JP4559384B2 - 振動式搬送装置 - Google Patents

Description

本発明は振動式搬送装置に係り、特に、圧電素子を含む振動発生源を駆動する場合に好適な励振用駆動回路の構成に関する。

一般に、振動発生源に交流電圧を印加することにより搬送体を振動させて搬送物を搬送する振動式搬送装置が種々の生産ラインにおいて頻繁に用いられている。特に、表面実装型電子部品や発振器用水晶振動片などといった微細な部品を大量に整列させて供給する部品供給装置として、上記振動式搬送装置は生産ラインの高速化に大きく寄与している。

従来の振動式搬送装置には上記振動発生源として電磁式振動源や圧電式振動源が用いられているが、近年の振動式搬送装置の小型化や高速化に伴い、圧電式振動源が多く用いられるようになってきている。この圧電式振動源としては、弾性金属板（金属シム板）に圧電素子が接着されてなる圧電駆動体が多く用いられている。この場合、弾性金属板が装置の架台に電気的に接続されているため、電気的安全性を確保するために、励振用駆動回路の出力段（後述するインバータの後段）には絶縁トランスを接続し、この絶縁トランスを介して圧電素子を駆動するようにしている（例えば、以下の特許文献１及び２の「課題」の欄）。

一方、上記弾性金属板に絶縁層を介して圧電素子が接着されてなる絶縁型の圧電振動源が知られており、この絶縁層を介する構造によって圧電素子の振動性能の向上を図ることができるとともに、絶縁カバー等を省略することが可能で、さらに上記絶縁トランスを省略して励振用駆動回路の小型化及び低コスト化を図ることができるといった効果が得られる（例えば、以下の特許文献１及び２参照）。

また、上記のような振動式搬送装置において振動発生源を駆動するために用いられる励振用駆動回路の構成としては、商用電源の交流電圧を整流器及びＤＣ／ＤＣコンバータ等により直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータに供給して生成した交流電圧を振動発生源に印加するとともに、振動発生源へ供給される電流を検出し、当該電流とインバータの出力電圧との位相差を求めることで振動発生源の印加電力を算出し、この印加電力を用いて振動発生源の共振周波数を検出するようにしたものが知られている（例えば、以下の特許文献３及び４参照）。

特開平１１−３１８５５号公報 特開２００３−１３４８５３号公報 特開平３−２２３０１４号公報 特開平４−１４４８１９号公報

ところで、上述の特許文献１及び２には、絶縁構造を有する圧電素子を用いることで絶縁トランスが不要になると記載されているが、従来の励振用駆動回路から単に絶縁トランスを除去すると、インバータの高周波ノイズにより圧電素子の動作が不安定になるとともに、騒音が大きくなるという問題点がある。また、従来の励振用駆動回路では振動式搬送装置に要求される圧電素子の駆動力や振幅を確保するために２００Ｖを超える高電圧が必要となるため、これによってインバータに供給する直流電圧を高電圧化するために昇圧回路が必要となる。しかしながら、この昇圧回路を入れると定格電流を十分に確保するためには回路の大型化及び高価格化が避けられないので、上記のように上記の絶縁トランスが省略できたとしても、実際上、小型化及び低価格化を図ることが難しいという問題点がある。

また、上記特許文献３及び４に記載の共振点を求める方法においては、印加電力をインバータの出力電圧、電流、力率の積で求めているところ、出力電圧と電流の位相差を正確に求めることは困難であるため、共振点を正確に求めることができないという問題点がある。具体的に述べると、上記公報に記載されている方法では、検出電流にノイズが重畳しているためにゼロクロス検出器とマイコンの割り込み動作を用いているが、このようにしても誤差が大きくなり、正確な位相差を算出することができないため、実用的な装置を構成することはきわめて難しい。例えば、上記特許文献では電流値を検出するために回路中に組み込まれた電流検出用の抵抗の両端電圧をフィルタを介して制御回路に入力しているが、これでも検出誤差を十分に低減できない。特に、振動発生源に圧電素子を用いる場合においては、電流がきわめて微弱（通常は数ｍＡ程度）であり、また、電流検出用の低抵抗（通常は１Ω以下）を用いた場合には検出電圧が小さいため、供給電圧、電流、位相差から印加電力を求めることは非現実的である。

さらに、振動発生源については、搬送体や搬送物に応じて大小さまざまな形態に構成したり、使用する振動発生源の数を増減させたりする場合がある。例えば、小型の装置では圧電素子を二枚使用すれば良いが、大形の装置では同じ大きさの圧電素子を四枚使用する場合がある。これらの場合でも通常、駆動電流が定格内であれば同じ仕様のコントローラを使用する場合が多い。この時、素子が小さかったり数が少なかったりするとき、すなわち駆動電流が少ないときと、素子が大きかったり数が多かったりするとき、すなわち駆動電流が多いときとでは、同じインバータ駆動電圧を加えても、途中のリアクタンスやスイッチング素子（ＦＥＴ）の内部抵抗などによる電圧降下で、実際の素子に加わる電圧が異なる。具体的には、素子が多い場合は、電圧が下がり振動発生源を十分に駆動できない。また、素子が多い場合を想定して電圧を設定すると、逆に素子が少ない場合には過剰な電圧が加わり素子が破壊される虞がある。

一方、共振周波数の検出を行う別の方法として、駆動周波数をスイープさせながら振動発生源や搬送体に取り付けた加速度センサで振動加速度を検出する方法が知られているが、この方法では加速度センサを装置に取り付ける必要があるためにコスト高になるという問題点があり、また、加速度センサの検出信号と出力電圧の位相差を用いた検出方法では、センサの取付方向により位相が１８０度変わったり、位相遅れが生じたりするといった問題点もある。

そこで本発明は上記問題点を解決するものであり、その課題は、励振用駆動回路の小型化及び低価格化を図ることができると同時に、振動発生源に安定した駆動電圧を印加することができ、また、駆動周波数や駆動電圧の設定を容易に行うことができる新規の振動式搬送装置を提供することにある。

斯かる実情に鑑み、本発明の振動式搬送装置は、振動発生源に交流電圧を印加することにより搬送体を振動させて搬送物を搬送する振動式搬送装置において、前記振動発生源は励振用の圧電素子を含み、所要の直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電圧をＰＷＭ駆動により交流の出力電圧に変換して前記圧電素子に印加するインバータと、前記インバータと前記圧電素子との間に接続されるインダクタと、前記圧電素子の両端電圧を直接検出する検出トランスを含む電圧検出手段と、前記インバータの周波数及び電圧値を設定可能で、かつ、前記電圧検出手段の電圧検出値に応じて前記インバータを制御可能に構成されたインバータ制御手段と、を具備することを特徴とする。

