JP2002523978A - 複数の搬送波を用いた情報シンボルを伝送する方法及び装置並びに情報シンボルを受信する方法及び装置 - Google Patents
複数の搬送波を用いた情報シンボルを伝送する方法及び装置並びに情報シンボルを受信する方法及び装置Info
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Abstract
(57)【要約】
複数の搬送波を使用する情報シンボルを伝送するための方法及び装置において、第１の伝送シンボルが情報シンボルから生成される（５２、５４）。更に、第２の伝送シンボルが同じ情報シンボルから生成され（５２、５４）、前記第２の伝送シンボルは、前記第１の伝送シンボルとは異なる。前記第１及び第２の伝送シンボルは、搬送波上で変調され（５６）、異なる時間に伝送される（６２）。前記第１及び第２の伝送シンボルによって表される情報シンボルを受信するための方法及び装置は、前記２つの伝送シンボルが基づくところの前記情報シンボルに到達するために、前記２つの受信された伝送シンボルを使用する。
Description
【０００１】 本願発明はデジタル放送のためのシステムに関し、特に周波数及び時間に関す
る伝送チャネルの変更にもかかわらず信頼性の高い受信を保証するデジタル放送
のためのシステムに関する。
る伝送チャネルの変更にもかかわらず信頼性の高い受信を保証するデジタル放送
のためのシステムに関する。
【０００２】 衛星によって支援される放送システムは、田舎の地域においてのみ適切な基本
カバレージをもたらす。従って、家屋の密集地帯では、衛星からの受信が完全で
はなく、地上「放送波中継」が付加的に実行されなければならない。これは、衛
星信号が、衛星に向けられた固定受信機から受信及び変換され、その後、地上伝
送器から放送波中継されることを意味する。この地上伝送器からの信号は、その
後、カーラジオ等の移動受信機によって受信されることが可能である。 デジタル放送のためには、音楽の断片や音声の連続は、たとえばＩＳＯ ＭＰ
ＥＧレイヤー３に従ってコード化されることが可能である。そのような減少冗長
コーディングは、相当量のデジタル情報の伝送を制限する。たとえば、ＭＰＥＧ
コード化された要素は、最初からある程度誤りが無い状態を達成するために、伝
送器においてチャネルコード化されることが好ましい。誤り保護のためのアルゴ
リズムは、たとえばリード−ソロモン符号及び畳込み符号を含む。受信機におけ
る畳込み符号のデコード化のためには、ふつう、シンボル毎のＭＡＰ、または最
尤度推定の原理に従って作用するビタビアルゴリズムが用いられる。 地上放送波中継のためには、より大きな街ではいわゆる単一周波数ネットワー
ク（ＳＦＮ＝Single Frequency Network）の使用が好ましい。これは、単一の伝
送器で網羅できない地域が、同一の信号を同期的に伝送するいくつかの伝送器の
手段で再伝送されることを意味する。 ＳＦＮの実施は、伝送器内の誤り保護コーディング及び受信内の対応するデコ
ーディングとともに、この分野の専門家には公知である。異なるチャネルコーデ
ィングの可能性に関して、Gottfried Ungerboeckによる“Channel Coding With
Multilevel/Phase Signals”, IEEE Transactions on Information Theory, vol
ume IT-28, no. 1, pages 55-66, January 1982で言及されている。 この種のシステムにおいて、マルチキャリア変調（ＭＣＭ）が変調方式として
使用できる。マルチキャリア変調は、たとえばいわゆるＯＦＤＭ変調（ＯＦＤＭ
＝Orthogonal Frequency Division Multiplex）によって実行できる。 ＯＦＤＭ変調において、まず１つの入力ビットシーケンスの１つのセクション
またはブロックから１つのＯＦＤＭシンボルが形成される。このために、１つの
ビットシーケンスは別の数字の連続上で表示される。この種の表示もまた、「マ
ッピング」として技術的に公知である。最も単純な場合では、マッピング手段と
は、ダイビットすなわち２ビット長のデジタルワードを得るための、入力シーケ
ンスの２つの連続的なビットの組み合わせを意味する。存在している搬送波の数
に応じて、存在している搬送波の数と同じだけのデジタルワードが並列に記憶さ
れている。この並列配置は、複合スペクトルの形成に対応しており、各デジタル
ワード（すなわち例における各ダイビット）は、複数の搬送波についての１つの
搬送波の複合表示である。このスペクトルを伝送するために、離散的フーリエ変
換（ＤＦＴ）または高速フーリエ変換（ＦＦＴ）として生成される逆フーリエ変
換で時間ドメインに変換される。 多数のダイビットまたは情報シンボルからの１つのスペクトルの変換結果も、
ＭＣＭシンボルとして公知である。このＭＣＭシンボルは、時間ドメインにおけ
る１つの保護インターバルによって伸張できることが好ましく、その結果、符号
間干渉（ＩＳＳ）が起こらない。いくつかのＭＣＭシンボルは、各々の間にガー
ドまたは保護インターバルが挿入されており、組み合わせることでＭＣＭフレー
ムが形成でき、それには受信機の同期のための同期シーケンスが与えられている
。このようにして、ＭＣＭフレームは、各々の間に保護インターバルがあるいく
つかのＭＣＭシンボル、及び同期シーケンスから構成される。保護インターバル
のタイミングは、ＳＦＮシステムにおいて、最も近くに位置する伝送器を除いて
、すべて同じ周波数で同期的に伝送する複数の伝送器からの反復受信がデータの
損失につながらないように十分長くあるべきである。 ＯＦＤＭ変調に関しては、たとえばS. B. Weinstein等による科学文献“Data
Transmission by Frequency-Division Mutiplexing Using the Discrete Fourie
r Transform”, IEEE Transactions on Communication Technology, volume COM
-19, no. 5, pages 628-634, October 1971で言及されている。チャネルコード
化を伴うＯＦＤＭに関しては、たとえばWilliam Y. Zou等による科学文献“COFD
M: An Overview”, IEEE Transactions on Broadcasting, volume 41, no. 1, p
ages 1-8, March 1995で言及されている。 ＯＦＤＭ及び畳込み符号によるＯＦＤＭのためのチャネルコーディング、並び
にビタビアルゴリズムによるチャネルデコーディングの原理は周知であり、前述
の文献において詳細に記述されている。従って、これらの点についてここで詳細
に説明する必要はない。ＯＦＤＭシステムをも含むマルチキャリア伝送システム
（ＣＭ）に関する１つの問題は、多重チャネルでの情報伝送の間に多くの搬送波
が（ほぼ）完全にフェージングにさらされ得るということである。従って、これ
らの搬送波の手段で伝送される情報は、もはや受信機では入手できず、効率的な
チャネルコーディングによってのみ（ほとんど）回復できる。
カバレージをもたらす。従って、家屋の密集地帯では、衛星からの受信が完全で
はなく、地上「放送波中継」が付加的に実行されなければならない。これは、衛
星信号が、衛星に向けられた固定受信機から受信及び変換され、その後、地上伝
送器から放送波中継されることを意味する。この地上伝送器からの信号は、その
後、カーラジオ等の移動受信機によって受信されることが可能である。 デジタル放送のためには、音楽の断片や音声の連続は、たとえばＩＳＯ ＭＰ
ＥＧレイヤー３に従ってコード化されることが可能である。そのような減少冗長
コーディングは、相当量のデジタル情報の伝送を制限する。たとえば、ＭＰＥＧ
コード化された要素は、最初からある程度誤りが無い状態を達成するために、伝
送器においてチャネルコード化されることが好ましい。誤り保護のためのアルゴ
リズムは、たとえばリード−ソロモン符号及び畳込み符号を含む。受信機におけ
る畳込み符号のデコード化のためには、ふつう、シンボル毎のＭＡＰ、または最
尤度推定の原理に従って作用するビタビアルゴリズムが用いられる。 地上放送波中継のためには、より大きな街ではいわゆる単一周波数ネットワー
ク（ＳＦＮ＝Single Frequency Network）の使用が好ましい。これは、単一の伝
送器で網羅できない地域が、同一の信号を同期的に伝送するいくつかの伝送器の
手段で再伝送されることを意味する。 ＳＦＮの実施は、伝送器内の誤り保護コーディング及び受信内の対応するデコ
ーディングとともに、この分野の専門家には公知である。異なるチャネルコーデ
ィングの可能性に関して、Gottfried Ungerboeckによる“Channel Coding With
Multilevel/Phase Signals”, IEEE Transactions on Information Theory, vol
ume IT-28, no. 1, pages 55-66, January 1982で言及されている。 この種のシステムにおいて、マルチキャリア変調（ＭＣＭ）が変調方式として
使用できる。マルチキャリア変調は、たとえばいわゆるＯＦＤＭ変調（ＯＦＤＭ
＝Orthogonal Frequency Division Multiplex）によって実行できる。 ＯＦＤＭ変調において、まず１つの入力ビットシーケンスの１つのセクション
またはブロックから１つのＯＦＤＭシンボルが形成される。このために、１つの
ビットシーケンスは別の数字の連続上で表示される。この種の表示もまた、「マ
ッピング」として技術的に公知である。最も単純な場合では、マッピング手段と
は、ダイビットすなわち２ビット長のデジタルワードを得るための、入力シーケ
ンスの２つの連続的なビットの組み合わせを意味する。存在している搬送波の数
に応じて、存在している搬送波の数と同じだけのデジタルワードが並列に記憶さ
れている。この並列配置は、複合スペクトルの形成に対応しており、各デジタル
ワード（すなわち例における各ダイビット）は、複数の搬送波についての１つの
搬送波の複合表示である。このスペクトルを伝送するために、離散的フーリエ変
換（ＤＦＴ）または高速フーリエ変換（ＦＦＴ）として生成される逆フーリエ変
換で時間ドメインに変換される。 多数のダイビットまたは情報シンボルからの１つのスペクトルの変換結果も、
ＭＣＭシンボルとして公知である。このＭＣＭシンボルは、時間ドメインにおけ
る１つの保護インターバルによって伸張できることが好ましく、その結果、符号
間干渉（ＩＳＳ）が起こらない。いくつかのＭＣＭシンボルは、各々の間にガー
ドまたは保護インターバルが挿入されており、組み合わせることでＭＣＭフレー
ムが形成でき、それには受信機の同期のための同期シーケンスが与えられている
。このようにして、ＭＣＭフレームは、各々の間に保護インターバルがあるいく
つかのＭＣＭシンボル、及び同期シーケンスから構成される。保護インターバル
のタイミングは、ＳＦＮシステムにおいて、最も近くに位置する伝送器を除いて
、すべて同じ周波数で同期的に伝送する複数の伝送器からの反復受信がデータの
損失につながらないように十分長くあるべきである。 ＯＦＤＭ変調に関しては、たとえばS. B. Weinstein等による科学文献“Data
Transmission by Frequency-Division Mutiplexing Using the Discrete Fourie
r Transform”, IEEE Transactions on Communication Technology, volume COM
-19, no. 5, pages 628-634, October 1971で言及されている。チャネルコード
化を伴うＯＦＤＭに関しては、たとえばWilliam Y. Zou等による科学文献“COFD
M: An Overview”, IEEE Transactions on Broadcasting, volume 41, no. 1, p
ages 1-8, March 1995で言及されている。 ＯＦＤＭ及び畳込み符号によるＯＦＤＭのためのチャネルコーディング、並び
にビタビアルゴリズムによるチャネルデコーディングの原理は周知であり、前述
の文献において詳細に記述されている。従って、これらの点についてここで詳細
に説明する必要はない。ＯＦＤＭシステムをも含むマルチキャリア伝送システム
（ＣＭ）に関する１つの問題は、多重チャネルでの情報伝送の間に多くの搬送波
が（ほぼ）完全にフェージングにさらされ得るということである。従って、これ
らの搬送波の手段で伝送される情報は、もはや受信機では入手できず、効率的な
チャネルコーディングによってのみ（ほとんど）回復できる。
【０００３】 非理想的伝送チャネルの干渉は、たとえば付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）、
伝送チャネルの時間依存的な増大された減衰（たとえば高層ビルの「影」の中で
の駆動の場合）、周波数選択的伝送チャネルすなわち特定の周波数が他の周波数
より強く減衰されている状態、または（通常）前述の現象の組み合わせから構成
され得る。更に、伝送チャネルの非常に不均質な位相、すなわち街における多く
の建物のために、反射もまた起こり得る。すでに述べたように、対応する実行時
間の状況下で、これらは強めあう干渉につながり、しかしまた弱めあう干渉にも
つながる。この状況は、（異なる伝送パスのために存在する）多重チャネル受信
に加え、ＳＦＮシステムにおいては、受信機との関係において優勢なある伝送器
と同期して伝送する他の伝送器からのシステム関係信号が受信されるという事実
によって一層悪化する。そのような放送波中継伝送器のための信号は、受信機ま
での到達に、より時間がかかる；しかし、強めあう干渉のために、それらの振幅
は優勢な伝送器の受信機振幅の範囲内になる可能性が高く、これが部分的にでも
弱めあう干渉によって強く減衰されている場合には特にそうであろう。
伝送チャネルの時間依存的な増大された減衰（たとえば高層ビルの「影」の中で
の駆動の場合）、周波数選択的伝送チャネルすなわち特定の周波数が他の周波数
より強く減衰されている状態、または（通常）前述の現象の組み合わせから構成
され得る。更に、伝送チャネルの非常に不均質な位相、すなわち街における多く
の建物のために、反射もまた起こり得る。すでに述べたように、対応する実行時
間の状況下で、これらは強めあう干渉につながり、しかしまた弱めあう干渉にも
つながる。この状況は、（異なる伝送パスのために存在する）多重チャネル受信
に加え、ＳＦＮシステムにおいては、受信機との関係において優勢なある伝送器
と同期して伝送する他の伝送器からのシステム関係信号が受信されるという事実
によって一層悪化する。そのような放送波中継伝送器のための信号は、受信機ま
での到達に、より時間がかかる；しかし、強めあう干渉のために、それらの振幅
は優勢な伝送器の受信機振幅の範囲内になる可能性が高く、これが部分的にでも
弱めあう干渉によって強く減衰されている場合には特にそうであろう。
【０００４】 ここに記述される発明の目的は、伝送チャネルにおいて干渉が存在する場合で
も誤りの無い伝送を確証するデジタル放送のための構想を形成することである。
も誤りの無い伝送を確証するデジタル放送のための構想を形成することである。
【０００５】 この目的は、請求項１または２に記載の情報シンボルを伝送する方法、請求項
１１に記載の情報シンボルを受信する方法、請求項２０に記載の情報シンボルを
伝送する装置、及び請求項３０に記載の情報シンボルを受信する装置によって達
成された。
１１に記載の情報シンボルを受信する方法、請求項２０に記載の情報シンボルを
伝送する装置、及び請求項３０に記載の情報シンボルを受信する装置によって達
