CN113949271A - 开关电源装置和电力供应*** - Google Patents

开关电源装置和电力供应*** Download PDF

Info

Publication number
CN113949271A
CN113949271A CN202110590209.8A CN202110590209A CN113949271A CN 113949271 A CN113949271 A CN 113949271A CN 202110590209 A CN202110590209 A CN 202110590209A CN 113949271 A CN113949271 A CN 113949271A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switching
power supply
connection point
period
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202110590209.8A
Other languages
English (en)
Inventor
广川正彦
伍晓峰
石桥尚之
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
TDK Corp
Original Assignee
TDK Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by TDK Corp filed Critical TDK Corp
Publication of CN113949271A publication Critical patent/CN113949271A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4837—Flying capacitor converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明的开关电源装置具备：具有一次绕组和二次绕组的变压器，包括第一至第四开关元件、第一至第三电容器、第一和第二整流元件、谐振电感器和谐振电容器的逆变器电路，以及驱动部。第一至第四开关元件串联，第一和第二电容器串联。第一整流元件配置在第一和第二电容器彼此的第一连接点与第一和第二开关元件彼此的第二连接点之间。第二整流元件配置在第一连接点与第三和第四开关元件彼此的第三连接点之间。第三电容器配置在第二与第三连接点之间。谐振电容器、谐振电感器和一次绕组在第二和第三开关元件彼此的第四连接点与第一连接点之间串联。

