JP5038008B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

従来、例えばモータの構造に起因して各相のインダクタンス不整合が存在する場合に、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を相電圧指令値に変換する際に、各相のインダクタンス不整合に係る補正を各相毎に個別に行う制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
また、従来、例えばロータの中心方向に対して非対称に配置されたティースに起因する誘起電圧の位相ずれを検出し、この検出結果に応じて誘起電圧の位相ずれを補正する制御装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開２００５−３１２１７８号公報 特開平９−２６１９８７号公報

ところで、上記特許文献１に係る制御装置においては、ティースの配置に起因する誘起電圧の位相差の影響により、各相のインダクタンスの不整合に係る補正を適切に行うことができないという問題が生じる。
また、上記特許文献２に係る制御装置においては、各相電圧の位相差を検出して誘起電圧のずれを推定しており、各相のインダクタンスの不整合に係る補正により相電圧の位相差自体が変化する場合には、誘起電圧の位相差を検出することができなくなるという問題が生じる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、複数相の各相の相互間での誘起電圧位相差が異なるようにしてティースが配置されたステータを備えるモータを適切に制御することが可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明のモータ制御装置は、複数相の各相の相互間での線間誘起電圧同士の位相差が互いに異なるようにしてティース（例えば、実施の形態での各ティース２２，２４，２６）が配置されたステータ（例えば、実施の形態でのステータ１０）を備えるモータを制御するモータ制御装置であって、前記線間誘起電圧同士の位相差に基づき前記複数相の各相に印加する電圧の位相を補正する電圧位相補正手段（例えば、実施の形態での電圧位相補正部６６）を備える。

さらに、請求項２に記載の本発明のモータ制御装置では、前記複数相のティースは、隣り合う前記ティース同士の間隔が不均等になるように配置され、前記電圧位相補正手段は、隣り合う前記ティース同士の間隔が不均等であることに起因する前記線間誘起電圧同士の位相差に基づき前記複数相の各相に印加する電圧の位相を補正する。

さらに、請求項３に記載の本発明のモータ制御装置では、前記複数相のティースは、各相の相互間での軸方向位置に偏差を有するように配置され、前記電圧位相補正手段は、前記複数相のティースが各相の相互間での軸方向位置に偏差を有することに起因する前記線間誘起電圧同士の位相差に基づき前記複数相の各相に印加する電圧の位相を補正する。

さらに、請求項４に記載の本発明のモータ制御装置は、各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流の位相ずれを算出する電流位相ずれ算出手段（例えば、実施の形態での電流位相ずれ演算部６８）と、前記電流位相ずれ算出手段にて算出された前記位相ずれに基づき、各相毎のｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する電圧指令補正値を、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値から算出する電流位相補正手段（例えば、実施の形態での電流位相補正部７０）とを備え、前記電流位相補正手段は、前記電圧位相補正手段により補正された電圧が前記複数相の各相に印加された以後に、前記電圧指令補正値を算出する。

さらに、請求項５に記載の本発明のモータ制御装置では、前記電圧位相補正手段は、前記複数相の各相に電圧の印加を開始する時点から前記電圧の位相を補正する。

本発明のモータ制御装置によれば、複数相の各相の相互間での線間誘起電圧同士の位相差が互いに異なるようにしてティースが配置されたステータを備えるモータに対し、予め設定された線間誘起電圧同士の位相差に基づき複数相の各相に印加する電圧の位相を補正することから、インダクタンスの不整合の係る補正に起因する相電圧の位相差の変化の影響を受けること無しに、モータを適切に制御することができる。

さらに、請求項２に記載の本発明のモータ制御装置によれば、例えばステータでの巻線占積率を向上させる場合等において、複数相のティースの隣り合うティース同士の間隔が不均等になるように配置された場合であっても、この不均等配置に起因する線間誘起電圧同士の位相差に基づき、複数相の各相に印加する電圧の位相を補正することから、モータを適切に制御することができる。
さらに、請求項３に記載の本発明のモータ制御装置によれば、例えばステータでのコイルエンドの高さおよびステータの軸方向の寸法が増大してしまうことを防止する場合等において、複数相のティースが各相の相互間での軸方向位置に偏差を有するように配置された場合であっても、この軸方向位置偏差に起因する線間誘起電圧同士の位相差に基づき、複数相の各相に印加する電圧の位相を補正することから、モータを適切に制御することができる。

さらに、請求項４に記載の本発明のモータ制御装置によれば、電流位相補正手段は、各相のインダクタンス不整合に係る各相電流の位相ずれを補正するために必要とされる電圧補正値、つまり各相毎にｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する電圧補正値を算出することから、例えばモータの構造に起因して各相のインダクタンス不整合が存在する場合であっても、各相電流の振幅および位相を整合させることができ、モータを適切に駆動制御することができる。
しかも、電流位相補正手段は、電圧位相補正手段により補正された電圧が複数相の各相に印加された以後に、電圧指令補正値を算出することから、電流のフィードバック制御を適切に行うことができる。
さらに、請求項５に記載の本発明のモータ制御装置によれば、電圧位相補正手段は、複数相の各相に電圧の印加を開始する時点から、例えば予めモータの構造に応じて設定された補正量等によって、電圧の位相を補正することから、より一層、モータを適切に制御することができる。

以下、本発明のモータ制御装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
本実施の形態に係るモータ１は、例えばハイブリッド車両や燃料電池車両や電動車両等の車両に搭載され、例えば内燃機関Ｅと共に車両の駆動源としてモータ１を備えるハイブリッド車両において、内燃機関Ｅとモータ１とトランスミッションＴ／Ｍとを直列に直結した構造のパラレルハイブリッド車両では、少なくとも内燃機関Ｅまたはモータ１の何れか一方の駆動力はトランスミッションＴ／Ｍを介して車両の駆動輪Ｗ，Ｗに伝達されるようになっている。
また、車両の減速時に駆動輪Ｗ，Ｗ側からモータ１に駆動力が伝達されると、モータ１は発電機として機能していわゆる回生制動力を発生し、車体の運動エネルギーを電気エネルギー（回生エネルギー）として回収する。さらに、内燃機関Ｅの出力がモータ１に伝達された場合にもモータ１は発電機として機能して発電エネルギーを発生する。

