JP2846926B2 - インピーダンス測定装置 - Google Patents
インピーダンス測定装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は各種の抵抗器、インダクタ、キャパシタ、
或はこれらの複合回路のインピーダンスを測定するイン
ピーダンス測定装置に関する。
或はこれらの複合回路のインピーダンスを測定するイン
ピーダンス測定装置に関する。
被測定体に交流電圧を印加し、被測定体に流れる電流
を正弦波成分と余弦波成分に同期検波し、その検波出力
信号により被測定体のインピーダンスを求めるようにし
たインピーダンス測定装置が実用されている。
を正弦波成分と余弦波成分に同期検波し、その検波出力
信号により被測定体のインピーダンスを求めるようにし
たインピーダンス測定装置が実用されている。
第７図及び第８図に従来のこの種のインピーダンス測
定装置を示す。第７図のインピーダンス測定装置では、
方形波発生器11は互に90゜位相が異なる０゜位相方形波
信号と、90゜位相方形波信号とを出力する。
定装置を示す。第７図のインピーダンス測定装置では、
方形波発生器11は互に90゜位相が異なる０゜位相方形波
信号と、90゜位相方形波信号とを出力する。
０゜位相方形波信号は低域通過濾波器12により正弦波
信号に変換され、その正弦波信号はバッファ増幅器13で
増幅されて被測定体14に印加される。
信号に変換され、その正弦波信号はバッファ増幅器13で
増幅されて被測定体14に印加される。
被測定体14を流れる電流IDUTが電流−電圧変換15に取
込まれ、電圧信号IMに変換されて切替スイッチ16の一方
の固定接点Ａに与えられる。
込まれ、電圧信号IMに変換されて切替スイッチ16の一方
の固定接点Ａに与えられる。
切替スイッチ16の他方の入力端子には被測定体14に印
加した電圧信号VMを与える。
加した電圧信号VMを与える。
VDUTVM IDUTIM/Rf Rfは電流−電圧変換器15の帰還抵抗器の抵抗値であ
る。
る。
VM,IMは切替スイッチ16によって同期検波器21と22に
選択的に与えられる。同期検波器21には基準信号として
０゜位相方形波信号が与えられ。また同期検波信号22に
は90゜位相方形波信号が与えられ、これら同期検波信号
21と22で電圧信号VMとIMの正弦波成分と余弦波成分に分
離して同期検波（ベクトル検波）される。同期検波器2
1,22の検波出力は積分回路23,24で積分し、平滑化して
切替スイッチ25に与えられる。
選択的に与えられる。同期検波器21には基準信号として
０゜位相方形波信号が与えられ。また同期検波信号22に
は90゜位相方形波信号が与えられ、これら同期検波信号
21と22で電圧信号VMとIMの正弦波成分と余弦波成分に分
離して同期検波（ベクトル検波）される。同期検波器2
1,22の検波出力は積分回路23,24で積分し、平滑化して
切替スイッチ25に与えられる。
切替スイッチ25は正弦波成分の検波出力VRと、余弦波
成分の検波出力Viとを選択して取出し、AD変換器26でAD
変換して演算表示器27に与え、ZDUT＝（M/Ｍ）・Rf
を演算し、その演算結果を被測定体14のインピーダンス
値として表示する。
成分の検波出力Viとを選択して取出し、AD変換器26でAD
変換して演算表示器27に与え、ZDUT＝（M/Ｍ）・Rf
を演算し、その演算結果を被測定体14のインピーダンス
値として表示する。
〔発明が解決しようとする課題〕 電流−電圧変換回路の周波数応答特性の為に被測定
体14に与える正弦波信号の周波数を変えると同期検波器
21と22に与えられる電圧信号IMの振幅及び位相が変化
し、これにより測定誤差が生じる。
体14に与える正弦波信号の周波数を変えると同期検波器
21と22に与えられる電圧信号IMの振幅及び位相が変化
し、これにより測定誤差が生じる。
電流−電圧変換器15で用いる演算増幅器のオープン
ループ利得は、入力側が開放されたとき発振しない程度
の利得に制限されるため、利得が不足し、電流−電圧変
換器の入力点が完全な仮想接地状態にならない。このた
めにVMとVDUTに差が生じ測定誤差が生じる。
ループ利得は、入力側が開放されたとき発振しない程度
の利得に制限されるため、利得が不足し、電流−電圧変
換器の入力点が完全な仮想接地状態にならない。このた
めにVMとVDUTに差が生じ測定誤差が生じる。
電流−電圧変換器15の入力が完全に仮想接地状態に
ならないから被測定体14に流れる電流IDUTの一部がケー
ブル等の容量CCを流れる。これによって被測定体14を流
れる電流IDUTと電圧信号に変換されたIMとの間に差が生
じ、これも測定誤差となる。第８図はこれらの欠点を解
決するために電流−電圧変換回路15を改良した従来例で
ある。
ならないから被測定体14に流れる電流IDUTの一部がケー
ブル等の容量CCを流れる。これによって被測定体14を流
れる電流IDUTと電圧信号に変換されたIMとの間に差が生
じ、これも測定誤差となる。第８図はこれらの欠点を解
決するために電流−電圧変換回路15を改良した従来例で
ある。
第８図ａ点にはIDUTが流れ込みｂ点の電圧Vbが となるように帰還ループが動作する。
この方式では、電流−電圧変換回路15の周波数応答特
性、オープンループ利得の制限、ａ点の仮想接地誤差が
すべて解決されて正確なインピーダンス解析が可能とな
る。
性、オープンループ利得の制限、ａ点の仮想接地誤差が
すべて解決されて正確なインピーダンス解析が可能とな
る。
しかし、構成が複雑でしかも電流−電圧変換回路15の
ループ安定後にさらにベクトル検波を行うため高速化し
にくい欠点がある。
ループ安定後にさらにベクトル検波を行うため高速化し
にくい欠点がある。
また、試験周波数を変更する場合第７図に示す低域通
路濾波器12及び第８図に示す低域通過濾波器12′,12″
の遮断周波数を変更する必要がある。
路濾波器12及び第８図に示す低域通過濾波器12′,12″
の遮断周波数を変更する必要がある。
この発明の目的は被測定体に与える正弦波信号の周波
数を変えても誤差が生じることがなく。また電流−電圧
変換器を構成する演算増幅器の利得を高く採り、演算増
幅器の入力端子を完全に仮想接地することができる高
速、高精度インピーダンス測定装置を比較的簡単な構成
でしかも安価に提供しようとするものである。
数を変えても誤差が生じることがなく。また電流−電圧
変換器を構成する演算増幅器の利得を高く採り、演算増
幅器の入力端子を完全に仮想接地することができる高
