JP4524606B2 - 基準電圧発生回路及びａｃアダプタ - Google Patents

Description

本発明は、ＡＣアダプタに関し、特に、その二次側回路に備えられる電圧制御回路用の基準電圧を発生する基準電圧発生回路に関する。

この種のＡＣアダプタは、携帯電話機などの本体に内蔵又は装着された二次電池を充電するために用いられる。二次電池はリチウムイオン電池であって良い。

図１に、ＡＣアダプタ１０が携帯電話機などの本体２０に接続された状態を示す。ＡＣアダプタ１０は、抵抗値を持つケーブルを介して本体２０に接続されている。ＡＣアダプタ１０は、陽極（カソード）１１と陰極（アノード）１２とを持ち、その端子間にアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰを発生している。

一方、本体２０は、逆流防止ダイオードＤと、トランジスタなどの充電制御素子Ｑと、二次電池２１と、充電制御回路２２とを有する。充電制御回路２２は、充電制御素子Ｑを制御することによって、二次電池２１の充電を制御する。充電制御回路２２は、図示はしないが、その内部にレギュレータを持っている。二次電池２１は電池電圧（充電電圧）Ｖ_ＢＡＴＴを発生している。

図２に示されるように、ＡＣアダプタのＶ−Ｉ特性は、定電流／定電圧特性をしている。

本体２０の二次電池２１を充電制御する場合、定電圧については、図１から明らかなように、ＡＣアダプタ１０と二次電池２１との間に、ケーブルロス、接触抵抗によるロス、逆流防止ダイオードＤのＶfなどがあるので、充電電圧Ｖ_ＢＡＴＴの精度が出ない。その為、上述したように、充電制御回路２２はレギュレータを持っている。

また、ＡＣアダプタ１０のアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰは、上記の電圧ロスを発生する要因が最大にばらついても充電できる電圧を供給できるように、高めの電圧設定になっている。

この種のＡＣアダプタは、トランスの一次巻線に印加される直流電圧をスイッチング素子によりオンオフする一次側回路と、トランスの二次巻線に誘起される電流を整流平滑化して二次側出力電圧を出力する二次側回路とを備えている。

このようなＡＣアダプタにおいては、一次側回路と二次側回路とは、感電などの事故を防ぐために、電気的に絶縁分離されている必要がある。電気的に絶縁分離する手段としては、一般に、フォトカプラ又は絶縁トランスが使用される。また、ＡＣアダプタにおいては、定電流制御と定電圧制御とを行う必要がある。このため、二次側回路で流れる電流の変化を定電流制御信号として、又、二次側出力電圧の変化を定電圧制御信号として一次側回路に戻す必要がある。この場合、定電流制御信号と定電圧制御信号とは、二次側回路からフォトカプラを介して一次側回路に戻される（帰還される）。

以下、図３を参照して、従来のＡＣアダプタについて説明する。図示のスイッチング式ＡＣアダプタは、一次側回路として、整流／平滑回路３１、トランスＴの一次巻線Ｎp、スイッチング制御回路３２、およびスイッチング（ＳＷ）素子３３を含む。

ＡＣ電源から供給される入力ＡＣ電圧は、整流／平滑回路３１で整流／平滑化され、入力直流電圧に変換される。この入力直流電圧は、トランスＴの一次巻線Ｎpに印加され、スイッチング素子３３によってオンオフされる。このスイッチング素子３３のオンオフは、スイッチング制御回路３２から供給されるオンオフ制御信号によって制御される。

また、図示のＡＣアダプタ回路は、二次側回路として、トランスＴの二次巻線Ｎsおよび整流／平滑回路４１を含む。トランスＴの二次巻線Ｎsに誘起されたＡＣ電圧は、整流／平滑回路４１で整流／平滑化され、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰを出力する。

二次側回路には、定電圧制御回路４２、定電流制御回路４３、および基準電圧発生回路４４が設けられている。定電圧制御回路４２は、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰの変化を検出して、定電圧制御信号を出力する。この定電圧制御信号は、オアゲートＧおよびフォトカプラＰＣを介して帰還信号として一次側回路に設けられたスイッチング制御回路３２へ帰還される。定電流制御回路４３は、二次側回路を流れる電流を検出して、定電流制御信号を出力する。この定電流制御信号も、オアゲートＧおよびフォトカプラＰＣを介して帰還信号として一次側回路に設けられたスイッチング制御回路３２へ帰還される。基準電圧発生回路４４は、定電圧制御回路４２および定電流制御回路４３へ基準電圧を供給するためのものである。

アノード１２には、抵抗器Ｒ１、Ｒ２の一端が接続されており、抵抗器Ｒ１の他端および抵抗器Ｒ２の他端は定電流制御回路４３に接続されている。また、カソード１１と抵抗器Ｒ２の他端との間には、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰを分圧するための抵抗器Ｒ３、Ｒ４が直列に接続されている。抵抗器Ｒ３とＲ４との接続点からはアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰの分圧電圧が定電圧制御回路４２に供給されている。基準電圧発生回路４４はカソード１１に接続されており、基準電圧発生回路４４と抵抗器Ｒ２の他端との間には、基準電圧を分圧するための抵抗器Ｒ５、Ｒ６が直列に接続されている。抵抗器Ｒ５とＲ６との接続点からは、基準電圧の分圧電圧が定電流制御回路４３に供給されている。

尚、トランスＴには補助巻線Ｎ_Ｂが巻き回されており、補助巻線Ｎ_Ｂの一端は、スイッチング素子３３、整流／平滑回路３１及びスイッチング制御回路３２に接続され、補助巻線Ｎ_Ｂの他端は、スイッチング制御回路３２およびフォトカプラＰＣのフォトトランジスタのコレクタに接続されている。

とにかく、従来のＡＣアダプタ１０では、基準電圧発生回路４４から発生された固定の基準電圧を用いて定電圧制御を行っている。

図４に定電圧制御回路４２の構成を示す。定電圧制御回路４２には、基準電圧発生回路４４から固定の基準電圧（内部基準電圧）ＶＲＥＧが供給されると共に、抵抗器Ｒ３とＲ４との接続点からアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰの分圧電圧が供給される。

図示の定電圧制御回路４２は、演算増幅器４２１とｎｐｎ形バイポーラトランジスタ４２２とから構成されている。演算増幅器４２１の反転入力端子には上記内部基準電圧ＶＲＥＧが供給される。演算増幅器４２１の非反転入力端子には上記アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰの分圧電圧が供給される。演算増幅器４２１の出力端子はｎｐｎ形バイポーラトランジスタ４２２のベースに接続されている。ｎｐｎ形バイポーラトランジスタ４２２のエミッタは接地され、コレクタはオアゲートＧ（図３）に接続されている。すなわち、ｎｐｎ形バイポーラトランジスタ４２２のコレクタから定電圧制御信号が出力される。

このように、定電圧制御回路４２は、内部基準電圧ＶＲＥＧとアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰの分圧電圧とを比較し、外付けの抵抗器Ｒ３、Ｒ４を調整することで、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰが設定電圧以上にならないように設定している。