Description

开关电源装置和电力供应***
技术领域
本发明涉及一种使用开关元件进行电压变换的开关电源装置以及具备这样的开关电源装置的电力供应***。
背景技术
作为开关电源装置的一例，提出了种种DC-DC转换器，已被投入实际使用(例如参照专利文献1)。这种DC-DC转换器一般来说具备：包括开关元件的逆变器电路，电力变压器(变压器)，以及整流平滑电路。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-205190号公报
发明内容
然而，这样的DC-DC转换器等开关电源装置一般来说要求降低功率损耗。期望提供一种可以降低功率损耗的开关电源装置以及具备这样的开关电源装置的电力供应***。
本发明的开关电源装置具备：输入端子对，输入输入电压；输出端子对，输出输出电压；变压器，具有一次绕组和二次绕组；逆变器电路，配置在输入端子对与一次绕组之间，并且以包括第一开关元件至第四开关元件、第一电容器至第三电容器、第一整流元件和第二整流元件、谐振电感器和谐振电容器的方式构成；整流平滑电路，配置在输出端子对与二次绕组之间，并且以包括具有多个整流元件的整流电路和具有第四电容器的平滑电路的方式构成；以及驱动部，进行分别控制逆变器电路的第一开关元件至第四开关元件的动作的切换驱动。第一开关元件至第四开关元件在输入端子对中间以该顺序互相串联，第一电容器和第二电容器在输入端子对中间互相串联。第一整流元件配置在第一连接点与第二连接点之间，第一连接点是第一电容器和第二电容器彼此的连接点，第二连接点是第一开关元件和第二开关元件彼此的连接点。第二整流元件配置在第一连接点与第三连接点之间，第三连接点是第三开关元件和第四开关元件彼此的连接点。第三电容器配置在第二连接点与第三连接点之间。谐振电容器、谐振电感器和一次绕组在第四连接点与第一连接点之间以不特定的顺序互相串联，第四连接点是第二开关元件和第三开关元件彼此的连接点。
本发明的电力供应***具备：上述本发明的开关电源装置，以及对上述输入端子对供给上述输入电压的电源。
附图说明
图1是表示本发明的一种实施方式的开关电源装置的概略结构例的电路图。
图2是表示图1所示的开关电源装置的动作例的时序波形图。
图3是表示图2中所示的State A的动作例的电路图。
图4是表示图2中所示的State B的动作例的电路图。
图5是表示图2中所示的State C的动作例的电路图。
图6是表示图2中所示的State D的动作例的电路图。
图7是表示图2中所示的State E的动作例的电路图。
图8是表示图2中所示的State F的动作例的电路图。
图9是表示图2中所示的State G的动作例的电路图。
图10是表示图2中所示的State H的动作例的电路图。
图11是表示比较例的开关电源装置的概略结构例的电路图。
图12是表示变形例1的开关电源装置的概略结构例的电路图。
图13是表示变形例2的开关电源装置的概略结构例的电路图。
符号说明
1、1A、1B 开关电源装置
10 直流输入电源
2、2B 逆变器电路
3、3A 变压器
31 一次绕组
32、321、322 二次绕组
4、4A、4B 整流平滑电路
41、42、43、44 整流二极管
5 驱动电路
9 负载
T1、T2 输入端子
T3、T4 输出端子
L1H 一次侧高压线
L1L 一次侧低压线
L21、L22 连接线
LO 输出线
LG 接地线
Vin 直流输入电压
Vout 直流输出电压
Vp、Vs(Vs1、Vs2) 电压
Ip、Is 电流
Cin 输入平滑电容器
Cout 输出平滑电容器
S1～S4 开关元件
M1～M4 MOS晶体管(MOS-FET)
SG1～SG8 驱动信号
C1、C2、Cf 电容器
D1、D2 整流二极管
Cp1、Cp4 寄生电容
Dp2、Dp3 寄生二极管
Lr 谐振电感器(漏电感)
Cr 谐振电容器
P1～P4、P7、P8 连接点
P6 中心抽头
t 时间
t1、t2 时点
Tsw 转换周期
fsw 转换频率
φ、φ1、φ2 相位差
Td14、Td23 死区时间
Ton1、Ton2 开启期间
具体实施方式
下面参照附图对用于实施本发明的实施方式进行详细说明。以下说明的实施方式全都表示本发明所优选的一个具体例子。因此，在以下的实施方式中所示的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置位置以及连接形态等，仅仅是一个例子，并不旨在限定本发明。因此，对以下的实施方式的构成要素中的、在表示本发明的最上位概念的独立权利要求中没有记载的构成要素，作为任意的构成要素进行说明。再有，各个附图仅是示意图，图示并不一定严密。另外，在各个附图中，对实质上同一的结构附加同一的符号，并且省略或简化重复的说明。再有，说明按以下的顺序进行。
1.实施方式(使用中心抽头型整流电路的情况的例子)
2.变形例
变形例1(使用桥型整流电路的情况的例子)
变形例2,3(在实施方式、变形例1中使用同步整流电路的情况的例子)
3.其他变形例
<1.实施方式>
[结构]
图1是表示本发明的一种实施方式的开关电源装置(开关电源装置1)的概略结构例的电路图。该开关电源装置1将由直流输入电源10(例如电池)供给的直流输入电压Vin变压成直流输出电压Vout，对负载9供应电力，从而发挥作为DC-DC转换器的功能。再有，作为该负载9，可以列举例如电子设备、电池等。另外，该开关电源装置1如下所述，是所谓“(绝缘型半桥)LLC谐振型”的DC-DC转换器。再有，作为开关电源装置1的变压形态，可以是上变换(升压)和下变换(降压)中的任何一种。
在此，直流输入电压Vin对应于本发明的“输入电压”的一个具体例，直流输出电压Vout对应于本发明的“输出电压”的一个具体例。另外，直流输入电源10对应于本发明的“电源”的一个具体例，具备该直流输入电源10和开关电源装置1的***对应于本发明的“电力供应***”的一个具体例。
开关电源装置1具备2个输入端子T1,T2、2个输出端子T3,T4、输入平滑电容器Cin、逆变器电路2、变压器3、整流平滑电路4和驱动电路5。对输入端子T1,T2之间输入直流输入电压Vin，并且从输出端子T3,T4之间输出直流输出电压Vout。
再有，输入端子T1,T2对应于本发明的“输入端子对”的一个具体例，输出端子T3,T4对应于本发明的“输出端子对”的一个具体例。
输入平滑电容器Cin配置在连接于输入端子T1的一次侧高压线L1H与连接于输入端子T2的一次侧低压线L1L之间。具体地说，在后述的逆变器电路2与输入端子T1,T2之间的位置上，输入平滑电容器Cin的第一端(一端)连接于一次侧高压线L1H，并且输入平滑电容器Cin的第二端(另一端)连接于一次侧低压线L1L。该输入平滑电容器Cin是用于使从输入端子T1,T2输入的直流输入电压Vin平滑化的电容器。
(逆变器电路2)
逆变器电路2配置在输入端子T1,T2与后述的变压器3的一次绕组31之间。该逆变器电路2具有4个开关元件S1～S4、电容器C1,C2和电容器Cf(飞跨电容器)、整流二极管D1,D2、谐振电感器Lr和谐振电容器Cr，是所谓“半桥型”和“NPC(Neutral-Point-Clamped)方式”的逆变器电路。再有，谐振电感器Lr也可以由后述的变压器3的漏电感构成，或者，也可以与这样的漏电感分开单独设置。
在此，开关元件S1对应于本发明的“第一开关元件”的一个具体例，开关元件S2对应于本发明的“第二开关元件”的一个具体例。同样，开关元件S3对应于本发明的“第三开关元件”的一个具体例，开关元件S4对应于本发明的“第四开关元件”的一个具体例。另外，电容器C1对应于本发明的“第一电容器”的一个具体例，电容器C2对应于本发明的“第二电容器”的一个具体例，电容器Cf对应于本发明的“第三电容器”的一个具体例。另外，整流二极管D1对应于本发明的“第一整流元件”的一个具体例，整流二极管D2对应于本发明的“第二整流元件”的一个具体例。
再有，作为开关元件S1～S4，例如使用场效应晶体管(MOS-FET：Metal OxideSemiconductor-Field Effect Transistor)、IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor)等开关元件。在图1所示的例中，开关元件S1～S4各自由MOS-FET构成。如此，在使用MOS-FET作为开关元件S1～S4的情况下，与各个开关元件S1～S4并联的电容器和二极管(在图1中未图示)可以分别由该MOS-FET的寄生电容或寄生二极管构成。