このモータ１は、例えば図１から図３に示すように３相のクローポール型モータであって、複数の永久磁石５ａ，…，５ａを有するロータ５と、このロータ５を回転させる回転磁界を発生する複数相（例えば、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相）のステータ１０とを備え、ロータ５の回転軸の一端は内燃機関のクランクシャフトに連結され、他端はトランスミッションの入力軸に連結されている。
このロータ５において、複数の略長方形板状の永久磁石５ａ，…，５ａは、例えばロータ５の外周部に周方向に所定間隔をおいて配置され、各永久磁石５ａは厚さ方向（つまりロータ５の径方向）に磁化され、周方向で隣り合う永久磁石５ａ，５ａは互いに磁化方向が異方向となるように、すなわち外周側がＮ極とされた永久磁石５ａには、外周側がＳ極とされた永久磁石５ａが周方向で隣接するように配置されている。
また、各永久磁石５ａの外周面は、ロータ５の外周部に対向配置される略円筒状のステータ１０の内周面に向かい露出している。

ロータ５を回転させる回転磁界を発生するステータ１０は、Ｕ相およびＶ相およびＷ相からなる３相の各相毎のＵ相ステータリング１１と、Ｖ相ステータリング１２と、Ｗ相ステータリング１３と、Ｕ相およびＷ相からなる２相のＵ相環状巻線１４およびＷ相環状巻線１５とを備えて構成されている。

Ｕ相ステータリング１１は、例えば図３に示すように、略円環状のＵ相ヨーク２１と、このＵ相ヨーク２１の内周部の周方向Ｃに所定間隔を置いた位置から径方向Ｒ内方および軸線方向Ｐの他方に向かい突出し、径方向Ｒに対する断面形状が略長方形状に形成されたＵ相ティース２２とを備えて構成され、Ｕ相ヨーク２１およびＵ相ティース２２からなるＵ相ステータリング１１の周方向Ｃに対する断面形状が略Ｌ字状となるように構成されている。

Ｖ相ステータリング１２は、例えば図３に示すように、略円環状のＶ相ヨーク２３と、このＶ相ヨーク２３の内周部の周方向Ｃに所定間隔を置いた位置から径方向Ｒ内方および軸線方向Ｐの一方および他方に向かい突出し、径方向Ｒに対する断面形状が略長方形状に形成されたＶ相ティース２４とを備えて構成され、Ｖ相ヨーク２３およびＶ相ティース２４からなるＶ相ステータリング１２の周方向Ｃに対する断面形状が略Ｔ字状となるように構成されている。

Ｗ相ステータリング１３は、例えば図３に示すように、略円環状のＷ相ヨーク２５と、このＷ相ヨーク２５の内周部の周方向Ｃに所定間隔を置いた位置から径方向Ｒ内方および軸線方向Ｐの一方に向かい突出し、径方向Ｒに対する断面形状が略長方形状に形成されたＷ相ティース２６とを備えて構成され、Ｗ相ヨーク２５およびＷ相ティース２６からなるＷ相ステータリング１３の周方向Ｃに対する断面形状が略Ｌ字状となるように構成されている。

そして、各ステータリング１１，１２，１３は、各ヨーク２１，２３，２５が軸線方向Ｐに沿って積み重ねられるようにして接続されている。そして、例えば図２に示すように、複数の各ティース２２，…，２２および２４，…，２４および２６，…，２６が所定順序（例えば、順次、Ｕ相ティース２２，Ｖ相ティース２４，Ｗ相ティース２６等）で周方向Ｃに沿って配列され、周方向Ｃで隣り合う各ティース２２，２４間には１相のＵ相環状巻線１４が配置されるスロットが形成され、周方向Ｃで隣り合う各ティース２４，２６間には１相のＷ相環状巻線１５が配置されるスロットが形成され、周方向Ｃで隣り合う各ティース２２，２６間には２相のＵ相環状巻線１４およびＷ相環状巻線１５が配置されるスロットが形成されている。

そして、各ステータリング１１，１２，１３の各ティース２２，２４、２６は、例えば互いに同等の軸方向幅および周方向幅を有し、周方向Ｃで隣り合う各ティース２２，２４，２６間の間隔（つまり、各スロットの周方向幅）は、各スロットに配置される各環状巻線１４，１５の本数に応じた値（例えば、本数に比例した値等）に設定されている。つまり、単一の各環状巻線１４，１５が配置される各ティース２２，２４間および各ティース２４，２６間の間隔Ｃ１は、２相の各環状巻線１４，１５が配置される各ティース２２，２６間の間隔Ｃ２よりも小さな値（例えば、各ティース２２，２６間の間隔Ｃ２の１／２の値等）に設定されている。

各環状巻線１４，１５は、例えば軸線周りの周面内でクランク状に蛇行しつつ周回するようにして、複数の各Ｕ相蛇行部３１，…，３１およびＷ相蛇行部３２，…，３２を備えて構成されている。
各蛇行部３１，３２の周方向Ｃの幅つまりコイルピッチは、例えば図２に示すように、電気角で１２０°に設定され、各蛇行部３１，３２は互いに異なる方向（つまり互いの対向方向であって軸線方向Ｐの一方および他方）に向かい突出するように設けられ、Ｕ相環状巻線１４とＷ相環状巻線１５とは、電気角で２４０°（ｅｄｅｇ）の位相差を有するようにして周方向Ｃに沿って相対的にずれた位置に配置されている。これにより、例えばＵ相蛇行部３１に対して、周方向Ｃの一方側で隣り合うＷ相蛇行部３２は電気角で２４０°（ｅｄｅｇ）の位相差を有し、周方向Ｃの他方側で隣り合うＷ相蛇行部３２は電気角で１２０°（ｅｄｅｇ）の位相差を有することになる。そして、２相の各環状巻線１４，１５は、互いの対向方向に突出する互いの各蛇行部３１，３２が周方向Ｃに沿って交互に配列され、互いに交差しないように配置されている。