成された。
【０００６】 本願発明は、情報は２回以上伝送されることにより保護されることが可能であ
るという認識に基づく。搬送波がある時間に強い干渉を受けた場合、または消去
された場合でさえ、情報が後の１回または後の数時点で再伝送されるならば、同
じ情報をこの後の時間での搬送波から回復させる可能性が残っている。本願発明
による構想は、情報が、２回目に伝送されるとき、同じ搬送波の手段ではなく異
なる搬送波の手段で再伝送される場合に、最も効率的に作用する。この理由は、
チャネル干渉が単に一時的なものではなく、特定の搬送波のより長く継続する弱
めあう干渉である場合、ほとんど消去されてしまった搬送波中の妨害された情報
は、妨害されておらずむしろ強めあう干渉により補強されているかもしれない他
の搬送波によって回復可能ということである。これは、「ダイバーシチ効果」に
つながる。本願発明によれば、このダイバーシチは、信号コンステレーションの
拡張により達成され、この理由で「マッピングダイバーシチ」と呼ばれる。たと
えば、ＱＰＳＫすなわち４相位相変調が考慮される場合、信号コンステレーショ
ンは、情報を伝送できる４つの異なる位相値により構成される。ＱＰＳＫにおい
て、各位相ポインタは、たとえば１または１．４１（実部の振幅＝虚部の振幅＝
１）の同じ振幅を有する。後で詳述するように、本願発明による信号コンステレ
ーションの拡張は、ポインタの振幅の重みづけにつながる、すなわち第１の情報
シンボルに基づく第１の伝送シンボルが第１の振幅を有し、同じ情報シンボルに
基づくが後で伝送される第２の伝送シンボルは異なる振幅を有する。従って、本
願発明によれば、情報は２回伝送されるだけでなく、拡張された信号コンステレ
ーションの中にある、異なる情報シンボルの手段でも伝送される。しかし、有効
な情報が伝送シンボル間の差においてコード化されないので、システムのビット
バンド幅はこの方法によって増大されない。
るという認識に基づく。搬送波がある時間に強い干渉を受けた場合、または消去
された場合でさえ、情報が後の１回または後の数時点で再伝送されるならば、同
じ情報をこの後の時間での搬送波から回復させる可能性が残っている。本願発明
による構想は、情報が、２回目に伝送されるとき、同じ搬送波の手段ではなく異
なる搬送波の手段で再伝送される場合に、最も効率的に作用する。この理由は、
チャネル干渉が単に一時的なものではなく、特定の搬送波のより長く継続する弱
めあう干渉である場合、ほとんど消去されてしまった搬送波中の妨害された情報
は、妨害されておらずむしろ強めあう干渉により補強されているかもしれない他
の搬送波によって回復可能ということである。これは、「ダイバーシチ効果」に
つながる。本願発明によれば、このダイバーシチは、信号コンステレーションの
拡張により達成され、この理由で「マッピングダイバーシチ」と呼ばれる。たと
えば、ＱＰＳＫすなわち４相位相変調が考慮される場合、信号コンステレーショ
ンは、情報を伝送できる４つの異なる位相値により構成される。ＱＰＳＫにおい
て、各位相ポインタは、たとえば１または１．４１（実部の振幅＝虚部の振幅＝
１）の同じ振幅を有する。後で詳述するように、本願発明による信号コンステレ
ーションの拡張は、ポインタの振幅の重みづけにつながる、すなわち第１の情報
シンボルに基づく第１の伝送シンボルが第１の振幅を有し、同じ情報シンボルに
基づくが後で伝送される第２の伝送シンボルは異なる振幅を有する。従って、本
願発明によれば、情報は２回伝送されるだけでなく、拡張された信号コンステレ
ーションの中にある、異なる情報シンボルの手段でも伝送される。しかし、有効
な情報が伝送シンボル間の差においてコード化されないので、システムのビット
バンド幅はこの方法によって増大されない。
【０００７】 本願発明によれば、受信機は、拡張された信号コンステレーションも識別して
おり、伝送された情報シンボルをチャネルデコーディングの手段で高い信頼性で
回復できる。これは、異なる回で受信される、同じ情報シンボルに関係する２つ
の伝送シンボルを基礎として、また受信された伝送シンボルにおける差のおかげ
で、可能である。
おり、伝送された情報シンボルをチャネルデコーディングの手段で高い信頼性で
回復できる。これは、異なる回で受信される、同じ情報シンボルに関係する２つ
の伝送シンボルを基礎として、また受信された伝送シンボルにおける差のおかげ
で、可能である。
【０００８】 変調の好ましいタイプは、原則的にどれだけの数の位相状態でも実施できるが
（ＤＭＰＳＫ）、好ましい適用ではＤＱＰＳＫとして、すなわち４つの位相状態
または位相ポインタポジションで実施される差動位相変調である。コヒーレント
受信のために、受信された各情報シンボルについて位相が保護される。差分デコ
ーディングすなわち２つの連続して受信された伝送シンボル間の位相差の形成は
、単純な減算によって実行できる。この構想の不都合は、位相推定についてハー
ドウェアの複雑さが増大することである。しかし、利点は高い受信利得である。
（ＤＭＰＳＫ）、好ましい適用ではＤＱＰＳＫとして、すなわち４つの位相状態
または位相ポインタポジションで実施される差動位相変調である。コヒーレント
受信のために、受信された各情報シンボルについて位相が保護される。差分デコ
ーディングすなわち２つの連続して受信された伝送シンボル間の位相差の形成は
、単純な減算によって実行できる。この構想の不都合は、位相推定についてハー
ドウェアの複雑さが増大することである。しかし、利点は高い受信利得である。
【０００９】 インコヒーレント受信は、位相推定を要さず、従ってハードウェアもより単純
である。しかし、非移動受信に関して、受信利得はコヒーレント受信機について
より約３ｄＢ少ない。この場合、差分デコーディングは、現時点で受信される伝
送シンボルを、最後に受信された伝送シンボルの複素共役で乗算することにより
実行される。移動受信の場合、たとえばドップラー変移のために位相があまり正
確に推定できないので、受信利得はより少ない。この複素乗算の結果は、振幅の
乗算、及び２つの被乗数の位相の減算によって形成される。必要な有効情報は、
位相差に含まれる。しかし、受信機におけるチャネルデコーディングに関して、
この乗算結果の振幅も必要とされる。２つの小さい振幅は互いに乗算されるので
、結果の振幅は典型的に更に小さい数である。しかし、信号コンステレーション
の考察から分かるように、小さい振幅はますます信頼性の低い決定につながる。
従って、本願発明によれば、ハードな決定は実行されず、代わりに、デコーダの
信頼性を増すためにいわゆる「対数−尤度比」の手段で「ソフトな」決定がなさ
れる。
である。しかし、非移動受信に関して、受信利得はコヒーレント受信機について
より約３ｄＢ少ない。この場合、差分デコーディングは、現時点で受信される伝
送シンボルを、最後に受信された伝送シンボルの複素共役で乗算することにより
実行される。移動受信の場合、たとえばドップラー変移のために位相があまり正
確に推定できないので、受信利得はより少ない。この複素乗算の結果は、振幅の
乗算、及び２つの被乗数の位相の減算によって形成される。必要な有効情報は、
位相差に含まれる。しかし、受信機におけるチャネルデコーディングに関して、
この乗算結果の振幅も必要とされる。２つの小さい振幅は互いに乗算されるので
、結果の振幅は典型的に更に小さい数である。しかし、信号コンステレーション
の考察から分かるように、小さい振幅はますます信頼性の低い決定につながる。
従って、本願発明によれば、ハードな決定は実行されず、代わりに、デコーダの
信頼性を増すためにいわゆる「対数−尤度比」の手段で「ソフトな」決定がなさ
れる。
【００１０】 本願発明の好ましい実施形態は、添付の図面を参照しながら以下詳細に記述さ
れる。
れる。
図１は、本願発明による拡張された信号コンステレーションの一例を示す信号
コンステレーションの図解図である。 図２は、本願発明による拡張された信号コンステレーションの更なる一例を示
す信号コンステレーションの図解図である。 図３は、通常の位相偏移変調または差動位相変調についての信号コンステレー
ションの図解図である。 図４は、差分コーディングでの位相偏移変調についての基本的な回路図解図で
ある。 図５は、本願発明の実施例による情報シンボルの伝送器である。 図６は、図４におけるＤＱＰＳＫ変調のための信頼度距離を計算するブロック
図である。 図７は、コヒーレントデコーディングを行う本願発明による受信機のブロック
図である。 図８は、インコヒーレントデコーディングを行う本願発明による受信機のブロ
ック図である。 図９は、本願発明による距離計算を示す基本回路図解図である。 図１０は、ソフトな距離計算を行うためのブロック図である。 図１１は、図５における伝送器の一部の詳細なブロック図である。 図１２は、図７における受信機の一部の詳細なブロック図である。
コンステレーションの図解図である。 図２は、本願発明による拡張された信号コンステレーションの更なる一例を示
す信号コンステレーションの図解図である。 図３は、通常の位相偏移変調または差動位相変調についての信号コンステレー
ションの図解図である。 図４は、差分コーディングでの位相偏移変調についての基本的な回路図解図で
ある。 図５は、本願発明の実施例による情報シンボルの伝送器である。 図６は、図４におけるＤＱＰＳＫ変調のための信頼度距離を計算するブロック
図である。 図７は、コヒーレントデコーディングを行う本願発明による受信機のブロック
図である。 図８は、インコヒーレントデコーディングを行う本願発明による受信機のブロ
ック図である。 図９は、本願発明による距離計算を示す基本回路図解図である。 図１０は、ソフトな距離計算を行うためのブロック図である。 図１１は、図５における伝送器の一部の詳細なブロック図である。 図１２は、図７における受信機の一部の詳細なブロック図である。
【００１１】
本願発明による信号コンステレーションの誘導について、一般のＱＰＳＫまた
はＤＱＰＳＫマッピング（ＤＱＰＳＫ＝差動４相位相変調）を表すための信号コ
ンステレーションの図解図を示す図３に関して以下言及される。信号コンステレ
ーションの図解図は、ｂ（１）及びｂ（０）の２ビットで表される４つの位相状
態を含む。図３から、２進ワード００は０度の位相に対応し、２進ワード０１は
９０度（π／２）の位相に対応し、２進ワード１１は１８０度（π）の位相に対
応し、２進ワード１０は２７０度（３／２π）の位相に対応することが分かる。
これから、図３において、本願全体と同じく、時計回りの角回転の約束が用いら
れることが分かる。これは、周知のように反時計回りの三角角回転とは対照的で
ある。 図３の信号コンステレーションの図解図は通常の位相偏移変調及び差動位相変
調の両方について使用できる。 図４は、位相状態の数Ｍでの差動位相変調（ＰＰＳＫ）を行うための基本回路
図解図を示す。一般的な場合ではどの数のビットでも有し得るが、ここで記述さ
れる実施例においては（図３で示される位相状態を表すことができるように）２
ビットのみを有する、時間ｋでのデジタルワードｂkは、ＭｏｄＭ加算器として
設計される加算器１０に供給される。これは、加算器の出力信号が常に３６０度
より小さい位相をもたらすことを意味する。加算器の後に接続されるのは、ブラ
ンチポイント１２であり、ここで時間ｋでの信号ｂkは分岐して遅延デバイスＴ
１４に供給され、ここでｂkは１期ほど遅延される。次の周期において、新ｂkは
加算器１０に供給され、ｂk-1として示される最終周期の前記ｂkは、ｃkとして
示される微分位相を得るためにｂkから減算される。よって、ｃkはいかなる数の
ビットをも有する２進ワードであり、その数はｂkのビット数に対応し、このビ
ットワードｃkはブロックＭＰＳＫ１６において位相値に割り振られる。シンボ
ルｂkまたはｂk-1またはｃkについて「位相」と呼んだとしても、これらのシン
ボルは単に、ブロックＭＰＳＫ１６によって特定の位相値が割り振られるビット
ワードを表す。 以下の節においては、本願発明による拡張された信号コンステレーションを表
す図１に言及する。各シンボルｂ（１）ｂ（０）は、４つの可能な振幅因子ｃ（
ｉ）により重みづけされ、ｉは｛０，１，２，３｝からの値である。これは、信
号コンステレーションについて図１に示される合計１６の可能性をもたらす。こ
の信号コンステレーションは、差動振幅位相変調（ＤＡＰＳＫ）に類似している
。しかし、振幅因子ｃ（ｉ）を通じて有効情報は伝送されないが、異なる振幅重
みづけｃ（ｉ）を通じて異なる伝送シンボルが生成され、それらはｂ（１）ｂ（
０）により表される同じ有効情報を有するという点で、真のＤＡＰＳＫとは異な
る。以下の表１は異なる可能性を示す。
はＤＱＰＳＫマッピング（ＤＱＰＳＫ＝差動４相位相変調）を表すための信号コ
ンステレーションの図解図を示す図３に関して以下言及される。信号コンステレ
ーションの図解図は、ｂ（１）及びｂ（０）の２ビットで表される４つの位相状
態を含む。図３から、２進ワード００は０度の位相に対応し、２進ワード０１は
９０度（π／２）の位相に対応し、２進ワード１１は１８０度（π）の位相に対
応し、２進ワード１０は２７０度（３／２π）の位相に対応することが分かる。
これから、図３において、本願全体と同じく、時計回りの角回転の約束が用いら
れることが分かる。これは、周知のように反時計回りの三角角回転とは対照的で
ある。 図３の信号コンステレーションの図解図は通常の位相偏移変調及び差動位相変
調の両方について使用できる。 図４は、位相状態の数Ｍでの差動位相変調（ＰＰＳＫ）を行うための基本回路
図解図を示す。一般的な場合ではどの数のビットでも有し得るが、ここで記述さ
れる実施例においては（図３で示される位相状態を表すことができるように）２
ビットのみを有する、時間ｋでのデジタルワードｂkは、ＭｏｄＭ加算器として
設計される加算器１０に供給される。これは、加算器の出力信号が常に３６０度
より小さい位相をもたらすことを意味する。加算器の後に接続されるのは、ブラ
ンチポイント１２であり、ここで時間ｋでの信号ｂkは分岐して遅延デバイスＴ
１４に供給され、ここでｂkは１期ほど遅延される。次の周期において、新ｂkは
加算器１０に供給され、ｂk-1として示される最終周期の前記ｂkは、ｃkとして
示される微分位相を得るためにｂkから減算される。よって、ｃkはいかなる数の
ビットをも有する２進ワードであり、その数はｂkのビット数に対応し、このビ
ットワードｃkはブロックＭＰＳＫ１６において位相値に割り振られる。シンボ
ルｂkまたはｂk-1またはｃkについて「位相」と呼んだとしても、これらのシン
ボルは単に、ブロックＭＰＳＫ１６によって特定の位相値が割り振られるビット
ワードを表す。 以下の節においては、本願発明による拡張された信号コンステレーションを表
す図１に言及する。各シンボルｂ（１）ｂ（０）は、４つの可能な振幅因子ｃ（
ｉ）により重みづけされ、ｉは｛０，１，２，３｝からの値である。これは、信
号コンステレーションについて図１に示される合計１６の可能性をもたらす。こ
の信号コンステレーションは、差動振幅位相変調（ＤＡＰＳＫ）に類似している
。しかし、振幅因子ｃ（ｉ）を通じて有効情報は伝送されないが、異なる振幅重
みづけｃ（ｉ）を通じて異なる伝送シンボルが生成され、それらはｂ（１）ｂ（
０）により表される同じ有効情報を有するという点で、真のＤＡＰＳＫとは異な
る。以下の表１は異なる可能性を示す。
【００１２】 図２は、本願発明による信号コンステレーションの拡張の更なる一例を示す。
各シンボル（ｂ（１）、ｂ（０））は、４つの可能なシンボル（ｃ（１）、ｃ（
０））＝｛（００）、（０１）、（１１）、（１０）｝で重みづけされる。これ
は、個々の情報シンボルｂ（１）ｂ（０）について以下の可能性をもたらす。 以下の表において、これらの結果が再び要約される。位相コーディングについ
ての４つの可能性が、２ビットｂ（１）ｂ（０）を示す情報シンボルを通じて、
