JP6725147B2

JP6725147B2 - 充電制御装置

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Publication number: JP6725147B2
Application number: JP2017108216A
Authority: JP
Inventors: 小山　輝芳; 輝芳小山
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 2017-05-31
Filing date: 2017-05-31
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Description

本発明は、充電制御装置に関する。

従来、車両に搭載したカメラ等の撮像装置で車両周辺や車内の状況を撮影し、撮影した映像を記録するドライブレコーダが知られている。ドライブレコーダを介し、例えば、衝撃等の所定の事象が発生した際の車両周辺や車内の状況を映像として記録することが可能になる。ドライブレコーダでは、例えば、発生した衝撃によって、電力を供給するバッテリとの間で断線が生じた場合であっても、所定動作が可能なようにバックアップ用の電源を備える場合がある。

ドライブレコーダの備えるバックアップ用の電源として、例えば、ウルトラ・キャパシタ（Ultracapacitor）やスーパー・キャパシタ（Supercapacitor）とも称される電気二重層キャパシタ（Electric double-layer capacitor、以下、「ＥＤＬＣ」とも称す）が例
示される。ＥＤＬＣでは、電力エネルギーの蓄電量を相対的に高めることができるため、記録映像の可搬メモリ（例えば、ＳＤカード）への退避保存や、衝撃発生後の映像撮影および記録保存が可能になる。

近年の、ドライブレコーダの高機能化、高性能化に伴い、バックアップ用の電源として、ＥＤＬＣを備えるドライブレコーダが普及してきている。なお、本明細書で説明する技術に関連する技術が記載されている先行技術文献としては、以下の特許文献が存在している。

特開２０１６−４６９９３号公報特開２０１６−５４６２８号公報

ＥＤＬＣをバックアップ用の電源として備えるドライブレコーダ等の電子機器では、ＥＤＬＣの劣化を抑制するために、非運用状態に移行する際には、運用時に充電された電力（電荷）を放電し、空き状態にすることが求められる。このため、運用開始時には、ＥＤＬＣに対して、バッテリから供給された電力を用いて、空き状態から上記電子機器の動作をバックアップ可能な電力量まで急速に充電することが求められる。

リニアレギュレーション方式による充電回路では、発熱量が高く回路損失が大きいため、ＥＤＬＣへの急速な充電期間に対応することは困難である。スイッチング方式による充電回路では、ＥＤＬＣを充電するための定電流を供給する機能が求められる。しかしながら、スイッチング方式においては、バッテリ等から供給された電力をスイッチングのオン／オフで時分割する際の低調波発振を抑制するための専用の定電流制御機能を設けた上で、バッテリ等からの供給電力を一定値以下に抑えつつ急速にＥＤＬＣを充電することが求められる。このようなスイッチング方式の充電回路を備えたＩＣは汎用的には提供されていないため、専用のＩＣ開発を必要としていた。

本発明の目的は、キャパシタへの急速充電が可能な定電流制御の技術の提供にある。

開示の技術の一側面は、充電制御装置によって例示される。すなわち、充電制御装置は、電源から供給された電力をキャパシタに充電するスイッチングレギュレータを備える。充電制御装置は、所定の制御量をスイッチングレギュレータに帰還入力させるフィードバック手段と、スイッチングレギュレータは、フィードバック手段から帰還入力された制御量に応じてキャパシタに供給する充電電流を制御する制御手段と、を備えることを特徴とする。

開示の技術の一側面によれば、キャパシタへの急速充電が可能な定電流制御の技術が提供される。

実施例１の充電制御装置のブロック構成の一例を示す図である。実施例１の充電電流特性の一例を示す図である。実施例２の充電制御装置のブロック構成の一例を示す図である。実施例２の充電電流特性の一例を示す図である。実施例３の充電制御装置のブロック構成の一例を示す図である。実施例３の充電電流特性の一例を示す図である。実施例４の充電制御装置のブロック構成の一例を示す図である。実施例４の充電電流特性の一例を示す図である。実施例５の充電制御装置のブロック構成の一例を示す図である。実施例５の充電電流特性の一例を示す図である。実施例６の充電制御装置のブロック構成の一例を示す図である。実施例６の充電電流特性の一例を示す図である。実施例６の充電電流特性の一例を示す図である。変形例の充電制御装置のブロック構成の一例を示す図である。変形例の充電電流特性を説明する図である。変形例の充電電流特性を説明する図である。

以下、図面を参照して、一実施形態に係る充電制御装置について説明する。以下の実施形態の構成は例示であり、本充電制御装置は実施形態の構成には限定されない。

＜実施の形態＞
〔実施例１〕（ブロック構成）
図１は、本実施形態に係る充電制御装置１０のブロック構成の一例を示す図である。図１に例示の充電制御装置１０は、例えば、ドライブレコーダといった車両に搭載可能な車載装置の受電部に含まれる充電制御装置である。車載装置は、受電部を介して車両に搭載されたバッテリに接続する。受電部は、接続するバッテリから供給された電力を所定の直流電圧に変換し、車載装置が有するメモリやプロセッサ等のデバイスに供給する。また、受電部は、バックアップ用電源を備える。車載装置内のプロセッサ等は、受電部を介して供給された電力を使用し、メモリ等に格納された各種プログラムを実行する。各種プログラムの実行により、車両に搭載したカメラ等の撮像装置で車両周辺や車内の状況を撮影し、撮影した映像を記録する。

なお、ドライブレコーダ以外の車載装置として、例えば、ナビゲーション機能、オーディオ機能、画像再生機能、通信機能といった各種機能を搭乗員に提供するオーディオ・ビジュアル・ナビゲーション一体機（ＡＶＮ機）が例示される。以下の説明では、充電制御装置１０を受電部に含む車載装置例は、ドライブレコーダとする。

図１において、キャパシタＣ１と、ダイオード素子Ｄ１は、車載装置の受電部に設けられたバックアップ用電源を構成する。なお、図１に示す受電部の電力供給形態は、バッテリから供給された供給電力（Battery）を所定の直流電圧に変換する「Primary Power Supply２０」と、「Primary Power Supply２０」で変換された直流電圧を車載装置の有する
各デバイス用に変換する「System Power Supply２１」とを備える形態の一例である。以
下では、「Primary Power Supply２０」を「一次電源２０」とも称し、「System Power Supply２１」を「二次電源２１」とも称する。

バックアップ用電源を構成するキャパシタＣ１は、例えば、ＥＤＬＣ等のキャパシタであり、ダイオード素子Ｄ１は、ショットキーバリアダイオード等である。キャパシタＣ１は極性を有し、負極側は搭載される車両のＧＮＤに接地され、正極側はダイオード素子Ｄ１のアノードに接続される。ダイオード素子Ｄ１のカソードは、二次電源２１の入力端に接続される。二次電源２１の入力端には、一次電源で変換された所定の直流電圧が印加される。図１に示すバックアップ用電源では、例えば、バッテリと一次電源２０との間で断線が生じた場合や、一次電源２０と二次電源２１との間で断線が生じた場合には、キャパシタＣ１に充電された電力がダイオード素子Ｄ１を介し、定電圧の電力として二次電源２１に供給される。

（充電制御動作）
本実施形態に係る充電制御装置１０には、少なくとも、スイッチングレギュレータ１１と、インダクタ素子Ｌ１と、抵抗Ｒ１、Ｒ２とが含まれる。スイッチングレギュレータ１１は、汎用的な電流モード型のスイッチングレギュレータである。スイッチングレギュレータ１１は、「ＶＩＮ」、「ＧＮＤ」、「ＯＵＴ」、「ＦＢ」、「ＳＳ」、「ＣＯＭＰ」の各端子を有する。

スイッチングレギュレータ１１のＶＩＮ端子は、一次電源２０の出力端に接続され、ＧＮＤ端子は車両のＧＮＤに接地される。また、スイッチングレギュレータ１１のＯＵＴ端子は、一端がバックアップ用電源を構成するキャパシタＣ１のアノードに接続するインダクタ素子Ｌ１の他端に接続される。

スイッチングレギュレータ１１では、ＶＩＮ端子に入力された一次電源２０の供給電力がＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式で時分割され、該時分割された電力がＯＵＴ端子に出力される。ＯＵＴ端子に出力された電力は、インダクタ素子Ｌ１を介してキャパシタＣ１に充電される。

