JP4515202B2 - Ｏｆｄｍダイバーシティ受信装置 - Google Patents

Description

本発明はＯＦＤＭ受信装置に関する。詳しくは、複数のアンテナを利用してＯＦＤＭ送信信号を受信するダイバーシティ受信技術に関する。

日本の地上波デジタルテレビ放送では、伝送方式としてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が採用されている。ＯＦＤＭ方式は、送信信号を複数の搬送波に分割して送信するマルチキャリア伝送方式の１つであり、マルチパス伝送路の周波数選択性フェ−ジングに強い、各サブチャネルのスペクトルが密に配置でき、周波数利用効率が高い、などの利点がある。

また、ＯＦＤＭ方式を採用した車載用受信装置などにおいて、デジタル放送を移動受信する場合には、受信信号の品質向上を図るためダイバーシティ受信が行われる。このダイバーシティ受信された複数のブランチの信号を合成するアルゴリズムとして最大比合成（ＭＲＣ：Maximum ratio combining）法がある。

ＭＲＣ法は各ブランチのサブキャリアごとの伝送路パワーに基づいて、各ブランチのサブキャリアへの重み付け係数を決定し、重み付けられたサブキャリアごとの信号を合成する方法である。ＭＲＣ法は、ブランチの伝達関数の振幅が大きい＝そのブランチのＣ／Ｎ比（Carrier to Noise ratio）が良いという前提で信号を合成する方法である。

具体的に従来のＭＲＣ法による合成方法を説明する。ＦＦＴ演算されたｐ番目のブランチのｉ番目のシンボルのｋ番目のサブキャリア信号を、Ｘ_p(i,k)と表す。そして、各信号Ｘ_p(i,k)に対しては、それぞれ重み付け係数Ｗ_p(i,k)が算出され、各信号Ｘ_p(i,k)に重み付け係数Ｗ_p(i,k)が乗算されて合成される。

ここで、この重み付け係数Ｗ_p(i,k)は数１式で表される。ここで、Ｈ_p(i,k)は、ｐ番目のブランチのｉ番目のシンボルのｋ番目のサブキャリアの伝送路応答であり、Ｈ_p ^*(i,k)は、その複素共役を表す。

また、重み付け係数Ｗ_p(i,k)が乗算された各ブランチの信号を合成した合成信号、つまり、ｉ番目のシンボルのｋ番目のサブキャリア合成信号Ｙ(i,k)は、数２式で表される。ここで、Ｓ(i,k)×Ｈ_m＝Ｘ_m(i,k)より、数２式が成立することが分かる。Ｓ(i,k)は受信信号Ｘ(i,k)に含まれる希望信号である。つまり、合成信号Ｙ(i,k)＝Ｓ(i,k)であり、希望信号Ｓ(i,k)は完全に復元される。

数１式で表されるように、重み付け係数Ｗ_p(i,k)は、伝送路応答（伝達関数）Ｈの振幅に依存している。つまり、伝送路応答Ｈの振幅の大きい信号に大きな重み付け係数Ｗを乗算し、そのブランチの信号が強調されるのである。しかし、実際には、伝送路応答Ｈの振幅が大きい場合であっても、当該ブランチの信号が強いあるいは当該ブランチのＣ／Ｎ比が良いとは限らない場合がある。

例えば、あるブランチの信号のＣ／Ｎ比が悪く、振幅も小さいが、受信するときにＡＧＣ(automatically gain control)の働きで、振幅が大きくなり、伝送路応答Ｈの振幅も大きくなる場合がある。このような場合、従来のＭＲＣ法で合成すると、Ｃ／Ｎ比の良いブランチがＣ／Ｎ比の悪いブランチに足を引っ張られ、合成後のＣ／Ｎ比が悪くなる。