速、高精度インピーダンス測定装置を比較的簡単な構成
でしかも安価に提供しようとするものである。
第１図にこの発明によるインピーダンス測定装置の構
成概念図を示す。
成概念図を示す。
正弦波発生器31から被測定体14に正弦波信号が与えら
れ、被測定体14に電流IDUTが流れる。この電流IDUTは電
流−電圧変換器15を構成する演算増幅器15Aの仮想設地
点に流れ込む。
れ、被測定体14に電流IDUTが流れる。この電流IDUTは電
流−電圧変換器15を構成する演算増幅器15Aの仮想設地
点に流れ込む。
演算増幅15Aで増幅した信号は乗算器21,22に入力され
る。
る。
乗算器21と22には基準信号として正弦波信号sinと、
余弦信号cosとがそれぞれ正弦波発生器32、余弦信号発
生器33から与えられ、ベクトル検波する。
余弦信号cosとがそれぞれ正弦波発生器32、余弦信号発
生器33から与えられ、ベクトル検波する。
乗算器21と22の検波出力は積分器23と24で積分され、
平滑化されて切替スイッチ25に取出される。切替スイッ
チ25はAD変換器26にベクトル検波された正弦波成分（実
部）と余弦波成分（虚部）とを選択して入力し、AD変換
して演算表示部27に入力し、被測定体14のインピーダン
スを表示する。
平滑化されて切替スイッチ25に取出される。切替スイッ
チ25はAD変換器26にベクトル検波された正弦波成分（実
部）と余弦波成分（虚部）とを選択して入力し、AD変換
して演算表示部27に入力し、被測定体14のインピーダン
スを表示する。
この発明の特徴とする構成は第１図に示す点線で囲ん
だ帰還回路40の構成である。
だ帰還回路40の構成である。
つまり積分器23と24で平滑化したベクトル検波信号を
乗算器34,35に与え、乗算器34では乗算器21においてベ
クトル検波された正弦波成分Vrに正弦波発生器36から出
力される正弦波Sinを乗算する。乗算器35では乗算器22
においてベクトル検波された余弦波成分Viに余弦波発生
器37から出力される余弦波cosを乗算し、その乗算結果
を加算器38で加算し、既知の抵抗値Rfを持つ帰還抵抗器
39を通じて演算増幅器15Aの入力端子に帰還させた構成
を特徴とするものである。
乗算器34,35に与え、乗算器34では乗算器21においてベ
クトル検波された正弦波成分Vrに正弦波発生器36から出
力される正弦波Sinを乗算する。乗算器35では乗算器22
においてベクトル検波された余弦波成分Viに余弦波発生
器37から出力される余弦波cosを乗算し、その乗算結果
を加算器38で加算し、既知の抵抗値Rfを持つ帰還抵抗器
39を通じて演算増幅器15Aの入力端子に帰還させた構成
を特徴とするものである。
この帰還回路40の接続によって演算増幅器15Aは電流
−電圧変換器として動作する。つまり演算増幅器15Aと
帰還回路40とによって電流−電圧変換器15が構成され
る。
−電圧変換器として動作する。つまり演算増幅器15Aと
帰還回路40とによって電流−電圧変換器15が構成され
る。
帰還抵抗器39を通じて演算増幅器15Aに帰還される電
流ifは被測定体14を流れる電流IDUTと同じ値IDUT＝ifと
なる。つまり演算増幅器15Aから出力される電圧Verrが
常にVerr０となるように帰還電流ifが変化し、自動平
衡ループが構成される。
流ifは被測定体14を流れる電流IDUTと同じ値IDUT＝ifと
なる。つまり演算増幅器15Aから出力される電圧Verrが
常にVerr０となるように帰還電流ifが変化し、自動平
衡ループが構成される。
被測定体14のインピーダンス特性によってIDUTが正弦
波成分であったとすると、Verrはａ・Sin（ωｔ）とな
る。このａ・Sin（ωｔ）の成分は乗算器21でベクトル
検波され積分器23から正弦検波出力Vrとして出力され
る。
波成分であったとすると、Verrはａ・Sin（ωｔ）とな
る。このａ・Sin（ωｔ）の成分は乗算器21でベクトル
検波され積分器23から正弦検波出力Vrとして出力され
る。
正弦検波出力Vrに乗算器34で正弦Sin（ωｔ）乗算さ
れVr・Sin（ωｔ）となって抵抗器39に与えられ、電流i
fに変換されて帰還され入力電流 と平衡する（Ｇは演算増幅器15Aの利得）。
れVr・Sin（ωｔ）となって抵抗器39に与えられ、電流i
fに変換されて帰還され入力電流 と平衡する（Ｇは演算増幅器15Aの利得）。
ループが平衡している間、正弦検波出力Vrが出力され
続ける。この正弦検波出力Vrは切替スイッチ25を通じて
AD変換器26に取込ま、演算表示器27でインピーダンス値
が表示される。
続ける。この正弦検波出力Vrは切替スイッチ25を通じて
AD変換器26に取込ま、演算表示器27でインピーダンス値
が表示される。
一方Verrがｂ・cos（ωｔ）であった場合は乗算器22
のベクトル検波によって余弦検波出力Viが出力される。
この余弦検波出力Viは乗算器35で余弦波COSが乗算さ
れ、帰還抵抗器39で電流ifに変換されて演算増幅器15A
に帰還される。この帰還によってIDUTの を相殺し、ループが平衡する。
のベクトル検波によって余弦検波出力Viが出力される。
この余弦検波出力Viは乗算器35で余弦波COSが乗算さ
れ、帰還抵抗器39で電流ifに変換されて演算増幅器15A
に帰還される。この帰還によってIDUTの を相殺し、ループが平衡する。
ループが平衡している間積分器24は余弦検波出力Viを
出力し続ける。この余弦検波出力Viを切替スイッチ25を
通じてAD変換器26に取込み、そのAD変換値を演算表示器
27に与えインピーダンス値を表示す。
出力し続ける。この余弦検波出力Viを切替スイッチ25を
通じてAD変換器26に取込み、そのAD変換値を演算表示器
27に与えインピーダンス値を表示す。
さらにVerrがＣ・sin（ωｔ＋θ）＝ａ・sin（ωｔ）
＋ｂ・cos（ωｔ）であった場合はそれぞれ乗算器21,22
から正弦検波出力Vrと余弦検波出力Viが出力され、その
検波出力VrとViにそれぞれ乗算器34と35で正弦波sin
（ωｔ）と余弦波cos（ωｔ）が乗算されて演算増幅器1
5Aに帰還され、入力電流 が相殺されループが平衡する。
＋ｂ・cos（ωｔ）であった場合はそれぞれ乗算器21,22
から正弦検波出力Vrと余弦検波出力Viが出力され、その
検波出力VrとViにそれぞれ乗算器34と35で正弦波sin
（ωｔ）と余弦波cos（ωｔ）が乗算されて演算増幅器1
5Aに帰還され、入力電流 が相殺されループが平衡する。