電流モード型のスイッチングレギュレータ１１には、内部構成として、内部電流源１１ａ、誤差アンプ（Error Amp）１１ｂ、スロープ補償ユニット１１ｃ、コンパレータ（PWM
Comp）１１ｄ、ＰＷＭ制御ユニット（PWM Control Logic）１１ｅ、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２が含まれる。

スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor）等の半導体デバイスである。図１においては、スイッチ
ング素子ＳＷ１はＰ型のＭＯＳＦＥＴ、スイッチング素子ＳＷ２はＮ型のＭＯＳＦＥＴで構成される。スイッチング素子ＳＷ１のソースはＶＩＮ端子に接続され、ドレインはスイッチング素子ＳＷ２のドレインに接続される。スイッチング素子ＳＷ２のソースはＧＮＤ端子と接続する。スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のそれぞれのゲートは、ＰＷＭ制御ユニット１１ｅと接続する。

ＰＷＭ制御ユニット１１ｅは、自身に接続するコンパレータ１１ｄの出力値と、入力さ
れた所定周期のクロック信号（ＣＬＫ）とに基づいて、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のゲートのオン状態およびオフ状態を決定するゲート制御信号を生成する。ここで、オン状態とは、例えば、各スイッチング素子のゲート閾値電圧を超える電圧値である論理値Ｈ（例えば、５Ｖ）を示す状態であり、オフ状態とは、各スイッチング素子のゲート閾値電圧より小さい電圧値である論理値Ｌ（例えば、０Ｖ）を示す状態である。スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、ゲート制御信号が、オン状態のときにソース−ドレイン間を導通し、オフ状態のときにソース−ドレイン間を解放する。

スイッチングレギュレータ１１は、ＰＷＭ制御ユニット１１ｅを介し、ゲート制御信号のオン状態の期間（以下、「オン期間」とも称す）、オフ状態の期間（以下、「オフ期間」とも称す）を制御することで、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング動作を制御する。

電流モード型のスイッチングレギュレータ１１では、誤差アンプ１１ｂ、スロープ補償ユニット１１ｃ、コンパレータ１１ｄを介して、ゲート制御信号のオン・オフ状態、オン期間、オフ期間が決定される。

スロープ補償ユニット１１ｃは、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング動作時に、ＶＩＮ端子とスイッチング素子ＳＷ１のソースとの間に流れる電流ＩＳＷのピーク値を検出する。そして、スロープ補償ユニット１１ｃは、予め設定されたコンダクタンス（ゲイン値（Ｇｃｓ））を用いて検出した電流ＩＳＷを電圧信号に変換する。

スロープ補償ユニット１１ｃは、電流ＩＳＷから変換された電圧信号と、オフセット電圧（Voffset）に基づいて、電流モード時のＰＷＭ制御の基準になるスロープ波形を生成
する。なお、生成されたスロープ波形には、スロープ補償信号（Slope Compensation）が反映される。スロープ補償ユニット１１ｃは、電流ＩＳＷから変換された電圧信号と、オフセット電圧（Voffset）に基づいて生成されたスロープ波形にスロープ補償信号（例え
ば、ランプ波）を反映することで、スイッチング動作時の電圧変化と電流変化の位相差による低調波発振を抑制する。

スロープ補償ユニット１１ｃは、スロープ補償信号が反映されたスロープ波形をコンパレータ１１ｄの反転端子に出力する。なお、コンパレータ１１ｄの非反転入力端子には、誤差アンプ１１ｂの出力端子から出力された誤差信号が入力される。

コンパレータ１１ｄは、反転端子に入力されたスロープ波形の電圧値と、非反転端子に入力された誤差信号の電圧値との比較を行い、比較結果を出力端子に出力する。例えば、非反転入力端子に入力されたスロープ波形の電圧値が、反転端子に入力された誤差信号の電圧値よりも高い場合には、論理値Ｈのステータス信号が出力される。一方、非反転入力端子に入力されたスロープ波形の電圧値が、反転端子に入力された誤差信号の電圧値よりも低い場合には、論理値Ｌのステータス信号が出力される。

コンパレータ１１ｄの出力端子に接続されるＰＷＭ制御ユニット１１ｅでは、ステータス信号の論理値の状態、および、それぞれの論理値が継続する期間に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング動作を制御するゲート制御信号が生成される。

誤差アンプ１１ｂは、反転入力端子と、２つの非反転入力端子を備える誤差アンプである。誤差アンプ１１ｂの反転入力端子は、スイッチングレギュレータ１１内では、負帰還入力端子であるＦＢ端子に接続される。スイッチングレギュレータ１１内において、誤差アンプ１１ｂの一方の非反転入力端子には基準電圧ＶＲＥＦが接続し、他方の非反転入力端子にはＳＳ端子が接続する。

なお、ＳＳ端子（ソフトスタート端子）に接続する内部電流源１１ａは、スイッチングレギュレータ１１の有するソフトスタート機能を機能させるための電源である。ＳＳ端子にスイッチングレギュレータ１１外で接続されるキャパシタＣｔの容量と内部電流源１１ａから供給される電流量に応じて、ソフトスタート期間が決定される。誤差アンプ１１ｂの出力端子は、コンパレータ１１ｄの非反転入力端子およびＣＯＭＰ端子に接続される。

本実施形態に係るスイッチングレギュレータ１１においては、誤差アンプ１１ｂの出力電圧を、スイッチングレギュレータ１１外でＣＯＭＰ端子に接続された抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して分圧し、該分圧された出力電圧をバイアス電圧としてＦＢ端子にフィードバック入力させる。抵抗Ｒ１、Ｒ２は、分圧抵抗を構成する。分圧抵抗Ｒ１の一端はＣＯＭＰ端子に接続され、他端はＦＢ端子に接続される。また、分圧抵抗Ｒ１のＦＢ端子に接続される他端は、一端が車両のＧＮＤに接地された分圧抵抗Ｒ２の他端に接続される。

本実施形態に係るスイッチングレギュレータ１１では、誤差アンプ１１ｂの反転入力端子には、ＦＢ端子を介して、分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）で分圧された誤差アンプ１１ｂの出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）がフィードバック電圧として入力される。

誤差アンプ１１ｂは、ＦＢ端子に入力されたフィードバック電圧と、基準電圧ＶＲＥＦとの差電圧（誤差）を所定ゲイン（Ａ）で増幅し、該増幅された差電圧を誤差信号として出力端子に出力する。スイッチングレギュレータ１１のＣＯＭＰ端子には、誤差アンプ１１ｂの出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）が出力される。

ここで、ＣＯＭＰ端子に出力された出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）と、基準電圧ＶＲＥＦとの電圧関係は、次に示す式（１）で表される。

式（１）に示すように、例えば、ＣＯＭＰ端子に接続される分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）の値を誤差アンプ１１ｂの所定ゲイン（Ａ）と、基準電圧ＶＲＥＦに応じて予め設定することで、分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）値に応じた任意の電圧を誤差アンプ１１ｂの出力端子に出力することが可能になる。

既述したように、スイッチングレギュレータ１１においては、コンパレータ１１ｄの反転端子に入力されたスロープ波形の電圧値と、非反転端子に入力された誤差アンプ１１ｂの出力電圧値との比較結果により、ゲート制御信号が生成される。このため、本実施形態に係る充電制御装置１０では、スイッチングレギュレータ１１の誤差アンプ１１ｂの出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）を制御することで、例えば、スイッチング素子ＳＷ１のオン期間に導通されるソース−ドレイン間に流れる電流ＩＳＷを制御できる。

ここで、電流ＩＳＷと、誤差アンプ１１ｂの出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）との関係は、次に示す式（２）で表される。

式（２）に示すように、本実施形態に係る充電制御装置１０は、スイッチングレギュレータ１１のスイッチング素子ＳＷ１のオン期間にソース−ドレイン間に流れ込む電流ＩＳＷの値を、基準電圧ＶＲＥＦと分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）値とに応じた定電流値に制御できる。充電制御装置１０のスイッチングレギュレータ１１は、基準電圧ＶＲＥＦの精度に応じた電流ＩＳＷをキャパシタＣ１に供給できる。本実施形態に係る充電制御装置１０によれば、流通量が多い汎用のスイッチングレギュレータを用いて、キャパシタに供給される充電電流を一定値に制御しながら充電することができる。