実際に車載用受信装置で１３セグメントＯＦＤＭ信号をダイバーシティ受信し、ＭＲＣ法により受信信号を合成する実験を行った場合、合成するブランチ信号のＣ／Ｎ比に大きな差があると、ダイバーシティ合成後のＢＥＲ(bit error rate)が、Ｃ／Ｎ比のよいブランチでシングル受信した場合のＢＥＲより悪いという問題が発生した。

移動受信の場合、アンテナの位置によって、Ｃ／Ｎ比が大きく変わる場合があるので、その場合はＭＲＣ合成ブランチのＣ／Ｎ比に大きな差が出る。ＭＲＣ合成アルゴリズムでは合成するブランチのＣ／Ｎに大差がないという仮定で開発されたアルゴリズムなので、ブランチのＣ／Ｎに大差がある場合には対応し切れないのである。

そこで、本発明は前記問題点に鑑み、受信環境に適応性の強いダイバーシティ受信が可能であり、安定的な受信品質が得られる受信装置を提供することを課題とする。

上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、ＯＦＤＭ方式の伝送信号をダイバーシティ受信するＮ本（Ｎは整数）のアンテナと、前記Ｎ本のアンテナにより受信された各信号をそれぞれＦＦＴ演算し、Ｎ個のシンボル信号を出力する回路と、各シンボル信号についてＣ／Ｎ比に基づく重み付け値を算出し、Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路と、各シンボル信号について伝送路推定値を算出し、Ｎ個の伝送路推定値を出力する回路と、各シンボル信号に各第１の重み付け値を乗算し、Ｎ個の第１の重み付け信号を算出する回路と、各伝送路推定値に対して各第１の重み付け値を乗算し、Ｎ個の重み付け伝送路推定値を算出する回路と、各重み付け伝送路推定値と各第１の重み付け信号を用いてＭＲＣ合成を行う合成回路とを備え、前記Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路は、各シンボル信号についてシンボル信号ごとのＣ／Ｎ比を算出するＣ／Ｎ演算回路を含み、１シンボル信号を構成するサブキャリアには、ゼロ埋めされたダミーデータが搬送されるサブキャリアと、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアとが含まれており、前記Ｃ／Ｎ演算回路は、前記ダミーデータが搬送されるサブキャリアから取得された信号値をノイズパワーとし、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアから取得された信号を搬送波パワーとし、前記ノイズパワーと前記搬送波パワーの比に基づいて前記Ｃ／Ｎ比を算出することを特徴とする。

請求項２記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記搬送波パワーは、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアのうち、ＳＰ信号を搬送するサブキャリアから取得された信号から算出することを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記搬送波パワーは、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアのうち、ＳＰ信号あるいはＣＰ信号を搬送するサブキャリアから取得された信号から算出することを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記ノイズパワーは、前記ダミーデータが搬送されるサブキャリアのうち、フィルタで除去されなかった帯域のサブキャリアから取得された信号から算出されることを特徴とする。

請求項５記載の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路は、予めＣ／Ｎ比と前記第１の重み付け値とを対応付けたテーブルを参照することにより、前記Ｃ／Ｎ演算回路を用いて算出したＣ／Ｎ比を前記第１の重み付け値に変換して出力するルックアップテーブル、を含むことを特徴とする。

請求項６記載の発明は、請求項１ないし請求項５のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路は、各ブランチにおける前記第１の重み付け値を、他のブランチで受信した信号とは独立した演算により算出することを特徴とする。

請求項７記載の発明は、請求項１ないし請求項６のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記合成回路は、各重み付け伝送路推定値の共役複素数値を、全Ｎ個の重み付け伝送路推定値の二乗和で除算することによりＮ個の第２の重み付け値を算出する回路と、各第１の重み付け信号に各第２の重み付け値を乗算することにより、Ｎ個の第２の重み付け信号を算出する回路と、前記Ｎ個の第２の重み付け信号を加算することにより、合成受信信号を算出する回路とを含むことを特徴とする。