この発明によれば、インバータと圧電素子との間にインダクタを接続することで、絶縁トランスを省略してもインバータの高周波ノイズを除去することができるため、圧電素子の動作の安定性を高め、騒音の低減を図ることが可能になる。さらに、圧電素子の両端電圧を直接検出する電圧検出手段を設けることで、圧電素子に印加される実際の電圧検出値を得ることができるため、圧電素子の容量や数等の変化に起因する駆動電流の変動によりインバータのスイッチング素子の内部抵抗やインダクタの等価抵抗等に基づく電圧降下が変化する場合でも、当該変化に影響を受けずに圧電素子の駆動条件（駆動周波数及び駆動電圧）を設定することが可能になる。

また、検出トランスを介して振動発生源の両端電圧を検出することにより、当該両端電圧を確実に検出できると同時に、電圧検出のみであれば超小型で高インピーダンスのトランスで足りるため、駆動装置の小型化を妨げず、電力ロスやコストの上昇も抑制できる。しかも、振動発生源にチャージ電荷が発生した場合でも検出トランスの一次側にて放電されるため、チャージ電荷放出用の抵抗（素子両端に接続される高抵抗）が不要になる。さらに、振動発生源が短絡した場合には検出トランスの二次側電圧がゼロになるので、振動発生源の短絡を確実に検出できる。したがって、過電流検出用の抵抗は不要となり、無駄な電力消費を防止できる。

なお、インバータ制御手段によるインバータの制御態様としては、インバータの駆動周波数を制御対象とするものでもよく、インバータの駆動電圧値を制御対象とするものでもよく、或いは、これら双方を制御対象とするものであってもよい。また、運転中に常時制御を行うものであってもよく、或いは、通常は制御しないが、必要時にのみ制御するものであってもよい。

本発明において、前記インバータ制御手段は、前記電圧検出手段の電圧検出値を一定に保つように前記インバータを制御することが好ましい。上記インバータ制御手段によって電圧検出値を一定に保つように制御することで、圧電素子に実際に印加される電圧値を確実に設定することが可能になる。具体的には、振動発生源のサイズや数（すなわち駆動電流）が変動しても振動発生源に印加される実際の電圧の変動が抑制されるため、安定した励振動作を実現することができる。特に、インバータのＰＷＭ駆動波形から高周波ノイズを除去して振動発生源に印加するためには上記インダクタが必要となるが、このインダクタの内部抵抗によってインバータの出力電圧と実際に振動発生源に印加される両端電圧とが異なることになり、しかも両電圧の差は駆動電流の大小によって変動するため、従来の方法では振動発生源に印加される正確な電圧を把握することができず、振動発生源の動作調整時において、或いは動作安定性等に関して多くのデメリットを生ずる。しかし、本発明では振動発生源の両端電圧を直接検出し電圧検出値をフィードバックしてインバータを制御するため、上記のデメリットを完全に回避できる。

本発明において、前記検出トランスは、前記振動発生源の両端電圧が一次側に与えられるとともに前記インバータ制御手段に二次側が接続されることが好ましい。

本発明において、前記インバータ制御手段は、電圧指令値を一定に維持しつつ前記出力電圧の周波数を変化させて前記電圧検出値の極小点を検出することにより共振周波数を求める共振点検出手段を含むことが好ましい。当該手段は、例えば、インバータの電圧指令値を一定とし、当該出力電圧の周波数をスイープしながら電圧検出手段の電圧検出値の極小点を求めることによって実現することができる。これは、共振周波数において圧電素子のインピーダンスが極小値を示すからである。また、上記電圧検出値を一定に保つようにインバータ制御手段によって出力電圧を制御しつつ、出力電圧の周波数をスイープしながらインバータ制御手段の電圧指令値の極大点を求めることによって実現することもできる。

前記インバータ制御手段は、共振点における前記電圧検出値の電圧降下量若しくは電圧指令値の電圧上昇量の変動比に応じて電圧制御パラメータを補正することで前記圧電素子の加速度の変動を抑制する加速度制御手段を含むことが好ましい。例えば、前記インバータの駆動周波数を予め共振周波数に設定した後の駆動中に前記電圧検出値若しくは電圧指令値、共振周波数、共振点における電圧降下量のうちの少なくとも一つが所定の閾値以上の変動を生じた場合には、前記駆動周波数を新たに検出された共振周波数に設定し直すとともに、前記電圧降下量の変動比に応じて電圧制御パラメータ（電圧指令値、電圧目標値など）を補正することで前記圧電素子の加速度の変動を抑制することができる。これは、振動負荷が変化すると、当該振動負荷の変化量に対して共振周波数及び電圧検出値の共振点近傍における電圧降下量若しくは電圧指令値の電圧上昇量と加速度が相互にほぼ比例して変化するため、共振点における電圧降下量（電圧検出値のフィードバック制御なしの場合）若しくは電圧指令値の電圧上昇量（電圧検出値のフィードバック制御ありの場合）の変動比を補正パラメータとすることで加速度の変動を抑制することができる。

一方、本発明において、前記振動発生源として、前記搬送体に対して直接若しくは間接的に接続された弾性金属板と、該弾性金属板に対して絶縁層を介して接着された前記圧電素子とを有する圧電駆動体を用いることが好ましい。振動発生源として弾性金属板と圧電素子とが絶縁層を介して接着されていることにより、励振用駆動回路に絶縁トランスを設ける必要がなくなる。特に、前記圧電素子として複数の圧電層と複数の電極層とが交互に積層されてなる積層型の圧電素子を用いることで昇圧回路が不要となるため、励振用駆動回路の小型化及び低価格化を図ることができる。この場合において、前記インバータ制御手段は、前記電圧検出値を一定に保つように前記インバータを制御することが好ましい。また、前記インバータ制御手段は、電圧指令値を一定に維持しつつ前記出力電圧の周波数を変化させて前記電圧検出値の極小点を検出することにより共振周波数を求める共振点検出手段を含むことが好ましい。或いは、前記インバータ制御手段は、前記電圧検出値を一定に制御しつつ前記出力電圧の周波数を変化させて電圧指令値の極大点を検出することにより共振周波数を求める共振点検出手段を含むことが好ましい。さらに、前記インバータ制御手段は、前記インバータの駆動周波数を予め共振周波数に設定した後の駆動中に前記電圧検出値が所定の閾値以上の変動を生じた場合には、前記電圧検出値から共振周波数を検出して前記駆動周波数を新たに検出された共振周波数に設定し直すとともに、共振点近傍の前記電圧検出値の電圧降下量の変動比に応じて電圧設定値若しくは電圧目標値を補正することで前記圧電素子の加速度の変動を抑制する加速度制御手段を含むことが好ましい。

以下、本発明の実施の形態を図示例と共に説明する。図１は本発明に係る振動式搬送装置に用いる励振用駆動回路１００の概略構成を示す概略構成図である。励振用駆動回路１００は、商用電源１から供給された交流電圧を整流、平滑し、必要に応じて降圧して所要の直流電圧（以下、単に「供給電圧」という。）Ｖｏを供給する直流電源１２０と、この直流電源１２０から供給される供給電圧Ｖｏを所定周波数の交流の出力電圧Ｖｐに変換するインバータ１３０と、を備えている。インバータ１３０から供給される出力電圧Ｖｐはインダクタ１４０、１５０を介して振動発生源の励振用素子である圧電素子３４に印加される。これらのインダクタ１４０、１５０はリップル除去用のチョークコイルである。インダクタ１４０、１５０はいずれか一方のみを設けてもよいが、圧電素子３４の両側に共に設けることによってバランスがとれ、ノイズ対策上より好ましい。