図５に従来のＡＣアダプタ１０の充電特性を示す。横軸に時間ｔ［ｈ］を、縦軸に電圧Ｖ，電流Ｉを示している。電池電圧Ｖ_ＢＡＴＴが低い間は、一定の充電電流Ｉcで充電され、電池電圧Ｖ_ＢＡＴＴが所定の電圧に達すると定電圧充電が行われる。図４に示されるように、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰは電池電圧Ｖ_ＢＡＴＴより常に高い。

しかしながら、従来のＡＣアダプタ１０の構成では、定電圧充電領域において、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰと電池電圧Ｖ_ＢＡＴＴとの間に高い電圧差ΔＶ’が発生し、本体２０内部の充電制御トランジスタ（充電制御素子）Ｑを発熱させるという問題がある。なお、この跳ね上がり電圧（ΔＶ’−ΔＶ）は、機種・製品により異なるが約０．５Ｖ程度である。

次に、図６を参照して、定電流充電領域から定電圧充電領域に切り変わるときに、電圧の跳ね上がりが発生する理由について説明する。図６（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）では、ＡＣアダプタ１０のＶ−Ｉ特性を太い実線で、充電制御回路２２のＶ−Ｉ特性を細い実線で示している。

図６（Ａ）に示されるように、電池電圧Ｖ_ＢＡＴＴが低いときには、定電流充電状態にあり、電池電圧Ｖ_ＢＡＴＴとアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰとは最低限必要な電位差ΔＶをもって徐々に上昇していく。

図６（Ｂ）に示されるように、充電が進行し、電池電圧Ｖ_ＢＡＴＴが充電制御回路２２のＶ−Ｉ特性の角（充電制御モードが定電流充電制御モードから定電圧充電制御モードに切り換わる時点）に来るまでは、電池電圧Ｖ_ＢＡＴＴとアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰとは最低限必要な電位差ΔＶをもって徐々に上昇していく。

図６（Ｃ）に示されるように、電池電圧Ｖ_ＢＡＴＴが充電制御回路２２のＶ−Ｉ特性の定電圧部分に入ったとする。この場合、ＡＣアダプタ１０の充電電流Ｉcと二次電池２１を流れる充電電流とは同じなので、自ずと、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰもＡＣアダプタ１０のＶ−Ｉ特性の定電圧充電領域に入る。このため、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰは、図６（Ｂ）から図６（Ｃ）のポイントに、跳ね上がることになる。

これが、定電圧充電領域において、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰと電池電圧Ｖ_ＢＡＴＴとの間に高い電圧差ΔＶ’が発生する理由である。

特に、図２に示すＡ点（定電流充電領域から定電圧充電領域に切り換わる点）においては、充電電流Ｉcが最大であるので、充電制御トランジスタ（充電制御素子）Ｑの発熱が最大となるポイントである。

本願出願人は、上記課題を解決するために、本体内部の充電制御素子の発熱を抑えることができる、ＡＣアダプタを既に提案している（特願２００３−２７２１６９号、特願２００４−１９４８２５号参照）。

この提案したＡＣアダプタでは、二次側回路に検出手段を設けている。この検出手段は、充電電流が設定電流値以下に減少したことを検出して検出信号を出力する。アダプタ電圧の変化を検出して電圧制御信号を出力する電圧制御回路は、アダプタ電圧を徐々に落とし、上記検出信号に応答して一旦アダプタ電圧を上昇させる動作を繰り返すように動作する。ある実施の形態において、提案したＡＣアダプタは、電圧制御回路に基準電圧を供給するための基準電圧発生回路をさらに有している。この基準電圧発生回路は基準電圧を可変できるように構成されている。そして、基準電圧発生回路が基準電圧を可変することによって、上記電圧制御回路はアダプタ電圧を変化させるように制御している。

しかしながら、この提案したＡＣアダプタでは、基準電圧発生回路の具体的な回路構成については何ら開示していない。

そこで、本発明の課題は、基準電圧を可変できるように構成された基準電圧発生回路を提供することにある。

本発明によれば、固定の基準電圧（ＶＲＥＧ）が供給され、時間経過につれて徐々に低下し、検出パルスに応答して所定の設定電圧だけ上昇するようなコントロール電圧を発生する基準電圧発生回路（４４Ｂ；４４Ａ）であって、固定の基準電圧を初期に第１の充電電圧として保持する第１のコンデンサ（Ｃ１）と、第１の充電電圧を徐々に低下させる定電流源（Ｉ１）と、第１の充電電圧をコントロール電圧として出力するバッファ回路（４４１）と、設定電圧を発生する設定電圧発生回路（４４２）と、コントロール電圧と設定電圧とを加算して、加算した電圧を出力する加算回路（４４３）と、加算した電圧を第２の充電電圧として保持する第２のコンデンサ（Ｃ２）と、検出パルスに応答して第２の充電電圧を第１のコンデンサへ第１の充電電圧として保持させるように転送する転送回路（４４４）とを備えることを特徴とする基準電圧発生回路が得られる。

上記基準電圧発生回路（４４Ｂ；４４Ａ）において、設定電圧発生回路（４４２）は、固定の基準電圧（ＶＲＥＧ）を分圧して、分圧した電圧を設定電圧として出力する分圧回路から構成されて良い。

また、上記基準電圧発生回路（４４Ｂ）において、制御モードと非制御モードとを切り替えるための制御信号が供給されるものでも良い。この場合、基準電圧発生回路（４４Ｂ）は、制御信号が非制御モードを示しているときにオンして、固定の基準電圧を第１のコンデンサへ供給する第１のスイッチ（ＳＷ１１）と、制御信号が制御モードを示しているときにオンして、第１のコンデンサを定電流源に接続することにより、第１の充電電圧を徐々に低下させる第２のスイッチ（ＳＷ１２）とをさらに有することが好ましい。また、基準電圧発生回路（４４Ｂ；４４Ａ）は、検出パルスがないときにオンして、加算した電圧を第２のコンデンサへ第２の充電電圧として保持させる第３のスイッチ（ＳＷ１３）をさらに有することが望ましい。さらに、上記転送回路（４４４）は、第２の充電電圧をそのまま出力する第２のバッファ回路（Ａ１３）と、検出パルスがあるときにオンして、第２のバッファ回路の出力電圧を第１のコンデンサへ伝達する第４のスイッチ（ＳＷ１４）とから構成されて良い。

また、本発明によれば、上記のいずれか１つに記載の基準電圧発生回路（４４Ｂ；４４Ａ）から発生されるコントロール電圧を、基準電圧として受ける電圧制御回路（４２Ａ）を二次側回路に備えたＡＣアダプタ（１０Ｂ；１０Ａ）が得られる。ＡＣアダプタ（１０Ｂ；１０Ａ）は、二次側回路に設けられて、充電電流が設定電流値以下に減少したことを検出して検出パルスを出力する検出手段（４５Ａ；４５）を備えるもので良い。