ループが平衡している間、積分器23と24は正弦検波出
力Vrと余弦検波出力Viを出力し続ける。この正弦検波出
力Vrと余弦検波出力Viは切替スイッチ25でAD変換器26に
交互に与えられ、演算表示器27で演算されて被測定体14
のインピーダンスが表示される。
力Vrと余弦検波出力Viを出力し続ける。この正弦検波出
力Vrと余弦検波出力Viは切替スイッチ25でAD変換器26に
交互に与えられ、演算表示器27で演算されて被測定体14
のインピーダンスが表示される。
第４図及び第５図に乗算器21,22及び34,35の構成を示
す。この例では４象限乗算器を構成した場合を示す。入
力端子ＤにオフセットバイナリディジタルデータOFBDDA
Tを与える。このオフセットバイナリディジタルデータO
FBDDATの各ビットの信号は第５図に示す二つの抵抗ラダ
ー回路RRD1とRRD2のスイッチS1,S2,S3…Sn,Sn+1に与え
られ、これらスイッチS1〜Sn+1をオン，オフ操作してDA
変換動作する。
す。この例では４象限乗算器を構成した場合を示す。入
力端子ＤにオフセットバイナリディジタルデータOFBDDA
Tを与える。このオフセットバイナリディジタルデータO
FBDDATの各ビットの信号は第５図に示す二つの抵抗ラダ
ー回路RRD1とRRD2のスイッチS1,S2,S3…Sn,Sn+1に与え
られ、これらスイッチS1〜Sn+1をオン，オフ操作してDA
変換動作する。
各乗算器21,22及び34,35のアナログ入力端子Refに入
力されるアナログ入力信号ANは二つの演算増幅器OP1とO
P2の各一方の入力端子に与えられる。
力されるアナログ入力信号ANは二つの演算増幅器OP1とO
P2の各一方の入力端子に与えられる。
演算増幅器OP1とOP2はそれぞれ帰還抵抗Ｒによって利
得１の増幅器として動作する。
得１の増幅器として動作する。
一方の演算増幅器OP1にはその非反転入力端子にアナ
ログ入力信号ANが与えられ、他方の演算増幅器OP2には
その反転入力端子に与えられる。従って二つの演算増幅
器OP1とOP2は互に位相が逆転したアナログ電圧信号V1と
V2を出力し、これらアナログ電圧信号V1とV2は抵抗ラダ
ー回路RRD1とRRD2の電圧入力端子VRに与えられる。
ログ入力信号ANが与えられ、他方の演算増幅器OP2には
その反転入力端子に与えられる。従って二つの演算増幅
器OP1とOP2は互に位相が逆転したアナログ電圧信号V1と
V2を出力し、これらアナログ電圧信号V1とV2は抵抗ラダ
ー回路RRD1とRRD2の電圧入力端子VRに与えられる。
抵抗ラダー回路RRD1とRRD2の出力端子Q2とQ1を共通電
位点に接続すると共に、抵抗ラダー回路RRD1とRRD2の各
出力端子Q1とQ2を共通接続し出力端子IQに接続する。
位点に接続すると共に、抵抗ラダー回路RRD1とRRD2の各
出力端子Q1とQ2を共通接続し出力端子IQに接続する。
この回路構成においてアナログ入力信号ANとオフセッ
トバイナリディジタルデータOFBDDATが AN＝ａ・sin（ωｔ＋θ） OFBDDAT＝１＋sin（ωｔ） であったとすると、演算増幅器OP1とOP2の出力電圧V1と
V2は V1＝ａ・sin（ωｔ＋θ） V2＝−ａ・sin（ωｔ＋θ） となる。
トバイナリディジタルデータOFBDDATが AN＝ａ・sin（ωｔ＋θ） OFBDDAT＝１＋sin（ωｔ） であったとすると、演算増幅器OP1とOP2の出力電圧V1と
V2は V1＝ａ・sin（ωｔ＋θ） V2＝−ａ・sin（ωｔ＋θ） となる。
このとき抵抗ラダー回路RRD1とRRD2の出力電流i1とi2
は i1＝ｂ・（１＋sin ωｔ）・V1 i2＝ｂ・（１−sin ωｔ）・V2 となり、出力電流IOUTは IOUT＝i1＋i2＝2a・sin（ωｔ＋θ）・sin（ωｔ） となる。
は i1＝ｂ・（１＋sin ωｔ）・V1 i2＝ｂ・（１−sin ωｔ）・V2 となり、出力電流IOUTは IOUT＝i1＋i2＝2a・sin（ωｔ＋θ）・sin（ωｔ） となる。
この回路構成によれば、演算増幅器OP1とOP2はアナロ
グ入力信号ANにのみ周波数帯域が要求されているため、
理想的なバッファ及び反転出力が可能であり、ディジタ
ル変調出力電流IOUTの周波数帯域に制限を与えない。
グ入力信号ANにのみ周波数帯域が要求されているため、
理想的なバッファ及び反転出力が可能であり、ディジタ
ル変調出力電流IOUTの周波数帯域に制限を与えない。
またディジタル入力端子Ｄに与えるオフセットバイナ
リディジタルデータOFBDDATの切替わり時に電流i1のス
パイクノイズと電流i2のスパイクノイズが発生しても、
これらのスパイクノイズは互に逆位相で発生し、相殺さ
れる。
リディジタルデータOFBDDATの切替わり時に電流i1のス
パイクノイズと電流i2のスパイクノイズが発生しても、
これらのスパイクノイズは互に逆位相で発生し、相殺さ
れる。
更に出力電流IOUTは２倍になるためSN化が6dB向上す
る利点が得られる。
る利点が得られる。
以上説明したこの発明によれば電流−電圧変換器15を
構成する帰還ループは乗算器21と22の出力側で直流信号
に変換される。この結果試験角周波数Sin（ωｔ）に係
わりなく、演算増幅器15Aのオープン利得を高く採るこ
とができる。つまり演算増幅器15Aのオープン利得を高
く採っても発振が起きるおそれがない。
構成する帰還ループは乗算器21と22の出力側で直流信号
に変換される。この結果試験角周波数Sin（ωｔ）に係
わりなく、演算増幅器15Aのオープン利得を高く採るこ
とができる。つまり演算増幅器15Aのオープン利得を高
く採っても発振が起きるおそれがない。
従って演算増幅器15Aの入力点の仮想接地は完全な状
態となり、被測定体14の電圧測定誤差及び電流測定誤差
を著るしく小さくすることができる。
態となり、被測定体14の電圧測定誤差及び電流測定誤差
を著るしく小さくすることができる。
一方上述では特に説明しなかったが、正弦波発生器31
と余弦波発生器37に位相調整機能を持たせると更に測定
確度を高めることができる。
と余弦波発生器37に位相調整機能を持たせると更に測定
確度を高めることができる。
その様子を第２図を用いて説明する。
第２図に示す31,32,及び36は第１図で説明したと同じ
正弦波発生器、33,37は余弦波発生器を示す。これらの
構成は第３図で説明する。
正弦波発生器、33,37は余弦波発生器を示す。これらの
構成は第３図で説明する。