また、スイッチングレギュレータ１１に付加される付加回路は、ＣＯＭＰ端子から出力される誤差アンプ１１ｂの出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）を分圧する分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）で構成される。このため、本実施形態に係る充電制御装置１０を備えるドライブレコーダ等の車載装置においては、小型化、低コスト化が可能になる。

（充電電流特性）
図２に、スイッチングレギュレータ１１の充電電流特性を例示する。図２の充電電流特性は、ＶＩＮ端子の入力電圧を「５Ｖ」、基準電圧ＶＲＥＦを「０．８Ｖ」、ゲイン値（Ｇｃｓ）を「０．２２２Ｖ／Ａ」、オフセット電圧（Voffset）を「０．３Ｖ」、スロー
プ補償信号を「１．３４Ａ／ｃｙｃｌｅ」、分圧抵抗Ｒ１を「１ｋΩ」、分圧抵抗Ｒ２を「２２０ｋΩ」、インダクタ素子Ｌ１を「２．２μＨ」として、図１に示す充電制御装置１０のシミュレーション解析を行った結果である。ゲイン値（Ｇｃｓ）は、スイッチングレギュレータ１１における、スイッチング素子ＳＷ１のオン時のインピーダンスＲｏｎを「１００ｍΩ」、インダクタ素子Ｌ１のインピーダンスＤＣＲを「１４０ｍΩ」とした場合のゲイン値である。

図２において、グラフｇ１は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング動作時に、ＶＩＮ端子とスイッチング素子ＳＷ１のソースとの間に流れる電流ＩＳＷの平均値（Ｉｉｎ）の時間変化を表す。同様にして、グラフｇ２は、キャパシタＣ１の充電電圧値（Ｖｏｕｔ）の時間変化を表し、グラフｇ３は、インダクタ素子Ｌ１を介してキャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）の時間変化を表す。なお、図２の縦軸は電流値（０．５Ａ／ｄｉｖ）、電圧値（１Ｖ／ｄｉｖ）を表し、横軸は正規化された時間経過を表す。横軸に平行する破線は、図２における０Ｖ基準、０Ａ基準を表す。

グラフｇ２に示すように、キャパシタＣ１の充電電圧値（Ｖｏｕｔ）は、スイッチング動作の開始時から時間経過に伴って緩やかに上昇するように変化し、キャパシタＣ１の充電容量で定められる一定電圧値に到達する。また、グラフｇ１に示すように、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）は、スイッチング動作の開始時から時間経過に伴って緩やかに上昇し、０．９Ａから１．０Ａの範囲内で一定状態に到達する。グラフｇ１とグラフｇ２の相対的な時間変化から、キャパシタＣ１の満充電容量近傍で、スイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）は、０．９Ａから１．０Ａの範囲内の一定状態に到達することが判る。図１に示す充電制御装置１０は、スイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）をキャパシタＣ１の充電容量に応じた一定状態に抑制しつつ、充電動作を行うことが判る。

また、グラフｇ３に示すように、スイッチングレギュレータ１１のスイッチング動作に伴ってキャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）は、スイッチング動作の開始時から時間経過に伴って緩やかに減少し、０．９Ａから１．０Ａの範囲内で一定状態に到達する。なお、グラフｇ３のハッチングされた領域は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング動作に伴って脈動する電流値（Ｉｏｕｔ）の変化幅を表す。

スイッチングレギュレータ１１のスイッチング動作に伴う電流値（Ｉｏｕｔ）は、キャパシタＣ１の充電容量に応じて一定状態に到達した電流値（Ｉｉｎ）と同値になるように時間変化することが判る。図１に示す充電制御装置１０は、スイッチング動作の開始時には２Ａを超える電流値（Ｉｏｕｔ）をキャパシタＣ１に供給しつつ、充電量（充電電圧値（Ｖｏｕｔ））の増加に従って電流値（Ｉｏｕｔ）を減少させながら充電動作することが判る。

〔実施例２〕（ブロック構成）
実施例１で説明した充電制御装置１０の形態は、車両のＧＮＤに接地された分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）を介して、ＣＯＭＰ端子に出力される出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）をバイアス電圧としてＦＢ端子に入力する形態である。充電制御装置１０においては、ＣＯＭＰ端子に出力される出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）を、電源側にプルアップされた分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）を介して分圧し、該分圧された電圧をバイアス電圧としてＦＢ端子に入力するとしてもよい。

分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）が電源側にプルアップされた形態では、ＣＯＭＰ端子から出力される出力電圧値を、基準電圧ＶＲＥＦより低い電圧値に設定することが可能になる。充電制御装置１０は、基準電圧ＶＲＥＦより低い電圧値に設定された出力電圧値に基づきスイッチング動作を行うことで、図１に示す充電制御装置１０の形態と比較して、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）の大きさを相対的に抑制できる。実施例２の形態では、車載装置側の電力供給能力への負荷を軽減する充電制御装置１０が提供可能になる。

図３は、実施例２（以下、「本実施形態」とも称する）に係る充電制御装置１０のブロック構成の一例を示す図である。図３に示す充電制御装置１０の形態は、ＣＯＭＰ端子に出力される出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）を、一次電源２０側にプルアップされた分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）を介して、ＦＢ端子にフィードバック入力させる形態である。

分圧抵抗Ｒ１の一端はＣＯＭＰ端子に接続され、他端はＦＢ端子に接続される。また、分圧抵抗Ｒ１のＦＢ端子に接続される他端は、一端が一次電源２０側にプルアップ接続された分圧抵抗Ｒ２の他端に接続される。なお、図３に示すブロック構成においては、分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）以外の構成は、図１と同様の構成である。以下、図１と相違する構成を主として本実施形態の充電制御装置１０の充電制御動作を説明する。

（充電制御動作）
図３に示す形態の、スイッチングレギュレータ１１においては、誤差アンプ１１ｂの反転入力端子には、一次電源２０側にプルアップ接続された分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）を介して分圧された誤差アンプ１１ｂの出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）がフィードバック電圧として入力される。

実施例２の形態では、ＣＯＭＰ端子に出力された出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）と、基準電圧ＶＲＥＦとの電圧関係は、次に示す式（３）で表される。

実施例２の形態においても、ＣＯＭＰ端子に接続される分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）の値を誤差アンプ１１ｂの所定ゲイン（Ａ）、基準電圧ＶＲＥＦ、一次電源２０側の電圧に応じて予め設定することで、分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）値に応じた任意の電圧を誤差アンプ１１ｂの出力端子に出力することが可能になる。充電制御装置１０は、スイッチングレギュレータ１１の誤差アンプ１１ｂの出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）を制御することで、スイッチング素子ＳＷ１のオン期間に導通されるソース−ドレイン間に流れる電流ＩＳＷを制御することができる。

実施例１と同様に、電流ＩＳＷと、誤差アンプ１１ｂの出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）との関係は、次に示す式（４）で表される。

式（４）に示すように、実施例２の形態においても充電制御装置１０は、スイッチングレギュレータ１１のスイッチング素子ＳＷ１のオン期間にソース−ドレイン間に流れ込む電流ＩＳＷの値を、基準電圧ＶＲＥＦと、電源側にプルアップされた分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）値に応じた定電流値に制御できる。充電制御装置１０のスイッチングレギュレータ１１は、基準電圧ＶＲＥＦの精度に応じた電流ＩＳＷをキャパシタＣ１に供給できる。実施例２の充電制御装置１０においても、流通量が多い汎用のスイッチングレギュレータを用いて、キャパシタに充電される電流を制御しながら急速充電可能な充電回路が提供可能になる。

（充電電流特性）
図４に、スイッチングレギュレータ１１の充電電流特性を例示する。図４の充電電流特性は、ＶＩＮ端子の入力電圧を「５Ｖ」、基準電圧ＶＲＥＦを「０．８Ｖ」、ゲイン値（Ｇｃｓ）を「０．２２２Ｖ／Ａ」、オフセット電圧（Voffset）を「０．３Ｖ」、スロー
プ補償信号を「１．３４Ａ／ｃｙｃｌｅ」、分圧抵抗Ｒ１を「１ｋΩ」、分圧抵抗Ｒ２を「４７ｋΩ」、インダクタ素子Ｌ１を「２．２μＨ」として、図３に示す充電制御装置１０のシミュレーション解析を行った結果である。ゲイン値（Ｇｃｓ）は、図２と同様である。