そして、Ｕ相環状巻線１４のＵ相蛇行部３１にはＵ相ステータリング１１の１つのＵ相ティース２２が配置され、Ｗ相環状巻線１５のＷ相蛇行部３２にはＷ相ステータリング１３の１つのＷ相ティース２６が配置され、周方向Ｃで隣り合うＵ相蛇行部３１とＷ相蛇行部３２との間にはＶ相ステータリング１２の１つのＶ相ティース２４が配置されている。
これにより、周方向Ｃで隣り合う各ティース２２，２４または２４，２６または２２，２６間を縫うようにして配置された２相の各環状巻線１４，１５は所謂電気角で１２０°（ｅｄｅｇ）の短節波巻きをなすように形成されている。

そして、互いに電気角で２４０°（ｅｄｅｇ）の位相差（コイル位相差）を有する２相の各環状巻線１４，１５は、例えば図４（ａ）に示すように、Ｖ字状に結線され、互いに１２０°の位相差の正弦波で通電されることにより、例えば漏れ磁束が無視できる場合には、図４（ｃ）に示すように、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相巻線がＹ字状に結線され、互いに１２０°の位相差の正弦波で通電される３相のステータと同等の回転磁界を発生するように構成されている。

なお、例えば図４（ｂ）に示すように、各蛇行部３１，３２が同等の方向（つまり軸線方向Ｐの一方または他方）に向かい突出する状態で互いに電気角で６０°（ｅｄｅｇ）の位相差を有する２相の各環状巻線１４，１５をＶ字状に結線する状態は、図４（ａ）に示すように、各蛇行部３１，３２が互いに異なる方向（つまり軸線方向Ｐの一方および他方）に向かい突出する状態で互いに電気角で２４０°（ｅｄｅｇ）の位相差を有する２相の各環状巻線１４，１５をＶ字状に結線する状態と同様に、互いに１２０°の位相差の正弦波で通電された際に、例えば漏れ磁束が無視できる場合には、図４（ｃ）に示すように、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相巻線がＹ字状に結線され、互いに１２０°の位相差の正弦波で通電される３相のステータと同等の回転磁界を発生可能である。

つまり、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータの電圧方程式は、例えば相抵抗を無視すると、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、各相の自己インダクタンスＬと、相互インダクタンスＭと、ロータの回転角速度ωと、誘起電圧定数Ｋｅとにより、下記数式（１）に示すように記述される。
なお、下記数式（１）において、Ｌ＝−２Ｍとし、漏れ磁束を無視した。

上記数式（１）において、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは何れか２相の電流により記述できるため、例えばＶ相電流ＩｖをＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗにより記述して消去すると、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗによる線間電圧（例えば、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ）とＷ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｗｖ（＝Ｖｗ−Ｖｖ））は下記数式（２）に示すように記述される。

ところで、上記数式（１）に示す３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータの電圧方程式において、例えばＶ相の成分を除去したモデルは、下記数式（３）に示すように記述される。

先ず、上記数式（３）に示すモデルは、Ｗ相の巻線の向きを反転させる（つまり、ロータ５の回転方向を反転させる）と、下記数式（４）に示すように記述される。

次に、上記数式（４）に示すモデルは、各巻線のターン数ｎを（√３）倍に変更すると、下記数式（５）に示すように記述される。

次に、上記数式（５）に示すモデルは、誘起電圧の位相の角度原点を９０°（＝π／２）だけ移動させ、Ｕ相の成分とＷ相の成分とを入れ替えると、下記数式（６）に示すように記述され、上記数式（２）と同等になる。

なお、後述するように、この実施形態によるモータ１では、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうち２相のＵ相環状巻線１４およびＷ相環状巻線１５のみを備えることから、この２相間（つまり、Ｕ相−Ｗ相間）の磁気抵抗は、他の２相間（つまり、Ｕ相−Ｖ相間およびＶ相−Ｗ相間）の磁気抵抗に比べて小さくなることから、各相のインダクタンスに不整合が生じる。そして、このようなインダクタンスの不整合に起因して各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相にずれが生じ、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ間の電流位相差が２π／３＝１２０°（ｅｄｅｇ）からずれている。
さらに、後述するように、この実施形態によるモータ１では、ステータ１０の各ティース２２，２４，２６同士の間隔が不均等に配置されていることから、複数相の各相の相互間で誘起電圧位相差が異なっており、２π／３＝１２０°（ｅｄｅｇ）からずれた値となっている。

この実施形態によるモータ１を制御するモータ制御装置５０は、例えば図５に示すように、パワードライブユニット（ＰＤＵ）５１と、バッテリ５２と、制御部５３とを備えて構成されている。

このモータ制御装置５０において、複数相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のモータ１の駆動および回生作動は制御部５３から出力される制御指令を受けてＰＤＵ５１により行われる。
ＰＤＵ５１は、例えばトランジスタのスイッチング素子を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路を具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータを備え、モータ１と電気エネルギーの授受を行う高圧系のバッテリ５２が接続されている。
ＰＤＵ５１は、例えばモータ１の駆動時に、制御部５３から出力される指令値（Ｕ相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖ，Ｗ相交流電圧指令値Ｖｗ）に基づき、バッテリ５２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１の２相のＵ相およびＷ相環状巻線１４，１５への通電を順次転流させることで各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じたＵ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗをモータ１の各相へと出力する。

制御部５３は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、Ｉｄ指令（Ｉｄｒｅｆ）及びＩｑ指令（Ｉｑｒｅｆ）に基づいて各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出してＰＤＵ５１へ入力すると共に、実際にＰＤＵ５１からモータ１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、Ｉｄ指令及びＩｑ指令との各偏差がゼロとなるように制御を行う。
この制御部５３は、例えば、電流指令入力部６１と、減算器６２，６３と、電流フィードバック制御部６４と、ｄｑ−３相個別変換部６５と、電圧位相補正部６６と、３相−ｄｑ変換部６７と、電流位相ずれ演算部６８と、積分補償部６９と、電流位相補正部７０とを備えて構成されている。