第２図で特に説明する点は構成機能を持たせた点であ
る。つまり被試験体14と電流−電圧変換器15を構成する
演算増幅器15Aとの間にモード切替スイッチ41を設け、
モード切替スイッチ41の切替によって電流測定モード
（接点ａに倒す）と電圧測定及び校正モード（接点ｂに
倒す）とに切替ることができるように構成している。
る。つまり被試験体14と電流−電圧変換器15を構成する
演算増幅器15Aとの間にモード切替スイッチ41を設け、
モード切替スイッチ41の切替によって電流測定モード
（接点ａに倒す）と電圧測定及び校正モード（接点ｂに
倒す）とに切替ることができるように構成している。
電流測定モードでは第１図に示したと同様に被測定体
14の一端側に正弦波発生器31から与えられる正弦波電圧
DUTが与えられ、他端側はモード切替スイッチ41を通
じて演算増幅器15Aの反転入力端子に接続される。
14の一端側に正弦波発生器31から与えられる正弦波電圧
DUTが与えられ、他端側はモード切替スイッチ41を通
じて演算増幅器15Aの反転入力端子に接続される。
モード切替スイッチ41を接点ａ側に倒し、校正モード
に切替ると、被測定体14の他端はモード切替スイッチ41
によって共通電位に接続され、演算増幅器15Aの反転入
力端子には被測定体14の代わりに校正用抵抗器42が接続
される。この校正用抵抗器42は広い周波数範囲にわたっ
て純抵抗として動作する特性のものを使用する。
に切替ると、被測定体14の他端はモード切替スイッチ41
によって共通電位に接続され、演算増幅器15Aの反転入
力端子には被測定体14の代わりに校正用抵抗器42が接続
される。この校正用抵抗器42は広い周波数範囲にわたっ
て純抵抗として動作する特性のものを使用する。
従って被測定14の代りに校正用抵抗器42を接続した場
合には演算増幅器15Aから出力される電圧信号Verrは正
弦波成分だけになるはずである。
合には演算増幅器15Aから出力される電圧信号Verrは正
弦波成分だけになるはずである。
然し乍ら回路の位相特性等によって乗算器22に与えら
れる信号に位相回転が生じると、乗算器22で直交誤差が
生じる。このためこの位相回転量を修正して正弦波発生
器32から乗算器21に与えられる正弦波信号と校正用抵抗
器42を通じて演算増幅器15Aに与えられる信号の位相差
がゼロとなるように校正する。
れる信号に位相回転が生じると、乗算器22で直交誤差が
生じる。このためこの位相回転量を修正して正弦波発生
器32から乗算器21に与えられる正弦波信号と校正用抵抗
器42を通じて演算増幅器15Aに与えられる信号の位相差
がゼロとなるように校正する。
このためには切替スイッチ25をａ側に倒し、積分器23
と低域通過濾波器43を通じて出力される信号Vrが０とな
るように正弦波発生器31の位相θ１を設定する。このと
き設定される位相θ１は本来設定すべき値から90゜ずれ
ているから本来設定すべき位相θ１は に修正して第３図に示す補正データメモリ301に記憶す
る。
と低域通過濾波器43を通じて出力される信号Vrが０とな
るように正弦波発生器31の位相θ１を設定する。このと
き設定される位相θ１は本来設定すべき値から90゜ずれ
ているから本来設定すべき位相θ１は に修正して第３図に示す補正データメモリ301に記憶す
る。
つまりこの場合には正弦検波出力Vrが最大値になるよ
うに調整しなければならないが、最大値に設定する作業
はむずかしい。このためθ１を本来の位相値からπ/2
（rad）ずらし、これによって正弦検波出力VrがVr＝０
になるようにθ１を調整すれば０点は比較的簡単で然も
正確に合せることができる。従って０点に設定し、その
調整値θ１を に修正すれば正しい位相値を得ることができる。
うに調整しなければならないが、最大値に設定する作業
はむずかしい。このためθ１を本来の位相値からπ/2
（rad）ずらし、これによって正弦検波出力VrがVr＝０
になるようにθ１を調整すれば０点は比較的簡単で然も
正確に合せることができる。従って０点に設定し、その
調整値θ１を に修正すれば正しい位相値を得ることができる。
次に切替スイッチ25を接点ｂ側に倒し、今度は余弦発
生器37の位相θ２を調整する。この場合には余弦検波出
力ViがVi＝０となるようにθ２を調整すればよい。θ２
も第３図に示す補正データメモリ301に記憶する。（校
正用抵抗器42が純抵抗であるため）。
生器37の位相θ２を調整する。この場合には余弦検波出
力ViがVi＝０となるようにθ２を調整すればよい。θ２
も第３図に示す補正データメモリ301に記憶する。（校
正用抵抗器42が純抵抗であるため）。
以上で位相の校正が完了する。
次に乗算器21と22のベクトル検波利得を校正する。つ
まり正弦波発生器31と余弦波発生器37において位相θ1,
θ２とを調整すると、これら正弦波発生器31と余弦波発
生器37から出力される正弦波Sin（ωｔ＋θ１）と余弦
波cos（ωｔ＋θ２）の振幅が変化する不都合がある。
まり正弦波発生器31と余弦波発生器37において位相θ1,
θ２とを調整すると、これら正弦波発生器31と余弦波発
生器37から出力される正弦波Sin（ωｔ＋θ１）と余弦
波cos（ωｔ＋θ２）の振幅が変化する不都合がある。
その理由は正弦波発生器31及び余弦波発生器37は第３
図に示すようにディジタル波形記憶器312,314と、これ
らディジタル波形記憶器312及び314にアドレス信号を与
えるフェーデスアキュームレータ308とによって構成さ
れる。
図に示すようにディジタル波形記憶器312,314と、これ
らディジタル波形記憶器312及び314にアドレス信号を与
えるフェーデスアキュームレータ308とによって構成さ
れる。
ディジタル波形記憶器312及び314は波形データがアド
レス順に書込まれており、位相θ1,θ２を変更するに
は、その読出アドレスが例えば1,11,21,31…101番地を
繰返し読出している状態から、例えば2,12,22,32,…102
番地を読出すように変更して位相θ1,θ２を変更する構
造のため、ディジタル波形記憶器に記憶されている最大
振幅値を必ず読出すことにならないことと、読出アドレ
スの変更により最大の大振幅値が記憶されているアドレ
スとの相対位置が変わるため、読出されてDA変換されて
出力される波形の振幅がわずかではあるが変化する。
レス順に書込まれており、位相θ1,θ２を変更するに
は、その読出アドレスが例えば1,11,21,31…101番地を
繰返し読出している状態から、例えば2,12,22,32,…102