本発明は、Ｃ／Ｎ比により受信信号と伝送路応答に重み付けを行った上で、ＭＲＣ合成を行うので、Ｃ／Ｎ比の良いブランチの信号に大きな重み付けを割り当てて、あるいはＣ／Ｎ比の悪いブランチの信号に小さい重み付けを割り当てて合成信号を出力することが可能である。これにより、合成信号の品質が向上する。

｛第１の実施の形態｝
以下、図面を参照しつつ本発明の第１の実施の形態について説明する。図１は、本発明の実施の形態に係るＯＦＤＭダイバーシティ受信装置ＤＲのブロック図である。

本実施の形態のダイバーシティ受信装置ＤＲは、ブランチ数Ｎの受信装置である。つまり、Ｎ本のアンテナ１１₁〜１１_Nを備え、各アンテナ１１₁〜１１_Nから受信したＮ個のブランチ信号をそれぞれ受信装置ＤＲ₁〜ＤＲ_Nで処理することにより、合成信号を出力する。

各受信装置ＤＲ₁〜ＤＲ_Nの構成および処理内容について説明する。なお、各受信装置ＤＲ₁〜ＤＲ_Nの構成は同様であるので、以下においては、各ブランチの構成および処理内容について共通の説明を行う。

アンテナ１１₁〜１１_Nから受信した信号は、それぞれ、フロントエンド処理部１２₁〜１２_Nで処理される。フロントエンド処理部１２₁〜１２_Nでは、受信信号は、周波数変換やフィルタ処理が施された後、ＡＤ変換される。フロントエンド処理部１２₁〜１２_Nから出力された受信デジタル信号は、ＦＦＴ演算部１３₁〜１３_Nに入力される。ＦＦＴ演算部１３₁〜１３_Nでは、時間領域のＯＦＤＭシンボル信号は、周波数領域のＯＦＤＭシンボル信号に変換される。ここで、出力された周波数領域の信号をＸ_p(i,k)で表す。ただし、ｐはブランチ番号（１〜Ｎの整数）であり、ｉはシンボル番号、ｋはサブキャリア番号である。なお、図中、信号Ｘや伝送路応答Ｈについては、ブランチ番号のみを付記し、ｉ、ｋなどの表記は省略している。ＦＦＴ演算後の信号Ｘ_p(i,k)は、Ｃ／Ｎ演算部１４₁〜１４_N、伝送路推定部１５₁〜１５_N、および乗算回路１７₁〜１７_Nに対して出力される。

なお、本実施の形態においては、フロントエンド処理部１２₁〜１２_N、ＦＦＴ演算部１３₁〜１３_N、Ｃ／Ｎ演算部１４₁〜１４_N、伝送路推定部１５₁〜１５_Nは、ハードウェア回路で構成されているが、これらの一部または全部がソフトウェア処理で実現されていてもよい。

伝送路推定部１５₁〜１５_Nは、ＦＦＴ演算部１３₁〜１３_Nから入力した信号Ｘ_p(i,k)に基づいて、伝送路応答推定値を算出する。伝送路推定部１５₁〜１５_Nは、たとえば、既知の複素振幅を持つパイロット信号を用いて、受信パイロット信号をこの複素振幅で除算することにより、伝送路応答推定値を算出する。さらに、算出された伝送路応答推定値を、シンボル方向およびキャリア方向に補間することにより、各受信データ信号の伝送路応答Ｈ_p(i,k)を求めるのである。求められた伝送路応答Ｈ_p(i,k)は、乗算回路１８₁〜１８_Nに対して出力される。同時に、伝送路推定を行う際にＸ_p(i,k)から抽出されたパイロット信号ＳＰがＣ／Ｎ演算部１４₁〜１４_Nに出力される。