尚、上記括弧内の符号は、本発明の理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎず、これらに限定されないのは勿論である。

本発明では、固定の基準電圧を初期に第１の充電電圧として保持する第１のコンデンサと、第１の充電電圧を徐々に低下させる定電流源と、第１の充電電圧をコントロール電圧として出力するバッファ回路と、設定電圧を発生する設定電圧発生回路と、コントロール電圧と設定電圧とを加算して、加算した電圧を出力する加算回路と、加算した電圧を第２の充電電圧として保持する第２のコンデンサと、検出パルスに応答して第２の充電電圧を第１のコンデンサへ第１の充電電圧として保持させるように転送する転送回路とを備えることにより、時間経過につれて徐々に低下し、検出パルスに応答して所定の設定電圧だけ上昇するようなコントロール電圧を発生する基準電圧発生回路を提供することができる。

最初に本発明の理解を容易にするために、上記特願２００４−１９４８２５号（以下、「先願」という）に記載されているＡＣアダプタについて説明する。

図７を参照して、先願の第１のＡＣアダプタ１０Ａについて説明する。図示のＡＣアダプタ１０Ａは、従来の基準電圧発生回路（以下、「第１の基準電圧発生回路」ともいう）４４に加えて第２の基準電圧発生回路４４Ａをも使用すると共に定電圧制御回路４２の代わりに電圧制御回路４２Ａを使用し、さらに−ΔＩ検出回路４５が付加された点を除いて、図３に示した従来のＡＣアダプタ１０と同様の構成を有する。図３に示した構成要素と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付して、説明の簡略化のためにそれらの説明については省略する。

第２の基準電圧発生回路４４Ａは、充電状態における基本動作として、徐々に第２の基準電圧を下げるように電圧調整を行う。この第２の基準電圧の降下に応答して、電圧制御回路４２Ａはアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰを下げるように制御する。

−ΔＩ検出回路４５は、抵抗器Ｒ７を介してアノード１２に接続されている。−ΔＩ検出回路４５は、充電電流Ｉcが設定電流値以下に減少したことを検出して、検出信号を第２の基準電圧発生回路４４Ａへ供給する。

第２の基準電圧発生回路４４Ａは、この検出信号に応答して、一旦第２の基準電圧を所定電圧だけ上昇させる。この第２の基準電圧の上昇に応答して、電圧制御回路４２Ａは、一旦アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰを所定電圧だけ上昇させるように動作する。

以下、図７に加えて図８をも参照して、ＡＣアダプタ１０Ａの動作について説明する。図８は図７に図示したＡＣアダプタ１０Ａの充電特性を示す図である。横軸に時間ｔ［ｈ］を、縦軸に電圧Ｖ，電流Ｉを示している。

定電流充電領域では、定電流制御回路４３は常に充電電流Ｉcを監視している。そして、この充電電流Ｉcが一定となるように、定電流制御回路４３は定電流制御信号を出力する。この定電流制御信号はオアゲートＧおよびフォトカプラＰＣを介して帰還信号として一次側回路のスイッチング制御回路３２へ帰還される。

このとき、電圧制御回路４２Ａは、第２の基準電圧発生回路４４Ａから供給される第２の基準電圧に応答して、徐々にアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰを下げるようにする。この時点では、充電電流Ｉcは一定値を維持している。しかしながら、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰと電池電圧Ｖ_ＢＡＴＴとの電位差（Ｖ_ＡＤＰ−Ｖ_ＢＡＴＴ）が必要最低限の電圧ΔＶを割り込むと、充電電流Ｉcが流せなくなり、充電電流Ｉcは急激に減少する。この充電電流Ｉcの急激な減少により設定電流値以下となったことを−ΔＩ検出回路４５が検出すると、−ΔＩ検出回路４５は検出信号を第２の基準電圧発生回路４４Ａに供給する。この検出信号に応答して、第２の基準電圧発生回路４４Ａは第２の基準電圧を一旦所定電圧だけ上昇させる。定電圧制御回路４２Ａは、この第２の基準電圧の上昇に応答して、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰを一旦所定電圧だけ上昇させるように動作する。

以降、これを繰り返しながら、二次電池２１の充電が行われる。これにより、常に必要最低限電位差ΔＶを保持することができる。尚、繰り返し周期は、例えば約１００ミリ秒であり、上昇させる所定電圧は、例えば約１００ｍＶである。また、充電電流Ｉcの急激な減少の値は、例えば３０〜５０ｍＡの範囲である。

このため、従来のＡＣアダプタ１０においては、定電圧充電領域では、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰは規定の電圧値をもっていたが（図５参照）、先願の第１のＡＣアダプタ１０Ａでは、随時必要最低限電位差ΔＶに調整しながら充電している。このため、先願の第１のＡＣアダプタ１０Ａにおいては、従来のＡＣアダプタ１０において問題となっていた、定電流充電領域から定電圧充電領域に移行する際のアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰの跳ね上がりが発生しない。換言すれば、先願の第１のＡＣアダプタ１０Ａは、定電流充電時のアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰと電池電圧Ｖ_ＢＡＴＴとの電位差（Ｖ_ＡＤＰ−Ｖ_ＢＡＴＴ）である必要最低限の電圧ΔＶを保ったまま、定電圧充電を行う。この結果、本体２０内部の充電制御素子Ｑの発熱を抑えることができる。

次に、図９を参照して、先願の第２のＡＣアダプタ１０Ｂについて説明する。但し、図９では、一次側回路は従来のものと変わりがないので、その図示を省略してある。図７に示した構成要素と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付して、以下では、説明の簡略化のために、相違する点についてのみ説明する。

上述した先願の第１のＡＣアダプタ１０Ａでは、充電電流Ｉcが流れていないときは、−ΔＩ検出回路４５は−ΔＩの検出を行えない。そのため、図１０に示されるように、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰは徐々に低下してしまう。

そこで、ＡＣアダプタ１０Ｂは、図１１に示されるように、満充電検出後の待機状態で、従来のＡＣアダプタ１０と同等のアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰを出力する電流監視回路５１を備えている。すなわち、本体２０が接続され、充電電流Ｉcが所定の設定値以上流れた時に、電流監視回路５１は、図７に図示したＡＣアダプタ１０Ａにおける方式による制御（以下、「繰り返し制御」という。）を開始する。一方、充電電流Ｉcの値が所定の設定値以下になったときに、電流監視回路５１は、上記繰り返し制御を停止し、再度、図３に図示された従来のＡＣアダプタ１０と同等のアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰを出力する。とにかく、電流監視回路５１は、少なくとも二次電池２１の満充電検出後の待機状態で、繰り返し動作を停止する。

次に、「満充電検出」について説明する。図１２に示されるように、二次電池２１を充電する場合、二次電池２１が満充電に近くなると、定電圧充電モードで二次電池２１の充電を行い、充電電流Ｉcは徐々に減少する。充電電流Ｉcが限りなく零に近づくほど、満充電の状態になる。しかしながら、充電電流Ｉcの値が小さくなるので、充電時間は長くなる。よって、図１３に示されるように、充電電流Ｉcの電流値がある程度小さくなったところで満充電と判断し、二次電池２１の充電を終了させる。このときの充電電流Ｉｃの電流値の検出値を満充電検出設定電流値と呼ぶ。