また、励振用駆動回路１００は、圧電素子３４の両端電圧Ｖｓを検出するための電圧検出手段である検出トランス１７０を有し、この検出トランス１７０の出力は制御部１８０に接続されている。制御部１８０は例えばマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）等によって構成され、検出トランス１７０を介して検出された圧電素子３４の両端電圧Ｖｓを示す電圧検出値Ｖｄ（Ｖｓと既定の相関がある値であればよく、Ｖｓに等しくても等しくなくてもよい。）に応じて制御信号Ｓを出力するようになっている。制御信号Ｓはインバータ１３０の周波数を決定する周波数指令値及び電圧値を決定する電圧指令値を実質的に含むものであり、インバータ駆動回路であるＰＷＭ回路１９０に入力され、ＰＷＭ回路１９０は駆動信号Ｄを出力して、インバータ１３０のＦＥＴ等からなるスイッチング素子１３１、１３２、１３３、１３４を駆動し、インバータ１３０においてＰＷＭ駆動により上記所定の交流の出力電圧Ｖｐを生成させる。

インバータ１３０の出力電圧Ｖｐは、ＰＷＭ回路１９０の駆動信号Ｄに応じた矩形パルスＰの幅（デューティー比）及び周期Ｔで設定される。例えば、矩形パルスＰのデューティー比が駆動信号Ｄに応じて変わることで電圧実効値が変化するようになっている。また、矩形パルスＰの周期ｔ、或いは正負の矩形パルスＰの交代周期Ｔが駆動信号Ｄに応じて変わることで駆動周波数（ｆ＝１／Ｔ）が変化するようになっている。上記のデューティー比及び周波数は制御部１８０の出力する制御信号Ｓによって制御される。なお、図１の二点鎖線の枠内に示す出力電圧Ｖｐの波形は原理のみを示す模式的なものであり、インバータのスイッチング周期ｔと出力電圧Ｖｐの周期Ｔの関係を正確に示すものではない。

本実施形態の制御部１８０は、電圧基準値Ｖｒを設定可能な設定器１８１と、周波数基準値ｆｒを設定可能な設定器１８２とを有する。そして、インバータ制御手段である制御部１８０及びＰＷＭ回路１９０では、上記電圧基準値Ｖｒ及び周波数基準値ｆｒに応じた電圧値及び周波数となるようにインバータ１３０を制御するようになっている。また、検出トランス１７０を介して圧電素子３４の両端電圧Ｖｓが検出され、電圧検出値Ｖｄに応じて制御部１８０が圧電素子３４の両端電圧Ｖｓを一定に保つように制御することも可能になっている。例えば、圧電素子３４の両端電圧Ｖｓを直接検出し、この両端電圧Ｖｓに対応する電圧検出値Ｖｄを一定（例えば上記電圧基準値Ｖｒ）に保持するようにインバータ１３０を制御することで、従来のようにインバータへの電圧指令値の設定のみで動作させていた場合にくらべると、振動発生源のサイズや数の変動（駆動電流の変動）、或いは、振動負荷の変動に影響を受けず、常に安定した駆動電圧を与えることができる。また、振動発生源に正確な駆動電圧を印加することができるので、駆動電圧を最適化することで振動発生効率を高めることができる。

本実施形態では、圧電素子３４の共振周波数の検出を上記構成のみによって容易に実施できる。例えば、制御部１８０においてインバータ１３０で供給される出力電圧Ｖｐを一定としつつ、駆動周波数を徐々に変化（スイープ）させていくように制御信号Ｓを生成しながら電圧検出値Ｖｄを監視することで、電圧検出値Ｖｄの極小点（振動発生源のインピーダンス極小点）を共振周波数として検出することができる。また、上記のように検出トランス１７０を介して検出された電圧検出値Ｖｄを一定に保持するフィードバック制御を行いつつ駆動周波数を徐々に変化させていく場合には、制御信号Ｓの電圧指令値（例えば、電圧基準値Ｖｒと電圧検出値Ｖｄの差Ｖｒ−Ｖｄ）の極大点を共振周波数として検出することができる。

上記の共振周波数の検出は手動で行うことも可能であるが、例えば、制御部１８０で実行可能な共振点検出プログラムによって自動的に行うこともできる。すなわち、制御信号Ｓによって一定周期で駆動周波数を一定のステップ量で変化（スイープ）させていくとともに、電圧検出値Ｖｄ（電圧制御なしの場合）若しくは電圧指令値（電圧制御ありの場合）を監視し、電圧検出値Ｖｄの極小点若しくは電圧指令値の極大点に達するまで周波数のスイープを継続していけばよい。この場合、共振点をより正確に検出するために、周波数スイープ時において電圧検出値Ｖｄの極小点若しくは電圧指令値の極大点を越えたときに周波数の変化方向を逆転させるとともにステップ量を低減させてさらに検出を続けるという方法を採ることもできる。なお、上記の共振点検出手段は、上記のように動作するように設定された制御部１８０（例えば、制御部１８０に用意された共振点検出プログラムの実行動作）によって実現される。

図２は上記圧電素子３４として圧電素子を備えた振動発生源３を備えた振動式搬送装置１０の概略側面図、図２（Ａ）は本実施形態の概略正面図、図２（Ｂ）は本実施形態の搬送体を省略して示す概略平面図である。

本実施形態の振動式搬送装置１０は、基台１と、この基台１の上方に配置された搬送体２と、搬送体２を振動させるための振動発生源３と、振動発生源３の一側部分（下端）に接続された連結部材４と、搬送体２と連結部材４との間に連結された第１の弾性支持体５と、振動発生源３の他側部分（上端）に接続され、自由端として構成された慣性体６と、連結部材４と基台１との間に連結された第２の弾性支持体７とを有している。基台１は、設置面上に配置される支持板１Ａと、この支持板１Ａ上に固定され、上記第２の弾性支持体７がボルト等を介して固定された取付板１Ｂとを備えている。

搬送体２は、上記第１の弾性支持体５にボルト等を介して固定された取付材２Ａと、この取付材２Ａ上に固定された搬送材２Ｂとを有し、搬送材２Ｂには図示しない溝状のトラックが形成されている。このトラックは図２の左右方向に伸び、図示しない部品を保持しつつ、後述する振動発生源３から伝達される振動Ｓ３により、部品を矢印Ｆの示す方向（以下、単に「搬送方向Ｆ」という。）へ搬送可能となるように構成されている。