番地を読出すように変更して位相θ1,θ２を変更する構
造のため、ディジタル波形記憶器に記憶されている最大
振幅値を必ず読出すことにならないことと、読出アドレ
スの変更により最大の大振幅値が記憶されているアドレ
スとの相対位置が変わるため、読出されてDA変換されて
出力される波形の振幅がわずかではあるが変化する。
この振幅の変化は乗算器21と22のベクトル検波出力Vr
とViを変化させる不都合があるため、ここでは実部検波
利得補正係数と虚部利得補正係数（以下単に利得補
正係数と称す）を求める。
とViを変化させる不都合があるため、ここでは実部検波
利得補正係数と虚部利得補正係数（以下単に利得補
正係数と称す）を求める。
利得補正係数とは次のようにして求める。
モード切替スイッチ41を接点ａ側に倒し、切替スイッ
チ25を接点ｂ側に倒した状態で正弦波発生器31の位相θ
１を例えば、 θ１（ｉ）＝ψ１＋Δθ・ｉ（rad） （ｉ＝０〜10,ψ1:i＝０のときのθ１の値つまり に修正する前のθ１の値、 変化させる。
チ25を接点ｂ側に倒した状態で正弦波発生器31の位相θ
１を例えば、 θ１（ｉ）＝ψ１＋Δθ・ｉ（rad） （ｉ＝０〜10,ψ1:i＝０のときのθ１の値つまり に修正する前のθ１の値、 変化させる。
その微小な位相変化θ1(i)に対する低域通過濾波器44
の検波出力信号Viをb(i)として、 により虚部検波利得係数を算出する。
の検波出力信号Viをb(i)として、 により虚部検波利得係数を算出する。
モード切替スイッチ41を接点ａに倒した状態のまま切
替スイッチ25を接点ａ側に戻し、 としてθ１（ｊ）を設定したときのベクトル検波出力Vr
をａ（ｉ）とするとき、 を測定する。
替スイッチ25を接点ａ側に戻し、 としてθ１（ｊ）を設定したときのベクトル検波出力Vr
をａ（ｉ）とするとき、 を測定する。
補正データメモリ301（第３図）にθ１（ω） を記憶する。
以上の動作を試験角周波数ωを変更して実行し、角周
波数ω毎に利得補正係数とを求め、装置の校正が完
了する。
波数ω毎に利得補正係数とを求め、装置の校正が完
了する。
ここで第２図に示した正弦波発生器31,32,36と余弦波
発生器33,35について第３図を用いて説明する。
発生器33,35について第３図を用いて説明する。
第３図に示す例では位相調整が可能な正弦波発生器31
と余弦波発生器37を一つのディジタル派形メモリ312と
フェーズアキュレータ308及び位相調整手段309によって
構成した場合を示す。
と余弦波発生器37を一つのディジタル派形メモリ312と
フェーズアキュレータ308及び位相調整手段309によって
構成した場合を示す。
また正弦波発生器32,36と余弦発生器33はディジタル
波形メモリ314とフェーズアキュームレータ308とによっ
て構成した場合を示す。
波形メモリ314とフェーズアキュームレータ308とによっ
て構成した場合を示す。
位相調整手段309はこの例では二つのラッチ回路309A
と309とを有し、この二つのラッチ回路309Aと309Bに先
に説明した位相設定値θ１とθ２に対応するP1とP2が補
正データメモリ301からストアされる。
と309とを有し、この二つのラッチ回路309Aと309Bに先
に説明した位相設定値θ１とθ２に対応するP1とP2が補
正データメモリ301からストアされる。
ラッチ回路309Aと309Bにストアされた二つの位相補正
データP1とP2はデータセレクタ309Cによって選択されて
取出される。
データP1とP2はデータセレクタ309Cによって選択されて
取出される。
つまりディジタル波形メモリ312は正弦波信号Sin（ω
ｔ）と余弦波信号COS（ωｔ）とを交互に発生する。こ
のために位相補正データP1とP2はデータセレクタ309Cに
よって交互に選択され、加算器311に与えられる。
ｔ）と余弦波信号COS（ωｔ）とを交互に発生する。こ
のために位相補正データP1とP2はデータセレクタ309Cに
よって交互に選択され、加算器311に与えられる。
加算器311にはフェーズアキュームレータ308からのデ
ィジタル波形メモリ312を読出すためのアドレスデータ
が与えられ、このアドレスデータに位相補正データP1と
P2が加算されてディジタル波形メモリ312に与えられ
る。
ィジタル波形メモリ312を読出すためのアドレスデータ
が与えられ、このアドレスデータに位相補正データP1と
P2が加算されてディジタル波形メモリ312に与えられ
る。
ディジタル波形メモリ312から読出させたディジタル
波形データはラッチ回路315と318に交互ラッチされる。
つまりラッチ回路315には正弦波データが出力されるタ
イミングでラッチ指令が与えられて正弦波データがラッ
チされ、またラッチ回路318には余弦波データが読出さ
れるタイミングでラッチ指令が与えられ、余弦波データ
がラッチされる。
波形データはラッチ回路315と318に交互ラッチされる。
つまりラッチ回路315には正弦波データが出力されるタ
イミングでラッチ指令が与えられて正弦波データがラッ
チされ、またラッチ回路318には余弦波データが読出さ
れるタイミングでラッチ指令が与えられ、余弦波データ
がラッチされる。
ラッチ回路315にラッチされた正弦波データは余弦波
データをラッチするラッチ回路318のラッチタイミング
と一致してラッチ回路316に移され、正弦波データと、
余弦波データとを同一タイミングで出力するように構成
している。
データをラッチするラッチ回路318のラッチタイミング
と一致してラッチ回路316に移され、正弦波データと、
余弦波データとを同一タイミングで出力するように構成
している。
ラッチ回路316にラッチした正弦波データsin（ωｔ＋
θ１）はDA変換器317に与えられ、DA変換器317でDA変換
されて出力端子323にアナログの正弦波信号を出力す
る。この正弦波信号が第２図に示す低域通過濾波器45と
バッファ増幅器46、可変減衰器47を通じて被試験体14と
校正用抵抗器42との接続点に与えられる。
θ１）はDA変換器317に与えられ、DA変換器317でDA変換
されて出力端子323にアナログの正弦波信号を出力す
る。この正弦波信号が第２図に示す低域通過濾波器45と
バッファ増幅器46、可変減衰器47を通じて被試験体14と
校正用抵抗器42との接続点に与えられる。
ラッチ回路318にラッチされた余弦波データcos（ωｔ
＋θ２）は出力端子324に出力され、この余弦波データc
os（ωｔ＋θ２）は第２図に示す乗算器35のデータ入力