尚、これは本体（携帯電話機）２０側の制御であって、ＡＣアダプタの制御ではない。

一方、このような充電制御を本体（携帯電話機）２０側で行っているとする。そして、図７に図示されているＡＣアダプタ１０Ａを使用して充電を行ったとする。換言すれば、ＡＣアダプタ１０Ａを使用して満充電を検出するまで、上記繰り返し制御を行ったとする。

この場合、繰り返し制御時は、常に−ΔＩ検出回路４５は−ΔＩの検出を行っているので、満充電を検出するまで繰り返し制御を行うと、図１４に示されるように、従来のＡＣアダプタ１０の検出よりも早く満充電を検出してしまう。

その対策として、図示の電流監視回路５１は、図１５に示されるように、満充電検出設定電流値より、ある電圧分上乗せした値で、上記繰り返し制御を停止させ、−ΔＩの振れを無くし、従来のＡＣアダプタ１０と同等の動作状態としている。これにより、従来同様の満充電検出が可能となる。とにかく、電流監視回路５１は、充電電流Ｉcが満充電検出時の電流値に所定の値を加算した充電電流値に達したときに、繰り返し動作を停止する。

図１６にＡＣアダプタ１０Ｂの動作を示す。図１６は、図９に図示したＡＣアダプタ１０Ｂの充電特性を示す図である。横軸に時間ｔ［ｈ］を、縦軸に電圧Ｖ、電流Ｉを示している。

図１６に示されるように、本体２０の満充電検出電流値よりある値を上乗せした充電電流値に達したところで、上記繰り返し制御を止め、そのときのアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰを維持するようにしている。これにより、本体２０の満充電付近で、繰り返し制御による充電電流Ｉcの−ΔＩの振れが無くなり、満充電を精度良く検出することができる。

電流監視回路５１は、制御開始／停止の制御信号を第２の基準電圧発生回路４４Ｂへ送出する。

図１７に電流監視回路５１の構成を示す。電流監視回路５１は、電流検出抵抗Ｒ１１と、増幅回路５１１と、電流監視比較判定回路５１２とを有する。電流検出抵抗Ｒ１１は、充電電流Ｉcを検出するためのものである。換言すれば、電流検出抵抗Ｒ１１は、充電電流Ｉcを検出電圧に変換する。電流検出抵抗Ｒ１１は、電力損失を避けるために小さい値であるので、検出電圧も小さい値である。そのため、この検出電圧を増幅回路５１１で増幅する。

増幅回路５１１は、抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４と演算増幅器Ａ１とを有する。電流検出抵抗Ｒ１１の一端は、抵抗Ｒ１２を介して演算増幅器Ａ１の非反転入力端子に接続され、電流検出抵抗Ｒ１１の他端は、抵抗Ｒ１３を介して演算増幅器Ａ１の反転入力端子に接続されている。演算増幅器Ａ１の反転入力端子は、抵抗Ｒ１４を介して演算増幅器Ａ１の出力端子に接続されている。増幅回路５１１は、検出電圧を増幅して、増幅した検出電圧Ｖａを出力する。この増幅した検出電圧Ｖａは電流監視比較判定回路５１２に供給される。

電流監視比較判定回路５１２は、抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、Ｒ１７、Ｒ１８と、演算増幅器Ａ２と、アナログスイッチＳＷ１とから構成されている。演算増幅器Ａ２の反転入力端子には、増幅した検出電圧Ｖａが供給される。抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、Ｒ１７は、直列接続されたブリーダ抵抗であって、基準電圧Ｖrefを分圧して、抵抗Ｒ１５とＲ１６との接続点から分圧した電圧Ｖｂを出力する。この分圧した電圧Ｖｂは演算増幅器Ａ２の非反転入力端子に供給される。抵抗Ｒ１６とＲ１７との接続点はアナログスイッチＳＷ１の接点１に接続されている。演算増幅器Ａ２の出力端子は抵抗Ｒ１８を介してアナログスイッチＳＷ１の制御端子に接続されている。アナログスイッチＳＷ１の接点２は接地されている。アナログスイッチＳＷ１は制御端子Highレベルでスイッチoff、制御端子Lowレベルでスイッチonの論理とする。

図示の例では、電流監視比較判定回路５１２は、制御停止の制御信号として論理Highレベルの信号を出力し、制御開始の制御信号として論理Lowレベルの信号を出力する。基準電圧Ｖrefをブリーダ抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７で抵抗分圧することによって、制御開始／停止のしきい値を設定している。

詳述すると、電流監視比較判定回路５１が、論理Highレベルの制御停止の制御信号を出力しているとする。この場合、アナログスイッチＳＷ１は、オフ状態となっている。したがって、この場合、ブリーダ抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７は、分圧電圧Ｖｂとして、Ｖref{(Ｒ１６＋Ｒ１７)／（Ｒ１５＋Ｒ１６＋Ｒ１７）}に等しい電圧を出力する。このときの分圧電圧Ｖｂは、制御開始のしきい値電圧であって、例えば、充電電流Ｉcが３００ｍＡ流れたときに相当する。

電流監視比較判定回路５１が、論理Lowレベルの制御開始の制御信号を出力しているとする。この場合、アナログスイッチＳＷ１は、オン状態となっている。そのため、抵抗Ｒ１７がショートされた状態となる。したがって、この場合、ブリーダ抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７は、分圧電圧Ｖｂとして、Ｖref{（Ｒ１６／（Ｒ１５＋Ｒ１６）}に等しい電圧とする。このときの分圧電圧Ｖｂは、制御停止のしきい値電圧であって、例えば、充電電流Ｉcが２００ｍＡ流れたときに相当する。

すなわち、演算増幅器Ａ２の出力端子とブリーダ抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７との間に、アナログスイッチＳＷ１を設けることによってヒステリシスをかけ、制御開始のしきい値電圧と制御停止のしきい値電圧とを変えている。

図１８に電流監視回路５１の動作を示す。電流監視回路５１は、充電電流Ｉcが３００ｍＡ以上になった時に制御を開始し、２００ｍＡ以下になった時に制御を停止させる制御開始／停止の制御信号を第２の基準電圧発生回路４４Ｂへ供給する。

また、第２の基準電圧発生回路４４Ｂには、−ΔＩ検出回路４５Ａから−ΔＩ検出信号が過電圧防止回路５２を介して供給される。過電圧防止回路５２は、過電圧を検出していない間は、−ΔＩ検出信号をそのまま出力する。

図１９を参照して、第２の基準電圧発生回路４４Ｂの動作について説明する。制御停止期間（すなわち、電流監視回路５１から論理Highレベルの制御停止の制御信号が供給されている期間）、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは第２の基準電圧として定電圧を出力する。本例では、この定電圧は、従来のＡＣアダプタ１０の基準電圧である１．２５Ｖに等しい。