在该逆变器电路2中，在输入端子T1,T2之间(一次侧高压线L1H与一次侧低压线L1L之间)，电容器C1,C2互相串联。具体地说，在一次侧高压线L1H与连接点P1之间配置有电容器C1，在连接点P1与一次侧低压线L1L之间配置有电容器C2。另外，在这样的输入端子T1,T2之间，4个开关元件S1～S4以该顺序互相串联。具体地说，在一次侧高压线L1H与连接点P2之间配置有开关元件S1，在连接点P2与连接点P4之间配置有开关元件S2，在连接点P4与连接点P3之间配置有开关元件S3，在连接点P3与一次侧低压线L1L之间配置有开关元件S4。
另外，在该逆变器电路2中，在电容器C1,C2彼此的连接点(连接点P1)与开关元件S1,S2彼此的连接点(连接点P2)之间，配置有整流二极管D1。具体地说，在该整流二极管D1中，阳极连接于连接点P1，阴极连接于连接点P2。同样，在连接点P1与开关元件S3,S4彼此的连接点(连接点P3)之间，配置有整流二极管D2。具体地说，在该整流二极管D2中，与上述整流二极管D1相反，阳极连接于连接点P3，阴极连接于连接点P1。另外，在连接点P2(整流二极管D1的阴极)与连接点P3(整流二极管D2的阳极)之间，配置有电容器Cf。具体地说，电容器Cf的第一端连接于连接点P2，电容器Cf的第二端连接于连接点P3。
进一步说，谐振电容器Cr、谐振电感器Lr和后述变压器3的一次绕组31在开关元件S2,S3彼此的连接点(连接点P4)与上述连接点P1之间互相串联。具体地说，在图1的例子中，谐振电容器Cr的第一端连接于连接点P4，谐振电容器Cr的第二端连接于谐振电感器Lr的第一端(一端)，谐振电感器Lr的第二端(另一端)连接于上述一次绕组31的一端，该一次绕组31的另一端连接于连接点P1。
再有，上述连接点P1对应于本发明的“第一连接点”的一个具体例，上述连接点P2对应于本发明的“第二连接点”的一个具体例。同样，上述连接点P3对应于本发明的“第三连接点”的一个具体例，上述连接点P4对应于本发明的“第四连接点”的一个具体例。
在具有这样的结构的逆变器电路2中，按照由后述的驱动电路5供给的驱动信号SG1～SG4，各个开关元件S1～S4进行切换动作(开通·关断动作)，由此如下所述。也就是说，将施加在输入端子T1,T2之间的直流输入电压Vin变换成交流电压(电压Vp)，并且向变压器3(一次绕组31)输出。
(变压器3)
变压器3具有1个一次绕组31和2个二次绕组321,322。
在一次绕组31中，第一端(一端)连接于前述谐振电感器Lr的第二端(另一端)，第二端(另一端)连接于前述连接点P1。
在二次绕组321中，第一端通过后述的连接线L21连接于后述整流二极管41的阴极，第二端连接于后述整流平滑电路4内的中心抽头P6。在二次绕组322中，第一端通过后述的连接线L22连接于后述整流二极管42的阴极，第二端连接于上述中心抽头P6。总之，二次绕组321,322的第二端彼此对该中心抽头P6互相共同连接。
该变压器3对由逆变器电路2生成的电压(输入变压器3的一次绕组31的矩形脉冲波电压Vp：参照图1)进行电压变换，并且从二次绕组321,322的各个端部输出交流电压(电压Vs)。具体地说，从二次绕组321输出电压Vs1，从二次绕组322输出电压Vs2(参照图1)。再有，在这种情况下的直流输出电压Vout对直流输入电压Vin的电压变换程度由一次绕组31与二次绕组321,322的匝数比和开启期间Ton1,Ton2对后述转换周期Tsw的占空比(参照图2)来决定。
(整流平滑电路4)
整流平滑电路4具有2个整流二极管41,42和1个输出平滑电容器Cout。具体地说，该整流平滑电路4包括：具有整流二极管41,42的整流电路，以及具有输出平滑电容器Cout的平滑电路。
再有，这样的2个整流二极管41,42对应于本发明的“多个整流元件”的一个具体例。另外，输出平滑电容器Cout对应于本发明的“第四电容器”的一个具体例。
上述整流电路是所谓“中心抽头型”的整流电路。也就是说，整流二极管41,42的阳极各自连接于接地线LG，整流二极管41的阴极通过连接线L21连接于二次绕组321的前述第一端，整流二极管42的阴极通过连接线L22连接于二次绕组322的前述第一端。另外，如前所述，二次绕组321,322的第二端彼此对中心抽头P6互相共同连接，该中心抽头P6通过输出线LO连接于前述输出端子T3。再有，上述接地线LG连接于前述输出端子T4。
在上述平滑电路中，在上述输出线LO与接地线LG之间(输出端子T3,T4之间)连接有输出平滑电容器Cout。也就是说，该输出平滑电容器Cout的第一端连接于输出线LO，输出平滑电容器Cout的第二端连接于接地线LG。
关于这样的结构的整流平滑电路4，在以包括整流二极管41,42的方式构成的整流电路中，对由变压器3输出的交流电压(电压Vs)进行整流并输出。另外，在以包括输出平滑电容器Cout的方式构成的平滑电路中，对被上述整流电路整流过的电压进行平滑化，由此生成直流输出电压Vout。再有，通过像这样生成的直流输出电压Vout，从输出端子T3,T4对前述负载9供应电力。
(驱动电路5)
驱动电路5是进行分别控制逆变器电路2的开关元件S1～S4的动作的切换驱动的电路。具体地说，驱动电路5通过对开关元件S1～S4分别单独供给驱动信号SG1～SG4，来控制各个开关元件S1～S4的切换动作(开通·关断动作)。
在此，该驱动电路5在控制各个开关元件S1～S4的切换动作(进行切换驱动)时，进行脉冲宽度控制，对此在后面详细叙述。也就是说，在驱动信号SG1～SG4中，进行PWM(PulseWidth Modulation：脉宽调制)控制。
另外，驱动电路5以开关元件S1～S4的各个转换频率fsw相同(大致相同)且一定(大致一定)的方式进行上述切换驱动，对此在后面详细叙述。
再有，这样的驱动电路5对应于本发明的“驱动部”的一个具体例。
[动作和作用·效果]
(A.基本动作)
在该开关电源装置1中，在逆变器电路2中，对从直流输入电源10通过输入端子T1,T2供给的直流输入电压Vin进行转换，由此生成矩形脉冲波电压(电压Vp)。该矩形脉冲波电压被提供给变压器3的一次绕组31，并且在该变压器3中变压，由此从二次绕组321,322输出被变压后的交流电压(电压Vs)。
在整流平滑电路4中，从变压器3输出的交流电压(上述变压后的交流电压)由整流电路内的整流二极管41,42整流之后，通过平滑电路内的输出平滑电容器Cout进行平滑化。由此，从输出端子T3,T4输出直流输出电压Vout。然后，通过该直流输出电压Vout，对负载9供应电力。
(B.详细动作)
接着，参照图1～图10，对开关电源装置1的详细动作(前述脉冲宽度控制的详细内容)进行说明。
在此，图2表示开关电源装置1的动作例的时序波形图。具体地说，在该图2中，(A)～(D)分别表示前述驱动信号SG1～SG4的电压波形，(E)、(F)分别表示前述电压Vp,Vs的电压波形。再有，该图2的横轴表示时间t。
另外，在各个驱动信号SG1～SG4中为“H(高)”状态的期间相当于相应的各个开关元件S1～S4为开通状态的期间。另一方面，在各个驱动信号SG1～SG4中为“L(低)”状态的期间相当于相应的各个开关元件S1～S4为关断状态的期间。
另外，在该图2的例子中，表示通过相位移动方式进行脉冲宽度控制时的相位差φ(驱动信号SG1,SG2之间的相位差φ1和驱动信号SG3,SG4之间的相位差φ2，φ1≈φ2)，对此在后面详细叙述。进一步说，在该图2的例子中，将驱动信号SG1,SG4同时为“L”状态的期间(开关元件S1,S4同时为关断状态的期间：第一死区时间)作为死区时间Td14表示。同样，在该图2的例子中，将驱动信号SG2,SG3同时为“L”状态的期间(开关元件S2,S3同时为关断状态的期间：第二死区时间)作为死区时间Td23表示。此外，在该图2的例子中，将驱动信号SG1,SG2同时为“H”状态的期间(开关元件S1,S2同时为开通状态的期间：第一开启期间)作为开启期间Ton1表示。同样，在该图2的例子中，将驱动信号SG3,SG4同时为“H”状态的期间(开关元件S3,S4同时为开通状态的期间：第二开启期间)作为开启期间Ton2表示。