図４の、グラフｇ１は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング動作時に、ＶＩＮ端子とスイッチング素子ＳＷ１のソースとの間に流れる電流ＩＳＷの平均値（Ｉｉｎ）の時間変化を表す。グラフｇ２は、キャパシタＣ１の充電電圧値（Ｖｏｕｔ）の時間変化を表し、グラフｇ３は、インダクタ素子Ｌ１を介してキャパシタＣ１に供給される電流
値（Ｉｏｕｔ）の時間変化を表す。図４の縦軸は電流値（０．５Ａ／ｄｉｖ）、電圧値（１Ｖ／ｄｉｖ）を表し、横軸は正規化された時間経過を表し、横軸に平行な破線は、０Ｖ基準、０Ａ基準を表す。

図４に示すグラフｇ１、ｇ２、ｇ３の時間変化傾向は、実施例１と同様の変化傾向を示す。但し、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）は、０．５Ａ近傍で一定状態に到達する。また、スイッチング動作の開始時のキャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）は、１．７５Ａ近傍に低下する。

図２に示すグラフｇ１からｇ３の時間変化傾向と、図４に示すグラフｇ１からｇ３の時間変化傾向とを比較した場合、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）、キャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）の相対的な大きさが抑制されることが判る。但し、キャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）が相対的に減少した分、キャパシタＣ１の充電に係る期間が相対的に長くなる傾向になる。

〔実施例３〕（ブロック構成）
図５は、実施例３（以下、「本実施形態」とも称する）に係る充電制御装置１０のブロック構成の一例を示す図である。図５に示す充電制御装置１０は、実施例１で説明した充電制御装置１０の形態に対して、さらに、キャパシタＣ１に充電された充電電圧（Ｖｏｕｔ）をフィードバック量として反映させる形態である。

本実施形態の充電制御装置１０においては、少なくとも、スイッチングレギュレータ１１と、インダクタ素子Ｌ１と、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３とが含まれる。抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は、分圧抵抗を構成する。図５に示すブロック構成においては、分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３）以外の構成は、図１と同様の構成である。

分圧抵抗Ｒ１の一端はＣＯＭＰ端子に接続され、他端はＦＢ端子に接続される。分圧抵抗Ｒ１のＦＢ端子に接続される他端は、一端が車両のＧＮＤに接地された分圧抵抗Ｒ２の他端に接続される。分圧抵抗Ｒ３の一端は、キャパシタＣ１の正極側端子に接続され、他端は分圧抵抗Ｒ１のＦＢ端子に接続する他端に接続される。

実施例３の充電制御装置１０においては、キャパシタＣ１の充電電圧（Ｖｏｕｔ）を、分圧抵抗Ｒ３を介して誤差アンプ１１ｂの反転端子に負帰還入力させることで、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）をキャパシタＣ１の充電状態に応じて制御することが可能になる。例えば、本実施形態の充電制御装置１０を備えるドライブレコーダ等の車載装置においては、一次電源２０の電流容量やバッテリの供給可能な電流量に制約がある場合に、該制約された電流量に従って、スイッチング動作時のスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）の調整が可能になる。以下、図１と相違する構成を主として本実施形態の充電制御装置１０の充電制御動作を説明する。

（充電制御動作）
図５に示す形態の、スイッチングレギュレータ１１においては、誤差アンプ１１ｂの反転入力端子には、分圧抵抗Ｒ３を介して分圧されたキャパシタＣ１の充電電圧（Ｖｏｕｔ）と分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）で分圧された誤差アンプ１１ｂの出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）がフィードバック電圧として入力される。

誤差アンプ１１ｂは、ＦＢ端子に入力されたフィードバック電圧と、基準電圧ＶＲＥＦとの差電圧（誤差）を所定ゲイン（Ａ）で増幅し、該増幅された差電圧を誤差信号として出力端子に出力する。スイッチングレギュレータ１１のＣＯＭＰ端子には、誤差アンプ１
１ｂの出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）が出力される。

実施例３の形態では、ＣＯＭＰ端子に出力された出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）と、基準電圧ＶＲＥＦとの電圧関係は、次に示す式（５）で表される。

式（５）に示すように、分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３）の各値を誤差アンプ１１ｂの所定ゲイン（Ａ）に応じて予め設定することで、キャパシタＣ１の充電電圧（Ｖｏｕｔ）に応じた電圧を誤差アンプ１１ｂの出力端子に出力することが可能になる。充電制御装置１０は、スイッチングレギュレータ１１の誤差アンプ１１ｂの出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）を制御することで、スイッチング素子ＳＷ１のオン期間に導通されるソース−ドレイン間に流れる電流ＩＳＷの制御にキャパシタＣ１の充電電圧（Ｖｏｕｔ）を反映することが可能になる。

実施例１と同様に、電流ＩＳＷと、ＣＯＭＰ端子に出力された出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）との関係は、次に示す式（６）で表される。

式（６）に示すように、本実施形態の充電制御装置１０は、スイッチングレギュレータ１１のスイッチング素子ＳＷ１のオン期間にソース−ドレイン間に流れ込む電流ＩＳＷの値を、基準電圧ＶＲＥＦと分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３）値に応じた定電流値に制御できる。

（充電電流特性）
図６は、本実施形態の充電制御装置１０による充電電流特性の一例を示す図である。図６の充電電流特性は、ＶＩＮ端子の入力電圧を「５Ｖ」、基準電圧ＶＲＥＦを「０．８Ｖ」、ゲイン値（Ｇｃｓ）を「０．２２２Ｖ／Ａ」、オフセット電圧（Voffset）を「０．
３Ｖ」、スロープ補償信号を「１．３４Ａ／ｃｙｃｌｅ」、分圧抵抗Ｒ１を「１ｋΩ」、分圧抵抗Ｒ２を「２２０ｋΩ」、分圧抵抗Ｒ３を「４７ｋΩ」、インダクタ素子Ｌ１を「２．２μＨ」として、図５に示す充電制御装置１０のシミュレーション解析を行った結果である。ゲイン値（Ｇｃｓ）は、図２と同様である。

図６の、グラフｇ１は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング動作時に、ＶＩＮ端子とスイッチング素子ＳＷ１のソースとの間に流れる電流ＩＳＷの平均値（Ｉｉｎ）の時間変化を表す。グラフｇ２は、キャパシタＣ１の充電電圧値（Ｖｏｕｔ）の時間変化を表し、グラフｇ３は、インダクタ素子Ｌ１を介してキャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）の時間変化を表す。図６の縦軸は電流値（０．５Ａ／ｄｉｖ）、電圧値（１Ｖ／ｄｉｖ）を表し、横軸は正規化された時間経過を表し、横軸に平行な破線は、０Ｖ基準、０Ａ基準を表す。

グラフｇ１に示すように、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）は、スイッチング動作の開始時から時間経過に伴って緩やかに上昇変化して０．７Ａ程度の最大値に到達する。上記最大値に到達後の電流値（Ｉｉｎ）は、０．７Ａから０．５Ａの範囲において一定状態、あるいは、時間経過に伴って微小に減少変化するように推移する。

グラフｇ１とグラフｇ２の相対的な時間変化から、キャパシタＣ１の充電状態が満充電容量の粗半分付近で、電流値（Ｉｉｎ）が最大値に到達することが判る。また、図２に示すグラフｇ１の時間変化傾向と、図４に示すグラフｇ１の時間変化傾向とを比較した場合、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）の相対的な大きさが抑制されていることが判る。また、キャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）が相対的に減少した分、キャパシタＣ１の充電に係る期間が相対的に長くなる傾向にあることが判る。なお、図６に示すグラフｇ２、ｇ３の時間変化傾向は、実施例１と同様の変化傾向を示す。

本実施形態の充電制御装置１０においては、一次電源２０の電流容量やバッテリの供給可能な電流量に制約がある場合に、充電時のスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）の最大値を充電状態に応じて抑制しつつ、キャパシタＣ１を充電することが可能になる。

〔実施例４〕（ブロック構成）
図７は、実施例４（以下、「本実施形態」とも称する）に係る充電制御装置１０のブロック構成の一例を示す図である。図７に示す充電制御装置１０は、実施例２で説明した充電制御装置１０の形態に対して、さらに、キャパシタＣ１に充電された充電電圧（Ｖｏｕｔ）をフィードバック量として反映させる形態である。