Ｃ／Ｎ演算部１４₁〜１４_Nは、ＦＦＴ演算部１３₁〜１３_Nから信号Ｘ_p(i,k)を入力するとともに、伝送路推定部１５₁〜１５_NからＳＰ信号を入力する。そして、Ｃ／Ｎ演算部１４₁〜１４_Nは、信号Ｘ_p(i,k)とＳＰ信号を用いてＣ／Ｎ比を算出する。ここで、第１の実施の形態においては、ＳＰ信号を特に区別することなくＣ／Ｎ比を算出することが可能であり、Ｃ／Ｎ演算部１４₁〜１４_NがＳＰ信号を入力することは必須ではない。しかし、後で説明する第２の実施の形態においては、ＳＰ信号の特徴を利用するので、Ｃ／Ｎ演算部１４₁〜１４_NがＳＰ信号を入力する必要がある。Ｃ／Ｎ比の算出方法を図２を参照しながら説明する。

図２は、受信ＯＦＤＭ信号のスペクトルを示す図である。図中、横軸は周波数ｆ、縦軸は、信号強度を示している。図は、日本のモード３規格におけるＯＦＤＭシンボル信号のスペクトルである。図に示すように、１シンボルのＯＦＤＭ信号の中に、無信号区間がある。モード３では、１シンボルに８１９２本のサブキャリアがあり、その中で、５６１７本は、データ信号（ここで言うデータ信号には、実データのほかに、ＳＰ(Scattered pilot)信号などのパイロット信号やＡＣ(Auxiliary Channel)信号などの制御信号も含まれる。）が搬送されるキャリアであり、残り２５７５本は、送信装置側でＩＦＦＴ変調する際に、ゼロ埋めされたダミーデータが搬送されるキャリアである。図２は、１シンボルの信号中、中央の２５７５本のサブキャリアはダミーデータを搬送するキャリアであり、両端に合わせて５６１７本のデータ信号搬送用のサブキャリアが存在することを示している。

ＯＦＤＭ送信装置においてデータ信号およびダミーデータ信号が埋められたＯＦＤＭ信号は、伝送路を経て受信装置において受信され、再びＦＦＴ演算され復調される。したがって、ダミーデータ信号が埋められたサブキャリアの復調された信号は、純粋なノイズ信号である。そこで、本実施の形態においては、このノイズ信号の強度を計算することで、シンボルごとのＣ／Ｎ比を算出するのである。

数３式は、シンボルごとのＣ／Ｎ比を算出する計算式の一例である。ここでは、特定のシンボル信号に着目しているので、ブランチ番号やシンボル番号は省略している。

数３式では、１本目から２５７５本目までのデータ信号が埋められた２５７５本のサブキャリア（図２において左端を１本目として左端から２５７５本分のキャリア）と、２８１０本目から５３８４本目までのダミーデータ信号が埋められた２５７５本のサブキャリアを用いてＣ／Ｎ比を算出している。つまり、分母は、２５７５本のサブキャリアから取得した純粋なノイズ信号の絶対値の２乗値を加算した値である。分子は、２５７５本のサブキャリアに挿入されたデータ信号の絶対値の２乗和から２５７５本のサブキャリアから取得された純粋なノイズ信号の絶対値の２乗和を引いた値であり、ノイズ信号を除去したデータ信号の２乗和を示している。なお、分母のπ／２は、周波数領域のＣ／Ｎと時間領域のＣ／Ｎとを一致させるための修正係数である。

ただし、データ信号が埋められたサブキャリアとして、ここでは、１本目から２５７５本目までのサブキャリアを選択したが、２８１０本目から５３８４番目までのサブキャリア以外のサブキャリアであれば、どのサブキャリアを選択してもよい。また、ここでは、各２５７５本のサブキャリアを利用しているが、計算に用いるサブキャリアの数を２５７５本より少なくしてもよい。