另外，在该图2中，沿着时间t设定有8个状态(图2中所示的“State A”～“State H”的各个状态)。然后，通过依次重复这8个状态(按照“State A”～“State H”的顺序)，分别规定转换周期Tsw(＝1/fsw)和转换频率fsw(参照图2)。具体地说，如图2中所示的时点t1～t2的期间对应于这样的转换周期Tsw。另外，在该转换周期Tsw内，分别包括上述开启期间Ton1,Ton2(第一开启期间和第二开启期间)和上述死区时间Td14,Td23(第一死区时间和第二死区时间)(参照图2)。
在此，图3～图10分别表示图2中所示的上述8个状态(上述“State A”～“State H”的各个状态)的动作例的电路图。在下文中，参照图2详细说明各个状态的动作例。再有，在这些图3～图10中，对如前所述由MOS-FET构成的开关元件S1～S4，分别适宜地图示开关元件S2,S3的寄生二极管Dp2,Dp3和开关元件S1,S4的寄生电容Cp1,Cp4。
(State A)
首先，在图3所示的“State A”中，开关元件S1,S2各自设定为开通状态，并且开关元件S3,S4各自设定为关断状态(参照图2的(A)～图2的(D))。于是，在变压器3的一次侧，一次电路电流(电流Ip)从直流输入电源10依次经由一次侧高压线L1H、开关元件S1、开关元件S2、谐振电容器Cr、谐振电感器Lr、一次绕组31、电容器C2和一次侧低压线L1L返回直流输入电源10。另外，这时的电压Vp的值为Vp＝(Vin/2)(参照图2的(E))。并且，在变压器3的二次侧，二次电路电流(电流Is)从二次绕组322依次经由输出线LO、输出平滑电容器Cout和负载9、接地线LG和整流二极管42返回二次绕组322。
(State B)
接着，在图4所示的“State B”中，开关元件S1为关断状态(参照图2的(A))。于是，在变压器3的一次侧，一次电路电流(电流Ip)从谐振电感器Lr依次经由一次绕组31、整流二极管D1、开关元件S2和谐振电容器Cr返回谐振电感器Lr。再有，这时，从开关元件S4的寄生电容Cp4释放电荷。另外，这时的电压Vp的值为Vp＝0(参照图2的(E))。并且，在变压器3的二次侧，二次电路电流(电流Is)从二次绕组322依次经由输出线LO、输出平滑电容器Cout和负载9、接地线LG和整流二极管42返回二次绕组322。
(State C)
接着，在图5所示的“State C”中，开关元件S4为开通状态(参照图2的(D))，执行ZVS(Zero Volt Switching)。于是，在变压器3的一次侧，一次电路电流(电流Ip)从谐振电感器Lr依次经由一次绕组31、整流二极管D1、开关元件S2和谐振电容器Cr返回谐振电感器Lr。另外，这时的电压Vp的值为Vp＝0(参照图2的(E))。并且，在变压器3的二次侧，二次电路电流(电流Is)从二次绕组322依次经由输出线LO、输出平滑电容器Cout和负载9、接地线LG和整流二极管42返回二次绕组322。
(State D)
并且，在图6所示的“State D”中，开关元件S2为关断状态(参照图2的(B))。于是，在变压器3的一次侧，一次电路电流(电流Ip)从谐振电感器Lr依次经由谐振电容器Cr、开关元件S2的寄生二极管Dp2、电容器Cf、开关元件S4、一次侧低压线L1L、电容器C2和一次绕组31返回谐振电感器Lr。总之，与上述“State A”～“State C”的期间相比，电流Ip的流动方向反转。再有，这时，在上述寄生二极管Dp2中，电压被钳位。另外，这时的电压Vp的值为Vp＝0(参照图2的(E))。并且，在变压器3的二次侧，二次电路电流(电流Is)从二次绕组321依次经由输出线LO、输出平滑电容器Cout和负载9、接地线LG和整流二极管41返回二次绕组321。总之，与上述“State A”～“State C”的期间相比，电流Is的流动路径不同。
(State E)
其次，在图7所示的“State E”中，开关元件S3为开通状态(参照图2的(C))。于是，在变压器3的一次侧，一次电路电流(电流Ip)从直流输入电源10依次经由一次侧高压线L1H、电容器C1、一次绕组31、谐振电感器Lr、谐振电容器Cr、开关元件S3、开关元件S4和一次侧低压线L1L返回直流输入电源10。另外，这时的电压Vp的值为Vp＝-(Vin/2)(参照图2的(E))。并且，在变压器3的二次侧，二次电路电流(电流Is)从二次绕组321依次经由输出线LO、输出平滑电容器Cout和负载9、接地线LG和整流二极管41返回二次绕组321。
(State F)
接着，在图8所示的“State F”中，开关元件S4为关断状态(参照图2的(D))。于是，在变压器3的一次侧，一次电路电流(电流Ip)从谐振电感器Lr依次经由谐振电容器Cr、开关元件S3、整流二极管D2和一次绕组31返回谐振电感器Lr。再有，这时，开关元件S1的寄生电容Cp1释放电荷。另外，这时的电压Vp的值为Vp＝0(参照图2的(E))。并且，在变压器3的二次侧，二次电路电流(电流Is)从二次绕组321依次经由输出线LO、输出平滑电容器Cout和负载9、接地线LG和整流二极管41返回二次绕组321。
(State G)
接着，在图9所示的“State G”中，开关元件S1为开通状态(参照图2的(A))，执行ZVS。于是，在变压器3的一次侧，一次电路电流(电流Ip)从谐振电感器Lr依次经由谐振电容器Cr、开关元件S3、整流二极管D2和一次绕组31返回谐振电感器Lr。另外，这时的电压Vp的值为Vp＝0(参照图2的(E))。并且，在变压器3的二次侧，二次电路电流(电流Is)从二次绕组321依次经由输出线LO、输出平滑电容器Cout和负载9、接地线LG和整流二极管41返回二次绕组321。
(State H)
并且，在图10所示的“State H”中，开关元件S3为关断状态(参照图2的(C))。于是，在变压器3的一次侧，一次电路电流(电流Ip)从谐振电感器Lr依次经由一次绕组31、电容器C1、一次侧高压线L1H、开关元件S1、电容器Cf、开关元件S3的寄生二极管Dp3和谐振电容器Cr返回谐振电感器Lr。总之，与上述“State E”～“State G”的期间相比，电流Ip的流动方向反转。再有，这时，在上述寄生二极管Dp3中，电压被钳位。另外，这时的电压Vp的值为Vp＝0(参照图2的(E))。并且，在变压器3的二次侧，二次电路电流(电流Is)从二次绕组322依次经由输出线LO、输出平滑电容器Cout和负载9、接地线LG和整流二极管42返回二次绕组322。总之，与上述“State E”～“State G”的期间相比，电流Is的流动路径不同。
在此，如图2的(A)～图2的(D)中的箭头所示，驱动电路5也可以分别调整开关元件S1～S4的开通状态的期间(“H”状态的期间)的开始时点或停止时点。具体地说，驱动电路5也可以分别调整开关元件S2,S3的开通状态的期间的开始时点(驱动信号SG2,SG3的上升时点)。另外，驱动电路5也可以分别调整开关元件S1,S4的开通状态的期间的停止时点(驱动信号SG1,SG4的下降时点)。其中，在调整驱动信号SG2,SG3的上升时点的情况下，前述转换周期Tsw由从驱动信号SG1,SG4的上升时点到下一个循环的驱动信号SG1,SG4的上升时点的期间规定。并且，驱动电路5也可以通过分别调整这样的开通状态的期间的开始时点或停止时点，如图2的(F)中的箭头所示，来控制直流输出电压Vout的值。再有，该图2中所示的直流输出电压Vout是无视整流二极管41,42的电压下降的情况。
另外，如图2所示，驱动电路5也可以进行调整，以使开关元件S1,S2同时为开通状态的开启期间Ton1与开关元件S3,S4同时为开通状态的开启期间Ton2在转换周期Tsw内互相不重叠。并且，驱动电路5也可以通过分别调整转换周期Tsw内的这些开启期间Ton1,Ton2的占空比，如图2的(F)中的箭头所示，来控制直流输出电压Vout的值。总之，在图2的(E)的例子中，分别调整为Vp＝(Vin/2)的开启期间Ton1的占空比DR1(＝Ton1/Tsw)与为Vp＝-(Vin/2)的开启期间Ton2的占空比DR2(＝Ton2/Tsw)，由此控制直流输出电压Vout的值。