端子に与えられる。
＋θ２）は出力端子324に出力され、この余弦波データc
os（ωｔ＋θ２）は第２図に示す乗算器35のデータ入力
端子に与えられる。
フェーズアキュームレータ308は周波数を規定するた
めの増分データをラッチするラッチ回路308Aと、このラ
ッチ回路308Aにラッチした増分データを累積加算する加
算器308Bと、この加算器308Bで加算した結果を一時記憶
して加算器308Bに帰還させると共に外部の加算器311と
移相回路313に累積加算値を与えるラッチ回路308Cとに
よって構成される。
めの増分データをラッチするラッチ回路308Aと、このラ
ッチ回路308Aにラッチした増分データを累積加算する加
算器308Bと、この加算器308Bで加算した結果を一時記憶
して加算器308Bに帰還させると共に外部の加算器311と
移相回路313に累積加算値を与えるラッチ回路308Cとに
よって構成される。
ラッチ回路308Aには演算表示器27を構成するCPU303か
ら補正データメモリ301に書込まれた周波数設定値ｍが
ストアされる。周波数設定値ｍの値に比例してディジタ
ル波形メモリ312,314の読出速度が規定され、読出され
る正弦波データと余弦波データの周波数が規定される。
ら補正データメモリ301に書込まれた周波数設定値ｍが
ストアされる。周波数設定値ｍの値に比例してディジタ
ル波形メモリ312,314の読出速度が規定され、読出され
る正弦波データと余弦波データの周波数が規定される。
フェーズアキュームレータ308とディジタル波形メモ
リ314との間に移相回路313が設けられる。移相回路313
はディジタル波形メモリ314に与える読出アドレスデー
タに０゜と90゜の移相量を与える。この移相回路313に
構成を第６図に示す。
リ314との間に移相回路313が設けられる。移相回路313
はディジタル波形メモリ314に与える読出アドレスデー
タに０゜と90゜の移相量を与える。この移相回路313に
構成を第６図に示す。
移相回路313はディジタルの角度信号を移相させる動
作を行なう。この移相回路313はマルチプレクサ313A
と、排他的論理和回路313Bと、インバータ313Cとによっ
て構成することができる。
作を行なう。この移相回路313はマルチプレクサ313A
と、排他的論理和回路313Bと、インバータ313Cとによっ
て構成することができる。
マルチプレクサ313Aは入力端子A1,A2及びB1,B2と出力
端子Q1,Q2と、制御端子A/Bとを有し、制御端子A/Bに与
える論理に応じて入力端子A1,A2が選択されて出力端子Q
1,Q2に接続される状態と、入力端子B1,B2が出力端子Q1,
Q2に接続される状態とに切替えらえる。
端子Q1,Q2と、制御端子A/Bとを有し、制御端子A/Bに与
える論理に応じて入力端子A1,A2が選択されて出力端子Q
1,Q2に接続される状態と、入力端子B1,B2が出力端子Q1,
Q2に接続される状態とに切替えらえる。
入力端子B1,B2にはフェーズアキュームレータ308から
出力される波形メモリ314に書込まれる波形データの０
゜〜360゜に対応したアドレス信号の最上位ビットMSB
と、その一つの下のビットMSB−１が与えられる。例え
ばMSBとMSB−１が0,0のとき０゜に対応したアドレスを
読出し、0,1のとき90゜のアドレスを読出し、1,0のとき
180゜のアドレスを読出し、1,1のとき270゜のアドレス
を読出すものとすると、 MSBとMSB−１が0,0のとき、入力端子A1,A2には0,1が
与えられ、入力端子B1,B2より90゜進んだアドレスデー
タが与えられる。またMSBとMSB−１が0,1のとき入力端
子A1,A2には1,0が与えられ、入力端子B1,B2より90゜進
んだアドレスデータが与えられる。
出力される波形メモリ314に書込まれる波形データの０
゜〜360゜に対応したアドレス信号の最上位ビットMSB
と、その一つの下のビットMSB−１が与えられる。例え
ばMSBとMSB−１が0,0のとき０゜に対応したアドレスを
読出し、0,1のとき90゜のアドレスを読出し、1,0のとき
180゜のアドレスを読出し、1,1のとき270゜のアドレス
を読出すものとすると、 MSBとMSB−１が0,0のとき、入力端子A1,A2には0,1が
与えられ、入力端子B1,B2より90゜進んだアドレスデー
タが与えられる。またMSBとMSB−１が0,1のとき入力端
子A1,A2には1,0が与えられ、入力端子B1,B2より90゜進
んだアドレスデータが与えられる。
MSBとMSB−１が1,0（180゜）のとき入力端子A1,A2に
は1,1（270゜）が与えられる。
は1,1（270゜）が与えられる。
このようにして入力端子A1,A2には入力端子B1,B2のア
ドレスより90゜位相が進んだアドレス信号が与えられ、
ディジタル波形メモリ314からディジタルの正弦波デー
タSin（ωｔ）を読出すタイミングではフェーズアキュ
ームレータ308からディジタル波形メモリ314に与えるア
ドレス信号をそのまま与え、余弦波データCOS（ωｔ）
を読出すタイミングではディジタル波形メモリ314から
読出す信号を90゜移相させる量だけアドレスをシフトさ
せたアドレス信号をディジタル波形メモリ314に与え
る。
ドレスより90゜位相が進んだアドレス信号が与えられ、
ディジタル波形メモリ314からディジタルの正弦波デー
タSin（ωｔ）を読出すタイミングではフェーズアキュ
ームレータ308からディジタル波形メモリ314に与えるア
ドレス信号をそのまま与え、余弦波データCOS（ωｔ）
を読出すタイミングではディジタル波形メモリ314から
読出す信号を90゜移相させる量だけアドレスをシフトさ
せたアドレス信号をディジタル波形メモリ314に与え
る。
このようにしてラッチ回路319と322には交互に正弦波
データSin（ωｔ）と余弦波データCOS（ωｔ）が読出さ
れる。ラッチ回路319に読出された正弦波データSin（ω
ｔ）はラッチ回路322に余弦波データCOS（ωｔ）をラッ
チするタイミングでラッチ回路321に移され、正弦波デ
ータSin（ωｔ）と、余弦波データCOS（ωｔ）とをタイ
ミングを合せて更新し、出力端子325と326に出力する。
データSin（ωｔ）と余弦波データCOS（ωｔ）が読出さ
れる。ラッチ回路319に読出された正弦波データSin（ω
ｔ）はラッチ回路322に余弦波データCOS（ωｔ）をラッ
チするタイミングでラッチ回路321に移され、正弦波デ
