JP4470616B2 - 双方向スイッチの駆動電源回路 - Google Patents

Description

本発明は、例えばＩＧＢＴ等の電力用半導体スイッチング素子を逆並列に接続して構成される双方向スイッチに駆動用の電源を供給するための駆動電源回路に関するものである。

図６は、電力用半導体スイッチング素子として逆耐圧を有するＩＧＢＴ（以下、逆阻止ＩＧＢＴという）１，２を逆並列に接続して構成した双方向性の電力用半導体スイッチ（以下、単に双方向スイッチと言う）を示している。また、図７は、図６に示した双方向スイッチを９個用いて構成した三相のマトリクスコンバータの回路構成図であり、Ｒ，Ｓ，Ｔは三相電源に接続される三相入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗは三相負荷に接続される三相出力端子を示す。

従来、この種の双方向スイッチをマトリクスコンバータに適用した場合、逆阻止ＩＧＢＴを駆動するための絶縁電源は、下記の非特許文献１の表４．１に記載されているように６個必要であることが知られている。
図７を例に挙げれば、エミッタ同士が同電位となる逆阻止ＩＧＢＴの駆動電源に各々絶縁電源を設ける必要があるため、逆阻止ＩＧＢＴ１，３，５、同７，９，１１、同１３，１５，１７、同２，８，１４、同４，１０，１６、同６，１２，１８の６つの逆阻止ＩＧＢＴ群に対して、それぞれ絶縁電源が設けられることになる。

原 英則 他５名、「マトリクスコンバータドライブの性能改善」、平成１４年電気学会産業応用部門大会論文集、社団法人電気学会、ｐｐ．９３１−ｐｐ．９３４、図４．１、表４．１

一般に、絶縁電源を確保するためには、変圧器を用いたＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる。前述したマトリクスコンバータの例では、絶縁電源の個数に相当する６個のＤＣ／ＤＣコンバータが必要になり、これらのＤＣ／ＤＣコンバータの構成部品である変圧器等が装置全体の小型化を妨げ、また、コストを上昇させる原因となっている。
そこで本発明の解決課題は、絶縁電源の個数を減少させて装置全体の小型軽量化、低コスト化を可能にした電力用半導体スイッチの駆動電源回路を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとが逆並列接続されてなる双方向スイッチを駆動するために、第１の半導体スイッチの駆動回路及び第２の半導体スイッチの駆動回路に電源を供給する双方向スイッチの駆動電源回路において、
第１の半導体スイッチの駆動回路に電源を供給する直流電源と、第２の半導体スイッチの駆動回路に電源を供給するコンデンサと、前記直流電源と前記コンデンサとの間に直列に接続され、かつ、そのオン時に第１または第２の半導体スイッチを介して前記直流電源により前記コンデンサを充電するための駆動電源用半導体スイッチと、を備えたものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１において、第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチを、逆耐圧を有する半導体スイッチング素子により構成したものである。

請求項３に記載した発明は、請求項１において、第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチを、逆耐圧を有しない半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に順接続されたダイオードとによって構成したものである。

請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項において、前記駆動電源用半導体スイッチを、逆耐圧を有する半導体スイッチング素子により構成したものである。

請求項５に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項において、前記駆動電源用半導体スイッチを、逆耐圧を有しない半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に順接続されたダイオードとによって構成したものである。

請求項６に記載した発明は、請求項５において、前記駆動電源用半導体スイッチを構成する半導体スイッチング素子が、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴまたはＰチャンネルＩＧＢＴもしくはＰＮＰトランジスタであることを特徴とする。

請求項７に記載した発明は、請求項１〜６の何れか１項において、第１の半導体スイッチ、第２の半導体スイッチ及び前記駆動電源用半導体スイッチを、同時にオンオフさせるものである。

請求項８に記載した発明は、請求項１〜６の何れか１項において、前記駆動電源用半導体スイッチを、第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチの両方または一方がオンしているときにオンさせるものである。

請求項９に記載した発明は、請求項１〜６の何れか１項において、前記駆動電源用半導体スイッチを、第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチの両方がオンしてから一定時間経過後にオンさせるものである。