进一步说，驱动电路5也可以通过分别调整例如开关元件S1～S4的转换频率fsw(转换周期Tsw)和上述开启期间Ton1,Ton2，如图2的(F)中的箭头所示，来控制直流输出电压Vout的值。也就是说，驱动电路5也可以进行前述的各个转换频率fsw为一定的PWM控制和调整各个转换频率fsw的值的PFM(Pulse Frequency Modulation)控制的混合控制。
以上，对图2～图10所示的一连串动作(在转换周期Tsw内的脉冲宽度控制)的说明结束。
(C.作用·效果)
接着，一边与比较例进行比较，一边对本实施方式的开关电源装置1的作用和效果进行详细说明。
(C-1.比较例)
图11是表示比较例的开关电源装置(开关电源装置101)的概略结构例的电路图。该比较例的开关电源装置101是以往一般的“LLC谐振型”的DC-DC转换器。具体地说，在该比较例的开关电源装置101中，与图1所示的本实施方式的开关电源装置1相比，分别设置逆变器电路102、变压器103和驱动电路105，来代替逆变器电路2、变压器3和驱动电路5。
该逆变器电路102与本实施方式的逆变器电路2相比，如下所述。也就是说，首先，没有设置电容器C1,C2,Cf和整流二极管D1,D2，并且设置互相串联的2个开关元件S1,S2来代替互相串联的4个开关元件S1～S4。具体地说，在一次侧高压线L1H与连接点P4之间配置有开关元件S1，并且在连接点P4与一次侧低压线L1L之间配置有开关元件S2。另外，谐振电容器Cr、谐振电感器Lr和变压器103的一次绕组31各自与前述逆变器电路2和变压器3的情况不同，在上述连接点P4与一次侧低压线L1L之间互相串联。
驱动电路105是进行分别控制逆变器电路102的开关元件S1,S2的动作的切换驱动的电路。具体地说，驱动电路105通过对开关元件S1,S2分别单独供给驱动信号SG1,SG2，来控制各个开关元件S1,S2的切换动作(开通·关断动作)。
在这样的结构的比较例的开关电源装置101(一般的“LLC谐振型”的DC-DC转换器)中，为了使直流输出电压Vout稳定化，有必要控制转换频率fsw。因此，在各个开关元件S1,S2中，导致可以进行软切换的动作范围变窄。因此，如果直流输入电压Vin、直流输出电压Vout的变动大，那么转换频率fsw的变动范围变广。如此，例如像该比较例，在直流输入电压Vin与直流输出电压Vout的比率(输入输出电压比)变大，工作电压范围广的情况下，有可能产生如下问题点。
也就是说，首先，在该比较例的开关电源装置101中，因为变压器103的变压比(匝数比)大(例如16:1左右)，所以有可能该变压器103的一次绕组31的绕组数变多，该一次绕组31的损失增大。如此，在该比较例的开关电源装置101中，有可能在变压器103的一次绕组31中的损失增大，功率损耗增大。
另外，在该比较例的开关电源装置101中，因为转换频率fsw的变动范围广(例如约800kHz～约2MHz左右)，所以在各个开关元件S1,S2中，不易进行软切换，转换损失增大，结果也有可能导致散热零部件等构件大型化。总之，在该比较例的开关电源装置101中，有可能散热零部件等构件大型化，开关电源装置101整体也大型化。此外，在该比较例的开关电源装置101中，在例如关于负载9的轻负载时、无负载时，有必要进行脉冲串控制。
(C-2.本实施方式)
对此，在本实施方式的开关电源装置1中，与例如上述比较例的开关电源装置101相比，可以获得如下作用和效果。
也就是说，首先，在本实施方式中，通过使逆变器电路2的电路结构为包括电容器C1,C2,Cf、整流二极管D1,D2等的前述结构，对包括谐振电感器Lr和谐振电容器Cr的谐振电路施加的电压(电压Vp)成为矩形脉冲波(参照图2的(E))。由此，因为该电压Vp的基波振幅(-(4/π)×(Vin/2)×sin(D2×π)～+(4/π)×(Vin/2)×sin(D1×π))比占空比小，所以能够较小地设定变压器3的变压比(例如在上述比较例的情况下为16:1，而在本实施方式中能够为一半的变压比8:1)。其结果是，在本实施方式的变压器3中，与上述比较例的变压器103的情况相比，能够减少一次绕组31的绕组数(例如为1/2)，从而能够降低在一次绕组31中的损失。
从上可知，在本实施方式中，与上述比较例等相比，可以降低开关电源装置1的功率损耗。
另外，在本实施方式中，如前所述，以开关元件S1～S4的各个转换频率fsw相同的方式，对各个开关元件S1～S4进行切换驱动，由此如下所述。也就是说，因为与上述比较例的情况相比，在各个开关元件S1～S4中的软切换容易进行，所以与上述比较例的情况相比，转换损失减小，其结果是能够谋求散热零部件等构件的小型化。因此，在本实施方式中，与上述比较例等相比，也可以谋求开关电源装置1的小型化。
另外，在本实施方式中，如前所述，能够控制直流输出电压Vout的值。进一步说，能够使整流二极管41,42以不连续模式进行动作，能够谋求低噪音化。此外，可以提高开关电源装置1的可靠性。
另外，在本实施方式中，因为通过固定各个开关元件S1～S4的占空比，使开关元件S1～S4彼此(驱动信号SG1～SG4彼此)的相位移动，控制了直流输出电压Vout的值，所以可以容易地控制直流输出电压Vout的值。进一步说，对开关元件S1～S4的控制(切换驱动)得到简化，可以提高开关电源装置1的可靠性。另外，在用Ton(n)表示各个开关元件Sn(n＝1～4)的开通期间的情况下(Ton(1)≈Ton(2)≈Ton(3)≈Ton(4))，上述各个开关元件Sn的占空比用转换周期Tsw表示为“Ton(n)/Tsw”。
进一步说，在本实施方式中，在逆变器电路2的谐振电感器Lr由变压器3的漏电感构成的情况下，因为没有必要单独设置谐振电感器Lr，所以能够降低零部件的件数。其结果是可以谋求开关电源装置1的进一步小型化、低成本化。
此外，在本实施方式中，因为逆变器电路2的开关元件S1～S4各自由MOS-FET构成，所以能够提高转换频率fsw，可以谋求零部件的小型化。
另外，在本实施方式中，因为整流平滑电路4的整流电路是中心抽头型整流电路，所以与如后所述的变形例1的情况相比，整流元件的个数变少为2个(整流二极管41,42)。其结果是可以谋求整流电路的小型化、低损耗化、低成本化。
<2.变形例>
接着，对上述实施方式的变形例(变形例1～3)进行说明。再有，在下文中，对与实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同的符号，并适当省略其说明。
[变形例1]
(结构)
图12是表示变形例1的开关电源装置(开关电源装置1A)的概略结构例的电路图。
再有，与实施方式同样，具备直流输入电源10和该开关电源装置1A的***对应于本发明的“电力供应***”的一个具体例。
在该变形例1的开关电源装置1A中，与实施方式的开关电源装置1相比，分别设置变压器3A和整流平滑电路4A，来代替变压器3和整流平滑电路4，其他的结构相同。
变压器3A具有1个一次绕组31和1个二次绕组32。也就是说，在变压器3中，设置有2个二次绕组321,322，对此在变压器3A中，仅设置有1个二次绕组32。在该二次绕组32中，第一端连接于后述整流平滑电路4A内的连接点P7，第二端连接于该整流平滑电路4A内的连接点P8。
该变压器3A也与变压器3同样，对由逆变器电路2生成的电压(矩形脉冲波电压Vp)进行电压变换，并且从二次绕组32的端部输出交流电压(电压Vs)。再有，在这种情况下的输出电压对输入电压的电压变换程度由一次绕组31与二次绕组32的匝数比和开启期间Ton1,Ton2对前述转换周期Tsw的占空比来决定。
整流平滑电路4A具有4个整流二极管41～44和1个输出平滑电容器Cout。具体地说，该整流平滑电路4A包括：具有整流二极管41～44的整流电路，以及具有输出平滑电容器Cout的平滑电路。也就是说，该整流平滑电路4A与整流平滑电路4相比，改变了整流电路的结构。
再有，这样的4个整流二极管41～44对应于本发明的“多个整流元件”的一个具体例。
该变形例1的整流电路与实施方式的整流电路(所谓“中心抽头型”的整流电路)不同，是所谓“桥型”的整流电路。也就是说，整流二极管41,43的阴极各自连接于输出线LO，整流二极管41的阳极在连接点P7连接于整流二极管42的阴极和二次绕组32的前述第一端。另外，整流二极管42,44的阳极各自连接于接地线LG，整流二极管44的阴极在连接点P8连接于整流二极管43的阳极和二次绕组32的前述第二端。