このような計算により、シンボルごとのＣ／Ｎ比が計算されると、Ｃ／Ｎ演算部１４₁〜１４_Nは、計算されたＣ／Ｎ比をＣ／Ｎテーブル１６₁〜１６_Nに出力する。

Ｃ／Ｎテーブル１６₁〜１６_Nは、ルックアップテーブルであり、表１に示すように、Ｃ／Ｎ比の値と、ウェイト値を対応付けたテーブルを保持しており、Ｃ／Ｎ比を入力すると、それに対応するウェイト値を出力する機能を備えている。この実施例では、Ｃ／Ｎ比の値を８つの範囲に分けて、各範囲にウェイト値ｗ１〜ｗ８を対応させている。また、ｗ１〜ｗ８は、０以上１以下の小数をとる値であり、各値を８ビットで表すようにしている。このように、Ｃ／Ｎ比−ウェイト値変換をルックアップテーブル方式とすることにより、煩雑な計算を省略し、回路規模を小さくするようにしている。

Ｃ／Ｎテーブル１６₁〜１６_Nは、シンボルごとのＣ／Ｎ比の値を入力すると、ウェイト値ｗ１〜ｗ８のいずれかの値を乗算回路１７₁〜１７_Nおよび乗算回路１８₁〜１８_Nに出力する。このブランチごとに算出されたウェイト値をσ₁〜σ_Nで表す。

次に、それぞれ乗算回路１７₁〜１７_Nにおいて、信号Ｘ₁(i,k)〜Ｘ_N(i,k)とウェイト値σ₁〜σ_Nが乗算される。そして、その演算結果σ₁Ｘ₁〜σ_NＸ_Nをそれぞれ乗算回路２０₁〜２０_Nに出力する。

また、乗算回路１８₁〜１８_Nにおいて、伝送路応答Ｈ₁〜Ｈ_Nとウェイト値σ₁〜σ_Nが乗算される。そして、その演算結果σ₁Ｈ₁〜σ_NＨ_Nは、それぞれ全てのブランチのウェイト算出部１９₁〜１９_Nに出力される。つまり、乗算回路１８₁から出力されたσ₁Ｈ₁は、全てのブランチのウェイト算出部１９₁〜１９_Nに対して出力され、乗算回路１８₂から出力されたσ₂Ｈ₂は、全てのブランチのウェイト算出部１９₁〜１９_Nに対して出力され・・・というように、各乗算回路１８_pの出力が全てのウェイト算出部１９₁〜１９_Nに対して出力されるのである。

そして、各ウェイト算出部１９₁〜１９_Nは、全てのブランチの乗算回路１８₁〜１８_Nから出力された演算結果σ₁Ｈ₁〜σ_NＨ_Nを入力し、これらＮ個の値を元にウェイト値Ｗ₁〜Ｗ_Nを算出する。つまり、ウェイト算出部１９₁は、全てのブランチの乗算回路１８₁〜１８_Nから出力された演算結果σ₁Ｈ₁〜σ_NＨ_Nを入力し、ウェイト値Ｗ₁を算出し、ウェイト算出部１９₂は、全てのブランチの乗算回路１８₁〜１８_Nから出力された演算結果σ₁Ｈ₁〜σ_NＨ_Nを入力し、ウェイト値Ｗ₂を算出し・・というように、ウェイト算出部１９_Pは、全てのブランチの乗算回路１８₁〜１８_Nから出力された演算結果σ₁Ｈ₁〜σ_NＨ_Nを入力し、ウェイト値Ｗ_Pを算出するのである。

数４式は、ウェイト算出部１９₁〜１９_Nで求められたウェイト値Ｗ₁〜Ｗ_Nの計算式を示す図である。なお、数４式において、Ｈ_P ^*(i,k)は、Ｈ_P(i,k)の複素共役である。

ウェイト算出部１９₁〜１９_Nからウェイト値Ｗ₁〜Ｗ_Nが出力されると、乗算回路２０₁〜２０_Nは、このウェイト値Ｗ₁〜Ｗ_Nと乗算回路１７₁〜１７_Nからの出力値σ₁Ｘ₁〜σ_NＸ_Nを乗算し、乗算結果Ｗ₁σ₁Ｘ₁〜Ｗ_Nσ_NＸ_Nを出力する。

