JP4485840B2 - Control device for claw pole type motor - Google Patents

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Description

本発明は、クローポール型モータの制御装置に関する。   The present invention relates to a control device for a claw pole type motor.

従来、例えばＵ相、Ｖ相、Ｗ相等の複数相の各相毎に独立した磁路を構成するようにして各相毎に対応した複数の単位ステータを備え、各単位ステータは、環状の巻線の周囲を取り囲むようにして外周部が接続されると共に内周部が開口したヨークを備え、このヨークの内周部において、軸線方向に沿った両開口端から互いの開口端に向かい屈曲して伸びる複数対の爪状誘導極が互いに噛み合うようにして周方向に所定間隔をおいて隣り合うと共に、これらの爪状誘導極が回転子の外周部に対向するようにして配置されたクローポール型モータが知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開平７−２２７０７５号公報 2. Description of the Related Art Conventionally, for example, a plurality of unit stators corresponding to each phase are provided so as to constitute independent magnetic paths for each phase of a plurality of phases such as U phase, V phase, and W phase, and each unit stator has an annular winding. The yoke is provided with an outer peripheral portion connected so as to surround the periphery of the wire and an inner peripheral portion opened, and the inner peripheral portion of the yoke is bent from both open ends along the axial direction toward each open end. A pair of claw-shaped induction poles extending in parallel with each other so as to mesh with each other at predetermined intervals in the circumferential direction, and the claw poles arranged so that these claw-shaped induction poles face the outer peripheral portion of the rotor A type motor is known (see, for example, Patent Document 1).
JP-A-7-227075

ところで、上記従来技術の一例に係るクローポール型モータにおいては、複数相の単位ステータが軸線方向に積み重ねられることから、クローポール型モータの軸線方向の寸法が過剰に増大してしまうという問題が生じる。
これに対して、複数相のステータリングを軸線方向に沿って積み重ねるようにして配置し、軸線方向で隣り合うステータリング間に形成された環状の巻線装着孔に環状巻線を配置し、各相のステータリングに径方向内方（あるいは径方向外方）に突出する爪状誘導極を備え、各相の爪状誘導極を順次周方向に沿って配列すると共にロータの外周面（あるいはロータの内周面）に対向させることで、各相の鎖交磁束を変化させずに各相の磁路を共用化し、クローポール型モータの軸線方向の寸法の増大を抑制することができる。
そして、このようなクローポール型モータを駆動制御する際に適切な制御を行うことが望まれている。 By the way, in the claw pole type motor according to the above-described prior art, since the unit stators of a plurality of phases are stacked in the axial direction, there arises a problem that the dimension in the axial direction of the claw pole type motor is excessively increased. .
On the other hand, a plurality of stator rings are arranged so as to be stacked along the axial direction, annular windings are arranged in annular winding mounting holes formed between adjacent stator rings in the axial direction, The stator ring of the phase is provided with claw-like induction poles protruding radially inward (or radially outward), and the claw-like induction poles of each phase are sequentially arranged along the circumferential direction and the outer peripheral surface of the rotor (or the rotor) By facing the inner circumferential surface), the magnetic path of each phase can be shared without changing the interlinkage magnetic flux of each phase, and an increase in the dimension in the axial direction of the claw pole motor can be suppressed.
In addition, it is desired to perform appropriate control when driving and controlling such a claw pole type motor.

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、クローポール型モータを適切に制御することが可能なクローポール型モータの制御装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a control device for a claw pole type motor capable of appropriately controlling the claw pole type motor.

上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明のクローポール型モータの制御装置は、永久磁石（例えば、実施の形態での永久磁石１１ａ）を有する回転子（例えば、実施の形態での回転子１１）と、複数相のステータリング（例えば、実施の形態での各ステータリング２１，２２，２３）を軸線方向に沿って同軸に積み重ねるようにして配置し、軸線方向で隣り合う前記ステータリング間に形成された環状の巻線装着部（例えば、実施の形態での各巻線装着部６１，６２）に、前記回転子を回転させる回転磁界を発生する環状巻線（例えば、実施の形態での各巻線２４，２５Ａ，２５Ｂ，２６）を配置し、各相のステータリング本体から径方向に突出する爪状誘導極（例えば、実施の形態での各爪状誘導極３２，４２，５２）を備え、各相の前記爪状誘導極を順次周方向に沿って配列すると共に前記永久磁石に対向配置させてなる前記固定子とを備えるクローポール型モータを、前記環状巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例えば、実施の形態でのＰＤＵ７１）により回転駆動させるクローポール型モータの制御装置であって、回転直交座標系をなすｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値（例えば、実施の形態でのｄ軸電圧指令値Ｖｄ）およびｑ軸電圧指令値（例えば、実施の形態でのｑ軸電圧指令値Ｖｑ）を、前記通電切換手段の動作を制御する固定座標上の相電圧指令値（例えば、実施の形態でのＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗ）に変換する際に、各相毎に個別に、各相のインダクタンス不整合に係る補正および座標変換を行う変換手段（例えば、実施の形態でのｄｑ−３相個別変換部８５）と、各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流の位相ずれ（例えば、実施の形態での位相ずれβ）を算出する電流位相ずれ算出手段（例えば、実施の形態での電流位相ずれ演算部８７）と、前記電流位相ずれ算出手段にて算出された前記位相ずれに基づき、各相毎に前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する電圧補正値（例えば、実施の形態での電圧補正値ｋΔＶｄｕ，ｋΔＶｑｕ，ｋΔＶｄｗ，ｋΔＶｑｗ）を、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値（例えば、実施の形態でのＩｄ指令（Ｉｄｒｅｆ）及びＩｑ指令（Ｉｑｒｅｆ））から算出する電流位相補正手段（例えば、実施の形態での電流位相補正部８９）とを備え、前記変換手段は、前記電流位相補正手段にて算出された前記電圧補正値に基づき、各相毎に前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正し、補正して得た各電圧指令値に座標変換を行うことを特徴としている。 In order to solve the above problems and achieve the object, a control device for a claw pole type motor according to a first aspect of the present invention is a rotor having a permanent magnet (for example, the permanent magnet 11a in the embodiment). (For example, the rotor 11 in the embodiment) and a multi-phase stator ring (for example, the stator rings 21, 22, 23 in the embodiment) are arranged so as to be coaxially stacked along the axial direction. An annular winding mounting portion (for example, each winding mounting portion 61, 62 in the embodiment) formed between the stator rings adjacent in the axial direction generates a rotating magnetic field that rotates the rotor. The windings (for example, the windings 24, 25A, 25B, and 26 in the embodiment) are arranged, and the claw-shaped induction poles (for example, the respective claws in the embodiment) projecting radially from the stator ring body of each phase Inductive pole 32, 2 and 52), and the claw pole type motor including the claw-shaped induction poles of each phase sequentially arranged in the circumferential direction and the stator arranged opposite to the permanent magnet, Is a claw-pole motor controller that is driven to rotate by energization switching means (for example, PDU 71 in the embodiment) for sequentially commutating energization to the d-axis voltage on the dq coordinate forming the rotation orthogonal coordinate system. A command value (for example, the d-axis voltage command value Vd in the embodiment) and a q-axis voltage command value (for example, the q-axis voltage command value Vq in the embodiment) are fixed to control the operation of the energization switching means. When converting into phase voltage command values on coordinates (for example, U-phase AC voltage command value Vu, V-phase AC voltage command value Vv and W-phase AC voltage command value Vw in the embodiment), each phase is individually Inductance irregularities of each phase Converting means for performing correction and coordinate transformation according to (e.g., dq-3 phase separate converter unit 85 in the embodiment) and the phase shift of each phase current based on the phase inductance mismatch (e.g., in the embodiment Current phase shift calculation means (for example, the current phase shift calculation unit 87 in the embodiment) for calculating the phase shift β of each phase based on the phase shift calculated by the current phase shift calculation means. Voltage correction values for correcting the phase and amplitude of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value (for example, voltage correction values kΔVdu, kΔVqu, kΔVdw, kΔVqw in the embodiment) Current phase correcting means (for example, current phase correcting unit in the embodiment) that calculates from the q-axis current command value (for example, Id command (Idref) and Iq command (Iqref) in the embodiment)) 9), and the conversion means calculates the phase and amplitude of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value for each phase based on the voltage correction value calculated by the current phase correction means. The correction is performed, and coordinate conversion is performed on each voltage command value obtained by the correction .

上記構成のクローポール型モータの制御装置によれば、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を相電圧指令値に変換する際に、各相のインダクタンス不整合に係る補正を各相毎に個別に行うことで、相電圧指令値を適切に算出することができる。
これにより、クローポール型モータの構造に起因して各相のインダクタンス不整合が存在する場合であっても、各相電流の振幅および位相を整合させることができ、クローポール型モータを適切に駆動制御することができる。 According to the control device for the claw pole type motor having the above configuration, when the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value are converted into the phase voltage command value, the correction related to the inductance mismatch of each phase is performed for each phase. By performing individually, the phase voltage command value can be calculated appropriately.
As a result, even if there is an inductance mismatch of each phase due to the structure of the claw pole motor, the amplitude and phase of each phase current can be matched and the claw pole motor can be driven appropriately Can be controlled.

さらに、電流位相補正手段は、各相のインダクタンス不整合に係る各相電流の位相ずれを補正するために必要とされる電圧補正値、つまり各相毎にｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する電圧補正値を算出する。これにより、クローポール型モータの構造に起因して各相のインダクタンス不整合が存在する場合であっても、各相電流の振幅および位相を整合させることができ、クローポール型モータを適切に駆動制御することができる。 Further, the current phase correction means is a voltage correction value required for correcting the phase shift of each phase current related to the inductance mismatch of each phase, that is, the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command for each phase. A voltage correction value for correcting the phase and amplitude of the value is calculated. As a result, even if there is an inductance mismatch of each phase due to the structure of the claw pole motor, the amplitude and phase of each phase current can be matched and the claw pole motor can be driven appropriately Can be controlled.

さらに、請求項２に記載の本発明のクローポール型モータの制御装置では、前記電流位相ずれ算出手段は、前記回転子の異なる回転角度（例えば、実施の形態での回転角度θ１，θ２）での各相電流の瞬時電流値（例えば、実施の形態での各瞬時電流値Ｉｕ１，Ｉｕ２，Ｉｗ１，Ｉｗ２）に基づき、前記位相ずれを算出することを特徴としている。 Furthermore, in the control device for a claw pole motor according to the second aspect of the present invention, the current phase shift calculation means includes different rotation angles of the rotor (for example, rotation angles θ 1 and θ 2 in the embodiment). ) To calculate the phase shift based on the instantaneous current values of the respective phase currents (for example, the instantaneous current values Iu 1 , Iu 2 , Iw 1 , Iw 2 in the embodiment).

上記構成のクローポール型モータの制御装置によれば、電流位相ずれ算出手段は、各相のインダクタンス不整合に係る各相電流の位相ずれを瞬時電流値に基づき算出する。これにより、各相毎にｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する際に要する時間が過剰に増大してしまうことを防止して、制御装置の応答性を向上させることができる。   According to the claw pole motor control apparatus having the above-described configuration, the current phase shift calculation means calculates the phase shift of each phase current related to the inductance mismatch of each phase based on the instantaneous current value. As a result, the time required to correct the phase and amplitude of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value for each phase is prevented from excessively increasing, and the responsiveness of the control device is improved. be able to.

さらに、請求項３に記載の本発明のクローポール型モータの制御装置では、前記電流位相ずれ算出手段は、各相電流の電流値の所定周期に亘る積分値あるいは平均値に基づき、前記位相ずれを算出することを特徴としている。 Further, in the control device for a claw pole motor according to the third aspect of the present invention, the current phase shift calculation means is configured to calculate the phase shift based on an integral value or an average value of current values of the respective phase currents over a predetermined period. It is characterized by calculating.

上記構成のクローポール型モータの制御装置によれば、電流位相ずれ算出手段は、各相のインダクタンス不整合に係る各相電流の位相ずれを各相電流の電流値の所定周期に亘る積分値あるいは平均値に基づき算出する。これにより、各相毎にｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する際に、精度の良い補正を行うことができ、制御装置の信頼性を向上させることができる。   According to the claw pole type motor control apparatus having the above-described configuration, the current phase shift calculation means calculates the phase shift of each phase current related to the inductance mismatch of each phase as an integral value over a predetermined period of the current value of each phase current or Calculate based on the average value. Thereby, when correcting the phase and amplitude of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value for each phase, it is possible to perform correction with high accuracy and improve the reliability of the control device.