振動発生源３は圧電型振動源で構成される。この圧電型振動源は、具体的には、弾性板の表裏両面にそれぞれ圧電体層を形成し、これらの圧電体層に所定の電圧を印加することによって屈曲するように構成したバイモルフ型構造を有している。もちろん、弾性板の片面にのみ圧電体層を形成したユニモルフ型構造であっても構わない。これらの圧電型振動源は、外部から所定周波数の交流電力を供給することによって当該周波数に対応する周波数で撓み振動する。

振動発生源３の具体例は図８に示される。図８に示すように、金属シム板等の弾性金属板３１の表面には合成樹脂層、樹脂フィルム基板、ガラスエポキシ基板などで構成される絶縁層３２が接着等により固定され、この絶縁層３２上には導電層３３が形成されている。導電層３３上には圧電素子３４が積層される。絶縁層３２及び導電層３３は、絶縁基板と、この上に被着された配線パターンとによって構成されることが好ましく、例えば、ポリイミド樹脂等で構成されるフレキシブル配線基板、ガラスエポキシ等で構成される硬質配線基板、セラミックス基板等によって構成できる。圧電素子３４は半田や導電性ペースト等の導電接着剤によって導電層３３上に接着固定される。

圧電素子３４は、図９に示すように、複数の圧電体層３４１と、複数の内部電極３４２、３４３若しくは外部電極３４４、３４５とが交互に積層されてなる積層構造を有する。外部電極３４４は内部電極３４２と側面部分にて導電接続され、上記導電層３３に導電接続されている。外部電極３４５は内部電極３４３と側面部分にて導電接続され、圧電素子３４の外表面に露出している。

上記のように構成された振動発生源３は、上記導電層３３から一方の配線を引き出し、上記外部電極３４５から他方の配線を引き出して、上記の励振用駆動回路１００に接続される。この振動発生源３では、弾性金属板３１と圧電素子３４とが絶縁層３２によって絶縁されているので、弾性金属板３１に駆動電位が供給されないことから、励振用駆動回路１００側に大型の絶縁トランスを設ける必要がなくなるため、駆動装置の小型化及び低価格化を図ることができる。また、弾性金属板３１が絶縁されていない場合には振動式搬送装置１０の安全上、外部電極３４４を接地電位とする必要があるため、外部電極３４５に対して厳重な絶縁カバー等を設ける必要があるが、本実施形態の場合には絶縁資材を簡略化することができる。

さらに、本実施形態の振動発生源３では、圧電素子３４が積層型素子構造（積層構造で各圧電層が並列に駆動される構造）を有することにより、駆動電圧を低くすることができる。例えば、従来構造の圧電素子では２００〜４００Ｖ程度の高い駆動電圧が必要であったが、本実施形態では３〜５層の圧電層を並列に駆動することで３０〜８０Ｖ程度の低い駆動電圧で駆動することが可能である。したがって、励振用駆動回路１００において昇圧回路が不要となり、また、昇圧回路がないことによって駆動装置の小型化や低価格化が可能になる。

本実施形態では、搬送方向Ｆに離間した前後２箇所において、上記搬送体３、連結部材４、第１の弾性支持体５、及び、第２の弾性支持体７の組がそれぞれ設けられている。すなわち、搬送体２が前後２箇所で第１の弾性支持体５及び第２の弾性支持体７により弾性支持されている。また、前方に配置された振動発生源３は前方の第１の弾性支持体５の後方に配置され、さらに後方に配置された慣性体６に接続され、後方に配置された振動発生源３は後方の第１の弾性支持体５の前方に配置され、さらに前方に配置された慣性体６に接続されている。すなわち、慣性体６は２組の振動発生源３の前後方向の中間に配置され、２組の振動発生源３は共通の慣性体６に共に接続されている。

慣性体６は、振動発生源３に接続された慣性板６Ａと、この慣性板６Ａに固定された慣性ブロック６Ｂとを有し、上部に配置された慣性板６Ａの下方に慣性ブロック６Ｂが吊り下げ固定された構造となっている。慣性板６Ａは搬送体２の直下に隣接して配置され、慣性ブロック６Ｂは振動発生源３と同じ高さ範囲に重なるように、慣性板６Ａから下方に突出するように設けられている。

第１の弾性支持体５及び第２の弾性支持体７は共に板状の弾性体、例えば板ばねである。第１の弾性支持体５と第２の弾性支持体７は側方から見て共通の直線に沿って配置されている。これによって、両弾性支持体は基台１と搬送体２の間にて単一の板状の弾性体で構成される場合と近似した支持特性を有するものとされる。すなわち、第１の弾性支持体５と第２の弾性支持体７とが前後方向にずれた位置に設けられていると、振動発生源３の姿勢と直交する本来の振動方向Ｓ１とは異なる方向の不要な振動モード（例えば、上下方向に揺動する振動モード）が生成され、搬送体２の搬送特性に悪影響を与える虞があるのに対して、上記のように両弾性支持体５，７が共通の直線に沿って配置されることで、不要な振動モードの生成を抑制することができる。

また、上記の共通の直線は、振動発生源３の延長方向と平行になるように構成されている。これによって、振動発生源３の延長方向（板面に沿った方向）と直交する方向の撓み振動を効率的に第１弾性支持体５に伝達することができ、効率的に搬送体２を振動させることができる。本実施形態では、搬送体２に対して図示矢印で示すように水平方向に対してやや上下方向に傾斜した方向の振動Ｓ３を与えることによって、搬送体２上の図示しない部品を搬送方向Ｆに沿って搬送できるように構成されている。したがって、このような振動を効率的に伝達するために、振動発生源３を垂直方向に対して前後方向にやや傾斜した方向に延在する姿勢とし、しかも、第１の弾性支持体５及び第２の弾性支持体７をこれと平行な方向に延在する姿勢としている。

さらに、振動発生源３の下端が連結部材４に連結され、振動発生源３の上端が慣性体６に連結されていることにより、慣性体６を容易に搬送体２に近づけることができるため、相互に逆相で振動する搬送体２と慣性体６とによって生ずるモーメントを低減することができ、不要な振動モードを抑制できる。また、慣性体６（特に慣性ブロック６Ｂ）は振動発生源３の高さ範囲に重なるように配置されているので、慣性体６の質量及び体積を大きくしても、装置１０を高さ方向にコンパクトに構成することができる。

以上のように構成された装置１０は、振動発生源３に交流電力が与えられて撓み振動が発生すると、振動発生源３の両側で、連結部材４と慣性体６が振動発生源３の撓み方向に振動する。連結部材４の振動Ｓ１は基台１を支点として第１の弾性支持体５及び第２の弾性支持体７によって増幅され、搬送体２に振動Ｓ３を生成させる。また、自由端である慣性体６には、連結部材４と逆相の振動位相を有する振動Ｓ２が生成される。