そして、加算回路３１は、各乗算回路２０₁〜２０_Nの出力値Ｗ₁σ₁Ｘ₁〜Ｗ_Nσ_NＸ_Nを加算し、数５式で示す合成信号Ｙ(i,k)を出力する。

出力された合成信号Ｙ(i,k)は、デマッピング部３２においてデマッピング処理により整数信号に戻された後、ＦＥＣ(forward error coding)部に対して出力される。ＦＥＣ部においては、ビダビ復号化やリードソロモン復号化が施される。

このように、本実施の形態によれば、受信ＯＦＤＭ信号のシンボルごとにＣ／Ｎ比に基づくウェイト値σを求め、このウェイト値σを受信信号Ｘと伝送路応答Ｈの双方に乗算させた後、ウェイト値Ｗを算出する。つまり、ダイバーシティ合成において、ブランチごとにＣ／Ｎ比に基づいて重み付けが行われるので、Ｃ／Ｎ比の良いブランチの信号に対して大きなウェイト値Ｗが割り当てられる。これにより、従来のように、伝送路応答Ｈの振幅は大きいが、Ｃ／Ｎ比の悪いブランチによって信号品質が低下するという問題を解決できるのである。

また、Ｃ／Ｎ比の値が小さくても、小さいウェイト値Ｗを割り当てて合成することにより、合成した信号のＢＥＲが必ずシングル受信の場合よりも改善されるようにしている。

さらに、本発明においては、ダミーデータ信号が埋め込まれたサブキャリアの信号を利用し、この信号をノイズ信号としてＣ／Ｎ比を計算するので、Ｃ／Ｎ比の計算精度を向上させることが可能である。また、各ブランチにおけるＣ／Ｎ比は、各ブランチにおけるシンボル信号を用いて計算され、他のブランチの信号とは独立した演算により求められる。従って、各ブランチの回路間におけるデータの流れを少なくすることが可能である。

なお、図１においては、図を見やすくするために、各ブランチにＣ／Ｎテーブル１６₁〜１６_Nを備えるように図示しているが、本実施の形態においては、Ｃ／Ｎテーブルは、全ブランチで共通のルックアップテーブルを１つ用意し、共用するようにしている。このようにすることで、回路規模を縮小させることが可能である。

｛第２の実施の形態｝
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。第２の実施の形態におけるＯＦＤＭダイバーシティ受信装置ＤＲのブロック構成は図１で示した第１の実施の形態におけるものと同様である。第２の実施の形態においては、Ｃ／Ｎ演算部１４₁〜１４_NにおけるＣ／Ｎの算出方法のみが第１の実施の形態と異なる。

第１の実施の形態では、ダミーデータが埋め込まれた２５７５本のサブキャリアと、データ信号の埋め込まれた２５７５本のサブキャリアを利用して、Ｃ／Ｎ比を算出した。しかし、これらダミーデータ信号が埋め込まれた２５７５本のサブキャリア全てが利用できない場合がある。たとえば、チューナーにおいて、受信信号に対してＳＡＷ(surface acoustic wave)フィルタや、ＡＣＩ(adjacent channel interface)フィルタ等がかけられた場合、これら２５７５本のサブキャリアの一部しか利用することができない。つまり、これらのフィルタは、データ信号部分のサブキャリアを抽出する目的で使用されるものであり、図２における０〜２８０９本目のサブキャリア領域と５３８５〜８１９２本目のサブキャリアの領域を通過させるフィルタである。したがって、ダミーデータ信号が埋め込まれた２５７５本のサブキャリアのうち、利用できるのは、データ信号の埋め込まれるサブキャリアに近い周波数のキャリアのみである。つまり、フィルタは本来必要とする周波数帯域よりも少し広い範囲の帯域を通過させるように設計されるので、本来フィルタによって通過させる周波数帯の周辺においてもフィルタを通過する帯域があり、その帯域を利用するのである。

