JP2014039446A - Pole change motor device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は可変速の極数変換モータ装置に関し、詳しくは同期トルク及びリラクタンストルクの両方を発生可能な極数変換式同期モータ装置に関する。 The present invention relates to a variable speed pole number conversion motor apparatus, and more particularly to a pole number conversion type synchronous motor apparatus capable of generating both synchronous torque and reluctance torque.
たとえば、U.S.P. No. ６,００８,６１６は、２つの３相インバータにより駆動される３相巻線を有する極数切り換え式非同期モータを記載している。ステータ磁極の数は、１つの３相インバータの電流位相をシフトすることにより、低速領域で２倍になる。 For example, U.S.P. No. 6,008,616 describes a pole-switching asynchronous motor having three-phase windings driven by two three-phase inverters. The number of stator magnetic poles is doubled in the low speed region by shifting the current phase of one three-phase inverter.
同様に、２０１１年５月５日に公開されたWO/２０１１/０５２２５３及び２０１２年６月２８日に公開されたWO/２０１２/０８６０９５は発明者により発明された９スイッチ・インバータを開示している。この９スイッチ・インバータは、低速領域にて２つの３相巻線を互いに直列に接続する。この９スイッチ・インバータは、高速領域にて２つの３相巻線を互いに並列に接続する。 Similarly, WO / 2011/052253 published on May 5, 2011 and WO / 2012/086095 published on June 28, 2012 disclose a nine-switch inverter invented by the inventors. . This nine-switch inverter connects two three-phase windings in series in a low speed region. This nine-switch inverter connects two three-phase windings in parallel with each other in a high speed region.
これにより、９スイッチ・インバータは、ステータの磁極数と等価巻数とを切り換える。正確には、この巻数切り換えは直並列接続の切り換えを意味する。ステータの磁極数及びステータ巻線の等価的な巻数は、低速領域でそれぞれ２倍になる。これにより、低速領域のモータトルクは、高速領域のモータトルクと比較して約４倍となる。この９スイッチ・インバータの１つの問題は、従来の６スイッチ・インバータよりも多くのトランジスタをもつため、インバータの電力損失が増加することである。 As a result, the nine-switch inverter switches between the number of magnetic poles of the stator and the equivalent number of turns. To be precise, this number of turns means a series-parallel connection. The number of magnetic poles of the stator and the equivalent number of turns of the stator winding are each doubled in the low speed region. As a result, the motor torque in the low speed region is approximately four times that of the motor torque in the high speed region. One problem with this 9-switch inverter is that it has more transistors than a conventional 6-switch inverter, thus increasing the power loss of the inverter.
非対称モータではロータ極と呼ばれるロータ磁極の数は、ステータ磁極の数と自動的に一致するので、上記の先行する極数切り換え法は、非対称モータの体積及び重量の低減に効果的である。しかし、同期モータ（たとえば永久磁石同期モータ（PMSM）や同期リラクタンスモータ（SynRM）は、一定の周方向ピッチをもつロータ磁極を有している。したがって、たとえ極数変換方法が減速ギア機構のような優れたトルク変換法であるとしても、全ての熟練技術者は、同期モータが上記極数変換法を採用することは困難であることを知っている。 In an asymmetric motor, the number of rotor magnetic poles called rotor poles automatically matches the number of stator magnetic poles. Therefore, the above-described prior pole number switching method is effective in reducing the volume and weight of the asymmetric motor. However, synchronous motors (for example, permanent magnet synchronous motors (PMSM) and synchronous reluctance motors (SynRM)) have rotor magnetic poles having a constant circumferential pitch. Even if it is an excellent torque conversion method, all skilled engineers know that it is difficult for a synchronous motor to adopt the pole number conversion method.
従来の極数切り換えモータのもう１つの問題は、１極当たりのステータティースの数が低減されるために回転磁界の空間高調波が増加することである。空間高調波は、トルクリップル、振動、鉄損の増加を招く。 Another problem with conventional pole number switching motors is that the spatial harmonics of the rotating magnetic field increase because the number of stator teeth per pole is reduced. Spatial harmonics increase torque ripple, vibration, and iron loss.
本発明の１つの目的は、優れた低速トルク及び広い速度範囲の両方を有する極数切り換え式モータ装置を提供することである。本発明のもう一つの目的は、ステータ電流の位相をシフトすることによりロータの極数を自動的に切り換え可能な極数切り換え式モータ装置を提供することである。本発明の他の目的は、回転磁界の空間高調波が少ない極数切り換えモータ装置を提供することである。本発明のもう１つの目的は、インバータの電力損失が低減された極数切り換えモータ装置を提供することである。 One object of the present invention is to provide a pole-switching motor apparatus having both excellent low speed torque and a wide speed range. Another object of the present invention is to provide a pole number switching motor device capable of automatically switching the number of poles of the rotor by shifting the phase of the stator current. Another object of the present invention is to provide a pole number switching motor device having a small number of spatial harmonics of a rotating magnetic field. Another object of the present invention is to provide a pole number switching motor device in which the power loss of the inverter is reduced.
本発明の第１の様相において、モータは、偶数の永久磁石極と偶数のリラクタンス極とを有するロータを備えている。リラクタンス極は、実質的には軟磁性の磁気突極である。永久磁石極のペアは、周方向に交互に配置されたN極とS極により構成されている。永久磁石極とリラクタンス極のどちらか１つは、永久磁石極とリラクタンス極の他の１つに対して二倍の数をもつ。 In a first aspect of the present invention, the motor includes a rotor having an even number of permanent magnet poles and an even number of reluctance poles. The reluctance pole is substantially a soft magnetic salient pole. The pair of permanent magnet poles is composed of N poles and S poles alternately arranged in the circumferential direction. One of the permanent magnet pole and the reluctance pole has twice the number of the other one of the permanent magnet pole and the reluctance pole.
ステータの２つの３相巻線の１つに供給されるステータ電流の位相をシフトすることにより、ステータの磁極数が切り換えられる。ステータ磁極数が永久磁石極の数と一致する時、永久磁石トルクが形成される。ステータ磁極数がリラクタンス極の数と一致する時、リラクタンストルクが形成される。 By shifting the phase of the stator current supplied to one of the two three-phase windings of the stator, the number of magnetic poles of the stator is switched. When the number of stator poles matches the number of permanent magnet poles, permanent magnet torque is formed. When the number of stator magnetic poles matches the number of reluctance poles, reluctance torque is formed.
好適態様によれば、永久磁石極の数は、リラクタンス極の数の半分である。したがって、大トルクが要求される時、リラクタンス極は強いリラクタンストルクを発生する。けれども、バックEMFにより、このリラクタンストルクは高速領域で低下する。ステータ磁極数は、高速領域において永久磁石トルクを発生するために永久磁石極の数と一致する。 According to a preferred embodiment, the number of permanent magnet poles is half of the number of reluctance poles. Therefore, when a large torque is required, the reluctance pole generates a strong reluctance torque. However, this reluctance torque decreases in the high speed region due to the back EMF. The number of stator magnetic poles matches the number of permanent magnet poles in order to generate permanent magnet torque in the high speed region.
他の好適態様によれば、極数切り換え同期モータの２つの３相巻線を駆動する３相９スイッチ・インバータが、インバータの電力損失低減のために用いられる。したがって、ステータ磁極数は、簡素な回路構成により切り換えられる。他の好適態様によれば、この３相９スイッチ・インバータは、モータの低速・大電流領域にて一相変調法を採用する。モータの低速・大電流領域においてDCリンク電圧の変化周波数は低いので、昇圧DCDCコンバータの制御が容易となる。他の好適態様によれば、この３相９スイッチ・インバータと直流電源とは、キャパシタ及び/又はパルストランス及び/又は電磁シールドケーブルにより接続される。 According to another preferred embodiment, a three-phase nine-switch inverter that drives the two three-phase windings of a pole-switching synchronous motor is used to reduce the inverter power loss. Therefore, the number of stator magnetic poles can be switched by a simple circuit configuration. According to another preferred embodiment, the three-phase nine-switch inverter employs a one-phase modulation method in a low speed / high current region of the motor. Since the change frequency of the DC link voltage is low in the low speed / high current region of the motor, the step-up DCDC converter can be easily controlled. According to another preferred embodiment, the three-phase nine-switch inverter and the DC power source are connected by a capacitor and / or a pulse transformer and / or an electromagnetic shield cable.
他の好適態様及び本発明の第２の様相によれば、２つの３相巻線は、二重層同心コイルにより構成される。各同心コイルはそれぞれ、１つの外コイルとこの外コイルで囲まれた１つの内コイルを有する。内コイルは、１つのティースに巻かれる。外コイルは、隣接する３つのティースに巻かれる。これにより、ステータのスロット占積率が改善され、回転磁界の空間高調波が低減される。さらに、各コイルエンドの軸方向高さが低くなる。 According to another preferred embodiment and the second aspect of the invention, the two three-phase windings are constituted by double layer concentric coils. Each concentric coil has one outer coil and one inner coil surrounded by the outer coil. The inner coil is wound around one tooth. The outer coil is wound around three adjacent teeth. This improves the slot space factor of the stator and reduces the spatial harmonics of the rotating magnetic field. Furthermore, the axial height of each coil end is reduced.
他の好適態様によれば、内コイルのターン数は、外コイルのターン数より少ない。好ましくは、内コイルのターン数は、外コイルのターン数の５０-９０%、更に好適には６０-８０％である。これにより、回転磁界の空間高調波が低減される。 According to another preferred embodiment, the number of turns of the inner coil is less than the number of turns of the outer coil. Preferably, the number of turns of the inner coil is 50-90%, more preferably 60-80% of the number of turns of the outer coil. This reduces the spatial harmonics of the rotating magnetic field.
