JP7156118B2 - モータシステム - Google Patents

Description

本明細書が開示する技術は、三相交流モータとインバータとコントローラを備えているモータシステムに関する。

インバータやコンバータなどの電力変換器では、電力を変換する主要な素子としてスイッチング素子が用いられる。スイッチング素子に加わる負荷を軽減するためにスイッチング素子を並列に接続する技術が知られている。例えば特許文献１に、そのような電力変換器が開示されている。特許文献１の電力変換器は、交流電源が出力する交流を直流に整流する整流器と、整流後の電圧を昇圧する昇圧コンバータを含んでいる。その電力変換器の昇圧コンバータは、並列に接続された２個のスイッチング素子と、２個のダイオードと、２個のサブリアクトルと、１個のメインリアクトルを備えている。１個のスイッチング素子と１個のダイオードと１個のサブリアクトルでサブ回路が構成される。スイッチング素子とダイオードは直列に接続されている。サブリアクトルは、スイッチング素子とダイオードの直列接続の中点とメインリアクトルの間に接続されている。サブリアクトルには、メインリアクトルよりもインダクタンスの小さい素子が用いられる。サブ回路とメインリアクトルで昇圧コンバータが構成される。

特許文献１の電力変換器では、並列に接続された２個のスイッチング素子が交互にオンされオフされる。すなわち、２個のサブ回路が交互に動作する。サブリアクトルは、２個のスイッチング素子を交互にオンオフするときのダイオードの逆回復電流に起因する損失を低減する。並列に接続された２組のサブ回路が交互にオンオフする際、２組のサブ回路に独立に電流が流れることが理想であるが、ダイオードの逆回復電流によって、一方のサブ回路から他方のサブ回路へ電流が流れる場合がある。２組のサブ回路の間を流れる電流が損失につながる。サブリアクトルが、並列に接続された２組のサブ回路の間に流れる逆回復電流（すなわち損失）を低減する。

特開２０１５－１４６２８９号公報

特許文献１の技術においてダイオードに別のスイッチング素子を並列に接続すると、特許文献１の技術はインバータと三相交流モータの組み合わせにも適用可能に思われる。モータのコイルが上記したメインリアクトルに対応する。２個のスイッチング素子の直列接続が２組並列に接続される。直列接続されている上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子は、それぞれ、インバータの上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子に対応する。２組の直列接続のそれぞれの中点がモータのコイルに接続される。サブリアクトルは、２組の直列接続のそれぞれの中点とモータのコイルの間に接続される。ここで、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の直列接続とサブリアクトルの組み合わせをスイッチング回路と称する。上記したインバータは、２組のスイッチング回路が並列に接続されている。２組のスイッチング回路を交互に動作させることで、１個のスイッチング素子に加わる負荷を低減できる。

一方、一端がスター結線されている３個のコイルを備えている三相交流モータとインバータの組み合わせの場合、スター結線点の電位がインバータの直流入力端の正極の電位と負極の電位の間で変化する。他方、サブリアクトルによる損失低減効果を得るには、サブリアクトルの両端電圧が所定の条件を満足することが不可欠である（条件については後述する）。スター結線点の電位（すなわち、メインリアクトルの一端の電位）が直流入力端の正極の電位（あるいは負極の電位）に等しい場合にその条件が成立しなくなり、損失低減効果が失われる。本明細書は、スイッチング素子の並列接続とサブリアクトルの組み合わせをインバータとモータに適用する際に生じる不都合（損失低減効果の喪失）を軽減する技術を提供する。

本明細書が開示するモータシステムは、３個のスイッチング回路と、三相交流モータと、コントローラを備えている。３個のスイッチング回路は、正極線と負極線との間に並列に接続されている。正極線は、直流電源の正極に接続されており、負極線は直流電源の負極に接続されている。３個のスイッチング回路のそれぞれの出力端から交流が出力される。３個のスイッチング回路の並列接続がインバータに相当する。

三相交流モータは、スター結線されている３個のコイルを備えている。３個のコイルのそれぞれが３個のスイッチング回路のそれぞれの出力端と接続されている。

それぞれのスイッチング回路は、４個のスイッチング素子と、第１サブリアクトルと、第２サブリアクトルを備えている。４個のスイッチング素子を、それぞれ、第１上スイッチング素子、第２上スイッチング素子、第１下スイッチング素子、第２下スイッチング素子と称する。第１上スイッチング素子と第１下スイッチング素子は、正極線と負極線の間に直列に接続されている。第２上スイッチング素子と第２下スイッチング素子も、正極線と負極線の間に直列に接続されている。４個のスイッチング素子のそれぞれにダイオードが逆並列に接続されている。

第１サブリアクトルは、第１上スイッチング素子と第１下スイッチング素子の直列接続の中点と、スイッチング回路の出力端との間に接続されている。第２サブリアクトルは、第２上スイッチング素子と第２下スイッチング素子の直列接続の中点と出力端との間に接続されている。

コントローラは、信号出力部、信号分配部、信号調整部を備えている。信号出力部は、３個の上ＰＷＭ信号と３個の下ＰＷＭ信号を出力する。３個の上ＰＷＭ信号のそれぞれは、対応するスイッチング回路の第１上スイッチング素子または第２上スイッチング素子を駆動する信号である。３個の下ＰＷＭ信号のそれぞれは、対応するスイッチング回路の第１下スイッチング素子または第２下スイッチング素子を駆動する信号である。上ＰＷＭ信号（下ＰＷＭ信号）は、ＨＩＧＨレベルとＬＯＷレベルを含んでいるパルス信号である。上ＰＷＭ信号（下ＰＷＭ信号）がＨＩＧＨレベルのときに対応するスイッチング素子はオンし、信号がＬＯＷレベルのときに対応するスイッチング素子はオフする。

信号分配部は、３個の上ＰＷＭ信号のそれぞれを対応するスイッチング回路の第１上スイッチング素子と第２上スイッチング素子に交互に振り分けるとともに３個の下ＰＷＭ信号のそれぞれを対応するスイッチング回路の第１下スイッチング素子と第２下スイッチング素子に交互に振り分ける。

信号調整部は、信号出力部と信号分配部との間に接続されている。信号調整部は、次の（１）と（２）のいずれかの条件が成立する場合に、信号出力部から出力されるすべての上ＰＷＭ信号とすべての下ＰＷＭ信号のＨＩＧＨレベルとＬＯＷレベルを反転させる。その条件とは、（１）３個のコイルに流れる３相の電流のうち２相の電流が負値であるとともに、３個の上ＰＷＭ信号のすべてがＨＩＧＨレベルのとき。（２）３個のコイルに流れる３相の電流のうち２相の電流が正値であるとともに、３個の下ＰＷＭ信号のすべてがＬＯＷレベルのとき。なお、ここでは、スイッチング回路からモータへ電流が流れるときを「正値」と定義している。また、上ＰＷＭ信号がＨＩＧＨレベル（ＬＯＷレベル）のとき、下ＰＷＭ信号はＬＯＷレベル（ＨＩＧＨレベル）となる。

以下では、説明の都合上、各スイッチング回路の第１上スイッチング素子と第２上スイッチング素子のうち、上ＰＷＭ信号が与えられるスイッチング素子を単純に上スイッチング素子と称する。同様に、各スイッチング回路の第１下スイッチング素子と第２下スイッチング素子のうち、下ＰＷＭ信号が与えられるスイッチング素子を単純に下スイッチング素子と称する。

信号調整部が、スイッチング素子の並列接続とサブリアクトルの組み合わせを利用した損失低減技術をモータとインバータに適用する際の不都合を軽減する。信号調整部が不具合を軽減する理由を概説する。

３個の上スイッチング素子がすべてオンの場合（すべての上ＰＷＭ信号がＨＩＧＨレベルの場合）、３個のコイルのスター結線点の電位は、正極線（すなわち、インバータに入力される直流電源の電圧）の電位に等しくなる。そうすると、サブリアクトルのモータ側の電位がスイッチング素子側の電位よりも高くなるときがある。そのような状態で負値の電流が流れているスイッチング回路の下スイッチング素子をオフからオンに切り替えたときには損失低減効果が十分に得られない場合がある。特に、３相のうち２相の電流が負値の場合、２個のスイッチング回路で損失低減効果が十分に得られない場合がある。そこで、そのような場合、信号調整部が、すべての上スイッチング素子をオンするかわりにすべての下スイッチング素子をオンする。そうすると、サブリアクトルのモータ側の電位がスイッチング素子側の電位よりも低くなる。そのような状態で下スイッチング素子をオフからオンに切り替えると損失低減効果が得られる。すべてのＰＷＭ信号を反転させるのでスイッチング回数は増加するが、２個のスイッチング回路で損失低減効果が得られることで、モータシステム全体では損失が抑えられる。

なお、すべての上スイッチング素子をオンするかわりにすべての下スイッチング素子をオンしても、モータの動作に影響はない。なぜならば、すべての上スイッチング素子がオンしたときと（すべての下スイッチング素子はオフ）、すべての下スイッチング素子がオンしたとき（すべての上スイッチング素子はオフ）で、モータの相間電圧はいずれもゼロボルトとなるからである。