本発明のクローポール型モータの制御装置によれば、各相のインダクタンス不整合に係る補正を各相毎に個別に行うことで、相電圧指令値を適切に算出することができ、クローポール型モータの構造に起因して各相のインダクタンス不整合が存在する場合であっても、各相電流の振幅および位相を整合させることができ、クローポール型モータを適切に駆動制御することができる。
さらに、請求項２に記載の本発明のクローポール型モータの制御装置によれば、各相毎にｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する際に要する時間が過剰に増大してしまうことを防止して、制御装置の応答性を向上させることができる。
さらに、請求項３に記載の本発明のクローポール型モータの制御装置によれば、各相毎にｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する際に、精度の良い補正を行うことができ、制御装置の信頼性を向上させることができる。 According to the claw pole type motor control device of the present invention, the phase voltage command value can be appropriately calculated by performing the correction related to the inductance mismatch of each phase individually for each phase. Even when there is an inductance mismatch of each phase due to the structure of the motor, the amplitude and phase of each phase current can be matched, and the claw pole motor can be appropriately driven and controlled.
Further, according to the control device for a claw pole type motor of the present invention described in claim 2 , the time required for correcting the phase and amplitude of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value for each phase is excessive. Therefore, the response of the control device can be improved.
Furthermore, according to the control device for a claw pole type motor of the present invention as set forth in claim 3 , when the phase and amplitude of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value are corrected for each phase, the accuracy is high. Correction can be performed and the reliability of the control device can be improved.

以下、本発明のクローポール型モータの制御装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
本実施の形態に係るクローポール型モータ１０は、例えば内燃機関Ｅと共に車両の駆動源としてハイブリッド車両に搭載され、例えば内燃機関Ｅとクローポール型モータ１０とトランスミッションＴ／Ｍとを直列に直結した構造のパラレルハイブリッド車両において、少なくとも内燃機関Ｅまたはクローポール型モータ１０の何れか一方の駆動力は、トランスミッションＴ／Ｍを介して車両の駆動輪Ｗ，Ｗに伝達されるようになっている。
また、車両の減速時に駆動輪Ｗ，Ｗ側からクローポール型モータ１０に駆動力が伝達されると、クローポール型モータ１０は発電機として機能していわゆる回生制動力を発生し、車体の運動エネルギーを電気エネルギー（回生エネルギー）として回収する。さらに、内燃機関Ｅの出力がクローポール型モータ１０に伝達された場合にもクローポール型モータ１０は発電機として機能して発電エネルギーを発生する。 Hereinafter, an embodiment of a control device for a claw pole type motor of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
The claw pole type motor 10 according to the present embodiment is mounted on a hybrid vehicle as a vehicle drive source together with the internal combustion engine E, for example, and the internal combustion engine E, the claw pole type motor 10 and the transmission T / M are directly connected in series. In the parallel hybrid vehicle having the structure, at least the driving force of either the internal combustion engine E or the claw pole type motor 10 is transmitted to the driving wheels W, W of the vehicle via the transmission T / M.
When the driving force is transmitted to the claw pole type motor 10 from the driving wheels W and W during deceleration of the vehicle, the claw pole type motor 10 functions as a generator to generate a so-called regenerative braking force, and the movement of the vehicle body. Energy is recovered as electric energy (regenerative energy). Further, even when the output of the internal combustion engine E is transmitted to the claw pole type motor 10, the claw pole type motor 10 functions as a generator and generates power generation energy.

このクローポール型モータ１０は、例えば図１に示すように、複数の永久磁石１１ａ，…，１１ａを有する回転子１１と、この回転子１１を回転させる回転磁界を発生する複数相（例えば、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相）の固定子１２とを備え、回転子１１の回転軸の一端は内燃機関のクランクシャフトに連結され、他端はトランスミッションの入力軸に連結されている。
この回転子１１において、複数の略長方形板状の永久磁石１１ａ，…，１１ａは回転子１１の外周部に周方向に所定間隔をおいて配置され、各永久磁石１１ａは厚さ方向（つまり回転子１１の径方向）に磁化され、周方向で隣り合う永久磁石１１ａ，１１ａは互いに磁化方向が異方向となるように、すなわち外周側がＮ極とされた永久磁石１１ａには、外周側がＳ極とされた永久磁石１１ａが周方向で隣接するように配置されている。
また、各永久磁石１１ａの外周面は、回転子１１の外周部に対向配置される略円筒状の固定子１２の内周面に向かい露出している。 As shown in FIG. 1, for example, the claw pole motor 10 includes a rotor 11 having a plurality of permanent magnets 11a,..., 11a and a plurality of phases (for example, U U) that generate a rotating magnetic field that rotates the rotor 11. The rotor 11 has one end of the rotating shaft connected to the crankshaft of the internal combustion engine and the other end connected to the input shaft of the transmission.
In this rotor 11, a plurality of substantially rectangular plate-like permanent magnets 11a, ..., 11a are arranged on the outer peripheral portion of the rotor 11 at a predetermined interval in the circumferential direction, and each permanent magnet 11a is in the thickness direction (that is, rotated). The permanent magnets 11a and 11a that are magnetized in the radial direction of the child 11 and are adjacent in the circumferential direction have different magnetization directions, that is, the permanent magnet 11a whose outer peripheral side is the N pole, the outer peripheral side is the S pole. The permanent magnets 11a are arranged so as to be adjacent in the circumferential direction.
Further, the outer peripheral surface of each permanent magnet 11 a is exposed toward the inner peripheral surface of the substantially cylindrical stator 12 that is disposed opposite to the outer peripheral portion of the rotor 11.

固定子１２は、例えば図１および図２に示すように、Ｕ相ステータリング２１と、Ｖ相ステータリング２２と、Ｗ相ステータリング２３と、Ｕ相巻線２４と、第１Ｖ相巻線２５Ａと、第２Ｖ相巻線２５Ｂと、Ｗ相巻線２６とを備えて構成され、各ステータリング２１，２２，２３は、例えば粉末状の磁性材料を加圧成形して一体に形成された各バックヨーク３１，４１，５１および各爪状誘導極３２，４２，５２を備えて構成されている。   As shown in FIGS. 1 and 2, for example, the stator 12 includes a U-phase stator ring 21, a V-phase stator ring 22, a W-phase stator ring 23, a U-phase winding 24, and a first V-phase winding 25A. And a second V-phase winding 25B and a W-phase winding 26, and the stator rings 21, 22, and 23 are formed integrally by, for example, pressure-molding a powdery magnetic material. The back yoke 31, 41, 51 and the claw-shaped induction poles 32, 42, 52 are provided.

Ｕ相ステータリング２１は、例えば図１および図３に示すように、略円環状のＵ相バックヨーク３１と、このＵ相バックヨーク３１の内周部の周方向に所定間隔をおいた位置から径方向内方に向かい突出すると共に、基端側から先端側に向かうことに伴い軸線Ｐ方向の一方に屈曲するようにして伸びる鉤爪状のＵ相爪状誘導極３２とを備えて構成されている。
そして、Ｕ相バックヨーク３１には、Ｖ相バックヨーク４１の一方の端面４１Ａに当接する端面３１Ａ上の内周部において、軸線Ｐ方向に沿った厚さが一段薄くなるようにして形成された軸線Ｐと同軸の周方向に沿った円環状のＵ相巻線装着部３１ａが形成されている。
また、Ｕ相爪状誘導極３２は、例えば、周方向に対する断面形状が略Ｌ字状かつ径方向に対する断面形状が略長方形状に形成されたＵ相誘導極本体３２ａと、Ｕ相誘導極本体３２ａの両側面３２Ａ，３２Ａから周方向に突出し、かつ、Ｕ相バックヨーク３１の内周面３１Ｂから径方向内方に突出するようにして、Ｕ相誘導極本体３２ａの各側面３２Ａ，３２ＡおよびＵ相バックヨーク３１の内周面３１Ｂに接続され、径方向内方に基端側から先端側に向かい先細り形状に形成されたＵ相拡張部３２ｂ，３２ｂとを備えて構成されている。 For example, as shown in FIGS. 1 and 3, the U-phase stator ring 21 is formed from a substantially annular U-phase back yoke 31 and a position at a predetermined interval in the circumferential direction of the inner peripheral portion of the U-phase back yoke 31. A claw-shaped U-phase claw-shaped induction pole 32 that protrudes inward in the radial direction and extends so as to bend in one direction in the axis P direction as it goes from the proximal end side to the distal end side. Yes.
The U-phase back yoke 31 is formed so that the thickness along the axis P direction is reduced by one step at the inner peripheral portion on the end surface 31A in contact with one end surface 41A of the V-phase back yoke 41. An annular U-phase winding mounting portion 31a is formed along the circumferential direction coaxial with the axis P.
The U-phase claw-shaped induction pole 32 includes, for example, a U-phase induction pole body 32a having a substantially L-shaped cross-section with respect to the circumferential direction and a substantially rectangular cross-section with respect to the radial direction, and a U-phase induction pole body. The side surfaces 32A, 32A of the U-phase induction pole main body 32a and the side surfaces 32A, 32A of the U-phase induction pole body 32a protrude in the circumferential direction from both side surfaces 32A, 32A of the 32a and project radially inward from the inner peripheral surface 31B of the U-phase back yoke 31. The U-phase extending portion 32b is connected to the inner peripheral surface 31B of the U-phase back yoke 31 and has U-phase extending portions 32b and 32b formed in a tapered shape from the base end side toward the tip end side in the radial direction.

Ｕ相誘導極本体３２ａは、回転子１１の外周面上にて露出する各永久磁石１１ａの外周面に対向するＵ相対向面３２Ｂに交差するようにして接続された１対の側面３２Ａ，３２Ａおよび軸線Ｐ方向に沿って対をなす端面３２Ｃ，傾斜面３２Ｄを備えて構成されている。そして、Ｕ相対向面３２Ｂに略直交する端面３２Ｃに対し、傾斜面３２Ｄは径方向内方に向かい次第に相互間の距離が増大するように傾斜している。
Ｕ相拡張部３２ｂは、例えば、Ｕ相誘導極本体３２ａの側面３２Ａと端面３２Ｃとの交差稜線部の内周側端部近傍の位置を頂点３３とし、Ｕ相バックヨーク３１の内周面３１Ｂの一部をなす所定周方向長さの略長方形状の底面３２Ｅを有する略４角錐状に形成されている。
なお、Ｕ相拡張部３２ｂの底面３２Ｅは、例えば、Ｕ相誘導極本体３２ａにおいて径方向に沿ってＵ相対向面３２Ｂと対向するＵ相バックヨーク３１の内周面３１Ｂの一部をなす基端面３２Ｆと同等の周方向長さを有し、Ｕ相拡張部３２ｂの底面３２ＥとＵ相誘導極本体３２ａの基端面３２Ｆとの面積は同等に設定されている。 The U-phase induction pole body 32a is a pair of side surfaces 32A and 32A connected so as to intersect the U-phase facing surface 32B facing the outer peripheral surface of each permanent magnet 11a exposed on the outer peripheral surface of the rotor 11. And an end face 32C and an inclined face 32D that form a pair along the direction of the axis P. The inclined surface 32D is inclined with respect to the end surface 32C substantially orthogonal to the U-phase facing surface 32B so that the distance between them gradually increases inward in the radial direction.
For example, the U-phase extension portion 32b has a vertex 33 at a position near the inner peripheral side end of the intersecting ridge line portion between the side surface 32A and the end surface 32C of the U-phase induction pole body 32a, and the inner peripheral surface 31B of the U-phase back yoke 31. Is formed in a substantially quadrangular pyramid shape having a substantially rectangular bottom surface 32E having a predetermined circumferential length.
The bottom surface 32E of the U-phase extension 32b is, for example, a base that forms part of the inner peripheral surface 31B of the U-phase back yoke 31 that faces the U-phase facing surface 32B along the radial direction in the U-phase induction pole body 32a. It has the same circumferential length as the end face 32F, and the area of the bottom face 32E of the U-phase extension 32b and the base end face 32F of the U-phase induction pole body 32a is set to be equal.