第１実施例
第１実施例は、常極モードと倍極モードとのどちらかを選択可能な極数切換同期モータを示している。特に、倍極モードは低速領域にてリラクタンストルクを発生し、常極モードは少なくとも高速領域にて永久磁石トルクを発生する。幸運にも、リラクタンストルクは常極モードにてゼロになり、永久磁石トルクは倍極モードでキャンセルされる。第１実施例が、図１- 図１０を参照して説明される。図１は、極数切り換え同期モータ装置を示す回路図である。インバータ１は、同期モータ２のステータ巻線に正弦波形を有する第１、第２の３相電流I１、１２を供給する。第１の３相電流I１は、U相電流IU１、V相電流IV１及びW相電流IW１からなる。第２の３相電流I２は、U２相電流流IU２、V２相電流IV２及びW２相電流１W２からなる。６つの相電流IU１、IV１、IW１、IU２、IV２、IW２は、ロータの回転速度と同期する同期周波数を有する。DC電源３は、DCリンク電圧+Vをインバータ１に印加する。コントローラ４は、ロータ角度センサ５により検出されたロータ角度に応じてインバータ１を制御する。
First Embodiment The first embodiment shows a pole number switching synchronous motor capable of selecting either the normal pole mode or the double pole mode. In particular, the double pole mode generates reluctance torque in the low speed region, and the normal pole mode generates permanent magnet torque at least in the high speed region. Fortunately, the reluctance torque is zero in the normal pole mode, and the permanent magnet torque is canceled in the double pole mode. A first embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a circuit diagram showing a pole number switching synchronous motor device. The
図２は、同期モータ２のトルク速度特性の一例を示すトルク速度図である。同期モータ２は、常極モード（NPM)と倍極モード（DPM)とをもつ。モータ２のステータは、DPMにおいてNPMと比べて倍増された磁極をもつ。図２に示される実線は、DPMのトルク速度特性を示す。図２に示される点線は、NPMにおけるトルク速度特性を示す。
FIG. 2 is a torque speed diagram showing an example of the torque speed characteristics of the
増加された磁極数により、DPMは、低速領域にてNPMよりも高いトルクを発生することができる。NPMは、低減された磁極数により高速領域にてDPMよりも高いトルクを発生することができる。ステータ巻線のバック起電力（EMF）がステータの磁極数に比例することは良く知られている。したがって、DPMは、回転速度が低く、かつ、トルク指令値が高い時、採用される。NPMは、DPMよりも少ない空間高調波をもつからである。好適には、トルク指令値がNPMの最大トルク値よりも高い場合に、DPMが採用される。 Due to the increased number of magnetic poles, DPM can generate higher torque than NPM in the low speed region. NPM can generate higher torque than DPM in the high speed region due to the reduced number of magnetic poles. It is well known that the back electromotive force (EMF) of the stator winding is proportional to the number of magnetic poles of the stator. Therefore, DPM is adopted when the rotational speed is low and the torque command value is high. This is because NPM has fewer spatial harmonics than DPM. Preferably, DPM is employed when the torque command value is higher than the maximum torque value of NPM.
図３は、モータ２のロータ６を示す模式側面図である。ロータ６は積層鋼コアで製作されたロータコアをもつ。更に、ロータ６は、２つの永久磁石６３、６４をもつ。ロータコアは、回転軸８に圧入されたロータヨーク６０を有する。４つの突極６１A、６１B、６２A、６２Bが、ロータヨーク６０の外周面から径方向外側へ突出している。凹部である４つの磁気バリア６７A、６７B、６８A、６８Bが、４つの突極６１A、６１B、６２A、６２Bのうちの互いに隣接する２つの間に個別に形成されている。言い換えると、磁気バリア６７Aは、２つの突極６１A、６２Aの間に形成される。磁気バリア６８Bは、２つの突極６２A、６１Bの間に形成される。磁気バリア６７Bは、２つの突極６１B、６２Bの間に形成される。磁気バリア６８Aは、２つの突極６２B、６１Aの間に形成される。
FIG. 3 is a schematic side view showing the
永久磁石６３は、磁気バリア６８A内に固定されている。永久磁石６３の外周面はN極をもつ。永久磁石６４は、磁気バリア６８B内に固定される。永久磁石６４の外周面はS極をもつ。すなわち、奇数番目の永久磁石の外周面はそれぞれN極をもつ。偶数番目の永久磁石の外周面はそれぞれS極をもつ。磁気バリア６７A、６７Bは、永久磁石を収容していない。このように、図３に示されるロータ６は４つの突極６１A、６２A、６１B、６２Bを有し、それらはリラクタンス極と呼ばれる。他方、図３に示されるロータ６は、永久磁石極と呼ばれる２つの永久磁石６３、６４をもつ。結局、リラクタンス極の数は、永久磁石極の数の２倍である。
The
図３は、DPMにおいてステータ電流I１、I２により励起される回転磁界の２対のq軸及びd軸を示す。すなわち、ステータの回転磁界は、DPMにおいて電気角３６０度の２倍をもち、４つのステータ磁極をもつ。 FIG. 3 shows two pairs of q-axis and d-axis of the rotating magnetic field excited by the stator currents I1 and I2 in the DPM. That is, the rotating magnetic field of the stator has twice the electrical angle of 360 degrees in the DPM, and has four stator magnetic poles.
図４は、図３に示されるロータ６と同じであるロータ６を示す模式側面図である。けれども、図４は、NPMにおいてステータ電流I１、I２により励起される回転磁界の一対のｑ軸及びｄ軸を示す。すなわち、ステータの回転磁界は、NPMにおいて電気角３６０度と２つのステータ磁極とをもつ。図３において、４つのリラクタンス極６１A、６２A、６１B、６２Bと２つの永久磁石極６３、６４が電気角７２０度内に配置される。図４において、４つのリラクタンス極６１A、６２A、６１B、６２Bと２つの永久磁石極６３、６４が電気角３６０度内に配置される。
FIG. 4 is a schematic side view showing a
したがって、図３、図４に示されるロータ６は、DPMにおいてリラクタンストルクを発生し、NPMにおいて永久磁石トルクを発生する。けれども、永久磁石磁束が２つの地点＋ｄの１つから２つの地点＋ｄの他の１つに流れるので、永久磁石トルクは、図３に示されるDPMにおいてゼロである。２つの地点＋ｄと２つの地点-ｄは、DPMにおいて回転磁界の２つのｄ軸を示すことが、理解されるべきである。結局、（Ld-Lq)*Id*Iqに等しいリラクタンストルクTrだけが、DPMにおいてロータポール６１A、６２A、６１B、６２Bにより形成される。参照記号Lｄは、ｄ軸インダクタンスを意味する。参照記号Lｑは、ｑ軸インダクタンスを意味する。参照記号Iｄは、ｄ軸電流を意味する。参照記号Iqは、ｑ軸電流を意味する。
Therefore, the
同様に、ｄ軸インダクタンスLｄとｑ軸インダクタンスLqとの間のインダクタンス差がNPMにおいてほぼゼロであるので、リラクタンストルクは、図４に示されるNPMにおいてゼロである。結局、Fm*Iqに等しい永久磁石トルクだけがNPMにおいて永久磁石６３、６４により形成される。参照記号Fmは、永久磁石磁束を示す。好適には、モータ２は、DPMの採用により低速大トルク領域にてリラクタンストルクを発生する。更に、モータ２は、NPMの採用により他の領域にて永久磁石トルクを発生する。
Similarly, since the inductance difference between the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq is almost zero at NPM, the reluctance torque is zero at NPM shown in FIG. Eventually, only permanent magnet torque equal to Fm * Iq is generated by the
図５は、ロータ２のもう一つの例を示す模式側面図である。図５に示されるロータ２は、図３、図４に示されるロータ２と実質的に等しい。しかし、４つの磁気バリア６７A、６７B、６８A及び６８Bの各々は、図５に示されるように４つの同心円弧状のフラックスバリア１００により構成されている。４つの永久磁石６３のそれぞれは、磁気バリア６８Aの各フラックスバリア１００に個別に埋設されている。４つの永久磁石６４のそれぞれは、磁気バリア６８Bの各フラックスバリア１００に個別に埋設されている。したがって、図５に示されるロータ６は、磁気突極６１A、６１B、６２A及び６２Bである４つのリラクタンス極を有する。さらに、ロータ６は永久磁石６３、６４からなる２つの永久磁石極を有する。
FIG. 5 is a schematic side view showing another example of the
図６は、モータ２のロータ６及びステータ７を示す模式展開図である。モータ２は、DPMにおいて同期リラクタンストルクを発生し、NPMにおいて永久磁石トルクを発生する。図７は、図６と同じである。しかし、図６はDPMを示し、図７はNPMを示す。
FIG. 6 is a schematic development view showing the
ステータ７は、ステータヨーク７０をもつステータコアをもつ。ステータ７は、軟磁性突極（ステータティース）である６つのステータ極１１-１６をもつ。ステータ極１１-１６は、ステータヨーク７０から突出して、リラクタンス極６１A、６２A、６１B、６２B及び永久磁石極６４、６４に面している。図６に示されるDPMにおいて、３つのステータ極が電気角３６０度内に配列されている。図７に示されるNPMにおいて、６つのステータ極が電気角３６０度内に配列されている。
The
６つの相コイルC１-C６が、周知の集中巻き法により６つのステータ極（ステータティース）１１-１６に個別に巻かれている。けれども、６つの相コイルC１-C６は、空間高調波低減のために、集中巻きに代えて周知の分布巻きを採用してもよい。たとえば波巻き、重ね巻き、同心巻きが分布巻き法として知られている。 Six phase coils C1-C6 are individually wound around six stator poles (stator teeth) 11-16 by a well-known concentrated winding method. However, the six phase coils C1 to C6 may employ well-known distributed winding instead of concentrated winding in order to reduce spatial harmonics. For example, wave winding, lap winding, and concentric winding are known as distributed winding methods.