また、３個の下スイッチング素子がすべてオンの場合（すべての下ＰＷＭ信号がＨＩＧＨレベルの場合）、３個のコイルのスター結線点の電位は、負極線（すなわち、インバータに入力される直流電源の負極電圧）の電位に等しくなる。そうすると、サブリアクトルのモータ側の電位がスイッチング素子側の電位よりも低くなるときがある。そのような状態で正値の電流が流れているスイッチング回路の上スイッチング素子をオフからオンに切り替えたときにも損失低減効果が十分に得られない場合がある。得に、３相のうち２相の電流が正値の場合、２個のスイッチング回路で損失低減効果が十分に得られない場合がある。そこで、そのような場合、信号調整部が、すべての下スイッチング素子をオンするかわりにすべての上スイッチング素子をオンする。そうすると、サブリアクトルのモータ側の電位がスイッチング素子側の電位よりも高くなり、損失低減効果が得られる。この場合も、ＰＷＭ信号を反転させるのでスイッチング回数が増えるが、２個のスイッチング回路で損失低減効果が得られることでモータシステム全体では損失が抑えられる。

上記のとおり、信号調整部が、スター結線点の電位変化に起因する不都合を抑制する。信号調整部のより具体的な説明は発明の詳細な説明にて行う。なお、信号出力部、信号分配部、信号調整部は、コンピュータが実行するプログラムによって実現される。信号出力部、信号分配部、信号調整部の一部は、プログラムによらずハードウエアで実現されてもよい。本明細書が開示する技術の詳細とさらなる改良は以下の「発明を実施するための形態」にて説明する。

実施例のモータシステムのブロック図である。 スイッチング回路の回路図である。 実施例のモータシステムの制御ブロック図である。 スイッチング回路における電流の流れを示す図である（電流が負値の場合）。 スイッチング回路における電流の流れを示す図である（図４の続き）。 スイッチング回路における電流の流れを示す図である（図５の続き）。 スイッチング回路における電流の流れを示す図である（図６の続き。ケース１の場合）。 スイッチング回路における電流の流れを示す図である（図６の続き。ケース２の場合）。 出力端電圧Ｖｍのスター結線点電圧依存性を示すグラフである（電流が負値の場合）。 スイッチング回路における電流の流を示す図である（電流が正値の場合）。 スイッチング回路における電流の流を示す図である（図１０の続き）。 スイッチング回路における電流の流を示す図である（図１１の続き）。 スイッチング回路における電流の流を示す図である（図１２の続き。ケース３の場合）。 スイッチング回路における電流の流を示す図である（図１２の続き。ケース４の場合）。 出力端電圧Ｖｍのスター結線点電圧依存性を示すグラフである（電流が正値の場合）。 電圧指令値と相電流の関係を示すグラフである。 図１６の区間Ｃ１の拡大図である（３相中の２相がケース１の場合）。 図１６の区間Ｃ１の拡大図である（３相中の２相がケース２の場合）。 図１６の区間Ｃ２の拡大図である（３相中の２相がケース３の場合）。 図１６の区間Ｃ２の拡大図である（３相中の２相がケース４の場合）。

図面を参照して実施例のモータシステム２を説明する。図１に、モータシステム２のブロック図を示す。実施例のモータシステム２は、３個のスイッチング回路１０ａ－１０ｃと、三相交流モータ２０と、コントローラ３０を備えている。モータシステム２は、電気自動車に搭載されている。三相交流モータ２０は、走行用のモータである。以下では、三相交流モータ２０を単純にモータ２０と称する場合がある。

３個のスイッチング回路１０ａ－１０ｃは、いずれも、正極線３ａと負極線３ｂの間に並列に接続されている。正極線３ａと負極線３ｂは、それぞれ、直流電源９０の正極９０ａと負極９０ｂに接続されている。正極線３ａと負極線３ｂは、３個のスイッチング回路１０ａ－１０ｃのそれぞれに、直流電源９０の電力（直流電力）を供給する。３個のスイッチング回路１０ａ－１０ｃのそれぞれは、正極線３ａと負極線３ｂを介して入力される直流電流を交流電流に変換して出力端１１ａ－１１ｃから出力する。３個のスイッチング回路１０ａ－１０ｃは、インバータ９を構成する。

よく知られているように、三相交流モータに接続されるインバータでは、１個のスイッチング回路から出力される交流電流は、残り２個のスイッチング回路へ戻る場合がある。また、２個のスイッチング回路から出力される交流が残り１個のスイッチング回路へ戻る場合がある。スイッチング回路１０ａ－１０ｃの出力端１１ａ－１１ｃから交流電流がスイッチング回路１０ａ－１０ｃに戻る場合があるが、本明細書では、説明の便宜上、交流が出力あるいは入力される端子を出力端１１ａ－１１ｃと称する。

モータ２０は、３個のコイル２１ａ－２１ｃを備えている、３個のコイル２１ａ－２１ｃのそれぞれは、不図示のステータのコアに巻回されている。３個のコイル２１ａ－２１ｃのそれぞれの一端が一点で連結されている。すなわち、３個のコイル２１ａ－２１ｃは、スター結線されている。３個のコイル２１ａ－２１ｃが連結されている箇所を、スター結線点Ｓｃと称する。

コイル２１ａの他端２２ａは、スイッチング回路１０ａの出力端１１ａに接続されている。コイル２１ｂ、２１ｃの他端２２ｂ、２２ｃは、それぞれ、スイッチング回路１０ｂの出力端１１ｂ、スイッチング回路１０ｃの出力端１１ｃに接続されている。先に述べたように、１個のスイッチング回路から出力された交流電流が残り２個のスイッチング回路の出力端に戻る場合と、２個のスイッチング回路から出力された交流電流が残り１個のスイッチング回路の出力端に戻る場合がある。

３個のスイッチング回路１０ａ－１０ｃから出力される交流（あるいは、スイッチング回路へ戻る電流）は、電流センサ５ａ－５ｃで計測される。電流センサ５ａ－５ｃの計測値は、コントローラ３０へ送られる。コントローラ３０は、不図示の上位コントローラから、三相交流出力の目標指令を受ける（なお、目標指令の単位は電圧である）。コントローラ３０は、電流センサ５ａ－５ｃの計測値に基づいて、スイッチング回路１０ａ－１０ｃの動作が目標指令に追従するように、スイッチング回路１０ａ－１０ｃを制御する。

図２に、スイッチング回路１０ａの回路図を示す。以下、図２を参照しつつスイッチング回路１０ａについて説明する。スイッチング回路１０ａ－１０ｃはすべて同じ構造を有しているので、スイッチング回路１０ｂ、１０ｃについての説明は省略する。

スイッチング回路１０ａは、第１上スイッチング素子１２ａ、第２上スイッチング素子１２ｂ、第１下スイッチング素子１３ａ、第２下スイッチング素子１３ｂ、第１サブリアクトル１６ａ、第２サブリアクトル１６ｂを備えている。さらに、スイッチング回路１０ａは、第１上ダイオード１４ａ、第２上ダイオード１４ｂ、第１下ダイオード１５ａ、第２下ダイオード１５ｂを備えている。

第１上スイッチング素子１２ａと第１下スイッチング素子１３ａは、正極線３ａと負極線３ｂの間に直列に接続されている。第１上スイッチング素子１２ａが正極線３ａの側に位置しており、第１下スイッチング素子１３ａが負極線３ｂの側に位置している。なお、第１上スイッチング素子１２ａには第１上ダイオード１４ａが逆並列に接続されており、第１下スイッチング素子１３ａには第１下ダイオード１５ａが逆並列に接続されている。

第２上スイッチング素子１２ｂと第２下スイッチング素子１３ｂも、正極線３ａと負極線３ｂの間に直列に接続されている。別言すれば、第１上スイッチング素子１２ａと第１下スイッチング素子１３ａの直列接続と、第２上スイッチング素子１２ｂと第２下スイッチング素子１３ｂの直列接続が、正極線３ａと負極線３ｂの間で並列に接続されている。

第２上スイッチング素子１２ｂが正極線３ａの側に位置しており、第２下スイッチング素子１３ｂが負極線３ｂの側に位置している。第２上スイッチング素子１２ｂには第２上ダイオード１４ｂが逆並列に接続されており、第２下スイッチング素子１３ｂには第２下ダイオード１５ｂが逆並列に接続されている。

第１サブリアクトル１６ａは、第１上スイッチング素子１２ａと第１下スイッチング素子１３ａの直列接続の中点（第１中点１７ａ）と出力端１１ａの間に接続されている。第２サブリアクトル１６ｂは、第２上スイッチング素子１２ｂと第２下スイッチング素子１３ｂの直列接続の中点（第２中点１７ｂ）と出力端１１ａの間に接続されている。