本発明は、双方向スイッチを構成する一方の半導体スイッチを、直流電源が接続される駆動回路により駆動し、他方の半導体スイッチについては、前記直流電源に駆動電源用半導体スイッチを介して接続されたコンデンサを駆動電圧源とする駆動回路により駆動するものである。
このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ等を有する絶縁電源の数を従来に比べて低減することができ、例えば三相のマトリクスコンバータに本発明を適用した場合には、絶縁電源の数を半減することが可能であり、装置全体の小型軽量化、低価格化を図ることができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す構成図であり、半導体スイッチング素子としての逆阻止ＩＧＢＴ１と逆阻止ＩＧＢＴ２とを逆並列に接続して構成した双方向スイッチに本発明の駆動電源回路１００（点線により囲まれた部分）を適用した例である。この実施形態は、請求項１〜６の発明に相当している。
なお、上記逆阻止ＩＧＢＴ１，２は、請求項における第１の半導体スイッチ、第２の半導体スイッチにそれぞれ相当する。

図１において、２３は逆阻止ＩＧＢＴ１の駆動回路、２４は逆阻止ＩＧＢＴ２の駆動回路であり、これらの駆動回路２３，２４の出力端子は逆阻止ＩＧＢＴ１，２のゲートにそれぞれ接続されている。また、１９は逆阻止ＩＧＢＴ１を駆動するための直流電源であり、その正極は駆動回路２３及び後述の駆動回路２５の各一方の電源端子に接続され、負極は駆動回路２３，２５の各他方の電源端子及び逆阻止ＩＧＢＴ１のエミッタ（逆阻止ＩＧＢＴ２のコレクタ）に接続されている。更に、２２は逆阻止ＩＧＢＴ２の駆動電圧源となるコンデンサであり、その一端は駆動回路２４の一方の電源端子に接続され、他端は駆動回路２４の他方の電源端子及び逆阻止ＩＧＢＴ２のエミッタ（逆阻止ＩＧＢＴ１のコレクタ）に接続されている。

２０は駆動電源用半導体スイッチとしてのＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、そのソースは直流電源１９の正極に接続されていると共に、ドレインはダイオード２１を介して前記コンデンサ２２の一端に接続されている。
また、２５はＭＯＳＦＥＴ２０の駆動回路であり、その出力端子はＭＯＳＦＥＴ２０のゲートに接続されており、この駆動回路２５及び前記駆動回路２３，２４には、外部の制御回路から駆動信号が入力されるように構成されている。
上記構成において、直流電源１９、コンデンサ２２、駆動回路２５、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０及びダイオード２１によって本実施形態に係る駆動電源回路１００が構成される。

以下、図１及び図２を参照しながら本実施形態の動作について説明する。
図１に示した双方向スイッチにおいて、逆阻止ＩＧＢＴ１と逆阻止ＩＧＢＴ２とは、基本的に同時にオンオフされるが、本実施形態では、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０も逆阻止ＩＧＢＴ１，２と同時にオンオフさせる。
すなわち、直流電源１９により電源が供給されている駆動回路２３，２５と、ＭＯＳＦＥＴ２０及びダイオード２１を介して直流電源１９により充電されているコンデンサ２２を駆動電圧源とする駆動回路２４とには、外部から駆動信号がそれぞれ入力され、逆阻止ＩＧＢＴ１、ＭＯＳＦＥＴ２０、逆阻止ＩＧＢＴ２を同時にオン、及び同時にオフさせるものである。

ここで、逆阻止ＩＧＢＴ１の駆動電源としての直流電源１９は、安定した電源電圧を出力するものであるとする。また、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０は、ソースの電位に対してゲート端子の電位が低くなるとオンする特性を持つため、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０は、逆阻止ＩＧＢＴ１，２の駆動信号と反転した信号を駆動回路２５から入力することにより駆動するものとする。

図２は、逆阻止ＩＧＢＴ２の駆動電圧源としてのコンデンサ２２の充電電流が流れる経路を示している。逆阻止ＩＧＢＴ１がオンしている状態でＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０をオンすると、逆阻止ＩＧＢＴ１のエミッタと逆阻止ＩＧＢＴ２のエミッタとが同電位となるため、図中の矢印で示した経路で電流が流れ、コンデンサ２２が図示の極性で直流電源１９の電圧とほぼ等しい電圧に充電される。

また、逆阻止ＩＧＢＴ１，２がオフしていて、逆阻止ＩＧＢＴ１のエミッタに対してコレクタ側に正の電圧が印加されている場合は、ダイオード２１が電圧を担い、主回路電流が駆動電源回路１００を介して流れるのを防ぐ。また、逆阻止ＩＧＢＴ１，２がオフしているときはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０もオフしているため、逆阻止ＩＧＢＴ１のエミッタに対してコレクタ側に負の電圧が印加されている場合は、ＭＯＳＦＥＴ２０が電圧を担い、主回路電流が駆動電源回路１００を介して流れるのを防いでいる。