ステータ極１１に巻かれたU１相コイルC１は、U１相磁束U１を励起する。ステータ極１３に巻かれたV１相コイルC２は、V１相磁束V１を励起する。ステータ極１５に巻かれたW１相コイルC３は、W１相磁束W１を励起する。ステータ極１４に巻かれたU２相コイルC５は、U２相磁束U２を励起する。ステータ極１６に巻かれたV２相コイルC６は、V２相磁束V２を励起する。ステータ極１２に巻かれたW２相コイルC４は、W２相磁束W２を励起する。
The U1-phase coil C1 wound around the stator pole 11 excites the U1-phase magnetic flux U1. The V1-phase coil C2 wound around the
図６に示されるDPMにおいて、U１相正弦磁束U１とU２相正弦磁束U２との間の位相差はゼロである。V１相正弦磁束V１とV２相正弦磁束V２との間の位相差はゼロである。W１相正弦磁束W１とW２相正弦磁束W２との間の位相差はゼロである。図８は、DPMにおける６つの磁束U１、V１、W１、U２、V２、W２を示すタイミングチャートである。 In the DPM shown in FIG. 6, the phase difference between the U1-phase sine magnetic flux U1 and the U2-phase sine magnetic flux U2 is zero. The phase difference between the V1-phase sine flux V1 and the V2-phase sine flux V2 is zero. The phase difference between the W1-phase sine flux W1 and the W2-phase sine flux W2 is zero. FIG. 8 is a timing chart showing six magnetic fluxes U1, V1, W1, U2, V2, and W2 in the DPM.
図７に示されるNPMにおいて、U２相正弦磁束U２はU１相正弦磁束U１と反対である。V２相正弦磁束V２はV１相正弦磁束V１と反対である。W２相正弦磁束W２はW１相正弦磁束W１と反対である。図９は、NPMにおける６つの磁束U１、V１、W１、U２、V２、W２を示すタイミングチャートである。 In the NPM shown in FIG. 7, the U2-phase sine magnetic flux U2 is opposite to the U1-phase sine magnetic flux U1. The V2-phase sine flux V2 is opposite to the V1-phase sine flux V1. The W2-phase sine flux W2 is opposite to the W1-phase sine flux W1. FIG. 9 is a timing chart showing six magnetic fluxes U1, V1, W1, U2, V2, and W2 in the NPM.
図１０は、６つの相コイルC１-C６の等価回路を示す回路図である。星形接続された第１の三相巻線２Aは、U１相コイルC１、V１相コイルC２、W１相コイルC３からなる。星形接続された第２の三相巻線２Bは、U２相コイルC５、V２相コイルC６、W２相コイルC４からなる。 FIG. 10 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of six phase coils C1-C6. The star-connected first three-phase winding 2A includes a U1-phase coil C1, a V1-phase coil C2, and a W1-phase coil C3. The star-connected second three-phase winding 2B includes a U two-phase coil C5, a V two-phase coil C6, and a W two-phase coil C4.
各相コイルC１-C６は、各永久磁石電圧及び各リラクタンス電圧からなる各バックEMFを誘起する。インピーダンスZU１をもつU１相コイルC１は、永久磁石電圧VmU１とリラクタンス電圧VrU１を誘起する。インピーダンスZV１をもつV１相コイルC２は、永久磁石電圧VmV１とリラクタンス電圧VrV１を誘起する。インピーダンスZW１をもつW１相コイルC３は、永久磁石電圧VmW１とリラクタンス電圧VrW１を誘起する。インピーダンスZU２をもつU２相コイルC５は、永久磁石電圧VmU２とリラクタンス電圧VrU２を誘起する。インピーダンスZV２をもつV２相コイルC６は、永久磁石電圧VmV２とリラクタンス電圧VrV２を誘起する。インピーダンスZW２をもつW２相コイルC４は、永久磁石電圧VmW２とリラクタンス電圧VrW２を誘起する。 Each phase coil C1-C6 induces each back EMF comprising each permanent magnet voltage and each reluctance voltage. U1-phase coil C1 having impedance ZU1 induces permanent magnet voltage VmU1 and reluctance voltage VrU1. V1-phase coil C2 having impedance ZV1 induces permanent magnet voltage VmV1 and reluctance voltage VrV1. W1-phase coil C3 having impedance ZW1 induces permanent magnet voltage VmW1 and reluctance voltage VrW1. U2-phase coil C5 having impedance ZU2 induces permanent magnet voltage VmU2 and reluctance voltage VrU2. V2-phase coil C6 having impedance ZV2 induces permanent magnet voltage VmV2 and reluctance voltage VrV2. W2-phase coil C4 having impedance ZW2 induces permanent magnet voltage VmW2 and reluctance voltage VrW2.
たとえU１相コイルC１にリンクする永久磁石磁束が、U２相コイルC５にリンクする永久磁石磁束と反対方向をもつとしても、U１相永久磁石電圧VmU１及びU２相永久磁石電圧VmU２は互いに同じ振幅と同じ方向とをもつ。何故なら、U１相コイルC１は、U２相コイルC５と反対の巻方向をもつからである。各相コイルC１-C６の巻数は互いに等しい。 Even if the permanent magnet flux linked to the U1-phase coil C1 has the opposite direction to the permanent magnet flux linked to the U2-phase coil C5, the U1-phase permanent magnet voltage VmU1 and the U2-phase permanent magnet voltage VmU2 have the same amplitude. With direction. This is because the U1-phase coil C1 has a winding direction opposite to that of the U2-phase coil C5. The number of turns of each phase coil C1-C6 is equal to each other.
同様に、V１相コイルC２は、V２相コイルC６と反対巻き方向をもつ。したがって、たとえV１相コイルC２にリンクする永久磁石磁束が、V２相コイルC６にリンクする永久磁石磁束と反対方向をもつとしても、V１相永久磁石電圧VmV１及びV２相永久磁石電圧VmV２は互いに同じ振幅と同じ方向とをもつ。同様に、W１相コイルC３は、W２相コイルC４と反対巻き方向をもつ。したがって、たとえW１相コイルC３にリンクする永久磁石磁束が、W２相コイルC４にリンクする永久磁石磁束と反対方向をもつとしても、W１相永久磁石電圧VmW１及びW２相永久磁石電圧VmW２は互いに同じ振幅と同じ方向とをもつ。 Similarly, the V1-phase coil C2 has a winding direction opposite to that of the V2-phase coil C6. Therefore, even if the permanent magnet magnetic flux linked to the V1 phase coil C2 has the opposite direction to the permanent magnet magnetic flux linked to the V2 phase coil C6, the V1 phase permanent magnet voltage VmV1 and the V2 phase permanent magnet voltage VmV2 have the same amplitude. With the same direction. Similarly, W1-phase coil C3 has the opposite winding direction to W2-phase coil C4. Therefore, even if the permanent magnet magnetic flux linked to the W1-phase coil C3 has the opposite direction to the permanent magnet magnetic flux linked to the W2-phase coil C4, the W1-phase permanent magnet voltage VmW1 and the W2-phase permanent magnet voltage VmW2 have the same amplitude. With the same direction.
第２実施例
第２実施例が図１１ー図２６を参照して説明される。第２実施例は、第１実施例に記載された極数切換同期モータを駆動するための９スイッチ・インバータを示している。この９スイッチ・インバータは、極数及び巻数を切換可能である。この巻数切換は、直列接続モードと並列接続モードとのどちらかを選択することを意味する。図１１は、図１に示されるインバータ１を構成する９スイッチ・インバータを示す回路図である。すなわち、インバータ１は、本発明者により発明された９スイッチ・インバータからなる。この９スイッチ・インバータ１は、２つの星形接続３相巻線２A、２Bをもつモータ２を駆動する。インバータ１は、３つのレグL１-L３を有する。U相レグL１は、上スイッチS１、中間スイッチS２及び下スイッチS３からなる。V相レグL２は、上スイッチS４、中間スイッチS５及び下スイッチS６からなる。W相レグL３は、上スイッチS７、中間スイッチS８及び下スイッチS９からなる。スイッチS１-S９はそれぞれ、トランジスタと、このトランジスタと逆並列に接続されたフリーホイーリングダイオードからなる。U相レグL１のスイッチS１-S３は直列接続されている。V相レグL２のスイッチS４-S６は直列接続されている。W相レグL３のスイッチS７-S９は直列接続されている。
Second Embodiment A second embodiment will be described with reference to FIGS. The second embodiment shows a nine-switch inverter for driving the pole number switching synchronous motor described in the first embodiment. This nine-switch inverter can switch the number of poles and the number of turns. This turn switching means selecting either the serial connection mode or the parallel connection mode. FIG. 11 is a circuit diagram showing a 9-switch inverter constituting the
上スイッチS１、S４、S７の各１つと、中間スイッチS２、S５、S８の各１つとの間の各接続点ｍ１、ｍ２、ｍ３は、第１の三相巻線２Aの各ターミナルに接続されている。中間スイッチS２、S５、S８の各１つと下スイッチS３、S６、S９の各１つとの間の各接続点ｍ４、ｍ５、ｍ６は、第２の三相巻線２Bの各ターミナルに接続されている。図６-図９に示されるように、U１相コイルC１は、U１相磁束U１を励起する。V１相コイルC２は、V１相磁束V１を励起する。W１相コイルC３は、W１相磁束W１を励起する。U２相コイルC５は、U２相磁束U２を励起する。V２相コイルC６は、V２相磁束V２を励起する。W２相コイルC４は、W２相磁束W２を励起する。 Each connection point m1, m2, m3 between each one of the upper switches S1, S4, S7 and one of the intermediate switches S2, S5, S8 is connected to each terminal of the first three-phase winding 2A. ing. Each connection point m4, m5, m6 between each one of the intermediate switches S2, S5, S8 and one of the lower switches S3, S6, S9 is connected to each terminal of the second three-phase winding 2B. Yes. As shown in FIGS. 6 to 9, the U1-phase coil C1 excites the U1-phase magnetic flux U1. V1-phase coil C2 excites V1-phase magnetic flux V1. W1-phase coil C3 excites W1-phase magnetic flux W1. U2-phase coil C5 excites U2-phase magnetic flux U2. V2-phase coil C6 excites V2-phase magnetic flux V2. W2-phase coil C4 excites W2-phase magnetic flux W2.