Ｖ相ステータリング２２は、例えば図１および図４に示すように、略円環状のＶ相バックヨーク４１と、このＶ相バックヨーク４１の内周部の周方向に所定間隔をおいた位置から径方向内方に向かい突出すると共に、基端側から先端側に向かうことに伴い軸線Ｐ方向の一方および他方に伸びる両鉤爪状のＶ相爪状誘導極４２とを備えて構成されている。
そして、Ｖ相バックヨーク４１には、Ｕ相バックヨーク３１の端面３１Ａに当接する一方の端面４１Ａ上の内周部において、軸線Ｐ方向に沿った厚さが一段薄くなるようにして形成された軸線Ｐと同軸の周方向に沿った円環状の第１Ｖ相巻線装着部４１ａが形成され、Ｗ相バックヨーク５１の端面５１Ａに当接する他方の端面４１Ｂ上の内周部において、軸線Ｐ方向に沿った厚さが一段薄くなるようにして形成された軸線Ｐと同軸の円環状の第２Ｖ相巻線装着部４１ｂが形成されている。
また、Ｖ相爪状誘導極４２は、例えば、周方向に対する断面形状が略Ｔ字状かつ径方向に対する断面形状が略長方形状に形成されたＶ相誘導極本体４２ａと、Ｖ相誘導極本体４２ａの両側面４２Ａ，４２Ａから周方向に突出し、かつ、Ｖ相バックヨーク４１の内周面４１Ｃから径方向内方に突出するようにして、Ｖ相誘導極本体４２ａの各側面４２Ａ，４２ＡおよびＶ相バックヨーク４１の内周面４１Ｃに接続され、径方向内方に基端側から先端側に向かい先細り形状に形成された第１Ｖ相拡張部４２ｂおよび第２Ｖ相拡張部４２ｃとを備えて構成されている。 For example, as shown in FIGS. 1 and 4, the V-phase stator ring 22 is formed from a substantially annular V-phase back yoke 41 and a position at a predetermined interval in the circumferential direction of the inner peripheral portion of the V-phase back yoke 41. It is configured to include a V-shaped claw-shaped induction pole 42 that protrudes inward in the radial direction and extends in one direction and the other in the direction of the axis P along the direction from the proximal end side to the distal end side.
The V-phase back yoke 41 is formed such that the thickness along the axis P direction is reduced by one step at the inner peripheral portion on one end surface 41A in contact with the end surface 31A of the U-phase back yoke 31. An annular first V-phase winding mounting portion 41a is formed along the circumferential direction coaxial with the axis P, and the inner circumferential portion on the other end surface 41B that abuts on the end surface 51A of the W-phase back yoke 51 has an axis P direction. An annular second V-phase winding mounting portion 41b that is coaxial with the axis P and formed so as to be thinner by one step is formed.
The V-phase claw-shaped induction electrode 42 includes, for example, a V-phase induction electrode body 42a having a substantially T-shaped cross section in the circumferential direction and a substantially rectangular cross-section shape in the radial direction, and a V-phase induction pole body. The side surfaces 42A, 42A of the V-phase induction pole main body 42a and the side surfaces 42A, 42A of the V-phase induction pole body 42a are projected in the circumferential direction from both side surfaces 42A, 42A of the 42a and radially inward from the inner circumferential surface 41C of the V-phase back yoke 41. A first V-phase expansion portion 42b and a second V-phase expansion portion 42c that are connected to the inner peripheral surface 41C of the V-phase back yoke 41 and are tapered radially inward from the proximal end side to the distal end side. It is configured.

Ｖ相誘導極本体４２ａは、回転子１１の外周面上にて露出する各永久磁石１１ａの外周面に対向するＶ相対向面４２Ｂに交差するようにして接続された１対の側面４２Ａ，４２Ａおよび軸線Ｐ方向に沿って対をなす一方および他方の傾斜面４２Ｃ，４２Ｄを備えて構成されている。そして、両傾斜面４２Ｃ，４２Ｄは径方向内方に向かい次第に相互間の距離が増大するように傾斜している。
第１Ｖ相拡張部４２ｂは、例えば、Ｖ相誘導極本体４２ａの一方の側面４２Ａと他方の傾斜面４２Ｄとの交差稜線部の内周側端部近傍の位置を頂点４３とし、Ｖ相バックヨーク４１の内周面４１Ｃの一部をなす所定周方向長さの略長方形状の底面４２Ｅを有する略４角錐状に形成されている。
第２Ｖ相拡張部４２ｃは、例えば、Ｖ相誘導極本体４２ａの他方の側面４２Ａと一方の傾斜面４２Ｃとの交差稜線部の内周側端部近傍の位置を頂点４４とし、Ｖ相バックヨーク４１の内周面４１Ｃの一部をなす所定周方向長さの略長方形状の底面４２Ｆを有する略４角錐状に形成されている。
なお、各Ｖ相拡張部４２ｂ，４２ｃの底面４２Ｅ，４２Ｆは、例えば、Ｖ相誘導極本体４２ａにおいて径方向に沿ってＶ相対向面４２Ｂと対向するＶ相バックヨーク４１の内周面４１ＣＢの一部をなす基端面４２Ｇと同等の周方向長さを有し、各Ｖ相拡張部４２ｂ，４２ｃの底面４２Ｅ，４２ＦとＶ相誘導極本体４２ａの基端面４２Ｇとの面積は同等に設定されている。 The V-phase induction pole body 42a is a pair of side surfaces 42A and 42A connected so as to intersect the V-phase facing surface 42B facing the outer peripheral surface of each permanent magnet 11a exposed on the outer peripheral surface of the rotor 11. And one and the other inclined surfaces 42C and 42D which make a pair along the direction of the axis P. Both the inclined surfaces 42C and 42D are inclined so that the distance between them gradually increases inward in the radial direction.
For example, the first V-phase extended portion 42b has, as a vertex 43, a position in the vicinity of the inner peripheral side end portion of the intersecting ridge line portion between the one side surface 42A of the V-phase induction pole body 42a and the other inclined surface 42D. It is formed in a substantially quadrangular pyramid shape having a substantially rectangular bottom surface 42E having a predetermined circumferential length and forming a part of the inner peripheral surface 41C of 41.
For example, the second V-phase extended portion 42c has a vertex 44 at a position in the vicinity of the inner peripheral end of the intersecting ridge line portion between the other side surface 42A of the V-phase induction pole main body 42a and the one inclined surface 42C. It is formed in a substantially quadrangular pyramid shape having a substantially rectangular bottom surface 42F having a predetermined circumferential length and forming a part of the inner peripheral surface 41C of 41.
The bottom surfaces 42E and 42F of the V-phase extension portions 42b and 42c are, for example, the inner peripheral surface 41CB of the V-phase back yoke 41 that faces the V-phase facing surface 42B along the radial direction in the V-phase induction pole body 42a. It has a length in the circumferential direction equivalent to a part of the base end face 42G, and the areas of the bottom faces 42E and 42F of the V-phase extension portions 42b and 42c and the base end face 42G of the V-phase induction pole body 42a are set to be equal. ing.

Ｗ相ステータリング２３は、例えば図１および図５に示すように、Ｕ相ステータリング２１と同等の形状を有し、略円環状のＷ相バックヨーク５１と、このＷ相バックヨーク５１の内周部の周方向に所定間隔をおいた位置から径方向内方に向かい突出すると共に、基端側から先端側に向かうことに伴い軸線Ｐ方向の他方に屈曲するようにして伸びる鉤爪状のＷ相爪状誘導極５２とを備えて構成されている。
そして、Ｗ相バックヨーク５１には、Ｖ相バックヨーク４１の他方の端面４１Ｂに当接する端面５１Ａ上の内周部において、軸線Ｐ方向に沿った厚さが一段薄くなるようにして形成された軸線Ｐと同軸の周方向に沿った円環状のＷ相巻線装着部５１ａが形成されている。
また、Ｗ相爪状誘導極５２は、例えば、周方向に対する断面形状が略Ｌ字状かつ径方向に対する断面形状が略長方形状に形成されたＷ相誘導極本体５２ａと、Ｗ相誘導極本体５２ａの両側面５２Ａ，５２Ａから周方向に突出し、かつ、Ｗ相バックヨーク５１の内周面５１Ｂから径方向内方に突出するようにして、Ｗ相誘導極本体５２ａの各側面５２Ａ，５２ＡおよびＷ相バックヨーク５１の内周面５１Ｂに接続され、径方向内方に基端側から先端側に向かい先細り形状に形成されたＷ相拡張部５２ｂ，５２ｂとを備えて構成されている。 For example, as shown in FIGS. 1 and 5, the W-phase stator ring 23 has a shape equivalent to that of the U-phase stator ring 21, and a substantially annular W-phase back yoke 51, A claw-like W that protrudes inward in the radial direction from a position at a predetermined interval in the circumferential direction of the peripheral portion and extends so as to bend in the other direction in the axis P direction from the proximal end side toward the distal end side. A phase claw-like induction pole 52 is provided.
The W-phase back yoke 51 is formed such that the thickness along the axis P direction is reduced by one step at the inner peripheral portion on the end surface 51A in contact with the other end surface 41B of the V-phase back yoke 41. An annular W-phase winding mounting portion 51a is formed along the circumferential direction coaxial with the axis P.
The W-phase claw-shaped induction electrode 52 includes, for example, a W-phase induction electrode body 52a having a substantially L-shaped cross-section with respect to the circumferential direction and a substantially rectangular cross-section with respect to the radial direction, and a W-phase induction electrode body. The side surfaces 52A, 52A of the W-phase induction pole body 52a and the side surfaces 52A, 52A of the W-phase induction pole body 52a are projected in the circumferential direction from both side surfaces 52A, 52A of the 52a and radially inward from the inner circumferential surface 51B of the W-phase back yoke 51. W-phase extending portions 52b and 52b are connected to the inner peripheral surface 51B of the W-phase back yoke 51 and are tapered in a radially inward direction from the proximal end side toward the distal end side.

Ｗ相誘導極本体５２ａは、回転子１１の外周面上にて露出する各永久磁石１１ａの外周面に対向するＷ相対向面５２Ｂに交差するようにして接続された１対の側面５２Ａ，５２Ａおよび軸線Ｐ方向に沿って対をなす端面５２Ｃ，傾斜面５２Ｄを備えて構成されている。そして、Ｗ相対向面５２Ｂに略直交する端面５２Ｃに対し、傾斜面５２Ｄは径方向内方に向かい次第に相互間の距離が増大するように傾斜している。
Ｗ相拡張部５２ｂは、例えば、Ｗ相誘導極本体５２ａの側面５２Ａと端面５２Ｃとの交差稜線部の内周側端部近傍の位置を頂点５３とし、Ｗ相バックヨーク５１の内周面５１Ｂの一部をなす所定周方向長さの略長方形状の底面５２Ｅを有する略４角錐状に形成されている。
なお、Ｗ相拡張部５２ｂの底面５２Ｅは、例えば、Ｗ相誘導極本体５２ａにおいて径方向に沿ってＷ相対向面５２Ｂと対向するＷ相バックヨーク５１の内周面５１Ｂの一部をなす基端面５２Ｆと同等の周方向長さを有し、Ｗ相拡張部５２ｂの底面５２ＥとＷ相誘導極本体５２ａの基端面５２Ｆとの面積は同等に設定されている。 The W-phase induction pole body 52a is a pair of side surfaces 52A and 52A connected so as to intersect the W-phase facing surface 52B facing the outer peripheral surface of each permanent magnet 11a exposed on the outer peripheral surface of the rotor 11. And an end face 52C and an inclined face 52D that form a pair along the direction of the axis P. The inclined surface 52D is inclined with respect to the end surface 52C substantially orthogonal to the W-phase facing surface 52B so that the distance between them gradually increases inward in the radial direction.
For example, the W-phase extending portion 52b has an apex 53 at a position near the inner peripheral side end of the intersecting ridge line portion between the side surface 52A and the end surface 52C of the W-phase induction pole body 52a, and the inner peripheral surface 51B of the W-phase back yoke 51. Is formed in a substantially quadrangular pyramid shape having a substantially rectangular bottom surface 52E having a predetermined circumferential length.
The bottom surface 52E of the W-phase extension 52b is, for example, a base that forms part of the inner peripheral surface 51B of the W-phase back yoke 51 that faces the W-phase facing surface 52B along the radial direction in the W-phase induction pole body 52a. It has the same circumferential length as the end face 52F, and the area of the bottom face 52E of the W-phase extension 52b and the base end face 52F of the W-phase induction pole body 52a is set to be equal.