１６の可能性にまで拡張された。 この段階で、本願発明による信号コンステレーションの拡張は差動位相変調に
限られず、本願発明によれば、たとえば直交振幅変調（ＱＡＭ）、位相偏移変調
（ＰＳＫ）、振幅位相変調（ＡＰＳＫ）または差動振幅位相変調（ＤＡＰＳＫ）
等のいかなる種類の変調方法も拡張可能であるということを指摘しておくべきで
ある。これは、情報シンボルに基づいて、第２の伝送シンボルが生成でき、前記
第２の伝送シンボルは、第１の伝送シンボルとは異なっているが、第１の伝送シ
ンボルと同じ情報シンボルに関係しているという方法で起きる。重要なのは、こ
の信号コンステレーションの拡張は、より多くの情報を伝送するためではなく、
少なくとももう１回同じ情報を伝送するために用いられるということである。図
１を参照すると、これは、異なる重みづけ因子ｃ（ｉ）を通じて生成できる異な
る振幅に、有効情報が含まれないことを意味する。信頼性の高いビット決定がで
きるように、異なる振幅はチャネルデコーディングによって使用される。２つの
同一の情報シンボルを再伝送する場合とは対照的に、本願発明によるこの拡張さ
れた信号コンステレーションは、たとえば受信機での２つの伝送シンボルの区別
を可能にする。大まかに言えば、本願発明による拡張された信号コンステレーシ
ョンは、伝送シンボルの設計に関して柔軟性をもたらす。本願発明による方法で
は、情報シンボルのビットのみが有効情報の伝送に更に用いられる。従って、シ
ステムの伝送バンド幅は損なわれない。
各シンボル（ｂ（１）、ｂ（０））は、４つの可能なシンボル（ｃ（１）、ｃ（
０））＝｛（００）、（０１）、（１１）、（１０）｝で重みづけされる。これ
は、個々の情報シンボルｂ（１）ｂ（０）について以下の可能性をもたらす。 以下の表において、これらの結果が再び要約される。位相コーディングについ
ての４つの可能性が、２ビットｂ（１）ｂ（０）を示す情報シンボルを通じて、
１６の可能性にまで拡張された。 この段階で、本願発明による信号コンステレーションの拡張は差動位相変調に
限られず、本願発明によれば、たとえば直交振幅変調（ＱＡＭ）、位相偏移変調
（ＰＳＫ）、振幅位相変調（ＡＰＳＫ）または差動振幅位相変調（ＤＡＰＳＫ）
等のいかなる種類の変調方法も拡張可能であるということを指摘しておくべきで
ある。これは、情報シンボルに基づいて、第２の伝送シンボルが生成でき、前記
第２の伝送シンボルは、第１の伝送シンボルとは異なっているが、第１の伝送シ
ンボルと同じ情報シンボルに関係しているという方法で起きる。重要なのは、こ
の信号コンステレーションの拡張は、より多くの情報を伝送するためではなく、
少なくとももう１回同じ情報を伝送するために用いられるということである。図
１を参照すると、これは、異なる重みづけ因子ｃ（ｉ）を通じて生成できる異な
る振幅に、有効情報が含まれないことを意味する。信頼性の高いビット決定がで
きるように、異なる振幅はチャネルデコーディングによって使用される。２つの
同一の情報シンボルを再伝送する場合とは対照的に、本願発明によるこの拡張さ
れた信号コンステレーションは、たとえば受信機での２つの伝送シンボルの区別
を可能にする。大まかに言えば、本願発明による拡張された信号コンステレーシ
ョンは、伝送シンボルの設計に関して柔軟性をもたらす。本願発明による方法で
は、情報シンボルのビットのみが有効情報の伝送に更に用いられる。従って、シ
ステムの伝送バンド幅は損なわれない。
【００１３】 図５は、本願発明による伝送器の実施例のブロック図を示す。チャネルコーダ
５０は、畳込み符号または類似の符号に基づく、周知の従来技術であるチャネル
コーディングプロセスを実行し、情報シンボルｂ（１）ｂ（０）を生成するため
に、ビットグループ化用の第１のデバイス５２にビットを供給する。２つのビッ
トｂ（１）ｂ（０）のグループ化を通じて、図３に示される信号コンステレーシ
ョン図解図の４つの位相状態を表すことが可能である。情報シンボルを生成する
ための、ビットのグループ化用のデバイスは、「第１のマッパ」としても公知で
ある。第１のマッパ５２の後に接続されるのは、図１に示される拡張された信号
コンステレーションをもたらすために、本願発明による信号コンステレーション
の拡張を実行する第２のマッパ５４である。第２の「マッパ」は、もちろん図３
に表される拡張された信号コンステレーションも実行できる。よって、第２のマ
ッパ５４は、グループ化用のデバイス５２から生成された情報シンボルの重みづ
け用のデバイスを表す。よって、デバイス５２、５４の両方は、単一の情報シン
ボルに基づく第１と第２の伝送シンボルを生成するための１つのデバイスを共に
表し、そこにおいて第１と第２の伝送シンボルは互いに異なる。ここで、第１の
伝送シンボルは、デバイス５４を介して単純に接続される「処理されていない」
情報シンボルであり得、一方、第２の伝送シンボルは、実施例において、その振
幅に関して重みづけされる「処理された」情報シンボルであり得る。代わりに、
両方の情報シンボルが、２つの異なる因子ｃ（ｉ）を用いて重みづけデバイス５
４により重みづけされている可能性もある。よって、重みづけ用デバイス５４の
出力では、異なる時間で異なる伝送シンボルが存在するが、それらは同じ情報シ
ンボルｂ（１）ｂ（０）に関係している。
５０は、畳込み符号または類似の符号に基づく、周知の従来技術であるチャネル
コーディングプロセスを実行し、情報シンボルｂ（１）ｂ（０）を生成するため
に、ビットグループ化用の第１のデバイス５２にビットを供給する。２つのビッ
トｂ（１）ｂ（０）のグループ化を通じて、図３に示される信号コンステレーシ
ョン図解図の４つの位相状態を表すことが可能である。情報シンボルを生成する
ための、ビットのグループ化用のデバイスは、「第１のマッパ」としても公知で
ある。第１のマッパ５２の後に接続されるのは、図１に示される拡張された信号
コンステレーションをもたらすために、本願発明による信号コンステレーション
の拡張を実行する第２のマッパ５４である。第２の「マッパ」は、もちろん図３
に表される拡張された信号コンステレーションも実行できる。よって、第２のマ
ッパ５４は、グループ化用のデバイス５２から生成された情報シンボルの重みづ
け用のデバイスを表す。よって、デバイス５２、５４の両方は、単一の情報シン
ボルに基づく第１と第２の伝送シンボルを生成するための１つのデバイスを共に
表し、そこにおいて第１と第２の伝送シンボルは互いに異なる。ここで、第１の
伝送シンボルは、デバイス５４を介して単純に接続される「処理されていない」
情報シンボルであり得、一方、第２の伝送シンボルは、実施例において、その振
幅に関して重みづけされる「処理された」情報シンボルであり得る。代わりに、
両方の情報シンボルが、２つの異なる因子ｃ（ｉ）を用いて重みづけデバイス５
４により重みづけされている可能性もある。よって、重みづけ用デバイス５４の
出力では、異なる時間で異なる伝送シンボルが存在するが、それらは同じ情報シ
ンボルｂ（１）ｂ（０）に関係している。
【００１４】 本願発明の実施例において、（たとえば図４に関して既に記述したように）時
間において隣接している２つの伝送シンボルの差分コーディングが実行される。
しかし、本願発明による伝送の方法は、本願発明による受信の方法と同じく、差
分コーディングなしで実行され得ることは明らかであり、この場合エレメント１
０、１２及び１４は存在しない。 本願発明の実施において、５１２の搬送波でのマルチキャリア変調が用いられ
る。最初に述べたように、このマルチキャリア変調は、逆フーリエ変換によって
もたらされ、それは図５においてブロックＩＦＦＴ５６によって象徴的に表され
る。加えて、デバイス５０から５４、及び１０から１６は、５１２の伝送シンボ
ルまたは差分シンボルを生成し、ブロックＩＦＦＴ５６の出力で出力されるＭＣ
Ｍシンボルを得るために、その後、ブロックＩＦＦＴの手段で時間ドメインに変
換される。ＳＦＮシステムを使用する際、２つの隣接するＭＣＭシンボルの干渉
を避けるために、ブロック５８によって象徴的に表されるとおり、各ＭＣＭシン
ボル間に保護インターバルまたはガードインターバルが挿入される。各々の間に
保護インターバルが配置された特定数のＭＣＭシンボルの後に完全なＭＣＭフレ
ームを形成するために、ブロック６０により示されるとおり、ＡＭＳＳとしても
知られる同期シーケンスが挿入される。その後、完全同期シーケンスは複素ＩＱ
変調器の手段で高周波搬送波へ変調され、それからたとえば空中線から伝送され
る。これはブロック６２によって象徴的に表される。空中線を通じての伝送まで
の同期シーケンスの処理は周知であり、従って、これ以上詳細に記述する必要は
ないことを指摘しておくべきである。 前述のように、５１２の搬送波での、伝送器におけるＩＦＦＴ５６、または受
信機におけるＦＦＴが使用されることが好ましい。よって、ブロックＩＦＦＴ５
６は、高速フーリエ変換の並列な動作モードのゆえに、ＭＣＭシンボルを形成し
ながら、並列に５１２のコンプレックスタイムインスタントを並列に出力する。
１つのＭＣＭフレームは、たとえば６ミリセカンドの継続時間である。前述のよ
うに、これはたとえば２４のＭＣＭシンボルから成り、各々の間には保護インタ
ーバルが挿入され、その長さは実施例におけるＭＣＭシンボルの長さの約２５％
である。更に、同期シーケンスは、たとえば３６９ビットを含む。よって、本願
発明の実施例において、１つのフレームは１６，３９６ビットを含むことが可能
である。 よって、本願発明によれば、互いに異なる２つの伝送シンボルは、１つの情報
シンボルから生成される。たとえば、全ての搬送波に同様に影響を及ぼす一時的
なチャネル干渉がある場合、第１の伝送シンボルが伝送された時間ｋ1から、干
渉の継続時間に相当する時間を隔てた時間ｋ2で第２の伝送シンボルが再伝送さ
れていれば、利得は既に獲得できている。主に生ずる時間に関する干渉の見地か
ら、前記２つの伝送シンボルの伝送間の、約５のＭＣＭフレームの差動時間が合
理的である−記述される例では、これは約３０ミリセカンドに相当する。しかし
、より短い時間でも、チャネル干渉がより短ければ、（おそらくより小さい）利
得は獲得できる。伝送チャネルの時間における干渉が全ての搬送波に同じ程度に
影響する場合、第２の伝送シンボルが、第１の伝送シンボルが伝送されたのと全
く同じチャネルの手段で伝送されようがされまいが、違いはない。しかし、実際
には、破壊につながるか、または逆に個々の搬送波の強化につながり得る干渉は
しばしば起こる。従って、第２の伝送シンボルを、同じ搬送波ではなく、異なる
搬送波の方法で伝送するのが賢明である。そのとき、第１の伝送シンボルが弱め
合う干渉を受けた搬送波へ変調された場合、第２の伝送シンボルは、強め合う干
渉を通じて、通常伝送される搬送波と比べて強化さえされたかも知れない搬送波
へ変調される可能性がある。 更に、情報は２回だけでなく、チャネルによっては２回より多く伝送されるこ
とが好ましい。チャネルが比較的低品質であれば、情報シンボルの再伝送はチャ
ネルが低い干渉を有する場合より頻繁に必要である。図１または図２にも示され
る信号コンステレーションの図解図は、同じ情報が４回伝送されることを可能に
する。２重伝送の場合と同様に、その後、すべて同じ情報シンボルに基づくがそ
れ自体は互いに異なる４つの伝送シンボルが生成される。この場合、後続の搬送
波ラスタが使用できる。第１の伝送シンボルが第１の搬送波を介して伝送された
場合、第２の伝送シンボルは３２番目の搬送波を介して、第３の伝送シンボルは
１２８番目の搬送波を介して、第４の伝送シンボルは２５６番目の搬送波を介し
て伝送され得る。しかし、他の周波数ラスタも考えられる。全て同じ情報シンボ
ルに基づく伝送シンボルが、周波数ラスタに均等に分配されるように伝送される
ことが好ましく、それ以後、弱めあう干渉を通じて格別にひどく減衰されていな
い少なくとも１つのチャネルを見出す最大の可能性がある。 図１の信号コンステレーションにおける振幅重みづけに関して、[０．１８、
０．３５、０．５３、０．７１]の重みづけ因子ｃ（ｉ）が用いられる。これは
、０から１の有効な振幅範囲のほぼ最大の利用を可能にする。
間において隣接している２つの伝送シンボルの差分コーディングが実行される。
しかし、本願発明による伝送の方法は、本願発明による受信の方法と同じく、差
分コーディングなしで実行され得ることは明らかであり、この場合エレメント１
０、１２及び１４は存在しない。 本願発明の実施において、５１２の搬送波でのマルチキャリア変調が用いられ
る。最初に述べたように、このマルチキャリア変調は、逆フーリエ変換によって
もたらされ、それは図５においてブロックＩＦＦＴ５６によって象徴的に表され
る。加えて、デバイス５０から５４、及び１０から１６は、５１２の伝送シンボ
ルまたは差分シンボルを生成し、ブロックＩＦＦＴ５６の出力で出力されるＭＣ
Ｍシンボルを得るために、その後、ブロックＩＦＦＴの手段で時間ドメインに変
換される。ＳＦＮシステムを使用する際、２つの隣接するＭＣＭシンボルの干渉
を避けるために、ブロック５８によって象徴的に表されるとおり、各ＭＣＭシン
ボル間に保護インターバルまたはガードインターバルが挿入される。各々の間に
保護インターバルが配置された特定数のＭＣＭシンボルの後に完全なＭＣＭフレ
ームを形成するために、ブロック６０により示されるとおり、ＡＭＳＳとしても
知られる同期シーケンスが挿入される。その後、完全同期シーケンスは複素ＩＱ
変調器の手段で高周波搬送波へ変調され、それからたとえば空中線から伝送され
る。これはブロック６２によって象徴的に表される。空中線を通じての伝送まで
の同期シーケンスの処理は周知であり、従って、これ以上詳細に記述する必要は
ないことを指摘しておくべきである。 前述のように、５１２の搬送波での、伝送器におけるＩＦＦＴ５６、または受
信機におけるＦＦＴが使用されることが好ましい。よって、ブロックＩＦＦＴ５
６は、高速フーリエ変換の並列な動作モードのゆえに、ＭＣＭシンボルを形成し
ながら、並列に５１２のコンプレックスタイムインスタントを並列に出力する。
１つのＭＣＭフレームは、たとえば６ミリセカンドの継続時間である。前述のよ
うに、これはたとえば２４のＭＣＭシンボルから成り、各々の間には保護インタ
ーバルが挿入され、その長さは実施例におけるＭＣＭシンボルの長さの約２５％
である。更に、同期シーケンスは、たとえば３６９ビットを含む。よって、本願
発明の実施例において、１つのフレームは１６，３９６ビットを含むことが可能
である。 よって、本願発明によれば、互いに異なる２つの伝送シンボルは、１つの情報
シンボルから生成される。たとえば、全ての搬送波に同様に影響を及ぼす一時的
なチャネル干渉がある場合、第１の伝送シンボルが伝送された時間ｋ1から、干
渉の継続時間に相当する時間を隔てた時間ｋ2で第２の伝送シンボルが再伝送さ
れていれば、利得は既に獲得できている。主に生ずる時間に関する干渉の見地か
ら、前記２つの伝送シンボルの伝送間の、約５のＭＣＭフレームの差動時間が合
理的である−記述される例では、これは約３０ミリセカンドに相当する。しかし
、より短い時間でも、チャネル干渉がより短ければ、（おそらくより小さい）利
得は獲得できる。伝送チャネルの時間における干渉が全ての搬送波に同じ程度に
影響する場合、第２の伝送シンボルが、第１の伝送シンボルが伝送されたのと全
く同じチャネルの手段で伝送されようがされまいが、違いはない。しかし、実際
には、破壊につながるか、または逆に個々の搬送波の強化につながり得る干渉は
しばしば起こる。従って、第２の伝送シンボルを、同じ搬送波ではなく、異なる
搬送波の方法で伝送するのが賢明である。そのとき、第１の伝送シンボルが弱め
合う干渉を受けた搬送波へ変調された場合、第２の伝送シンボルは、強め合う干
渉を通じて、通常伝送される搬送波と比べて強化さえされたかも知れない搬送波
へ変調される可能性がある。 更に、情報は２回だけでなく、チャネルによっては２回より多く伝送されるこ
