングヘッドＳＧと同様な構造のセンシングヘッドＳＧＣの内部に、上に述べた静電容量センサ１Ｂと同様な回路構成の回路基板ＫＫが内蔵されている。回路基板ＫＫには、容量ー電圧変換部１１、交流信号発生部１２、位相調整部１３、同期検波部１５など、静電容量センサ１Ｃとして必要な回路を有した１つまたは複数のＬＳＩ、およびその他の回路素子がプリント基板上に実装されている。そして、回路基板ＫＫには、電源を供給し、検出結果を出力するためのケーブルＣＶが接続され、ハウジング５１の外部に引き出されている。

この静電容量センサ１Ｃによると、検出対象ＢＪの静電容量またはその有無などを高感度で検出することができる。また、静電容量センサ１Ｃを小型にすることができ、小さな検出対象ＢＪまたは狭い場所に設けられた検出対象ＢＪなどに適用することが容易である。

なお、小型化された静電容量センサ１Ｃではなく、小型化された静電容量検出装置１Ｄとすることも可能である。

次に、上に述べた静電容量検出装置１などの校正について説明する。

上に述べた静電容量検出装置１などは、使用環境の変化、経年変化、温度ドリフトなどによって、検出結果に誤差がでる可能性がある。そのような誤差を補正しまたは校正するための補正回路などを設けてもよいが、補正回路などを設けると装置が複雑化し大型化しかつ高価となる。そこで、そのような補正回路を設けた静電容量検出装置を親機として用い、上に述べた静電容量検出装置１などを必要に応じて適宜校正することによって、一層正確な検出動作を行わせることが可能となる。

図８は静電容量検出装置１の校正方法の例を示す図である。

図８において、補正回路を設けた静電容量検出装置である親機Ｐ１を準備し、スイッチＳＷ３で切り換えて、親機Ｐ１および子機である静電容量検出装置１によってテスト用の検出対象ＢＪＴを交互に検出する。そして、その検出結果が同一になるように、静電容量検出装置１に設けられた調整用の可変抵抗器などの回路乗数を調整する。

また、校正するための係数データなどを親機Ｐ１から静電容量検出装置１に送信し、データを受信した静電容量検出装置１がそれに基づいて係数などを自動的に変更するようにしてもよい。そのためのデータの入力端子として、上に述べた外部コネクタ２７を利用することも可能である。

また、親機Ｐ１と静電容量検出装置１との検出結果を校正テーブルとして表し、その校正テーブルを参照して校正するようにしてもよい。

このように、静電容量検出装置１などを簡単な構造とし、それを親機Ｐ１を用いて適宜校正することによって、多数の検出対象ＢＪのインピーダンスを高精度に高速で検出することができ、全体として低コストなシステムとすることが可能である。このようなシステムは、例えば、半導体やプリント基板などの製造工場における検査ラインに適用することが可能である。

本発明は、トランジスタのゲート・ソース間におけるような微小な静電容量およびその線路抵抗を同時に測定するためのインピーダンス検出装置などとして利用される。

本発明の実施形態に係る静電容量検出装置の構成を示すブロック図である。 静電容量検出装置の容量ー電圧変換部および交流信号発生部の回路の例を示す図である。 同期検波部の回路の例を示す図である。 同期検波部による同期検波の様子を説明する図である。 本発明の他の実施形態に係る静電容量センサのセンシングヘッドを含む回路の例を示す図である。 図５に示すセンシングヘッドの構造の例を示す断面図である。 小型化された静電容量センサの構造の例を示す断面図である。 静電容量検出装置の校正方法の例を示す図である。

符号の説明

１ 静電容量検出装置
１Ｂ 静電容量センサ
１Ｃ 静電容量センサ
１１，１１Ｂ 容量ー電圧変換部
１２ 交流信号発生部
１３ 位相調整部
１３ａ 位相調整部
１５ 同期検波部（第１の同期検波部）
１６ ＡＤ変換部
１７ 乗算部
１８ 減算部
１９ 増幅部
２０ 同期検波部（第２の同期検波部）
２１ ＡＤ変換部
２２ ＤＡ変換部
２３ 演算処理部
２４ 操作部
２５ 表示部
５１ ハウジング
５３ ガード電極
５５ 検出電極
Ｑ１ 演算増幅器
Ｒ２ 抵抗（インピーダンス素子）
Ｚｒ インピーダンス素子
Ｒ１ 抵抗（インピーダンス回路）
Ｃ１ コンデンサ（インピーダンス回路）
Ｑ５ 演算増幅器（インピーダンス回路）
ＳＣ ２重シールド線（シールド線）
ＳＧ センシングヘッド