关于这样的结构的整流平滑电路4A，与整流平滑电路4同样，在以包括整流二极管41～44的方式构成的整流电路中，对由变压器3A输出的交流电压(电压Vs)进行整流并输出。
(作用·效果)
在由这样的结构构成的变形例1的开关电源装置1A中，也基本上由于与实施方式的开关电源装置1同样的作用，可以获得同样的效果。
另外，特别是在该变形例1中，因为使整流平滑电路4A的整流电路为桥型整流电路，所以与如上述实施方式的情况相比，变压器3A的绕组数(二次绕组的个数)变少为1个(二次绕组32)。其结果是可以谋求变压器3A的小型化、低损耗化。
[变形例2,3]
在变形例2,3的开关电源装置(开关电源装置1B,1C)中，与上述实施方式和变形例1相比，用如下所述的所谓同步整流电路分别代替逆变器电路2内的整流二极管D1,D2、整流平滑电路4,4A内的整流电路。
具体地说，图13是表示变形例2的开关电源装置(开关电源装置1B)的概略结构例的电路图。
在该变形例2的开关电源装置1B中，与实施方式的开关电源装置1相比，分别设置逆变器电路2B和整流平滑电路4B，来代替逆变器电路2和整流平滑电路4，其他的结构相同。
在该变形例2的同步整流电路中，如图13所示，实施方式所述的整流二极管D1,D2和整流二极管41,42各自由MOS-FET(MOS晶体管M1～M4)构成。并且，在该同步整流电路中，进行控制以便与各个MOS晶体管M1～M4的寄生二极管导通的期间同步，这些MOS晶体管M1～M4自身也为开通状态(进行同步整流)。具体地说，该变形例2的驱动电路5使用驱动信号SG5～SG8控制各个MOS晶体管M1～M4的开通·关断动作(参照图13)。
另外，在变形例3的开关电源装置(开关电源装置1C)中，与变形例1的开关电源装置1A相比，逆变器电路2和整流平滑电路4A内的整流二极管D1,D2和整流二极管41～44各自由MOS-FET构成。并且，在该变形例3的同步整流电路中，也与上述变形例2的同步整流电路同样，由驱动电路5进行控制，以便与各个MOS-FET的寄生二极管导通的期间同步，MOS-FET自身也为开通状态。
再有，与实施方式和变形例1同样，具备直流输入电源10和这些开关电源装置1B或开关电源装置1C的***对应于本发明的“电力供应***”的一个具体例。
在由这样的结构构成的变形例2,3的开关电源装置1B,1C中，也基本上由于与实施方式、变形例1的开关电源装置1,1A同样的作用，可以获得同样的效果。
另外，特别是在这些变形例2,3中，因为整流电路的多个整流元件(整流二极管)各自由MOS-FET构成，并且该整流电路为同步整流电路，所以如下所述。也就是说，因为通过这样的同步整流电路，整流时的导通损失降低，所以可以谋求整流电路的小型化、低损耗化。
<3.其他变形例>
以上，虽然列举实施方式和变形例说明了本发明，但是本发明不限于这些实施方式等，可以做出各种变化。
例如，虽然在上述实施方式等中，具体举例说明了逆变器电路的结构，但是不限于上述实施方式等的例子，例如作为逆变器电路也可以采用其他的结构。具体地说，例如关于互相串联的谐振电容器Cr、谐振电感器Lr与一次绕组31的配置关系不限于实施方式等所述的配置关系，也可以以不特定的顺序配置。
另外，虽然在上述实施方式等中，具体举例说明了变压器(一次绕组和二次绕组)的结构，但是不限于上述实施方式等的例子，例如作为变压器(一次绕组和二次绕组)也可以采用其他的结构。
进一步说，虽然在上述实施方式等中，具体举例说明了整流平滑电路(整流电路和平滑电路)的结构，但是不限于上述实施方式等的例子，例如作为整流平滑电路(整流电路和平滑电路)也可以采用其他的结构。
此外，虽然在上述实施方式等中，具体举例说明了由驱动电路进行各个开关元件的动作控制(切换驱动)的手法，但是不限于上述实施方式等的例子，作为切换驱动的手法也可以采用其他的手法。具体地说，例如关于前述的脉冲宽度控制的手法、电压Vp的矩形脉冲波化的手法等不限于上述实施方式等的手法，也可以采用其他的手法。
另外，虽然在上述实施方式等中，作为本发明的开关电源装置的一例，列举DC-DC转换器进行了说明，但是本发明也可以适用于例如AC-DC转换器等其他种类的开关电源装置。
进一步说，也可以将上述各个结构例等以任意的组合进行适用。
根据本发明的开关电源装置和本发明的电力供应***，可以降低功率损耗。
再有，本技术也能够采用以下结构。
(1)
一种开关电源装置，具备：
输入端子对，输入输入电压；
输出端子对，输出输出电压；
变压器，具有一次绕组和二次绕组；
逆变器电路，配置在所述输入端子对与所述一次绕组之间，并且以包括第一开关元件至第四开关元件、第一电容器至第三电容器、第一整流元件和第二整流元件、谐振电感器和谐振电容器的方式构成；
整流平滑电路，配置在所述输出端子对与所述二次绕组之间，并且以包括具有多个整流元件的整流电路和具有第四电容器的平滑电路的方式构成；以及
驱动部，进行分别控制所述逆变器电路的所述第一开关元件至第四开关元件的动作的切换驱动，
所述第一开关元件至第四开关元件在所述输入端子对中间以该顺序互相串联，
所述第一电容器和第二电容器在所述输入端子对中间互相串联，
所述第一整流元件配置在第一连接点与第二连接点之间，所述第一连接点是所述第一电容器和第二电容器彼此的连接点，所述第二连接点是所述第一开关元件和第二开关元件彼此的连接点，
所述第二整流元件配置在所述第一连接点与第三连接点之间，所述第三连接点是所述第三开关元件和第四开关元件彼此的连接点，
所述第三电容器配置在所述第二连接点与所述第三连接点之间，
所述谐振电容器、所述谐振电感器和所述一次绕组在第四连接点与所述第一连接点之间以不特定的顺序互相串联，所述第四连接点是所述第二开关元件和第三开关元件彼此的连接点。
(2)
所述(1)所述的开关电源装置，其中，
所述谐振电感器由所述变压器的漏电感构成。
(3)
所述(1)或所述(2)所述的开关电源装置，其中，
所述第一开关元件至第四开关元件各自由MOS-FET构成。
(4)
所述(1)至所述(3)中的任一项所述的开关电源装置，其中，
所述整流电路是中心抽头型整流电路。
(5)
所述(1)至所述(3)中的任一项所述的开关电源装置，其中，
所述整流电路是桥型整流电路。
(6)
所述(1)至所述(5)中的任一项所述的开关电源装置，其中，
所述多个整流元件各自由MOS-FET构成，所述整流电路为同步整流电路。
(7)
所述(1)至所述(6)中的任一项所述的开关电源装置，其中，
所述驱动部以所述第一开关元件至第四开关元件的各个转换频率相同的方式进行所述切换驱动。
(8)
所述(1)至所述(7)中的任一项所述的开关电源装置，其中，
所述驱动部通过分别调整所述第一开关元件至第四开关元件的开通状态的期间的开始时点或停止时点，来控制所述输出电压的值。
(9)
所述(1)至所述(8)中的任一项所述的开关电源装置，其中，
在所述切换驱动时的转换周期内，分别包括：
第一开启期间，是所述第一开关元件和第二开关元件同时成为开通状态的期间；
第二开启期间，是所述第三开关元件和第四开关元件同时成为开通状态的期间；
第一死区时间，是所述第一开关元件和第四开关元件同时成为关断状态的期间；以及
第二死区时间，是所述第二开关元件和第三开关元件同时成为关断状态的期间，
所述驱动部使所述第一开启期间与所述第二开启期间在所述转换周期内互相不重叠，并且分别调整所述转换周期内的所述第一开启期间的占空比与所述第二开启期间的占空比，由此来控制所述输出电压的值。
(10)
所述(1)至所述(9)中的任一项所述的开关电源装置，其中，
所述驱动部通过分别调整所述第一开关元件至第四开关元件的转换频率和开通状态的期间，来控制所述输出电压的值。
(11)
一种电力供应***，具备：
所述(1)至所述(10)中的任一项所述的开关电源装置，以及
电源，对所述输入端子对供给所述输入电压。
本公开含有涉及在2020年7月15日在日本专利局提交的日本优先权专利申请JP2020-121514中公开的主旨，其全部内容包括在此，以供参考。
本领域的技术人员应该理解，虽然根据设计要求和其他因素可能出现各种修改，组合，子组合和可替换项，但是它们均包含在附加的权利要求或它的等同物的范围内。