一方、制御期間(すなわち、電流監視回路５１から論理Lowレベルの制御開始の制御信号が供給されている期間）、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは次に述べる動作を行う。すなわち、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは、定電圧(１．２５Ｖ)から徐々に第２の基準電圧を低下させる。過電圧防止回路５２を通って−ΔＩ検出信号が入力された時、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは、設定電圧だけ第２の基準電圧を上昇させる。−ΔＩ検出信号が入力された後は、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは、次の−ΔＩ検出信号が入力されるまで、再度、徐々に第２の基準電圧を低下させる。

本発明は、この第２の基準電圧発生回路４４Ｂの具体的な構成を提供するものである。その具体的な構成については、図９に示したＡＣアダプタ１０Ｂの全体の構成を説明した後に説明する。

第３の基準電圧発生回路５３は、第３の基準電圧Ｖrefを発生する。この第３の基準電圧Ｖrefは、図１７に示されるように、電流監視回路５１の出力を反転させるときのしきい値電圧を決めるための定電圧である。

前述したように、電流監視回路５１は、第３の基準電圧Ｖrefをブリーダ抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７によって制御開始時のしきい値電圧又は制御停止時のしきい値電圧に分圧し、この分圧電圧Ｖｂと電流検出抵抗Ｒ１１により電圧換算され増幅回路５１１により増幅された検出電圧Ｖａとを電流監視比較判定回路５１２によって比較することにより、Low/Highの信号を出力する。

図９に示すＡＣアダプタ１０Ｂは、−ΔＩ検出回路４５Ａの他に、＋ΔＩ検出回路５４、第１の比較電圧生成回路５５、第２の比較電圧生成回路５６、および比較値取込回路５７を備えている。

すなわち、図２０に示されるように、ＡＣアダプタ１０Ｂは、負荷電流Ｉcが急に増加した場合、その増加電流を検出(＋ΔＩ検出)して、−ΔＩ検出比較値を増加電流に追従させ、充電電流Ｉｃの低下を抑えている。

図２１に＋ΔＩ検出回路５４を示す。＋ΔＩ検出回路５４は、電流取り込みホールド部５４１と、＋ΔＩ検出電圧設定部５４２と、反転加算回路５４３と、反転回路５４４と、＋ΔＩ検出部５４５とから構成されている。

電流取り込みホールド回路５４１は、スイッチＳＷと、コンデンサＣ１と、演算増幅器Ａ３とから構成されている。スイッチＳＷは、＋ΔＩ検出または−ΔＩ検出による電流取り込みトリガに応答してオンし、そのときの電流値をコンデンサＣ１で保持（ホールド）する。コンデンサＣ１のホールド電圧は演算増幅器Ａ３の非反転入力端子に供給される。演算増幅器Ａ３の出力端子は、演算増幅器Ａ３の反転入力端子と接続されている。このような構成の電流取り込みホールド回路５４１は、＋ΔＩ検出または−Δ検出直後に取り込まれホールドされた充電電流値（電流取り込みホールド値）を出力する。

＋ΔＩ検出電圧設定部５４２は、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２、Ｒ２３と、アナログスイッチＳＷ２と、演算増幅器Ａ４とから構成されている。抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３は、基準電圧Ｖref端子と基準電圧（Ｖref／２）端子との間に直列に接続されている。抵抗Ｒ２２とＲ２３との接続点にアナログスイッチＳＷ２の接点１が接続され、アナログスイッチＳＷ２の接点２は基準電圧（Ｖref／２）端子に接続されている。アナログスイッチＳＷ２の制御端子は後述する＋ΔＩ検出部５４５の出力端子に接続されている。アナログスイッチＳＷ２は制御端子Highレベルでスイッチon、制御端子Lowレベルでスイッチoffの論理とする。抵抗Ｒ２１とＲ２２との接続点は演算増幅器Ａ４の非反転入力端子に接続されている。演算増幅器Ａ４の出力端子は演算増幅器Ａ４の反転入力端子に接続されている。このような構成の＋ΔＩ検出電圧設定部５４２は、＋ΔＩ検出電圧レベル（＋ΔＩ検出電圧設定値）を設定する。アナログスイッチＳＷ２は、設定値付近の電流増加で出力が暴れないように、ヒステリシスを設けるためのものである。尚、この＋ΔＩ検出電圧設定部５４２の増幅率は１倍である。

反転加算回路５４３は、抵抗Ｒ２４、Ｒ２５、Ｒ２６と演算増幅器Ａ５とから構成されている。演算増幅器Ａ５の反転入力端子は、抵抗Ｒ２４を介して電流取り込みホールド部５４１の出力端子に接続されると共に、抵抗Ｒ２５を介して＋ΔＩ検出電圧設定部５４２の出力端子に接続されている。演算増幅器Ａ５の非反転入力端子は基準電圧（Ｖref／２）端子に接続されている。演算増幅器Ａ５の出力端子は抵抗Ｒ２６を介して演算増幅器Ａ５の反転入力端子に接続されている。このような構成の反転加算回路５４３は、電流取り込みホールド値に＋ΔＩ検出電圧設定値を加算して、反転加算した値を出力する。何故なら、演算増幅器の特性上、位相が反転するからである。尚、この反転加算回路５４３の増幅率は１倍である。

反転回路５４４は、抵抗Ｒ２７、Ｒ２８と演算増幅器Ａ６とから構成されている。演算増幅器Ａ６の反転入力端子は抵抗Ｒ２７を介して反転加算回路５４３の出力端子に接続されている。演算増幅器Ａ６の非反転入力端子は基準電圧（Ｖref／２）端子に接続されている。演算増幅器Ａ６の出力端子は抵抗Ｒ２８を介して演算増幅器Ａ６の反転入力端子に接続されている。このような構成の反転回路５４４は、反転加算回路５４３から出力される反転加算した値を再度反転して、加算した値を出力する。すなわち、前段で位相が反転しているので、反転回路５４４は再度反転させている。この反転回路５４４から出力される加算した値は＋ΔＩの検出電圧比較値である。尚、この反転回路５４４の増幅率も１倍である。

＋ΔＩ検出部５４５は、演算増幅器Ａ７と抵抗Ｒ２９とから構成されている。演算増幅器Ａ７の反転入力端子には、充電電流Ｉcの電流波形（電流値）が供給される。演算増幅器Ａ７の非反転入力端子には、反転回路５４４から＋ΔＩの検出電圧比較値が供給される。また、演算増幅器Ａ７の出力端子は抵抗Ｒ２９を介して＋ΔＩ検出電圧設定部５４２のアナログスイッチＳＷ２の制御端子に接続されている。このような構成の＋ΔＩ検出部５４５は、＋ΔＩ検出電圧比較値と充電電流Ｉcの電流値とを比較して、＋ΔＩ検出信号を出力する。