電流指令入力部６１は、例えば、運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作に関するアクセル操作量やモータ１の回転数等に応じて必要とされるトルク値をモータ１に発生させるためのトルク指令値に基づき、ＰＤＵ５１からモータ１に供給する各相電流Ｉｕ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのＩｄ指令及びＩｑ指令として減算器６２，６３へ出力されている。
この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えばロータ５の永久磁石５ａによる界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、モータ１のロータ５と共に同期して電気角速度ω（以下、単に、回転角速度ωと呼ぶ）で回転している。これにより、ＰＤＵ５１からモータ１の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるＩｄ指令及びＩｑ指令を与えるようになっている。

減算器６２はＩｄ指令とｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄを算出し、減算器６３はＩｑ指令とｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出する。各減算器６２，６３から出力された偏差ΔＩｄ及び偏差ΔＩｑは、電流フィードバック制御部６４に入力されている。
電流フィードバック制御部６４は、例えばＰＩ（比例積分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値Ｖｄを算出し、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。電流フィードバック制御部６４から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑはｄｑ−３相個別変換部６５に入力されている。

ｄｑ−３相個別変換部６５は、例えばロータ５の回転角度つまりロータ５の磁極位置を検出する位置検出センサやロータ５の回転角度を推定する推定部等から入力されるロータ５の回転角度を用いて、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗに変換する。
このｄｑ−３相個別変換部６５は、例えば図６に示すように、各相毎に個別に変換処理を行い、特に、Ｕ相およびＷ相に対しては、電流位相補正部８９から出力される各相毎の電圧補正値ｋΔＶｄｕ，ｋΔＶｑｕ，ｋΔＶｄｗ，ｋΔＶｑｗに応じて、各相毎にｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを補正し、補正により得たｄｑ座標上での各指令値を各相毎に個別に静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗに変換する。

電圧位相補正部６６は、ステータ１０の各ティース２２，２４，２６の配置状態に起因して複数相の各相の相互間で異なる誘起電圧位相差に基づき、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相を補正する。
つまり、この実施の形態でのステータ１０では、単一の各環状巻線１４，１５が配置される各ティース２２，２４間および各ティース２４，２６間の間隔Ｃ１と、２相の各環状巻線１４，１５が配置される各ティース２２，２６間の間隔Ｃ２とが異なることで、隣り合う各ティース２２，２４，２６同士の間隔が不均等となっている。そして、この各ティース２２，２４，２６同士の不均等配置に起因して、複数相の各相の相互間で誘起電圧位相差が異なっている。

例えば、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｕｖと線間誘起電圧Ｅｕｖとの差電圧Ｖ１と、Ｗ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｗｖと線間誘起電圧Ｅｗｖとの差電圧Ｖ２とに対して、相抵抗値ｒによる電圧降下を無視し、２相の各環状巻線１４，１５にトルク電流（つまりｑ軸電流）のみを通電した場合には、各差電圧Ｖ１，Ｖ２はトルク電流よりもほぼπ／２＝９０°（ｅｄｅｇ）だけ位相が進むことから、３相のベクトル図は図７（ａ），（ｂ）に示すように描画される。
ここで、複数相の各相の相互間の線間誘起電圧Ｅｗｕ，Ｅｕｖ，Ｅｗｖ同士に対する位相差は、各ティース２２，２４，２６同士の不均等配置に起因して、例えば図８に示すように、互いに異なる値となっている。これに対して、各相電流間の電流位相差が２π／３＝１２０°（ｅｄｅｇ）であることを前提とする通常のベクトル制御によれば、複数相の各相の相互間の線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｗｖ同士に対する位相差は、例えば図７（ａ）に示すように、互いに同等の値（つまり、１２０°（ｅｄｅｇ））とされている。
そして、このように、誘起電圧に対する線間電圧位相差と、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対する線間電圧位相差とが異なる状態では、各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相変化が所望の値からずれてしまうという問題が生じる。

このため、電圧位相補正部６６は、複数相の各相の相互間で異なる誘起電圧位相差に基づき、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相を補正しており、例えば図７（ｂ）に示すように、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ同士間の位相差が、線間誘起電圧Ｅｗｕ，Ｅｗｖ同士間の位相差（例えば、１１２°（ｅｄｅｇ））と同等の位相差となるように、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相を補正する。
なお、電圧位相補正部６６は、この電圧位相補正処理を、例えばモータ１の運転開始時等のように、複数相のモータ１の各相に電圧の印加を開始する時点の直前の無通電時において、予めモータ１の構造（例えば、ステータ１０の各ティース２２，２４，２６の配置状態等）に応じて設定された補正量等に基づき実行する。つまり、この電圧位相補正処理は、モータ１に対する通電が開始されると共に、後述する電流位相補正処理を含む電流のフィードバック制御の一連の処理が開始される状態に先立って、無通電時に少なくとも一度だけ実行されるように設定されている。

そして、電圧位相補正部６６から出力される正弦波状の各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗはＰＤＵ５１に入力され、ＰＤＵ５１において、三角波からなるキャリア信号と、スイッチング周波数とに基づくパルス幅変調により、ＰＤＵ５１のＰＷＭインバータの各スイッチング素子をオン／オフ駆動させる各パルスからなるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、パルス幅変調信号）が生成される。

３相−ｄｑ変換部６７は、例えばロータ５の回転角度つまりロータ５の磁極位置を検出する位置検出センサやロータ５の回転角度を推定する推定部等から入力されるロータ５の回転角度を用いて、静止座標上における電流である各相電流Ｉｕ，Ｉｗを、モータ１の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。このため、３相−ｄｑ変換部６７には、モータ１の各環状巻線１４，１５に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｗを検出する２つの相電流検出器７１，７１から出力される検出値（つまり、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｗ相電流Ｉｗ）が入力されている。そして、３相−ｄｑ変換部６７から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは減算器６２，６３に出力されている。