とが好ましい。チャネルが比較的低品質であれば、情報シンボルの再伝送はチャ
ネルが低い干渉を有する場合より頻繁に必要である。図１または図２にも示され
る信号コンステレーションの図解図は、同じ情報が４回伝送されることを可能に
する。２重伝送の場合と同様に、その後、すべて同じ情報シンボルに基づくがそ
れ自体は互いに異なる４つの伝送シンボルが生成される。この場合、後続の搬送
波ラスタが使用できる。第１の伝送シンボルが第１の搬送波を介して伝送された
場合、第２の伝送シンボルは３２番目の搬送波を介して、第３の伝送シンボルは
１２８番目の搬送波を介して、第４の伝送シンボルは２５６番目の搬送波を介し
て伝送され得る。しかし、他の周波数ラスタも考えられる。全て同じ情報シンボ
ルに基づく伝送シンボルが、周波数ラスタに均等に分配されるように伝送される
ことが好ましく、それ以後、弱めあう干渉を通じて格別にひどく減衰されていな
い少なくとも１つのチャネルを見出す最大の可能性がある。 図１の信号コンステレーションにおける振幅重みづけに関して、[０．１８、
０．３５、０．５３、０．７１]の重みづけ因子ｃ（ｉ）が用いられる。これは
、０から１の有効な振幅範囲のほぼ最大の利用を可能にする。
【００１５】 以下の項では、デジタル信号受信機のためのソフトな距離計算の実施を含む、
図６について言及する。以下の距離の考察は、全てＤＰＳＫに関する。しかし、
前述の観察から、他の変調方法についての類似の距離の考察がこれから導出でき
る。 伝送シンボルはｓ（ｋ）＝ｅjΦ[k]として表すことができ、Φ[ｋ]は絶対位相
である。伝送側では、実際の伝送シンボルは以下のように表される： 有効情報は式１において微分位相タームΦ[ｋ]で表される。受信シンボルは以
下のように表される： 式２において、Ｈ（．．）はμ番目の搬送波についてのチャネル伝送関数を示
す。Dは搬送波の数を表し、ｎ（ｋ）は付加ランダム雑音である。ｋは現時間で
あり、ｋ−１は前時間を表す。 ｓ（ｋ）が伝送された場合の、ｒ（ｋ）の受信に関する条件的確率密度関数は
次のとおりである： ここで、σn 2はｎ（ｋ）の変動であり、次のように計算される： 信頼性の高い距離の計算のために、すなわち受信機において信頼性の高い情報
を決定する、または決定できるように、個々の２進シンボルb（１）及びｂ（０
）の対数−尤度比λ（ｋ）が用いられ、それはｉ番目のビットについて以下のよ
うに定義される： 略さないで書くと、これは式６をもたらす： Ｐｒ（Φ）は決定されるべき情報シンボルの位相が特定値を取る確率を表す。
４つの異なる位相状態が存在し（図１、図２）、それらは全て同じ確率を有する
。従って、確率Ｐｒ（Φ）は、式６の全ての加数について同じであり、式６から
減ずることが可能である。よって、対数−尤度比について以下の式がもたらされ
る： 式３が式７に挿入され、加算が略さずに書かれた場合、情報シンボルｂ（０）
及びｂ（１）のビットについての対数−尤度比に関する以下の式となる： 周知の変換を用いて、式８及び式９は、以下のように単純化できる： 式１０及び式１１は、図６におけるブロック図によって理解される。図６にお
いて、既存の差分コーディングはまず差分デコーダ６４の手段でデコード化され
る。差分デコーダの出力信号はその後、２つのブロック６６及び６８に供給され
、ブロック６６は複素数の実部を抽出する関数を実行し、ブロック６８は複素数
の虚部を抽出する関数を実行する。式１０及び１１に対応して、２つの加算器７
０、７２が図６に示され、これらはブロック６６、６８から斜めに供給される。
出力側では、２つの乗算器７４、７６が付加雑音ｎ（ｋ）の変動の乗算を実行す
ることが意図されており、その出力で、決定されるべく受信された情報シンボル
の第１ビットｂ（０）及び第２ビットｂ（１）についての必要な対数−尤度比が
もたらされる。 よって図６は、たとえば図３に示されるような、考察される信号コンステレー
ションの公知の場合において、単一の情報信号の伝送でソフトな距離計算が実行
できるように、式１０及び１１の固定線での実現を表す。 ２つの伝送シンボルが伝送器から伝送され、受信機によって受信され、その両
方が同じ情報シンボルに基づいているという本願発明による場合について、ソフ
トな距離計算を導き出すために、式1から１１において表される公知の場合のソ
フトな距離計算の導出については、後で言及される。
図６について言及する。以下の距離の考察は、全てＤＰＳＫに関する。しかし、
前述の観察から、他の変調方法についての類似の距離の考察がこれから導出でき
る。 伝送シンボルはｓ（ｋ）＝ｅjΦ[k]として表すことができ、Φ[ｋ]は絶対位相
である。伝送側では、実際の伝送シンボルは以下のように表される： 有効情報は式１において微分位相タームΦ[ｋ]で表される。受信シンボルは以
下のように表される： 式２において、Ｈ（．．）はμ番目の搬送波についてのチャネル伝送関数を示
す。Dは搬送波の数を表し、ｎ（ｋ）は付加ランダム雑音である。ｋは現時間で
あり、ｋ−１は前時間を表す。 ｓ（ｋ）が伝送された場合の、ｒ（ｋ）の受信に関する条件的確率密度関数は
次のとおりである： ここで、σn 2はｎ（ｋ）の変動であり、次のように計算される： 信頼性の高い距離の計算のために、すなわち受信機において信頼性の高い情報
を決定する、または決定できるように、個々の２進シンボルb（１）及びｂ（０
）の対数−尤度比λ（ｋ）が用いられ、それはｉ番目のビットについて以下のよ
うに定義される： 略さないで書くと、これは式６をもたらす： Ｐｒ（Φ）は決定されるべき情報シンボルの位相が特定値を取る確率を表す。
４つの異なる位相状態が存在し（図１、図２）、それらは全て同じ確率を有する
。従って、確率Ｐｒ（Φ）は、式６の全ての加数について同じであり、式６から
減ずることが可能である。よって、対数−尤度比について以下の式がもたらされ
る： 式３が式７に挿入され、加算が略さずに書かれた場合、情報シンボルｂ（０）
及びｂ（１）のビットについての対数−尤度比に関する以下の式となる： 周知の変換を用いて、式８及び式９は、以下のように単純化できる： 式１０及び式１１は、図６におけるブロック図によって理解される。図６にお
いて、既存の差分コーディングはまず差分デコーダ６４の手段でデコード化され
る。差分デコーダの出力信号はその後、２つのブロック６６及び６８に供給され
、ブロック６６は複素数の実部を抽出する関数を実行し、ブロック６８は複素数
の虚部を抽出する関数を実行する。式１０及び１１に対応して、２つの加算器７
０、７２が図６に示され、これらはブロック６６、６８から斜めに供給される。
出力側では、２つの乗算器７４、７６が付加雑音ｎ（ｋ）の変動の乗算を実行す
ることが意図されており、その出力で、決定されるべく受信された情報シンボル
の第１ビットｂ（０）及び第２ビットｂ（１）についての必要な対数−尤度比が
もたらされる。 よって図６は、たとえば図３に示されるような、考察される信号コンステレー
ションの公知の場合において、単一の情報信号の伝送でソフトな距離計算が実行
できるように、式１０及び１１の固定線での実現を表す。 ２つの伝送シンボルが伝送器から伝送され、受信機によって受信され、その両
方が同じ情報シンボルに基づいているという本願発明による場合について、ソフ
トな距離計算を導き出すために、式1から１１において表される公知の場合のソ
フトな距離計算の導出については、後で言及される。
【００１６】 しかし、まずは、コヒーレント原理により作動する本願発明による受信機を表
す図７について言及する。ブロック７８は、「フロント−エンド」として指定さ
れ、受信空中線、及びたとえば中間周波数への変換やフィルタリング等の特定の
周知の信号処理を含む。ブロック８０はブロック７８の後に接続され、このブロ
ックは「アナログデジタルコンバータ」としてＡＤＣと指定される。このブロッ
クは、アナログからデジタルへの変換とともに、「ダウンサンプリング」及びフ
ィルタリング操作を対象とする。フロント−エンド７８で受信されたＲＦ信号は
、このようにベースバンドに変換され、ＡＤＣ８０からサンプリングされる。通
常、ＡＤＣの出力信号は実部と虚部を有する複素信号であり、実部と虚部の両方
が８ビットまたはＡＤＣによって決定された他のワード幅で量子化できる。図面
における表示に関して、幅広の矢印は、複素信号が実部と虚部を伴って伝送され
ることを示し、単線で示される細い矢印は、実部か虚部のどちらか、またはただ
１つの値が１回に伝送されることを示すということを指摘しておく。 ＭＣＭシンボル間の同期シーケンス及び保護インターバルの両方が、ブロック
８２によって、ＡＤＣ８０から出力される量子化されたサンプリング値シーケン
スから除去され、これは同期及び保護インターバル除去として指定される。よっ
て、ブロック８２の出力では、ＭＣＭシンボルのみから構成されるＭＣＭフレー
ムが存在する。続いて、ＦＦＴとして指定され、周波数ドメインへのフーリエ変
換を実行するブロック８４によって、ＭＣＭシンボルは次々と周波数ドメインに
変換される。よって、ＭＣＭシンボルのスペクトルは、ＦＦＴ操作の後ブロック
ＦＦＴの出力に存在し、個々のスペクトル値またはスペクトル線は実部と虚部を
有する。実部と虚部は両方とも、ＡＤＣのビット幅に対応して量子化される。前
述のように、実施例においては実部と虚部の両方が８ビットのワード幅を有する
。 図７で言及されるコヒーレントな場合では、実部と虚部を有する各搬送波の位
相、すなわち各スペクトル線は、当業者にとっては周知の方法でブロック８６に
おいて推定または決定される。従って、位相決定ブロック８６の出力では、時間
に関する連続位相値が存在し、それらは受信されたスペクトル線の位相を再現す
る。ＭｏｄＭ加算器８８及び１クロック周期の遅延をもたらす遅延デバイス９０
の手段で、伝送器に導入された差分コーディングが取り消される、すなわち差分
デコーディングの処理（６４、図６）が実行される。よって、加算器８８の出力
では、伝送器においてブロック５２（図５）の出力で形成される情報シンボルを
表すべき位相値が存在する。加算器８８の出力での位相値は、位相決定デバイス
８６によってもたらされるとおりに量子化される。明らかに、加算器８８の出力
での位相値は、正確に０°、９０°、１８０°または２７０°ではなく、予測さ
れた値からそれる。なぜなら位相ひずみや他の干渉が、伝送器と受信器の両方、
特に（戸外の）伝送チャネルを通じて導入されているだろうからである。 図５において示される伝送器において、チャネルコーディングが実行されなか
った場合、すなわちチャネルコーダ５０が存在しなかった場合、加算器８８の出
力信号は、たとえば１つの情報シンボルについて４５°より下の位相値は全て０
°の位相に対応し、４５°の位相より上の位相値は全て９０°の位相に対応する
と決定する決定エレメントに供給されることが可能である。この種の単純な決定
は、「ハードな」決定と呼ばれる。しかし、そのようなハードな決定は、多くの
誤った決定につながり得る。この理由で、チャネルコーダ５０において畳込みコ
ーディングが既に実行されたのであり、これは受信機においてチャネルデコーダ
のブロック９０の手段で再び取り消されなければならない。この関係において、
伝送器に畳込み符号が供給されていた場合、専門家には周知の方法でビタビアル
ゴリズムが使用される。伝送器における誤り耐性コーディング、及び受信機にお
ける対応する誤り耐性デコーディングのための他のアルゴリズム及び方法が公知
であり、従って更に記述する必要はない。 しかし、弱めあう干渉または類似の伝送チャネルの妨害のために、最も効率的
なチャネルコーディング及びチャネルデコーディングにもかかわらず、情報が失
われることも起こり得る。これを相殺するために、本願発明によれば、情報は２
回または数回伝送される。最も単純な場合、２またはｎの量子化された位相値が
その後、異なる時間ｋ1及びｋ2またはｋnにおいて、加算器８８の出力に存在す
る。単一の情報シンボルに関係する前記２つの量子化された位相値の一方の量子
化された位相値が、受信機において比較的明瞭な結果であり、他方が不明瞭にな
りがちな結果である場合、他方の位相値は無視でき、位相決定は比較的明瞭な結
果の一方について実行できる。「ハードな」決定またはチャネルデコーディング
のいずれかが用いられることは言うまでもない。移動ラジオ電話については、伝
送器における畳込みコーディング及び受信機における対応するチャネルデコーデ
ィングが有利である。ハードな決定は、特に移動受信に関して、受信機の信頼性
の悪化につながり得る。 代わりに、両方の位相値が加算され、その後２で割ることが可能であり、その
結果、平均化の手段でより信頼度の高い決定ができる。更なる可能性は、位相決
定デバイス８６の入力で位相減算に関与する前記受信された２つの伝送シンボル
の振幅を決定すること、及びその後、これを決定してから、位相決定において、
受信された伝送シンボルが減算前に最大の振幅を有した、量子化された位相値を
考慮することである。同じ情報シンボルに基づく前記２つの受信された伝送シン
ボルを組み合わせるための更なる可能性は、関与する振幅及び対応する平均化に
従って重みづけを実行することである。しかし、本願発明の実施例によると、情
報シンボルを表す両方の量子化された位相差は、「ソフト」な決定を通じて誤り
決定が少数である決定を達成するために、「ソフト量子化」位相値として使用さ
れ、チャネルデコーディング９０においてビタビアルゴリズムまたは類似のアル
ゴリズムの手段で使用される。
す図７について言及する。ブロック７８は、「フロント−エンド」として指定さ
れ、受信空中線、及びたとえば中間周波数への変換やフィルタリング等の特定の
周知の信号処理を含む。ブロック８０はブロック７８の後に接続され、このブロ
ックは「アナログデジタルコンバータ」としてＡＤＣと指定される。このブロッ
クは、アナログからデジタルへの変換とともに、「ダウンサンプリング」及びフ
ィルタリング操作を対象とする。フロント−エンド７８で受信されたＲＦ信号は
、このようにベースバンドに変換され、ＡＤＣ８０からサンプリングされる。通
常、ＡＤＣの出力信号は実部と虚部を有する複素信号であり、実部と虚部の両方
が８ビットまたはＡＤＣによって決定された他のワード幅で量子化できる。図面
における表示に関して、幅広の矢印は、複素信号が実部と虚部を伴って伝送され
ることを示し、単線で示される細い矢印は、実部か虚部のどちらか、またはただ
１つの値が１回に伝送されることを示すということを指摘しておく。 ＭＣＭシンボル間の同期シーケンス及び保護インターバルの両方が、ブロック
８２によって、ＡＤＣ８０から出力される量子化されたサンプリング値シーケン
スから除去され、これは同期及び保護インターバル除去として指定される。よっ
て、ブロック８２の出力では、ＭＣＭシンボルのみから構成されるＭＣＭフレー
ムが存在する。続いて、ＦＦＴとして指定され、周波数ドメインへのフーリエ変
換を実行するブロック８４によって、ＭＣＭシンボルは次々と周波数ドメインに
変換される。よって、ＭＣＭシンボルのスペクトルは、ＦＦＴ操作の後ブロック
ＦＦＴの出力に存在し、個々のスペクトル値またはスペクトル線は実部と虚部を
有する。実部と虚部は両方とも、ＡＤＣのビット幅に対応して量子化される。前
述のように、実施例においては実部と虚部の両方が８ビットのワード幅を有する
。 図７で言及されるコヒーレントな場合では、実部と虚部を有する各搬送波の位
相、すなわち各スペクトル線は、当業者にとっては周知の方法でブロック８６に
おいて推定または決定される。従って、位相決定ブロック８６の出力では、時間
に関する連続位相値が存在し、それらは受信されたスペクトル線の位相を再現す
る。ＭｏｄＭ加算器８８及び１クロック周期の遅延をもたらす遅延デバイス９０
の手段で、伝送器に導入された差分コーディングが取り消される、すなわち差分
デコーディングの処理（６４、図６）が実行される。よって、加算器８８の出力
では、伝送器においてブロック５２（図５）の出力で形成される情報シンボルを