図７に示す充電制御装置１０は、少なくとも、スイッチングレギュレータ１１と、インダクタ素子Ｌ１と、分圧抵抗を構成する抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３とを含む。分圧抵抗Ｒ１の一端はＣＯＭＰ端子に接続され、他端はＦＢ端子に接続される。分圧抵抗Ｒ１のＦＢ端子に接続される他端は、一端が一次電源２０側にプルアップ接続された分圧抵抗Ｒ２の他端に接続される。分圧抵抗Ｒ３の一端は、キャパシタＣ１の正極側端子に接続され、他端は分圧抵抗Ｒ１のＦＢ端子に接続する他端に接続される。図７に示すブロック構成においては、分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３）以外の構成は、図３と同様の構成である。以下、図３と相違する構成を主として本実施形態の充電制御装置１０の充電制御動作を説明する。

（充電制御動作）
実施例４の充電制御装置１０においては、キャパシタＣ１の充電電圧（Ｖｏｕｔ）を、分圧抵抗Ｒ３を介して誤差アンプ１１ｂの反転端子に負帰還入力させることで、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）をキャパシタＣ１の充電状態に応じて制御することが可能になる。

図７に示す形態の、スイッチングレギュレータ１１においては、誤差アンプ１１ｂの反転入力端子には、分圧抵抗Ｒ３を介して分圧されたキャパシタＣ１の充電電圧（Ｖｏｕｔ）と、一次電源２０側にプルアップ接続された分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２）で分圧された誤差アンプ１１ｂの出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）がフィードバック電圧として入力される。

実施例４の形態では、ＣＯＭＰ端子に出力された出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）と基準電圧ＶＲＥＦとの電圧関係、および、電流ＩＳＷと、誤差アンプ１１ｂの出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）との関係は、次に示す式（７）で表される。また、

実施例４の形態においても、分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３）の各値を誤差アンプ１１ｂの所定ゲイン（Ａ）、基準電圧ＶＲＥＦ、一次電源２０側の電圧に応じて予め設定することで、キャパシタＣ１の充電電圧（Ｖｏｕｔ）に応じた電圧を誤差アンプ１１ｂの出力端子に出力することが可能になる。

充電制御装置１０は、スイッチングレギュレータ１１の誤差アンプ１１ｂの出力電圧（Ｖｃｏｍｐ）を制御することで、スイッチング素子ＳＷ１のオン期間に導通されるソース−ドレイン間に流れる電流ＩＳＷの制御にキャパシタＣ１の充電電圧（Ｖｏｕｔ）を反映することが可能になる。充電制御装置１０は、スイッチングレギュレータ１１のスイッチング素子ＳＷ１のオン期間にソース−ドレイン間に流れ込む電流ＩＳＷの値を、基準電圧ＶＲＥＦと分圧抵抗（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３）値に応じた定電流値に制御できる。

（充電電流特性）
図８は、本実施形態の充電制御装置１０による充電電流特性の一例を示す図である。図８（１）の充電電流特性は、ＶＩＮ端子の入力電圧を「５Ｖ」、基準電圧ＶＲＥＦを「０．８Ｖ」、ゲイン値（Ｇｃｓ）を「０．２２２Ｖ／Ａ」、オフセット電圧（Voffset）を
「０．３Ｖ」、スロープ補償信号を「１．３４Ａ／ｃｙｃｌｅ」、分圧抵抗Ｒ１を「１ｋΩ」、分圧抵抗Ｒ２を「２２０ｋΩ」、分圧抵抗Ｒ３を「４７ｋΩ」、インダクタ素子Ｌ１を「２．２μＨ」として、図７に示す充電制御装置１０のシミュレーション解析を行った結果である。また、図８（２）の充電電流特性は、上記の各種条件において分圧抵抗Ｒ３を無限大とした場合の、シミュレーション解析結果である。ゲイン値（Ｇｃｓ）は、図２と同様である。

図８（１）、（２）の、グラフｇ１は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング動作時に、ＶＩＮ端子とスイッチング素子ＳＷ１のソースとの間に流れる電流ＩＳＷの平均値（Ｉｉｎ）の時間変化を表す。グラフｇ２は、キャパシタＣ１の充電電圧値（Ｖｏｕｔ）の時間変化を表し、グラフｇ３は、インダクタ素子Ｌ１を介してキャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）の時間変化を表す。図８（１）、（２）の縦軸は電流値（０．５Ａ／ｄｉｖ）、電圧値（１Ｖ／ｄｉｖ）を表し、横軸は正規化された時間経過を表し、横軸に平行な破線は、０Ｖ基準、０Ａ基準を表す。

図８（１）に示すように、分圧抵抗Ｒ３を「４７ｋΩ」とした場合には、電流値（Ｉｉｎ）の最大値が０．４Ａ程度になるため、充電期間がスケールアウトする。実施例４にお
ける各グラフの時間変化傾向を特定するため、分圧抵抗Ｒ３を無限大としてシミュレーション解析を行った。この結果、図８（２）に示すように、グラフｇ１、ｇ２、ｇ３の時間変化傾向は、実施例３と同様の変化傾向を示すことが確認された。

図８（２）においては、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）は、スイッチング動作の開始時から時間経過に伴って緩やかに上昇変化して０．６Ａ程度の最大値に到達する。上記最大値に到達後の電流値（Ｉｉｎ）は、実施例３と同様に、０．６Ａから０．５Ａの範囲において一定状態、あるいは、時間経過に伴って微小に減少変化するように推移することが確認された。グラフｇ１とグラフｇ２の相対的な時間変化から、キャパシタＣ１の充電状態が満充電容量の粗半分付近で、電流値（Ｉｉｎ）が最大値に到達することが確認された。また、図８（１）に示すグラフｇ１と、図８（２）に示すグラフｇ１との時間変化傾向の比較から、電流値（Ｉｉｎ）は分圧抵抗Ｒ３の大小関係に応じて増減することが判る。

本実施形態の充電制御装置１０は、実施例３と同様に、一次電源２０の電流容量やバッテリの供給可能な電流量に制約がある場合に、充電時のスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）の最大値を充電状態に応じて抑制しつつ、キャパシタＣ１を充電することが可能になる。

〔実施例５〕（ブロック構成）
図９は、実施例５（以下、「本実施形態」とも称する）に係る充電制御装置１０のブロック構成の一例を示す図である。本実施形態においては、充電制御装置１０は、ＳＳ端子に、スイッチングレギュレータ１１外からバイアス電圧Ｖｓｓを印加する。そして、本実施形態に係る充電制御装置１０は、バイアス電圧ＶｓｓとＦＢ端子に入力されるフィードバック電圧とに基づいて、キャパシタＣ１に定電流を供給する電流制御を行う。本実施形態に係る充電制御装置１０においては、キャパシタＣ１の充電電圧（Ｖｏｕｔ）に依存しないスイッチングレギュレータ１１の定電流制御が提供される。

図９に示す充電制御装置１０は、少なくとも、スイッチングレギュレータ１１と、インダクタ素子Ｌ１と、バイアス電圧Ｖｓｓを印加するユニット（以下、単に「バイアス電圧Ｖｓｓ」とも称す）と、抵抗Ｒｓｅｎとを含む。

バイアス電圧Ｖｓｓは、例えば、スイッチングレギュレータ１１のＳＳ端子に接続し、所定のバイアス電圧Ｖｓｓを印加するユニットである。抵抗Ｒｓｅｎは、一端をＦＢ端子と接続する抵抗デバイスである。本実施形態では、抵抗Ｒｓｅｎは、バックアップ用電源を構成するキャパシタＣ１の負極側端子とＧＮＤとの間に設けられる。ＦＢ端子と接続する抵抗Ｒｓｅｎの他端は、車両のＧＮＤに接地される。本実施形態では、抵抗Ｒｓｅｎを介して、キャパシタＣ１の負極側端子とＧＮＤとの間の電位差がフィードバック電圧として検出される。