各ステータリング２１，２２，２３は、例えば図２および図６に示すように、各爪状誘導極３２，４２，５２が周方向に沿って順次配列されるようにして接続され、Ｕ相バックヨーク３１の端面３１ＡとＶ相バックヨーク４１の一方の端面４１Ａとが当接することで端面３１Ａ上のＵ相巻線装着部３１ａと一方の端面４１Ａ上の第１Ｖ相巻線装着部４１ａとによって円環状の第１巻線装着部６１が形成され、Ｖ相バックヨーク４１の他方の端面４１ＢとＷ相バックヨーク５１の端面５１Ａとが当接することで他方の端面４１Ｂ上の第２Ｖ相巻線装着部４１ｂと端面５１Ａ上のＷ相巻線装着部５１ａとによって円環状の第２巻線装着部６２が形成される。
そして、第１巻線装着部６１内には、軸線Ｐ方向に沿ってＵ相バックヨーク３１側にずれた位置にＵ相巻線２４が装着され、Ｖ相バックヨーク４１側にずれた位置に第１Ｖ相巻線２５Ａが装着されている。また、第２巻線装着部６２内には、軸線Ｐ方向に沿ってＶ相バックヨーク４１側にずれた位置に第２Ｖ相巻線２５Ｂが装着され、Ｗ相バックヨーク５１側にずれた位置にＷ相巻線２６が装着されている。 As shown in FIGS. 2 and 6, for example, the stator rings 21, 22, and 23 are connected so that the claw-shaped induction poles 32, 42, and 52 are sequentially arranged along the circumferential direction. The end surface 31A of the yoke 31 and one end surface 41A of the V-phase back yoke 41 are in contact with each other so that the U-phase winding mounting portion 31a on the end surface 31A and the first V-phase winding mounting portion 41a on the one end surface 41A. An annular first winding mounting portion 61 is formed, and the other end surface 41B of the V-phase back yoke 41 and the end surface 51A of the W-phase back yoke 51 come into contact with each other, so that the second V-phase winding on the other end surface 41B. An annular second winding mounting portion 62 is formed by the mounting portion 41b and the W-phase winding mounting portion 51a on the end surface 51A.
In the first winding mounting portion 61, the U-phase winding 24 is mounted at a position shifted toward the U-phase back yoke 31 along the axis P direction, and at a position shifted toward the V-phase back yoke 41. A first V-phase winding 25A is attached. Further, in the second winding mounting portion 62, the second V-phase winding 25B is mounted at a position shifted toward the V-phase back yoke 41 along the axis P direction, and a position shifted toward the W-phase back yoke 51 side. W-phase winding 26 is attached to the.

各巻線２４，２５Ａ，２５Ｂ，２６は、例えば断面視略長方形状の導電性の平角線が径方向および周方向に複数層をなすようにして巻回されてなり、第１巻線装着部６１に装着されるＵ相巻線２４と第１Ｖ相巻線２５Ａとの起磁力の方向が互いに反対方向となるように、かつ、第２巻線装着部６２に装着される第２Ｖ相巻線２５ＢとＷ相巻線２６との起磁力の方向が互いに反対方向となるように、かつ、第１Ｖ相巻線２５Ａと第２Ｖ相巻線２５Ｂとの起磁力の方向が互いに反対方向となるように、つまり軸線Ｐ方向に沿って順次配列された各巻線２４，２５Ａ，２５Ｂ，２６の起磁力の方向が交互に反転するように設定されている。
そして、各巻線２４，２５Ａ，２５Ｂ，２６は、スター結線あるいはデルタ結線により接続されている。 Each of the windings 24, 25A, 25B, and 26 is formed by winding a conductive rectangular wire having a substantially rectangular shape in cross section, for example, so as to form a plurality of layers in the radial direction and the circumferential direction. The second V-phase winding 25B mounted on the second winding mounting portion 62 so that the magnetomotive force directions of the U-phase winding 24 and the first V-phase winding 25A mounted on the second winding mounting portion 62 are opposite to each other. So that the directions of magnetomotive forces of the first and second V-phase windings 25A and 25B are opposite to each other. That is, the direction of the magnetomotive force of each of the windings 24, 25A, 25B, and 26 sequentially arranged along the axis P direction is set so as to be alternately reversed.
The windings 24, 25A, 25B, and 26 are connected by star connection or delta connection.

また、例えば図７および図８に示すように、Ｕ相爪状誘導極３２のＵ相誘導極本体３２ａは、軸線Ｐ方向に沿ってＶ相爪状誘導極４２の第１Ｖ相拡張部４２ｂと所定間隔をおいて対向配置され、さらにＶ相爪状誘導極４２の第１Ｖ相拡張部４２ｂは、軸線Ｐ方向に沿ってＷ相爪状誘導極５２のＷ相拡張部５２ｂと所定間隔をおいて対向配置されている。
また、例えば図７および図９に示すように、Ｖ相爪状誘導極４２のＶ相誘導極本体４２ａは、軸線Ｐ方向の両側に所定間隔をおいて、Ｕ相爪状誘導極３２のＵ相拡張部３２ｂおよびＷ相爪状誘導極５２のＷ相拡張部５２ｂと対向配置されている。
また、例えば図７および図１０に示すように、Ｗ相爪状誘導極５２のＷ相誘導極本体５２ａは、軸線Ｐ方向に沿ってＶ相爪状誘導極４２の第２Ｖ相拡張部４２ｃと所定間隔をおいて対向配置され、さらにＶ相爪状誘導極４２の第２Ｖ相拡張部４２ｃは、軸線Ｐ方向に沿ってＵ相爪状誘導極３２のＵ相拡張部３２ｂと所定間隔をおいて対向配置されている。 For example, as shown in FIGS. 7 and 8, the U-phase induction pole body 32 a of the U-phase claw-like induction pole 32 has a first V-phase extension 42 b of the V-phase claw-like induction pole 42 along the axis P direction. The first V-phase extended portion 42b of the V-phase claw-shaped induction pole 42 is disposed opposite to the W-phase claw-shaped induction pole 42 along the axis P direction. And are arranged opposite to each other.
For example, as shown in FIGS. 7 and 9, the V-phase induction pole body 42 a of the V-phase claw-like induction pole 42 has a U between the U-phase claw-like induction poles 32 at a predetermined interval on both sides in the axis P direction. The phase expansion portion 32 b and the W phase expansion portion 52 b of the W phase claw-like induction electrode 52 are disposed to face each other.
For example, as shown in FIGS. 7 and 10, the W-phase induction pole body 52 a of the W-phase claw-like induction pole 52 has a second V-phase extension 42 c of the V-phase claw-like induction pole 42 along the axis P direction. The second V-phase extension 42c of the V-phase claw-shaped induction pole 42 is opposed to the U-phase extension 32b of the U-phase claw-shaped induction pole 32 along the axis P direction. And are arranged opposite to each other.

この実施形態によるクローポール型モータの制御装置７０（以下、単に、モータ制御装置７０と呼ぶ）は、例えばハイブリッド車両に内燃機関Ｅと共に駆動源として搭載されるクローポール型モータ１０を駆動制御するものであって、例えば図１１に示すように、パワードライブユニット（ＰＤＵ）７１と、バッテリ７２と、制御部７３とを備えて構成されている。   A claw pole type motor control device 70 (hereinafter simply referred to as a motor control device 70) according to this embodiment drives and controls a claw pole type motor 10 mounted as a drive source together with an internal combustion engine E in a hybrid vehicle, for example. For example, as shown in FIG. 11, a power drive unit (PDU) 71, a battery 72, and a control unit 73 are provided.

このモータ制御装置７０において、複数相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のクローポール型モータ１０の駆動および回生作動は制御部７３から出力される制御指令を受けてＰＤＵ７１により行われる。
ＰＤＵ７１は、例えばトランジスタのスイッチング素子を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路を具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータを備え、クローポール型モータ１０と電気エネルギーの授受を行う高圧系のバッテリ７２が接続されている。
ＰＤＵ７１は、例えばクローポール型モータ１０の駆動時に、制御部７３から出力される指令値（Ｕ相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖ，Ｗ相交流電圧指令値Ｖｗ）に基づき、バッテリ７２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のクローポール型モータ１０のステータ巻線への通電を順次転流させることで各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じたＵ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗをクローポール型モータ１０の各相へと出力する。 In this motor control device 70, the driving and regenerative operation of the multi-phase (for example, U-phase, V-phase, and W-phase) claw pole motor 10 is controlled by the PDU 71 in response to a control command output from the control unit 73. Done.
The PDU 71 includes a PWM inverter by pulse width modulation (PWM) having a bridge circuit formed by bridge connection using, for example, a plurality of transistor switching elements, and a high-voltage battery that exchanges electric energy with the claw pole motor 10. 72 is connected.
The PDU 71 is based on command values (U-phase AC voltage command value Vu, V-phase AC voltage command value Vv, W-phase AC voltage command value Vw) output from the control unit 73 when the claw pole motor 10 is driven, for example. The DC power supplied from the battery 72 is converted into three-phase AC power, and the energization of the stator windings of the three-phase claw pole motor 10 is sequentially commutated to correspond to each voltage command value Vu, Vv, Vw. The U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw are output to each phase of the claw pole motor 10.

制御部７３は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、Ｉｄ指令（Ｉｄｒｅｆ）及びＩｑ指令（Ｉｑｒｅｆ）に基づいて各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、ＰＤＵ７１へパルス幅変調信号を入力すると共に、実際にＰＤＵ７１からクローポール型モータ１０に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、Ｉｄ指令及びＩｑ指令との各偏差がゼロとなるように制御を行う。
この制御部７３は、例えば、電流指令入力部８１と、減算器８２，８３と、電流フィードバック制御部８４と、ｄｑ−３相個別変換部８５と、３相−ｄｑ変換部８６と、電流位相ずれ演算部８７と、積分補償部８８と、電流位相補正部８９とを備えて構成されている。 The control unit 73 performs feedback control of current on the dq coordinate forming the rotation orthogonal coordinate, and calculates each voltage command value Vu, Vv, Vw based on the Id command (Idref) and the Iq command (Iqref). The pulse width modulation signal is input to the PDU 71, and the d-axis current Id and q-axis obtained by converting the phase currents Iu, Iv, Iw actually supplied from the PDU 71 to the claw-pole motor 10 on the dq coordinate. Control is performed such that each deviation between the current Iq, the Id command, and the Iq command becomes zero.
The control unit 73 includes, for example, a current command input unit 81, subtracters 82 and 83, a current feedback control unit 84, a dq-3 phase individual conversion unit 85, a three phase-dq conversion unit 86, and a current phase. The shift calculation unit 87, the integral compensation unit 88, and the current phase correction unit 89 are provided.

電流指令入力部８１は、例えば、運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作に関するアクセル操作量やクローポール型モータ１０の回転数等に応じて必要とされるトルク値をクローポール型モータ１０に発生させるためのトルク指令値に基づき、ＰＤＵ７１からクローポール型モータ１０に供給する各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのＩｄ指令及びＩｑ指令として減算器８２，８３へ出力されている。
この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えば回転子１１の永久磁石１１ａによる界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、クローポール型モータ１０の回転子１１と共に同期して電気角速度ω（以下、単に、回転角速度ωと呼ぶ）で回転している。これにより、ＰＤＵ７１からクローポール型モータ１０の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるＩｄ指令及びＩｑ指令を与えるようになっている。 For example, the current command input unit 81 causes the claw pole motor 10 to generate a torque value required according to the accelerator operation amount relating to the depression operation of the accelerator pedal by the driver, the rotation speed of the claw pole motor 10, and the like. Current command for designating each phase current Iu, Iv, Iw to be supplied from the PDU 71 to the claw pole motor 10 is calculated based on the torque command value of It is output to the subtracters 82 and 83 as an Id command and an Iq command.
The dq coordinates forming the rotation orthogonal coordinates are, for example, a field magnetic flux direction by the permanent magnet 11a of the rotor 11 as a d axis (field axis) and a direction orthogonal to the d axis as a q axis (torque axis). The claw pole motor 10 is rotating at the electrical angular velocity ω (hereinafter simply referred to as the rotational angular velocity ω) in synchronization with the rotor 11 of the claw pole motor 10. As a result, an Id command and an Iq command, which are DC signals, are given as current commands for an AC signal supplied from the PDU 71 to each phase of the claw pole type motor 10.

減算器８２はＩｄ指令とｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄを算出し、減算器８３はＩｑ指令とｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出する。各減算器８２，８３から出力された偏差ΔＩｄ及び偏差ΔＩｑは、電流フィードバック制御部８４に入力されている。
電流フィードバック制御部８４は、例えばＰＩ（比例積分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値Ｖｄを算出し、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。電流フィードバック制御部８４から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑはｄｑ−３相個別変換部８５に入力されている。 The subtractor 82 calculates the deviation ΔId between the Id command and the d-axis current Id, and the subtractor 83 calculates the deviation ΔIq between the Iq command and the q-axis current Iq. The deviations ΔId and ΔIq output from the subtracters 82 and 83 are input to the current feedback control unit 84.
The current feedback control unit 84 controls and amplifies the deviation ΔId to calculate the d-axis voltage command value Vd by, for example, PI (proportional integration) operation, and controls and amplifies the deviation ΔIq to calculate the q-axis voltage command value Vq. The d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq output from the current feedback control unit 84 are input to the dq-3 phase individual conversion unit 85.