表すべき位相値が存在する。加算器８８の出力での位相値は、位相決定デバイス
８６によってもたらされるとおりに量子化される。明らかに、加算器８８の出力
での位相値は、正確に０°、９０°、１８０°または２７０°ではなく、予測さ
れた値からそれる。なぜなら位相ひずみや他の干渉が、伝送器と受信器の両方、
特に（戸外の）伝送チャネルを通じて導入されているだろうからである。 図５において示される伝送器において、チャネルコーディングが実行されなか
った場合、すなわちチャネルコーダ５０が存在しなかった場合、加算器８８の出
力信号は、たとえば１つの情報シンボルについて４５°より下の位相値は全て０
°の位相に対応し、４５°の位相より上の位相値は全て９０°の位相に対応する
と決定する決定エレメントに供給されることが可能である。この種の単純な決定
は、「ハードな」決定と呼ばれる。しかし、そのようなハードな決定は、多くの
誤った決定につながり得る。この理由で、チャネルコーダ５０において畳込みコ
ーディングが既に実行されたのであり、これは受信機においてチャネルデコーダ
のブロック９０の手段で再び取り消されなければならない。この関係において、
伝送器に畳込み符号が供給されていた場合、専門家には周知の方法でビタビアル
ゴリズムが使用される。伝送器における誤り耐性コーディング、及び受信機にお
ける対応する誤り耐性デコーディングのための他のアルゴリズム及び方法が公知
であり、従って更に記述する必要はない。 しかし、弱めあう干渉または類似の伝送チャネルの妨害のために、最も効率的
なチャネルコーディング及びチャネルデコーディングにもかかわらず、情報が失
われることも起こり得る。これを相殺するために、本願発明によれば、情報は２
回または数回伝送される。最も単純な場合、２またはｎの量子化された位相値が
その後、異なる時間ｋ1及びｋ2またはｋnにおいて、加算器８８の出力に存在す
る。単一の情報シンボルに関係する前記２つの量子化された位相値の一方の量子
化された位相値が、受信機において比較的明瞭な結果であり、他方が不明瞭にな
りがちな結果である場合、他方の位相値は無視でき、位相決定は比較的明瞭な結
果の一方について実行できる。「ハードな」決定またはチャネルデコーディング
のいずれかが用いられることは言うまでもない。移動ラジオ電話については、伝
送器における畳込みコーディング及び受信機における対応するチャネルデコーデ
ィングが有利である。ハードな決定は、特に移動受信に関して、受信機の信頼性
の悪化につながり得る。 代わりに、両方の位相値が加算され、その後２で割ることが可能であり、その
結果、平均化の手段でより信頼度の高い決定ができる。更なる可能性は、位相決
定デバイス８６の入力で位相減算に関与する前記受信された２つの伝送シンボル
の振幅を決定すること、及びその後、これを決定してから、位相決定において、
受信された伝送シンボルが減算前に最大の振幅を有した、量子化された位相値を
考慮することである。同じ情報シンボルに基づく前記２つの受信された伝送シン
ボルを組み合わせるための更なる可能性は、関与する振幅及び対応する平均化に
従って重みづけを実行することである。しかし、本願発明の実施例によると、情
報シンボルを表す両方の量子化された位相差は、「ソフト」な決定を通じて誤り
決定が少数である決定を達成するために、「ソフト量子化」位相値として使用さ
れ、チャネルデコーディング９０においてビタビアルゴリズムまたは類似のアル
ゴリズムの手段で使用される。
【００１７】 図８は、コヒーレント受信のための本願発明による受信機のブロック図を示す
。図８における受信機の図解図は、図７におけるブロックＦＦＴまでの受信機に
対応する。しかし、図８での受信機におけるインコヒーレント原理は、位相決定
デバイス８６（図７）が存在せず、この代わりに乗算器９２、遅延デバイス９０
及び共役複素値を形成するためのデバイス９４があるという点に現れている。図
８で示される受信機において、エレメント９０、９２及び９４は、受信された伝
送シンボルから再び元々伝送されたシンボルｂ（１）ｂ（０）を引き出すことが
できるように、伝送器（図５）において導入された差分コーディングを再取消し
するよう働く。その後、現時点の伝送シンボル及び最終サイクルの共役複素伝送
シンボルの複素値が、乗算器９２の出力に存在する。 振幅及び位相による複素表示が使用された場合、現伝送シンボル及び前伝送シ
ンボルの振幅の乗算の結果をその振幅として有する値が乗算器９２の出力に存在
する。この値は、現および前伝送シンボルの位相における差をその位相として有
する。伝送器が伝送シンボルに関して差動位相変調を実行したため、必要とされ
る有効情報は、この位相差中に含まれる。位相差を形成するのにＭｏｄＭ加算（
８８）しか必要でなかった図７で示されるコヒーレント受信機とは対照的に、図
８で示されるインコヒーレント受信機においては、２つの複素数の乗算が起こる
。 移動受信では、受信する信号の振幅が通常比較的小さいので、乗算器９２の出
力で受信される差分シンボルの振幅は更に小さくなる。しかし、これは、たとえ
ば４つの位相状態のうちのいずれが存在するのか決定する際に、正しい決定をな
す確率が著しく減じられることを意味する。この関係において、図３に注意が向
けられる。伝送の場合に１の振幅または重みづけされた振幅（図１）を有する伝
送シンボルｂ（１）ｂ（０）＝００が考慮される場合、受信された伝送シンボル
の振幅が小さくなるほど、位相決定がますます信頼性の低いものとなることが分
かる。極端な場合、振幅が非常に小さいために複素平面の発生源とほとんど同じ
である場合、乗算器９２の出力で受信された差分シンボルが確実に計算における
位相タームを含むとしても、位相決定はもはや不可能である。しかし、この時点
での非常に小さい振幅のために、この位相タームはもはや重要でなく、更なる予
防対策が取られなければ、ほぼ誤った決定につながることが避けられなくなる。
従って、本願発明によれば、式１から１１で表される距離計算についてと同じ方
法で、共に単一の情報シンボルに関係する２つの伝送シンボルの受信のために、
距離計算ユニット９６も乗算器９２の後に接続される。 以下の項では、本願発明による距離計算ユニット９６に言及する。しかし、互
いに異なるが同じ情報シンボルに関係する２つの伝送シンボルが伝送される、本
願発明による構想のための対数−尤度比の誘導を記述する前に、時間に関する一
般的な説明をするために、まず図９に言及する。第１の伝送シンボルが受信され
るか、または有効情報が含まれる第１の伝送シンボルについて対応する差分シン
ボルが計算される時間ｋ1で、第１の距離計算９６ａが実行される。第２の伝送
シンボルが受信されるか、または差分コーディングで対応する差分シンボルが受
信される時間ｋ2で、第２の受信された伝送シンボルについて距離計算９６ｂも
実行される。第１の距離計算９６ａの結果は、ｋ1とｋ2間の時間間隔内でこの値
を保持するために、記憶ユニット９８に中間的に記憶される。第２の距離計算９
６ｂが完了したとき、第１の距離計算の結果が記憶ユニット９８から読み出され
、距離結合デバイスにおいて第２の距離計算の結果と結合される。前述のように
、距離結合は、単純な加算でよい。代わりに、決定は距離結合デバイス１００に
おいて実行されてもよく、その距離はより信頼性が高い。より好ましい距離が、
その後チャネルデコーダ９６における更なる処理に取り入れられ、他方は拒否さ
れる。更に、重みづけされた加算も距離結合デバイス１００において実行できる
。この場合、対応する差分シンボルに基づく受信された伝送シンボルの振幅が、
どの距離がより信頼性が高いかを決定することができるように、考慮に入れられ
る。受信された伝送シンボルが大きい振幅を有しがちな場合、それは正しい情報
を搬送していると仮定でき、一方小さい振幅を有しがちな受信された伝送シンボ
ルに関しては、これは不確実である。その後、ビタビアルゴリズム及び類似のア
ルゴリズムを実行し、チャネルコーダ５０（図５）における畳み込み符号を使用
する図７のチャネルデコーダ９０に対応するチャネルデコーダ９０に、距離結合
デバイス１００の結果が供給される。
。図８における受信機の図解図は、図７におけるブロックＦＦＴまでの受信機に
対応する。しかし、図８での受信機におけるインコヒーレント原理は、位相決定
デバイス８６（図７）が存在せず、この代わりに乗算器９２、遅延デバイス９０
及び共役複素値を形成するためのデバイス９４があるという点に現れている。図
８で示される受信機において、エレメント９０、９２及び９４は、受信された伝
送シンボルから再び元々伝送されたシンボルｂ（１）ｂ（０）を引き出すことが
できるように、伝送器（図５）において導入された差分コーディングを再取消し
するよう働く。その後、現時点の伝送シンボル及び最終サイクルの共役複素伝送
シンボルの複素値が、乗算器９２の出力に存在する。 振幅及び位相による複素表示が使用された場合、現伝送シンボル及び前伝送シ
ンボルの振幅の乗算の結果をその振幅として有する値が乗算器９２の出力に存在
する。この値は、現および前伝送シンボルの位相における差をその位相として有
する。伝送器が伝送シンボルに関して差動位相変調を実行したため、必要とされ
る有効情報は、この位相差中に含まれる。位相差を形成するのにＭｏｄＭ加算（
８８）しか必要でなかった図７で示されるコヒーレント受信機とは対照的に、図
８で示されるインコヒーレント受信機においては、２つの複素数の乗算が起こる
。 移動受信では、受信する信号の振幅が通常比較的小さいので、乗算器９２の出
力で受信される差分シンボルの振幅は更に小さくなる。しかし、これは、たとえ
ば４つの位相状態のうちのいずれが存在するのか決定する際に、正しい決定をな
す確率が著しく減じられることを意味する。この関係において、図３に注意が向
けられる。伝送の場合に１の振幅または重みづけされた振幅（図１）を有する伝
送シンボルｂ（１）ｂ（０）＝００が考慮される場合、受信された伝送シンボル
の振幅が小さくなるほど、位相決定がますます信頼性の低いものとなることが分
かる。極端な場合、振幅が非常に小さいために複素平面の発生源とほとんど同じ
である場合、乗算器９２の出力で受信された差分シンボルが確実に計算における
位相タームを含むとしても、位相決定はもはや不可能である。しかし、この時点
での非常に小さい振幅のために、この位相タームはもはや重要でなく、更なる予
防対策が取られなければ、ほぼ誤った決定につながることが避けられなくなる。
従って、本願発明によれば、式１から１１で表される距離計算についてと同じ方
法で、共に単一の情報シンボルに関係する２つの伝送シンボルの受信のために、
距離計算ユニット９６も乗算器９２の後に接続される。 以下の項では、本願発明による距離計算ユニット９６に言及する。しかし、互
いに異なるが同じ情報シンボルに関係する２つの伝送シンボルが伝送される、本
願発明による構想のための対数−尤度比の誘導を記述する前に、時間に関する一
般的な説明をするために、まず図９に言及する。第１の伝送シンボルが受信され
るか、または有効情報が含まれる第１の伝送シンボルについて対応する差分シン
ボルが計算される時間ｋ1で、第１の距離計算９６ａが実行される。第２の伝送
シンボルが受信されるか、または差分コーディングで対応する差分シンボルが受
信される時間ｋ2で、第２の受信された伝送シンボルについて距離計算９６ｂも
実行される。第１の距離計算９６ａの結果は、ｋ1とｋ2間の時間間隔内でこの値
を保持するために、記憶ユニット９８に中間的に記憶される。第２の距離計算９
６ｂが完了したとき、第１の距離計算の結果が記憶ユニット９８から読み出され
、距離結合デバイスにおいて第２の距離計算の結果と結合される。前述のように
、距離結合は、単純な加算でよい。代わりに、決定は距離結合デバイス１００に
おいて実行されてもよく、その距離はより信頼性が高い。より好ましい距離が、
その後チャネルデコーダ９６における更なる処理に取り入れられ、他方は拒否さ
れる。更に、重みづけされた加算も距離結合デバイス１００において実行できる
。この場合、対応する差分シンボルに基づく受信された伝送シンボルの振幅が、
どの距離がより信頼性が高いかを決定することができるように、考慮に入れられ
る。受信された伝送シンボルが大きい振幅を有しがちな場合、それは正しい情報
を搬送していると仮定でき、一方小さい振幅を有しがちな受信された伝送シンボ
ルに関しては、これは不確実である。その後、ビタビアルゴリズム及び類似のア
ルゴリズムを実行し、チャネルコーダ５０（図５）における畳み込み符号を使用
する図７のチャネルデコーダ９０に対応するチャネルデコーダ９０に、距離結合
デバイス１００の結果が供給される。
【００１８】 図９から、例として互いに異なるが同じ情報シンボルに関係している２つの伝
送シンボルと組み合わせて示される本願発明による構想は、２つより多い伝送シ
ンボルが生成される場合にも問題なく拡張適用できることが分かる。これは、単
一の情報シンボルの２重伝送だけでなく、多重伝送にもつながる。たとえば（実
施例で用いられるように）４重情報伝送が想定される場合、第２のマッパ５４が
コンステレーションの図解図の４重拡張を形成するので、更なる距離計算デバイ
ス９６及び更なる記憶ユニット９８が使用される。この場合、時間ｋiでの個々
の距離計算の結果を結合できるように、距離結合デバイス１００は４つの入力を
有する。情報シンボルがより頻繁に再伝送されると、チャネルデコーダ９０にお
ける正しい決定の数はより大きくなる。しかし、明らかに、情報がより頻繁に再
伝送されると、ビット効率性はより著しく落ち、これは単純伝送の場合に最も顕
著になる。しかし、たとえばＭＰＥＧ標準ファミリーにおいて実行される有効な
圧縮アルゴリズム、及び中間ギガヘルツレンジより下部において高い搬送波周波
数を許容する高速回路により、伝送されたビットの量は、信頼性の高い検波ほど
に決定的ではない。特に、本願発明によるシステムをデジタル放送に使用するこ
とを考慮する場合、誤り決定が最少数である高い信頼性の獲得が、この種の製品
が市場で受容されるために最も重要であることが認識される。これは特に、たと
えば超高層ビルの林立する大都市におけるような、難しい位相での伝送チャネル
に当てはまる。ほとんどの顧客は大都市及び大都市中心部に特に多く見出され、
このことはデジタル放送に対する最大の難問となる。従って、干渉のない誤り無
しの受信が最優先である本願が特に有益である。 以下の項では、第１の距離計算デバイス９６ａ及び第２の距離計算デバイス９
６ｂにおいて実行される距離計算を記述する。図９で分かるように、距離計算は
、ここでは異なる時間に実行されるので、実際には、第１の距離計算デバイス９
６ａ及び第２の距離計算デバイス９６ｂは同じ距離計算デバイスであるという事
実に注意が促される。 以下の項では、互いに異なるが同じ情報シンボルに基づく２つの伝送シンボル
の伝送を伴う本願発明による場合における対数−尤度比の計算回路の実現を、式
の手段で導く。 このために、受信シンボルの２つのペアｒ（ｋ1−１）、ｒ（ｋ1）またはｒ（
ｋ2−１）、ｒ（ｋ2）が考慮され、時間ｋ1とｋ2は互いに異なる。誘導を簡単に
するために、関連の伝送シンボルｓ（ｋ1−１）からｓ（ｋ1）の間の遷移は、共
通の（ソース）ビット（インデックス１）により表される。これは、ｓ（ｋ1−
１）からｓ（ｋ1）間の遷移におけるビットｉまたはｓ（ｋ2−１）からｓ（ｋ2
）間の遷移におけるビットｊは同一であると仮定することを意味する。この点で
、伝送シンボルはｓ（ｋ）により表され、受信シンボルはｒ（ｋ）により表され
ることに注意を向けておく。（ｓ＝ｓｅｎｄ、ｒ＝ｒｅｃｅｉｖｅ）。２つの受
信機ペアが互いとは独立して考慮される場合、（図６の場合のような）求められ
ている２進シンボルについての確率または対数−尤度比が見出し得る。この目的
のために、Φ1が受信機ペアｒ（ｋ1−１）、ｒ（ｋ1）に、Φ2がｒ（ｋ2−１）