既に説明したように、キャパシタＣ１は、車載装置の受電部に設けられたバックアップ用電源の一部を構成する。抵抗Ｒｓｅｎを用いて、キャパシタＣ１の負極側端子とＧＮＤとの間の電位差をＦＢ端子に負帰還入力させる場合には、抵抗Ｒｓｅｎ、ダイオード素子Ｄ１を含めて、キャパシタＣ１に充電された電力がバックアップ供給されることになる。このため、キャパシタＣ１の負極側端子とＧＮＤとの間の電位差をフィードバック電圧として検出する抵抗Ｒｓｅｎの抵抗値は、できる限り小さいことが好ましい。抵抗Ｒｓｅｎの抵抗値を小さくすることで、バックアップ動作時における電力の負荷損失を減らすことができる。

なお、スイッチングレギュレータ１１のＣＯＭＰ端子は、抵抗ＲｔとキャパシタＣｔ１
を介して車両のＧＮＤに接地される。スイッチングレギュレータ１１においては、ＣＯＭＰ端子に接続する抵抗Ｒｔの値とキャパシタＣｔ１の値から決定される時定数に基づいて、スイッチング動作時のスイッチング帯域が制限される。スイッチング帯域が制限されることにより、例えば、スイッチング動作時の電圧変化と電流変化の位相差による低調波発振が抑制される。

図９に示すブロック構成においては、バイアス電圧Ｖｓｓと抵抗Ｒｓｅｎ以外の構成は、図１と同様の構成である。以下、図１と相違する構成を主として本実施形態の充電制御装置１０の充電制御動作を説明する。

（充電制御動作）
スイッチングレギュレータ１１外でＳＳ端子に接続されたバイアス電圧Ｖｓｓは、誤差アンプ１１ｂの非反転入力端子に入力される。また、抵抗Ｒｓｅｎを介して検出された、キャパシタＣ１の負極側端子とＧＮＤとの間の電位差は、ＦＢ端子を介して誤差アンプ１１ｂの反転入力端子に入力される。なお、既に説明したように、誤差アンプ１１ｂの２つの非反転入力端子の内、バイアス電圧Ｖｓｓが入力される非反転入力端子以外の非反転入力端子には、基準電圧ＶＲＥＦが入力される。

誤差アンプ１１ｂの動作では、２つの非反転入力端子に入力された電圧値の内、相対的に低い電圧値の非反転入力端子が優先される。ここで、基準電圧ＶＲＥＦの電圧値は、０．６Ｖから１．０Ｖ程度に設定される。従って、スイッチングレギュレータ１１外でＳＳ端子に接続されたバイアス電圧Ｖｓｓの電圧値を上記基準電圧ＶＲＥＦ未満に設定することで、ＦＢ端子に入力されたフィードバック電圧とＳＳ端子に入力されたバイアス電圧Ｖｓｓとの間の差電圧（誤差）に基づく誤差アンプ１１ｂの動作が可能になる。

誤差アンプ１１ｂは、ＦＢ端子に入力されたフィードバック電圧と、バイアス電圧Ｖｓｓとの差電圧（誤差）を所定ゲイン（Ａ）で増幅し、該増幅された差電圧を誤差信号として出力端子に出力する。

本実施形態においても、スイッチングレギュレータ１１は、コンパレータ１１ｄの反転端子に入力されたスロープ波形の電圧値と、非反転端子に入力された誤差アンプ１１ｂの出力電圧値との比較結果に基づいて、ゲート制御信号を生成する。本実施形態においても、充電制御装置１０は、スイッチングレギュレータ１１の誤差アンプ１１ｂの出力電圧を制御することで、例えば、スイッチング動作時にインダクタ素子Ｌ１を介してキャパシタＣ１に供給される電流を制御できる。

ここで、インダクタ素子Ｌ１を介してキャパシタＣ１に供給される電流（Ｉｏｕｔ）の電流平均値（Ｉｃｈｇ）と、バイアス電圧Ｖｓｓ、抵抗Ｒｓｅｎとの関係は、次に示す式（８）で表される。

式（８）に示すように、本実施形態に係る充電制御装置１０は、スイッチング動作時にインダクタ素子Ｌ１を介してキャパシタＣ１に供給される電流平均値（Ｉｃｈｇ）を、バイアス電圧Ｖｓｓと抵抗Ｒｓｅｎとに応じた定電流値に制御できる。

なお、キャパシタＣ１の負極側端子とＧＮＤとの間に設けられる抵抗Ｒｓｅｎの抵抗値は、上述したように、バックアップ動作時における電力の負荷損失を抑制するために、できる限り小さいことが好ましい。例えば、抵抗Ｒｓｅｎとバイアス電圧Ｖｓｓの設定例として、抵抗Ｒｓｅｎの抵抗値を「６８ｍΩ」、バイアス電圧Ｖｓｓの電圧値を「０．１Ｖ」とすることが提示できる。

（充電電流特性）
図１０は、本実施形態の充電制御装置１０による充電電流特性の一例を示す図である。図１０の充電電流特性は、ＶＩＮ端子の入力電圧を「５Ｖ」、バイアス電圧Ｖｓｓを「０．１Ｖ」、抵抗Ｒｓｅｎを「６８ｍΩ」、インダクタ素子Ｌ１を「２．２μＨ」として、図９に示す充電制御装置１０のシミュレーション解析を行った結果である。

図１０の、グラフｇ１は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング動作時に、ＶＩＮ端子とスイッチング素子ＳＷ１のソースとの間に流れる電流ＩＳＷの平均値（Ｉｉｎ）の時間変化を表す。グラフｇ２は、キャパシタＣ１の充電電圧値（Ｖｏｕｔ）の時間変化を表し、グラフｇ３は、インダクタ素子Ｌ１を介してキャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）の時間変化を表す。図１０の縦軸は電流値（０．５Ａ／ｄｉｖ）、電圧値（１Ｖ／ｄｉｖ）を表し、横軸は正規化された時間経過を表し、横軸に平行な破線は、０Ｖ基準、０Ａ基準を表す。

グラフｇ２に示すように、キャパシタＣ１の充電電圧値（Ｖｏｕｔ）は、スイッチング動作の開始時から時間経過に伴って緩やかに上昇するように変化し、キャパシタＣ１の充電容量で定められる一定電圧値に到達する。また、グラフｇ３に示すように、キャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）の時間変化は、一定状態で推移する。電流値（Ｉｏｕｔ）は、式（８）で表される関係式で求められる電流平均値（Ｉｃｈｇ）が、１．５Ａ近傍を中心として推移することが判る。

グラフｇ２とグラフｇ３の相対的な時間変化から、キャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）は、キャパシタＣ１の充電電圧値（Ｖｏｕｔ）に依存せずに一定状態で推移することが判る。なお、グラフｇ１に示すように、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）は、スイッチング動作の開始時から時間経過に伴って一定傾斜で上昇し、最大値として、式（８）で表される関係式で求められる電流平均値（Ｉｃｈｇ）に到達することが判る。

なお、本実施形態の充電制御装置１０においては、キャパシタＣ１に供給される平均電流値（Ｉｃｈｇ）は、ＳＳ端子に入力されるバイアス電圧Ｖｓｓと抵抗Ｒｓｅｎとで決定される。本実施形態においては、実施例１から実施例４で説明したスロープ波形の生成に係る電流帰還ループを備えなくとも、キャパシタＣ１に供給される平均電流値（Ｉｃｈｇ）が制御できる。このため、実施例５に示す充電制御装置１０の形態は、電流モード型のスイッチングレギュレータ以外に、電圧モード型、ヒステリシス型、ＣＯＴ（Constant on Time）型のスイッチングレギュレータにおいても適用可能になる。

〔実施例６〕（ブロック構成）
図１１は、実施例６（以下、「本実施形態」とも称する）に係る充電制御装置１０のブロック構成の一例を示す図である。図１０に示す充電制御装置１０は、実施例５で説明した充電制御装置１０の形態に対して、さらに、キャパシタＣ１に充電された充電電圧（Ｖｏｕｔ）をフィードバック量として反映させる形態である。

本実施形態の充電制御装置１０においては、例えば、実施例３で説明したように、キャパシタＣ１に充電された充電電圧（Ｖｏｕｔ）をフィードバック量として反映させること
で、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）をキャパシタＣ１の充電状態に応じて制御する。
本実施形態の充電制御装置１０においては、電流モード型のスイッチングレギュレータ以外であっても、一次電源２０の電流容量やバッテリの供給可能な電流量に制約がある場合に、スイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）の最大値を抑制しつつ、キャパシタＣ１を充電することが可能になる。