ｄｑ−３相個別変換部８５は、例えば回転子１１の回転角度つまり回転子１１の磁極位置を検出する位置検出センサや回転子１１の回転角度を推定する推定部等から入力される回転子１１の回転角度を用いて、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗに変換する。
このｄｑ−３相個別変換部８５は、例えば図１２に示すように、各相毎に個別に変換処理を行い、特に、Ｕ相およびＷ相に対しては、電流位相補正部８９から出力される各相毎の電圧補正値ｋΔＶｄｕ，ｋΔＶｑｕ，ｋΔＶｄｗ，ｋΔＶｑｗに応じて、各相毎にｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを補正し、補正により得たｄｑ座標上での各指令値を各相毎に個別に静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗに変換する。
そして、ｄｑ−３相個別変換部８５から出力される各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、ＰＤＵ７１のスイッチング素子をオン／オフさせるためのスイッチング指令（例えば、パルス幅変調信号）としてＰＤＵ７１に入力されている。 The dq-3 phase individual conversion unit 85 is input from, for example, a position detection sensor that detects the rotation angle of the rotor 11, that is, the magnetic pole position of the rotor 11, an estimation unit that estimates the rotation angle of the rotor 11, and the like. Is used to convert the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq on the dq coordinate into the U-phase AC voltage command value Vu and the V-phase AC voltage on the three-phase AC coordinate that is the stationary coordinate. The command value Vv and the W-phase AC voltage command value Vw are converted.
For example, as shown in FIG. 12, the dq-3 phase individual conversion unit 85 individually performs conversion processing for each phase, and is output from the current phase correction unit 89 particularly for the U phase and the W phase. In accordance with the voltage correction values kΔVdu, kΔVqu, kΔVdw, kΔVqw for each phase, the d-axis voltage command value Vd and the q-axis voltage command value Vq are corrected for each phase. The command value is individually converted into a U-phase AC voltage command value Vu and a W-phase AC voltage command value Vw on a three-phase AC coordinate that is a stationary coordinate for each phase.
The voltage command values Vu, Vv, Vw output from the dq-3 phase individual conversion unit 85 are input to the PDU 71 as switching commands (for example, pulse width modulation signals) for turning on / off the switching elements of the PDU 71. Has been.

３相−ｄｑ変換部８６は、例えば回転子１１の回転角度つまり回転子１１の磁極位置を検出する位置検出センサや回転子１１の回転角度を推定する推定部等から入力される回転子１１の回転角度を用いて、静止座標上における電流である各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、クローポール型モータ１０の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。このため、３相−ｄｑ変換部２６には、クローポール型モータ１０の各相のステータ巻線に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する少なくとも２つの相電流検出器２７，２７から出力される検出値（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｗ相電流Ｉｗ）が入力されている。そして、３相−ｄｑ変換部８６から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは減算器８２，８３に出力されている。   The three-phase-dq conversion unit 86 is, for example, a position detection sensor that detects the rotation angle of the rotor 11, that is, a magnetic pole position of the rotor 11, an estimation unit that estimates the rotation angle of the rotor 11, and the like. Using the rotation angle, the phase currents Iu, Iv, Iw, which are currents on the stationary coordinates, are converted into rotation coordinates based on the rotation phase of the claw pole motor 10, that is, d-axis current Id and q-axis current Iq on the dq coordinates. Convert. For this reason, the three-phase-dq converter 26 includes at least two phase current detectors 27, 27 that detect the phase currents Iu, Iv, Iw supplied to the stator windings of the respective phases of the claw pole type motor 10. The detection values (for example, U-phase current Iu, W-phase current Iw) output from are input. The d-axis current Id and the q-axis current Iq output from the three-phase-dq conversion unit 86 are output to the subtracters 82 and 83.

また、電流位相ずれ演算部８７は、後述する各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを、例えば図１２に示すように、回転子１１の異なる回転角度θ１，θ２での各相の瞬時電流値Ｉｕ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｗ２に基づき算出し、積分補償部８８へ出力する。なお、各回転角度θ１，θ２は、例えば回転子１１の磁極位置を検出する位置検出センサや回転子１１の回転角度を推定する推定部等から入力される。
積分補償部８８は、電流位相ずれ演算部８７にて算出される各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを積分動作により制御増幅して積分ゲインｋを算出し、電流位相補正部８９へ出力する。
電流位相補正部８９は、例えば図１２に示すように、積分補償部８８にて算出される積分ゲインｋに基づき、各相毎の電圧補正値ｋΔＶｄｕ，ｋΔＶｑｕ，ｋΔＶｄｗ，ｋΔＶｑｗを算出し、ｄｑ−３相個別変換部８５へ出力する。 Further, the current phase shift calculation unit 87 converts the phase shift β of each phase current Iu, Iw based on the inductance mismatch of each phase, which will be described later, into different rotation angles θ 1 , Calculations are made based on the instantaneous current values Iu 1, Iw 1, Iu 2 , and Iw 2 of each phase at θ 2 and output to the integral compensator 88. The rotation angles θ 1 and θ 2 are input from, for example, a position detection sensor that detects the magnetic pole position of the rotor 11 or an estimation unit that estimates the rotation angle of the rotor 11.
The integral compensation unit 88 controls and amplifies the phase shift β of each phase current Iu, Iw calculated by the current phase shift calculation unit 87 by an integration operation, calculates an integral gain k, and outputs the integral gain k to the current phase correction unit 89. .
For example, as shown in FIG. 12, the current phase correction unit 89 calculates voltage correction values kΔVdu, kΔVqu, kΔVdw, kΔVqw for each phase based on the integral gain k calculated by the integral compensation unit 88, and dq− Output to the three-phase individual converter 85.

本実施の形態によるモータ制御装置７０は上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置７０の動作、特に、各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流の位相ずれβを制御する処理について添付図面を参照しながら説明する。   The motor control device 70 according to the present embodiment has the above-described configuration. Next, the operation of the motor control device 70, particularly, the process of controlling the phase shift β of each phase current based on the inductance mismatch of each phase. This will be described with reference to the accompanying drawings.

上記構成のクローポール型モータ１０によれば、固定子１２の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各巻線２４，２５Ａ，２５Ｂ，２６に対し、Ｖ相に対しては２つの第１Ｖ相巻線２５Ａおよび第２Ｖ相巻線２５Ｂが備えられていることから、各相毎の巻数を比較した場合にＶ相の巻数がＵ相およびＷ相の巻数の２倍となり、Ｖ相に係るインダクタンスがＵ相およびＶ相に係る各インダクタンスとは異なる値となっている。
例えば図１３に示す固定子１２に対する漏れ磁束の等価回路において、各相起磁力Ｖ、各相間磁気抵抗Ｒ、固定子１２のヨーク部の各磁束Φａ，Φｂ，Φｃにより、例えば図１４（ａ）に示すようにＵ−Ｗ相間に通電した場合には鎖交磁束が３Ｖ／Ｒとなる。これに対し、例えば図１４（ｂ）に示すようにＵ−Ｖ相間に通電した場合には、Ｖ相の漏れ磁束が他相に比べて大きくなり、下記数式（１）に基づき、鎖交磁束が６Ｖ／Ｒとなる。 According to the claw pole type motor 10 having the above-described configuration, two windings 24, 25A, 25B, and 26 for the three phases (U phase, V phase, and W phase) of the stator 12 are provided for the V phase. Since the 1V-phase winding 25A and the second V-phase winding 25B are provided, when the number of turns for each phase is compared, the number of turns of the V-phase is twice the number of turns of the U-phase and the W-phase. The inductance is different from the inductances related to the U phase and the V phase.
For example, in the equivalent circuit of the leakage magnetic flux with respect to the stator 12 shown in FIG. 13, each phase magnetomotive force V, each interphase magnetic resistance R, and each magnetic flux Φa, Φb, Φc of the yoke portion of the stator 12, for example, FIG. As shown in FIG. 2, when the current is applied between the U and W phases, the flux linkage is 3 V / R. On the other hand, for example, as shown in FIG. 14B, when current is applied between the U and V phases, the leakage flux of the V phase becomes larger than that of the other phases, and the interlinkage magnetic flux is calculated based on the following formula (1). Becomes 6 V / R.

Figure 0004485840
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また、Ｕ相巻線２５およびＷ相巻線２６に対応したＵ相およびＷ相の各インダクタンス（図１５に示すＵ，Ｗ）と、第１および第２Ｖ相巻線２５Ａ，２５Ｂに対応したＶ相の各インダクタンス（図５に示すＶ１，Ｖ２およびＶ３，Ｖ４）と、Ｖ相の合成インダクタンス（図１５に示す合成Ｖ）と、Ｕ−Ｖ相間およびＶ−Ｗ相間およびＷ−Ｕ相間の各線間インダクタンス（図１５に示すＵ−Ｖ相，Ｖ−Ｗ相，Ｗ−Ｕ相）との、回転子１１の回転角度αに応じた各変化の一例は図１５に示すようになり、Ｖ相の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスが、Ｕ相およびＷ相の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに比べて大きくなっていることがわかる。   In addition, U-phase and W-phase inductances (U and W shown in FIG. 15) corresponding to the U-phase winding 25 and W-phase winding 26, and V corresponding to the first and second V-phase windings 25A and 25B. Phase inductances (V1, V2 and V3, V4 shown in FIG. 5), V phase combined inductance (synthetic V shown in FIG. 15), and lines between U-V phase, V-W phase, and W-U phase An example of each change according to the rotation angle α of the rotor 11 with the inter-phase inductance (the U-V phase, the V-W phase, and the W-U phase shown in FIG. 15) is as shown in FIG. It can be seen that the self-inductance and the mutual inductance are larger than those of the U-phase and the W-phase.

先ず、以下においては、各相のインダクタンス不整合に応じた各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの変化について説明する。   First, in the following, changes in the phase currents Iu, Iv, Iw according to the inductance mismatch of each phase will be described.

３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータの電圧方程式は、例えば相抵抗（相抵抗値ｒ）と誘起電圧を無視すると、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、各相の自己インダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと、各相互インダクタンスＭｕｖ，Ｍｕｗ，Ｍｖｕ，Ｍｖｗ，Ｍｗｕ，Ｍｗｖとにより、下記数式（２）に示すように記述される。   The voltage equation of a three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) motor is, for example, ignoring phase resistance (phase resistance value r) and induced voltage, and each phase voltage command value Vu, Vv, Vw and each phase current Iu, Iv, Iw, self-inductances Lu, Lv, Lw of each phase, and mutual inductances Muv, Muw, Mvu, Mvw, Mwu, Mwv are described as shown in the following formula (2).

Figure 0004485840
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上記数式（２）において、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは何れか２つの相電流により記述できるため、例えばＶ相電流ＩｖをＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗにより記述して消去し、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗによる線間電圧（例えば、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ）とＷ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｗｖ（＝Ｖｗ−Ｖｖ））は下記数式（３）に示すように記述される。   In the above equation (2), each phase current Iu, Iv, Iw can be described by any two phase currents. For example, the V-phase current Iv is described by the U-phase current Iu and the W-phase current Iw and erased. Line voltage based on phase voltage command values Vu, Vv, Vw (for example, line voltage Vuv (= Vu−Vv) between U phase and V phase and line voltage Vwv (= Vw−Vv) between W phase and V phase) Is described as shown in Equation (3) below.

Figure 0004485840
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ここで、各巻線２４，２５Ａ，２５Ｂ，２６に対する回転子１１の回転位置に応じてインダクタンス成分値が変化するようなモータの突極性を無視した場合のインダクタンス行列は、自己インダクタンスＬｓと相互インダクタンスｍとに基づき、下記数式（４）に示すように記述されることから、上記数式（３）からモータの突極性を無視した線間電圧方程式は下記数式（５）に示すように記述される。 Here, each winding 24, 25a, the inductance matrix when the inductance component value in accordance with the rotational position of the rotor 11 is ignored the saliency of the motor, such as changes to 25B, 26, self-inductance L s and mutual inductance Therefore, the line voltage equation ignoring the saliency of the motor from the above equation (3) is described as the following equation (5). .

Figure 0004485840
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Figure 0004485840
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ここで、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、例えば下記数式（６）に示すように正弦波状とすれば、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ）とＷ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｗｖ（＝Ｖｗ−Ｖｖ））は下記数式（７）に示すように記述される。なお、ωは回転子１１の回転角速度である。   Here, if each phase voltage command value Vu, Vv, Vw is made into a sine wave form as shown, for example in following formula (6), the line voltage Vuv (= Vu-Vv) between U phase and V phase and W phase The line voltage Vwv (= Vw−Vv) between the −V phases is described as shown in the following formula (7). Is the rotational angular velocity of the rotor 11.