また、電流位相ずれ演算部６８は、後述する各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを、例えば図６に示すように、ロータ５の異なる回転角度θ_１，θ_２での各相の瞬時電流値Ｉｕ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｗ２に基づき算出し、積分補償部６９へ出力する。なお、各回転角度θ_１，θ_２は、例えばロータ５の磁極位置を検出する位置検出センサやロータ５の回転角度を推定する推定部等から入力される。
積分補償部６９は、電流位相ずれ演算部６８にて算出される各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを積分動作により制御増幅して積分ゲインｋを算出し、電流位相補正部７０へ出力する。
電流位相補正部７０は、積分補償部６９にて算出される積分ゲインｋに基づき、各相毎の電圧補正値ｋΔＶｄｕ，ｋΔＶｑｕ，ｋΔＶｄｗ，ｋΔＶｑｗを算出し、ｄｑ−３相個別変換部６５へ出力する。

本実施の形態によるモータ制御装置５０は上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置５０の動作、特に、複数相の各相の相互間で異なる誘起電圧位相差に基づき各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相を補正する処理（電圧位相補正処理）と、各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流の位相ずれβを制御する処理（電流位相補正処理）について添付図面を参照しながら説明する。

以下に、制御部５３による電流のフィードバック制御の一連の処理について説明する。
先ず、図９に示すステップＳ０１においては、通電開始に先立って、例えばモータ１の構造（つまり、ステータ１０の各ティース２２，２４，２６の配置状態等）に応じて予め設定された各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対する位相補正量等により、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対する各相間の電圧位相差が、各ティース２２，２４，２６の配置状態に起因して各相間で異なる誘起電圧位相差に等しくなるようにして、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相を補正する。

次に、ステップＳ０２においては、モータ１への通電を開始する。
次に、ステップＳ０３においては、各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを検出する。
次に、ステップＳ０４においては、位相ずれβに対するＰＩ（比例積分）動作により、各相毎の電圧補正値ｋΔＶｄｕ，ｋΔＶｑｕおよび電圧補正値ｋΔＶｄｗ，ｋΔＶｑｗを算出する。
次に、ステップＳ０５においては、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを、各相毎の電圧補正値ｋΔＶｄｕ，ｋΔＶｑｕおよび電圧補正値ｋΔＶｄｗ，ｋΔＶｑｗにより補正し、補正により得たｄｑ座標上での各指令値を各相毎に個別に３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗに変換する。
そして、ステップＳ０６においては、通電終了指示が有るか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、上述したステップＳ０３に戻る。

以下に、各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβについて説明する。
この実施の形態でのモータ１によれば、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のステータ１０に対し、２相のＵ相環状巻線１４およびＷ相環状巻線１５が備えられているだけであるから、Ｕ相−Ｗ相間の磁気抵抗は、他の２相間（つまり、Ｕ相−Ｖ相間およびＶ相−Ｗ相間）の磁気抵抗に比べて小さくなり、Ｖ相に係るインダクタンスがＵ相およびＶ相に係る各インダクタンスとは異なる値となり、例えばＶ相の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに比べて、Ｕ相およびＷ相の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスが大きくなっている。

先ず、以下においては、各相のインダクタンス不整合に応じた各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの変化について説明する。

３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータの電圧方程式は、例えば相抵抗（相抵抗値ｒ）と誘起電圧を無視すると、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、各相の自己インダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと、各相互インダクタンスＭｕｖ，Ｍｕｗ，Ｍｖｕ，Ｍｖｗ，Ｍｗｕ，Ｍｗｖとにより、下記数式（７）に示すように記述される。

上記数式（７）において、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは何れか２つの相電流により記述できるため、例えばＶ相電流ＩｖをＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗにより記述して消去すると、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗによる線間電圧（例えば、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ）とＷ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｗｖ（＝Ｖｗ−Ｖｖ））は下記数式（８）に示すように記述される。

ここで、各環状巻線１４，１５に対するロータ５の回転位置に応じてインダクタンス成分値が変化するようなモータの突極性を無視した場合のインダクタンス行列は、自己インダクタンスＬ_ｓと相互インダクタンスｍとに基づき、下記数式（９）に示すように記述されることから、上記数式（８）からモータの突極性を無視した線間電圧方程式は下記数式（１０）に示すように記述される。

ここで、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、例えば下記数式（１１）に示すように正弦波状とすれば、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ）とＷ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｗｖ（＝Ｖｗ−Ｖｖ））は下記数式（１２）に示すように記述される。なお、ωはロータ５の回転角速度である。

上記数式（１０）および数式（１２）により、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各時間微分値（ｄＩｕ／ｄｔおよびｄＩｗ／ｄｔ）は、例えば下記数式（１３）に示すように記述され、これらの電流微分ベクトルは図１０に示すように（２π／３）＝１２０°（ｅｄｅｇ）の電流位相差を有し、この数式（１３）からＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗは下記数式（１４）に示すように記述される。なお、Ｋは任意の定数である。

ここで、３相の各インダクタンスが対称ではなく、例えば下記数式（１５）に示すように、Ｕ相およびＶ相に係る自己インダクタンスおよび相互インダクタンスがＶ相に係る自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに比べて大きい場合（例えばＬ＞Ｌ_ｓかつＭ＞ｍ）には、モータの突極性を無視した線間電圧方程式は下記数式（１６）に示すように記述される。

ここで、Ｕ相−Ｖ相間の線間インダクタンスＬｕｖとＷ相−Ｖ相間の線間インダクタンスＬｗｖ線間とＵ相−Ｗ相間の線間インダクタンスＬｕｗとは、下記数式（１７）に示すように記述されることから、上記数式（１６）に示す線間電圧方程式は下記数式（１８）に示すように記述される。

これにより、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各時間微分値（ｄＩｕ／ｄｔおよびｄＩｗ／ｄｔ）に係る電流微分ベクトルは、例えば図１１に示すように、３相の各インダクタンスが整合している場合に比べて、角度δだけ電流位相差がずれる。