例えば、ＡＣＩフィルタを用いた場合、フィルタの幅は６ＭＨｚである。一方、ＯＦＤＭ信号のデータ信号が埋め込まれるサブキャリアの帯域は５．５７２ＭＨｚである。したがって、６ＭＨｚから５．５７２ＭＨｚを差し引くと４２８ｋＨｚであるので、データ信号の埋め込まれるサブキャリアの両端に２１４ｋＨｚづつ利用可能なダミーデータ信号が埋め込まれたサブキャリアが存在することになる。ここで、モード３の場合、キャリア間隔は０．９９２ｋＨｚであるので、利用可能なサブキャリアは約２１４本づつとなる。

したがって、この両端の２１４×２本のサブキャリアと、データ信号が埋め込まれた４２８本のサブキャリアを利用してＣ／Ｎ比を計算する。さらに、この実施の形態では、Ｃ／Ｎ比の計算に必要なデータ信号が埋められたサブキャリアの本数が４２８本であるので、ＳＰ(scattered pilot)信号あるいはＣＰ(continual pilot)信号の埋められたサブキャリアを利用する。ＳＰ信号は、１シンボルあたり４６８本挿入され、ＣＰ信号は１シンボル信号あたり１本挿入されているため、ＳＰ信号（あるいはＳＰ信号とＣＰ信号）とダミーデータ信号が埋め込まれたキャリアを利用してＣ／Ｎ比を算出するのである。

数６式は、ＳＰ信号とダミーデータ信号からＣ／Ｎ比を算出する計算式である。

数６式において、ＳＰは、４６８個のＳＰ信号のうちから選択された４２８個のＳＰ信号の信号値を示している。あるいは、４２８個の中に１つのＣＰ信号を選択してもよい。また、εは、周波数領域で算出されたＣ／Ｎ比と時間領域で算出されたＣ／Ｎ比が一致するように修正するための係数である。なお、ＳＰ信号を選択する際には、ＣＣＩ(co-channel interference)を考慮することが好ましい。すなわち、４６８個のＳＰ信号のうち、ＣＣＩのあるＳＰ信号を除いた中からデータ信号を抽出するようにすることが望ましい。

このようにして、Ｃ／Ｎ比が算出されると、第１の実施の形態と同様に、Ｃ／Ｎテーブル１６₁〜１６_Nを用いてウェイト値ｗ１〜ｗ８が決定され、数４式および数５式で示した演算を行って合成信号Ｙ(i,k)を算出するのである。

このように、第２の実施の形態においても、第１の実施の形態と同様に、Ｃ／Ｎ比に基づいて各ブランチに重み付けを行った上でダイバーシティ合成を行うので、合成信号の品質を向上させることが可能である。

特に、受信信号にＳＡＷフィルタやＡＣＩフィルタが掛けられる場合であっても、少ない数ではあるがフィルタを通過するダミーデータ信号を利用してＣ／Ｎ比を求めることが可能である。

さらに、ダミーデータ信号をノイズ信号とするのに対して、データ信号としてはＳＰ信号（あるいはＳＰ信号とＣＰ信号）を利用するので次のようなメリットがある。つまり、ＳＰ信号は振幅が全て同じであるため、データ信号の振幅にばらつきがなく、Ｃ／Ｎ比の計算を安定して行うことが可能である。また、ＳＰ信号の配置位置は、１シンボル内で常に均等であり、１２キャリアごとに挿入されるので、１シンボルの中からバランスよくデータ信号を選択することが可能であり、Ｃ／Ｎ比の計算を安定して行うことが可能である。

ただし、第２の実施の形態においても、ＳＰ信号やＣＰ信号を考慮することなく、全てのデータ信号の中から選択するようにしてもよい。ただし、Ｃ／Ｎ比を算出するためのノイズ信号の数が第１の実施の形態と比較して少ないので、ＳＰ信号やＣＰ信号を用いることが望ましい。また、第１の実施の形態でＣ／Ｎ比を計算する際に用いるデータ信号には、ＳＰ信号やＣＰ信号が含まれていても良い。