Figure 0004485840
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Figure 0004485840
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上記数式（５）および数式（７）により、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各時間微分値（ｄＩｕ／ｄｔおよびｄＩｗ／ｄｔ）は、例えば下記数式（８）に示すように記述され、これらの電流微分ベクトルは図１６に示すように（２π／３）＝１２０ｄｅｇの電流位相差を有し、この数式（８）からＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗは下記数式（９）に示すように記述される。なお、Ｋは任意の定数である。   From the above formula (5) and formula (7), the time differential values (dIu / dt and dIw / dt) of the U-phase current Iu and the W-phase current Iw are described, for example, as shown in the following formula (8). As shown in FIG. 16, these current differential vectors have a current phase difference of (2π / 3) = 120 deg. From this equation (8), the U-phase current Iu and the W-phase current Iw are expressed by the following equation (9). Is described as follows. K is an arbitrary constant.

Figure 0004485840
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Figure 0004485840
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ここで、３相の各インダクタンスが対称ではなく、例えば下記数式（１０）に示すように、Ｖ相に係る自己インダクタンスおよび相互インダクタンスが他相（Ｕ相およびＶ相）に係る自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに比べて大きい場合（例えばＬ＞ＬｓかつＭ＞ｍ）には、モータの突極性を無視した線間電圧方程式は下記数式（１１）に示すように記述される。 Here, the inductances of the three phases are not symmetrical. For example, as shown in the following formula (10), the self-inductance and the mutual inductance related to the V-phase are the self-inductance and the mutual inductance related to the other phase (U-phase and V-phase). If greater than (e.g., L> L s and M> m) in the line voltage equation ignoring the saliency of the motor is described as shown in the following equation (11).

Figure 0004485840
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Figure 0004485840
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ここで、Ｕ相−Ｖ相間の線間インダクタンスＬｕｖとＷ相−Ｖ相間の線間インダクタンスＬｗｖ線間とＵ相−Ｗ相間の線間インダクタンスＬｕｗとは、下記数式（１２）に示すように記述されることから、上記数式（１１）に示す線間電圧方程式は下記数式（１３）に示すように記述される。   Here, the line inductance Luv between the U phase and the V phase, the line inductance Lwv between the W phase and the V phase, and the line inductance Luw between the U phase and the W phase are described as shown in the following formula (12). Therefore, the line voltage equation shown in the equation (11) is described as shown in the following equation (13).

Figure 0004485840
Figure 0004485840

Figure 0004485840
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ここで、例えば回転子１１の回転角度ωに応じて変化する線間インダクタンスの平均値（平均線間インダクタンス）として、例えば図１５に基づき、Ｌｕｖ＝Ｌｗｖ≒７５０（μＨ）、Ｌｕｗ≒５００（μＨ）とすれば、上記数式（１３）に示す線間電圧方程式は下記数式（１４）に示すように記述される。このとき、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各時間微分値（ｄＩｕ／ｄｔおよびｄＩｗ／ｄｔ）に係る電流微分ベクトルは、例えば図１７に示すように、３相の各インダクタンスが整合している場合に比べて、δ＝ａｒｃｔａｎ（（１．３３３−１）・√３）≒１１ｄｅｇだけ電流位相差がずれる。   Here, for example, based on FIG. 15, for example, Luv = Lwv≈750 (μH), Luw≈500 (μH) as the average value of line inductance (average line inductance) that changes according to the rotation angle ω of the rotor 11. ), The line voltage equation shown in the equation (13) is described as shown in the following equation (14). At this time, the current differential vectors related to the time differential values (dIu / dt and dIw / dt) of the U-phase current Iu and the W-phase current Iw are, for example, as shown in FIG. The current phase difference is shifted by δ = arctan ((1.333-1) · √3) ≈11 deg.

Figure 0004485840
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つまり、例えば図１８および図１９に示すように、Ｕ相電流Ｉｕの電流位相が進角状態となり、Ｗ相電流Ｉｗの電流位相が遅角状態となって、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ間の電流位相差が２π／３＝１２０ｄｅｇよりも増大することによって、Ｖ相電流Ｉｖの電流値が低下することになる。そして、これに伴い、各相電流間の電流位相差が２π／３＝１２０ｄｅｇであることを前提とする通常のベクトル制御によれば、モータの力率およびトルク定数が低下することになる。   That is, for example, as shown in FIGS. 18 and 19, the current phase of the U-phase current Iu becomes an advanced state, the current phase of the W-phase current Iw becomes a retarded state, and the U-phase current Iu and the W-phase current Iw When the current phase difference between them increases beyond 2π / 3 = 120 deg, the current value of the V-phase current Iv decreases. Accordingly, according to normal vector control on the assumption that the current phase difference between the phase currents is 2π / 3 = 120 deg, the power factor and torque constant of the motor are reduced.

次に、以下においては、各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを補正する方法について説明する。   Next, a method for correcting the phase shift β of the phase currents Iu and Iw based on the inductance mismatch of each phase will be described below.

各相電流Ｉｕ，Ｉｗの電流位相に生じるずれを解消するためには、例えば図２０に示すように、先ず、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧ＶｕｖとＷ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｗｖとの間の位相差ψをπ／３＝６０ｄｅｇよりも小さな値に設定する。ただし、上記数式（２）〜数式（１４）においては、誘起電圧を無視していることから、実際には各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと誘起電圧との差電圧の位相を変化させることになる。
ここで、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｕｖと線間誘起電圧Ｅｕｖとの差電圧Ｖ１と、Ｗ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｗｖと線間誘起電圧Ｅｗｖとの差電圧Ｖ２とに対して、相抵抗値ｒによる電圧降下を無視し、各巻線２４，２５Ａ，２５Ｂ，２６にトルク電流（つまりｑ軸電流）のみを通電した場合には、各差電圧Ｖ１，Ｖ２はトルク電流よりもほぼπ／２＝９０ｄｅｇだけ位相が進むことから、３相のベクトル図は、例えば図２１に示すように描画される。 In order to eliminate the deviation that occurs in the current phase of each phase current Iu, Iw, for example, as shown in FIG. 20, first, the line voltage Vuv between the U phase and the V phase and the line voltage Vwv between the W phase and the V phase are set. Is set to a value smaller than π / 3 = 60 deg. However, in the above formulas (2) to (14), since the induced voltage is ignored, the phase of the differential voltage between each phase voltage command value Vu, Vv, Vw and the induced voltage is actually changed. It will be.
Here, with respect to the difference voltage V1 between the line voltage Vuv between the U phase and the V phase and the line induced voltage Euv and the difference voltage V2 between the line voltage Vwv between the W phase and the V phase and the line induced voltage Ewv. Thus, when the voltage drop due to the phase resistance value r is ignored and only the torque current (that is, the q-axis current) is supplied to the windings 24, 25A, 25B, and 26, the differential voltages V1 and V2 are larger than the torque current. Since the phase advances by approximately π / 2 = 90 deg, a three-phase vector diagram is drawn, for example, as shown in FIG.

ここで、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ間の電流位相差が２π／３＝１２０ｄｅｇよりも大きい場合にはＵ相電流Ｉｕの電流位相が進角状態となり、Ｗ相電流Ｉｗの電流位相が遅角状態となることから、これに対応して、各電圧差Ｖ１，Ｖ２の電圧値（つまり、ベクトルの大きさ）を変化させずに電圧差Ｖ１を進角状態かつ電圧差Ｖ２を遅角状態に設定することになる。
しかしながら、単に、Ｕ相電圧指令値Ｖｕを進角状態に設定し、Ｖ相電圧指令値Ｖｖを遅角状態に設定するだけでは、例えば図２２に示すように、各電圧差Ｖ１，Ｖ２の位相はほとんど変化せず、しかも、電圧差Ｖ１の大きさが増大し、電圧差Ｖ２の大きさが減少してしまう。このため、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗを所望の各位相状態（つまり、Ｕ相電流Ｉｕは進角状態、Ｗ相電流Ｉｗは遅角状態）に変化させることができず、しかも、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各電流値が不必要に変化してしまう。 Here, when the current phase difference between the U-phase current Iu and the W-phase current Iw is larger than 2π / 3 = 120 deg, the current phase of the U-phase current Iu is advanced, and the current phase of the W-phase current Iw is Since it is in the retarded state, the voltage difference V1 is advanced and the voltage difference V2 is retarded without changing the voltage values of the voltage differences V1 and V2 (that is, the magnitude of the vector). Will be set to state.
However, simply by setting the U-phase voltage command value Vu to the advanced state and setting the V-phase voltage command value Vv to the retarded state, for example, as shown in FIG. 22, the phase of each voltage difference V1, V2 Hardly changes, and the magnitude of the voltage difference V1 increases and the magnitude of the voltage difference V2 decreases. For this reason, the U-phase current Iu and the W-phase current Iw cannot be changed to each desired phase state (that is, the U-phase current Iu is in the advanced angle state and the W-phase current Iw is in the retarded angle state). The current values of the phase current Iu and the W-phase current Iw change unnecessarily.

このため、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗを所望の各位相状態（つまり、Ｕ相電流Ｉｕは進角状態、Ｗ相電流Ｉｗは遅角状態）に変化させるための各電圧差Ｖ１，Ｖ２（つまり電圧差Ｖ１を進角状態かつ電圧差Ｖ２を遅角状態）を得るためには、例えば図２３に示すように、各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖの位相および振幅を変化させる必要がある。   Therefore, the voltage differences V1, V2 for changing the U-phase current Iu and the W-phase current Iw to desired phase states (that is, the U-phase current Iu is an advanced state and the W-phase current Iw is a retarded state). In order to obtain the voltage difference V1 in the advanced state and the voltage difference V2 in the retarded state, it is necessary to change the phase and amplitude of the line voltages Vuv and Vwv as shown in FIG.

ところで、通常のベクトル制御においては、３相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの大きさは同等であり、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ間の位相差は２π／３＝１２０ｄｅｇに固定されていることから、各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖの位相および振幅を変化させるための補正が必要となる。
例えばＶ相電圧指令値Ｖｖの電圧値および位相を固定した場合には、Ｕ相電圧指令値ＶｕをＵ相電流Ｉｕが進角する方向に変化させ、Ｗ相電圧指令値ＶｗをＷ相電流Ｉｗが遅角する方向に変化させればよい。 By the way, in normal vector control, the magnitudes of the three phase voltage command values Vu, Vv, Vw are equal, and the phase difference between the phase voltage command values Vu, Vv, Vw is 2π / 3 = 120 deg. Therefore, correction for changing the phase and amplitude of each of the line voltages Vuv and Vwv is required.
For example, when the voltage value and phase of the V-phase voltage command value Vv are fixed, the U-phase voltage command value Vu is changed in the direction in which the U-phase current Iu advances, and the W-phase voltage command value Vw is changed to the W-phase current Iw. What is necessary is just to change in the direction which retards.

ここで、モータの突極性を無視した場合におけるｄｑ座標上での回路方程式に基づき、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗおよび各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの所定定常値からの変化に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑとｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとの各変化ΔＶｄ，ΔＶｑ，ΔＩｄ，ΔＩｑを、例えば下記数式（１５）に示すように近似すれば、この数式（１５）に基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆを進角または遅角させる場合の電圧変化を算出することができる。そして、算出した電圧変化によって各電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを補正して得た値から変換処理によって各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗを算出することで、これらの各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗに応じた各相電流Ｉｕ，Ｉｗを進角または遅角させることができる。   Here, based on the circuit equation on the dq coordinate when the saliency of the motor is ignored, the phase voltage command values Vu, Vv, Vw and the phase currents Iu, Iv, Iw are changed according to changes from predetermined steady values. If the changes ΔVd, ΔVq, ΔId, ΔIq between the d-axis voltage command value Vd and q-axis voltage command value Vq and the d-axis current Id and q-axis current Iq are approximated as shown in the following equation (15), for example. Based on Equation (15), it is possible to calculate a voltage change when the d-axis current command Idref and the q-axis current command Iqref are advanced or retarded. Then, by calculating the phase voltage command values Vu and Vw from the values obtained by correcting the voltage command values Vd and Vq based on the calculated voltage change, the phase voltage command values Vu and Vw are obtained. The corresponding phase currents Iu and Iw can be advanced or retarded.