、ｒ（ｋ2）に割り当てられる。ビットｉまたはビットｊについての対数−尤度
比λ(1)が、次のようにΦ１及びΦ２の両方について与えられ、ここで情報シン
ボルｂ（１）ｂ（０）が２ビットで成る場合、１は０または１であり得る。 考慮される受信されたペアが、時間に関して比較的互いから隔たっている場合
、単独伝送条件が仮定できる。これは、両方の場合について、互いに統計的に独
立しているとみなされることを可能にする。これを表す式は次のとおりである：
この結果は次のとおりである： 従って、１番目のビットについて、これは次の式をもたらす： 式１６と式１７から、統計的独立に関して、情報シンボルの対応するビットに
ついて対数−尤度比の単純な加算が実行できることが分かる：
送シンボルと組み合わせて示される本願発明による構想は、２つより多い伝送シ
ンボルが生成される場合にも問題なく拡張適用できることが分かる。これは、単
一の情報シンボルの２重伝送だけでなく、多重伝送にもつながる。たとえば（実
施例で用いられるように）４重情報伝送が想定される場合、第２のマッパ５４が
コンステレーションの図解図の４重拡張を形成するので、更なる距離計算デバイ
ス９６及び更なる記憶ユニット９８が使用される。この場合、時間ｋiでの個々
の距離計算の結果を結合できるように、距離結合デバイス１００は４つの入力を
有する。情報シンボルがより頻繁に再伝送されると、チャネルデコーダ９０にお
ける正しい決定の数はより大きくなる。しかし、明らかに、情報がより頻繁に再
伝送されると、ビット効率性はより著しく落ち、これは単純伝送の場合に最も顕
著になる。しかし、たとえばＭＰＥＧ標準ファミリーにおいて実行される有効な
圧縮アルゴリズム、及び中間ギガヘルツレンジより下部において高い搬送波周波
数を許容する高速回路により、伝送されたビットの量は、信頼性の高い検波ほど
に決定的ではない。特に、本願発明によるシステムをデジタル放送に使用するこ
とを考慮する場合、誤り決定が最少数である高い信頼性の獲得が、この種の製品
が市場で受容されるために最も重要であることが認識される。これは特に、たと
えば超高層ビルの林立する大都市におけるような、難しい位相での伝送チャネル
に当てはまる。ほとんどの顧客は大都市及び大都市中心部に特に多く見出され、
このことはデジタル放送に対する最大の難問となる。従って、干渉のない誤り無
しの受信が最優先である本願が特に有益である。 以下の項では、第１の距離計算デバイス９６ａ及び第２の距離計算デバイス９
６ｂにおいて実行される距離計算を記述する。図９で分かるように、距離計算は
、ここでは異なる時間に実行されるので、実際には、第１の距離計算デバイス９
６ａ及び第２の距離計算デバイス９６ｂは同じ距離計算デバイスであるという事
実に注意が促される。 以下の項では、互いに異なるが同じ情報シンボルに基づく２つの伝送シンボル
の伝送を伴う本願発明による場合における対数−尤度比の計算回路の実現を、式
の手段で導く。 このために、受信シンボルの２つのペアｒ（ｋ1−１）、ｒ（ｋ1）またはｒ（
ｋ2−１）、ｒ（ｋ2）が考慮され、時間ｋ1とｋ2は互いに異なる。誘導を簡単に
するために、関連の伝送シンボルｓ（ｋ1−１）からｓ（ｋ1）の間の遷移は、共
通の（ソース）ビット（インデックス１）により表される。これは、ｓ（ｋ1−
１）からｓ（ｋ1）間の遷移におけるビットｉまたはｓ（ｋ2−１）からｓ（ｋ2
）間の遷移におけるビットｊは同一であると仮定することを意味する。この点で
、伝送シンボルはｓ（ｋ）により表され、受信シンボルはｒ（ｋ）により表され
ることに注意を向けておく。（ｓ＝ｓｅｎｄ、ｒ＝ｒｅｃｅｉｖｅ）。２つの受
信機ペアが互いとは独立して考慮される場合、（図６の場合のような）求められ
ている２進シンボルについての確率または対数−尤度比が見出し得る。この目的
のために、Φ1が受信機ペアｒ（ｋ1−１）、ｒ（ｋ1）に、Φ2がｒ（ｋ2−１）
、ｒ（ｋ2）に割り当てられる。ビットｉまたはビットｊについての対数−尤度
比λ(1)が、次のようにΦ１及びΦ２の両方について与えられ、ここで情報シン
ボルｂ（１）ｂ（０）が２ビットで成る場合、１は０または１であり得る。 考慮される受信されたペアが、時間に関して比較的互いから隔たっている場合
、単独伝送条件が仮定できる。これは、両方の場合について、互いに統計的に独
立しているとみなされることを可能にする。これを表す式は次のとおりである：
この結果は次のとおりである： 従って、１番目のビットについて、これは次の式をもたらす： 式１６と式１７から、統計的独立に関して、情報シンボルの対応するビットに
ついて対数−尤度比の単純な加算が実行できることが分かる：
【００１９】 図１０は、図で表されたこの結果を示す。受信シンボルｒ［ｋ1、... ｋ2、 ... ］が、図８のエレメント９０、９２、９４を含む差分デコーダに供給され
る。乗算器９２の結果は、その後、実部デバイス６６と虚部デバイス６８に再び
供給され、当該デバイスは加算器７０、７２に順に斜めに供給する。決定される
べき情報シンボルが伝送器から２回伝送された場合、２つの距離結合デバイス１
００ａ、１００ｂは、式１６の加算を実現することが求められる。情報シンボル
についての対数−尤度比は、その後出力にあり、これらは同じ情報シンボルの２
伝送の手段で決定されている。図８から分かるように、たとえばビタビアルゴリ
ズムの手段でソフトな決定ができるように、対数−尤度比が相次いでチャネルデ
コーダ９０に供給される方法で、これらの２つの値はマルチプレクサ１０２に供
給される。これはマルチプレクサ１０２とチャネルデコーダ９０の間の単純接続
線を介して再現される。 以下の項では、この「４−ＤＡＰＳＫ」の場合における対数−尤度比の決定を
表示するための例として（図１に示される）信号コンステレーションが記述され
る。位相は４つの状態｛０、Φ／２、Φ、３Φ／２｝のうちの１つを取り得る。
振幅について、ｉは｛０、１、２、３｝からの値である重みづけ４ｃ（ｉ）が存
在し、実際の適用では、次のｃ（ｉ）を取ることができる：｛ｃ（０）、ｃ（１
）、ｃ（２）、ｃ（３）｝＝｛０．１８、０．３５、０．５３、０．７１｝。式
１１において与えられる定義を用いて、これは式１３に類似する式１９をもたら
す。 位相と振幅は互いに独立した変数であるという事実から、式１４は同様に次の
ように書くことができる： 対数−尤度比についての結果は次のように書き出される： 式２１から、特定の重みづけされた振幅の受信についての確率Ｐｒ｛ｃ(j)｝
は、対数−尤度比についての乗法重みづけを表すことが分かる。従って、表示さ
れるＤＱＰＳＫの場合の確率密度関数は、特定の振幅ｃ(j)でのＤＱＰＳＫにつ
いての確率密度関数から計算され、その後式２１の分母及び分子においてＰｒ｛
ｃ(j)｝で乗算される。これは、個々の振幅が、その確率に対応する重みづけを
通じて、対数−尤度比において現れることを意味する。図２での信号コンステレ
ーション図解図についての上記の誘導に基づいて、類似の式が導きだされる。 要約すると、本願発明は、変調／復調処理と組み合わせて、マルチキャリア変
調伝送の搬送波について、及びＯＦＤＭの特別な場合において、有効であること
が証明された。一方では信号コンステレーションの拡張が達成され、他方では、
「マッピングダイバーシチ」利得が、搬送波上の情報の複合的な表示を通じて達
成される。よって、「マッピングダイバーシチ」について、各情報ビットは少な
くとも２回伝送される。同じ情報の伝送の時間間隔は長いことが好ましい。この
場合、２つの現象は互いに統計的に独立しているとみなすことができる。しかし
、伝送チャネルそのものが考慮される場合、２つの伝送処理が統計的に完全に互
いから独立しているとみなされ得ないより短い時間間隔も、チャネルが短い時間
変動しか受けないならば、検波信頼性の増大につながる。 「マッピングダイバーシチ」の場合の「デマッピング」または復調は、コヒー
レントな場合（図７）及びインコヒーレントな場合（図８）の両方において使用
できる。「マッピングダイバーシチ」の場合の距離計算は、２ステップで実行さ
れる。第１の距離は時間ｋ1で計算されて記憶される。その後、第２の距離が時
間ｋ2で計算され、続いて第１の距離と結合されるが、この結合は、好ましくは
加算として実行される。距離結合の結果は、その後受信機内のチャネルデコーダ
に渡される。 より良い理解のために、以下の項では対数−尤度比が簡単に説明される、ある
いはどのようにしてこれらがチャネルデコーダ９０において評価されるのかが述
べられる。式１１から、たとえば対数関数に対応する値の範囲が−無限大から＋
無限大の間に延びることが分かる。対数−尤度比が著しい負の値である場合、こ
れは、ビットが１である確率が非常に低く、ビットが０である確率が非常に高い
ことを意味する。よってこの場合、検討中のビットは０であるという非常に信頼
性の高い決定がなされる。対数−尤度比が非常に大きな値である場合、すなわち
対数の引き数が非常に大きい場合、ビットは１であるという確率はより高そうで
あり、ビットが０であるという確率は非常に低いことが分かる。そのとき、ビッ
トは１であるという非常に信頼性の高い決定ができる。従って、チャネルデコー
ダ９０における更なるデコーディングについて、ビットｂ（０）、ｂ（１）は、
対応する対数−尤度比によって置換される。対数−尤度比の評価は、たとえば、
０．５より下のものは全て０であり、０．５より上のものは全て１であることを
明らかにすることにより実行され得る。対数−尤度比が１より大きい場合でも、
信頼できる１があり、１より下の値はより信頼性の低い１であるといえる。 本願発明の実施例による伝送器（図５）の詳細な説明について、ここで図１１
が観察される。図１１は、図５と同様に、第１のマッパ５２、この後に接続され
る第２のマッパ５４、直並列コンバータ５３ａを示す。同じ情報シンボルに関係
する２つの伝送シンボルを伝送する場合を考慮するに当って、両方のマッパがま
ず第１の伝送シンボルｂ1ｂ0ｃ0及びその後第２の伝送シンボルｂ1ｂ0ｃ1を生成
する。これら２つの伝送シンボルは、直列的に生成され、その後５３ａを通じて
並列化される。第１の伝送シンボルは、その後並列直列コンバータ５３ｂに直接
入り、第２の伝送シンボルの伝送を後の時間で達成するために、第２の伝送シン
ボルは時間インターリーバに供給される。好ましくは一定の調節された時間の後
に、時間インターリーバは、供給された伝送シンボルを、差分デコーダ１０、１
２、１４の前の伝送ビットストリームに挿入する。後の時間で第２の伝送シンボ
ルを第１の伝送シンボルについてと同じ搬送波に割り当てるために、または前述
のように、好ましくは別の搬送波に割り当てるために、時間インターリーバが配
置されることが可能である。
る。乗算器９２の結果は、その後、実部デバイス６６と虚部デバイス６８に再び
供給され、当該デバイスは加算器７０、７２に順に斜めに供給する。決定される
べき情報シンボルが伝送器から２回伝送された場合、２つの距離結合デバイス１
００ａ、１００ｂは、式１６の加算を実現することが求められる。情報シンボル
についての対数−尤度比は、その後出力にあり、これらは同じ情報シンボルの２
伝送の手段で決定されている。図８から分かるように、たとえばビタビアルゴリ
ズムの手段でソフトな決定ができるように、対数−尤度比が相次いでチャネルデ
コーダ９０に供給される方法で、これらの２つの値はマルチプレクサ１０２に供
給される。これはマルチプレクサ１０２とチャネルデコーダ９０の間の単純接続
線を介して再現される。 以下の項では、この「４−ＤＡＰＳＫ」の場合における対数−尤度比の決定を
表示するための例として（図１に示される）信号コンステレーションが記述され
る。位相は４つの状態｛０、Φ／２、Φ、３Φ／２｝のうちの１つを取り得る。
振幅について、ｉは｛０、１、２、３｝からの値である重みづけ４ｃ（ｉ）が存
在し、実際の適用では、次のｃ（ｉ）を取ることができる：｛ｃ（０）、ｃ（１
）、ｃ（２）、ｃ（３）｝＝｛０．１８、０．３５、０．５３、０．７１｝。式
１１において与えられる定義を用いて、これは式１３に類似する式１９をもたら
す。 位相と振幅は互いに独立した変数であるという事実から、式１４は同様に次の
ように書くことができる： 対数−尤度比についての結果は次のように書き出される： 式２１から、特定の重みづけされた振幅の受信についての確率Ｐｒ｛ｃ(j)｝
は、対数−尤度比についての乗法重みづけを表すことが分かる。従って、表示さ
れるＤＱＰＳＫの場合の確率密度関数は、特定の振幅ｃ(j)でのＤＱＰＳＫにつ
いての確率密度関数から計算され、その後式２１の分母及び分子においてＰｒ｛
ｃ(j)｝で乗算される。これは、個々の振幅が、その確率に対応する重みづけを
通じて、対数−尤度比において現れることを意味する。図２での信号コンステレ
ーション図解図についての上記の誘導に基づいて、類似の式が導きだされる。 要約すると、本願発明は、変調／復調処理と組み合わせて、マルチキャリア変
調伝送の搬送波について、及びＯＦＤＭの特別な場合において、有効であること
が証明された。一方では信号コンステレーションの拡張が達成され、他方では、
「マッピングダイバーシチ」利得が、搬送波上の情報の複合的な表示を通じて達
成される。よって、「マッピングダイバーシチ」について、各情報ビットは少な
くとも２回伝送される。同じ情報の伝送の時間間隔は長いことが好ましい。この
場合、２つの現象は互いに統計的に独立しているとみなすことができる。しかし
、伝送チャネルそのものが考慮される場合、２つの伝送処理が統計的に完全に互
いから独立しているとみなされ得ないより短い時間間隔も、チャネルが短い時間
変動しか受けないならば、検波信頼性の増大につながる。 「マッピングダイバーシチ」の場合の「デマッピング」または復調は、コヒー
レントな場合（図７）及びインコヒーレントな場合（図８）の両方において使用
できる。「マッピングダイバーシチ」の場合の距離計算は、２ステップで実行さ
れる。第１の距離は時間ｋ1で計算されて記憶される。その後、第２の距離が時
間ｋ2で計算され、続いて第１の距離と結合されるが、この結合は、好ましくは
加算として実行される。距離結合の結果は、その後受信機内のチャネルデコーダ
に渡される。 より良い理解のために、以下の項では対数−尤度比が簡単に説明される、ある
いはどのようにしてこれらがチャネルデコーダ９０において評価されるのかが述
べられる。式１１から、たとえば対数関数に対応する値の範囲が−無限大から＋
無限大の間に延びることが分かる。対数−尤度比が著しい負の値である場合、こ
れは、ビットが１である確率が非常に低く、ビットが０である確率が非常に高い
ことを意味する。よってこの場合、検討中のビットは０であるという非常に信頼
性の高い決定がなされる。対数−尤度比が非常に大きな値である場合、すなわち
対数の引き数が非常に大きい場合、ビットは１であるという確率はより高そうで
あり、ビットが０であるという確率は非常に低いことが分かる。そのとき、ビッ
トは１であるという非常に信頼性の高い決定ができる。従って、チャネルデコー
ダ９０における更なるデコーディングについて、ビットｂ（０）、ｂ（１）は、
対応する対数−尤度比によって置換される。対数−尤度比の評価は、たとえば、
０．５より下のものは全て０であり、０．５より上のものは全て１であることを
明らかにすることにより実行され得る。対数−尤度比が１より大きい場合でも、
信頼できる１があり、１より下の値はより信頼性の低い１であるといえる。 本願発明の実施例による伝送器（図５）の詳細な説明について、ここで図１１
が観察される。図１１は、図５と同様に、第１のマッパ５２、この後に接続され
る第２のマッパ５４、直並列コンバータ５３ａを示す。同じ情報シンボルに関係
する２つの伝送シンボルを伝送する場合を考慮するに当って、両方のマッパがま
ず第１の伝送シンボルｂ1ｂ0ｃ0及びその後第２の伝送シンボルｂ1ｂ0ｃ1を生成
する。これら２つの伝送シンボルは、直列的に生成され、その後５３ａを通じて