スイッチング回路１０ａは、三相交流を出力するインバータ９の１個の交流出力回路に相当する。よく知られているように、インバータの１個の交流出力回路は、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の直列接続で構成される。上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子が交互にオンオフすることで、直列接続の中点から交流が出力される。第１上スイッチング素子１２ａと第２上スイッチング素子１２ｂが上アームスイッチング素子に対応し、第１下スイッチング素子１３ａと第２下スイッチング素子１３ｂが、下アームスイッチング素子に対応する。別言すれば、スイッチング回路１０ａでは、２個のスイッチング素子（第１、第２上スイッチング素子１２ａ、１２ｂ）で上アームスイッチング素子が構成され、別の２個のスイッチング素子（第１、第２下スイッチング素子１３ａ、１３ｂ）で下アームスイッチング素子が構成される。

スイッチング回路１０ａでは、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の直列接続が２組、並列に接続される構成を有している。２組の直列接続が交互に動作することで、各スイッチング素子に加わる負荷が低減される。また、２組の直列接続が同時に同期してオンオフすることで、各スイッチング素子の負荷を抑えつつ、大きな電流を出力することができる。本実施例では、２組の直列接続の交互動作に起因する損失を低減する技術に着目する。

スイッチング回路１０ａの４個のスイッチング素子（および、他のスイッチング回路のスイッチング素子）は、コントローラ３０によって制御される。図３にコントローラ３０の制御ブロック図を示す。図３の記号「ＳＷ」は、「スイッチング」を意味する。

コントローラ３０は、信号出力部３１、信号分配部３２、信号調整部３３、キャリア発生部３４を備えている。なお、図３では、信号出力部３１を重畳した３個の矩形で表してある。これは、３個のスイッチング回路１０ａ－１０ｃのそれぞれに対して信号出力部が用意されていることを示している。３個の信号出力部は同じ動作をするので、代表してスイッチング回路１０ａに対する信号出力部３１を説明する。信号分配部３２、信号調整部３３についても同様である。以下、スイッチング回路１０ａに対応する信号出力部３１、信号分配部３２、信号調整部３３を説明する。以下では説明の便宜のため、モータ２０を駆動する交流三相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）のうち、スイッチング回路１０ａが担当する相をｕ相とする。

信号出力部３１は、ｕ相用の上ＰＷＭ信号と下ＰＷＭ信号を出力する。上ＰＷＭ信号と下ＰＷＭ信号は、いずれも、所定のデューティ比を有するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である。上ＰＷＭ信号は、通常のインバータのｕ相の上アームスイッチング素子に対する駆動信号に相当する。下ＰＷＭ信号は、通常のインバータのｕ相の下アームスイッチング素子に対する駆動信号に相当する。上ＰＷＭ信号（下ＰＷＭ信号）は、ＨＩＧＨレベルとＬＯＷレベルを含むパルス信号である。上ＰＷＭ信号（下ＰＷＭ信号）がＨＩＧＨレベルのときに対応するスイッチング素子はオンし、ＬＯＷレベルのときに対応するスイッチング素子がオフする。

信号出力部３１は、上位コントローラ９１から、目標電圧指令を受信する。信号出力部３１は、ｕ相の目標電圧指令とキャリア信号を比較し、ｕ相の目標電圧指令がキャリア信号よりも大きい期間にＨＩＧＨレベルとなり、小さい期間にＬＯＷレベルとなる上ＰＷＭ信号を生成する。キャリア信号は、キャリア発生部３４から得る。キャリア信号は、所定の周波数の三角波である。信号出力部３１は、上ＰＷＭ信号を反転させた信号を、下ＰＷＭ信号として出力する。

信号調整部３３は、信号出力部３１と信号分配部３２の間に接続されている。信号調整部３３は、バイパス回路３３ａと反転回路３３ｂを備えている。信号調整部３３は、所定の条件が成立した場合、反転回路３３ｂを介して信号出力部３１と信号分配部３２を接続する。このとき、信号調整部３３は、信号出力部３１が出力した上ＰＷＭ信号と下ＰＷＭ信号をそれぞれ反転させて信号分配部３２へ出力する。所定の条件が成立しない間、信号調整部３３は、バイパス回路３３ａを介して信号出力部３１と信号分配部３２を接続する。このとき、信号調整部３３は、信号出力部３１が出力した上ＰＷＭ信号と下ＰＷＭ信号をそのまま信号分配部３２へ流す。信号調整部３３の動作については後述する。

信号分配部３２は、上ＰＷＭ信号と下ＰＷＭ信号のそれぞれに対して切り替えスイッチ３２ａを備えている。切り替えスイッチ３２ａの入力端には、上ＰＷＭ信号（下ＰＷＭ信号）が入力される。切り替えスイッチ３２ａの２個の出力端のそれぞれは、第１上スイッチング素子１２ａ（第１下スイッチング素子１３ａ）のゲート端子と、第２上スイッチング素子１２ｂ（第２下スイッチング素子１３ｂ）のゲート端子につながっている。信号分配部３２は、上ＰＷＭ信号（下ＰＷＭ信号）のレベルがＨＩＧＨからＬＯＷに切り替わると、出力端を切り替える。すなわち、信号分配部３２は、上ＰＷＭ信号を、その上ＰＷＭ信号に含まれる１回のパルスごとに、スイッチング回路１０ａの第１上スイッチング素子１２ａと第２上スイッチング素子１２ｂに交互に振り分ける。同時に、信号分配部３２は、下ＰＷＭ信号を、その下ＰＷＭ信号に含まれる１回のパルスごとに、スイッチング回路１０ａの第１下スイッチング素子１３ａと第２下スイッチング素子１３ｂに交互に振り分ける。信号分配部３２によって、第１上スイッチング素子１２ａと第１下スイッチング素子１３ａの直列接続と、第２上スイッチング素子１２ｂと第２下スイッチング素子１３ｂの直列接続が交互に動作することになる。切り替えスイッチ３２ａで選択されなかったスイッチング素子のゲート端子は、ＬＯＷレベルに保持される。選択されなかったスイッチング素子のゲート端子をＬＯＷレベルに保持する回路は図示を省略している。

信号出力部３１と信号分配部３２の上記説明は、１個のスイッチング回路１０ａに対する説明である。先に述べたように、信号出力部３１と信号分配部３２は、モータ２０に供給する三相交流のそれぞれに対応して設けられている。３相の全体をまとめて説明すると、信号出力部３１と信号分配部３２は次の通りに表現される。信号出力部３１は、３個の上ＰＷＭ信号と、３個の下ＰＷＭ信号を出力する。３個の上ＰＷＭ信号は、それぞれが対応するスイッチング回路の第１上スイッチング素子１２ａまたは第２上スイッチング素子１２ｂを駆動する信号である。３個の下ＰＷＭ信号は、それぞれが対応するスイッチング回路の第１下スイッチング素子１３ａまたは第２下スイッチング素子１３ｂを駆動する信号である。

信号分配部３２は、３個の上ＰＷＭ信号のそれぞれを、上ＰＷＭ信号の１パルス毎に、対応するスイッチング回路の第１上スイッチング素子１２ａと第２上スイッチング素子１２ｂに交互に振り分ける。また、信号分配部３２は、３個の下ＰＷＭ信号のそれぞれを、下ＰＷＭ信号の１パルス毎に、対応するスイッチング回路の第１下スイッチング素子１３ａと第２下スイッチング素子１３ｂに交互に振り分ける。

信号調整部３３について詳しく説明する。先に述べたように、信号調整部３３は、信号出力部３１と信号分配部３２の間に接続されている。先に述べたように、信号調整部３３は、所定の条件が成立した場合、反転回路３３ｂを介して信号出力部３１と信号分配部３２を接続する。別言すれば、信号調整部３３は、所定の条件が成立した場合、信号出力部３１が出力したすべての上ＰＷＭ信号とすべての下ＰＷＭ信号を反転させて信号分配部３２へ送る。また、信号調整部３３は、上記した条件が成立しない場合は、信号出力部３１が出力したすべての上ＰＷＭ信号とすべての下ＰＷＭ信号をそのまま信号分配部３２へ送る。

上記した所定の条件について説明する。信号調整部３３は、次の（条件１）または（条件２）が成立した場合に、すべての上ＰＷＭ信号とすべての下ＰＷＭ信号を反転させる。その条件とは次の通りである。（条件１）モータ２０の３個のコイル２１ａ－２１ｃに流れる３相の電流のうち２相の電流が負値であり、３個の上ＰＷＭ信号のすべてがＨＩＧＨレベルのとき。（条件２）３個のコイル２１ａ－２１ｃに流れる３相の電流のうち２相の電流が正値であり、３個の下ＰＷＭ信号のすべてがＬＯＷレベルのとき。なお、ここでは、電流がスイッチング回路からコイルへ流れる向きを正値と定義する。逆に、電流がコイルからスイッチング回路へ流れる向きは負値となる。

信号調整部３３の上記の動作によって、上スイッチング素子と下スイッチング素子の２組の直列接続を交互に動作させるときの損失が低減される。このことを、図４から図９を使って説明する。

図４から図８は、図２の回路図に電流の流れを太矢印線と太破線矢印線で示した図である。図４から図８は、負値の電流が流れるスイッチング回路１０ａにおいて、第１下スイッチング素子１３ａがオンオフした後に下ＰＷＭ信号の次のパルスで第２下スイッチング素子１３ｂがオンするときの電流の流れを示している。先に述べたように、信号分配部３２が、下ＰＷＭ信号を１パルスごとに第１下スイッチング素子１３ａと第２下スイッチング素子１３ｂに振り分ける。