Figure 0004485840
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例えばＵ相電圧Ｉｕを進角させる際に、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆをπ／２＝９０ｄｅｇだけ位相を進める電圧変化ΔＶｄｕ，ΔＶｑｕは、例えば下記数式（１６）に示すように記述される。   For example, when the U-phase voltage Iu is advanced, the voltage changes ΔVdu and ΔVqu that advance the phase of the d-axis current command Idref and the q-axis current command Iqref by π / 2 = 90 deg are, for example, as shown in the following equation (16): Described.

Figure 0004485840
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また、例えばＷ相電流Ｉｗを遅角させる際に、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆをπ／２＝９０ｄｅｇだけ位相を遅らせる電圧変化ΔＶｄｗ，ΔＶｑｗは、例えば下記数式（１７）に示すように記述される。   For example, when retarding the W-phase current Iw, the voltage changes ΔVdw and ΔVqw that delay the phase of the d-axis current command Idref and the q-axis current command Iqref by π / 2 = 90 deg are expressed by, for example, the following formula (17). Is described as follows.

Figure 0004485840
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そして、例えば下記数式（１８）に示すように、上記数式（１６）に基づく電圧変化ΔＶｄｕ，ΔＶｑｕによって各電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを補正して得た値（Ｖｄ＋ｋΔＶｄｕ，Ｖｑ＋ｋΔＶｑｕ）に対する変換処理によってＵ相電圧指令値Ｖｕを算出することで、Ｕ相電圧指令値Ｖｕに応じたＵ相電流Ｉｕを進角させることができる。   Then, for example, as shown in the following equation (18), U is converted by a conversion process on values (Vd + kΔVdu, Vq + kΔVqu) obtained by correcting the voltage command values Vd, Vq with the voltage changes ΔVdu, ΔVqu based on the equation (16). By calculating the phase voltage command value Vu, the U-phase current Iu corresponding to the U-phase voltage command value Vu can be advanced.

Figure 0004485840
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このとき、Ｖ相電圧指令値Ｖｖは、補正の必要無しに、例えば下記数式（１９）に示すように記述される。   At this time, the V-phase voltage command value Vv is described as shown in the following formula (19), for example, without the need for correction.

Figure 0004485840
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また、例えば下記数式（２０）に示すように、上記数式（１７）に基づく電圧変化ΔＶｄｗ，ΔＶｑｗによって各電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを補正して得た値（Ｖｄ＋ｋΔＶｄｗ，Ｖｑ＋ｋΔＶｑｗ）に対する変換処理によってＷ相電圧指令値Ｖｗを算出することで、Ｗ相電圧指令値Ｖｗに応じたＷ相電流Ｉｗを遅角させることができる。   Further, for example, as shown in the following equation (20), W is converted by a conversion process on values (Vd + kΔVdw, Vq + kΔVqw) obtained by correcting the voltage command values Vd, Vq by the voltage changes ΔVdw, ΔVqw based on the equation (17). By calculating the phase voltage command value Vw, the W phase current Iw corresponding to the W phase voltage command value Vw can be retarded.

Figure 0004485840
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次に、以下においては、Ｕ相電流Ｉｕを進角させる度合およびＷ相電流Ｉｗを遅角させる度合、つまり各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを算出する方法、特に、電流位相ずれ演算部８７の動作について説明する。   Next, in the following, a method of calculating the degree of advancement of the U-phase current Iu and the degree of retardation of the W-phase current Iw, that is, the phase shift β of the phase currents Iu and Iw based on the inductance mismatch of each phase. In particular, the operation of the current phase shift calculation unit 87 will be described.

上記数式（１８）〜数式（２０）に基づき、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相ずれβを補正する際には、位相ずれβを検出してフィードバック処理を実行することになる。
ここで、各相のインダクタンスの不整合に起因してＵ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとには、互いに逆方向の位相ずれβが生じることから、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを正弦波状とすれば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗは下記数式（２１）に示すように記述される。 When correcting the phase shift β of the phase currents Iu, Iv, and Iw based on the formulas (18) to (20), the phase shift β is detected and feedback processing is executed.
Here, due to the mismatch of the inductance of each phase, a phase shift β in the opposite direction occurs between the U-phase current Iu and the W-phase current Iw, so that each phase current Iu, Iv, Iw is sinusoidal. Then, the U-phase current Iu and the W-phase current Iw are described as shown in the following formula (21).

Figure 0004485840
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そして、同一相で異なる適宜の回転角度θ１，θ２でのＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各瞬時電流値Ｉｕ１，Ｉｕ２，Ｉｗ１，Ｉｗ２は、例えば下記数式（２２）に示すように記述されることから、Ｕ相の各瞬時電流値Ｉｕ１，Ｉｕ２に対して下記数式（２３）が成り立ち、Ｗ相の各瞬時電流値Ｉｗ１，Ｉｗ２に対して下記数式（２４）が成り立つ。 The instantaneous current values Iu 1 , Iu 2 , Iw 1 , Iw 2 of the U-phase current Iu and the W-phase current Iw at different rotation angles θ 1 , θ 2 in the same phase are, for example, the following formula (22): Therefore, the following formula (23) holds for the U-phase instantaneous current values Iu 1 and Iu 2 , and the W-phase instantaneous current values Iw 1 and Iw 2 (24) holds.

Figure 0004485840
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ここで、各電圧Ｖｓｕ，Ｖｃｕ，Ｖｓｗ，Ｖｃｗを下記数式（２５）に示すようにして定義すると、適宜の回転角度θ１，θ２の差（θ１−θ２）の正弦値ｓｉｎ（θ１−θ２）≠０の場合に、これらの各電圧Ｖｓｕ，Ｖｃｕ，Ｖｓｗ，Ｖｃｗと、上記数式（２３）および数式（２４）とに基づき、下記数式（２６）に示すようにして、位相差βの正弦値を算出することができ、さらに、位相差β≒０において、この位相ずれβの近似値を算出することができる。 Here, when the voltages Vsu, Vcu, Vsw, and Vcw are defined as shown in the following formula (25), a sine value sin (θ) of a difference (θ 1 −θ 2 ) between appropriate rotation angles θ 1 and θ 2 When 1− θ 2 ) ≠ 0, based on these voltages Vsu, Vcu, Vsw, and Vcw and the above formulas (23) and (24), the following formula (26) A sine value of the phase difference β can be calculated, and an approximate value of the phase shift β can be calculated when the phase difference β≈0.

Figure 0004485840
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Figure 0004485840
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以下に、上述した実施の形態のモータ制御装置７０によりクローポール型モータ１０の通電電流の電流位相を制御した試験の試験結果について説明する。
なお、比較例においては、３相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの大きさを同等とし、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ間の位相差を２π／３＝１２０ｄｅｇに固定した通常のベクトル制御によりクローポール型モータ１０の通電電流の電流位相を制御した。
この比較例における試験結果として、例えば図２４には、所定回転数（１０００ｒｐｍ）および所定トルク（１０Ｎｍ）での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの時間変化を示した。
そして、実施例においては、モータ制御装置７０よりクローポール型モータ１０の通電電流の電流位相を制御した試験結果として、例えば図２５には、所定回転数（１０００ｒｐｍ）および所定トルク（１０Ｎｍ）での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの時間変化を示した。 Hereinafter, test results of a test in which the current phase of the energization current of the claw pole type motor 10 is controlled by the motor control device 70 according to the above-described embodiment will be described.
In the comparative example, the magnitudes of the three-phase voltage command values Vu, Vv, Vw are made equal, and the phase difference between the phase voltage command values Vu, Vv, Vw is fixed to 2π / 3 = 120 deg. The current phase of the energization current of the claw pole type motor 10 was controlled by normal vector control.
As a test result in this comparative example, for example, FIG. 24 shows a time change of each phase current Iu, Iv, Iw at a predetermined rotation speed (1000 rpm) and a predetermined torque (10 Nm).
In the embodiment, as a test result of controlling the current phase of the energization current of the claw pole motor 10 from the motor control device 70, for example, in FIG. 25, at a predetermined rotation speed (1000 rpm) and a predetermined torque (10 Nm). The time change of each phase current Iu, Iv, Iw was shown.

図２４に示す比較例においては、各相のインダクタンスの不整合に応じてＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗに位相ずれが生じ、Ｖ相電流Ｉｖの波高値が低下すると共に、波形に乱れが生じていることがわかる。
これに対し、図２５に示す実施例においては、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相および波高値が適切に制御され、さらに、滑らかな波形を示すように制御されていることがわかる。 In the comparative example shown in FIG. 24, a phase shift occurs in the U-phase current Iu and the W-phase current Iw in accordance with the inductance mismatch of each phase, the peak value of the V-phase current Iv decreases, and the waveform is disturbed. You can see that it has occurred.
On the other hand, in the embodiment shown in FIG. 25, it can be seen that the phase and peak value of each of the phase currents Iu, Iv, Iw are appropriately controlled, and further controlled to show a smooth waveform.

上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置７０によれば、各相のインダクタンス不整合に係る補正を各相毎に個別に行うことで、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを適切に算出することができ、クローポール型モータ１０の構造に起因して各相のインダクタンス不整合が存在する場合であっても、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅および位相を整合させることができ、クローポール型モータ１０を適切に駆動制御することができる。
しかも、例えばクローポール型モータ１０をハイブリッド車両等の車両の駆動源として搭載する場合等において、クローポール型モータ１０の運転状態（例えば、力行や回生等）が頻繁に変動する場合であっても、各相のインダクタンス不整合に係る各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを各瞬時電流値Ｉｕ１，Ｉｕ２，Ｉｗ１，Ｉｗ２に基づき算出することから、各相毎にｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑの位相および振幅を補正する際に要する時間が過剰に増大してしまうことを防止して、モータ制御装置７０の応答性を向上させることができる。 As described above, according to the motor control device 70 according to the present embodiment, each phase voltage command value Vu, Vv, Vw is appropriately set by performing the correction related to the inductance mismatch of each phase individually for each phase. Even if there is an inductance mismatch of each phase due to the structure of the claw pole motor 10, the amplitude and phase of each phase current Iu, Iv, Iw can be matched. The claw pole type motor 10 can be appropriately driven and controlled.
In addition, for example, when the claw pole type motor 10 is mounted as a drive source of a vehicle such as a hybrid vehicle, the operating state (for example, power running or regeneration) of the claw pole type motor 10 frequently fluctuates. Since the phase shift β of each phase current Iu, Iw related to the inductance mismatch of each phase is calculated based on each instantaneous current value Iu 1 , Iu 2 , Iw 1 , Iw 2 , the d-axis voltage command for each phase The time required to correct the phase and amplitude of the value Vd and the q-axis voltage command value Vq can be prevented from excessively increasing, and the responsiveness of the motor control device 70 can be improved.

なお、上述した実施形態においては、電流位相ずれ演算部８７は、瞬時電流値Ｉｕ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｗ２に基づき、各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを算出するとしたが、これに限定されず、例えば所定周期（半周期等）に亘る積分電流値や平均電流値に基づき、各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを算出してもよい。   In the above-described embodiment, the current phase shift calculation unit 87 calculates the phase shift β of each phase current Iu, Iw based on the instantaneous current values Iu1, Iw1, Iu2, Iw2, but is not limited thereto. Instead, for example, the phase shift β of each of the phase currents Iu and Iw may be calculated based on an integrated current value or an average current value over a predetermined period (half period or the like).

例えば、上記数式（２１）に基づき、Ｕ相電流Ｉｕの自乗Ｉｕ・Ｉｕは下記数式（２７）に示すように記述され、Ｗ相電流Ｉｗの自乗Ｉｗ・Ｉｗは下記数式（２８）に示すように記述され、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとの積は下記数式（２９）に示すように記述され、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとの積は下記数式（３０）に示すように記述される。   For example, based on the above formula (21), the square Iu · Iu of the U-phase current Iu is described as shown in the following formula (27), and the square Iw · Iw of the W-phase current Iw is shown in the following formula (28). The product of the U-phase current Iu and the W-phase current Iw is described as shown in the following formula (29), and the product of the U-phase current Iu and the V-phase current Iv is shown as the following formula (30). Described in

Figure 0004485840
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上記数式（２７）〜（３０）に基づき、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとの内積と、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとの内積との差は、下記数式（３１）に示すように記述され、位相ずれβ≒０において、この位相ずれβの近似値を、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとの内積と、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとの内積とにより算出することができる。   Based on the equations (27) to (30), the difference between the inner product of the U-phase current Iu and the W-phase current Iw and the inner product of the U-phase current Iu and the V-phase current Iv is expressed by the following equation (31). When the phase shift β≈0, the approximate value of the phase shift β is calculated by the inner product of the U-phase current Iu and the W-phase current Iw and the inner product of the U-phase current Iu and the V-phase current Iv. can do.