本実施形態では、従来の振動式搬送装置とは異なり、振動発生源３の一端が第１の弾性支持体５と第２の弾性支持体７に共に接続されているとともに、振動発生源３の他端が慣性体６に接続されていることにより、振動発生源３の一端が直接かつ無制限に搬送体２を振動させる構造とはなっていないことで、搬送体２の振動Ｓ３が搬送方向Ｆに沿って正確に発生し、上下方向のあばれも低減されることが確認された。すなわち、高速ビデオ等で撮影すると、従来の搬送装置では、部品の搬送姿勢が左右に乱れたり、上下に暴れたり、或いは、部品が時折逆方向に移動したりするなどといったことが発生していたが、本実施形態では部品が規則的に搬送方向に向けて正確に送られるようになっていた。そして、これによって振動エネルギーが部品に対して効率的に伝達され、部品の搬送方向Ｆも揃いやすくなるとともに、搬送速度が向上することが認められた。

また、基台２が第２の弾性支持体７を介して連結部材４に接続され、この連結部材４には、第１の弾性支持体５を介して搬送体２が接続されるとともに、振動発生源３を介して慣性体６が接続されているので、相互に逆相で振動する振動要素が共に接続されていることとなるため、結果的に、基台２へ伝達される振動エネルギーを低減することができ、したがって、隣接装置に対する振動による悪影響を低減するとともに騒音を抑制できる。

また、本実施形態では、振動発生源３、第１の弾性支持体５及び第２の弾性支持体７として特殊で複雑な形状や構造を有するものを用いる必要がないので、製造コストを低減することができる。図示例の場合、振動発生源３、第１の弾性支持体５及び第２の弾性支持体７はいずれも板状体で構成されている。なお、上記第１の弾性支持体５と第２の弾性支持体７を一体の弾性部材で構成してもよい。

以上説明した励振用駆動回路１００と、これによって駆動される振動発生源３を搭載した振動式搬送装置１０について、実際に、直流電源の供給電圧Ｖｏ、上記電圧検出値Ｖｄ、及び、加速度センサで検出した圧電素子の加速度Ａの周波数依存性を調べた結果を図４及び図５に示す。図４は電圧検出値Ｖｄによるフィードバック制御をしない場合（すなわち、インバータ１３０による出力電圧Ｖｐを一定とした場合）のデータであり、供給電圧Ｖｏを直流６８Ｖ、インバータ１３０で３５％程度のパルス幅変調を施して出力電圧Ｖｐを２０Ｖで一定とした状態で測定した。また、図５は同じ供給電圧Ｖｏの元で電圧検出値Ｖｄを一定に保つようにフィードバック制御をした場合のデータである。

図４に示すように、フィードバック制御をしない場合において駆動周波数を変化させていくと、共振周波数ｆ１において電圧検出値Ｖｄは極小値を示すとともに、加速度Ａは極大値を示す。これは共振周波数ｆ１においては圧電素子３４のインピーダンスが低下するために、供給電圧Ｖｏ（及び出力電圧Ｖｐ）が一定であっても、実際に振動発生源３に印加される駆動電圧は低下していることを意味する。この図４のデータを見れば、加速度センサを用いなくても、電圧検出値Ｖｓの極小点を見ることによって共振周波数ｆ１を検出できることがわかる。

一方、図５に示すようにフィードバック制御を実施すると、電圧検出値Ｖｄが一定に保持されるため、共振周波数ｆ１でも電圧検出値Ｖｄに極小点は現れないが、電圧検出値Ｖｄを一定に保持するために制御信号Ｓの電圧指令値（Ｖｒ−Ｖｄ、若しくはこれと比例関係にある値）は極大値を示すことから、上記と同様に加速度センサを用いなくても電圧指令値を監視することで共振周波数ｆ１を知ることができる。また、この場合には、共振周波数ｆ１の近傍においても電圧検出値Ｖｄが低下せず一定であるため、図示のように素子の加速度Ａは図４に示す場合よりも大幅に増大している。これは、圧電素子３４を従来よりも効率的に、或いは、素子に印加されるべき設定電圧で期待される通りに駆動することができることを意味する。

すなわち、従来構成ではインバータの出力電圧Ｖｐを適宜に設定しても、インバータのスイッチング素子の内部抵抗やインダクタンスの抵抗成分によって電圧降下が発生するため、実際の両端電圧Ｖｓは出力電圧Ｖｐよりも低下してしまい、また、上記電圧降下は抵抗値と振動発生源の駆動電流によって定まるため、抵抗値及び電流値を把握しなければ両端電圧Ｖｓを意図的に制御することができない。また、共振周波数ｆ１の近傍では圧電素子３４のインピーダンス特性も変化しやすく、出力電圧Ｖｐと両端電圧Ｖｓの関係も一定になりにくいため、両端電圧Ｖｓを最適化することがきわめて難しい。これに対して本実施形態では両端電圧Ｖｓを直接に検出し、これに応じて出力電圧Ｖｐを制御しているため、電圧の最適化が容易である。また、上述のように異なるスペックの搬送装置に同じ励振用駆動回路を用いる場合でも両端電圧Ｖｓが把握できるので容易に対応することができる。

また、振動発生源３に接続される振動負荷が変化して共振周波数が変化した場合には、圧電素子３４のインピーダンスが変化するため、従来方法では電圧指令値が一定でも両端電圧Ｖｓが変化していることが考えられるが、両端電圧Ｖｓを検出してフィードバック制御している本実施形態ではこのようなことはない。さらに、従来方法では素子のばらつき（インピーダンスのばらつきや共振特性のばらつき）により搬送特性の再現性を得ることも難しいが、本実施形態では、圧電素子３４に実際に印加される電圧が確実に制御され素子特性にも影響を受けないので、所望の素子加速度を両端電圧Ｖｓに応じて比較的安定した状態で得ることができ、搬送特性の再現性も獲得できる。

図６には本実施形態のインバータ１３０、インダクタ１４０、１５０及び圧電素子３４で構成される回路部分の等価回路を示す。そして、この等価回路で、駆動電流Ｉ、素子の両端電圧Ｖｓ、位相差ΔＰをそれぞれ算出した。その結果を図７に示す。ここで、インバータ１３０の出力電圧Ｖｐを交流２０Ｖで一定とした。また、インダクタ１４０を等価インダクタンスＬ１及び等価直流抵抗Ｒ１で表し、インダクタ１５０を等価インダクタンスＬ２及び等価直流抵抗Ｒ２で表し、さらに、圧電素子３４を等価インダクタンスＬｘ、等価キャパシタンスＣｘ及び等価抵抗Ｒｘの直列接続部（共振子成分）と、等価キャパシタンスＣｙ（制動容量成分）との並列回路で示してある。そして、上記等価回路によって共振点近傍の電気特性を調べた。ここで、圧電素子３４の回路定数は実際に振動発生源として組み込まれた圧電素子についてインピーダンスアナライザにより計測した値を元に算出した。このとき、振動発生源３の共振周波数はｆｒ＝π／２・（Ｌｘ×Ｃｙ）^１／２＝３４２．３Ｈｚであった。