ＯＦＤＭダイバーシティ受信装置のブロック図である。 ＯＦＤＭシンボル信号のスペクトルを示す図である。

符号の説明

ＤＲ ＯＦＤＭダイバーシティ受信装置
１１₁〜１１_N アンテナ
１２₁〜１２_N フロントエンド処理部
１３₁〜１３_N ＦＦＴ演算部
１４₁〜１４_N Ｃ／Ｎ演算部
１５₁〜１５_N 伝送路推定部
１６₁〜１６_N Ｃ／Ｎテーブル
１７₁〜１７_N 乗算回路
１８₁〜１８_N 乗算回路
１９₁〜１９_N ウェイト値演算部
２０₁〜２０_N 乗算回路
３１ 加算回路
３２ デマッピング処理部

Claims (7)

1. ＯＦＤＭ方式の伝送信号をダイバーシティ受信するＮ本（Ｎは整数）のアンテナと、
   前記Ｎ本のアンテナにより受信された各信号をそれぞれＦＦＴ演算し、Ｎ個のシンボル信号を出力する回路と、
   各シンボル信号についてＣ／Ｎ比に基づく重み付け値を算出し、Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路と、
   各シンボル信号について伝送路推定値を算出し、Ｎ個の伝送路推定値を出力する回路と、
   各シンボル信号に各第１の重み付け値を乗算し、Ｎ個の第１の重み付け信号を算出する回路と、
   各伝送路推定値に対して各第１の重み付け値を乗算し、Ｎ個の重み付け伝送路推定値を算出する回路と、
   各重み付け伝送路推定値と各第１の重み付け信号を用いてＭＲＣ合成を行う合成回路と、
   を備え、
   前記Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路は、各シンボル信号についてシンボル信号ごとのＣ／Ｎ比を算出するＣ／Ｎ演算回路を含み、
   １シンボル信号を構成するサブキャリアには、ゼロ埋めされたダミーデータが搬送されるサブキャリアと、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアとが含まれており、
   前記Ｃ／Ｎ演算回路は、前記ダミーデータが搬送されるサブキャリアから取得された信号値をノイズパワーとし、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアから取得された信号を搬送波パワーとし、前記ノイズパワーと前記搬送波パワーの比に基づいて前記Ｃ／Ｎ比を算出することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
   前記搬送波パワーは、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアのうち、ＳＰ信号を搬送するサブキャリアから取得された信号から算出することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
3. 請求項１に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
   前記搬送波パワーは、前記ダミーデータ以外のデータが搬送されるサブキャリアのうち、ＳＰ信号あるいはＣＰ信号を搬送するサブキャリアから取得された信号から算出することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
   前記ノイズパワーは、前記ダミーデータが搬送されるサブキャリアのうち、フィルタで除去されなかった帯域のサブキャリアから取得された信号から算出されることを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
5. 請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
   前記Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路は、
   予めＣ／Ｎ比と前記第１の重み付け値とを対応付けたテーブルを参照することにより、前記Ｃ／Ｎ演算回路を用いて算出したＣ／Ｎ比を前記第１の重み付け値に変換して出力するルックアップテーブル、
   を含むことを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
6. 請求項１ないし請求項５のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
   前記Ｎ個の第１の重み付け値を出力する回路は、各ブランチにおける前記第１の重み付け値を、他のブランチで受信した信号とは独立した演算により算出することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
7. 請求項１ないし請求項６のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
   前記合成回路は、
   各重み付け伝送路推定値の共役複素数値を、全Ｎ個の重み付け伝送路推定値の二乗和で除算することによりＮ個の第２の重み付け値を算出する回路と、
   各第１の重み付け信号に各第２の重み付け値を乗算することにより、Ｎ個の第２の重み付け信号を算出する回路と、
   前記Ｎ個の第２の重み付け信号を加算することにより、合成受信信号を算出する回路と、
   を含むことを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。

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