Figure 0004485840
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また、Ｗ相電流ＩｗとＶ相電流Ｉｖとの各実効値Ｉｗ２，Ｉｖ２の差は、下記数式（３２）に示すように記述されることから、位相差βの近似値をＷ相電流ＩｗとＶ相電流Ｉｖとの実効値の差により算出することができる。 Further, since the difference between the effective values Iw 2 and Iv 2 of the W-phase current Iw and the V-phase current Iv is described as shown in the following equation (32), the approximate value of the phase difference β is expressed as the W-phase current. It can be calculated from the difference between the effective values of Iw and V-phase current Iv.

Figure 0004485840
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なお、上記数式（３１）あるいは数式（３２）に基づき位相差βの近似値を算出する際には、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流値として、電流値の１周期分あるいは１／２周期分の時間積分値または時間平均値を用いることになる。   When calculating the approximate value of the phase difference β based on the above formula (31) or formula (32), the current value of each phase current Iu, Iv, Iw is equal to one period or 1/2 of the current value. The time integrated value or time average value for the period is used.

本発明の実施形態に係るクローポール型モータの構成を示す要部分解斜視図である。It is a principal part disassembled perspective view which shows the structure of the claw pole type motor which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施形態に係るクローポール型モータの固定子の要部斜視図である。It is a principal part perspective view of the stator of the claw pole type motor which concerns on embodiment of this invention. 図１に示すＵ相ステータリングの一部を破断して示す要部斜視図である。It is a principal part perspective view which fractures | ruptures and shows a part of U-phase stator ring shown in FIG. 図１に示すＶ相ステータリングの一部を破断して示す要部斜視図である。It is a principal part perspective view which fractures | ruptures and shows a part of V-phase stator ring shown in FIG. 図１に示すＷ相ステータリングの一部を破断して示す要部斜視図である。It is a principal part perspective view which fractures | ruptures and shows a part of W-phase stator ring shown in FIG. 図２に示すクローポール型モータの固定子の一部を破断して示す要部斜視図である。It is a principal part perspective view which fractures | ruptures and shows a part of stator of the claw pole type motor shown in FIG. 図２に示すクローポール型モータの固定子を軸線方向に沿って見た要部平面図である。FIG. 3 is a plan view of a main part of a stator of the claw pole type motor shown in FIG. 2 viewed along an axial direction. 図７に示すＸ−Ｘ線断面図である。It is XX sectional drawing shown in FIG. 図７に示すＹ−Ｙ線断面図である。It is the YY sectional view taken on the line shown in FIG. 図７に示すＺ−Ｚ線断面図である。FIG. 8 is a sectional view taken along line ZZ shown in FIG. 7. 本発明の実施形態に係るクローポール型モータの制御装置の構成図である。It is a block diagram of the control apparatus of the claw pole type motor which concerns on embodiment of this invention. 図１１に示すｄｑ−３相個別変換部および電流位相補正部および積分補償部および電流位相ずれ補償部の構成図である。FIG. 12 is a configuration diagram of a dq-3 phase individual conversion unit, a current phase correction unit, an integration compensation unit, and a current phase shift compensation unit shown in FIG. 11. 本発明の実施形態に係るクローポール型モータの固定子に対する漏れ磁束の等価回路である。It is an equivalent circuit of the leakage magnetic flux with respect to the stator of the claw pole type motor which concerns on embodiment of this invention. 図１４（ａ）は図１３に示す漏れ磁束の等価回路においてＵ−Ｗ相間に通電した場合の各磁束を示す図であり、図１４（ｂ）は図１３に示す漏れ磁束の等価回路においてＵ−Ｖ相間に通電した場合の各磁束を示す図である。FIG. 14A is a diagram showing each magnetic flux when current is applied between the U and W phases in the equivalent circuit of leakage flux shown in FIG. 13, and FIG. 14B is U in the equivalent circuit of leakage flux shown in FIG. It is a figure which shows each magnetic flux at the time of supplying with electricity between -V phases. Ｕ相およびＷ相の各インダクタンス（Ｕ，Ｗ）と、Ｖ相の各インダクタンス（Ｖ１，Ｖ２およびＶ３，Ｖ４）と、Ｖ相の合成インダクタンス（合成Ｖ）と、Ｕ−Ｖ相間およびＶ−Ｗ相間およびＷ−Ｕ相間の各線間インダクタンス（Ｕ−Ｖ相，Ｖ−Ｗ相，Ｗ−Ｕ相）との、回転子の回転角度αに応じた各変化の一例を示す図である。U-phase and W-phase inductances (U, W), V-phase inductances (V1, V2, and V3, V4), V-phase combined inductance (synthetic V), U-V phase and V-W It is a figure which shows an example of each change according to the rotation angle (alpha) of a rotor with each line | wire inductance (UV phase, VW phase, WU phase) between phases and W-U phases. ３相の各インダクタンスが対称である通常のモータに対し、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各時間微分値（ｄＩｕ／ｄｔおよびｄＩｗ／ｄｔ）に対する電流微分ベクトルと線間電圧と電流ベクトルを示す図である。For a normal motor in which each of the three-phase inductances is symmetric, a current differential vector, a line voltage, and a current vector for each time differential value (dIu / dt and dIw / dt) of the U-phase current Iu and the W-phase current Iw FIG. ３相の各インダクタンスが対称ではなく、Ｖ相に係る自己インダクタンスおよび相互インダクタンスが他相（Ｕ相およびＶ相）に係る自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに比べて大きい場合のモータである本実施形態に係るクローポール型モータに対し、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各時間微分値（ｄＩｕ／ｄｔおよびｄＩｗ／ｄｔ）に対する電流微分ベクトルと線間電圧と電流ベクトルを示す図である。According to this embodiment, the three-phase inductances are not symmetrical and the self-inductance and mutual inductance related to the V-phase are larger than the self-inductance and mutual inductance related to the other phases (U-phase and V-phase). It is a figure which shows the current differential vector, line voltage, and current vector with respect to each time differential value (dIu / dt and dIw / dt) of the U-phase current Iu and the W-phase current Iw with respect to the claw pole type motor. 本実施形態に係るクローポール型モータに対し、各相の電流ベクトルを示す図である。It is a figure which shows the electric current vector of each phase with respect to the claw pole type motor which concerns on this embodiment. 本実施形態に係るクローポール型モータに対し、各相電流およびトルクの波高値の電気角に応じた変化の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the change according to the electrical angle of each phase current and the peak value of a torque with respect to the claw pole type motor which concerns on this embodiment. 本実施形態に係るクローポール型モータに対し、線間電圧の位相に対する補正値の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the correction value with respect to the phase of a line voltage with respect to the claw pole type motor which concerns on this embodiment. 本実施形態に係るクローポール型モータに対し、誘起電圧と線間電圧との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between an induced voltage and a line voltage with respect to the claw pole type motor which concerns on this embodiment. 本実施形態に係るクローポール型モータに対し、Ｕ相電圧およびＷ相電圧の位相を変化させた場合における誘起電圧と線間電圧との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the induced voltage and the line voltage at the time of changing the phase of the U-phase voltage and the W-phase voltage with respect to the claw pole type motor according to the present embodiment. 本実施形態に係るクローポール型モータに対し、Ｕ相電流を進角させ、Ｗ相電流を遅角させた場合における誘起電圧と線間電圧との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the induced voltage and the line voltage at the time of advancing the U-phase current and retarding the W-phase current with respect to the claw pole type motor according to the present embodiment. 比較例において各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波高値の電気角に応じた変化の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the change according to the electrical angle of the peak value of each phase current Iu, Iv, Iw in a comparative example. 実施例において各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波高値の電気角に応じた変化の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the change according to the electrical angle of the peak value of each phase current Iu, Iv, Iw in an Example.

符号の説明Explanation of symbols

１１ 回転子
１１ａ 永久磁石
１２ 固定子
２１ Ｕ相ステータリング
２２ Ｖ相ステータリング
２３ Ｗ相ステータリング
２４ Ｕ相巻線
２５Ａ 第１Ｖ相巻線
２５Ｂ 第２Ｖ相巻線
２６ Ｗ相巻線
３２ Ｕ相爪状誘導極
４２ Ｖ相爪状誘導極
５２ Ｗ相爪状誘導極
６１ 第１巻線装着孔
６２ 第２巻線装着孔
７０ モータ制御装置（クローポール型モータの制御装置）
７１ ＰＤＵ（通電切換手段）
８５ ｄｑ−３相個別変換部（変換手段）
８７ 電流位相ずれ演算部（電流位相ずれ算出手段）
８９ 電流位相補正部（電流位相補正手段）

DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 Rotor 11a Permanent magnet 12 Stator 21 U-phase stator ring 22 V-phase stator ring 23 W-phase stator ring 24 U-phase winding 25A 1st V-phase winding 25B 2nd V-phase winding 26 W-phase winding 32 U-phase claw Inductive pole 42 V-phase claw-like induction pole 52 W-phase claw-like induction pole 61 First winding mounting hole 62 Second winding mounting hole 70 Motor control device (control device for claw pole type motor)
71 PDU (energization switching means)
85 dq-3 phase individual conversion section (conversion means)
87 Current phase shift calculation unit (current phase shift calculation means)
89 Current phase correction unit (current phase correction means)

Claims (3)

永久磁石を有する回転子と、複数相のステータリングを軸線方向に沿って同軸に積み重ねるようにして配置し、軸線方向で隣り合う前記ステータリング間に形成された環状の巻線装着部に、前記回転子を回転させる回転磁界を発生する環状巻線を配置し、各相のステータリング本体から径方向に突出する爪状誘導極を備え、各相の前記爪状誘導極を順次周方向に沿って配列すると共に前記永久磁石に対向配置させてなる前記固定子とを備えるクローポール型モータを、前記環状巻線への通電を順次転流させる通電切換手段により回転駆動させるクローポール型モータの制御装置であって、
回転直交座標系をなすｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を、前記通電切換手段の動作を制御する固定座標上の相電圧指令値に変換する際に、各相毎に個別に、各相のインダクタンス不整合に係る補正および座標変換を行う変換手段と、
各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流の位相ずれを算出する電流位相ずれ算出手段と、
前記電流位相ずれ算出手段にて算出された前記位相ずれに基づき、各相毎に前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する電圧補正値を、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値から算出する電流位相補正手段とを備え、
前記変換手段は、前記電流位相補正手段にて算出された前記電圧補正値に基づき、各相毎に前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正し、補正して得た各電圧指令値に座標変換を行うことを特徴とするクローポール型モータの制御装置。 A rotor having a permanent magnet and a plurality of stator rings are arranged so as to be coaxially stacked along the axial direction, and the annular winding mounting portion formed between the stator rings adjacent in the axial direction is An annular winding that generates a rotating magnetic field that rotates the rotor is disposed, and claw-like induction poles that project radially from the stator ring body of each phase are provided, and the claw-like induction poles of each phase are sequentially arranged in the circumferential direction. The claw pole type motor is provided with the stator arranged opposite to the permanent magnet and is rotated by energization switching means for sequentially commutating energization to the annular winding. A device,
When converting the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value on the dq coordinate forming the rotation orthogonal coordinate system into the phase voltage command value on the fixed coordinate for controlling the operation of the energization switching means, Individually, conversion means for performing correction and coordinate conversion related to the inductance mismatch of each phase ;
Current phase shift calculation means for calculating the phase shift of each phase current based on the inductance mismatch of each phase;
Based on the phase shift calculated by the current phase shift calculation means, a voltage correction value for correcting the phase and amplitude of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value for each phase is obtained as a d-axis current command. Current phase correction means for calculating from the value and the q-axis current command value,
The conversion means corrects and corrects the phase and amplitude of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value for each phase based on the voltage correction value calculated by the current phase correction means. A control device for a claw pole type motor , wherein coordinate conversion is performed on each obtained voltage command value . 前記電流位相ずれ算出手段は、前記回転子の異なる回転角度での各相電流の瞬時電流値に基づき、前記位相ずれを算出することを特徴とする請求項１に記載のクローポール型モータの制御装置。 2. The claw pole motor control according to claim 1, wherein the current phase shift calculation unit calculates the phase shift based on an instantaneous current value of each phase current at different rotation angles of the rotor. apparatus. 前記電流位相ずれ算出手段は、各相電流の電流値の所定周期に亘る積分値あるいは平均値に基づき、前記位相ずれを算出することを特徴とする請求項１に記載のクローポール型モータの制御装置。 2. The claw pole motor control according to claim 1, wherein the current phase shift calculation unit calculates the phase shift based on an integral value or an average value of current values of each phase current over a predetermined period. apparatus.
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