インバータ１は、直列接続モードと並列接続モードとをもつ。DPMにおいて直列接続モードが採用される。図１２はDPMの１つの状態を示す。レグL１のスイッチS１、S３、レグL２のスイッチS５、レグL３のスイッチS８がオンされている。図１０に示されるように、U１相コイルC１のU１相永久磁石電圧VmU１は、U２相コイルC５のU２相永久磁石電圧VmU２と等しい方向及び等しい振幅をもつ。同様に、V１相コイルC２のV１相永久磁石電圧VmV１は、 V２相コイルC６のV２相永久磁石電圧VmV２と等しい方向及び等しい振幅をもつ。同様に、W１相コイルC３のW１相永久磁石電圧VmW１は、W２相コイルC４のW２相永久磁石電圧VmW２と等しい方向及び等しい振幅をもつ。したがって、全部の相コイルC１ーC６のバックEMFは、DPMにおいてリラクタンス電圧だけとなる。これは、モータ２がDPMにおいてリラクタンストルクだけを発生することを意味する。
The
NPMにおいて並列接続モードが採用される。図１３はNPMの１つの状態を示す。中間スイッチS２、S５、S８は並列接続モードにおいてオンされる。図１３においてスイッチS１、S６、S９がオンされている。したがって、第１の三相巻線２Aの永久磁石電圧は、第２の三相巻線２Bの永久磁石電圧と等しい方向と等しい振幅とをもつ。したがって、モータ２は、永久磁石トルクだけを発生する。既に説明したように、インダクタンス差（Ld-Lq)がNPMではほぼゼロとなるため、リラクタンストルクはほぼゼロとなる。
Parallel connection mode is adopted in NPM. FIG. 13 shows one state of NPM. The intermediate switches S2, S5, S8 are turned on in the parallel connection mode. In FIG. 13, the switches S1, S6 and S9 are turned on. Therefore, the permanent magnet voltage of the first three-phase winding 2A has the same direction and the same amplitude as the permanent magnet voltage of the second three-phase winding 2B. Therefore, the
図１に示されるコントローラ４により実施されるフローチャートである図１５を参照して、１つの制御法が説明される。最初に、ロータ角位置やトルク指令値のような要求情報がステップS１００にて収集される。次に、ステップS２００にて収集情報に基づいてDPMとNPMとのどちらかが選択される。たとえば、NPMの最大トルク値がトルク指令値よりも大きいかどうかが判定される。もしNPMの最大トルク値がトルク指令値よりも大きければ、NPMが選択される。もしNPMの最大トルク値がトルク指令値よりも大きくなければ、DPMが選択される。最終的にステップS３００にて、コントローラ４は、決定されたモードでインバータ１を制御する。
One control method will be described with reference to FIG. 15 which is a flowchart executed by the controller 4 shown in FIG. First, request information such as the rotor angular position and torque command value is collected in step S100. In step S200, either DPM or NPM is selected based on the collected information. For example, it is determined whether the maximum torque value of NPM is larger than the torque command value. If the maximum torque value of NPM is larger than the torque command value, NPM is selected. If the maximum torque value of NPM is not greater than the torque command value, DPM is selected. Finally, in step S300, the controller 4 controls the
９スイッチ・インバータ１の倍極モード（DPM)が図８、図１５-２０を参照して説明される。インバータ１は直列接続モードをもつ。図１５-図２０は９スイッチ・インバータ１の６つのスイッチング状態を示す回路図である。U１相電流IU１は、U１相磁束U１を励起するためのU１相コイルC１を通じて流れる。V１相電流IV１は、V１相磁束V１を励起するためのV１相コイルC２を通じて流れる。W１相電流IW１は、W１相磁束W１を励起するためのW１相コイルC３を通じて流れる。U２相電流IU２は、U２相磁束U２を励起するためのU２相コイルC５を通じて流れる。V２相電流IV２は、V２相磁束V２を励起するためのV２相コイルC６を通じて流れる。W２相電流IW２は、W２相磁束W２を励起するためのW２相コイルC４を通じて流れる。
The double-pole mode (DPM) of the 9-
図１５は、図８に示される時点ｔ１から時点ｔ２までの期間内の所定時点を示す。スイッチS１、S３、S５、S８がオンされる。図１６は、時点ｔ２から時点ｔ３までの期間内の所定時点を示す。スイッチS１、S３、S４、S６、S８がオンされる。図１７は、時点ｔ３から時点ｔ４までの期間内の所定時点を示す。スイッチS２、S４、S６、S８がオンされる。図１８は、時点ｔ４から時点ｔ５までの期間内の所定時点を示す。スイッチS２、S４、S６、S７、S９がオンされる。図１９は、時点ｔ５から時点ｔ６までの期間内の所定時点を示す。スイッチS２、S５、S７、S９がオンされる。図２０は、時点ｔ６から時点ｔ１までの期間内の所定時点を示す。スイッチS１、S３、S５、S７、S９がオンされる。 FIG. 15 shows a predetermined time point in the period from the time point t1 to the time point t2 shown in FIG. Switches S1, S3, S5, and S8 are turned on. FIG. 16 shows a predetermined time point in the period from the time point t2 to the time point t3. Switches S1, S3, S4, S6, and S8 are turned on. FIG. 17 shows a predetermined time point in the period from the time point t3 to the time point t4. Switches S2, S4, S6 and S8 are turned on. FIG. 18 shows a predetermined time point in the period from the time point t4 to the time point t5. Switches S2, S4, S6, S7 and S9 are turned on. FIG. 19 shows a predetermined time point in the period from the time point t5 to the time point t6. Switches S2, S5, S7, and S9 are turned on. FIG. 20 shows a predetermined time point in the period from the time point t6 to the time point t1. Switches S1, S3, S5, S7 and S9 are turned on.
９スイッチ・インバータ１の常極モード（NPM）が図９、図２１-図２６を参照して説明される。インバータ１は並列接続モードをもつ。図２１-図２６は９スイッチ・インバータ１の６つのスイッチング状態を示す回路図である。このNPMにおいて、３つの中間スイッチS２、S５、S８は常時オンされる。図２１は、図９に示される時点ｔ１から時点ｔ２までの期間内の所定時点を示す。スイッチS１、S６、S９がオンされる。図２２は、時点ｔ２から時点ｔ３までの期間内の所定時点を示す。スイッチS１、S４、S９がオンされる。図２３は、時点ｔ３から時点ｔ４までの期間内の所定時点を示す。スイッチS３、S４、S７がオンされる。図２４は、時点ｔ４から時点ｔ５までの期間内の所定時点を示す。スイッチS３、S４、S７がオンされる。図２５は、時点ｔ５から時点ｔ６までの期間内の所定時点を示す。スイッチS３、S６、S７がオンされる。図２６は、時点ｔ６から時点ｔ１までの期間内の所定時点を示す。スイッチS１、S６、S７がオンされる。
The normal mode (NPM) of the 9-
図２１-２６に示されるNPMにおいて、３つの上スイッチS１、S４、S７は、従来のPWMスイッチング３相インバータの３つの上スイッチのようにPWM法でスイッチングされる。同様に、３つの下スイッチS３、S６、S９は、従来のPWMスイッチング３相インバータの３つの下スイッチのようにPWM法でスイッチングされる。周知のように、上スイッチは、レグL１-L３のそれぞれの下スイッチと反対のスイッチング状態をもつ。すなわち、各レグの上スイッチ及び下スイッチは、従来の３相インバータの周知のハーフブリッジとして動作する。したがって、第１の三相巻線２A及び第２の三相巻線２Bは並列に接続されることになる。結局、３つの上スイッチS１、S４、S７と３つの下スイッチS３、S６、S９は、６つのスイッチからなる従来の三相インバータの６つのスイッチとして動作する。 In the NPM shown in FIG. 21-26, the three upper switches S1, S4, S7 are switched by the PWM method like the three upper switches of the conventional PWM switching three-phase inverter. Similarly, the three lower switches S3, S6, S9 are switched by the PWM method like the three lower switches of the conventional PWM switching three-phase inverter. As is well known, the upper switch has a switching state opposite to the lower switch of each of the legs L1-L3. That is, the upper switch and the lower switch of each leg operate as a known half bridge of a conventional three-phase inverter. Therefore, the first three-phase winding 2A and the second three-phase winding 2B are connected in parallel. After all, the three upper switches S1, S4, S7 and the three lower switches S3, S6, S9 operate as six switches of a conventional three-phase inverter composed of six switches.
図２１-図２６に示されるNPMにおいて、U１相電流IU１はU２相電流IU２と同じ方向をもつ。同様に、V１相電流IV１はV２相電流IV２と同じ方向をもつ。同様に、W１相電流IW１はW２相電流IW２と同じ方向をもつ。しかし、U１相コイルC１の巻き方向は、U２相コイルC１の巻き方向と反対である。V１相コイルC２の巻き方向は、V２相コイルC６の巻き方向と反対である。W１相コイルC３の巻き方向は、W２相コイルC４の巻き方向と反対である。結局、U１相磁束U１はU２相磁束U２と反対である。V１相磁束V１はV２相磁束V２と反対である。W１相磁束W１はW２相磁束W２と反対である。 In the NPM shown in FIGS. 21 to 26, the U1-phase current IU1 has the same direction as the U2-phase current IU2. Similarly, the V1-phase current IV1 has the same direction as the V2-phase current IV2. Similarly, W1-phase current IW1 has the same direction as W2-phase current IW2. However, the winding direction of the U1-phase coil C1 is opposite to the winding direction of the U2-phase coil C1. The winding direction of the V1-phase coil C2 is opposite to the winding direction of the V2-phase coil C6. The winding direction of W1-phase coil C3 is opposite to the winding direction of W2-phase coil C4. After all, the U1-phase magnetic flux U1 is opposite to the U2-phase magnetic flux U2. The V1-phase magnetic flux V1 is opposite to the V2-phase magnetic flux V2. The W1-phase magnetic flux W1 is opposite to the W2-phase magnetic flux W2.