上記従来の共振周波数の測定方法では出力電圧Ｖｐと電流Ｉとから位相差ΔＰを求め、これによって印加電力Ｗ＝Ｖｐ×Ｉ×ｃｏｓΔＰを求めることで印加電力の極大点を共振周波数として検出しているが、本実施形態では素子の両端電圧Ｖｓを直接検出している。そして、図７に示すように、素子電圧Ｖｓの極小点は共振周波数ｆ１に一致している。

従来の方法では駆動電流Ｉを検出し、出力電圧Ｖｐとの位相差ΔＰを求めて印加電力を算出する必要があるが、駆動電流Ｉの検出時にはノイズが重畳することから、正確な電流Ｉ及び位相差ΔＰを求めることは実際には難しい。特に、圧電素子を用いた振動発生源３では電流Ｉは通常数ｍＡ程度ときわめて小さいため、なおさら正確な印加電力を求めることはできない。これに対して本実施形態では、圧電素子３４の両端電圧を直接検出しているために電流Ｉも位相差ΔＰも求める必要がなく、直接に検出される両端電圧の電圧検出値Ｖｄのみで容易かつ正確に共振周波数ｆ１を求めることができる。

さらに、本実施形態では、検出トランス１７０を用いた電圧検出手段を設けているが、電圧のみを検出すればよいことから超小型のトランスで足りるため、励振用駆動回路の小型化、低コスト化を図ることができる。また、圧電素子３４にチャージ電荷が発生した場合でも、この電荷は検出トランス１７０の一次側１７１にて放電されるため、チャージ電荷放出用の抵抗（圧電素子の両端に接続される高抵抗）が不要になる。さらに、圧電素子３４が短絡した場合には検出トランス１７０の二次側１７２の電圧がゼロになるので、当該電気的短絡を確実に検出できる。したがって、過電流検出用の抵抗は不要となり、無駄な電力消費を防止できる。

なお、駆動周波数の設定は、基本的には振動式搬送装置１０の構造によって決定される共振周波数に合わせた振動数で圧電素子３４を駆動するために行われる。したがって、搬送装置の構造が変化すれば共振周波数も大きく変化するし、また、搬送装置は同一構造でも搬送体の振動負荷（搬送物の重量）が変化すれば共振周波数は微量ではあるが変化する。図１０は振動負荷を（１）０ｇ、（２）２５ｇ、（３）３５ｇ、（４）９５ｇ、（５）１６０ｇ、（６）２５０ｇと変化させたときの電圧検出値Ｖｄ及び加速度Ａの周波数依存性を示すグラフである。ここで、通常は振動負荷が搬送物であるから搬送体には固定されていないが、本実験では搬送体に上記重量の錘を固定した状態とした。この場合には搬送物の重量増ではなく、搬送体の重量増に対応する振動負荷の増加に相当する。ただし、搬送物の重量増の場合でも共振周波数や加速度の変化がより少なくなるものの、定性的には同様の影響をもたらすものと思われる。

図１０に示すように、図示実線で示す加速度Ａの極大点及び図示破線で示す電圧検出値Ｖｄの極小点の周波数、すなわち共振周波数は、振動負荷が増えるに従って低下している。これは、振動する搬送体の重量が増加するためであるが、実際の搬送装置では逆に共振周波数が増加する場合もある。実際の装置では圧電素子に接続されるバネ部材の弾性定数、カウンターウエイト、全体の機械的構造等により影響を受けるので、複雑な振動系が構成されているからである。また、実際の振動式搬送装置では振動エネルギーの一部が搬送物の搬送エネルギーとして使われるので、図示例よりも加速度が低下し、結果としてＱ値が減少する。これは、図６に示す等価回路において抵抗Ｒｘが増加することに相当する。

また、図１０から、加速度Ａのピーク高さと、電圧検出値Ｖｄの極小点における電圧降下量とがほぼ比例することがわかる。これは、圧電素子の共振点近傍の特性が電気的なＬＣＲ共振回路と等価であり、機械的な振幅と電気的なインピーダンスの周波数特性が相似するからである。したがって、電気検出値Ｖｄの周波数特性として得られる電気的インピーダンス特性を元に加速度を求めることが可能であり、したがって、従来のように加速度センサを用いなくても加速度の制御を行うことができることがわかる。

次に、図１１には、上記の振動負荷を０としたときの条件と同じ条件で、駆動周波数を６０Ｈｚ〜４００Ｈｚまでスイープさせたときの電圧検出値Ｖｄ（図示実線）及び加速度Ａ（図示破線）を測定した結果を示す。図示実線で示す電圧検出値Ｖｄは、駆動周波数を増加させていくと徐々に低下していき、やがて共振点近傍領域Ｋで大きく低下した後に上昇するが、共振点近傍領域Ｋを通過した後には、再び徐々に低下していく。このように共振点近傍領域Ｋを除く領域において駆動周波数が上昇していくと電圧検出値Ｖｄが徐々に低下していくのは、図６に示す等価回路において制動容量Ｃｙが存在するからである。すなわち、圧電素子は図６に示すＬｘ、Ｃｘ、Ｒｘで表されるＬＣＲ共振回路で基本的に表すことができるが、このＬＣＲ共振回路と並列に接続された振動に寄与しない容量成分である制動容量Ｃｙが存在するために、上記の共振点近傍領域Ｋ以外の領域のインピーダンス特性が決定される。

一方、上記の制動容量Ｃｙを擬似的に３倍に増加したときの電圧検出値Ｖｄを図示一点鎖線で示し、同じときの加速度Ａを図示二点鎖線で示す。このときには、共振点近傍領域Ｋ以外の電圧検出値Ｖｄの値は、駆動周波数が増加するに従って徐々に増加していく。これは、インダクタ１４０、１５０と制動容量Ｃｙとが共振回路を構成したためであり、この場合には１．３ｋＨｚ付近に当該共振回路の共振点が存在することによって当該共振点に向けて電圧検出値Ｖｄが徐々に増大しているのである。

本実施形態の場合には、圧電素子３４として並列に接続された複数の素子部が積層されてなる積層構造を有するものを用いているため、各層の制動容量Ｃｙが加算されることで全体の制動容量が大きくなる。したがって、単層の圧電素子を用いる場合に比べて制動容量の影響を大きく受けるものと考えられる。

上記の各点を考慮して、以下の手順を実施することで、振動負荷が多少変化した場合でも圧電素子の加速度Ａをほぼ一定に維持することができる。まず、駆動周波数をスイープさせて図１１に示す共振点近傍領域Ｋ（上記のＬｘ、Ｃｘ、ＲｘからなるＬＣＲ共振回路に相当する効果が主体的になる領域）を除く領域の両端電圧Ｖｓを測定し、電圧検出値Ｖｄのプロファイルから駆動周波数に対する電圧検出値のベース曲線Ｂ（図示点線）を取得する。このベース曲線Ｂは、共振点近傍のプロファイル例を示す図１２にも点線で示してある。ベース曲線Ｂは図１１に示すように全体として右下がりや右上がりの曲線となるなど、制動容量Ｃｙ及びインダクタ１４０，１５０のＬ１、Ｌ２、Ｒ１，Ｒ２の値によって変化するので、これらの影響を排除し、共振点近傍の電圧検出値Ｖｄの降下特性（上記のＬｘ、Ｃｘ、ＲｘからなるＬＣＲ共振回路によるインピーダンス変化によるもの）を正確に得るためのものである。したがって、このベース曲線Ｂは、同じ構成を有する振動式搬送装置であれば同じものを用いることができ、また、上記Ｃｙ、Ｌ１、Ｌ２、Ｒ１、Ｒ２などのパラメータから求めることも可能である。また、パラメータ的に必要精度上ベース曲線Ｂを勘案する必要性が少ない場合（ベース曲線が水平線に近い場合など）には当該ベース曲線Ｂの算出及びその利用を省略してもよい。