とにかく、＋ΔＩ検出回路５４は、充電電流Ｉcが付加設定電流値以上に増加したことを検出して付加検出信号を出力する付加検出手段として働く。そして、比較値取込回路５７と第１の比較電圧生成回路５５との組み合わせは、付加検出信号に応答して、検出手段(−ΔＩ検出回路４５Ａ)における設定電流値を変更する手段として動作する。

次に、図２２を参照して、図９に図示したＡＣアダプタ１０Ｂの−ΔＩ検出回路４５Ａの他に、＋ΔＩ検出回路５４、第１の比較電圧生成回路５５、第２の比較電圧生成回路５６、および比較値取込回路５７の動作について説明する。

比較値取込回路５７の出力電圧を基に、第１の比較電圧生成回路５５は−ΔＩ検出比較電圧を生成し、第２の比較電圧生成回路５６は＋ΔＩ検出比較電圧を生成する。

比較値取込回路５７は、−Δ検出信号または＋Δ検出信号に応答して、比較値取込期間信号を生成し、その期間だけ充電電流Ｉｃの電流値を取り込み、その期間以外は取り込んだ電圧を維持する回路である。この取り込んだ電圧は、第１の比較電圧生成回路５５および第２の比較電圧生成回路５６の参照電圧でもある。

第１の比較電圧生成回路５５は、比較値取込回路５７で取り込んだ電圧から−ΔＩに相当する電圧だけ低い−ΔＩ検出比較電圧を出力する。第２の比較電圧生成回路５６は、比較値取込回路５７で取り込んだ電圧から＋ΔＩに相当する電圧だけ高い＋ΔＩ検出比較電圧を出力する。

ＡＣアダプタ１０Ｂは、更に、過電圧検出回路５８と過電圧防止回路５２とを備えている。

過電圧検出回路５８と過電圧防止回路５２とを備えることにより、図２３に示されるように、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰの上昇があるしきい値以上になった場合、−ΔＩ検出に起因するアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰの上昇をさせないようにする。これにより、パルス的な負荷が印加されても、過電圧にならない。とにかく、過電圧検出回路５８と過電圧防止回路５２との組合せは、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰが所定のしきい値以上になった場合に、検出信号によるアダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰの上昇を抑制する手段として働く。

図２４に過電圧検出回路５８と過電圧防止回路５２の例を示す。過電圧検出回路５８は、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２と、演算増幅器Ａ８とから構成されている。抵抗Ｒ３１、Ｒ３２は基準電圧Ｖrefを分圧して、分圧した電圧を過電圧検出しきい値として演算増幅器Ａ８の非反転入力端子に供給する。演算増幅器Ａ８の反転入力端子には第２の基準電圧発生回路４４Ｂから第２の基準電圧が供給される。

このような構成の過電圧検出回路５８は、過電圧検出しきい値と第２の基準電圧とを比較し、Low/Highの過電圧検出回路出力信号を出力する。

図示の過電圧防止回路５２は、アンドゲートＧ１から構成されている。過電圧防止回路５２は、過電圧検出回路出力信号がHighのときは、−ΔＩ検出回路４５Ａから出力される−ΔＩ検出信号をそのまま過電圧防止回路出力信号として出力する。一方、過電圧検出回路出力信号がLowのときは、過電圧防止回路５２は−ΔＩ検出信号を出力しない。

過電圧防止回路出力信号が入力された時、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは第２の基準電圧を設定電圧だけ上昇させる。過電圧防止回路出力信号が入力された後は、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは次の過電圧防止回路出力信号が入力されるまで、再度徐々に第２の基準電圧を低下させる。

図２５を参照して、図９に図示したＡＣアダプタ１０Ｂに使用される、本発明の一実施の形態に係る第２の基準電圧発生回路４４Ｂの具体的な回路構成について説明する。

第２の基準電圧発生回路４４Ｂには、電流監視回路５１（図９）から制御信号ＭＯＤＥが供給される。前述したように、制御信号ＭＯＤＥは、論理Highレベルのとき制御停止期間を示し、論理Lowレベルのとき制御期間を示している。ここでは、制御信号ＭＯＤＥが論理Highレベルのときを非制御モードと呼び、制御信号ＭＯＤＥが論理Lowレベルのときを制御モードと呼ぶことにする。

また、第２の基準電圧発生回路４４Ｂには、固定の基準電圧（内部基準電圧）ＶＲＥＧとして１．２５Ｖが供給されている。第２の基準電圧発生回路４４Ｂには、−ΔＩ検出回路４５Ａ（図９）から過電圧防止回路５２（図９）を介して−ΔＩ検出信号（検出パルス）が供給される。そして、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは、第２の基準電圧であるコントロール電圧を電圧制御回路４２Ａ（図９）へ供給する。

図示の第２の基準電圧発生回路４４Ｂは、第１のインバータＩＶ１と、第１及び第２のアナログスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２と、第１のコンデンサＣ１と、定電流源Ｉ１と、バッファ回路４４１と、設定電圧発生回路４４２と、加算回路４４３と、第２のインバータＩＶ２と、第３のアナログスイッチＳＷ１３と、第２のコンデンサＣ２と、転送回路４４４とから構成されている。

バッファ回路４４１は演算増幅器Ａ１１から構成されている。設定電圧発生回路４４２は、直列接続された２つの抵抗器Ｒ４１，Ｒ４２から成る分圧回路で構成されている。加算回路４４３は、抵抗器Ｒ４３，Ｒ４４，Ｒ４５，Ｒ４６と演算増幅器Ａ１２とから構成されている。転送回路４４４は、演算増幅器Ａ１３から成る第２のバッファ回路と、第４のアナログスイッチＳＷ１４とから構成されている。

第１乃至第４のアナログスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４は、その制御端子に供給される制御信号が論理Highレベル“Ｈ”のときオンし、論理Lowレベル“Ｌ”のときオフするスイッチである。第１のアナログスイッチＳＷ１１には、制御信号として、電流監視回路５１から制御信号ＭＯＤＥが供給される。第２のアナログスイッチＳＷ１２には、制御信号として、電流監視回路５１からの制御信号ＭＯＤＥが第１のインバータＩＶ１で反転された信号が供給される。第３のアナログスイッチＳＷ１３には、制御信号として、−ΔＩ検出回路４５Ａから過電圧防止回路５２を介しての検出パルスが第２のインバータＩＶ２で反転された信号が供給される。第４のアナログスイッチＳＷ１４には、制御信号として、−ΔＩ検出回路４５Ａから過電圧防止回路５２を介しての検出パルスが供給される。

第１のアナログスイッチＳＷ１１の可動接点には、固定の基準電圧（内部基準電圧）ＶＲＥＧが供給される。第１のアナログスイッチＳＷ１２の固定接点は、第２のアナログスイッチＳＷ１２の可動接点、バッファ回路４４１の入力端子、および第１のコンデンサＣ１の一端に接続されている。第１のコンデンサＣ１の他端は接地されている。第２のアナログスイッチＳＷ１２の固定接点は、定電流源Ｉ１を介して接地される。