並列化される。第１の伝送シンボルは、その後並列直列コンバータ５３ｂに直接
入り、第２の伝送シンボルの伝送を後の時間で達成するために、第２の伝送シン
ボルは時間インターリーバに供給される。好ましくは一定の調節された時間の後
に、時間インターリーバは、供給された伝送シンボルを、差分デコーダ１０、１
２、１４の前の伝送ビットストリームに挿入する。後の時間で第２の伝送シンボ
ルを第１の伝送シンボルについてと同じ搬送波に割り当てるために、または前述
のように、好ましくは別の搬送波に割り当てるために、時間インターリーバが配
置されることが可能である。
【００２０】 図１１から、本願発明による伝送器の実施例について、重みづけのオーダーが
固定されることも明らかである。これは、第１の伝送シンボルは常に重みづけｃ
（０）を有し、第２の伝送シンボルは常に重みづけｃ（１）を有し、第３の伝送
シンボルは常に重みづけｃ（２）を有する等を意味する。これは、重みづけのオ
ーダーが好ましくは予め定められているために、受信されたシンボルがどの重み
づけを有しているべきかを受信機が当初から認識しているという利点を有する。
固定されることも明らかである。これは、第１の伝送シンボルは常に重みづけｃ
（０）を有し、第２の伝送シンボルは常に重みづけｃ（１）を有し、第３の伝送
シンボルは常に重みづけｃ（２）を有する等を意味する。これは、重みづけのオ
ーダーが好ましくは予め定められているために、受信されたシンボルがどの重み
づけを有しているべきかを受信機が当初から認識しているという利点を有する。
【００２１】 図１２は、図７または図８の本願発明による受信機の幾分詳細な表示である。
図１２は図９にも類似している。差分デコーダは、直並列コンバータ６５の後方
に接続される。これは、一方で第１の距離計算デバイス９６ａに供給し、他方で
、時間に関してチャネルの方法でインターリーブする時間インターリーバ５５を
通じて導入される任意のシンボルを除去する時間デインターリーバ９７に供給す
る。第２の距離計算デバイス９６ｂは、時間デインターリーバ９７の後に接続さ
れる。既に詳細に記述したように、距離結合は、距離結合デバイス１００におい
て前記２つの単一比の加算によって実行されることが好ましい。 ビタビデコーダは、チャネルデコーダに含まれることが好ましく、デバイス１
００の前記２つの出力信号を入力として取り、初期状態から最終状態までトレリ
ス線図で算出する。最大距離のルートは、その後、推定されたコードシーケンス
に加えて推定された情報シーケンスをもたらす。対数−尤度比が用いられないコ
ヒーレントな場合、受信信号は、ビタビデコーダの入力前に時間ｋ1及びｋ2で加
算されることが好ましい。これは、最大比結合（ＭＲＣ）としても公知である。 チャネル特性に関して、以下のようにコメントしておく。言うまでもなく、伝
送の間は、チャネルそれ自体は識別されていない。しかし、チャネルは受信機に
おいて推定されることが必要である。チャネル推定はシステム、セットアップ、
使用されるチャネルの種類によるので、この推定は、全ての実際上の実施におい
て異なることが判明する。雑音に関しては、付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）が
主に考慮される。この場合、一方では雑音分布、他方では信号レベル対ノイズレ
ベルの比が知られる。この情報は、更なるデコーディングのためにチャネルデコ
ーダにおいて使用される。畳込み符号が伝送器において使用される場合、前段で
しばしば述べたように、ビタビデコーダが受信機において使用される。実際の実
施のために、１／σn 2は全ての距離の増分について同一であり、従って、ビタビ
デコーダにおけるデコーディングには無関係である。従って、図１０で既に分か
るように、１／σn 2は損失なく無視できる。
図１２は図９にも類似している。差分デコーダは、直並列コンバータ６５の後方
に接続される。これは、一方で第１の距離計算デバイス９６ａに供給し、他方で
、時間に関してチャネルの方法でインターリーブする時間インターリーバ５５を
通じて導入される任意のシンボルを除去する時間デインターリーバ９７に供給す
る。第２の距離計算デバイス９６ｂは、時間デインターリーバ９７の後に接続さ
れる。既に詳細に記述したように、距離結合は、距離結合デバイス１００におい
て前記２つの単一比の加算によって実行されることが好ましい。 ビタビデコーダは、チャネルデコーダに含まれることが好ましく、デバイス１
００の前記２つの出力信号を入力として取り、初期状態から最終状態までトレリ
ス線図で算出する。最大距離のルートは、その後、推定されたコードシーケンス
に加えて推定された情報シーケンスをもたらす。対数−尤度比が用いられないコ
ヒーレントな場合、受信信号は、ビタビデコーダの入力前に時間ｋ1及びｋ2で加
算されることが好ましい。これは、最大比結合（ＭＲＣ）としても公知である。 チャネル特性に関して、以下のようにコメントしておく。言うまでもなく、伝
送の間は、チャネルそれ自体は識別されていない。しかし、チャネルは受信機に
おいて推定されることが必要である。チャネル推定はシステム、セットアップ、
使用されるチャネルの種類によるので、この推定は、全ての実際上の実施におい
て異なることが判明する。雑音に関しては、付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）が
主に考慮される。この場合、一方では雑音分布、他方では信号レベル対ノイズレ
ベルの比が知られる。この情報は、更なるデコーディングのためにチャネルデコ
ーダにおいて使用される。畳込み符号が伝送器において使用される場合、前段で
しばしば述べたように、ビタビデコーダが受信機において使用される。実際の実
施のために、１／σn 2は全ての距離の増分について同一であり、従って、ビタビ
デコーダにおけるデコーディングには無関係である。従って、図１０で既に分か
るように、１／σn 2は損失なく無視できる。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１１年１２月２３日（１９９９．１２．２３）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【請求項３７】 前記使用するためのデバイスは、 ハードな閾値で、前記第１及び第２の受信された伝送シンボルについての前記
受信された位相差値を比較するための前記情報シンボルを得るための閾値決定手
段、及び 前記情報シンボルを得るために、前記第１及び第２の受信された伝送シンボル
についての前記閾値決定手段の結果を結合する手段を含む、請求項３５に記載の
装置。
受信された位相差値を比較するための前記情報シンボルを得るための閾値決定手
段、及び 前記情報シンボルを得るために、前記第１及び第２の受信された伝送シンボル
についての前記閾値決定手段の結果を結合する手段を含む、請求項３５に記載の
装置。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年７月２５日（２０００．７．２５）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００３】 非理想的伝送チャネルの干渉は、たとえば付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）、
伝送チャネルの時間依存的な増大された減衰（たとえば高層ビルの「影」の中で
の駆動の場合）、周波数選択的伝送チャネルすなわち特定の周波数が他の周波数
より強く減衰されている状態、または（通常）前述の現象の組み合わせから構成
され得る。更に、伝送チャネルの非常に不均質な位相、すなわち街における多く
の建物のために、反射もまた起こり得る。すでに述べたように、対応する実行時
間の状況下で、これらは強めあう干渉につながり、しかしまた弱めあう干渉にも
つながる。この状況は、（異なる伝送パスのために存在する）多重チャネル受信
に加え、ＳＦＮシステムにおいては、受信機との関係において優勢なある伝送器
と同期して伝送する他の伝送器からのシステム関係信号が受信されるという事実
によって一層悪化する。そのような放送波中継伝送器のための信号は、受信機ま
での到達に、より時間がかかる；しかし、強めあう干渉のために、それらの振幅
は優勢な伝送器の受信機振幅の範囲内になる可能性が高く、これが部分的にでも
弱めあう干渉によって強く減衰されている場合には特にそうであろう。 アメリカ合衆国特許第４，６０６，０４７号は、雑音、多重パス伝送等の伝送
の問題を取り除くための周波数及び時間ダイバーシチを用いたＲＦ通信モデムに
関する。デジタルコード化された信号は、５つの相補デュアルトーンチャネルで
連続的に伝送され、チャネルの第１トーンすなわちチャネルの第１搬送波は、伝
送される実際のビットを搬送し、チャネルの第２トーンは、第１チャネルの相補
状態を伝送する。各チャネルにおいて、伝送ビット及び相補ビットは同時に伝送
され、５つのチャネルにおける伝送は、タイムスタガの方法で起きる。 ＥＰ０ ５７２ １７１ Ａ１は、多重パスフェージングにより影響されたチ
ャネルについて時間ダイバーシチをもたらす方法及び装置に関する。デジタル信
号は、１つ以上のシンボルを生成するためチャネルコード化される。それから、
複数のシンボルのコピーが作られ、各コピーは、一定の時間で変動する関数で重
みづけされている。重みづけされたシンボルのコピーは、異なる伝送回路の手段
で処理され、各々の伝送回路に接続されたアンテナの手段で伝送される。時間で
変動する関数によるシンボルの重みづけは、振幅増幅の変化、位相変移、または
振幅増幅及び位相変移の変化を含む。重みづけされたシンボルのコピーは、同時
に伝送される。いわゆる「ディープフェード」は、時間で変動する信号を用いる
重みづけは異なる位相／振幅状況を導入するという事実によって克服される。こ
の状況においても、重みづけのために弱めあう干渉が起こり得るとはいえ、干渉
する信号は「ディープフェード」がもはや「静止」せず、時間で変動する重みづ
け関数の特定の部分の間にのみ起こるように変化させられる。
伝送チャネルの時間依存的な増大された減衰（たとえば高層ビルの「影」の中で
の駆動の場合）、周波数選択的伝送チャネルすなわち特定の周波数が他の周波数
より強く減衰されている状態、または（通常）前述の現象の組み合わせから構成
され得る。更に、伝送チャネルの非常に不均質な位相、すなわち街における多く
の建物のために、反射もまた起こり得る。すでに述べたように、対応する実行時
間の状況下で、これらは強めあう干渉につながり、しかしまた弱めあう干渉にも
つながる。この状況は、（異なる伝送パスのために存在する）多重チャネル受信
に加え、ＳＦＮシステムにおいては、受信機との関係において優勢なある伝送器
と同期して伝送する他の伝送器からのシステム関係信号が受信されるという事実
によって一層悪化する。そのような放送波中継伝送器のための信号は、受信機ま
での到達に、より時間がかかる；しかし、強めあう干渉のために、それらの振幅
は優勢な伝送器の受信機振幅の範囲内になる可能性が高く、これが部分的にでも
弱めあう干渉によって強く減衰されている場合には特にそうであろう。 アメリカ合衆国特許第４，６０６，０４７号は、雑音、多重パス伝送等の伝送
の問題を取り除くための周波数及び時間ダイバーシチを用いたＲＦ通信モデムに
関する。デジタルコード化された信号は、５つの相補デュアルトーンチャネルで
連続的に伝送され、チャネルの第１トーンすなわちチャネルの第１搬送波は、伝
送される実際のビットを搬送し、チャネルの第２トーンは、第１チャネルの相補
状態を伝送する。各チャネルにおいて、伝送ビット及び相補ビットは同時に伝送
され、５つのチャネルにおける伝送は、タイムスタガの方法で起きる。 ＥＰ０ ５７２ １７１ Ａ１は、多重パスフェージングにより影響されたチ
ャネルについて時間ダイバーシチをもたらす方法及び装置に関する。デジタル信
号は、１つ以上のシンボルを生成するためチャネルコード化される。それから、
複数のシンボルのコピーが作られ、各コピーは、一定の時間で変動する関数で重
みづけされている。重みづけされたシンボルのコピーは、異なる伝送回路の手段
で処理され、各々の伝送回路に接続されたアンテナの手段で伝送される。時間で
変動する関数によるシンボルの重みづけは、振幅増幅の変化、位相変移、または
振幅増幅及び位相変移の変化を含む。重みづけされたシンボルのコピーは、同時
に伝送される。いわゆる「ディープフェード」は、時間で変動する信号を用いる
重みづけは異なる位相／振幅状況を導入するという事実によって克服される。こ
の状況においても、重みづけのために弱めあう干渉が起こり得るとはいえ、干渉
する信号は「ディープフェード」がもはや「静止」せず、時間で変動する重みづ
け関数の特定の部分の間にのみ起こるように変化させられる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００８】 変調の好ましいタイプは、原則的にどれだけの数の位相状態でも実施できるが
（ＤＭＰＳＫ）、好ましい適用ではＤＱＰＳＫとして、すなわち４つの位相状態
または位相ポインタポジションで実施される差動位相変調である。コヒーレント
受信のために、受信された各情報シンボルについて位相が推定される。差分デコ
ーディングすなわち２つの連続して受信された伝送シンボル間の位相差の形成は
、単純な減算によって実行できる。この構想の不都合は、位相推定についてハー
ドウェアの複雑さが増大することである。しかし、利点は高い受信利得である。
（ＤＭＰＳＫ）、好ましい適用ではＤＱＰＳＫとして、すなわち４つの位相状態
または位相ポインタポジションで実施される差動位相変調である。コヒーレント
受信のために、受信された各情報シンボルについて位相が推定される。差分デコ
ーディングすなわち２つの連続して受信された伝送シンボル間の位相差の形成は
、単純な減算によって実行できる。この構想の不都合は、位相推定についてハー
ドウェアの複雑さが増大することである。しかし、利点は高い受信利得である。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１３】 図５は、本願発明による伝送器の実施例のブロック図を示す。チャネルコーダ
５０は、畳込み符号または類似の符号に基づく、周知の従来技術であるチャネル
コーディングプロセスを実行し、情報シンボルｂ（１）ｂ（０）を生成するため
に、ビットグループ化用の第１のデバイス５２にビットを供給する。２つのビッ
トｂ（１）ｂ（０）のグループ化を通じて、図３に示される信号コンステレーシ
ョン図解図の４つの位相状態を表すことが可能である。情報シンボルを生成する
ための、ビットのグループ化用のデバイスは、「第１のマッパ」としても公知で
ある。第１のマッパ５２の後に接続されるのは、図１に示される拡張された信号
コンステレーションをもたらすために、本願発明による信号コンステレーション
の拡張を実行する第２のマッパ５４である。第２の「マッパ」は、もちろん図３
に表される拡張された信号コンステレーションも実行できる。よって、第２のマ
ッパ５４は、グループ化用のデバイス５２から生成された情報シンボルの重みづ
け用のデバイスを表す。よって、デバイス５２、５４の両方は、単一の情報シン
ボルに基づく第１と第２の伝送シンボルを生成するための１つのデバイスを共に
表し、そこにおいて第１と第２の伝送シンボルは互いに異なる。両方の情報シン
ボルが、２つの異なる因子ｃ（ｉ）を用いて重みづけデバイス５４により重みづ
けされる。よって、重みづけ用デバイス５４の出力では、異なる時間で異なる伝
送シンボルが存在するが、それらは同じ情報シンボルｂ（１）ｂ（０）に関係し
ている。
５０は、畳込み符号または類似の符号に基づく、周知の従来技術であるチャネル
コーディングプロセスを実行し、情報シンボルｂ（１）ｂ（０）を生成するため
に、ビットグループ化用の第１のデバイス５２にビットを供給する。２つのビッ