次に、図１２に実線で示す電圧検出値Ｖｄ１の共振点近傍のプロファイルを所定範囲内の駆動周波数域におけるスイープ動作にて求め、共振点における電圧検出値Ｖｄ１（すなわち、共振周波数ｆ１を示す図示一点鎖線で示す垂線と、電圧検出値の周波数特性を示す特性曲線（Ｖｄ１）との交点の電圧値）とベース曲線Ｂ上の電圧値との差を電圧降下量ΔＶｄ１として算出する。そして、この共振周波数ｆ１と一致する駆動周波数で運転する。

このとき、最初に検出した共振周波数ｆ１でそのまま継続して駆動するようにしてもよいが、共振周波数の変化を想定して、以下のように駆動周波数の微修正を行うようにすることもできる。すなわち、駆動周波数を僅かに前後にスイープさせて電圧検出値Ｖｄ１の極小点を検出しながら、常時当該極小点にて得られる共振周波数に駆動周波数が一致するように制御してもよい。このとき、駆動周波数のスイープ動作を常時行い、常に駆動周波数が実際の共振周波数（電圧検出値Ｖｄの極小点）を中心にして前後に変化するようにしてもよく、また、駆動周波数のスイープ動作を間欠的に（定期的若しくは不定期に）実施し、スイープ動作の結果得られた共振周波数に駆動周波数が一致するようにその都度制御してもよい。このようにすると、実際の共振周波数が多少変動しても、常に共振周波数にほぼ一致した駆動周波数で効率的に運転することができる。

次に、駆動周波数が基準周波数ｆ１に設定された状態で動作している状態において、電圧検出値Ｖｄを監視しながら、この電圧検出値Ｖｄの変動量が或る閾値を越えたときには、振動負荷が変化したものと判断して、以下の補正動作を実行する。ここで、図１２には、破線で振動負荷を変化させた後の電圧検出値（特性曲線）Ｖｄ２を示し、二点鎖線で補正後の電圧検出値（特性曲線）Ｖｄ３を示してある。ただし、図１２に示す例の場合には、上記図１０に示す場合と異なり、振動負荷を搬送体に固定せず、粒子状の錘を搬送体上に固定しない状態で搭載したため、共振周波数ｆ１の変化はきわめて小さくなっている。なお、上記のように共振周波数の探索による駆動周波数の微修正を行っている場合には、当該微修正を行うためのスイープ動作にて検出された共振周波数ｆ１の変動量が或る閾値を越えたときに以下の補正動作を実行するようにしてもよく、或いは、同様にして算出された上記電圧降下量ΔＶｄ１の変動量が或る閾値を越えたときに以下の補正動作を実行するようにしてもよい。

本実施形態の補正動作においては、まず、駆動周波数を所定範囲でスイープさせ（上述のように駆動周波数の微修正をしている場合には、そのスイープ範囲を必要に応じてさらに広げてスイープを実施し）、変化後の共振周波数ｆ２を検出して、当該共振周波数ｆ２に一致するように駆動周波数を補正する。この場合、電圧検出値Ｖｄ１、共振周波数ｆ１又は電圧降下量ΔＶｄ１の変動量の比較対象である上記の閾値は加速度Ａの変動を抑制したい程度に応じて設定される。したがって、単に駆動周波数を新たに判明した共振周波数ｆ２に補正しただけでは、図１３に示すように変化前の加速度Ａ１（図示実線）に比べて変化後の加速度Ａ２（図示破線）が許容できない程度に変化し、加速度を変化前と同様に維持することはできない。しかしながら、上述のように、上記電圧降下量は圧電素子のインピーダンス変化と相関を有し、図１０に示すように加速度Ａと比例関係にあることがわかっている。そこで、上記の駆動周波数の補正後において上記電圧降下量ΔＶｄ２を算出し、変化前の電圧降下量ΔＶｄ１と、変化後の電圧降下量ΔＶｄ２の変動比Ｒ＝ΔＶｄ２／ΔＶｄ１を補正パラメータとする。そして、振動負荷の変化後においても加速度がこの補正パラメータである変動比のＲ倍となるように補正することで、振動負荷の変動前後において加速度の変化がなくなることになる。

実際には加速度の変動が抑制されれば足りるので、振動負荷の変化後の加速度を補正する方法の一例としては、電圧指令値を比Ｒで乗算した値を新たな電圧指令値に設定する方法が考えられる。図１２に示す補正後の電圧検出値Ｖｄ３は、インバータ制御手段である制御部１８０から出力される制御信号Ｓに含まれる電圧指令値を上記比Ｒで乗算して補正し新たな電圧指令値とした場合に検出された実験値である。この場合には、図１３に示すように、変化前の加速度Ａ１に対して振動負荷が変化した後の加速度Ａ２が大きく低下しているのに比べると、補正後の図示二点鎖線で示す加速度Ａ３は変化前の加速度にほとんど近似した値となっている。

図１２及び図１３に示す補正後のデータは、制御部１８０から出力される電圧指令値を上記比Ｒで補正した場合の実験結果であり、加速度Ａ１とＡ３は厳密には一致していないが、加速度の変動を十分に抑制することができる。ここで、図１２及び図１３に示す各データの詳細は以下のようになっている。変化前においては、制御部１８０からＰＷＭ回路１９０に３Ｖの電圧指令値（５Ｖが１００％）を与え、このときの共振周波数及び駆動周波数ｆ１が２６８．５Ｈｚ、この周波数における電圧検出値Ｖｄ１のベース曲線の共振点における値が２３．６Ｖ、加速度Ａが２２．４Ｇであった。また、このときの電圧降下量ΔＶｓ１は２．３Ｖであった。その後、５００ｇの粒子状の錘を固定せずに搬送体上に載置したところ、共振周波数が２６８．８Ｈｚとなり、この周波数における電圧検出値Ｖｄ２のベース曲線の共振点における値は２３．５Ｖ、加速度は１６．３Ｇになった。そして、このときの電圧降下量ΔＶｄ２は１．７Ｖであった。このため、元の電圧指令値３Ｖに電圧降下量の変動比Ｒ＝ΔＶｄ１／ΔＶｄ２＝１．４を乗算することにより得られた４．２Ｖの値に電圧指令値を変更した。これにより、共振周波数は２６８．５Ｈｚ、この周波数における電圧検出値Ｖｄ３のベース曲線の値は３３．８Ｖ、電圧降下量は１．８Ｖ、そして、加速度は２３．２Ｇとなった。なお、上記の各値はそれぞれ小数点以下１位までの四捨五入で示してある。