バッファ回路４４１において、その入力端子は演算増幅器Ａ１１の非反転入力端子に接続されている。演算増幅器Ａ１１の反転入力端子は、演算増幅器Ａ１１の出力端子に接続されている。演算増幅器Ａ１１の出力端子はバッファ回路４４１の出力端子として働く。

設定電圧発生回路４４２において、抵抗器Ｒ４１の一端には固定の基準電圧（内部基準電圧）ＶＲＥＧが供給される。抵抗器Ｒ４１の他端は、抵抗器Ｒ４２の一端に接続されている。抵抗器Ｒ４２の他端は接地されている。抵抗器Ｒ４１、Ｒ４２の接続点から分圧した電圧が設定電圧として出力される。尚、設定電圧は、例えば、５０ｍＶである。

加算回路４４３において、演算増幅器Ａ１２の非反転入力端子には、抵抗器Ｒ４３を介して上記設定電圧が供給されると共に、抵抗器Ｒ４４を介してバッファ回路４４１の出力電圧が供給される。演算増幅器Ａ１２の反転入力端子は、抵抗器Ｒ４５を介して演算増幅器Ａ１２の出力端子に接続されると共に、抵抗器Ｒ４６を介して接地される。演算増幅器Ａ１２の出力端子が加算回路４４３の出力端子として働く。

加算回路４４３の出力端子は、第３のアナログスイッチＳＷ１３の可動接点に接続されている。第３のアナログスイッチＳＷ１３の固定接点は、転送回路４４４の入力端子と第２のコンデンサＣ２の一端に接続されている。第２のコンデンサＣ２の他端は接地されている。

転送回路４４４において、その入力端子は演算増幅器Ａ１３の非反転入力端子に接続されている。演算増幅器Ａ１３の反転入力端子は、演算増幅器Ａ１３の出力端子に接続されている。演算増幅器Ａ１３の出力端子は第４のアナログスイッチＳＷ１４の可動接点に接続されている。第４のアナログスイッチの固定接点は転送回路４４４の出力端子として働く。転送回路４４４の出力端子は、第１のコンデンサＣ１の一端に接続されている。

次に、このような構成の第２の基準電圧発生回路４４Ｂにおける、各構成要素の動作について説明する。

第１のコンデンサＣ１は、固定の基準電圧ＶＲＥＧを初期に第１の充電電圧として保持するためのものである。第１のアナログスイッチＳＷ１１は、制御信号ＭＯＤＥが非制御モードを示しているときにオンして、固定の基準電圧ＶＲＥＧを第１のコンデンサＣ１へ供給するためのものである。定電圧源Ｉ１は第１の充電電圧を徐々に低下させるためのものである。第２のアナログスイッチＳＷ１２は、制御信号ＭＯＤＥが制御モードを示しているときにオンして、第１のコンデンサＣ１を定電流源Ｉ１に接続することにより、第１の充電電圧を徐々に低下させるためのものである。

バッファ回路４４１は、第１の充電電圧をコントロール電圧として出力するためのものである。設定電圧発生回路４４２は、固定の基準電圧ＶＲＥＧを分圧して、分圧した電圧を設定電圧Ｖ１として出力するものである。加算回路４４３は、コントロール電圧と設定電圧とを加算して、加算した電圧を出力するものである。第２のコンデンサＣ２は、加算した電圧を第２の充電電圧として保持するためのものである。第３のアナログスイッチＳＷ１３は、検出パルスがないときにオンして、加算した電圧を第２のコンデンサＣ２へ第２の充電電圧として保持させるためのものである。

転送回路４４４は、検出パルスに応答して、第２の充電電圧を第１のコンデンサＣ１へ第１の充電電圧として保持させるためのものである。詳述すると、演算増幅器Ａ１３から構成される第２のバッファ回路は、第２の充電電圧をそのまま出力するためのものである。第４のアナログスイッチＳＷ１４は、検出パルスがあるときにオンして、第２のバッファ回路の出力電圧を第１のコンデンサＣ１へ伝達するためのものである。

次に図２６を参照して、図２５に示した第２の基準電圧発生回路４４Ｂの動作について説明する。

制御信号ＭＯＤＥが論理Highレベル“Ｈ”の非制御モードであるとする。この場合には、検出パルスはなく、検出パルスが論理Lowレベル“Ｌ”である。制御信号ＭＯＤＥが非制御モードであるので、第１のアナログスイッチＳＷ１１はオンし、第２のアナログスイッチＳＷ１２はオフである。これにより、第１のコンデンサＣ１は、初期値の第１の充電電圧として内部基準電圧ＶＲＥＧまで充電される。したがって、バッファ回路４４１からは、内部基準電圧ＶＲＥＧに等しい第１の充電電圧がコントロール電圧として出力される。

尚、検出パルスがないので、第３のアナログスイッチＳＷ１３はオンし、第４のアナログスイッチＳＷ１４はオフしている。従って、第２のコンデンサＣ２には、加算回路４４３によりコントロール電圧と設定電圧Ｖ１とを加算した電圧が第２の充電電圧として保持される。

この状態において、制御信号ＭＯＤＥが論理Highレベル“Ｈ”の非制御モードから論理Lowレベル“Ｌ”の制御モードに切り替わったとする。この場合、第２のアナログスイッチＳＷ１２はオンし、第１のアナログスイッチＳＷ１１はオフする。これにより、第１のコンデンサＣ１が定電流源Ｉ１に接続され、定電流源Ｉ１に設定された電流で第１のコンデンサＣ１は放電を開始する。その結果、第１のコンデンサＣ１の第１の充電電圧は徐々に低下し、コントロール電圧も同様に徐々に低下する。

この状態において、検出パルスがあり、検出パルスが論理Highレベル“Ｈ”になったとする。検出パルスがあるので、第３のアナログスイッチＳＷ３はオフし、第４のアナログスイッチＳＷ１４はオンする。これにより、転送回路４４４は、第２の充電電圧を第１のコンデンサＣ１へ第１の充電電圧として保持させるように転送する。

以上の説明から、第２の基準電圧発生回路４４Ｂは、時間経過につれて徐々に低下し、検出パルスに応答して設定電圧だけ上昇するようなコントロール電圧を発生することが分かる。

以上、本発明について実施の形態によって例を挙げて説明してきたが、本発明は上述した実施の形態に限定しないのは勿論である。たとえば、上述した実施の形態では、図９に図示したＡＣアダプタ用の第２の基準電圧発生回路４４Ｂの具体的構成例についてのみ説明したが、図７に図示したＡＣアダプタの第２の基準電圧発生回路４４Ａにも同様に適用可能なのは言うまでもない。この場合には制御信号ＭＯＤＥがないので、第１のコンデンサＣ１に固定の基準電圧ＶＲＥＧを初期に第１の充電電圧として保持させるような構成を採用すれば良い。また、上述した実施の形態では、本発明を携帯電話機用ＡＣアダプタに適用した場合を例に挙げて説明したが、携帯電話機以外についても充電回路へ電力供給するＡＣアダプタにも適用できるのは勿論である。更には、上述した実施の形態では、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰを徐々に下降させて充電電流Ｉcが急激に減少するのを検出する方法で説明しているが、アダプタ電圧Ｖ_ＡＤＰを徐々に上昇させて充電電流Ｉcが急激に増加するのを検出する方法を用いても良い。