つまり、例えば図１２に示すように、Ｕ相電流Ｉｕの電流位相が遅角状態となり、Ｗ相電流Ｉｗの電流位相が進角状態となって、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ間の電流位相差が２π／３＝１２０°（ｅｄｅｇ）よりも減少することによって、Ｖ相電流Ｉｖの電流値が増大することになる。そして、これに伴い、各相電流間の電流位相差が２π／３＝１２０°（ｅｄｅｇ）であることを前提とする通常のベクトル制御によれば、モータの力率およびトルク定数が低下することになる。

次に、以下においては、各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを補正する方法について説明する。

各相電流Ｉｕ，Ｉｗの電流位相に生じるずれを解消するためには、例えば図１３に示すように、先ず、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧ＶｕｖとＷ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｗｖとの間の位相差φをπ／３＝６０°（ｅｄｅｇ）よりも大きな値に設定する。ただし、上記数式（７）〜数式（１８）においては、誘起電圧を無視していることから、実際には各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと誘起電圧との差電圧の位相を変化させることになる。

ここで、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ間の電流位相差が２π／３＝１２０°（ｅｄｅｇ）よりも小さい場合にはＵ相電流Ｉｕの電流位相が遅角状態となり、Ｗ相電流Ｉｗの電流位相が進角状態となることから、これに対応して、各電圧差Ｖ１，Ｖ２の電圧値（つまり、ベクトルの大きさ）を変化させずに電圧差Ｖ１を遅角状態かつ電圧差Ｖ２を進角状態に設定することになる。
しかしながら、単に、Ｕ相電圧指令値Ｖｕを遅角状態に設定し、Ｖ相電圧指令値Ｖｖを進角状態に設定するだけでは、例えば図１４に示すように、各電圧差Ｖ１，Ｖ２の位相はほとんど変化せず、しかも、電圧差Ｖ１の大きさが減少し、電圧差Ｖ２の大きさが増大してしまう。このため、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗを所望の各位相状態（つまり、Ｕ相電流Ｉｕは遅角状態、Ｗ相電流Ｉｗは進角状態）に変化させることができず、しかも、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各電流値が不必要に変化してしまう。

このため、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗを所望の各位相状態（つまり、Ｕ相電流Ｉｕは遅角状態、Ｗ相電流Ｉｗは進角状態）に変化させるための各電圧差Ｖ１，Ｖ２（つまり電圧差Ｖ１を遅角状態かつ電圧差Ｖ２を進角状態）を得るためには、例えば図１５に示すように、各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖの位相および振幅を変化させる必要がある。

ところで、通常のベクトル制御においては、３相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの大きさは同等であり、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ間の位相差は２π／３＝１２０°（ｅｄｅｇ）に固定されていることから、各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖの位相および振幅を変化させるための補正が必要となる。
例えばＶ相電圧指令値Ｖｖの電圧値および位相を固定した場合には、Ｕ相電圧指令値ＶｕをＵ相電流Ｉｕが遅角する方向に変化させ、Ｗ相電圧指令値ＶｗをＷ相電流Ｉｗが進角する方向に変化させればよい。

ここで、モータの突極性を無視した場合におけるｄｑ座標上での回路方程式に基づき、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗおよび各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの所定定常値からの変化に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑとｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとの各変化ΔＶｄ，ΔＶｑ，ΔＩｄ，ΔＩｑを、例えば下記数式（１９）に示すように近似すれば、この数式（１９）に基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆを進角または遅角させる場合の電圧変化を算出することができる。そして、算出した電圧変化によって各電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを補正して得た値から変換処理によって各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗを算出することで、これらの各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗに応じた各相電流Ｉｕ，Ｉｗを進角または遅角させることができる。

例えばＵ相電圧Ｉｕを遅角させる際に、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆをπ／２＝９０°（ｅｄｅｇ）だけ位相を遅らせる電圧変化ΔＶｄｕ，ΔＶｑｕは、例えば下記数式（２０）に示すように記述される。

また、例えばＷ相電流Ｉｗを遅角させる際に、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆをπ／２＝９０°（ｅｄｅｇ）だけ位相を進める電圧変化ΔＶｄｗ，ΔＶｑｗは、例えば下記数式（２１）に示すように記述される。

そして、例えば下記数式（２２）に示すように、上記数式（２０）に基づく電圧変化ΔＶｄｕ，ΔＶｑｕによって各電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを補正して得た値（Ｖｄ＋ｋΔＶｄｕ，Ｖｑ＋ｋΔＶｑｕ）に対する変換処理によってＵ相電圧指令値Ｖｕを算出することで、Ｕ相電圧指令値Ｖｕに応じたＵ相電流Ｉｕを遅角させることができる。

このとき、Ｖ相電圧指令値Ｖｖは、補正の必要無しに、例えば下記数式（２３）に示すように記述される。

また、例えば下記数式（２４）に示すように、上記数式（２１）に基づく電圧変化ΔＶｄｗ，ΔＶｑｗによって各電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを補正して得た値（Ｖｄ＋ｋΔＶｄｗ，Ｖｑ＋ｋΔＶｑｗ）に対する変換処理によってＷ相電圧指令値Ｖｗを算出することで、Ｗ相電圧指令値Ｖｗに応じたＷ相電流Ｉｗを進角させることができる。

次に、以下においては、Ｕ相電流Ｉｕを遅角させる度合およびＷ相電流Ｉｗを進角させる度合、つまり各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを算出する方法、特に、電流位相ずれ演算部６８の動作について説明する。

上記数式（２２）〜数式（２４）に基づき、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相ずれβを補正する際には、位相ずれβを検出してフィードバック処理を実行することになる。
ここで、各相のインダクタンスの不整合に起因してＵ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとには、互いに逆方向の位相ずれβが生じることから、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを正弦波状とすれば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗは下記数式（２５）に示すように記述される。

そして、同一相で異なる適宜の回転角度θ_１，θ_２でのＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各瞬時電流値Ｉｕ_１，Ｉｕ_２，Ｉｗ_１，Ｉｗ_２は、例えば下記数式（２６）に示すように記述されることから、Ｕ相の各瞬時電流値Ｉｕ_１，Ｉｕ_２に対して下記数式（２７）が成り立ち、Ｗ相の各瞬時電流値Ｉｗ_１，Ｉｗ_２に対して下記数式（２８）が成り立つ。

ここで、各電圧Ｖｓｕ，Ｖｃｕ，Ｖｓｗ，Ｖｃｗを下記数式（２９）に示すようにして定義すると、適宜の回転角度θ_１，θ_２の差（θ_１−θ_２）の正弦値ｓｉｎ（θ_１−θ_２）≠０の場合に、これらの各電圧Ｖｓｕ，Ｖｃｕ，Ｖｓｗ，Ｖｃｗと、上記数式（２７）および数式（２８）とに基づき、下記数式（３０）に示すようにして、位相ずれβの正弦値を算出することができ、さらに、位相ずれβ≒０において、この位相ずれβの近似値を算出することができる。

以下に、上述した実施の形態のモータ制御装置５０によりモータ１の通電電流の電流位相を制御した試験の試験結果について説明する。
なお、比較例においては、３相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの大きさを同等とし、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ間の位相差を２π／３＝１２０°（ｅｄｅｇ）に固定した通常のベクトル制御によりモータ１の通電電流の電流位相を制御した。つまり、この比較例においては、上述した電圧位相補正処理および電流位相補正処理を省略した。
この比較例における試験結果として、例えば図１６（ａ）には、所定回転数（１５００ｒｐｍ）および所定電流指令（２５Ａｒｍｓ）での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの時間変化を示した。
そして、実施例においては、モータ制御装置５０よりモータ１の通電電流の電流位相を制御した試験結果として、例えば図１６（ｂ）には、所定回転数（１５００ｒｐｍ）および所定電流指令（２５Ａｒｍｓ）での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの時間変化を示した。

図１６（ａ）に示す比較例においては、各相のインダクタンスの不整合に応じてＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗに位相ずれが生じ、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの波高値が低下すると共に、波形に乱れが生じていることがわかる。
これに対し、図１６（ｂ）に示す実施例においては、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相および波高値が適切に制御され、さらに、滑らかな波形を示すように制御されていることがわかる。

上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置５０によれば、例えばステータ１０での巻線占積率を向上させる場合等において、複数相のティース２２，２４，２６の隣り合うティース同士の間隔（例えば、各ティース２２，２４間および各ティース２４，２６間の間隔Ｃ１と、各ティース２２，２６間の間隔Ｃ２）が不均等になるように配置された場合であっても、この不均等配置に起因する誘起電圧位相差に基づき、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相を補正することから、モータ１を適切に制御することができる。
さらに、各相のインダクタンス不整合に係る補正を各相毎に個別に行うことで、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを適切に算出することができ、モータ１の構造に起因して各相のインダクタンス不整合が存在する場合であっても、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅および位相を整合させることができ、モータ１を適切に駆動制御することができる。
しかも、電圧位相補正部６６は、電圧位相補正処理を、電流位相補正処理を含む電流のフィードバック制御の一連の処理が開始される状態に先立って、無通電時に少なくとも一度だけ実行することから、モータ１をより一層、適切に駆動制御することができる。

なお、上述した実施形態においては、ステータ１０において周方向Ｃで隣り合う各ティース２２，２４，２６間の間隔が各スロットに配置される各環状巻線１４，１５の本数に応じた値に設定されることによって、各ティース２２，２４，２６同士の間隔が不均等となり、この不均等配置に起因して、複数相の各相の相互間で誘起電圧位相差が発生するとしたが、これに限定されず、例えば図１７に示す第１変形例のように、周方向Ｃで隣り合う各ティース２２，２４，２６同士が軸線方向Ｐに一段ずれた位置に配置されることに起因して、複数相の各相の相互間で誘起電圧位相差が発生してもよい。

この第１変形例に係るステータ１０では、各蛇行部３１，３２の周方向Ｃの幅つまりコイルピッチは、電気角で１２０°以下の所定値に設定され、Ｕ相環状巻線１４とＷ相環状巻線１５とは、電気角で２４０°の位相差を有するようにして周方向Ｃに沿って相対的にずれた位置に配置されている。そして、周方向Ｃで隣り合う各ティース２２，２４または２４，２６間を縫うようにして配置される２相の各環状巻線１４，１５は、所謂電気角で１２０°以下の短節波巻きをなすように形成され、各ティース２２，２４間または２４，２６間には、単一の各環状巻線１４，１５が配置されている。
そして、この第１変形例において、電圧位相補正部６６は、ステータ１０の各ティース２２，２４，２６が各相の相互間での軸方向位置に偏差を有するように配置された状態での軸方向位置偏差に起因する誘起電圧位相差に基づき、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対する各相間の電圧位相差が、各ティース２２，２４，２６の配置状態に起因して各相間で異なる誘起電圧位相差に等しくなるようにして、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相を補正する。

また、上述した実施形態においては、例えば図１８に示す第２変形例のように、ステータ１０において周方向Ｃで隣り合う各ティース２２，２４，２６間の間隔が各スロットに配置される各環状巻線１４，１５の本数に応じた値に設定されることによって、各ティース２２，２４，２６同士の間隔が不均等となり、この不均等配置に起因して、複数相の各相の相互間で誘起電圧位相差が発生すると共に、周方向Ｃで隣り合う各ティース２２，２４，２６同士が軸線方向Ｐに一段ずれた位置に配置されることに起因して、複数相の各相の相互間で誘起電圧位相差が発生してもよい。
そして、この第２変形例において、電圧位相補正部６６は、ステータ１０の各ティース２２，２４，２６の不均等配置および軸方向位置偏差に起因する誘起電圧位相差に基づき、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対する各相間の電圧位相差が、各ティース２２，２４，２６の配置状態に起因して各相間で異なる誘起電圧位相差に等しくなるようにして、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相を補正する。