トｂ（１）ｂ（０）のグループ化を通じて、図３に示される信号コンステレーシ
ョン図解図の４つの位相状態を表すことが可能である。情報シンボルを生成する
ための、ビットのグループ化用のデバイスは、「第１のマッパ」としても公知で
ある。第１のマッパ５２の後に接続されるのは、図１に示される拡張された信号
コンステレーションをもたらすために、本願発明による信号コンステレーション
の拡張を実行する第２のマッパ５４である。第２の「マッパ」は、もちろん図３
に表される拡張された信号コンステレーションも実行できる。よって、第２のマ
ッパ５４は、グループ化用のデバイス５２から生成された情報シンボルの重みづ
け用のデバイスを表す。よって、デバイス５２、５４の両方は、単一の情報シン
ボルに基づく第１と第２の伝送シンボルを生成するための１つのデバイスを共に
表し、そこにおいて第１と第２の伝送シンボルは互いに異なる。両方の情報シン
ボルが、２つの異なる因子ｃ（ｉ）を用いて重みづけデバイス５４により重みづ
けされる。よって、重みづけ用デバイス５４の出力では、異なる時間で異なる伝
送シンボルが存在するが、それらは同じ情報シンボルｂ（１）ｂ（０）に関係し
ている。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 エバライン エルンスト ドイツ連邦共和国 Ｄ−91091 グローセ ンジーバッハ ヴァルトシュトラーセ 28 ベー (72)発明者 ブーフホルツ シュテファン ドイツ連邦共和国 Ｄ−81447 ミュンヘ ン カーシュラヒャー シュトラーセ ８ (72)発明者 リップ シュテファン ドイツ連邦共和国 Ｄ−91058 エアラン ゲン シュタインヴェク ９ アー (72)発明者 ホイベルガー アルベルト ドイツ連邦共和国 Ｄ−91056 エアラン ゲン ハウゼッカーヴェク 18 (72)発明者 ゲルホイザー ハインツ ドイツ連邦共和国 Ｄ−91344 ヴァイシ ェンフェルト ザウゲンドルフ 17 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD21 DD23 DD31 DD33
Claims (37)
- 【請求項１】 複数の搬送波を用いて情報シンボルを伝送するための方法で
あって、前記方法は次のステップを含む： 情報シンボルから第１の伝送シンボルを生成する（５２、５４）ステップ； 同じ情報シンボルから第２の伝送シンボルを生成する（５２、５４）ステップ
であって、前記第２の伝送シンボルは第１の伝送シンボルと異なるステップ； 搬送波上の前記第１の伝送シンボルを変調し（５６）、第１の時間（ｋ1）に
、前記第１の伝送シンボルで変調された前記搬送波を伝送する（６２）ステップ
；及び 搬送波上の前記第２の伝送シンボルを変調し、第２の時間（ｋ2）に、前記第
２の伝送シンボルで変調された前記搬送波を伝送する（６２）ステップであって
、前記第２の時間は第１の時間の後である、ステップ。 - 【請求項２】 複数の搬送波を用いて情報シンボルを伝送するための方法で
あって、以下のステップを含む： 情報シンボルから第１の伝送シンボルを生成する（５２、５４）ステップ； 同じ情報シンボルから第２の伝送シンボルを生成する（５２、５４）ステップ
であって、前記第２の伝送シンボルは前記第１の伝送シンボルと異なるステップ
； 第１の差分シンボルを得るために、前記第１の伝送シンボル及び時間において
前記第１の伝送シンボルに先立つ伝送シンボルとの間の差を生成する（１０、１
２、１４）ステップ； 第２の差分シンボルを得るために、前記第２の伝送シンボル及び時間において
前記第２の伝送シンボルに先立つ伝送シンボルとの間の差を生成する（１０、１
２、１４）ステップ； 搬送波上の第１の差分シンボルを変調し（５６）、第１の時間に（ｋ1）、前
記第１の差分シンボルで変調された前記搬送波を伝送する（６２）ステップ；及
び 搬送波上の前記第２の差分シンボルを変調し、第２の時間（ｋ2）に、前記第
２の差分シンボルで変調された前記搬送波を伝送する（６２）ステップであって
、前記第２の時間は前記第１の時間よりも後であるステップ。 - 【請求項３】 前記第１の伝送シンボルまたは差分シンボルで変調された前
記搬送波は、前記第２の伝送シンボルまたは差分シンボルで変調された前記搬送
波とは異なる、請求項１または２に記載の方法。 - 【請求項４】 前記第１の時間（ｋ1）及び前記第２の時間（ｋ2）の間の期
間は長いために、前記２つの伝送シンボルまたは差分シンボルで変調された前記
搬送波の伝送チャネルを介した伝送は、統計的に互いに独立している、先行する
いずれかの請求項に記載の方法。 - 【請求項５】 前記第１の伝送は、複素平面において予め定められた数の位
相状態の１つを取ることができ、前記第２の伝送シンボルは、複素平面において
前記第１の伝送シンボルと同じ位相状態を取るが、異なる振幅状態を有する、先
行するいずれかの請求項に記載の方法。 - 【請求項６】 前記第１の伝送シンボルは、複素平面において予め定められ
た数の位相状態の１つを取ることができ、 前記第２の伝送シンボルは、前記第１の伝送シンボルに関して、複素平面にお
いて異なる位相状態を取る、請求項１乃至４のいずれかに記載の方法。 - 【請求項７】 前記第１及び第２の伝送シンボルに加えて、２つの更なる伝
送シンボルが異なる時間に伝送され、前記２つの伝送シンボルは、複素平面にお
いて４つの位相状態のうち１つの数からの同じ位相状態を有するが、４つの特定
の振幅の数から取られた互いに異なる振幅を有する、請求項２に記載の方法。 - 【請求項８】 ２進シンボルへの位相配分（１６）は、変調（５６）のステ
ップの前に実行され、前記変調（５６）のステップは、複数の位相偏移変調され
た搬送波を複合時間ドメインに逆周波数変換するステップを含む、請求項７に記
載の方法。 - 【請求項９】 Ｎの異なる搬送波、Ｎの情報シンボル、Ｎの第１の伝送シン
ボル及びＮの第２の伝送シンボルが存在し、 マルチキャリア変調シンボル（ＭＣＭシンボル）は、前記伝送シンボルまたは
差分シンボルを取り込むＮの搬送波の逆フーリエ変換の結果を含み、 ＭＣＭフレームは複数のＭＣＭシンボルを示す、先行するいずれかの請求項に
記載の方法。 - 【請求項１０】 前記Ｎの情報シンボルに対応する前記Ｎの第２の伝送シン
ボルは、時間において数個のＭＣＭフレーム上に分配される、請求項９に記載の
方法。 - 【請求項１１】 複数の搬送波の手段で伝送される情報シンボルを受信する
ための方法であって、情報シンボルは、異なる時間に受信される第１の伝送シン
ボル及び第２の異なる伝送シンボルによって表され、以下のステップを含む： 時間（ｋ1）で前記第１の受信された伝送シンボルを得るために、第１の搬送
波を復調する（８４）ステップ； 前記第１の受信された伝送シンボル、または前記第１の受信された伝送シンボ
ルに関する情報を記憶する（９８）ステップ； 第２の受信された伝送シンボルを得るために、第２の時間（ｋ2）で更なる搬
送波を復調する（８４）ステップ；及び 前記２つの受信された伝送シンボルが基づくところの前記情報シンボルを決定
するために、前記記憶された第１の受信された伝送シンボルまたは前記第１の受
信された伝送シンボルに関する前記情報及び前記第２の受信された伝送シンボル
を使用するステップ。 - 【請求項１２】 両方の搬送波は互いに異なる、請求項１１に記載の方法。
- 【請求項１３】 前記伝送シンボルは差分コード化され、１つの情報シンボ
ルは時間において互いに隣接する２つの伝送シンボル間の差によって表される、
請求項１１または１２に記載の方法であって、更に以下のステップを含む： 前記第１の受信された伝送シンボルの位相及び前記受信された伝送シンボルに
時間において先行する前記受信された伝送シンボルのうちの１つの位相を推定す
る（８６）ステップ； 前記情報シンボルに関する第１の受信された位相差を得るために、前記推定さ
れた位相間の差を計算するステップ； 同じ情報シンボルに関する第２の受信された位相差を得るために、前記第２の
受信された伝送シンボルについて前記差を推定及び計算するステップを行うステ
ップ； 前記情報シンボルについて第１の値及び第２の値を得るために、前記第１及び
第２の受信された位相差の両方に基づいて、ソフトな決定を実行するステップ；
及び 前記第１の値及び／または前記第２の値を用いて前記情報シンボルを決定する
ステップ。 - 【請求項１４】 ソフトな決定を実行するステップの代わりに、 前記情報シンボルについて第１の値及び第２の値を得るために、前記第１及び
第２の受信された位相差の両方に基づき、ハードな決定を実行するステップを実
行する、請求項１３に記載の方法。 - 【請求項１５】 決定のステップにおいて、前記伝送シンボルの前記振幅が
予め決定された閾値により近い、受信の基礎となり位相差が決定されたところの
値により大きな考慮が払われる、請求項１３または１４に記載の方法。 - 【請求項１６】 １つの情報シンボルが時間において隣接する２つの伝送シ
ンボル間の差によって表されるところの、前記伝送シンボルが差分コード化され
る請求項１１または１２に記載の方法であって、更に以下のステップを含む： 第１の受信されたシンボルを、先行する受信されたシンボルの共役複素値で乗
算するステップ； 第２の受信されたシンボルを、先行する受信されたシンボルの共役複素値で乗
算するステップ； 前記乗算の結果の各々について対数−尤度比を計算するステップ；及び 第１及び第２の対数−尤度比から前記情報シンボルを決定するステップ。 - 【請求項１７】 決定のステップにおいて、基礎となる乗算の結果がより高
い振幅を有する対数−尤度比がより考慮される、請求項１６に記載の方法。 - 【請求項１８】 決定のステップにおいて、前記情報シンボルの各ビットに
ついて対数−尤度比を得るために、両方の乗算結果の対数−尤度比が加算される
、請求項１６に記載の方法。 - 【請求項１９】 前記受信機における前記情報シンボルの前記ビットを決定
するために、前記情報シンボルの前記ビットについての前記対数−尤度比はビタ
ビデコーディングアルゴリズムに渡される、請求項１６乃至１８のいずれかに記
載の方法。 - 【請求項２０】 複数の搬送波の手段で情報シンボルを伝送するための装置
であって、以下を含む： 単一の情報シンボルに基づいて第１及び第２の伝送シンボルを生成し、前記第
１及び第２の伝送シンボルは互いに異なる、手段（５２、５４）； 第１及び第２の搬送波上の前記第１及び第２の伝送シンボルを変調するための
手段（５６）；及び 第１の時間（ｋ1）に、前記変調された第１の伝送シンボルを伝送し、第２の
時間（ｋ2）に、前記変調された第２の伝送シンボルを伝送し、前記第２の時間
は前記第１の時間の後である、手段（６２）。 - 【請求項２１】 前記第１の搬送波及び前記第２の搬送波は互いに異なる、
請求項２０に記載の装置。 - 【請求項２２】 前記第１及び第２の伝送シンボルを生成するデバイス（５
２、５４）は更に 情報シンボルを形成するために、複数のビットをグループ化するグループ化手
段（５２）；及び 前記情報シンボルにより表される情報とは独立して、前記第１及び／または第
２の伝送シンボルを変える修正手段（５４）を含む、請求項２０または２１に記
載の装置。 - 【請求項２３】 前記生成手段（５２、５４）は、互いに異なる２つより多
い伝送シンボルを生成し、 変調手段（５６）は、各々の搬送波の２つより多い伝送シンボルを変調し、 伝送手段（６２）は、２つより多い伝送シンボルを、各々異なる時間に伝送す
る、請求項２０乃至２２のいずれかに記載の装置。 - 【請求項２４】 前記伝送シンボル及び時間において前記伝送シンボルに先
行する各々の伝送シンボルとの間の差分シンボルを生成する差分コーディング手
段（１０、１２、１４）を更に含む、請求項２０乃至２３のいずれかに記載の装
置。 - 【請求項２５】 変調されるべきシンボルに、位相値の予め定められた数（
Ｍ）から１つの位相値を割り当てる手段（１６）を更に含む、請求項２０乃至２
４のいずれかに記載の装置。 - 【請求項２６】 ＭＣＭシンボルを生成するために、前記変調手段（５６）
は、複数の伝送シンボルまたは差分シンボルの複数の搬送波への並列変調のため
の逆、高速フーリエ変換を含む、請求項２０乃至２５のいずれかに記載の装置。 - 【請求項２７】 前記情報シンボルについてビットを生成するための、情報
ワードの畳込みコーディングのためのチャネルコーディング手段（５０）を更に
含む、請求項２０乃至２６のいずれかに記載の装置。 - 【請求項２８】 ２つのＭＣＭシンボル間に保護インターバルを挿入する手
段（５８）、及び ＭＣＭフレームを形成するために、同期シーケンスを挿入する手段（６０）を
更に含む、請求項２６または２７に記載の装置。 - 【請求項２９】 ＲＦ搬送波上のＭＣＭフレームを変調する手段（６２）、
及び 前記変調されたＲＦ搬送波を伝送するための空中線（６２）を更に含む、請求
項２８に記載の装置。 - 【請求項３０】 複数の搬送波の手段で伝送される情報シンボルの受信のた
めの装置であって、情報シンボルは、各々他方とは異なっていて異なる時間に受
信される第１及び第２の伝送シンボルにより表され、以下を含む： 第１及び第２の受信された伝送シンボルを得るために、各々の時間（ｋ1、ｋ2 ）に前記変調された搬送波を復調する手段（８４）、及び 前記２つの受信された伝送シンボルが基づくところの前記情報シンボルを決定
するために、前記２つの受信された伝送シンボルを使用するための手段（９０、
９６；９６、１００）。 - 【請求項３１】 前記使用するための手段は、時間において互いの後に続く
２つの連続する復調された受信された伝送シンボル間の位相差を形成する差分デ
コーディング手段（８８、９０；９０、９２、９４）を更に含む、請求項３０に
記載の装置。 - 【請求項３２】 差分デコーディング手段（９０、９２、９４）は、乗算手
段（９２）、遅延手段（９０）、及び共役複素値を形成する手段（９４）を含む
、請求項３１に記載の装置。 - 【請求項３３】 前記使用するための手段は、 乗算結果についての前記対数−尤度比を計算する手段（９６ａ、９６ｂ）、及
び 前記情報シンボルを得るために、前記２つの受信された伝送シンボルに関係す
る前記乗算結果についての前記対数−尤度比を結合する手段（１００）を更に含
む、請求項３１に記載の装置。 - 【請求項３４】 前記結合する手段（１００）は、前記第１及び第２の受信
された伝送シンボルに基づく前記対数−尤度比を加算するために配置され、前記
装置は、 ビタビデコーダを含むチャネルデコーディング手段（９０）を更に含む、請求
項３３に記載の装置。 - 【請求項３５】 前記第１のシンボル及び時間において先行する前記伝送シ
ンボル間の差を介して、及び前記第２の伝送シンボル及び時間において先行する
前記伝送シンボル間の差を介して、情報シンボルが伝送され、前記装置は、 各受信された伝送シンボルの位相を推定する手段（８６）、及び 各伝送シンボルについて受信された位相差値を得るために、前記受信された伝
送シンボルの位相及びこの前の受信された伝送シンボルの位相との間の差を形成
する手段（８８、９０）を更に含む、請求項３０に記載の装置。 - 【請求項３６】 前記使用するためのデバイスは、前記受信された位相差値
に基づいて、ビタビアルゴリズムの手段で、ソフトな決定を介して前記情報シン
ボルを得るための手段（９０）を更に含む、請求項３５に記載の装置。 - 【請求項３７】 前記使用するためのデバイスは、 ハードな閾値で、前記第１及び第２の受信された伝送シンボルについての前記
受信された位相差値を比較するための前記情報シンボルを得るための閾値決定手
段、及び 前記情報シンボルを得るために、前記第１及び第２の受信された伝送シンボル
についての前記閾値決定手段の結果を結合する手段を含む、請求項３５に記載の
装置。
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