ＡＣアダプタが二次電池を内蔵する本体に接続された状態を示すブロック図である。 ＡＣアダプタのＶ−Ｉ特性を示す特性図である。 従来のＡＣアダプタの構成を示すブロック図である。 図３に示すＡＣアダプタに使用される定電圧制御回路の構成を示すブロック図である。 図３に示す従来のＡＣアダプタの充電特性を示す図である。 図３に示す従来のＡＣアダプタにおいて、定電流充電領域から定電圧充電領域に切り変わるときに、電圧の跳ね上がりが発生する理由を説明するための図である。 先願の第１のＡＣアダプタの構成を示すブロック図である。 図７に示すＡＣアダプタの充電特性を示す図である。 先願の第２のＡＣアダプタの二次側回路の構成を示すブロック図である。 図７に示すＡＣアダプタによる繰り返し制御を、満充電検出時以後も続けた場合のＡＣアダプタの充電特性を示す図である。 図９に示すＡＣアダプタの充電特性を示す図である。 二次電池を充電する場合の、定電流充電モードと満充電検出を行わない定電圧充電モードとを説明するための充電特性を示す図である。 二次電池を充電する場合の、定電流充電モードと満充電検出を行う定電圧充電モードとを説明するための充電特性を示す図である。 図７に図示されているＡＣアダプタを使用して満充電を検出するまで、繰り返し制御を行った場合の問題点を説明するための、図７のＡＣアダプタの充電特性を示す図である。 図９に示すＡＣアダプタの充電特性を示す図である。 図９に示すＡＣアダプタの充電特性を示す図である。 図９に示すＡＣアダプタに使用される電流監視回路の構成を示すブロック図である。 図１７に示した電流監視回路の動作を説明するために、充電電流と電流監視回路出力とを示すタイムチャートである。 図９に示すＡＣアダプタにおける、電流監視回路出力、第２の基準電圧、および過電圧防止回路出力（−ΔＩ検出信号）の関係を説明するためのタイムチャートである。 図９のＡＣアダプタの充電特性を示す図である。 図９に示すＡＣアダプタに使用される＋ΔＩ検出回路の構成を示すブロック図である。 図９のＡＣアダプタの、−ΔＩ検出回路、＋ΔＩ検出回路、第１の比較電圧生成回路、第２の比較電圧生成回路、および比較値取込回路の動作を説明するためのタイムチャートである。 図９のＡＣアダプタにおいて、パルス的な負荷が印加された状態の充電特性を示す図である。 図９のＡＣアダプタに使用される過電圧検出回路と過電圧防止回路の構成を示すブロック図である。 図９に示すＡＣアダプタに使用される、本発明に係る基準電圧発生回路の構成を示すブロック図である。 図２５に示した基準電圧発生回路の動作を説明するためのタイムチャートである。

符号の説明

１０Ａ、１０Ｂ ＡＣアダプタ
２０ 本体（携帯電話機）
２１ 二次電池
２２ 充電制御回路
３１ 整流／平滑回路
３２ スイッチング制御回路
３３ ＳＷ素子
４１ 整流／平滑回路
４２Ａ 電圧制御回路
４３ 定電流制御回路
４４ 第１の基準電圧発生回路
４４Ａ、４４Ｂ 第２の基準電圧発生回路
４５、４５Ａ −ΔＩ検出回路
５１ 電流監視回路
５２ 過電圧防止回路
５３ 第３の基準電圧発生回路
５４ ＋ΔＩ検出回路
５５ 第１の比較電圧生成回路
５６ 第２の比較電圧生成回路
５７ 比較値取込回路
４４１ バッファ回路
４４２ 設定電圧発生回路
４４３ 加算回路
４４４ 転送回路
ＩＶ１，ＩＶ２ インバータ
ＳＷ１１〜ＳＷ１４ アナログスイッチ
Ｉ１ 定電流源
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｒ４１〜Ｒ４６ 抵抗器
Ａ１１〜Ａ１３ 演算増幅器
Ｔ トランス
Ｎp 一次巻線
Ｎs 二次巻線
Ｎ_Ｂ 補助巻線

Claims (7)

1. 固定の基準電圧が供給され、時間経過につれて徐々に低下し、検出パルスに応答して所定の設定電圧だけ上昇するようなコントロール電圧を発生する基準電圧発生回路であって、
   前記固定の基準電圧を初期に第１の充電電圧として保持する第１のコンデンサと、
   前記第１の充電電圧を徐々に低下させる定電流源と、
   前記第１の充電電圧を前記コントロール電圧として出力するバッファ回路と、
   前記設定電圧を発生する設定電圧発生回路と、
   前記コントロール電圧と前記設定電圧とを加算して、加算した電圧を出力する加算回路と、
   前記加算した電圧を第２の充電電圧として保持する第２のコンデンサと、
   前記検出パルスに応答して前記第２の充電電圧を前記第１のコンデンサへ前記第１の充電電圧として保持させるように転送する転送回路と
   を備えることを特徴とする基準電圧発生回路。
2. 前記設定電圧発生回路が、前記固定の基準電圧を分圧して、分圧した電圧を前記設定電圧として出力する分圧回路から構成されている、請求項１に記載の基準電圧発生回路。
3. 制御モードと非制御モードとを切り替えるための制御信号が供給され、
   前記制御信号が前記非制御モードを示しているときにオンして、前記固定の基準電圧を前記第１のコンデンサへ供給する第１のスイッチと、
   前記制御信号が前記制御モードを示しているときにオンして、前記第１のコンデンサを前記定電流源に接続することにより、前記第１の充電電圧を徐々に低下させる第２のスイッチと
   をさらに有する請求項１又は２に記載の基準電圧発生回路。
4. 前記検出パルスがないときにオンして、前記加算した電圧を前記第２のコンデンサへ前記第２の充電電圧として保持させる第３のスイッチをさらに有する、請求項３に記載の基準電圧発生回路。
5. 前記転送回路は、
   前記第２の充電電圧をそのまま出力する第２のバッファ回路と、
   前記検出パルスがあるときにオンして、前記第２のバッファ回路の出力電圧を前記第１のコンデンサへ伝達する第４のスイッチと
   から構成されている、請求項４に記載の基準電圧発生回路。
6. 請求項１乃至５のいずれか１つに記載の基準電圧発生回路から発生される前記コントロール電圧を、基準電圧として受ける電圧制御回路を二次側回路に備えたＡＣアダプタ。
7. 前記二次側回路に設けられて、充電電流が設定電流値以下に減少したことを検出して前記検出パルスを出力する検出手段を備える、請求項６に記載のＡＣアダプタ。
   
   

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