また、上述した実施形態において、電圧位相補正部６６は、電圧位相補正処理を、電流位相補正処理を含む電流のフィードバック制御の一連の処理が開始される状態に先立って、無通電時に少なくとも一度だけ実行するとしたが、これに限定されず、例えば電流のフィードバック制御において繰り返し実行される一連の処理毎に実行してもよい。

なお、上述した実施形態においては、電流位相ずれ演算部６８は、瞬時電流値Ｉｕ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｗ２に基づき、各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを算出するとしたが、これに限定されず、例えば所定周期（半周期等）に亘る積分電流値や平均電流値に基づき、各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれβを算出してもよい。

例えば、上記数式（２５）に基づき、Ｕ相電流Ｉｕの自乗Ｉｕ・Ｉｕは下記数式（３１）に示すように記述され、Ｗ相電流Ｉｗの自乗Ｉｗ・Ｉｗは下記数式（３２）に示すように記述され、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとの積は下記数式（３３）に示すように記述され、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとの積は下記数式（３４）に示すように記述される。

上記数式（３１）〜（３４）に基づき、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとの内積と、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとの内積との差は、下記数式（３５）に示すように記述され、位相ずれβ≒０において、この位相ずれβの近似値を、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとの内積と、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとの内積とにより算出することができる。

また、Ｗ相電流ＩｗとＶ相電流Ｉｖとの各実効値Ｉｗ^２，Ｉｖ^２の差は、下記数式（３６）に示すように記述されることから、位相ずれβの近似値をＷ相電流ＩｗとＶ相電流Ｉｖとの実効値の差により算出することができる。

なお、上記数式（３５）あるいは数式（３６）に基づき位相ずれβの近似値を算出する際には、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流値として、電流値の１周期分あるいは１／２周期分の時間積分値または時間平均値を用いることになる。

本発明の実施形態に係るモータの分解斜視図である。 本発明の実施形態に係るモータのステータの要部の径方向断面図である。 本発明の実施形態に係るステータの要部分解斜視図である。 図４（ａ）は図１に示すステータの各環状巻線の結線状態を示す図であり、図４（ｂ）は本発明の実施形態に係るステータの各環状巻線の結線状態を示す図であり、図４（ｃ）は３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のステータの各巻線の結線状態を示す図である。 本発明の実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。 図５に示すｄｑ−３相個別変換部および電流位相補正部および積分補償部および電流位相ずれ演算部の構成図である。 本発明の実施形態に係るモータの誘起電圧と線間電圧との関係を示す図である。 本発明の実施形態に係るモータの各相間の誘起電圧の波形の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係るモータ制御装置の動作を示すフローチャートである。 ３相の各インダクタンスが対称である通常のモータに対し、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各時間微分値（ｄＩｕ／ｄｔおよびｄＩｗ／ｄｔ）に対する電流微分ベクトルと線間電圧と電流ベクトルを示す図である。 ３相の各インダクタンスが対称ではなく、Ｕ相およびＶ相自己インダクタンスおよび相互インダクタンスがＶ相に係る自己インダクタンスおよび相互インダクタンスに比べて大きい場合でのＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各時間微分値（ｄＩｕ／ｄｔおよびｄＩｗ／ｄｔ）に対する電流微分ベクトルと線間電圧と電流ベクトルを示す図である。 本実施形態に係るモータに対し、各相の電流ベクトルを示す図である。 本実施形態に係るモータに対し、線間電圧の位相に対する補正値の一例を示す図である。 本実施形態に係るモータに対し、Ｕ相電圧およびＷ相電圧の位相を変化させた場合における誘起電圧と線間電圧との関係を示す図である。 本実施形態に係るモータに対し、Ｕ相電流を遅角させ、Ｗ相電流を進角させた場合における誘起電圧と線間電圧との関係を示す図である。 図１６（ａ）は本実施形態の比較例に係るモータにおいて各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波高値の時間変化の一例を示す図であり、図１６（ｂ）は本実施形態の実施例において各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波高値の時間変化の一例を示す図である。 本発明の実施形態の第１変形例に係るモータのステータの要部の径方向断面図である。 本発明の実施形態の第２変形例に係るモータのステータの要部の径方向断面図である。

符号の説明

１ モータ
１０ ステータ
２２ Ｕ相ティース（ティース）
２４ Ｖ相ティース（ティース）
２６ Ｗ相ティース（ティース）
６６ 電圧位相補正部（電圧位相補正手段）
６８ 電流位相ずれ演算部（電流位相ずれ算出手段）
７０ 電流位相補正部（電流位相補正手段）

Claims (5)

1. 複数相の各相の相互間での線間誘起電圧同士の位相差が互いに異なるようにしてティースが配置されたステータを備えるモータを制御するモータ制御装置であって、
   前記線間誘起電圧同士の位相差に基づき前記複数相の各相に印加する電圧の位相を補正する電圧位相補正手段を備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記複数相のティースは、隣り合う前記ティース同士の間隔が不均等になるように配置され、
   前記電圧位相補正手段は、隣り合う前記ティース同士の間隔が不均等であることに起因する前記線間誘起電圧同士の位相差に基づき前記複数相の各相に印加する電圧の位相を補正することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記複数相のティースは、各相の相互間での軸方向位置に偏差を有するように配置され、
   前記電圧位相補正手段は、前記複数相のティースが各相の相互間での軸方向位置に偏差を有することに起因する前記線間誘起電圧同士の位相差に基づき前記複数相の各相に印加する電圧の位相を補正することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 各相のインダクタンス不整合に基づく各相電流の位相ずれを算出する電流位相ずれ算出手段と、
   前記電流位相ずれ算出手段にて算出された前記位相ずれに基づき、各相毎のｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の位相および振幅を補正する電圧指令補正値を、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値から算出する電流位相補正手段とを備え、
   前記電流位相補正手段は、前記電圧位相補正手段により補正された電圧が前記複数相の各相に印加された以後に、前記電圧指令補正値を算出することを特徴とする請求項１から請求項３の何れか１つに記載のモータ制御装置。
5. 前記電圧位相補正手段は、前記複数相の各相に電圧の印加を開始する時点から前記電圧の位相を補正することを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。

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