Claims (7)

1. 検出対象のｃ成分およびｒ成分を検出するためのインピーダンス検出装置であって、
   前記検出対象に交流信号を加えるための交流信号発生部と、
   前記交流信号に基づき前記検出対象のインピーダンスに応じて生じる電流を電圧に変換する変換部と、
   前記変換部におけるゼロ調整を行うために、前記交流信号発生部の出力する前記交流信号の位相および振幅を調整して前記変換部の演算増幅器の入力端子に加える第１の位相調整部と、
   前記変換部の出力信号に対し同期検波を行って前記検出対象のｃ成分を検出する第１の同期検波部と、
   前記交流信号発生部の出力する前記交流信号の位相を、検出された前記ｃ成分の位相と一致するように調整する、第２の位相調整部と、
   前記第２の位相調整部の出力を、検出された前記ｃ成分の振幅と一致するように調整する、演算部と、
   前記変換部の出力信号から前記演算部の出力を差し引いて前記ｃ成分を低減する減算部と、
   前記減算部の出力信号に対し積分型の同期検波を行って前記検出対象のｒ成分を検出する第２の同期検波部と、を有し、
   前記変換部は、
   前記検出対象に接続される信号線が入力された反転入力端子および前記信号線をシールドするシールド線が入力された非反転入力端子を有する前記演算増幅器と、
   前記演算増幅器の出力と前記反転入力端子との間に接続されたインピーダンス素子と、を有し、
   前記交流信号発生部の出力する交流信号は、前記演算増幅器の非反転入力端子に加えられるように構成され、
   前記第１の位相調整部は、
   前記交流信号発生部の出力と前記演算増幅器の反転入力端子との間に、前記交流信号発生部の交流信号を前記反転入力端子に加えるためのインピーダンス回路を備える、
   ことを特徴とするインピーダンス検出装置。
2. 前記第１の位相調整部は、
   前記交流信号の基本位相成分を加えるための抵抗素子およびその電圧の大きさを調整するための第１の可変抵抗器、および前記交流信号の進み位相成分を加えるための容量素子およびその電圧の大きさを調整するための第２の可変抵抗器を有する、
   請求項１記載のインピーダンス検出装置。
3. 前記減算部の出力信号を増幅する増幅部が設けられ、前記第２の同期検波部は前記増幅部の出力信号に対して同期検波を行う、
   請求項１または２記載のインピーダンス検出装置。
4. 前記検出対象と対向して配置されるセンシングヘッドが設けられており、
   前記センシングヘッドは、
   前記演算増幅器の反転入力端子に接続される検出電極と、
   前記検出電極の周囲を囲むように配置され前記演算増幅器の非反転入力端子に接続される円筒状のガード電極と、
   前記ガード電極の周囲を囲むように配置され接地電位に接続されるハウジングと、を有する、
   請求項１ないし３のいずれかに記載のインピーダンス検出装置。
5. 前記第１の同期検波部により検出されたｃ成分および前記第２の同期検波部により検出されたｒ成分をそれぞれデジタルデータに変換するＡＤ変換部と、
   前記ＡＤ変換部により変換されたデジタルデータに対して演算を行い、前記ｃ成分および前記ｒ成分に対応する有為の値を算出する演算処理部と、
   を有してなる請求項１ないし４のいずれかに記載のインピーダンス検出装置。
6. 前記演算部は、
   前記第２の位相調整部の出力に、前記演算処理部により演算されたデジタルデータをＤＡ変換部によってアナログ信号に変換して得られた信号を乗算する、
   請求項５記載のインピーダンス検出装置。
7. 前記変換部の出力信号はバンドパスフィルタに入力され、前記バンドパスフィルタの出力が、前記第１の同期検波部および前記減算部に入力されるようになっている、
   請求項１ないし６のいずれかに記載のインピーダンス検出装置。