ータSin（ωｔ）と、余弦波データCOS（ωｔ）とをタイ
ミングを合せて更新し、出力端子325と326に出力する。
出力端子325に出力されたディジタルの正弦波データS
in（ωｔ）は第２図に示した乗算器21と34に与えられ
る。また出力端子326に出力されたディジタルの余弦波
データCOS（ωｔ）は第２図に示した乗算器22に与えら
れる。
in（ωｔ）は第２図に示した乗算器21と34に与えられ
る。また出力端子326に出力されたディジタルの余弦波
データCOS（ωｔ）は第２図に示した乗算器22に与えら
れる。
尚、第３図に示す306はクロック発生器を示し、この
クロック発生器306でディジタル波形メモリ312,314を読
出す周波数fSの倍の周波数2fSのクロックを発生し、こ
のクロックを分周器307で1/2に分周し、読出し速度に対
応した周波数fSの信号を得る。この周波数fSのクロック
信号はラッチ308C,315,3,6,317,318,319,321,322及び移
相回路313に与えられる。
クロック発生器306でディジタル波形メモリ312,314を読
出す周波数fSの倍の周波数2fSのクロックを発生し、こ
のクロックを分周器307で1/2に分周し、読出し速度に対
応した周波数fSの信号を得る。この周波数fSのクロック
信号はラッチ308C,315,3,6,317,318,319,321,322及び移
相回路313に与えられる。
また演算表示器27は、CPU303と、このCPU303を所定の
順序で動作させるプログラムを収納したROM302と、上述
した補正データメモリ301と、表示器304とによって構成
される。
順序で動作させるプログラムを収納したROM302と、上述
した補正データメモリ301と、表示器304とによって構成
される。
CPU303はラッチ回路309A,309Bと308Aに与えるラッチ
指令信号L1,L2,L3と、モード切替スイッチ41を切替制御
する制御信号S1と、切替スイッチ25を制御する制御信号
S2を出力する。
指令信号L1,L2,L3と、モード切替スイッチ41を切替制御
する制御信号S1と、切替スイッチ25を制御する制御信号
S2を出力する。
被試験体14に与える正弦波信号Sin（ωｔ＋θ１）
の角周波数ωよりラッチ回路308Aにラッチする初期値ｍ
を設定する。
の角周波数ωよりラッチ回路308Aにラッチする初期値ｍ
を設定する。
n:ラッチ回路308Aから加算器308Bに与える初期値ディジ
タルデータのビット数。
タルデータのビット数。
補正データメモリ301より試験角周波数ωに対応し
た移相補正データθ２（ω）を読出し、この位相補正デ
ータからラッチ回路309Bにセットする補正値P2を算出す
る。
た移相補正データθ２（ω）を読出し、この位相補正デ
ータからラッチ回路309Bにセットする補正値P2を算出す
る。
補正データメモリ301により試験角周波数ωに対応
した位相補正データθ１（ω）を読出し、この位相補正
データからラッチ回路309Aにラッチする補正値P1を算出
する。
した位相補正データθ１（ω）を読出し、この位相補正
データからラッチ回路309Aにラッチする補正値P1を算出
する。
モード切替スイッチ41を接点ａ（校正用抵抗器42を
選択）、切替スイッチ25を接点ａに倒す。このとき低域
通過濾波器43が出力する電圧をVRe（電圧ベクトル実
部）として演算表示器27に取込む。
選択）、切替スイッチ25を接点ａに倒す。このとき低域
通過濾波器43が出力する電圧をVRe（電圧ベクトル実
部）として演算表示器27に取込む。
モード切替スイッチ41を接点a,切替スイッチ25を接
点ｂに切替え、このとき低域通過濾波器44が出力する電
圧をVIm（電圧ベクトル虚部）として演算表示器27に取
込む。
点ｂに切替え、このとき低域通過濾波器44が出力する電
圧をVIm（電圧ベクトル虚部）として演算表示器27に取
込む。
モード切替スイッチ41を接点ｂ（被測定体を選
択）、切替スイッチ25を接点ａに倒し、このとき低域通
過濾波器43が出力する電圧をIRe（電流ベククトル実
部）として演算表示器27に取込む。
択）、切替スイッチ25を接点ａに倒し、このとき低域通
過濾波器43が出力する電圧をIRe（電流ベククトル実
部）として演算表示器27に取込む。
モード切替スイッチ41を接点ｂ、切替スイッチ25を
接点ｂに倒し、このとき低域通過濾波器44が出力する電
圧IIm（電流ベクトル虚部）として演算表示器27に取込
む。
接点ｂに倒し、このとき低域通過濾波器44が出力する電
圧IIm（電流ベクトル虚部）として演算表示器27に取込
む。
演算表示器27を構成する補正データメモリ301（第
３図）により試験角周波数ωに対応した利得補正値α
（ω）を読み出し、以下の演算式より被測定体14のイン
ピーダンスｘを算出し、表示する。
３図）により試験角周波数ωに対応した利得補正値α
（ω）を読み出し、以下の演算式より被測定体14のイン
ピーダンスｘを算出し、表示する。
Rref:校正用抵抗器42の抵抗値 ZXの式は以下の如くして算出される。この発明の測定
系は in＝OUT/Rf （in:演算増幅器15Aの入力電流、OUT:帰還傾向器39
に与えられる帰還電圧、Rf:帰還抵抗器39の抵抗値） が成立する帰還回路を構成している。
系は in＝OUT/Rf （in:演算増幅器15Aの入力電流、OUT:帰還傾向器39
に与えられる帰還電圧、Rf:帰還抵抗器39の抵抗値） が成立する帰還回路を構成している。
そこでOUT＝（Va＋jVb・α（ω））・ によって決定されているのでモード切替えスイッチ41が
接点ａ側にあるとき、Va＝VRe,Vb＝VImであり、OUT/R
f・＝DUT/RrefであるからDUT ＝（Rref/Rf）OUT ＝（Rref/Rf）・（VRe＝jVIm・α（ω））・ …（１） :DA変換器317,低域通過濾波器45,バッファ増幅器46の
伝達関数） モード切替スイッチ41が接点ｂ側にあるとき、Va＝I
Re,Va＝IImであり、OUT/Rf＝DUTから （１），（２）式より となる。
接点ａ側にあるとき、Va＝VRe,Vb＝VImであり、OUT/R
f・＝DUT/RrefであるからDUT ＝（Rref/Rf）OUT ＝（Rref/Rf）・（VRe＝jVIm・α（ω））・ …（１） :DA変換器317,低域通過濾波器45,バッファ増幅器46の
伝達関数） モード切替スイッチ41が接点ｂ側にあるとき、Va＝I
Re,Va＝IImであり、OUT/Rf＝DUTから （１），（２）式より となる。