図１５-図２０に示される倍極モードにおいて、３つの上スイッチS１、S４、S７は、従来のPWMスイッチング３相インバータの３つの上スイッチのようにPWM法でスイッチングされる。同様に、３つの下スイッチS３、S６、S９は、従来のPWMスイッチング３相インバータの３つの上スイッチのようにPWM法でスイッチングされる。３つの中間スイッチS２、S５、S８は、従来のPWMスイッチング３相インバータの３つの下スイッチのようにPWM法でスイッチングされる。 15 to 20, the three upper switches S1, S4 and S7 are switched by the PWM method like the three upper switches of the conventional PWM switching three-phase inverter. Similarly, the three lower switches S3, S6, S9 are switched by the PWM method like the three upper switches of the conventional PWM switching three-phase inverter. The three intermediate switches S2, S5, S8 are switched by the PWM method like the three lower switches of the conventional PWM switching three-phase inverter.
言い換えれば、レグL１-L３のそれぞれの上スイッチ及び下スイッチは従来の３相インバータの上スイッチと同じスイチング状態をもつ。レグL１-L３の中間スイッチは従来の３相インバータの下スイッチと同じスイチング状態をもつ。したがって、第１の三相巻線２A及び第２の三相巻線２Bは、直列に接続される。 In other words, the upper switch and the lower switch of each of the legs L1-L3 have the same switching state as the upper switch of the conventional three-phase inverter. The intermediate switches of the legs L1-L3 have the same switching state as the lower switch of the conventional three-phase inverter. Accordingly, the first three-phase winding 2A and the second three-phase winding 2B are connected in series.
しかし、DPMにおける３つの相電流IU２、IV２、IW２が、NPMにおける３つの相電流IU２、IV２、IW２と反対の流れ方向をもつことが重要である。すなわち、U２相電流IU２がコイルC５からインバータ１へと流れる時、U１相電流IU１はインバータ１からコイルC１へと流れる。U２相電流IU２がインバータ１からコイルC５へと流れる時、U１相電流IU１はコイルC１からインバータ１へと流れる。
However, it is important that the three phase currents IU2, IV2, IW2 in the DPM have opposite flow directions to the three phase currents IU2, IV2, IW2 in the NPM. That is, when the U2-phase current IU2 flows from the coil C5 to the
上記説明されたように、コイルC１とC５は、互いに反対の巻き方向をもつ。コイルC２とC６は、互いに反対の巻き方向をもつ。コイルC３とC４は、互いに反対の巻き方向をもつ。したがって、DPMにおいて、U１相電流IU１によって励磁されるU１相磁束U１は、U２相電流IU２によって励磁されるU２相磁束U２と同じ方向をもつ。DPMにおいて、V１相電流IV１によって励磁されるV１相磁束V１は、V２相電流IV２によって励磁されるV２相磁束V２と同じ方向をもつ。DPMにおいて、W１相電流IW１によって励磁されるW１相磁束W１は、W２相電流IW２によって励磁されるW２相磁束W２と同じ方向をもつ。結局、６つのティース１１-１６は、４つの磁極をもつ回転磁界を形成する。言い換えると、DPMで運転されるモータ２は、NPMで運転されるモータ２と比較して２倍の数の磁極をもつ。
As explained above, the coils C1 and C5 have opposite winding directions. Coils C2 and C6 have opposite winding directions. Coils C3 and C4 have opposite winding directions. Therefore, in the DPM, the U1-phase magnetic flux U1 excited by the U1-phase current IU1 has the same direction as the U2-phase magnetic flux U2 excited by the U2-phase current IU2. In DPM, the V1-phase magnetic flux V1 excited by the V1-phase current IV1 has the same direction as the V2-phase magnetic flux V2 excited by the V2-phase current IV2. In DPM, the W1-phase magnetic flux W1 excited by the W1-phase current IW1 has the same direction as the W2-phase magnetic flux W2 excited by the W2-phase current IW2. Eventually, the six teeth 11-16 form a rotating magnetic field having four magnetic poles. In other words, the
直列モード及び並列モードを有する９スイッチ・インバータ１がステータ磁極の数を切り換えることができる点が重要である。更に、インバータ１は、２つの三相巻線２A、２Bの直列接続と並列接続とのどちらかを選択することができる。直列接続及び倍増されたステータ磁極数は、高トルク領域にて選択される。
It is important that the 9-
第３実施例
第３実施例が図２７-図３３を参照して説明される。この第３実施例は、２つの三相巻線をもつ二重同心巻き巻線を示す。この二重同心巻き巻線は、DPM及びNPMの両方において、平滑な回転磁界を形成することができる。図２７は、アウターロータタイプのモータ２のステータを示す模式側面図である。ステータコアは、回転軸８に圧入された円筒形のステータヨーク７０から外側へ放射状に突出する１２個のステータ極（ティース）１１-２２を有している。第１の三相巻線２Aは、U１相コイルC１、V１相コイルC２、W１相コイルC３からなる。第２の三相巻線２Bは、U２相コイルC５、V２相コイルC６、W２相コイルC４からなる。U１相コイルC１は、直列接続されたサブコイルC１A、C１Bからなる。V１相コイルC２は、直列接続されたサブコイルC２A、C２Bからなる。W１相コイルC３は、直列接続されたサブコイルC３A、C３Bからなる。U２相コイルC５は、直列接続されたサブコイルC５A、C５Bからなる。V２相コイルC６は、直列接続されたサブコイルC６A、C６Bからなる。W２相コイルC４は、直列接続されたサブコイルC４A、C４Bからなる。サブコイルC１A、C２A、C３A、C４A、C５A、C６Aは、外コイルと呼ばれる。サブコイルC１B、C２B、C３B、C４B、C５B、C６Bは、内コイルと呼ばれる。
Third Embodiment A third embodiment will be described with reference to FIGS. This third embodiment shows a double concentric winding with two three-phase windings. This double concentric winding can form a smooth rotating magnetic field in both DPM and NPM. FIG. 27 is a schematic side view showing the stator of the outer
内コイルC１Bはティース１２に巻かれている。内コイルC４Bは、ティース１４に巻かれている。内コイルC２Bは、ティース１６に巻かれている。内コイルC５Bは、ティース１８に巻かれている。内コイルC３Bは、ティース２０に巻かれている。内コイルC６Bは、ティース２２に巻かれている。外コイルC１Aは、隣接する３つのティース１１-１３に巻かれている。外コイルC４Aは、隣接する３つのティース１３-１５に巻かれている。外コイルC２Aは、隣接する３つのティース１５-１７に巻かれている。外コイルC５Aは、隣接する３つのティース１７-１９に巻かれている。外コイルC３Aは、隣接する３つのティース１９-２１に巻かれている。外コイルC６Aは、隣接する３つのティース２１、２２、１１に巻かれている。
The inner coil C1B is wound around the
偶数番目のティース１２、１４、１６、１８、２０、２２はセントラルティースと呼ばれ、奇数番目のティース１１、１３、１５、１７、１９、２１はサイドティースと呼ばれる。ステータコアは、隣接する２つのティースの各ペアの間に形成された１２個のスロットS１-S１２を有している。全コイルは、表層及び底層であるところの２層に分類される。図２７に示されるように、第１の３相巻線２Aは底層により構成されている。第２の３相巻線２Bは表層により構成されている。
Even-numbered
各内コイルは、同相の各外コイルで囲まれている。しかし、理解を速めるために、内コイルC１B、C２B、C３B、C４B、C５B、C６Bは、図２７において図示されている。図２７に示される矢印線は、内コイルC１B、C２B、C３B、C４B、C５B、C６Bの本来の位置を示唆している。これにより、各スロットS１-S１２はそれぞれ、１つの内コイルのスロット導体部と１つの外コイルのスロット導体部の両方を収容する。サイドティースである奇数番目のティース１１、１３、１５、１７、１９、２１はそれぞれ、隣接する２つの外コイルにより囲まれている。セントラルティースである偶数番目のティース１２、１４、１６、１８、２０、２２はそれぞれ同位相の内コイル及び外コイルにより囲まれている。図２８は、コイルC１A、C１B、C２A、C２B、C３A及びC３Bからなる底層の断面展開図を示す。図２９は、コイルC４A、C４B、C５A、C５B、C６A、C６Bからなる表層の断面展開図を示す。
Each inner coil is surrounded by each outer coil in phase. However, for quick understanding, the inner coils C1B, C2B, C3B, C4B, C5B, C6B are shown in FIG. The arrow lines shown in FIG. 27 suggest the original positions of the inner coils C1B, C2B, C3B, C4B, C5B, and C6B. Thus, each slot S1-S12 accommodates both the slot conductor portion of one inner coil and the slot conductor portion of one outer coil. The odd-numbered
図３０は、NPMにおいて１２個のティース１１-２２から個別に流れ出るティース磁束F１１-F２２を示す模式展開図である。並列接続モードであるNPMにおいて、コイルC１A、C１Bを通じて流れるU１相電流IU１は、コイルC５A、C５Bを通じて流れるU２相電流IU２と同じ向きである。コイルC２A、C２Bを通じて流れるV１相電流IV１は、コイルC６A、C６Bを通じて流れるV２相電流IV２と同じ向きである。コイルC３A、C３Bを通じて流れるW１相電流IW１は、コイルC４A、C４Bを通じて流れるW２相電流IW２と同じ向きである。しかし、U１相コイルC１A、C１Bは、U２相コイルC５A、C５Bと反対の巻き方向をもつ。したがって、U１相磁束はU２相磁束と反対の流れ方向をもつ。 FIG. 30 is a schematic development view showing teeth magnetic fluxes F11-F22 that individually flow out from 12 teeth 11-22 in the NPM. In the parallel connection mode NPM, the U1-phase current IU1 flowing through the coils C1A and C1B is in the same direction as the U2-phase current IU2 flowing through the coils C5A and C5B. The V1-phase current IV1 flowing through the coils C2A and C2B is in the same direction as the V2-phase current IV2 flowing through the coils C6A and C6B. The W1-phase current IW1 flowing through the coils C3A and C3B is in the same direction as the W2-phase current IW2 flowing through the coils C4A and C4B. However, the U1-phase coils C1A and C1B have a winding direction opposite to that of the U2-phase coils C5A and C5B. Therefore, the U1-phase magnetic flux has the opposite flow direction to the U2-phase magnetic flux.