Claims (11)

1.一种开关电源装置，具备：
输入端子对，输入输入电压；
输出端子对，输出输出电压；
变压器，具有一次绕组和二次绕组；
逆变器电路，配置在所述输入端子对与所述一次绕组之间，并且以包括第一开关元件至第四开关元件、第一电容器至第三电容器、第一整流元件和第二整流元件、谐振电感器和谐振电容器的方式构成；
整流平滑电路，配置在所述输出端子对与所述二次绕组之间，并且以包括具有多个整流元件的整流电路和具有第四电容器的平滑电路的方式构成；以及
驱动部，进行分别控制所述逆变器电路的所述第一开关元件至第四开关元件的动作的切换驱动，
所述第一开关元件至第四开关元件在所述输入端子对中间以该顺序互相串联，
所述第一电容器和第二电容器在所述输入端子对中间互相串联，
所述第一整流元件配置在第一连接点与第二连接点之间，所述第一连接点是所述第一电容器和第二电容器彼此的连接点，所述第二连接点是所述第一开关元件和第二开关元件彼此的连接点，
所述第二整流元件配置在所述第一连接点与第三连接点之间，所述第三连接点是所述第三开关元件和第四开关元件彼此的连接点，
所述第三电容器配置在所述第二连接点与所述第三连接点之间，
所述谐振电容器、所述谐振电感器和所述一次绕组在第四连接点与所述第一连接点之间以不特定的顺序互相串联，所述第四连接点是所述第二开关元件和第三开关元件彼此的连接点。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中，
所述谐振电感器由所述变压器的漏电感构成。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的开关电源装置，其中，
所述第一开关元件至第四开关元件各自由MOS-FET构成。
4.根据权利要求1至权利要求3中的任一项所述的开关电源装置，其中，
所述整流电路是中心抽头型整流电路。
5.根据权利要求1至权利要求3中的任一项所述的开关电源装置，其中，
所述整流电路是桥型整流电路。
6.根据权利要求1至权利要求5中的任一项所述的开关电源装置，其中，
所述多个整流元件各自由MOS-FET构成，所述整流电路为同步整流电路。
7.根据权利要求1至权利要求6中的任一项所述的开关电源装置，其中，
所述驱动部以所述第一开关元件至第四开关元件的各个转换频率相同的方式进行所述切换驱动。
8.根据权利要求1至权利要求7中的任一项所述的开关电源装置，其中，
所述驱动部通过分别调整所述第一开关元件至第四开关元件的开通状态的期间的开始时点或停止时点，来控制所述输出电压的值。
9.根据权利要求1至权利要求8中的任一项所述的开关电源装置，其中，
在所述切换驱动时的转换周期内，分别包括：
第一开启期间，是所述第一开关元件和第二开关元件同时成为开通状态的期间；
第二开启期间，是所述第三开关元件和第四开关元件同时成为开通状态的期间；
第一死区时间，是所述第一开关元件和第四开关元件同时成为关断状态的期间；以及
第二死区时间，是所述第二开关元件和第三开关元件同时成为关断状态的期间，
所述驱动部使所述第一开启期间与所述第二开启期间在所述转换周期内互相不重叠，并且分别调整所述转换周期内的所述第一开启期间的占空比与所述第二开启期间的占空比，由此来控制所述输出电压的值。
10.根据权利要求1至权利要求9中的任一项所述的开关电源装置，其中，
所述驱动部通过分别调整所述第一开关元件至第四开关元件的转换频率和开通状态的期间，来控制所述输出电压的值。
11.一种电力供应***，具备：
权利要求1至权利要求10中的任一项所述的开关电源装置，以及
电源，对所述输入端子对供给所述输入电压。
CN202110590209.8A 2020-07-15 2021-05-28 开关电源装置和电力供应*** Pending CN113949271A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020121514A JP7439671B2 (ja) 2020-07-15 2020-07-15 スイッチング電源装置および電力供給システム
JP2020-121514 2020-07-15