図１１に示す充電制御装置１０は、少なくとも、スイッチングレギュレータ１１と、インダクタ素子Ｌ１と、バイアス電圧Ｖｓｓを印加するユニット（以下、単に「バイアス電圧Ｖｓｓ」とも称す）と、抵抗Ｒｓｅｎと、抵抗Ｒ１、Ｒ２を含む。抵抗Ｒ１、Ｒ２は、キャパシタＣ１に充電された充電電圧を検出する。図１１に示すブロック構成においては、抵抗Ｒ１、Ｒ２以外の構成は、図９と同様の構成である。

抵抗Ｒ１の一端はキャパシタＣ１の正極側端子と接続し、他端はＦＢ端子と接続する。抵抗Ｒ２の一端はキャパシタＣ１の負極側端子と接続し、他端はＦＢ端子と接続する。以下、図９と相違する構成を主として本実施形態の充電制御装置１０の充電制御動作を説明する。

（充電制御動作）
図１１の、スイッチングレギュレータ１１においては、誤差アンプ１１ｂの反転入力端子には、抵抗（Ｒ１、Ｒ２）を介して検出されたキャパシタＣ１の充電電圧（Ｖｏｕｔ）と、抵抗Ｒｓｅｎを介して検出されたキャパシタＣ１の負極側端子とＧＮＤとの間の電位差がフィードバック電圧として入力される。

なお、スイッチングレギュレータ１１外でＳＳ端子と接続するバイアス電圧Ｖｓｓの電圧値は、基準電圧ＶＲＥＦ未満の電圧値に設定される。ＳＳ端子に印加されたバイアス電圧Ｖｓｓは、誤差アンプ１１ｂの非反転入力端子に入力される。

本実施形態の、インダクタ素子Ｌ１を介してキャパシタＣ１に供給される電流（Ｉｏｕｔ）の電流平均値（Ｉｃｈｇ）と、キャパシタＣ１の充電電圧（Ｖｏｕｔ）と、バイアス電圧Ｖｓｓ、抵抗Ｒｓｅｎ、抵抗（Ｒ１、Ｒ２）との関係は、次に示す式（９）で表される。

式（９）に示すように、本実施形態に係る充電制御装置１０は、スイッチング動作時にインダクタ素子Ｌ１を介してキャパシタＣ１に供給される電流平均値（Ｉｃｈｇ）を、バイアス電圧Ｖｓｓと抵抗Ｒｓｅｎと、抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して検出されたキャパシタＣ１
の充電電圧（Ｖｏｕｔ）とに応じた定電流値に制御できる。

（充電電流特性）
図１２は、本実施形態の充電制御装置１０による充電電流特性の一例を示す図である。図１２の充電電流特性は、ＶＩＮ端子の入力電圧を「５Ｖ」、バイアス電圧Ｖｓｓを「０．１Ｖ」、抵抗Ｒｓｅｎを「６８ｍΩ」、抵抗Ｒ１を「８２ｋΩ」、抵抗Ｒ２を「１ｋΩ」、インダクタ素子Ｌ１を「２．２μＨ」として、図１１に示す充電制御装置１０のシミュレーション解析を行った結果である。

図１２の、グラフｇ１は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング動作時に、ＶＩＮ端子とスイッチング素子ＳＷ１のソースとの間に流れる電流ＩＳＷの平均値（Ｉｉｎ）の時間変化を表す。グラフｇ２は、キャパシタＣ１の充電電圧値（Ｖｏｕｔ）の時間変化を表し、グラフｇ３は、インダクタ素子Ｌ１を介してキャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）の時間変化を表す。図１２の縦軸は電流値（０．５Ａ／ｄｉｖ）、電圧値（１Ｖ／ｄｉｖ）を表し、横軸は正規化された時間経過を表し、横軸に平行な破線は、０Ｖ基準、０Ａ基準を表す。

グラフｇ２に示すように、キャパシタＣ１の充電電圧値（Ｖｏｕｔ）は、スイッチング動作の開始時から時間経過に伴って緩やかに上昇するように変化し、キャパシタＣ１の充電容量で定められる一定電圧値に到達する。グラフｇ１とグラフｇ２の相対的な時間変化から、キャパシタＣ１の充電状態が満充電容量の粗半分付近で、電流値（Ｉｉｎ）が最大値に到達することが判る。また、図１０に示すグラフｇ１の時間変化傾向と、図１２に示すグラフｇ１の時間変化傾向とを比較した場合、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）の相対的な大きさが抑制されていることが判る。

グラフｇ３に示すように、キャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）の時間変化は、スイッチング動作の開始時から時間経過に伴って一定傾斜で下降し、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）に到達するよう変化する。グラフｇ３とグラフｇ２の相対的な時間変化から、キャパシタＣ１の充電電圧値（Ｖｏｕｔ）が増加するに従い、スイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）が減少することが判る。

図１３は、本実施形態の充電制御装置１０による充電電流特性の他の一例を示す図である。図１３は、充電電流特性に対する抵抗Ｒ１の寄与の度合いを確認するため、抵抗Ｒ１を「２２０ｋΩ」、他の条件は図１２と同様として、図１１に示す充電制御装置１０のシミュレーション解析を行った結果である。なお、図１３に示す、グラフｇ１、ｇ２、ｇ３、縦軸、横軸、０Ｖ基準、０Ａ基準は、図１２と同様である。

グラフｇ１に示すように、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）は、スイッチング動作の開始時から時間経過に伴って上昇変化し、１．１Ａ程度の最大値に到達する。グラフｇ３に示すように、キャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）の時間変化は、スイッチング動作の開始時から時間経過に伴って一定傾斜で下降し、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値
（Ｉｉｎ）に到達するよう変化する。

図１２に示すグラフｇ１、ｇ２と、図１３に示すグラフｇ１、ｇ２との時間変化傾向の比較から、抵抗Ｒ１の抵抗値の増加に伴い、電流値（Ｉｉｎ）のスイッチング動作の開始時からの上昇変化は、直線的な一定傾斜に近づくことが確認判る。抵抗Ｒ１の抵抗値の増加に伴い、電流値（Ｉｉｎ）の到達する最大値は増加することが判る。また、抵抗Ｒ１の抵抗値の増加に伴い、キャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）の時間変化の一定傾斜が減少することが判る。

〔変形例〕（ブロック構成）
図１４は、変形例に係る充電制御装置１０のブロック構成の一例を示す図である。実施例５に示す形態、実施例６に示す形態では、充電制御装置１０は、バイアス電圧Ｖｓｓとフィードバック電圧とに基づいて、バックアップ用電源を構成するキャパシタＣ１に供給する充電電流の制御が可能なことを説明した。変形例の充電制御装置１０では、インダクタ素子Ｌ１とキャパシタＣ１の正極端子との間に抵抗Ｒｓｅｎを設け、該抵抗Ｒｓｅｎに生ずる電位差を用いて定電流制御を行う。

変形例の充電制御装置１０においては、少なくとも、スイッチングレギュレータ１１と、インダクタ素子Ｌ１と、抵抗Ｒｓｅｎと、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６とが含まれる。図１４に示すブロック構成においては、抵抗Ｒｓｅｎ、抵抗（Ｒ１−Ｒ６）以外の構成は、図９と同様の構成である。なお、図１４のスイッチングレギュレータ１１は簡略化されている。

（充電制御動作）
図１４において、抵抗Ｒｓｅｎの一端はインダクタ素子Ｌ１の出力端に接続され、他端はキャパシタＣ１の正極側端子に接続される。抵抗Ｒ１の一端とインダクタ素子Ｌ１の出力端とは接続し、抵抗Ｒ１の他端とスイッチングレギュレータ１１のＦＢ端子とは接続する。また、一端が車両のＧＮＤに接地された抵抗Ｒ２の他端とスイッチングレギュレータ１１のＦＢ端子とは接続する。一端が、キャパシタＣ１の正極側端子に接続される抵抗Ｒ６の他端とスイッチングレギュレータ１１のＦＢ端子とは接続する。

抵抗Ｒ１、Ｒ２を介し、インダクタ素子Ｌ１とキャパシタＣ１の正極端子との間に設けられた抵抗Ｒｓｅｎの、インダクタ素子Ｌ１の出力端側の電圧がフィードバック電圧としてスイッチングレギュレータ１１のＦＢ端子に入力される。なお、抵抗Ｒ６により、キャパシタＣ１に充電された充電電圧（Ｖｏｕｔ）がフィードバック量に反映される。