同様に、V１相コイルC２A、C２Bは、V２相コイルC６A、C６Bと反対の巻き方向をもつ。したがって、V１相磁束はV２相磁束と反対の流れ方向をもつ。同様に、W１相コイルC３A、C３Bは、W２相コイルC４A、C４Bと反対の巻き方向をもつ。したがって、W１相磁束はW２相磁束と反対の流れ方向をもつ。結局、ティース１１-２２は、ステータ７に２つの磁極を形成する。隣接する２つのティース磁束間の位相差はほぼ電気角３０度である。
Similarly, the V1-phase coils C2A and C2B have a winding direction opposite to that of the V2-phase coils C6A and C6B. Therefore, the V1-phase magnetic flux has the opposite flow direction to the V2-phase magnetic flux. Similarly, W1-phase coils C3A and C3B have the opposite winding direction to W2-phase coils C4A and C4B. Therefore, the W1-phase magnetic flux has the opposite flow direction to the W2-phase magnetic flux. Eventually, the teeth 11-22 form two magnetic poles on the
コイルC１Aは、U１相磁束UAをティース１１-１３のそれぞれに励起する。コイルC１Bはティース１２にU１相磁束UBを励磁する。コイルC２Aはティース１５-１７のそれぞれにV１相磁束VAを励磁する。コイルC２Bはティース１６にV相磁束VBを励磁する。コイルC３Aはティース１９-２１のそれぞれにW相磁束WAを励磁する。コイルC３Bはティース２０にW相磁束WBを励磁する。
Coil C1A excites U1-phase magnetic flux UA to each of teeth 11-13. Coil C1B excites U1 phase magnetic flux UB to
コイルC５Aはティース１７-１９のそれぞれに、U１相磁束UAと反対であるU２相磁束-UAを励磁する。コイルC５Bはティース１８にU１相磁束UBと反対であるU２相磁束-UBを励磁する。コイルC６Aはティース２１-２２及び１１に、V１相相VAと反対であるV２相磁束-VAを励磁する。コイルC６Bはティース２２にV１相磁束と反対であるV２相磁束-Vbを励磁する。コイルC４Aはティース１３-１５に、W１相相WAと反対であるW２相磁束-WAを励磁する。コイルC４Bはティース１４にW１相磁束と反対であるW２相磁束-Wbを励磁する。
Coil C5A excites U2-phase magnetic flux -UA, which is opposite to U1-phase magnetic flux UA, in each of teeth 17-19. Coil C5B excites
したがって、ティース磁束F１１は、磁束UAと磁束-WAの和である。ティース磁束F１２は、磁束UAと磁束UBの和である。ティース磁束F１３は、磁束UAと磁束-VAの和である。ティース磁束F１４は、磁束-VAと磁束-VBの和である。ティース磁束F１５は、磁束-VAと磁束WAの和である。ティース磁束F１６は、磁束WAと磁束WBの和である。ティース磁束F１７は、磁束WAと磁束-UAの和である。ティース磁束F１８は、磁束-UAと磁束-UBの和である。ティース磁束F１９は、磁束VAと磁束-UAの和である。ティース磁束F２０は、磁束VAと磁束VBの和である。ティース磁束F２１は、磁束VAと磁束-WAの和である。ティース磁束F２２は、磁束-WAと磁束-WBの和である。 Therefore, the teeth magnetic flux F11 is the sum of the magnetic flux UA and the magnetic flux -WA. Teeth magnetic flux F12 is the sum of magnetic flux UA and magnetic flux UB. Teeth magnetic flux F13 is the sum of magnetic flux UA and magnetic flux -VA. Teeth magnetic flux F14 is the sum of magnetic flux -VA and magnetic flux -VB. Teeth magnetic flux F15 is the sum of magnetic flux -VA and magnetic flux WA. Teeth magnetic flux F16 is the sum of magnetic flux WA and magnetic flux WB. Teeth magnetic flux F17 is the sum of magnetic flux WA and magnetic flux -UA. Teeth magnetic flux F18 is the sum of magnetic flux -UA and magnetic flux -UB. Teeth magnetic flux F19 is the sum of magnetic flux VA and magnetic flux -UA. Teeth magnetic flux F20 is the sum of magnetic flux VA and magnetic flux VB. Teeth magnetic flux F21 is the sum of magnetic flux VA and magnetic flux -WA. Teeth magnetic flux F22 is the sum of magnetic flux -WA and magnetic flux -WB.
図３１は、NPMにおいてティース１１-２２から流れ出る１２個の磁束を示すベクトル図である。内コイルC１B、C２B、C３B、C４B、C５B及びC６Bの巻数を調整することにより、６つの磁束F１２、F１４、F１６、F１８、F２０の各ベクトル長は、その他の６つの磁束F１１、F１３、F１５、F１７、F１９及びF２１の各ベクトル長さにほぼ等しくなる。好適には、コイルC１B、C２B、C３B、C４B、C５B及びC６Bの各巻数は、コイルC１A、C２A、C３A、C４A、C５A及びC６Aの各巻数の約７３%（１.７３-１=０.７３）である。コイルC１B、C２B、C３B、C４B、C５B及びC６Bの各巻数は、コイルC１A、C２A、C３A、C４A、C５A及びC６Aの各巻数の５０%から９０%、更に好適には６０%から８０%の範囲内にあることが好ましい。したがって、NPMにおける空間高調波、トルクリップル及び鉄損が低減される。各スロットが空き部分をもたないため、スロットの占積率が増加される。 FIG. 31 is a vector diagram showing 12 magnetic fluxes flowing out from the teeth 11-22 in the NPM. By adjusting the number of turns of the inner coils C1B, C2B, C3B, C4B, C5B, and C6B, the vector lengths of the six magnetic fluxes F12, F14, F16, F18, and F20 are changed to the other six magnetic fluxes F11, F13, F15, It becomes substantially equal to the vector lengths of F17, F19 and F21. Preferably, the number of turns of each of the coils C1B, C2B, C3B, C4B, C5B, and C6B is about 73% (1.73-1 = 0.73) of each number of turns of the coils C1A, C2A, C3A, C4A, C5A, and C6A. ). The number of turns of each of the coils C1B, C2B, C3B, C4B, C5B and C6B ranges from 50% to 90%, more preferably 60% to 80% of the number of turns of each of the coils C1A, C2A, C3A, C4A, C5A and C6A. It is preferable to be within. Therefore, spatial harmonics, torque ripple and iron loss in NPM are reduced. Since each slot does not have an empty portion, the space factor of the slot is increased.
図３２は、DPMにおいて、ティース１１-２２から個別に流れ出る１２個の磁束を示す模式展開図である。直列接続モードであるDPMにおいて、コイルC１A、C１Bを通じて流れるU１相電流IU１は、コイルC５A、C５Bを通じて流れるU２相電流IU２と反対の方向をもつ。コイルC２A、C２Bを通じて流れるV１相電流IV２は、コイルC６A、C６Bを通じて流れるV２相電流IV２と反対の方向をもつ。コイルC３A、C３Bを通じて流れるW１相電流IW２は、コイルC４A、C４Bを通じて流れるW２相電流IW２と反対の方向をもつ。 FIG. 32 is a schematic development view showing 12 magnetic fluxes individually flowing out from the teeth 11-22 in the DPM. In DPM which is a series connection mode, U1-phase current IU1 flowing through coils C1A and C1B has a direction opposite to U2-phase current IU2 flowing through coils C5A and C5B. The V1-phase current IV2 flowing through the coils C2A and C2B has the opposite direction to the V2-phase current IV2 flowing through the coils C6A and C6B. The W1-phase current IW2 flowing through the coils C3A and C3B has the opposite direction to the W2-phase current IW2 flowing through the coils C4A and C4B.
しかし、U１相コイルC１A、C１Bは、U２相コイルC５A、C５Bと反対の巻き方向をもつ。したがって、U１相磁束U１は、U２相磁束U２と同じ方向をもつ。同様に、V１相コイルC２A、C２Bは、V２相コイルC６A、C６Bと反対の巻き方向をもつ。したがって、V１相磁束V１は、V２相磁束V２と同じ方向をもつ。同様に、W１相コイルC３A、C３Bは、W２相コイルC６A、C６Bと反対の巻き方向をもつ。したがって、W１相磁束W１は、W２相磁束W２と同じ方向をもつ。結局、ティース１１-２２は、ステータ７に４つの磁極を形成する。隣接する２つのティース磁束の間の各位相差は、約６０度である。
However, the U1-phase coils C1A and C1B have a winding direction opposite to that of the U2-phase coils C5A and C5B. Therefore, the U1-phase magnetic flux U1 has the same direction as the U2-phase magnetic flux U2. Similarly, the V1-phase coils C2A and C2B have a winding direction opposite to that of the V2-phase coils C6A and C6B. Therefore, the V1-phase magnetic flux V1 has the same direction as the V2-phase magnetic flux V2. Similarly, W1-phase coils C3A and C3B have the opposite winding direction to W2-phase coils C6A and C6B. Accordingly, the W1-phase magnetic flux W1 has the same direction as the W2-phase magnetic flux W2. Eventually, the teeth 11-22 form four magnetic poles on the
図３３は、DPMにおいてティース１１-２２から流れ出る１２個の磁束を示すベクトル図である。磁束F１１、F１７は、磁束-VAに等しい。磁束F１２、F１８は、磁束UA＋UBに等しい。磁束F１３、F１９は、磁束-WAに等しい。磁束F１４、F２０は、磁束VA＋VBに等しい。磁束F１５、F２１は、磁束-UAに等しい。磁束F１６、F２２は、磁束WA＋WBに等しい。 FIG. 33 is a vector diagram showing 12 magnetic fluxes flowing out from the teeth 11-22 in the DPM. The magnetic fluxes F11 and F17 are equal to the magnetic flux -VA. The magnetic fluxes F12 and F18 are equal to the magnetic flux UA + UB. Magnetic fluxes F13 and F19 are equal to magnetic flux -WA. Magnetic fluxes F14 and F20 are equal to magnetic flux VA + VB. The magnetic fluxes F15 and F21 are equal to the magnetic flux -UA. The magnetic fluxes F16 and F22 are equal to the magnetic flux WA + WB.
第４実施例
第４実施例が図３４-図３８を参照して説明される。この第４実施例において、一相変調法で駆動される９スイッチ・インバータの電力損失は、大幅に低減される。一相変調法を採用するこの９スイッチ・インバータは、本出願人により出願された特許出願（２０１０年１２月２４日出願のPCT/JP２０１０/９７３８８３）に記載されている。９スイッチ・インバータは、従来の６スイッチインバータよりも大きな電力損失をもつので、この一相変調法は、９スイッチ・インバータの電力損失低減のために、採用される。特に、９スイッチ・インバータの電力損失は、モータトルクが大きい時に非常に増加する。このため、一相変調法は、モータが大きな電流と低い速度をもつ時に採用される。DCリンク電圧が低い周波数をもつので、一相変調法を採用することは低速領域において相対的に容易である。
Fourth Embodiment A fourth embodiment will be described with reference to FIGS. In this fourth embodiment, the power loss of the 9-switch inverter driven by the single-phase modulation method is greatly reduced. This 9-switch inverter employing the single-phase modulation method is described in a patent application filed by the present applicant (PCT / JP2010 / 973883 filed on Dec. 24, 2010). Since the 9-switch inverter has a larger power loss than the conventional 6-switch inverter, this one-phase modulation method is adopted to reduce the power loss of the 9-switch inverter. In particular, the power loss of the 9-switch inverter increases greatly when the motor torque is large. For this reason, the one-phase modulation method is adopted when the motor has a large current and a low speed. Since the DC link voltage has a low frequency, it is relatively easy to adopt the one-phase modulation method in the low speed region.
図３４は、一相変調法で駆動されるモータ駆動回路を示している回路図である。図１-３３に示される極数切り換え同期電動機を駆動するためのモータ駆動回路は、２本のDCリンク線線１０Aと１０Bを通してDC電源３で駆動される９スイッチ・インバータ１により構成されている。DC電源３は、バッテリー９０と昇圧DCDCコンバータ９からなる。リアクトル９１、上スイッチ９２と下スイッチ９３からなる昇圧DCDCコンバータ９は、公知の昇圧チョッパである。下スイッチ９３のターンオン後、リアクトル９１を流れる磁化電流は連続的に増加する。下スイッチ９３のターンオフ後、リアクトル９１を流れる電流は、上スイッチ９２を通じて平滑キャパシタ９５を充電する。下スイッチ９３と逆の状態をもつ上スイッチの代わりにダイオードを用いてもよい。昇圧DCDCコンバータ９のこの昇圧動作は既に周知である。
FIG. 34 is a circuit diagram showing a motor drive circuit driven by the one-phase modulation method. The motor drive circuit for driving the pole-switching synchronous motor shown in FIG. 1-33 is composed of a 9-
図３４に示されるモータ駆動回路は、平滑キャパシタ９４、９５をからなる平滑回路を有している。平滑キャパシタ９４は、正のDCリンク線１０Aとバッテリー９０の陽極端子とを接続している。平滑キャパシタ９５は、DC電源３と９スイッチ・インバータ１とを接続する２つのDCリンク線１０A、１０Bを接続している。
The motor drive circuit shown in FIG. 34 has a smoothing circuit including smoothing
図３５は、並列接続モードにおける３つの上スイッチS１、S４、S７及び３つの下スイッチS３、S６、S９のスイッチング状態を示すタイミングチャートである。３つの中間スイッチS２、S５、S８は、並列回路モードの間中、接続される。図３６は、直列接続モードにおける９つのスイッチS１-S９のスイッチング状態を示すタイミングチャートである。 FIG. 35 is a timing chart showing the switching states of the three upper switches S1, S4, S7 and the three lower switches S3, S6, S9 in the parallel connection mode. The three intermediate switches S2, S5, S8 are connected during the parallel circuit mode. FIG. 36 is a timing chart showing the switching states of the nine switches S1-S9 in the series connection mode.
図３７は、並列接続モードにおいて２つの三相巻線C１-C６に印加された３相電圧Vu、Vv、vwを示すタイミングチャートである。しかし、相電圧Vu、Vv、vwは、高調波電圧を除いて基本正弦波成分だけを示している。図３８は、９スイッチ・インバータ１に印加されるDCリンク電圧Vxを示すタイミング・チャートである。DCリンク電圧Vxは、三相全波整流波形とほぼ等しい波形を有している。DCリンク電圧Vxの振幅は、昇圧DCDCコンバータ９のPWMスイッチングにより調整される。一相変調法を使用することにより、インバーター１の電力損失は低減される。さらに、一相変調法は、昇圧DCDCコンバータ９の昇圧比率を低減する。また更に、一相変調法を使用することにより、インバーター１のスイッチング回数の合計が大幅に低減されるため、インバータ１のサージ電圧の悪影響が低減される。
FIG. 37 is a timing chart showing the three-phase voltages Vu, Vv, vw applied to the two three-phase windings C1-C6 in the parallel connection mode. However, the phase voltages Vu, Vv, and vw show only the fundamental sine wave component excluding the harmonic voltage. FIG. 38 is a timing chart showing the DC link voltage Vx applied to the 9-
第５実施例
第５実施例が、図３９-４０を参照して説明される。この第５実施例において、それぞれ一相変調法で駆動される２つの９スイッチ・インバータが、２発電電動機方式のハイブリッドシステム（２MGハイブリッドシステム）により採用される。この実施例の特徴は、２つのインバータの一方が一相変調法を採用する時、２つのインバータの他方と昇圧DCDCコンバータとの合計出力電流が３相全波整流波形をもつ点にある。
Fifth Embodiment A fifth embodiment will be described with reference to FIGS. 39-40. In the fifth embodiment, two 9-switch inverters each driven by the one-phase modulation method are adopted by a two-generator motor hybrid system (2MG hybrid system). The feature of this embodiment is that when one of the two inverters adopts the one-phase modulation method, the total output current of the other of the two inverters and the step-up DCDC converter has a three-phase full-wave rectified waveform.
図３９は、２MGハイブリッドシステムを示す回路図である。このシステムは、一相変調法でそれぞれ駆動される９スイッチ・インバータ１X、１Yを有している。９スイッチ・インバータ１Xは発電電動機２Xに第１の６相電圧を印加し、９スイッチ・インバータ１Yは発電電動機２Yに第２の６相電圧を印加する。発電電動機２X、２Yは、第１実施例で説明された極数切り換え同期電動機によりそれぞれ構成されている。発電電動機２Xは、ハイブリッド車の内燃機関に機械的に接続されている。発電電動機２Yは、減速ギヤ機構を通じてハイブリッド車の車輪に機械的に接続されている。このハイブリッド車は、シリーズハイブリッド・システムまたはシリーズパラレルハイブリッド・システムを用いている。このハイブリッド車の通常走行モードにおいて、発電電動機２Xは電力を発生し、発電電動機２Yは走行トルクを発生する。
FIG. 39 is a circuit diagram showing a 2MG hybrid system. This system has 9-switch inverters 1X and 1Y respectively driven by a one-phase modulation method. The 9-switch inverter 1X applies a first 6-phase voltage to the
図３９において、昇圧DCDCコンバータ９は、２つのDCリンク線１０A、１０Bを通じて９スイッチ・インバータ１X、１Yにそれぞれ昇圧電圧Vxを印加する。更に、バッテリ９０は、空調システムのコンプレッサ（図示せず）を駆動するための三相インバータ１Zにバッテリ電圧を（２５０V）を印加する。２つの発電電動機２X、２Yのどちらかが一相変調法を採用できることは明白である。すなわち、２つの発電電動機２X、２Yのどちらかが一相変調法で駆動される時、昇圧DCDCコンバータ９は、２つの発電電動機２X、２Yのどちらかに３相全波整流波形をもつ昇圧電圧Vxを印加する。たとえば、発電電動機２Y及び昇圧DCDCコンバータ９が一相変調法で駆動される時、発電電動機２Xは特別の動作モードをもつ。何故なら、インバータ１Xに印加されるDCリンク電圧Vxは大きな電圧リップルをもつからである。同様に、発電電動機２X及び昇圧DCDCコンバータ１が一相変調法で駆動される時、発電電動機２Yは、特別の動作モードをもつ。
In FIG. 39, the step-up
たとえば、発電電動機２Yが一相変調法で駆動される時、発電電動機２Xは停止される。たとえば、発電電動機２Yが一相変調法で駆動される時、昇圧DCDCコンバータ９及び発電電動機２Xは、DCリンク電圧Vxの振幅を制御する必要がある。すなわち、発電電動機２Yが発電機として駆動される時、昇圧DCDCコンバータ９は、発電電動機２Xにより消費される電力PCと発電電動機２Yにより発電された電力PGとの間の電力差PC-PGを供給する。発電電力PGが消費電力PCより大きい時、昇圧DCDCコンバータ９は、DCリンク電圧Vxの制御のためにバッテリ９０を充電する。
For example, when the generator motor 2Y is driven by the one-phase modulation method, the
インバータ１Y及び昇圧DCDCコンバータ９が一相変調法で駆動される時、発電機としての発電電動機２Xは、３相全波整流波形の発電電流をDCリンク線１０Aに供給することが好ましい。結局、昇圧DCDCコンバータ９及びインバータ１Xの制御により、DCリンク電圧Vxは、インバータ１Yのための３相全波整流波形をもつことができる。３相インバータ１Zは、３相モータ２Zに３相電流を供給する。
When the inverter 1Y and the step-up
図４０は、発電電動機２Yの動作モードを選択するためのトルク特性図を示す。第１実施例にて示される極数切り換えモータからなる発電電動機２Yは、高トルク低速モードA１、低トルク低速モードA２及び高速モードA３を有している。高トルク低速モードA１において、９スイッチ・インバータ１Yは、hDPMである直列接続モードを採用する。発電電動機２Yの極数及び等価的な巻数がそれぞれ２倍となるので、発電電動機２Yは大きなトルクを発生する。９スイッチ・インバータ１Yが一相変調法を採用するので、たとえ大電流がインバータ１Yに供給されるとしても、９スイッチ・インバータ１Yの電力損失は大幅に低減される。更に、この一相変調法は、大電流領域におけるインバータ１の大きなサージ電圧を抑圧する。
FIG. 40 is a torque characteristic diagram for selecting the operation mode of the generator motor 2Y. The generator motor 2Y comprising the pole number switching motor shown in the first embodiment has a high torque low speed mode A1, a low torque low speed mode A2, and a high speed mode A3. In the high torque low speed mode A1, the 9-switch inverter 1Y adopts a series connection mode that is hDPM. Since the number of poles and the equivalent number of turns of the generator motor 2Y are each doubled, the generator motor 2Y generates a large torque. Since the 9-switch inverter 1Y employs the one-phase modulation method, even if a large current is supplied to the inverter 1Y, the power loss of the 9-switch inverter 1Y is greatly reduced. Further, this one-phase modulation method suppresses a large surge voltage of the
低トルク・低速モードA２において、９スイッチ・インバータ１Yは、並列接続モードもしくは直列接続モードを採用する。９スイッチ・インバータ１Yは、一相変調法又は従来の３相変調法のどちらかを採用する。高速モードA３において、９スイッチ・インバータ１Yは、鉄損低減のため、NPMである並列接続モードを採用する。発電電動機２Yの極数及び等価的な巻数は通常になる。モータ電流が大きくないため、９スイッチ・インバータ１Yが在来の３相変調法を採用することが好ましい。したがって、発電機としての発電電動機２Yは容易に制御される。 In the low torque / low speed mode A2, the 9 switch inverter 1Y adopts the parallel connection mode or the series connection mode. The 9-switch inverter 1Y employs either a single-phase modulation method or a conventional three-phase modulation method. In the high-speed mode A3, the 9-switch inverter 1Y adopts a parallel connection mode that is NPM in order to reduce iron loss. The number of poles and equivalent number of turns of the generator motor 2Y are normal. Since the motor current is not large, it is preferable that the nine-switch inverter 1Y adopts the conventional three-phase modulation method. Therefore, the generator motor 2Y as a generator is easily controlled.