以下では、説明の便宜上、第１中点１７ａの電圧を記号Ｖｘ１（第１中点電圧Ｖｘ１）で表し、第２中点１７ｂの電圧を記号Ｖｘ２（第２中点電圧Ｖｘ２）で表す。また、出力端１１ａの電圧を記号Ｖｍ（出力端電圧Ｖｍ）で表す。別言すると、電圧Ｖｍは、第１サブリアクトル１６ａと第２サブリアクトル１６ｂのモータ側の電圧を表しており、第１中点電圧Ｖｘ１（第２中点電圧Ｖｘ２）は、第１サブリアクトル１６ａ（第２サブリアクトル１６ｂ）のスイッチング素子側の電圧を表している。さらに、正極線３ａと負極線３ｂの間の電圧を、直流側電圧ＶＨと称する。負極線３ｂの電位はグランド電位と称する。また、３個のコイル２１ａ－２１ｃのスター結線点Ｓｃの電圧を記号Ｖｃ（スター結線点電圧Ｖｃ）で表す。図４－図８では、第２上スイッチング素子１２ｂと第２下スイッチング素子１３ｂのそれぞれに付随する寄生容量１９を破線で示してある。

信号調整部３３の動作の効果の概略は次の通りである。出力端電圧Ｖｍは、スター結線点電圧Ｖｃに依存する。よく知られているように、スター結線点電圧Ｖｃは、正極線３ａの電位と負極線３ｂの電位の間で変化する。すなわち、スター結線点電圧Ｖｃは、直流側電圧ＶＨとグランド電位の間で変化する。スター結線点電圧Ｖｃが直流側電圧ＶＨに等しく、かつ、スイッチング回路１０ａに負値の電流が流れていると、出力端電圧Ｖｍが第２中点電圧Ｖｘ２よりも高くなる。そのような状況のもとで第１下スイッチング素子１３ａのオンオフに続いて第２下スイッチング素子１３ｂがオフからオンに切り替わるとき、第１上ダイオード１４ａと第２上ダイオード１４ｂの両方の逆回復電流が第２下スイッチング素子１３ｂへ流れる。両方の上ダイオードから逆回復電流が流れ込むときに無駄な損失が発生する。そのような状況のときにすべての上ＰＷＭ信号とすべての下ＰＷＭ信号を反転することで、スター結線点電圧Ｖｃが下がり、出力端電圧Ｖｍが下がる。その結果、出力端電圧Ｖｍが第２中点電圧Ｖｘ２よりも低くなり、一方の上ダイオードの逆回復電流を阻止できる。すなわち、損失を抑制することができる。類似の効果が、スター結線点電圧Ｖｃが負極線３ｂの電圧に等しく、かつ、スイッチング回路１０ａに正値の電流が流れている場合にも期待できる。

（条件１）が２相のスイッチング回路に負値の電流が流れているときに限定しているのは、信号調整部の動作によって２個のスイッチング回路の損失が抑えられるからである。同様に、（条件２）が２相のスイッチング回路に正値の電流が流れているときに限定しているのは、信号調整部の動作によって２個のスイッチング回路の損失が抑えられるからである。信号調整部が上ＰＷＭ信号と下ＰＷＭ信号を反転すると総スイッチング回数が増え、損失は増える。しかし、信号調整部の動作によって２個のスイッチング回路の損失を抑えることの効果が大きいので、モータシステム全体での損失が抑えられる。

次に、信号調整部３３の動作を具体的に詳しく説明する。

（図４）図４は、第１下スイッチング素子１３ａがオフからオンに切り替わったときの電流の流れを示している。

第１下スイッチング素子１３ａがオフからオンに切り替わると、コイル２１ａを流れるｕ相電流は出力端１１ａと第１サブリアクトル１６ａと第１中点１７ａと第１下スイッチング素子１３ａを通り、負極線３ｂへと流れる（図４の太矢印線）。このとき、第２下スイッチング素子１３ｂはオフしており、第２下スイッチング素子１３ｂには電流は流れない。また、出力端１１ａから正極線３ａには電流が流れ得る状態にあるが、出力端１１ａが負極線３ｂと導通状態にあるから、出力端１１ａから正極線３ａには電流は流れない。

（図５）図５は、第１下スイッチング素子１３ａがオンからオフに切り替わった後の電流の流れを示している。出力端１１ａから第１下スイッチング素子１３ａを介して負極線３ｂへ向かう電流が減少すると、コイル２１ａと第１サブリアクトル１６ａの誘導起電力が、出力端１１ａから第１中点１７ａへ向かう電流を発生する。この電流は第１中点１７ａから第１上ダイオード１４ａを通過し、正極線３ａへと流れる（太矢印線）。第１上ダイオード１４ａの順電圧（第１順電圧）を記号Ｖｆ１で表すと、第１中点１７ａの電圧（第１中点電圧Ｖｘ１）は、直流側電圧ＶＨ＋第１順電圧Ｖｆ１となる。このとき、第２上ダイオード１４ｂには電流が流れていないので、第２中点１７ｂの電圧（第２中点電圧Ｖｘ２）は、直流側電圧ＶＨより小さい。すなわち、第１中点電圧Ｖｘ１＞第２中点電圧Ｖｘ２となる。それゆえ、出力端１１ａから第２サブリアクトル１６ｂを通じて寄生容量１９へ電流が流れる（太破線矢印線）。寄生容量１９に電荷が蓄えられる。

（図６）寄生容量１９へのチャージが満杯になると、第２サブリアクトル１６ｂで誘導起電力が生じ、第２サブリアクトル１６ｂから第２上ダイオード１４ｂを通じて正極線３ａへと電流が流れる（太破線矢印線）。

以後の電流の流れは、出力端電圧Ｖｍと第２中点電圧Ｖｘ２の大小関係に依存する。図７は、出力端電圧Ｖｍが第２中点電圧Ｖｘ２よりも大きい場合（ケース１）の電流の流れを示しており、図８は出力端電圧Ｖｍが第２中点電圧Ｖｘ２よりも小さい場合（ケース２）の電流の流れを示している。詳しくは後述するが、ケース１の場合に損失が生じる。ケース２では損失が抑えられる。信号調整部３３の働きによって、ケース１をケース２に変えることができる。ケース１とケース２が生じる理由は後述する。まずは、ケース１とケース２の相違について説明する。

（図７）図６の状態で「出力端電圧Ｖｍ＞第２中点電圧Ｖｘ２」が成立する場合（ケース１）、寄生容量１９が満充電となっても、電流は第２サブリアクトル１６ｂと第２上ダイオード１４ｂを通じて正極線３ａへ流れ続ける。その状態で第２下スイッチング素子１３ｂがオフからオンに切り替わる（図７）。そうすると、第２下スイッチング素子１３ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧が、「直流側電圧ＶＨ＋第２順電圧Ｖｆ２」からゼロボルトに変化する。そうすると、図６において第１上ダイオード１４ａと第２上ダイオード１４ｂを流れていた電流（コイル２１ａからスイッチング回路に流れてくる電流）は、第１上ダイオード１４ａと第２上ダイオード１４ｂの代わりに第２スイッチング素子１３ｂに流れていく（図７）。この電流変化のとき、第２上ダイオード１４ｂを流れていた電流は瞬時に減少する。減少した分の電流は第２下スイッチング素子１３ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧の変化と同時に第２下スイッチング素子１３ｂを流れる。スイッチングと同時に電流が流れると大きな損失を発生させる。一方、図６において第１上ダイオード１４ａを流れていた電流は、第１サブリアクトル１６ａと第２サブリアクトル１６ｂの効果により、徐々に減少する。その減少した分の電流は、時間遅れの効果によって、第２下スイッチング素子１３ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧がゼロボルトに下がった後に、第２下スイッチング素子１３ｂを流れる。すなわち、図６において第１上ダイオード１４ａを流れていた電流の減少分は、第２下スイッチング素子１３ｂのスイッチングが完了した後に第２下スイッチング素子１３ｂを流れる。これらの電流はゼロボルトでの素子電流となるため、スイッチング損失をほとんど発生させない。

次の図８（出力端電圧Ｖｍ＜第２中点電圧Ｖｘ２）の場合（ケース２）、第２下スイッチング素子１３ｂのスイッチングの直前に、第２上ダイオード１４ｂには電流が流れていない。そのため、第２上ダイオード１４ｂを流れていた電流が瞬時に減少し、減少した分の電流が第２下スイッチング素子１３ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧の変化と同時に第２下スイッチング素子１３ｂを流れることで発生する大きな損失を抑えることができる。すなわち、ケース２の場合は、スイッチング損失を抑えることができる。

第２下スイッチング素子１３ｂがオフからオンに切り替わると、図６において第１上ダイオード１４ａと第２上ダイオード１４ｂを流れていた電流（コイル２１ａからスイッチング回路に流れてくる電流）に加えて、第１上ダイオード１４ａと第２上ダイオード１４ｂの両方の逆回復電流が第２下スイッチング素子１３ｂへ流れ込む（図７の太破線矢印線）。

図７において、第１上ダイオード１４ａの逆回復電流は、第１サブリアクトル１６ａと第２サブリアクトル１６ｂを通じて第２下スイッチング素子１３ｂへと流れる。このとき、第１サブリアクトル１６ａと第２サブリアクトル１６ｂのインダクタンスにより、第１上ダイオード１４ａの逆回復電流が第２下スイッチング素子１３ｂに到達するのに時間遅れが生じる。この時間遅れにより、第２下スイッチング素子１３ｂが完全にオン状態に移行してから逆回復電流が流れることになるためスイッチング損失が抑制される。すなわち、第１上ダイオード１４ａの逆回復電流に起因するスイッチング損失が抑制される。

一方、第２上ダイオード１４ｂの逆回復電流は直接に第２下スイッチング素子１３ｂへと流れる。リアクトルを介さないため、第２上ダイオード１４ｂの逆回復電流は、第２下スイッチング素子１３ｂがオフからオンに切り替わると同時に第２下スイッチング素子１３ｂへと流れ始める。スイッチングの最中に電流が流れると大きなスイッチング損失を生じる。次の図８（出力端電圧Ｖｍ＜第２中点電圧Ｖｘ２）の場合（ケース２）、第２下スイッチング素子１３ｂのスイッチングの直前に、第２上ダイオード１４ｂには電流が流れていない。そのため、ケース１（図７）では生じていた第２上ダイオード１４ｂから第２下スイッチング素子１３ｂへ流れる逆回復電流をケース２（図８）では阻止できる。すなわち、ケース２の場合は第２上ダイオード１４ｂの逆回復電流に起因する損失を抑えられる。

（図８）図６の状態で「出力端電圧Ｖｍ＜第２中点電圧Ｖｘ２」が成立する場合（ケース２）、寄生容量１９が満充電になると、出力端１１ａから第２中点１７ｂへの電流が止まる。第２サブリアクトル１６ｂを流れていた電流は止まり、第１サブリアクトル１６ａと第１上ダイオード１４ａを通じてのみ、電流は正極線３ａへ流れる。その状態で第２下スイッチング素子１３ｂがオフからオンに切り替わると（図８）、第１上ダイオード１４ａを流れていた電流は、上述のように、第１サブリアクトル１６ａと第２サブリアクトル１６ｂの効果により、徐々に減少する。その減少した分の電流は、時間遅れの効果によって、第２下スイッチング素子１３ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧がゼロボルトに下がった後に、第２下スイッチング素子１３ｂを流れる。これらの電流は、ゼロボルトでの素子電流となるため、スイッチング損失をほとんど発生させない。第２上ダイオード１４ｂには、第２下スイッチング素子１３ｂのオンの直前に電流が流れていない。図７のケース１では、第２上ダイオード１４ｂを流れていた電流が瞬時に減少し、減少した分の電流が、第２下スイッチング素子１３ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧の変化と同時に、第２下スイッチング素子１３ｂを流れる。ケース１では、第２下スイッチング素子１３ｂのスイッチングと同時に電流が流れるので大きなスイッチング損失が発生する。ケース２（図８）では、第２下スイッチング素子１３ｂのスイッチングのときに第２下スイッチング素子１３ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧の変化と同時に電流が第２下スイッチング素子１３ｂを流れることは発生しないでの、ケース１のときに生じるスイッチング損失を抑えることができる。

加えて、ケース２では、第２下スイッチング素子１３ｂがオフからオンに切り替わると（図８）、第１上ダイオード１４ａの逆回復電流は第２下スイッチング素子１３ｂへと流れ得るが（太破線矢印線）、第２上ダイオード１４ｂの逆回復電流は発生しない。第１上ダイオード１４ａから第２下スイッチング素子１３ｂへ流れる逆回復電流は、図７の場合（ケース１）と同様に、第１サブリア１６ａと第２サブリアクトル１６ｂの効果により、時間遅れを伴って第２下スイッチング素子１３ｂに到達するのでスイッチング損失が抑制される。また、第２上ダイオード１４ｂの逆回復電流は発生しないので、第２上ダイオード１４ｂに起因する損失は生じない。図７と図８を比較すると明らかなとおり、出力端電圧Ｖｍが第２中点電圧Ｖｘ２よりも小さい場合（ケース２）、第２上ダイオード１４ｂの逆回復電流に起因する損失が抑えられる。

ケース１（出力端電圧Ｖｍ＞第２中点電圧Ｖｘ２）と、ケース２（出力端電圧Ｖｍ＜第２中点電圧Ｖｘ２）が生じる状況について説明する。ｕ相（スイッチング回路１０ａ）に流れる電流が負値の場合、第１中点電圧Ｖｘ１＝直流側電圧ＶＨ＋第１順電圧Ｖｆ１である。ここで、第１順電圧Ｖｆ１は、第１上ダイオード１４ａの順電圧を表している。

一方、出力端電圧Ｖｍは、次の（数式１）で表される。

Ｖｍ＝Ｖｃ＋（Ｖｘ１－Ｖｃ）＊Ｌｍ／（Ｌｍ＋Ｌｒ１） （数式１）

（数式１）において、記号Ｌｍはコイル２１ａのインダクタンスを表しており、記号Ｌｒ１は、第１サブリアクトル１６ａのインダクタンスを表している。（数式１）の右辺第２項は、出力端１１ａにおけるスター結線点電圧Ｖｃと第１中点電圧Ｖｘ１の分電圧を表している。別言すれば、分電圧は、コイル２１ａのインダクタンスＬｍと第１サブリアクトル１６ａのインダクタンスＬｒ１によって、（数式１）の右辺第２項で表される。

（数式１）に「Ｖｘ１＝ＶＨ＋Ｖｆ１」を代入すると、次の（数式２）が得られる。

Ｖｍ＝Ｖｃ＋（ＶＨ＋Ｖｆ１－Ｖｃ）＊Ｌｍ／（Ｌｍ＋Ｌｒ１） （数式２）

（数式２）は、出力端電圧Ｖｍが、スター結線点電圧Ｖｃと第１サブリアクトル１６ａのインダクタンスＬｒ１に依存することを示している。図９に、出力端電圧Ｖｍのスター結線点電圧Ｖｃ及びインダクタンスＬｒ１への依存性を示す。図９は、電流が負値の場合の出力端電圧Ｖｍの変化を示している。よく知られているように、スター結線点電圧Ｖｃは、３個のコイルの線間電圧に依存して、ＶＨ、２ＶＨ／３、ＶＨ／３、グランド電位のいずれかになる。

図９に示されているように、スター結線点電圧Ｖｃ＝直流側電圧ＶＨの場合、第１サブリアクトル１６ａのインダクタンスがコイル２１ａのインダクタンスに等しくなっても出力端電圧Ｖｍは第２中点電圧Ｖｘ２よりも大きいままとなる。第１サブリアクトル１６ａのインダクタンスＬｒ１はコイル２１ｂのインダクタンスＬｍよりも相応に小さくなければならない（そうでなければ、モータ２０の動作に支障が生じてしまう）。逆に、スター結線点電圧Ｖｃが直流側電圧ＶＨより低ければ、第１サブリアクトル１６ａのインダクタンスＬｒ１がコイル２１ａのインダクタンスＬｍより小さい値でも、出力電圧ＶＭを第２中点電圧Ｖｘ２よりも小さくすることが可能となる（すなわち、ケース２を実現することができる）。従って、スター結線点電圧Ｖｃが直流側電圧ＶＨとなることを避けることができれば、ケース１をケース２に変更することができる。

スター結線点電圧Ｖｃが直流側電圧ＶＨに等しくなるのは、３相すべての上アームスイッチング素子がオンであり、３相すべての下アームスイッチング素子がオフの場合である。このとき、３相の線間電圧（ｕ相とｖ相の電圧差Ｖｕｖ、ｕ相とｗ相の電圧差Ｖｕｗ、および、ｖ相とｗ相の電圧差Ｖｖｗ）のすべてがゼロとなる。また、３相すべての上アームスイッチング素子がオフであり、３相すべての下アームスイッチング素子がオンの場合も、３相の線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｕｗ、Ｖｖｗのすべてがゼロとなる。従って、すべての上アームスイッチング素子がオンであり、すべての下アームスイッチング素子がオフの場合と、すべての上アームスイッチング素子がオフであり、すべての下アームスイッチング素子がオンの場合では、モータの動きに相違はない。すなわち、すべての上アームスイッチング素子がオンでありすべての下スイッチング素子がオフの場合において、すべてのスイッチング素子の状態を反転させても、モータの動きに支障はない。さらに、すべての上アームスイッチング素子がオフでありすべての下アームスイッチング素子がオンの場合、スター結線点電圧Ｖｃはグランド電位となる。図９から明らかなとおり、スター結線点電圧Ｖｃがグランド電位であれば、ケース２（出力端電圧Ｖｍ＜第２中点電圧Ｖｘ２）を実現可能である。

ところで、実施例のモータシステム２において、すべての上アームスイッチング素子がオンとなるのは、コントローラ３０の信号出力部３１が出力する３個の上ＰＷＭ信号のすべてがＨＩＧＨレベルのときである。なお、このとき、３個の下ＰＷＭ信号のすべてはＬＯＷレベルになっている。信号出力部３１が出力する３個の上ＰＷＭ信号のすべてがＨＩＧＨレベルのとき、すべての上ＰＷＭ信号とすべての下ＰＷＭ信号を反転させると、モータ２０の動作に影響を与えることなく、スター結線点電圧Ｖｃを直流側電圧ＶＨからグランド電位に変更できる。

上記の条件は、先に述べた（条件１）に相当する。なお、先に述べたように、（条件１）が２相のスイッチング回路に負値の電流が流れているときに限定しているのは、信号調整部の動作によって２個のスイッチング回路の損失が抑えられるからである。コントローラ３０の信号調整部３３は、（条件１）が成立したときにすべての上ＰＷＭ信号とすべての下ＰＷＭ信号を反転させる。この動作により、２個のスイッチング回路（負値の電流が流れるスイッチング回路）において、出力端電圧Ｖｍが第２中点電圧Ｖｘ２よりも大きい状態（ケース１）を、出力端電圧Ｖｍが第２中点電圧Ｖｘ２よりも小さい状態（ケース２）に変えることができる。ケース１をケース２に変えることができるので、図７と図８を参照して説明したように、第２上ダイオード１４ｂの逆回復電流に起因する損失、及び、コイル２１ａから流れてくる電流による損失を抑えることができる。

図４－図９で説明した事象と類似の事象が、スイッチング回路に流れる電流が正値の場合にも起こり得る。そのことを図１０－図１５を使って説明する。

図１０から図１４は、正値の電流が流れるスイッチング回路１０ａにおいて、第１上スイッチング素子１２ａがオンオフした後に上ＰＷＭ信号の次のパルスで第２上スイッチング素子１２ｂがオンするときの電流の流れを示している。先に述べたように、信号分配部３２が、上ＰＷＭ信号を１パルスごとに第１上スイッチング素子１２ａと第２上スイッチング素子１２ｂに振り分ける。

（図１０）図１０は、ｕ相（スイッチング回路１０ａ）を流れる電流が正値であるとともに、第１上スイッチング素子１２ａがオフからオンに切り替わったときの電流の流れを示している。

第１上スイッチング素子１２ａがオフからオンに切り替わると、電流は、正極線３ａから第１上スイッチング素子１２ａ、第１サブリアクトル１６ａを通り、コイル２１ａへと流れる（図１０の太矢印線）。このとき、第２上スイッチング素子１２ｂはオフしており、第２上スイッチング素子１２ｂには電流は流れない。なお、第２上スイッチング素子１２ｂと第２下スイッチング素子１３ｂの寄生容量１９には電荷がチャージされている。

（図１１）図１１は、第１上スイッチング素子１２ａがオンからオフに切り替わった後の電流の流れを示している。正極線３ａから第１上スイッチング素子１２ａを介してコイル２１ａへ向かう電流が減少すると、コイル２１ａと第１サブリアクトル１６ａの誘導起電力が、第１中点１７ａから出力端１１ａへ向かう電流を発生する。この電流は、負極線３ｂから第１下ダイオード１５ａを通じて第１サブリアクトル１６ａ、コイル２１ａへと流れる（太矢印線）。同時に、コイル２１ａの誘導起電力により、寄生容量１９の電荷が放電され、第２サブリアクトル１６ｂからコイル２１ａへと電流が流れる（太破線矢印線）。

（図１２）寄生容量１９の電荷が空になると、第２サブリアクトル１６ｂで誘導起電力が生じ、第２下ダイオード１５ｂを通じて負極線３ｂから第２サブリアクトル１６ｂへと電流が流れる（太破線矢印線）。

以後の電流の流れは、出力端電圧Ｖｍと第２中点電圧Ｖｘ２の大小関係に依存する。図１３は、出力端電圧Ｖｍが第２中点電圧Ｖｘ２よりも小さい場合（ケース３）の電流の流れを示しており、図１４は出力端電圧Ｖｍが第２中点電圧Ｖｘ２よりも大きい場合（ケース４）の電流の流れを示している。詳しくは後述するが、ケース３の場合に損失が生じる。ケース４では損失が抑えられる。信号調整部３３の働きによって、ケース３をケース４に変えることができる。次に、ケース３とケース４の相違について説明する。

（図１３）図１２の状態で「出力端電圧Ｖｍ＜第２中点電圧Ｖｘ２」が成立する場合（ケース３）、寄生容量１９の電荷が空になっても、電流は負極線３ｂから第２下ダイオード１５ｂを通して第２サブリアクトル１６ｂ、出力端１１ａへと流れ続ける。その状態で第２上スイッチング素子１２ｂがオフからオンに切り替わる。そうすると、第２上スイッチング素子１２ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧が、「直流側電圧ＶＨ＋第２順電圧Ｖｆ２」からゼロボルトに変化する。第１下ダイオード１５ａと第２下ダイオード１５ｂを流れていた電流（スイッチング回路からコイル２１ａに流れていく電流）は、第１下ダイオード１５ａと第２下ダイオード１５ｂの代わりに、第２上スイッチング素子１２ｂを流れるようになる。このとき、第２下ダイオード１５ｂを流れていた電流は、瞬時に減少する。減少した分の電流が、第２上スイッチング素子１２ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧の変化と同時に、第２上スイッチング素子１２ｂを流れる。第２上スイッチング素子１２ｂのスイッチングと同時に第２上スイッチング素子１２ｂへ電流が流れると大きな損失を発生させる。一方、第１下ダイオード１５ａを流れていた電流は、第１サブリアクトル１６ａと第２サブリアクトル１６ｂの効果により、徐々に減少する。減少した分の電流は、時間遅れを伴って第２上スイッチング素子１２ｂを流れる。それゆえ、第１下ダイオード１５ａから流れてくる電流は、第２スイッチング素子１２ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧がゼロボルトに下がった後に第２上スイッチング素子１２ｂを流れる。これらの電流は、ゼロボルトでの素子電流となるため、スイッチング損失をほとんど発生させない。

次の図１４（出力端電圧Ｖｍ＞第２中点電圧Ｖｘ２）の場合（ケース４）、第２上スイッチング素子１２ｂのスイッチングの直前に、第２下ダイオード１５ｂには電流が流れていない。そのため、ケース３（図１３）のときに生じていた損失は、ケース４では生じない。すなわち、ケース４の場合は、スイッチング損失が抑えられる。ここで、ケース３（図１３）のときに生じていた損失とは、第２下ダイオード１５ｂを流れていた電流が瞬時に減少し、減少した分の電流が第２上スイッチング素子１２ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧の変化と同時に第２上スイッチング素子１２ｂを流れることによる損失である。

第２上スイッチング素子１２ｂがオフからオンに切り替わると、図１２において第１下ダイオード１５ａと第２下ダイオード１５ｂを流れていた電流（スイッチング回路からコイル２１ａに流れていく電流）に加えて、第１下ダイオード１５ａと第２下ダイオード１５ｂの両方の逆回復電流が、正極線３ａから第２上スイッチング素子１２ｂを介して流れる（図１３の太破線矢印線）。

図１３において、第１下ダイオード１５ａの逆回復電流は、正極線３ａから第２上スイッチング素子１２ｂと第２サブリアクトル１６ｂと第１サブリアクトル１６ａを通じて流れる。このとき、第２サブリアクトル１６ｂと第１サブリアクトル１６ａのインダクタンスにより、第１下ダイオード１５ａの逆回復電流は時間遅れを伴って第２上スイッチング素子１２ｂへ流れる。すなわち、第１下ダイオード１５ａの逆回復電流は、第２上スイッチング素子１２ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧の変化に対して遅れて第２上スイッチング素子１２ｂを流れる。すなわち、第１下ダイオード１５ａの逆回復電流は、第２上スイッチング素子１２ｂが完全にオン状態に移行してから流れることになるため、逆回復電流に起因するスイッチング損失が抑制される。すなわち、第１下ダイオード１５ａの逆回復電流に起因するスイッチング損失が抑制される。

一方、第２下ダイオード１５ｂの逆回復電流は、直接に第２上スイッチング素子１２ｂを介して流れる。リアクトルを介さないため、第２下ダイオード１５ｂの逆回復電流は、第２上スイッチング素子１２ｂがオフからオンに切り替わると同時に第２上スイッチング素子１２ｂを介して流れ始める。スイッチングの最中に電流が流れると大きなスイッチング損失を生じる。次の図１４（出力端電圧Ｖｍ＞第２中点電圧Ｖｘ２）の場合（ケース４）、第２上スイッチング素子１２ｂのスイッチングの直前に、第２下ダイオード１５ｂには電流が流れていない。それゆえ、ケース３では生じていた逆回復電流（第２上スイッチング素子１２ｂを介して流れる第２下ダイオード１５ｂの逆回復電流）を阻止できる。すなわち、ケース４の場合は第２下ダイオード１５ｂの逆回復電流に起因する損失を抑えられる。

（図１４）図１２の状態で「出力端電圧Ｖｍ＞第２中点電圧Ｖｘ２」が成立する場合（ケース４）、寄生容量１９の電荷が空になると、第２中点１７ｂから出力端１１ａへ向かう電流が止まる。第２サブリアクトル１６ｂを流れていた電流は止まり、第１サブリアクトル１６ａと第１下ダイオード１５ａを通じてのみ、負極線３ｂから電流は流れる。その状態で第２上スイッチング素子１２ｂがオフからオンに切り替わると（図１４）、第１下ダイオード１５ａを流れていた電流は、上述のように、第１リアクトル１６ａと第２リアクトル１６ｂの効果により、徐々に減少する。減少した分の電流は時間遅れを伴って第２上スイッチング素子１２ｂへ流れる。第１下ダイオード１５ａから流れてくる電流は、第２上スイッチング素子１４ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧がゼロボルトに下がった後に、第２上スイッチング素子１２ｂを流れる。これらの電流はゼロボルトでの素子電流となるため、スイッチング損失をほとんど発生させない。ケース４では、第２下ダイオード１５ｂには、第２上スイッチング素子１２ｂのオンの直前に電流が流れていない。それゆえ、ケース３では発生した損失（第２上スイッチング素子１２ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧の変化と同時に第２下ダイオード１５ｂから第２上スイッチング素子１２ｂへ流れる電流による損失）は、ケース４では生じない。

加えて、ケース４では、第２上スイッチング素子１２ｂがオフからオンに切り替わると（図１４）、第１下ダイオード１５ａの逆回復電流は、正極線３ａから第２上スイッチング素子１２ｂを介して流れる（太破線矢印線）。第２上スイッチング素子１２ｂのスイッチングの直前に、第２下ダイオード１５ｂには電流が流れていないため、第２下ダイオード１５ｂの逆回復電流は発生しない。第２上スイッチング素子１２ｂを介して第１下ダイオード１５ａを流れる逆回復電流は、図１３（ケース３）と同様に、第２サブリアクトル１６ｂと第１サブリアクトル１６ａの効果により、第２上スイッチング素子１２ｂのエミッタ／コレクタ間の電圧の変化に対し、時間遅れを伴って第２スイッチング素子１２ｂを流れる。それゆえ、スイッチング損失が抑制される。また、第２下ダイオード１５ｂの逆回復電流は発生しないので、第２下ダイオード１５ｂに起因する損失は生じない。図１３と図１４を比較すると、明らかなとおり、出力端電圧Ｖｍが第２中点電圧Ｖｘ２より大きい場合（ケース４）、第２下ダイオード１５ｂの逆回復電流に起因する損失が抑えられる。

図１５に示されているように、スター結線点電圧Ｖｃ＝グランド電位の場合、第１サブリアクトル１６ａのインダクタンスがコイル２１ａのインダクタンスに等しくなっても出力端電圧Ｖｍは第２中点電圧Ｖｘ２よりも小さいままである。第１サブリアクトル１６ａのインダクタンスＬｒ１はコイル２１ｂのインダクタンスＬｍよりも相応に小さくなければならない（そうでなければ、モータ２０の動作に支障が生じてしまう）。スター結線点電圧Ｖｃがグランド電位よりも高ければ、第１サブリアクトル１６ａのインダクタンスＬｒ１がコイル２１ａのインダクタンスＬｍより小さい値でも、ケース４、すなわち、出力電圧ＶＭが第２中点電圧Ｖｘ２よりも大きくなり得る。

スター結線点電圧Ｖｃがグランド電位に等しくなるのは、３相すべての下アームスイッチング素子がオンであり、３相すべての上アームスイッチング素子がオフの場合である。この場合、先に述べたように、すべてのＰＷＭ信号を反転しても、モータの動きに支障はない。そして、３相すべての下アームスイッチング素子をオフに切り替え、３相すべての上アームスイッチング素子をオンに切り替えることで、スター結線点電圧Ｖｃを直流側電圧ＶＨへ引き上げることができる。

実施例のモータシステム２の場合、すべての下アームスイッチング素子がオンとなるのは、コントローラ３０の信号出力部３１が出力するすべての下ＰＷＭ信号がＨＩＧＨレベルのときである。また、すべての上アームスイッチング素子がオフとなるのは、コントローラ３０の信号出力部３１が出力するすべての上ＰＷＭ信号がＬＯＷレベルのときである。

先のケース１とケース２の場合と類似の理由により、先の（条件２）が成立したときにすべての上ＰＷＭ信号とすべての下ＰＷＭ信号を反転させることで、ケース３をケース４に変えることが出来る。なお、先に述べたように、（条件２）が２相のスイッチング回路に正値の電流が流れているときに限定しているのは、信号調整部の動作によって２個のスイッチング回路の損失が抑えられるからである。コントローラ３０の信号調整部３３は、（条件２）が成立したときにすべての上ＰＷＭ信号とすべての下ＰＷＭ信号を反転させる。この動作により、２個のスイッチング回路（正値の電流が流れるスイッチング回路）において、出力端電圧Ｖｍが第２中点電圧Ｖｘ２よりも小さい状態（ケース３）を、出力端電圧Ｖｍが第２中点電圧Ｖｘ２よりも大きい状態（ケース４）に変えることができる。ケース３をケース４に変えることができるので、図１３と図１４を参照して説明したように、第２下ダイオード１５ｂを流れる電流に起因する損失、及び、コイル２１ａに流れていく電流による損失を抑えることができる。

信号調整部３３による損失低減効果を、図１６－図２０を使って説明する。図１６は、コントローラ３０が上位コントローラ９１から受ける３相各相の目標電圧指令（電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のグラフと、モータ２０の三相各相（コイル２１ａ－２１ｃ）に流れる電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）のグラフである。電圧指令Ｖｕに対してｕ相電流Ｉｕは位相が９０度ずれる。同様に、電圧指令Ｖｖに対してｖ相電流Ｉｖは位相が９０度ずれる。電圧指令Ｖｗに対してｗ相電流Ｉｗは位相が９０度ずれる。

図１６の区間Ｃ１は、２相（ｕ相、ｖ相）の電流Ｉｕ、Ｉｖが負値であり、残り１相（ｗ相）の電流Ｉｗが正値の区間である。区間Ｃ１を拡大した図を図１７、図１８に示す。

図１７は、３相交流のうち、ｕ相とｖ相の２相がケース１、すなわち、出力端電圧Ｖｍが第２中点電圧Ｖｘ２よりも大きい場合の電圧指令と各相の電圧変化、及び、スター結線点電圧Ｖｃの変化を示す。電圧指令のグラフには、三角波のキャリア信号も記してある。キャリア信号のレベルよりも電圧指令が高い区間で相電圧が直流側電圧ＶＨになる。キャリア信号のレベルよりも電圧指令が低い区間では相電圧がゼロボルト（グランド電位）となる。図１７は、信号調整部３３が無い場合の波形であって損失が発生する場合（すなわち比較例）を示している。

各スイッチング回路のスイッチング素子の状態は次の通りである。電圧指令値（Ｖｗ、Ｖｖ、Ｖｕ）が直流側電圧ＶＨのとき、上スイッチング素子がオン（上ＰＷＭ信号がＨＩＧＨレベル）、下スイッチング素子がオフ（下ＰＷＭ信号がＬＯＷレベル）である。また、電圧指令値（Ｖｗ、Ｖｖ、Ｖｕ）がゼロボルトのとき、上スイッチング素子がオフ（上ＰＷＭ信号がＬＯＷレベル）、下スイッチング素子がオン（下ＰＷＭ信号がＨＩＧＨレベル）である。

図１７では、ｕ相とｖ相の電流が負値である。それゆえ、ｕ相とｖ相のスイッチング回路において、図４－図７で示した電流の流れが生じる。図１７において区間ｄＴが、３相すべての上スイッチング素子がオン（上ＰＷＭ信号がＨＩＧＨレベル）であり、下スイッチング素子がオフ（下ＰＷＭ信号がＬＯＷレベル）の区間である。この区間ｄＴにおいて、スター結線点電圧Ｖｃが直流側電圧ＶＨとなる。図１７の記号Ａが示す立下りの箇所が、損失発生箇所（下スイッチング素子のオフ時に両方の上ダイオードを電流が流れることによる損失発生箇所）である。記号Ｂが示す箇所は、電流が正値のｗ相にてスター結線点電圧Ｖｃがゼロボルト（グランド電位）となった後に上スイッチング素子がオフからオンに切り替わる箇所であり、この箇所でも損失（上スイッチング素子のオフ時に両方の下ダイオードを電流が流れることによる損失）が発生する。以下、「損失」は、一方の上ダイオード（下ダイオード）から無駄な電流が流れることによる損失を意味する。

図１８は、図１７の場合のｕ相とｖ相をケース１からケース２に変更した場合である。すなわち、図１８は、３個の上ＰＷＭ信号のすべてがＨＩＧＨレベルのときに信号調整部３３がすべての上ＰＷＭ信号と下ＰＷＭ信号を反転し、３相中の２相をケース２にした場合である。すべてのＰＷＭを反転した結果、３相中の２相において図８で示した電流の流れが生じる。図１８においてグレーで示した区間ｄＴで、上ＰＷＭ信号と下ＰＷＭ信号が反転される。その結果、区間ｄＴで相電圧（Ｖｗ、Ｖｖ、Ｖｕ）はいずれもゼロとなり、スター結線点電圧Ｖｃもゼロボルト（グランド電位）となる。その結果、損失が抑制され、図１７において記号Ａが示した箇所（損失発生箇所）は消滅する。なお、記号Ｂが示す箇所は残る。図１８では、スター結線点電圧Ｖｃがゼロボルト（グランド電位）となる区間が増えるので、記号Ｂの箇所も増える。

図１７と図１８で、損失の改善効果を定量的に評価する。図１７では、キャリア信号の１周期の間に３回のオンスイッチングが行われ、そのうちの３回で損失が発生する。図１８では、キャリア信号の１周期の間に４回のオンスイッチングが行われ、そのうちの２回で損失が発生する。今、無駄な電流による損失が通常のスイッチングにおける損失の１０倍であると仮定する。すなわち、通常のスイッチングにおける損失を「０．１」とし、無駄な電流が発生するスイッチングにおける損失を「１」とする。図１７の場合、キャリア信号の１周期の間の総損失Ｌｏｓｓは、Ｌｏｓｓ＝３×１＝３．０となる。図１８の場合、総損失Ｌｏｓｓは、Ｌｏｓｓ＝２×１＋２×０．１＝２．２となる。従って、信号調整部３３の動作により、総損失Ｌｏｓｓが低減される。

図１６の区間Ｃ２は、２相（ｖ相、ｗ相）の電流Ｉｖ、Ｉｗが正値であり、残り１相（ｕ相）の電流が負値の区間である。区間Ｃ２を拡大した図を図１９、図２０に示す。

図１９は、３相交流のうち、ｖ相とｗ相の２相がケース３、すなわち、出力端電圧Ｖｍが第２中点電圧Ｖｘ２よりも小さい場合の電圧指令と各相の電圧変化、及び、スター結線点電圧Ｖｃの変化を示す。電圧指令のグラフには、三角波のキャリア信号も記してある。キャリア信号のレベルよりも電圧指令が高い区間で相電圧が直流側電圧ＶＨになる。キャリア信号のレベルよりも電圧指令が低い区間では相電圧がゼロボルト（グランド電位）となる。図１９は、信号調整部３３が無い場合の波形であって損失が発生する場合（すなわち比較例）を示している。

図１９では、ｖ相とｗ相の電流が正値であるので、図１０－図１３で示した電流の流れが生じる。図１９において区間ｄＴが、３相すべての上スイッチング素子がオフ（上ＰＷＭ信号がＬＯＷレベル）であり、下スイッチング素子がオン（下ＰＷＭ信号がＨＩＧＨレベル）の区間である。この区間ｄＴにおいて、スター結線点電圧Ｖｃがゼロボルト（グランド電位）となる。図１９の記号Ｂが示す立ち上がり箇所が、損失が発生する箇所である。記号Ａが示す箇所は、スター結線点電圧Ｖｃが直流側電圧ＶＨとなった後に電流が負値のｕ相にて下スイッチング素子がオフからオンに切り替わる箇所であり、この箇所でも損失が発生する。

図２０は、図１９の場合のｖ相とｗ相をケース３からケース４に変更した場合である。すなわち、図２０は、３個の下ＰＷＭ信号のすべてがＨＩＧＨレベルのときに信号調整部３３がすべての上ＰＷＭ信号と下ＰＷＭ信号を反転し、３相中の２相をケース４にした場合である。すべてのＰＷＭ信号を反転した結果、３相中の２相において図１４で示した電流の流れが生じる。図２０においてグレーで示した区間ｄＴで、上ＰＷＭ信号と下ＰＷＭ信号が反転される。その結果、区間ｄＴで相電圧（Ｖｗ、Ｖｖ、Ｖｕ）はいずれも直流側電圧ＶＨとなり、スター結線点電圧Ｖｃも直流側電圧ＶＨとなる。その結果、損失が抑えられ、図１９において記号Ｂが示した箇所（損失発生箇所）は消滅する。なお、記号Ａが示す箇所は残る。図２０では、スター結線点電圧Ｖｃが直流側電圧ＶＨとなる区間が増えるので、記号Ａの箇所も増える。

図１９と図２０で、損失の改善効果は、図１７と図１８の場合と同じである。図１９では、キャリア信号の１周期の間に３回のオンスイッチングが行われ、そのうちの３回で損失が発生する。図２０では、キャリア信号の１周期の間に４回のオンスイッチングが行われ、そのうちの２回で損失が発生する。損失発生時のスイッチングにおける損失を「１」とし、通常の（損失が発生しない）スイッチングにおける損失を「０．１」とする。図１９の場合、キャリア信号の１周期の間の総損失Ｌｏｓｓは、Ｌｏｓｓ＝３×１＝３．０となる。図２０の場合、総損失Ｌｏｓｓは、Ｌ＝２×１＋２×０．１＝２．２となる。従って、信号調整部３３の動作により、損失が低減される。

実施例で説明した技術に関する留意点を述べる。実施例のモータシステム２では、コントローラ３０の信号出力部３１は、三角波のキャリア信号を使ってＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号生成方法は、三角波－正弦波方式と呼ばれる。本明細書が開示する技術は、三角波－正弦波方式以外の方式（例えば、空間ベクトル法）でＰＷＭ信号を生成するモータシステムに適用することができる。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

２：モータシステム ３ａ：正極線 ３ｂ：負極線 ５ａ－５ｃ：電流センサ ９：インバータ １０ａ－１０ｃ：スイッチング回路 １１ａ－１１ｃ：出力端 １２ａ、１２ｂ、１３ａ、１３ｂ：スイッチング素子 １４ａ、１４ｂ、１５ａ、１５ｂ：ダイオード １６ａ、１６ｂ：サブリアクトル １９：寄生容量 ２０：三相交流モータ ２１ａ－２１ｃ：コイル ３０：コントローラ ３１：信号出力部 ３２：信号分配部 ３２ａ：切り替えスイッチ ３３：信号調整部 ３３ａ：バイパス回路 ３３ｂ：反転回路 ３４：キャリア発生部 ９０：直流電源 ９１：上位コントローラ

Claims (2)

1. 直流電源の正極に接続されている正極線と、
   前記直流電源の負極に接続されている負極線と、
   前記正極線と前記負極線との間に並列に接続されている３個のスイッチング回路と、
   スター結線されている３個のコイルであってそれぞれが３個の前記スイッチング回路のそれぞれの出力端と接続されている３個のコイルを備えている三相交流モータと、
   コントローラと、を備えており、
   それぞれの前記スイッチング回路は、
   前記正極線と前記負極線の間に直列に接続されている第１上スイッチング素子および第１下スイッチング素子と、
   前記正極線と前記負極線の間に直列に接続されている第２上スイッチング素子および第２下スイッチング素子と、
   前記第１上スイッチング素子と前記第１下スイッチング素子の直列接続の中点と前記出力端との間に接続されている第１サブリアクトルと、
   前記第２上スイッチング素子と前記第２下スイッチング素子の直列接続の中点と前記出力端との間に接続されている第２サブリアクトルと、
   前記第１上スイッチング素子に逆並列に接続されている第１上ダイオードと、
   前記第２上スイッチング素子に逆並列に接続されている第２上ダイオードと、
   前記第１下スイッチング素子に逆並列に接続されている第１下ダイオードと、
   前記第２下スイッチング素子に逆並列に接続されている第２下ダイオードと、
   を備えており、
   前記コントローラは、
   ３個の上ＰＷＭ信号であって、それぞれが対応する前記スイッチング回路の前記第１上スイッチング素子または前記第２上スイッチング素子を駆動する上ＰＷＭ信号を出力するとともに、３個の下ＰＷＭ信号であって、それぞれが対応する前記スイッチング回路の前記第１下スイッチング素子または前記第２下スイッチング素子を駆動する下ＰＷＭ信号を出力する信号出力部と、
   ３個の前記上ＰＷＭ信号のそれぞれを対応する前記スイッチング回路の前記第１上スイッチング素子と前記第２上スイッチング素子に交互に振り分けるとともに３個の前記下ＰＷＭ信号のそれぞれを対応する前記スイッチング回路の前記第１下スイッチング素子と前記第２下スイッチング素子に交互に振り分ける信号分配部と、
   前記信号出力部と前記信号分配部との間に接続されている信号調整部と、
   を備えており、
   前記信号調整部は、
   （１）３個の前記コイルに流れる３相の電流のうち２相の電流が負値であるとともに、３個の前記上ＰＷＭ信号のすべてがＨＩＧＨレベルのとき、または、
   （２）３個の前記コイルに流れる３相の電流のうち２相の電流が正値であるとともに、３個の前記下ＰＷＭ信号のすべてがＬＯＷレベルのとき、
   すべての上記上ＰＷＭ信号とすべての前記下ＰＷＭ信号を反転させる、モータシステム。
2. 前記第１サブリアクトルと前記第２サブリアクトルのインダクタンスが前記コイルのインダクタンスよりも小さい、請求項１に記載のモータシステム。

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