上記の変動比Ｒを補正パラメータとする補正方法としては上記方法に限らず、振動負荷の変化前後の加速度の変化を抑制できる方法であればいかなる方法であってもよい。ここで、上記補正パラメータを適用する対象が電圧制御パラメータである。電圧制御パラメータは上記の例で示した電圧指令値に限らない。例えば、振動負荷の変化後に共振点で検出された電圧検出値Ｖｄ２に上記比Ｒを乗算した値が補正後の電圧検出値Ｖｄ３となるように、すなわち、Ｖｄ３＝Ｒ・Ｖｄ２＝Ｖｄ２・ΔＶｄ２／ΔＶｄ１となるように、共振点の電圧検出値の極小値を上記で電圧制御パラメータとして、これが補正値となるように新たな電圧指令値を設定する方法が考えられる。また、電圧制御パラメータとして上記ベース曲線における共振点近傍の電圧値を用いてもよい。この場合、ベース曲線の値が上記比Ｒで補正した値となるように電圧指令値を設定する。例えば、上記の例では、振動負荷が変化した後のベース曲線Ｂの共振点における値が２３．５Ｖであるので、これに上記比Ｒ＝１．４を乗算すると３２．９Ｖとなる。したがって、補正後のベース曲線Ｂの共振点における値が３２．９Ｖに近づくように新たな電圧指令値を設定することになる。

上記の例では電圧検出値Ｖｄのフィードバック制御を行わない場合を前提として、補正パラメータを電圧降下量とする方法について説明したが、電圧検出値Ｖｄのフィードバック制御を行う場合には、一旦フィードバック制御を停止して上記と同様の補正パラメータの検出を行うか、或いは、補正パラメータとして上記電圧降下量の変動比の代わりに電圧指令値の電圧上昇量の変動比を用いる。また、この場合には、電圧制御パラメータとして制御目標値である電圧基準値Ｖｒを用いることができる。すなわち、補正前の電圧基準値Ｖｒに上記補正パラメータ（電圧上昇量の変動比）を乗算することで補正された新たな電圧基準値Ｖｒを算出し、その後は、新たな電圧基準値を制御目標値として電圧検出値Ｖｄのフィードバック制御を行う。

尚、本発明の振動式搬送装置及び励振用駆動回路は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。例えば、上記の振動式搬送装置１０としては直線状の搬送路を備えた装置を例示したが、ボウル型パーツフィーダ等のように螺旋状の搬送路を有する装置であっても構わない。また、上記の慣性体６を有するような防振タイプの振動式搬送装置に限らず、直接若しくはバネ材を介して圧電駆動体に接続されてなる搬送体を有する種々の装置に適用することができる。

実施形態の励振用駆動回路の概略構成図。 実施形態の振動式搬送装置の概略側面図。 実施形態の振動式搬送装置の概略正面図（Ａ）及び搬送体を除いた部分の概略平面図（Ｂ）。 フィードバック制御をしない状態における供給電圧、両端電圧及び加速度の周波数依存性を示すグラフ。 フィードバック制御を実施した状態における供給電圧、両端電圧及び加速度の周波数依存性を示すグラフ。 インバータから振動発生源までの回路部分の等価回路図。 図６の等価回路で算出した電流Ｉ、位相差ΔＰ、両端電圧Ｖｓの周波数依存性を示すグラフ。 振動発生源の具体的構成例を示す断面図。 圧電素子の構造を模式的に示す拡大断面図。 振動負荷の変化による加速度及び電圧検出値の周波数特性の変化を示すグラフ。 制動容量の相違による加速度及び電圧検出値の周波数特性の変化を示すグラフ。 振動負荷が変化したときの変化前、変化後、及び、補正後の電圧検出値の周波数特性を示すグラフ。 振動負荷が変化したときの変化前、変化後、及び、補正後の加速度の周波数特性を示すグラフ。

３…振動発生源、１０…振動式搬送装置、１００…励振用駆動回路、１１０…商用電源、１２０…直流電源、１３０…インバータ、１４０、１５０…インダクタ、１６０…振動発生源、１７０…検出トランス、１８０…制御部、１９０…ＰＷＭ回路、Ａ…加速度、Ｖｏ…供給電圧、Ｖｐ…出力電圧、Ｖｓ…両端電圧、Ｖｄ、Ｖｄ１、Ｖｄ２、Ｖｄ３…電圧検出値（特性曲線）、ΔＶｄ１、ΔＶｄ２、ΔＶｄ３…電圧降下量、Ｉ…電流、ΔＰ…位相差、Ｂ…ベース曲線

Claims (7)

1. 振動発生源に交流電圧を印加することにより搬送体を振動させて搬送物を搬送する振動式搬送装置において、
   前記振動発生源は励振用の圧電素子を含み、
   所要の直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電圧をＰＷＭ駆動により交流の出力電圧に変換して前記振動発生源に印加するインバータと、前記インバータと前記圧電素子との間に接続されるインダクタと、前記圧電素子の両端電圧を直接検出する検出トランスを含む電圧検出手段と、前記インバータの前記出力電圧の周波数及び電圧値を設定可能で、かつ、前記電圧検出手段の電圧検出値に応じて前記インバータを制御可能に構成されたインバータ制御手段と、を具備することを特徴とする振動式搬送装置。
2. 前記インバータ制御手段は、前記電圧検出値を一定に保つように前記インバータを制御することを特徴とする請求項１に記載の振動式搬送装置。
3. 前記検出トランスは、前記振動発生源の両端電圧が一次側に与えられるとともに前記インバータ制御手段に二次側が接続されることを特徴とする請求項１又は２に記載の振動式搬送装置。
4. 前記インバータ制御手段は、電圧指令値を一定に維持しつつ前記出力電圧の周波数を変化させて前記電圧検出値の極小点を検出することにより共振周波数を求める共振点検出手段を含むことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の振動式搬送装置。
5. 前記インバータ制御手段は、前記電圧検出値を一定に制御しつつ前記出力電圧の周波数を変化させて電圧指令値の極大点を検出することにより共振周波数を求める共振点検出手段を含むことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の振動式搬送装置。
6. 前記インバータ制御手段は、共振点における前記電圧検出値の電圧降下量若しくは電圧指令値の電圧上昇量の変動比に応じて電圧制御パラメータを補正することで前記圧電素子の加速度の変動を抑制する加速度制御手段を含むことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載の振動式搬送装置。
7. 前記振動発生源として、前記搬送体に対して直接若しくは間接的に接続された弾性金属板と、該弾性金属板に対して絶縁層を介して接着された前記圧電素子とを有する圧電駆動体を用いることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載の振動式搬送装置。

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