本実施形態において、逆阻止ＩＧＢＴ１，２がオフしている期間はコンデンサ２２を充電することができず、その期間中にコンデンサ２２の電圧が低下する恐れがあるが、コンデンサ２２の容量を必要に応じて大きくしておけば、実用上問題はなく、上述した逆阻止ＩＧＢＴ１，２及びＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０のオン動作により、コンデンサ２２の電圧を直流電源１９の電圧とほぼ等しい一定の電圧値に保つことができる。

なお、請求項４に記載するように、駆動電源用半導体スイッチとしてのＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０が逆耐圧を有するのであれば、ダイオード２１は不要となる。また、請求項６に記載する如く、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０の代わりに、ＰチャンネルＩＧＢＴやＰＮＰ形トランジスタを用いても同様な効果が得られる。
更に、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０の代わりに、例えば、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いても、同様な動作をさせることが可能であるが、この場合、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ用の駆動電源を別途用意する必要がある。

次に、図３は本発明の第２実施形態の主要部を示したものであり、請求項７〜９の発明に相当する。
先の第１実施形態では、逆阻止ＩＧＢＴ１及び逆阻止ＩＧＢＴ２を基本的に同時にオンオフさせるものとし、また、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０もこれらの逆阻止ＩＧＢＴ１，２と同時にオンオフさせるものとした。しかし、用途によっては、逆阻止ＩＧＢＴ１と逆阻止ＩＧＢＴ２とのオンオフタイミングを意図的にずらすことがある。

また、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０は、逆阻止ＩＧＢＴ１，２の電流定格に比べて非常に小さい電流定格で十分であるが、一般に定格電流が小さいほどスイッチング速度が速いため、逆阻止ＩＧＢＴ１，２よりも先にＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０がオンする可能性がある。このため、逆阻止ＩＧＢＴ１，２の何れか一方と同じタイミングのオンオフ信号をＭＯＳＦＥＴ２０に入力しても、逆阻止ＩＧＢＴ１または逆阻止ＩＧＢＴ２よりも先にＭＯＳＦＥＴ２０がオンしてしまい、本来であれば逆阻止ＩＧＢＴ１，２の何れか一方を流れるべき主回路電流がＭＯＳＦＥＴ２０を流れてしまう結果、ＭＯＳＦＥＴ２０を破壊する恐れがある。

そこで、第２実施形態は上記問題点を解決するためのものであり、図３はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０の駆動信号を発生する駆動回路２５Ａを示している。
図示するように、この駆動回路２５Ａは、逆阻止ＩＧＢＴ１，２の駆動信号が入力されるアンド回路２６と、その出力信号を遅延させてＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０がオンするタイミングを遅らせるオンディレイ回路２７とから構成されている。

図４は、この第２実施形態における逆阻止ＩＧＢＴ１，２及びＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０の駆動信号のタイミングチャートである。
時刻ｔ１で逆阻止ＩＧＢＴ１，２の両方がオン状態となり、アンド回路２６の出力信号がオンディレイ回路２７に加えられてから一定の時間が経過した時刻ｔ２でＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０をオンさせる。

また、ＭＯＳＦＥＴ２０をオフする信号のタイミングは、逆阻止ＩＧＢＴ１，２のうち、先にオフする信号と同じタイミングとするものとし、図示例では逆阻止ＩＧＢＴ１のオフ時刻ｔ３に一致させている。前述した如く、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０は逆阻止ＩＧＢＴに比べてスイッチング速度が速いため、オフ信号のタイミングがＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０と逆阻止ＩＧＢＴ１，２の何れかと同じタイミングでも特に問題はない。
図３の制御回路２５Ａによって上記のタイミングでＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０をオンオフすることにより、ＭＯＳＦＥＴ２０への主回路電流の流入による破壊を防止することができる。

なお、逆阻止ＩＧＢＴ１，２がオフするより前の時刻で、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０を意図的にオフさせてもよい。
また、逆阻止ＩＧＢＴ１，２の何れか一方がオンしているときにＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２０をオフさせてもよい。