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN113949271A true CN113949271A (zh) 2022-01-18

Family

ID=79291545

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110590209.8A Pending CN113949271A (zh) 2020-07-15 2021-05-28 开关电源装置和电力供应***

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11611283B2 (zh)
JP (1) JP7439671B2 (zh)
CN (1) CN113949271A (zh)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11451163B2 (en) * 2017-10-06 2022-09-20 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Power converter
TWI742358B (zh) * 2018-05-04 2021-10-11 德商伍爾特電子ｅｉＳｏｓ有限公司 功率變換器及形成其一部分的電路
JP7306316B2 (ja) * 2020-04-28 2023-07-11 Tdk株式会社 スイッチング電源装置および電力供給システム
JP2022085225A (ja) * 2020-11-27 2022-06-08 富士電機株式会社 電流検出回路、電源回路
US11876458B2 (en) * 2021-09-23 2024-01-16 Apple Inc. Hybrid charger and inverter system
WO2024077527A1 (en) * 2022-10-12 2024-04-18 Innoscience (Shenzhen) Semiconductor Co., Ltd. Nitride-based power converter and method for manufacturing thereof

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6349044B1 (en) * 1999-09-09 2002-02-19 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Zero voltage zero current three level dc-dc converter
US7372709B2 (en) * 2003-09-11 2008-05-13 The Board Of Trustees Of The University Of Illinois Power conditioning system for energy sources
JP2009273324A (ja) * 2008-05-09 2009-11-19 Panasonic Electric Works Co Ltd スイッチング電源装置
US9077255B2 (en) * 2013-01-11 2015-07-07 Futurewei Technologies, Inc. Resonant converters and methods
JP6161998B2 (ja) 2013-03-21 2017-07-12 株式会社ダイヘン 電源装置及びアーク加工用電源装置
JP6388154B2 (ja) * 2014-08-26 2018-09-12 富士電機株式会社 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN108123605B (zh) * 2018-01-31 2020-06-26 华为技术有限公司 电源变换电路的控制方法以及相关电源变换电路
CN108964478B (zh) * 2018-09-19 2023-10-27 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 谐振型开关变换器

Also Published As

Publication number Publication date
JP7439671B2 (ja) 2024-02-28
JP2022018418A (ja) 2022-01-27
US20220021312A1 (en) 2022-01-20
US11611283B2 (en) 2023-03-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10284099B2 (en) Hybrid power converters combining switched-capacitor and transformer-based stages
CN113949271A (zh) 开关电源装置和电力供应***
US8542501B2 (en) Switching power-supply apparatus
US7463498B1 (en) Apparatus for isolated switching power supply with coupled output inductors
JP4819902B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置
CN114094830A (zh) 开关电源装置和电力供应***
EP1748539A2 (en) Switching power supply with surge voltage suppression
US8068355B1 (en) Apparatus for isolated switching power supply with coupled output inductors
JP2014011940A (ja) 電流共振型ｄｃｄｃコンバータ
KR20100018061A (ko) 다중 출력 스위칭 전원 장치
US6185111B1 (en) Switching power supply apparatus
US11296607B2 (en) DC-DC converter
US11063526B2 (en) Power conversion equipment
US20110069513A1 (en) Current-Sharing Power Supply Apparatus With Bridge Rectifier Circuit
US11843316B2 (en) Wide-voltage-range DC-DC converters
EP3748834B1 (en) Power supply device
JP2006180599A (ja) 電源装置
US7157887B2 (en) Direct amplitude modulation for switch mode power supplies
JP7275667B2 (ja) スイッチング電源装置
JP3934654B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2022063977A (ja) スイッチング電源装置および電力供給システム
JP7434713B2 (ja) スイッチング電源装置
CN116964921A (zh) 开关电源装置和电力供应***
JP2024054576A (ja) スイッチング制御装置、電力変換装置および電力供給システム
CN116941173A (zh) 开关电源装置和电力供应***

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination