JP4485840B2 - クローポール型モータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、クローポール型モータの制御装置に関する。

従来、例えばＵ相、Ｖ相、Ｗ相等の複数相の各相毎に独立した磁路を構成するようにして各相毎に対応した複数の単位ステータを備え、各単位ステータは、環状の巻線の周囲を取り囲むようにして外周部が接続されると共に内周部が開口したヨークを備え、このヨークの内周部において、軸線方向に沿った両開口端から互いの開口端に向かい屈曲して伸びる複数対の爪状誘導極が互いに噛み合うようにして周方向に所定間隔をおいて隣り合うと共に、これらの爪状誘導極が回転子の外周部に対向するようにして配置されたクローポール型モータが知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開平７−２２７０７５号公報

ところで、上記従来技術の一例に係るクローポール型モータにおいては、複数相の単位ステータが軸線方向に積み重ねられることから、クローポール型モータの軸線方向の寸法が過剰に増大してしまうという問題が生じる。
これに対して、複数相のステータリングを軸線方向に沿って積み重ねるようにして配置し、軸線方向で隣り合うステータリング間に形成された環状の巻線装着孔に環状巻線を配置し、各相のステータリングに径方向内方（あるいは径方向外方）に突出する爪状誘導極を備え、各相の爪状誘導極を順次周方向に沿って配列すると共にロータの外周面（あるいはロータの内周面）に対向させることで、各相の鎖交磁束を変化させずに各相の磁路を共用化し、クローポール型モータの軸線方向の寸法の増大を抑制することができる。
そして、このようなクローポール型モータを駆動制御する際に適切な制御を行うことが望まれている。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、クローポール型モータを適切に制御することが可能なクローポール型モータの制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明のクローポール型モータの制御装置は、永久磁石（例えば、実施の形態での永久磁石１１ａ）を有する回転子（例えば、実施の形態での回転子１１）と、複数相のステータリング（例えば、実施の形態での各ステータリング２１，２２，２３）を軸線方向に沿って同軸に積み重ねるようにして配置し、軸線方向で隣り合う前記ステータリング間に形成された環状の巻線装着部（例えば、実施の形態での各巻線装着部６１，６２）に、前記回転子を回転させる回転磁界を発生する環状巻線（例えば、実施の形態での各巻線２４，２５Ａ，２５Ｂ，２６）を配置し、各相のステータリング本体から径方向に突出する爪状誘導極（例えば、実施の形態での各爪状誘導極３２，４２，５２）を備え、各相の前記爪状誘導極を順次周方向に沿って配列すると共に前記永久磁石に対向配置させてなる前記固定子とを備えるクローポール型モータを、前記環状巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例えば、実施の形態でのＰＤＵ７１）により回転駆動させるクローポール型モータの制御装置であって、回転直交座標系をなすｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値（例えば、実施の形態でのｄ軸電圧指令値Ｖｄ）およびｑ軸電圧指令値（例えば、実施の形態でのｑ軸電圧指令値Ｖｑ）を、前記通電切換手段の動作を制御する固定座標上の相電圧指令値（例えば、実施の形態でのＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗ）に変換する際に、各相毎に個別に、各相のインダクタンス不整合に係る補正および座標変換を行う変換手段（例えば、実施の形態でのｄｑ−３相個別変換部８５）と、各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流の位相ずれ（例えば、実施の形態での位相ずれβ）を算出する電流位相ずれ算出手段（例えば、実施の形態での電流位相ずれ演算部８７）と、前記電流位相ずれ算出手段にて算出された前記位相ずれに基づき、各相毎に前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する電圧補正値（例えば、実施の形態での電圧補正値ｋΔＶｄｕ，ｋΔＶｑｕ，ｋΔＶｄｗ，ｋΔＶｑｗ）を、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値（例えば、実施の形態でのＩｄ指令（Ｉｄｒｅｆ）及びＩｑ指令（Ｉｑｒｅｆ））から算出する電流位相補正手段（例えば、実施の形態での電流位相補正部８９）とを備え、前記変換手段は、前記電流位相補正手段にて算出された前記電圧補正値に基づき、各相毎に前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正し、補正して得た各電圧指令値に座標変換を行うことを特徴としている。

上記構成のクローポール型モータの制御装置によれば、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を相電圧指令値に変換する際に、各相のインダクタンス不整合に係る補正を各相毎に個別に行うことで、相電圧指令値を適切に算出することができる。
これにより、クローポール型モータの構造に起因して各相のインダクタンス不整合が存在する場合であっても、各相電流の振幅および位相を整合させることができ、クローポール型モータを適切に駆動制御することができる。

さらに、電流位相補正手段は、各相のインダクタンス不整合に係る各相電流の位相ずれを補正するために必要とされる電圧補正値、つまり各相毎にｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する電圧補正値を算出する。これにより、クローポール型モータの構造に起因して各相のインダクタンス不整合が存在する場合であっても、各相電流の振幅および位相を整合させることができ、クローポール型モータを適切に駆動制御することができる。

さらに、請求項２に記載の本発明のクローポール型モータの制御装置では、前記電流位相ずれ算出手段は、前記回転子の異なる回転角度（例えば、実施の形態での回転角度θ_１，θ_２）での各相電流の瞬時電流値（例えば、実施の形態での各瞬時電流値Ｉｕ_１，Ｉｕ_２，Ｉｗ_１，Ｉｗ_２）に基づき、前記位相ずれを算出することを特徴としている。

上記構成のクローポール型モータの制御装置によれば、電流位相ずれ算出手段は、各相のインダクタンス不整合に係る各相電流の位相ずれを瞬時電流値に基づき算出する。これにより、各相毎にｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する際に要する時間が過剰に増大してしまうことを防止して、制御装置の応答性を向上させることができる。

さらに、請求項３に記載の本発明のクローポール型モータの制御装置では、前記電流位相ずれ算出手段は、各相電流の電流値の所定周期に亘る積分値あるいは平均値に基づき、前記位相ずれを算出することを特徴としている。

上記構成のクローポール型モータの制御装置によれば、電流位相ずれ算出手段は、各相のインダクタンス不整合に係る各相電流の位相ずれを各相電流の電流値の所定周期に亘る積分値あるいは平均値に基づき算出する。これにより、各相毎にｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する際に、精度の良い補正を行うことができ、制御装置の信頼性を向上させることができる。

本発明のクローポール型モータの制御装置によれば、各相のインダクタンス不整合に係る補正を各相毎に個別に行うことで、相電圧指令値を適切に算出することができ、クローポール型モータの構造に起因して各相のインダクタンス不整合が存在する場合であっても、各相電流の振幅および位相を整合させることができ、クローポール型モータを適切に駆動制御することができる。
さらに、請求項２に記載の本発明のクローポール型モータの制御装置によれば、各相毎にｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する際に要する時間が過剰に増大してしまうことを防止して、制御装置の応答性を向上させることができる。
さらに、請求項３に記載の本発明のクローポール型モータの制御装置によれば、各相毎にｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する際に、精度の良い補正を行うことができ、制御装置の信頼性を向上させることができる。

以下、本発明のクローポール型モータの制御装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
本実施の形態に係るクローポール型モータ１０は、例えば内燃機関Ｅと共に車両の駆動源としてハイブリッド車両に搭載され、例えば内燃機関Ｅとクローポール型モータ１０とトランスミッションＴ／Ｍとを直列に直結した構造のパラレルハイブリッド車両において、少なくとも内燃機関Ｅまたはクローポール型モータ１０の何れか一方の駆動力は、トランスミッションＴ／Ｍを介して車両の駆動輪Ｗ，Ｗに伝達されるようになっている。
また、車両の減速時に駆動輪Ｗ，Ｗ側からクローポール型モータ１０に駆動力が伝達されると、クローポール型モータ１０は発電機として機能していわゆる回生制動力を発生し、車体の運動エネルギーを電気エネルギー（回生エネルギー）として回収する。さらに、内燃機関Ｅの出力がクローポール型モータ１０に伝達された場合にもクローポール型モータ１０は発電機として機能して発電エネルギーを発生する。

このクローポール型モータ１０は、例えば図１に示すように、複数の永久磁石１１ａ，…，１１ａを有する回転子１１と、この回転子１１を回転させる回転磁界を発生する複数相（例えば、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相）の固定子１２とを備え、回転子１１の回転軸の一端は内燃機関のクランクシャフトに連結され、他端はトランスミッションの入力軸に連結されている。
この回転子１１において、複数の略長方形板状の永久磁石１１ａ，…，１１ａは回転子１１の外周部に周方向に所定間隔をおいて配置され、各永久磁石１１ａは厚さ方向（つまり回転子１１の径方向）に磁化され、周方向で隣り合う永久磁石１１ａ，１１ａは互いに磁化方向が異方向となるように、すなわち外周側がＮ極とされた永久磁石１１ａには、外周側がＳ極とされた永久磁石１１ａが周方向で隣接するように配置されている。
また、各永久磁石１１ａの外周面は、回転子１１の外周部に対向配置される略円筒状の固定子１２の内周面に向かい露出している。

固定子１２は、例えば図１および図２に示すように、Ｕ相ステータリング２１と、Ｖ相ステータリング２２と、Ｗ相ステータリング２３と、Ｕ相巻線２４と、第１Ｖ相巻線２５Ａと、第２Ｖ相巻線２５Ｂと、Ｗ相巻線２６とを備えて構成され、各ステータリング２１，２２，２３は、例えば粉末状の磁性材料を加圧成形して一体に形成された各バックヨーク３１，４１，５１および各爪状誘導極３２，４２，５２を備えて構成されている。

Ｕ相ステータリング２１は、例えば図１および図３に示すように、略円環状のＵ相バックヨーク３１と、このＵ相バックヨーク３１の内周部の周方向に所定間隔をおいた位置から径方向内方に向かい突出すると共に、基端側から先端側に向かうことに伴い軸線Ｐ方向の一方に屈曲するようにして伸びる鉤爪状のＵ相爪状誘導極３２とを備えて構成されている。
そして、Ｕ相バックヨーク３１には、Ｖ相バックヨーク４１の一方の端面４１Ａに当接する端面３１Ａ上の内周部において、軸線Ｐ方向に沿った厚さが一段薄くなるようにして形成された軸線Ｐと同軸の周方向に沿った円環状のＵ相巻線装着部３１ａが形成されている。
また、Ｕ相爪状誘導極３２は、例えば、周方向に対する断面形状が略Ｌ字状かつ径方向に対する断面形状が略長方形状に形成されたＵ相誘導極本体３２ａと、Ｕ相誘導極本体３２ａの両側面３２Ａ，３２Ａから周方向に突出し、かつ、Ｕ相バックヨーク３１の内周面３１Ｂから径方向内方に突出するようにして、Ｕ相誘導極本体３２ａの各側面３２Ａ，３２ＡおよびＵ相バックヨーク３１の内周面３１Ｂに接続され、径方向内方に基端側から先端側に向かい先細り形状に形成されたＵ相拡張部３２ｂ，３２ｂとを備えて構成されている。

Ｕ相誘導極本体３２ａは、回転子１１の外周面上にて露出する各永久磁石１１ａの外周面に対向するＵ相対向面３２Ｂに交差するようにして接続された１対の側面３２Ａ，３２Ａおよび軸線Ｐ方向に沿って対をなす端面３２Ｃ，傾斜面３２Ｄを備えて構成されている。そして、Ｕ相対向面３２Ｂに略直交する端面３２Ｃに対し、傾斜面３２Ｄは径方向内方に向かい次第に相互間の距離が増大するように傾斜している。
Ｕ相拡張部３２ｂは、例えば、Ｕ相誘導極本体３２ａの側面３２Ａと端面３２Ｃとの交差稜線部の内周側端部近傍の位置を頂点３３とし、Ｕ相バックヨーク３１の内周面３１Ｂの一部をなす所定周方向長さの略長方形状の底面３２Ｅを有する略４角錐状に形成されている。
なお、Ｕ相拡張部３２ｂの底面３２Ｅは、例えば、Ｕ相誘導極本体３２ａにおいて径方向に沿ってＵ相対向面３２Ｂと対向するＵ相バックヨーク３１の内周面３１Ｂの一部をなす基端面３２Ｆと同等の周方向長さを有し、Ｕ相拡張部３２ｂの底面３２ＥとＵ相誘導極本体３２ａの基端面３２Ｆとの面積は同等に設定されている。

Ｖ相ステータリング２２は、例えば図１および図４に示すように、略円環状のＶ相バックヨーク４１と、このＶ相バックヨーク４１の内周部の周方向に所定間隔をおいた位置から径方向内方に向かい突出すると共に、基端側から先端側に向かうことに伴い軸線Ｐ方向の一方および他方に伸びる両鉤爪状のＶ相爪状誘導極４２とを備えて構成されている。
そして、Ｖ相バックヨーク４１には、Ｕ相バックヨーク３１の端面３１Ａに当接する一方の端面４１Ａ上の内周部において、軸線Ｐ方向に沿った厚さが一段薄くなるようにして形成された軸線Ｐと同軸の周方向に沿った円環状の第１Ｖ相巻線装着部４１ａが形成され、Ｗ相バックヨーク５１の端面５１Ａに当接する他方の端面４１Ｂ上の内周部において、軸線Ｐ方向に沿った厚さが一段薄くなるようにして形成された軸線Ｐと同軸の円環状の第２Ｖ相巻線装着部４１ｂが形成されている。
また、Ｖ相爪状誘導極４２は、例えば、周方向に対する断面形状が略Ｔ字状かつ径方向に対する断面形状が略長方形状に形成されたＶ相誘導極本体４２ａと、Ｖ相誘導極本体４２ａの両側面４２Ａ，４２Ａから周方向に突出し、かつ、Ｖ相バックヨーク４１の内周面４１Ｃから径方向内方に突出するようにして、Ｖ相誘導極本体４２ａの各側面４２Ａ，４２ＡおよびＶ相バックヨーク４１の内周面４１Ｃに接続され、径方向内方に基端側から先端側に向かい先細り形状に形成された第１Ｖ相拡張部４２ｂおよび第２Ｖ相拡張部４２ｃとを備えて構成されている。

Ｖ相誘導極本体４２ａは、回転子１１の外周面上にて露出する各永久磁石１１ａの外周面に対向するＶ相対向面４２Ｂに交差するようにして接続された１対の側面４２Ａ，４２Ａおよび軸線Ｐ方向に沿って対をなす一方および他方の傾斜面４２Ｃ，４２Ｄを備えて構成されている。そして、両傾斜面４２Ｃ，４２Ｄは径方向内方に向かい次第に相互間の距離が増大するように傾斜している。
第１Ｖ相拡張部４２ｂは、例えば、Ｖ相誘導極本体４２ａの一方の側面４２Ａと他方の傾斜面４２Ｄとの交差稜線部の内周側端部近傍の位置を頂点４３とし、Ｖ相バックヨーク４１の内周面４１Ｃの一部をなす所定周方向長さの略長方形状の底面４２Ｅを有する略４角錐状に形成されている。
第２Ｖ相拡張部４２ｃは、例えば、Ｖ相誘導極本体４２ａの他方の側面４２Ａと一方の傾斜面４２Ｃとの交差稜線部の内周側端部近傍の位置を頂点４４とし、Ｖ相バックヨーク４１の内周面４１Ｃの一部をなす所定周方向長さの略長方形状の底面４２Ｆを有する略４角錐状に形成されている。
なお、各Ｖ相拡張部４２ｂ，４２ｃの底面４２Ｅ，４２Ｆは、例えば、Ｖ相誘導極本体４２ａにおいて径方向に沿ってＶ相対向面４２Ｂと対向するＶ相バックヨーク４１の内周面４１ＣＢの一部をなす基端面４２Ｇと同等の周方向長さを有し、各Ｖ相拡張部４２ｂ，４２ｃの底面４２Ｅ，４２ＦとＶ相誘導極本体４２ａの基端面４２Ｇとの面積は同等に設定されている。

Ｗ相ステータリング２３は、例えば図１および図５に示すように、Ｕ相ステータリング２１と同等の形状を有し、略円環状のＷ相バックヨーク５１と、このＷ相バックヨーク５１の内周部の周方向に所定間隔をおいた位置から径方向内方に向かい突出すると共に、基端側から先端側に向かうことに伴い軸線Ｐ方向の他方に屈曲するようにして伸びる鉤爪状のＷ相爪状誘導極５２とを備えて構成されている。
そして、Ｗ相バックヨーク５１には、Ｖ相バックヨーク４１の他方の端面４１Ｂに当接する端面５１Ａ上の内周部において、軸線Ｐ方向に沿った厚さが一段薄くなるようにして形成された軸線Ｐと同軸の周方向に沿った円環状のＷ相巻線装着部５１ａが形成されている。
また、Ｗ相爪状誘導極５２は、例えば、周方向に対する断面形状が略Ｌ字状かつ径方向に対する断面形状が略長方形状に形成されたＷ相誘導極本体５２ａと、Ｗ相誘導極本体５２ａの両側面５２Ａ，５２Ａから周方向に突出し、かつ、Ｗ相バックヨーク５１の内周面５１Ｂから径方向内方に突出するようにして、Ｗ相誘導極本体５２ａの各側面５２Ａ，５２ＡおよびＷ相バックヨーク５１の内周面５１Ｂに接続され、径方向内方に基端側から先端側に向かい先細り形状に形成されたＷ相拡張部５２ｂ，５２ｂとを備えて構成されている。

Ｗ相誘導極本体５２ａは、回転子１１の外周面上にて露出する各永久磁石１１ａの外周面に対向するＷ相対向面５２Ｂに交差するようにして接続された１対の側面５２Ａ，５２Ａおよび軸線Ｐ方向に沿って対をなす端面５２Ｃ，傾斜面５２Ｄを備えて構成されている。そして、Ｗ相対向面５２Ｂに略直交する端面５２Ｃに対し、傾斜面５２Ｄは径方向内方に向かい次第に相互間の距離が増大するように傾斜している。
Ｗ相拡張部５２ｂは、例えば、Ｗ相誘導極本体５２ａの側面５２Ａと端面５２Ｃとの交差稜線部の内周側端部近傍の位置を頂点５３とし、Ｗ相バックヨーク５１の内周面５１Ｂの一部をなす所定周方向長さの略長方形状の底面５２Ｅを有する略４角錐状に形成されている。
なお、Ｗ相拡張部５２ｂの底面５２Ｅは、例えば、Ｗ相誘導極本体５２ａにおいて径方向に沿ってＷ相対向面５２Ｂと対向するＷ相バックヨーク５１の内周面５１Ｂの一部をなす基端面５２Ｆと同等の周方向長さを有し、Ｗ相拡張部５２ｂの底面５２ＥとＷ相誘導極本体５２ａの基端面５２Ｆとの面積は同等に設定されている。

各ステータリング２１，２２，２３は、例えば図２および図６に示すように、各爪状誘導極３２，４２，５２が周方向に沿って順次配列されるようにして接続され、Ｕ相バックヨーク３１の端面３１ＡとＶ相バックヨーク４１の一方の端面４１Ａとが当接することで端面３１Ａ上のＵ相巻線装着部３１ａと一方の端面４１Ａ上の第１Ｖ相巻線装着部４１ａとによって円環状の第１巻線装着部６１が形成され、Ｖ相バックヨーク４１の他方の端面４１ＢとＷ相バックヨーク５１の端面５１Ａとが当接することで他方の端面４１Ｂ上の第２Ｖ相巻線装着部４１ｂと端面５１Ａ上のＷ相巻線装着部５１ａとによって円環状の第２巻線装着部６２が形成される。
そして、第１巻線装着部６１内には、軸線Ｐ方向に沿ってＵ相バックヨーク３１側にずれた位置にＵ相巻線２４が装着され、Ｖ相バックヨーク４１側にずれた位置に第１Ｖ相巻線２５Ａが装着されている。また、第２巻線装着部６２内には、軸線Ｐ方向に沿ってＶ相バックヨーク４１側にずれた位置に第２Ｖ相巻線２５Ｂが装着され、Ｗ相バックヨーク５１側にずれた位置にＷ相巻線２６が装着されている。

各巻線２４，２５Ａ，２５Ｂ，２６は、例えば断面視略長方形状の導電性の平角線が径方向および周方向に複数層をなすようにして巻回されてなり、第１巻線装着部６１に装着されるＵ相巻線２４と第１Ｖ相巻線２５Ａとの起磁力の方向が互いに反対方向となるように、かつ、第２巻線装着部６２に装着される第２Ｖ相巻線２５ＢとＷ相巻線２６との起磁力の方向が互いに反対方向となるように、かつ、第１Ｖ相巻線２５Ａと第２Ｖ相巻線２５Ｂとの起磁力の方向が互いに反対方向となるように、つまり軸線Ｐ方向に沿って順次配列された各巻線２４，２５Ａ，２５Ｂ，２６の起磁力の方向が交互に反転するように設定されている。
そして、各巻線２４，２５Ａ，２５Ｂ，２６は、スター結線あるいはデルタ結線により接続されている。

また、例えば図７および図８に示すように、Ｕ相爪状誘導極３２のＵ相誘導極本体３２ａは、軸線Ｐ方向に沿ってＶ相爪状誘導極４２の第１Ｖ相拡張部４２ｂと所定間隔をおいて対向配置され、さらにＶ相爪状誘導極４２の第１Ｖ相拡張部４２ｂは、軸線Ｐ方向に沿ってＷ相爪状誘導極５２のＷ相拡張部５２ｂと所定間隔をおいて対向配置されている。
また、例えば図７および図９に示すように、Ｖ相爪状誘導極４２のＶ相誘導極本体４２ａは、軸線Ｐ方向の両側に所定間隔をおいて、Ｕ相爪状誘導極３２のＵ相拡張部３２ｂおよびＷ相爪状誘導極５２のＷ相拡張部５２ｂと対向配置されている。
また、例えば図７および図１０に示すように、Ｗ相爪状誘導極５２のＷ相誘導極本体５２ａは、軸線Ｐ方向に沿ってＶ相爪状誘導極４２の第２Ｖ相拡張部４２ｃと所定間隔をおいて対向配置され、さらにＶ相爪状誘導極４２の第２Ｖ相拡張部４２ｃは、軸線Ｐ方向に沿ってＵ相爪状誘導極３２のＵ相拡張部３２ｂと所定間隔をおいて対向配置されている。

この実施形態によるクローポール型モータの制御装置７０（以下、単に、モータ制御装置７０と呼ぶ）は、例えばハイブリッド車両に内燃機関Ｅと共に駆動源として搭載されるクローポール型モータ１０を駆動制御するものであって、例えば図１１に示すように、パワードライブユニット（ＰＤＵ）７１と、バッテリ７２と、制御部７３とを備えて構成されている。

このモータ制御装置７０において、複数相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のクローポール型モータ１０の駆動および回生作動は制御部７３から出力される制御指令を受けてＰＤＵ７１により行われる。
ＰＤＵ７１は、例えばトランジスタのスイッチング素子を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路を具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータを備え、クローポール型モータ１０と電気エネルギーの授受を行う高圧系のバッテリ７２が接続されている。
ＰＤＵ７１は、例えばクローポール型モータ１０の駆動時に、制御部７３から出力される指令値（Ｕ相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖ，Ｗ相交流電圧指令値Ｖｗ）に基づき、バッテリ７２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のクローポール型モータ１０のステータ巻線への通電を順次転流させることで各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じたＵ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗをクローポール型モータ１０の各相へと出力する。

制御部７３は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、Ｉｄ指令（Ｉｄｒｅｆ）及びＩｑ指令（Ｉｑｒｅｆ）に基づいて各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、ＰＤＵ７１へパルス幅変調信号を入力すると共に、実際にＰＤＵ７１からクローポール型モータ１０に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、Ｉｄ指令及びＩｑ指令との各偏差がゼロとなるように制御を行う。
この制御部７３は、例えば、電流指令入力部８１と、減算器８２，８３と、電流フィードバック制御部８４と、ｄｑ−３相個別変換部８５と、３相−ｄｑ変換部８６と、電流位相ずれ演算部８７と、積分補償部８８と、電流位相補正部８９とを備えて構成されている。

電流指令入力部８１は、例えば、運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作に関するアクセル操作量やクローポール型モータ１０の回転数等に応じて必要とされるトルク値をクローポール型モータ１０に発生させるためのトルク指令値に基づき、ＰＤＵ７１からクローポール型モータ１０に供給する各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのＩｄ指令及びＩｑ指令として減算器８２，８３へ出力されている。
この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えば回転子１１の永久磁石１１ａによる界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、クローポール型モータ１０の回転子１１と共に同期して電気角速度ω（以下、単に、回転角速度ωと呼ぶ）で回転している。これにより、ＰＤＵ７１からクローポール型モータ１０の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるＩｄ指令及びＩｑ指令を与えるようになっている。

減算器８２はＩｄ指令とｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄを算出し、減算器８３はＩｑ指令とｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出する。各減算器８２，８３から出力された偏差ΔＩｄ及び偏差ΔＩｑは、電流フィードバック制御部８４に入力されている。
電流フィードバック制御部８４は、例えばＰＩ（比例積分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値Ｖｄを算出し、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。電流フィードバック制御部８４から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑはｄｑ−３相個別変換部８５に入力されている。

ｄｑ−３相個別変換部８５は、例えば回転子１１の回転角度つまり回転子１１の磁極位置を検出する位置検出センサや回転子１１の回転角度を推定する推定部等から入力される回転子１１の回転角度を用いて、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗに変換する。
このｄｑ−３相個別変換部８５は、例えば図１２に示すように、各相毎に個別に変換処理を行い、特に、Ｕ相およびＷ相に対しては、電流位相補正部８９から出力される各相毎の電圧補正値ｋΔＶｄｕ，ｋΔＶｑｕ，ｋΔＶｄｗ，ｋΔＶｑｗに応じて、各相毎にｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを補正し、補正により得たｄｑ座標上での各指令値を各相毎に個別に静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗに変換する。
そして、ｄｑ−３相個別変換部８５から出力される各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、ＰＤＵ７１のスイッチング素子をオン／オフさせるためのスイッチング指令（例えば、パルス幅変調信号）としてＰＤＵ７１に入力されている。

３相−ｄｑ変換部８６は、例えば回転子１１の回転角度つまり回転子１１の磁極位置を検出する位置検出センサや回転子１１の回転角度を推定する推定部等から入力される回転子１１の回転角度を用いて、静止座標上における電流である各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、クローポール型モータ１０の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。このため、３相−ｄｑ変換部２６には、クローポール型モータ１０の各相のステータ巻線に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する少なくとも２つの相電流検出器２７，２７から出力される検出値（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｗ相電流Ｉｗ）が入力されている。そして、３相−ｄｑ変換部８６から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは減算器８２，８３に出力されている。

また、電流位相ずれ演算部８７は、後述する各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを、例えば図１２に示すように、回転子１１の異なる回転角度θ_１，θ_２での各相の瞬時電流値Ｉｕ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｗ２に基づき算出し、積分補償部８８へ出力する。なお、各回転角度θ_１，θ_２は、例えば回転子１１の磁極位置を検出する位置検出センサや回転子１１の回転角度を推定する推定部等から入力される。
積分補償部８８は、電流位相ずれ演算部８７にて算出される各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを積分動作により制御増幅して積分ゲインｋを算出し、電流位相補正部８９へ出力する。
電流位相補正部８９は、例えば図１２に示すように、積分補償部８８にて算出される積分ゲインｋに基づき、各相毎の電圧補正値ｋΔＶｄｕ，ｋΔＶｑｕ，ｋΔＶｄｗ，ｋΔＶｑｗを算出し、ｄｑ−３相個別変換部８５へ出力する。

本実施の形態によるモータ制御装置７０は上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置７０の動作、特に、各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流の位相ずれβを制御する処理について添付図面を参照しながら説明する。

上記構成のクローポール型モータ１０によれば、固定子１２の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各巻線２４，２５Ａ，２５Ｂ，２６に対し、Ｖ相に対しては２つの第１Ｖ相巻線２５Ａおよび第２Ｖ相巻線２５Ｂが備えられていることから、各相毎の巻数を比較した場合にＶ相の巻数がＵ相およびＷ相の巻数の２倍となり、Ｖ相に係るインダクタンスがＵ相およびＶ相に係る各インダクタンスとは異なる値となっている。
例えば図１３に示す固定子１２に対する漏れ磁束の等価回路において、各相起磁力Ｖ、各相間磁気抵抗Ｒ、固定子１２のヨーク部の各磁束Φａ，Φｂ，Φｃにより、例えば図１４（ａ）に示すようにＵ−Ｗ相間に通電した場合には鎖交磁束が３Ｖ／Ｒとなる。これに対し、例えば図１４（ｂ）に示すようにＵ−Ｖ相間に通電した場合には、Ｖ相の漏れ磁束が他相に比べて大きくなり、下記数式（１）に基づき、鎖交磁束が６Ｖ／Ｒとなる。

また、Ｕ相巻線２５およびＷ相巻線２６に対応したＵ相およびＷ相の各インダクタンス（図１５に示すＵ，Ｗ）と、第１および第２Ｖ相巻線２５Ａ，２５Ｂに対応したＶ相の各インダクタンス（図５に示すＶ１，Ｖ２およびＶ３，Ｖ４）と、Ｖ相の合成インダクタンス（図１５に示す合成Ｖ）と、Ｕ−Ｖ相間およびＶ−Ｗ相間およびＷ−Ｕ相間の各線間インダクタンス（図１５に示すＵ−Ｖ相，Ｖ−Ｗ相，Ｗ−Ｕ相）との、回転子１１の回転角度αに応じた各変化の一例は図１５に示すようになり、Ｖ相の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスが、Ｕ相およびＷ相の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに比べて大きくなっていることがわかる。

先ず、以下においては、各相のインダクタンス不整合に応じた各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの変化について説明する。

３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータの電圧方程式は、例えば相抵抗（相抵抗値ｒ）と誘起電圧を無視すると、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、各相の自己インダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと、各相互インダクタンスＭｕｖ，Ｍｕｗ，Ｍｖｕ，Ｍｖｗ，Ｍｗｕ，Ｍｗｖとにより、下記数式（２）に示すように記述される。

上記数式（２）において、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは何れか２つの相電流により記述できるため、例えばＶ相電流ＩｖをＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗにより記述して消去し、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗによる線間電圧（例えば、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ）とＷ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｗｖ（＝Ｖｗ−Ｖｖ））は下記数式（３）に示すように記述される。

ここで、各巻線２４，２５Ａ，２５Ｂ，２６に対する回転子１１の回転位置に応じてインダクタンス成分値が変化するようなモータの突極性を無視した場合のインダクタンス行列は、自己インダクタンスＬ_ｓと相互インダクタンスｍとに基づき、下記数式（４）に示すように記述されることから、上記数式（３）からモータの突極性を無視した線間電圧方程式は下記数式（５）に示すように記述される。

ここで、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、例えば下記数式（６）に示すように正弦波状とすれば、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ）とＷ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｗｖ（＝Ｖｗ−Ｖｖ））は下記数式（７）に示すように記述される。なお、ωは回転子１１の回転角速度である。

上記数式（５）および数式（７）により、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各時間微分値（ｄＩｕ／ｄｔおよびｄＩｗ／ｄｔ）は、例えば下記数式（８）に示すように記述され、これらの電流微分ベクトルは図１６に示すように（２π／３）＝１２０ｄｅｇの電流位相差を有し、この数式（８）からＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗは下記数式（９）に示すように記述される。なお、Ｋは任意の定数である。

ここで、３相の各インダクタンスが対称ではなく、例えば下記数式（１０）に示すように、Ｖ相に係る自己インダクタンスおよび相互インダクタンスが他相（Ｕ相およびＶ相）に係る自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに比べて大きい場合（例えばＬ＞Ｌ_ｓかつＭ＞ｍ）には、モータの突極性を無視した線間電圧方程式は下記数式（１１）に示すように記述される。

ここで、Ｕ相−Ｖ相間の線間インダクタンスＬｕｖとＷ相−Ｖ相間の線間インダクタンスＬｗｖ線間とＵ相−Ｗ相間の線間インダクタンスＬｕｗとは、下記数式（１２）に示すように記述されることから、上記数式（１１）に示す線間電圧方程式は下記数式（１３）に示すように記述される。

ここで、例えば回転子１１の回転角度ωに応じて変化する線間インダクタンスの平均値（平均線間インダクタンス）として、例えば図１５に基づき、Ｌｕｖ＝Ｌｗｖ≒７５０（μＨ）、Ｌｕｗ≒５００（μＨ）とすれば、上記数式（１３）に示す線間電圧方程式は下記数式（１４）に示すように記述される。このとき、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各時間微分値（ｄＩｕ／ｄｔおよびｄＩｗ／ｄｔ）に係る電流微分ベクトルは、例えば図１７に示すように、３相の各インダクタンスが整合している場合に比べて、δ＝ａｒｃｔａｎ（（１．３３３−１）・√３）≒１１ｄｅｇだけ電流位相差がずれる。

つまり、例えば図１８および図１９に示すように、Ｕ相電流Ｉｕの電流位相が進角状態となり、Ｗ相電流Ｉｗの電流位相が遅角状態となって、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ間の電流位相差が２π／３＝１２０ｄｅｇよりも増大することによって、Ｖ相電流Ｉｖの電流値が低下することになる。そして、これに伴い、各相電流間の電流位相差が２π／３＝１２０ｄｅｇであることを前提とする通常のベクトル制御によれば、モータの力率およびトルク定数が低下することになる。

次に、以下においては、各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを補正する方法について説明する。

各相電流Ｉｕ，Ｉｗの電流位相に生じるずれを解消するためには、例えば図２０に示すように、先ず、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧ＶｕｖとＷ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｗｖとの間の位相差ψをπ／３＝６０ｄｅｇよりも小さな値に設定する。ただし、上記数式（２）〜数式（１４）においては、誘起電圧を無視していることから、実際には各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと誘起電圧との差電圧の位相を変化させることになる。
ここで、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｕｖと線間誘起電圧Ｅｕｖとの差電圧Ｖ１と、Ｗ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｗｖと線間誘起電圧Ｅｗｖとの差電圧Ｖ２とに対して、相抵抗値ｒによる電圧降下を無視し、各巻線２４，２５Ａ，２５Ｂ，２６にトルク電流（つまりｑ軸電流）のみを通電した場合には、各差電圧Ｖ１，Ｖ２はトルク電流よりもほぼπ／２＝９０ｄｅｇだけ位相が進むことから、３相のベクトル図は、例えば図２１に示すように描画される。

ここで、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ間の電流位相差が２π／３＝１２０ｄｅｇよりも大きい場合にはＵ相電流Ｉｕの電流位相が進角状態となり、Ｗ相電流Ｉｗの電流位相が遅角状態となることから、これに対応して、各電圧差Ｖ１，Ｖ２の電圧値（つまり、ベクトルの大きさ）を変化させずに電圧差Ｖ１を進角状態かつ電圧差Ｖ２を遅角状態に設定することになる。
しかしながら、単に、Ｕ相電圧指令値Ｖｕを進角状態に設定し、Ｖ相電圧指令値Ｖｖを遅角状態に設定するだけでは、例えば図２２に示すように、各電圧差Ｖ１，Ｖ２の位相はほとんど変化せず、しかも、電圧差Ｖ１の大きさが増大し、電圧差Ｖ２の大きさが減少してしまう。このため、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗを所望の各位相状態（つまり、Ｕ相電流Ｉｕは進角状態、Ｗ相電流Ｉｗは遅角状態）に変化させることができず、しかも、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各電流値が不必要に変化してしまう。

このため、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗを所望の各位相状態（つまり、Ｕ相電流Ｉｕは進角状態、Ｗ相電流Ｉｗは遅角状態）に変化させるための各電圧差Ｖ１，Ｖ２（つまり電圧差Ｖ１を進角状態かつ電圧差Ｖ２を遅角状態）を得るためには、例えば図２３に示すように、各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖの位相および振幅を変化させる必要がある。

ところで、通常のベクトル制御においては、３相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの大きさは同等であり、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ間の位相差は２π／３＝１２０ｄｅｇに固定されていることから、各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖの位相および振幅を変化させるための補正が必要となる。
例えばＶ相電圧指令値Ｖｖの電圧値および位相を固定した場合には、Ｕ相電圧指令値ＶｕをＵ相電流Ｉｕが進角する方向に変化させ、Ｗ相電圧指令値ＶｗをＷ相電流Ｉｗが遅角する方向に変化させればよい。

ここで、モータの突極性を無視した場合におけるｄｑ座標上での回路方程式に基づき、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗおよび各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの所定定常値からの変化に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑとｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとの各変化ΔＶｄ，ΔＶｑ，ΔＩｄ，ΔＩｑを、例えば下記数式（１５）に示すように近似すれば、この数式（１５）に基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆを進角または遅角させる場合の電圧変化を算出することができる。そして、算出した電圧変化によって各電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを補正して得た値から変換処理によって各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗを算出することで、これらの各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗに応じた各相電流Ｉｕ，Ｉｗを進角または遅角させることができる。

例えばＵ相電圧Ｉｕを進角させる際に、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆをπ／２＝９０ｄｅｇだけ位相を進める電圧変化ΔＶｄｕ，ΔＶｑｕは、例えば下記数式（１６）に示すように記述される。

また、例えばＷ相電流Ｉｗを遅角させる際に、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆをπ／２＝９０ｄｅｇだけ位相を遅らせる電圧変化ΔＶｄｗ，ΔＶｑｗは、例えば下記数式（１７）に示すように記述される。

そして、例えば下記数式（１８）に示すように、上記数式（１６）に基づく電圧変化ΔＶｄｕ，ΔＶｑｕによって各電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを補正して得た値（Ｖｄ＋ｋΔＶｄｕ，Ｖｑ＋ｋΔＶｑｕ）に対する変換処理によってＵ相電圧指令値Ｖｕを算出することで、Ｕ相電圧指令値Ｖｕに応じたＵ相電流Ｉｕを進角させることができる。

このとき、Ｖ相電圧指令値Ｖｖは、補正の必要無しに、例えば下記数式（１９）に示すように記述される。

また、例えば下記数式（２０）に示すように、上記数式（１７）に基づく電圧変化ΔＶｄｗ，ΔＶｑｗによって各電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを補正して得た値（Ｖｄ＋ｋΔＶｄｗ，Ｖｑ＋ｋΔＶｑｗ）に対する変換処理によってＷ相電圧指令値Ｖｗを算出することで、Ｗ相電圧指令値Ｖｗに応じたＷ相電流Ｉｗを遅角させることができる。

次に、以下においては、Ｕ相電流Ｉｕを進角させる度合およびＷ相電流Ｉｗを遅角させる度合、つまり各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを算出する方法、特に、電流位相ずれ演算部８７の動作について説明する。

上記数式（１８）〜数式（２０）に基づき、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相ずれβを補正する際には、位相ずれβを検出してフィードバック処理を実行することになる。
ここで、各相のインダクタンスの不整合に起因してＵ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとには、互いに逆方向の位相ずれβが生じることから、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを正弦波状とすれば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗは下記数式（２１）に示すように記述される。

そして、同一相で異なる適宜の回転角度θ_１，θ_２でのＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各瞬時電流値Ｉｕ_１，Ｉｕ_２，Ｉｗ_１，Ｉｗ_２は、例えば下記数式（２２）に示すように記述されることから、Ｕ相の各瞬時電流値Ｉｕ_１，Ｉｕ_２に対して下記数式（２３）が成り立ち、Ｗ相の各瞬時電流値Ｉｗ_１，Ｉｗ_２に対して下記数式（２４）が成り立つ。

ここで、各電圧Ｖｓｕ，Ｖｃｕ，Ｖｓｗ，Ｖｃｗを下記数式（２５）に示すようにして定義すると、適宜の回転角度θ_１，θ_２の差（θ_１−θ_２）の正弦値ｓｉｎ（θ_１−θ_２）≠０の場合に、これらの各電圧Ｖｓｕ，Ｖｃｕ，Ｖｓｗ，Ｖｃｗと、上記数式（２３）および数式（２４）とに基づき、下記数式（２６）に示すようにして、位相差βの正弦値を算出することができ、さらに、位相差β≒０において、この位相ずれβの近似値を算出することができる。

以下に、上述した実施の形態のモータ制御装置７０によりクローポール型モータ１０の通電電流の電流位相を制御した試験の試験結果について説明する。
なお、比較例においては、３相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの大きさを同等とし、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ間の位相差を２π／３＝１２０ｄｅｇに固定した通常のベクトル制御によりクローポール型モータ１０の通電電流の電流位相を制御した。
この比較例における試験結果として、例えば図２４には、所定回転数（１０００ｒｐｍ）および所定トルク（１０Ｎｍ）での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの時間変化を示した。
そして、実施例においては、モータ制御装置７０よりクローポール型モータ１０の通電電流の電流位相を制御した試験結果として、例えば図２５には、所定回転数（１０００ｒｐｍ）および所定トルク（１０Ｎｍ）での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの時間変化を示した。

図２４に示す比較例においては、各相のインダクタンスの不整合に応じてＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗに位相ずれが生じ、Ｖ相電流Ｉｖの波高値が低下すると共に、波形に乱れが生じていることがわかる。
これに対し、図２５に示す実施例においては、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相および波高値が適切に制御され、さらに、滑らかな波形を示すように制御されていることがわかる。

上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置７０によれば、各相のインダクタンス不整合に係る補正を各相毎に個別に行うことで、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを適切に算出することができ、クローポール型モータ１０の構造に起因して各相のインダクタンス不整合が存在する場合であっても、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅および位相を整合させることができ、クローポール型モータ１０を適切に駆動制御することができる。
しかも、例えばクローポール型モータ１０をハイブリッド車両等の車両の駆動源として搭載する場合等において、クローポール型モータ１０の運転状態（例えば、力行や回生等）が頻繁に変動する場合であっても、各相のインダクタンス不整合に係る各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを各瞬時電流値Ｉｕ_１，Ｉｕ_２，Ｉｗ_１，Ｉｗ_２に基づき算出することから、各相毎にｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑの位相および振幅を補正する際に要する時間が過剰に増大してしまうことを防止して、モータ制御装置７０の応答性を向上させることができる。

なお、上述した実施形態においては、電流位相ずれ演算部８７は、瞬時電流値Ｉｕ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｗ２に基づき、各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを算出するとしたが、これに限定されず、例えば所定周期（半周期等）に亘る積分電流値や平均電流値に基づき、各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを算出してもよい。

例えば、上記数式（２１）に基づき、Ｕ相電流Ｉｕの自乗Ｉｕ・Ｉｕは下記数式（２７）に示すように記述され、Ｗ相電流Ｉｗの自乗Ｉｗ・Ｉｗは下記数式（２８）に示すように記述され、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとの積は下記数式（２９）に示すように記述され、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとの積は下記数式（３０）に示すように記述される。

上記数式（２７）〜（３０）に基づき、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとの内積と、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとの内積との差は、下記数式（３１）に示すように記述され、位相ずれβ≒０において、この位相ずれβの近似値を、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとの内積と、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとの内積とにより算出することができる。

また、Ｗ相電流ＩｗとＶ相電流Ｉｖとの各実効値Ｉｗ^２，Ｉｖ^２の差は、下記数式（３２）に示すように記述されることから、位相差βの近似値をＷ相電流ＩｗとＶ相電流Ｉｖとの実効値の差により算出することができる。

なお、上記数式（３１）あるいは数式（３２）に基づき位相差βの近似値を算出する際には、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流値として、電流値の１周期分あるいは１／２周期分の時間積分値または時間平均値を用いることになる。

本発明の実施形態に係るクローポール型モータの構成を示す要部分解斜視図である。 本発明の実施形態に係るクローポール型モータの固定子の要部斜視図である。 図１に示すＵ相ステータリングの一部を破断して示す要部斜視図である。 図１に示すＶ相ステータリングの一部を破断して示す要部斜視図である。 図１に示すＷ相ステータリングの一部を破断して示す要部斜視図である。 図２に示すクローポール型モータの固定子の一部を破断して示す要部斜視図である。 図２に示すクローポール型モータの固定子を軸線方向に沿って見た要部平面図である。 図７に示すＸ−Ｘ線断面図である。 図７に示すＹ−Ｙ線断面図である。 図７に示すＺ−Ｚ線断面図である。 本発明の実施形態に係るクローポール型モータの制御装置の構成図である。 図１１に示すｄｑ−３相個別変換部および電流位相補正部および積分補償部および電流位相ずれ補償部の構成図である。 本発明の実施形態に係るクローポール型モータの固定子に対する漏れ磁束の等価回路である。 図１４（ａ）は図１３に示す漏れ磁束の等価回路においてＵ−Ｗ相間に通電した場合の各磁束を示す図であり、図１４（ｂ）は図１３に示す漏れ磁束の等価回路においてＵ−Ｖ相間に通電した場合の各磁束を示す図である。 Ｕ相およびＷ相の各インダクタンス（Ｕ，Ｗ）と、Ｖ相の各インダクタンス（Ｖ１，Ｖ２およびＶ３，Ｖ４）と、Ｖ相の合成インダクタンス（合成Ｖ）と、Ｕ−Ｖ相間およびＶ−Ｗ相間およびＷ−Ｕ相間の各線間インダクタンス（Ｕ−Ｖ相，Ｖ−Ｗ相，Ｗ−Ｕ相）との、回転子の回転角度αに応じた各変化の一例を示す図である。 ３相の各インダクタンスが対称である通常のモータに対し、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各時間微分値（ｄＩｕ／ｄｔおよびｄＩｗ／ｄｔ）に対する電流微分ベクトルと線間電圧と電流ベクトルを示す図である。 ３相の各インダクタンスが対称ではなく、Ｖ相に係る自己インダクタンスおよび相互インダクタンスが他相（Ｕ相およびＶ相）に係る自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに比べて大きい場合のモータである本実施形態に係るクローポール型モータに対し、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各時間微分値（ｄＩｕ／ｄｔおよびｄＩｗ／ｄｔ）に対する電流微分ベクトルと線間電圧と電流ベクトルを示す図である。 本実施形態に係るクローポール型モータに対し、各相の電流ベクトルを示す図である。 本実施形態に係るクローポール型モータに対し、各相電流およびトルクの波高値の電気角に応じた変化の一例を示す図である。 本実施形態に係るクローポール型モータに対し、線間電圧の位相に対する補正値の一例を示す図である。 本実施形態に係るクローポール型モータに対し、誘起電圧と線間電圧との関係を示す図である。 本実施形態に係るクローポール型モータに対し、Ｕ相電圧およびＷ相電圧の位相を変化させた場合における誘起電圧と線間電圧との関係を示す図である。 本実施形態に係るクローポール型モータに対し、Ｕ相電流を進角させ、Ｗ相電流を遅角させた場合における誘起電圧と線間電圧との関係を示す図である。 比較例において各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波高値の電気角に応じた変化の一例を示す図である。 実施例において各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波高値の電気角に応じた変化の一例を示す図である。

符号の説明

１１ 回転子
１１ａ 永久磁石
１２ 固定子
２１ Ｕ相ステータリング
２２ Ｖ相ステータリング
２３ Ｗ相ステータリング
２４ Ｕ相巻線
２５Ａ 第１Ｖ相巻線
２５Ｂ 第２Ｖ相巻線
２６ Ｗ相巻線
３２ Ｕ相爪状誘導極
４２ Ｖ相爪状誘導極
５２ Ｗ相爪状誘導極
６１ 第１巻線装着孔
６２ 第２巻線装着孔
７０ モータ制御装置（クローポール型モータの制御装置）
７１ ＰＤＵ（通電切換手段）
８５ ｄｑ−３相個別変換部（変換手段）
８７ 電流位相ずれ演算部（電流位相ずれ算出手段）
８９ 電流位相補正部（電流位相補正手段）

Claims (3)

1. 永久磁石を有する回転子と、複数相のステータリングを軸線方向に沿って同軸に積み重ねるようにして配置し、軸線方向で隣り合う前記ステータリング間に形成された環状の巻線装着部に、前記回転子を回転させる回転磁界を発生する環状巻線を配置し、各相のステータリング本体から径方向に突出する爪状誘導極を備え、各相の前記爪状誘導極を順次周方向に沿って配列すると共に前記永久磁石に対向配置させてなる前記固定子とを備えるクローポール型モータを、前記環状巻線への通電を順次転流させる通電切換手段により回転駆動させるクローポール型モータの制御装置であって、
   回転直交座標系をなすｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を、前記通電切換手段の動作を制御する固定座標上の相電圧指令値に変換する際に、各相毎に個別に、各相のインダクタンス不整合に係る補正および座標変換を行う変換手段と、
   各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流の位相ずれを算出する電流位相ずれ算出手段と、
   前記電流位相ずれ算出手段にて算出された前記位相ずれに基づき、各相毎に前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する電圧補正値を、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値から算出する電流位相補正手段とを備え、
   前記変換手段は、前記電流位相補正手段にて算出された前記電圧補正値に基づき、各相毎に前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正し、補正して得た各電圧指令値に座標変換を行うことを特徴とするクローポール型モータの制御装置。
2. 前記電流位相ずれ算出手段は、前記回転子の異なる回転角度での各相電流の瞬時電流値に基づき、前記位相ずれを算出することを特徴とする請求項１に記載のクローポール型モータの制御装置。
3. 前記電流位相ずれ算出手段は、各相電流の電流値の所定周期に亘る積分値あるいは平均値に基づき、前記位相ずれを算出することを特徴とする請求項１に記載のクローポール型モータの制御装置。

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