更に、上記第１実施形態及び第２実施形態は、例えば図５に示すように、逆耐圧を有さないＩＧＢＴ２８，２９と、これらにそれぞれ順接続されるダイオード３０，３１とを用いて構成した双方向スイッチにも適用することができる。
なお、この構成は請求項３の発明に相当するものである。
この場合、ＩＧＢＴ２８とダイオード３０との直列回路が各請求項における第１の半導体スイッチに相当し、ＩＧＢＴ２９とダイオード３１との直列回路が各請求項における第２の半導体スイッチに相当する。

前述したように、従来では、図７に示したようなマトリクスコンバータにおいて、絶縁電源を確保するためにＤＣ／ＤＣコンバータが６個必要であったのに対し、本発明の実施形態では、例えば、逆阻止ＩＧＢＴ１，３，５、同７，９，１１、同１３，１５，１７という３つの逆阻止ＩＧＢＴ群にそれぞれ絶縁電源を設ければよいことになり、絶縁電源の個数の削減によって装置全体の小型軽量化、低価格化に寄与するものである。

本発明の第１実施形態を示す構成図である。 第１実施形態におけるコンデンサの充電経路を示す図である。 本発明の第２実施形態の主要部を示す構成図である。 第２実施形態における各スイッチの駆動信号のタイミングチャートである。 ＩＧＢＴ及びダイオードを用いた双方向スイッチの構成図である。 逆阻止ＩＧＢＴを用いた双方向スイッチの構成図である。 マトリクスコンバータの回路構成図である。

符号の説明

１〜１８：逆阻止ＩＧＢＴ
１９：直流電源
２０：ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
２１：ダイオード
２２：コンデンサ
２３〜２５，２５Ａ：駆動回路
２６：アンド回路
２７：オンディレイ回路
２８，２９：ＩＧＢＴ
３０，３１：ダイオード
１００：駆動電源回路

Claims (9)

1. 第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとが逆並列接続されてなる双方向スイッチを駆動するために、第１の半導体スイッチの駆動回路及び第２の半導体スイッチの駆動回路に電源を供給する双方向スイッチの駆動電源回路において、
   第１の半導体スイッチの駆動回路に電源を供給する直流電源と、
   第２の半導体スイッチの駆動回路に電源を供給するコンデンサと、
   前記直流電源と前記コンデンサとの間に直列に接続され、かつ、そのオン時に第１または第２の半導体スイッチを介して前記直流電源により前記コンデンサを充電するための駆動電源用半導体スイッチと、
   を備えたことを特徴とする双方向スイッチの駆動電源回路。
2. 請求項１に記載した双方向スイッチの駆動電源回路において、
   第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチを、逆耐圧を有する半導体スイッチング素子により構成したことを特徴とする双方向スイッチの駆動電源回路。
3. 請求項１に記載した双方向スイッチの駆動電源回路において、
   第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチを、逆耐圧を有しない半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に順接続されたダイオードとによって構成したことを特徴とする双方向スイッチの駆動電源回路。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した双方向スイッチの駆動電源回路において、
   前記駆動電源用半導体スイッチを、逆耐圧を有する半導体スイッチング素子により構成したことを特徴とする双方向スイッチの駆動電源回路。
5. 請求項１〜３の何れか１項に記載した双方向スイッチの駆動電源回路において、
   前記駆動電源用半導体スイッチを、逆耐圧を有しない半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に順接続されたダイオードとによって構成したことを特徴とする双方向スイッチの駆動電源回路。
6. 請求項５に記載した双方向スイッチの駆動電源回路において、
   前記駆動電源用半導体スイッチを構成する半導体スイッチング素子が、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴまたはＰチャンネルＩＧＢＴもしくはＰＮＰトランジスタであることを特徴とする双方向スイッチの駆動電源回路。
7. 請求項１〜６の何れか１項に記載した双方向スイッチの駆動電源回路において、
   第１の半導体スイッチ、第２の半導体スイッチ及び前記駆動電源用半導体スイッチを、同時にオンオフさせることを特徴とする双方向スイッチの駆動電源回路。
8. 請求項１〜６の何れか１項に記載した双方向スイッチの駆動電源回路において、
   前記駆動電源用半導体スイッチを、第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチの両方または一方がオンしているときにオンさせることを特徴とする双方向スイッチの駆動電源回路。
9. 請求項１〜６の何れか１項に記載した双方向スイッチの駆動電源回路において、
   前記駆動電源用半導体スイッチを、第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチの両方がオンしてから一定時間経過後にオンさせることを特徴とする双方向スイッチの駆動電源回路。

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