また、図１４において、抵抗Ｒ３の一端とキャパシタＣ１の正極側端子とは接続し、抵抗Ｒ３の他端とスイッチングレギュレータ１１のＳＳ端子とは接続する。一端が車両のＧＮＤに接地された抵抗Ｒ４の他端とスイッチングレギュレータ１１のＳＳ端子とは接続する。一端が、図示しない一次電源２０の供給する電圧（ＶＩＮ）に接続される抵抗Ｒ５の他端とスイッチングレギュレータ１１のＳＳ端子とは接続する。

抵抗Ｒ３、Ｒ４を介し、インダクタ素子Ｌ１とキャパシタＣ１の正極端子との間に設けられた抵抗Ｒｓｅｎの、キャパシタＣ１の正極端子側の電圧がバイアス電圧Ｖｓｓとしてスイッチングレギュレータ１１のＳＳ端子に入力される。なお、抵抗Ｒ５により、バイアス電圧Ｖｓｓをオフセットするオフセット電圧が供給される。

変形例の充電制御装置１０においては、抵抗（Ｒ１−Ｒ４）により、スイッチングレギュレータ１１のＳＳ端子とＦＢ端子との間には、インダクタ素子Ｌ１とキャパシタＣ１の正極端子との間に設けられた抵抗Ｒｓｅｎを介して検出された電位差が印加される。また
、変形例の充電制御装置１０においては、抵抗Ｒ５により、バイアス電圧Ｖｓｓがオフセットされる。抵抗Ｒ６により、キャパシタＣ１に充電された充電電圧（Ｖｏｕｔ）がフィードバック量に反映される。以下、図９と相違する構成を主として変形例の充電制御装置１０の充電制御動作を説明する。

（充電制御動作）
変形例の形態では、スイッチングレギュレータ１１の誤差アンプ１１ｂの反転入力端子には、上述したフィードバック電圧が入力される。また、誤差アンプ１１ｂの非反転入力端子には、上述したオフセットされたバイアス電圧Ｖｓｓが入力される。なお、オフセットされたバイアス電圧Ｖｓｓの電圧値は、基準電圧ＶＲＥＦ未満となるように、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５を介して設定される。

誤差アンプ１１ｂは、反転入力端子に入力されたフィードバック電圧と、オフセットされたバイアス電圧Ｖｓｓとの差電圧（誤差）を所定ゲイン（Ａ）で増幅し、該増幅された差電圧を誤差信号として出力端子に出力する。

図１４において、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３の抵抗値を同値に設定し、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ４の抵抗値を同値に設定する。変形例の形態では、スイッチングレギュレータ１１は、上記設定条件において、オフセット電圧値のＲ１／Ｒ２倍の電圧がインダクタ素子Ｌ１とキャパシタＣ１の正極端子との間に設けられた抵抗Ｒｓｅｎに発生するように制御動作を行う。この結果、変形例の充電制御装置１０においても、実施例５に示す形態と同様にして定電流制御が可能になる。

また、抵抗Ｒ６により、キャパシタＣ１に充電された充電電圧（Ｖｏｕｔ）をフィードバック量に反映することで、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）をキャパシタＣ１の充電状態に応じて制御することが可能になる。変形例の充電制御装置１０においても、実施例６に示す形態と同様にしてスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）の最大値を抑制しつつ、キャパシタＣ１を充電することが可能になる。

（充電電流特性）
図１５、図１６は、変形例の充電電流特性を説明する図である。図１５は、抵抗Ｒ６を含まない形態の変形例の充電電流特性であり、図１６は、抵抗Ｒ６を含む形態の変形例の充電電流特性である。図１５、図１６において、実線で示されるグラフは、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング動作時に、ＶＩＮ端子とスイッチング素子ＳＷ１のソースとの間に流れる電流ＩＳＷの平均値（Ｉｉｎ）の時間変化を表す。二点鎖線で示されるグラフは、キャパシタＣ１の充電電圧値（Ｖｏｕｔ）の時間変化を表す。一点鎖線で示されるグラフは、インダクタ素子Ｌ１を介してキャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）の時間変化を表す。なお、図１５、図１６の縦軸は電流値（０．２５Ａ／ｄｉｖ）、電圧値（１Ｖ／ｄｉｖ）を表し、横軸は時間経過（単位時間：５ｓｅｃ）を表す。

図１５の一点鎖線のグラフに示すように、インダクタ素子Ｌ１を介してキャパシタＣ１に供給される電流値（Ｉｏｕｔ）は、二点鎖線のグラフで示されるキャパシタＣ１の充電電圧値（Ｖｏｕｔ）の増加に伴って減少する変化傾向を示す。また、実線のグラフに示すように、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）は、スイッチング動作の開始時から時間経過に伴って上昇変化し、０．９Ａ近傍の最大値に到達する変化傾向を示す。

また、抵抗Ｒ６を含む形態では、図１６の実線のグラフに示すように、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）は、スイッチング動作
の開始時から時間経過に伴って上昇変化し、最大値に到達する変化傾向を示す。また、最大値に到達後の電流値（Ｉｉｎ）は、最大値近傍で一定状態、あるいは、時間経過に伴って減少変化する傾向を示す。抵抗Ｒ６を含む形態では、スイッチング動作時にスイッチングレギュレータ１１に流れ込む電流値（Ｉｉｎ）の最大値は、０．５Ａ未満に抑制される傾向を示す。

１０充電制御装置
１１スイッチングレギュレータ
１１ａ内部電流源
１１ｂ誤差アンプ（Error Amp）
１１ｃスロープ補償ユニット
１１ｄコンパレータ（PWM Comp）
１１ｅＰＷＭ制御ユニット（PWM Control Logic）
２０一次電源
２１二次電源
Ｃ１キャパシタ（バックアップ用電源）
Ｃｔ、Ｃｔ１キャパシタ
ＣＯＭＰ、ＦＢ、ＧＮＤ、ＯＵＴ、ＶＩＮ、ＳＳ端子
Ｄ１ダイオード素子
Ｌ１インダクタ素子
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒｓｅｎ、Ｒｔ抵抗
ＳＷ１、ＳＷ２スイッチング素子
ＶＲＥＦ基準電圧
Ｖｓｓバイアス電圧

Claims

電源から供給された電力をキャパシタに充電するスイッチングレギュレータと、第一抵抗素子及び第二抵抗素子を含む第１の分圧抵抗とを備える充電制御装置において、
前記スイッチングレギュレータは、
帰還入力される制御量と基準電圧との差電圧に基づく誤差信号を出力する誤差アンプと、
前記誤差信号に基づき前記キャパシタに供給する充電電流を制御する制御部とを備え、
前記第一抵抗素子及び前記第二抵抗素子が、前記制御部に入力される前の前記誤差信号を出力する端子とグランドとの間に直列に設けられ、
前記誤差アンプが出力する前記誤差信号を前記第一抵抗素子と前記第二抵抗素子とで分圧した電圧を前記制御量として前記誤差アンプに帰還入力することを特徴とする充電制御装置。
電源から供給された電力をキャパシタに充電するスイッチングレギュレータを備える充電制御装置において、
前記スイッチングレギュレータは、
帰還入力される制御量と基準電圧との差電圧に基づく誤差信号を出力する誤差アンプと、
前記誤差信号に基づき前記キャパシタに供給する充電電流を制御する制御部とを備え、
前記誤差アンプの出力端子と前記電源の出力ラインとの間に接続される第２の分圧抵抗を有し、前記誤差信号を前記第２の分圧抵抗で分圧した電圧を前記制御量として前記誤差アンプに帰還入力することを特徴とする充電制御装置。
直列に接続された前記第一抵抗素子と前記第二抵抗素子との接続点に一端が接続され、他端が前記キャパシタの正極に接続された第三抵抗素子を更に備え、
前記誤差信号を前記第一抵抗素子と前記第二抵抗素子とで分圧することに加え、前記キャパシタに充電された充電電圧を前記第三抵抗素子を介して前記誤差アンプに帰還入力することを特徴とする請求項１に記載の充電制御装置。
前記キャパシタに充電された充電電圧を前記第２の分圧抵抗を介して前記誤差アンプに
帰還入力することを特徴とする請求項２に記載の充電制御装置。