以上説明したようにこの発明によれば電流−電圧変換
ループ内で一旦直流信号に変換されるため、試験角周波
数に係わりなく、オープンループ利得を高くすることが
できる。
ループ内で一旦直流信号に変換されるため、試験角周波
数に係わりなく、オープンループ利得を高くすることが
できる。
よって電流−電圧変換器15において、入力電流Iinが
完全な仮想接地状態となり、被測定電圧の測定誤差、被
測定電流の測定誤差が非常に少なくなる。
完全な仮想接地状態となり、被測定電圧の測定誤差、被
測定電流の測定誤差が非常に少なくなる。
Va（ベクトル実部）及びVb（ベクトル虚部）によって
合成されるOUTは試験角周波数毎にそのベクトル利得
係数α（ω）及びベクトル直交角θ２（ω）を校正して
いるから、試験角周波数に係わりなく高精度なinが検
波される。
合成されるOUTは試験角周波数毎にそのベクトル利得
係数α（ω）及びベクトル直交角θ２（ω）を校正して
いるから、試験角周波数に係わりなく高精度なinが検
波される。
乗算器21,22及び34,35を第４図に示した構成とし、更
に温度バランスがとれていれば測定確度は校正用抵抗器
42の精度で決定される。つまりこの発明によれば数PPm
オーダの測定確度が実現できる。因みに従来の装置は10
0PPmが限界であった。
に温度バランスがとれていれば測定確度は校正用抵抗器
42の精度で決定される。つまりこの発明によれば数PPm
オーダの測定確度が実現できる。因みに従来の装置は10
0PPmが限界であった。
従ってこの発明によれば測定精度の高いインピーダン
ス測定装置を提供することができる。
ス測定装置を提供することができる。
第１図はこの発明の概略の構成及び概念を説明するため
の概念図、第２図は第１図に示したインピーダンス測定
装置の更に詳しい構成を説明するためのブロック図、第
３図は第２図に示したインピーダンス測定装置に信号を
与える回路の実施例を説明するためのブロック図、第４
図は第２図に示した乗算器の構成を説明するための接続
図、第５図は第４図の乗算器に用いる抵抗ラダー回路の
構成を説明するための接続図、第６図は第３図に示した
移相器の構成を説明するための接続図、第７図及び第８
図は従来の技術を説明するためのブロック図である。 14……被測定体,15……電流−電圧変換器,21,22,34,35
……乗算器,31……正弦波発生器,40……帰還回路。
の概念図、第２図は第１図に示したインピーダンス測定
装置の更に詳しい構成を説明するためのブロック図、第
３図は第２図に示したインピーダンス測定装置に信号を
与える回路の実施例を説明するためのブロック図、第４
図は第２図に示した乗算器の構成を説明するための接続
図、第５図は第４図の乗算器に用いる抵抗ラダー回路の
構成を説明するための接続図、第６図は第３図に示した
移相器の構成を説明するための接続図、第７図及び第８
図は従来の技術を説明するためのブロック図である。 14……被測定体,15……電流−電圧変換器,21,22,34,35
……乗算器,31……正弦波発生器,40……帰還回路。
Claims (1)
- 【請求項１】被測定体に第１の正弦波信号を印加し、被
測定体を流れる電流を電流−電圧変換機を構成する演算
増幅器を通じて電圧信号として取出すと共に、この電圧
信号を第２の正弦波信号と第１の余弦波信号によってベ
クトル検波して正弦波成分と余弦波成分に分離して出力
し、この検波出力信号によって被測定体のインピーダン
スを算出するインピーダンス測定装置において、 上記正弦波成分と余弦波成分のそれぞれの検波出力に第
３の正弦波信号と第２の余弦波信号を乗算し、その乗算
出力信号を加算し、この加算結果を既知の抵抗値を持つ
抵抗器を介して上記電流−電圧変換器を構成する演算増
幅器に帰還させ、この帰還ループによって上記演算増幅
器を電流−電圧変換器として動作させるように構成し、 上記電流−電圧変換器を構成する少なくとも演算増幅器
の少なくとも位相特性に起因する測定誤差をゼロにする
ように、上記第１の正弦波信号と上記第２の余弦波信号
のそれぞれの位相を設定する手段を有することを特徴と
するインピーダンス測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13687090A JP2846926B2 (ja) | 1990-05-25 | 1990-05-25 | インピーダンス測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13687090A JP2846926B2 (ja) | 1990-05-25 | 1990-05-25 | インピーダンス測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0431773A JPH0431773A (ja) | 1992-02-03 |
| JP2846926B2 true JP2846926B2 (ja) | 1999-01-13 |
Family
ID=15185453
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13687090A Expired - Fee Related JP2846926B2 (ja) | 1990-05-25 | 1990-05-25 | インピーダンス測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2846926B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
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| KR100350062B1 (ko) * | 1999-12-10 | 2002-08-24 | 닛본 덴기 가부시끼가이샤 | 정확하게 임피던스를 측정하는 장치 및 그 방법 |
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-
1990
- 1990-05-25 JP JP13687090A patent/JP2846926B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0431773A (ja) | 1992-02-03 |
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