変形態様
変形態様において、インバータ１は、２つの三相巻線２A、２Bを個別に駆動するために、上記した９スイッチ・インバータ１の代わりに２つの三相インバータを採用することができる。上記の極数切り換え同期モータは、リニアモータまたは発電機にも適用することができる。リラクタンス極の２倍の数の永久磁石極を採用することもできる。更に、図２７-３３で示される二重同心巻き法は、他の極数切換式３相モータ（発電機）にも有効である。何故なら、全ての全ての極数切換式３相モータは、たとえ極数が増加されたとしても少ない空間高調波を必要とするからである。
Variations In a variation, the
Claims (14)
ロータは、偶数の永久磁石極と偶数の磁気突極と偶数の磁気バリアとを有し、
これら永久磁石極、磁気突極及び磁気バリアは、ロータの周方向へ配列され、
永久磁石極は、ロータの周方向へ交互に配列されたN極及びS極を有し、
磁気突極及び磁気バリアのどちらかは、隣接する２つの永久磁石極の間に配置され、
磁気突極及び磁気バリアは、周方向へ交互に配置され、
永久磁石極の数は、リラクタンス極の数の２倍及び半分のどちらかであることを特徴とする極数切り換え同期モータ装置。 A stator winding wound around the stator, the stator winding being a pole number switching motor device comprising a first three-phase winding and a second three-phase winding;
The rotor has an even number of permanent magnet poles, an even number of magnetic salient poles, and an even number of magnetic barriers,
These permanent magnet poles, magnetic salient poles and magnetic barriers are arranged in the circumferential direction of the rotor,
The permanent magnet pole has N poles and S poles arranged alternately in the circumferential direction of the rotor,
Either the magnetic salient pole or the magnetic barrier is disposed between two adjacent permanent magnet poles,
Magnetic salient poles and magnetic barriers are alternately arranged in the circumferential direction,
The number of permanent magnet poles is either twice or half of the number of reluctance poles.
コントローラは、常極モード（NPM)と倍極モード（DPM)とを有し、
コントローラは、第２の３相電流の位相をシフトすることにより、ステータ磁極の数を切り換え、
倍極モードにおけるステータ磁極の数は、常極モードにおけるステータ磁極の数の２倍である請求項１記載の極数切り換え同期モータ装置。 The apparatus includes a controller and a three-phase inverter that supplies a first three-phase current to the first three-phase winding and a second three-phase current to the second three-phase winding,
The controller has normal pole mode (NPM) and double pole mode (DPM),
The controller switches the number of stator magnetic poles by shifting the phase of the second three-phase current,
2. The pole number switching synchronous motor device according to claim 1, wherein the number of stator magnetic poles in the double pole mode is twice the number of stator magnetic poles in the normal pole mode.
各レグは、直列接続された上スイッチ、中央スイッチ及び下スイッチからなり、
第１の３相巻線の各相巻線は、直列接続された上スイッチと中央スイッチとの間に接続され、
第２の３相巻線の各相巻線は、直列接続された中央スイッチと下スイッチとの間に接続され、
この９スイッチ・インバータは、第１の３相巻線に第１の３相電流を供給し、第２の３相巻線に第２の３相電流を供給する請求項１記載の極数切り換え同期モータ装置。 The 3-phase inverter consists of a 9-switch inverter with 3 legs,
Each leg consists of an upper switch, a central switch and a lower switch connected in series.
Each phase winding of the first three-phase winding is connected between the upper switch and the central switch connected in series,
Each phase winding of the second three-phase winding is connected between a central switch and a lower switch connected in series,
2. The pole number switching according to claim 1, wherein the nine-switch inverter supplies a first three-phase current to the first three-phase winding and supplies a second three-phase current to the second three-phase winding. Synchronous motor device.
各同心巻きコイルは、外コイルと、この外コイルにより囲まれた内コイルとの各ペアからなり、
各内コイルは、各偶数番目のティースに巻かれ、
各外コイルは、２つのサイドティースと、これら２つのサイドティースの間に配列された上記偶数番目のティースとからなる互いに隣接する３つのティースに巻かれ、
各スロットは、内コイルのスロット導体部と外コイルのスロット導体部との各ペアを収容する請求項１記載の極数切り換え同期モータ装置。 The first and second three-phase windings consist of two-layer concentric coils wound around the stator teeth,
Each concentric coil consists of a pair of an outer coil and an inner coil surrounded by the outer coil,
Each inner coil is wound around each even-numbered tooth,
Each outer coil is wound around three adjacent teeth composed of two side teeth and the even-numbered teeth arranged between the two side teeth.
2. The pole number switching synchronous motor device according to claim 1, wherein each slot accommodates a pair of a slot conductor portion of the inner coil and a slot conductor portion of the outer coil.
第２の三相巻線は、偶数番目の内コイルと奇数番目の外コイルとからなる請求項６記載の極数切り換え同期モータ装置。 The first three-phase winding is composed of an odd-numbered inner coil and an odd-numbered outer coil,
7. The pole number switching synchronous motor device according to claim 6, wherein the second three-phase winding includes an even-numbered inner coil and an odd-numbered outer coil.
第１、第２の３相巻線は、ステータのティースに巻かれた二層同心巻きコイルからなり、
各同心巻きコイルは、外コイルと、この外コイルにより囲まれた内コイルとの各ペアからなり、
各内コイルは、各偶数番目のティースに巻かれ、
各外コイルは、２つのサイドティースと、これら２つのサイドティースの間に配列された上記偶数番目のティースとからなる互いに隣接する３つのティースに巻かれ、
各スロットは、内コイルのスロット導体部と外コイルのスロット導体部との各ペアを収容することを特徴とする極数切り換えモータ装置。 A stator winding wound around the stator, the stator winding being a pole number switching motor device comprising a first three-phase winding and a second three-phase winding;
The first and second three-phase windings consist of two-layer concentric coils wound around the stator teeth,
Each concentric coil consists of a pair of an outer coil and an inner coil surrounded by the outer coil,
Each inner coil is wound around each even-numbered tooth,
Each outer coil is wound around three adjacent teeth composed of two side teeth and the even-numbered teeth arranged between the two side teeth.
Each slot accommodates a pair of a slot conductor portion of the inner coil and a slot conductor portion of the outer coil, and the number of poles switching motor device.
各同心巻きコイルは、外コイルと、この外コイルにより囲まれた内コイルとの各ペアからなり、
各内コイルは、各偶数番目のティースに巻かれ、
各外コイルは、２つのサイドティースと、これら２つのサイドティースの間に配列された上記偶数番目のティースとからなる互いに隣接する３つのティースに巻かれ、
各スロットは、内コイルのスロット導体部と外コイルのスロット導体部との各ペアを収容する請求項１０記載の極数切り換えモータ装置。 The first and second three-phase windings consist of two-layer concentric coils wound around the stator teeth,
Each concentric coil consists of a pair of an outer coil and an inner coil surrounded by the outer coil,
Each inner coil is wound around each even-numbered tooth,
Each outer coil is wound around three adjacent teeth composed of two side teeth and the even-numbered teeth arranged between the two side teeth.
11. The pole number switching motor device according to claim 10, wherein each slot accommodates a pair of a slot conductor portion of the inner coil and a slot conductor portion of the outer coil.
第２の三相巻線は、偶数番目の内コイルと奇数番目の外コイルとからなる請求項６記載の極数切り換えモータ装置。 The first three-phase winding is composed of an odd-numbered inner coil and an odd-numbered outer coil,
The pole number switching motor device according to claim 6, wherein the second three-phase winding includes an even-numbered inner coil and an odd-numbered outer coil.
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| JP2012186257A JP2014039446A (en) | 2012-07-17 | 2012-08-27 | Pole change motor device |
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|---|---|---|---|---|
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-
2012
- 2012-08-27 JP JP2012186257A patent/JP2014039446A/en active Pending
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