JP4436353B2 - スイッチング電源において電流および電圧を制御する制御回路 - Google Patents

スイッチング電源において電流および電圧を制御する制御回路 Download PDF

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Description

本発明は、一次側によって制御されるスイッチング電源において電流および電圧を制御する回路に関する。スイッチング電源は、一次側主巻線および二次側主巻線を有する変圧器を備えており、電気エネルギのパルスが一次側から二次側に伝達される。一次側スイッチは、一次側主巻線を流れる一次電流のオン・オフを切り替える。さらに、本発明は、一次側において制御されるスイッチング電源において出力電圧および出力電流を制御する方法に関する。
電気装置が動作するには、通常、装置が正しく動作するように正確に規定された電源電圧が必要であり、この電源電圧は、多くの場合、電力網によって供給される本線電圧から独立している。その結果として、コンピュータやテレビなど多くの電気装置は、電源ユニットを備えている。バッテリ給電型の装置も、バッテリの充電状態から独立に内部の動作電圧を一定に維持するための電源ユニットを備えている。
電源ユニットの機能は、電源電圧（ほとんどの場合は本線電圧）を、電気装置に供給するために必要な、より高い、またはより低い電源電圧に変換することである。電源ユニットの一次側に電源電圧が印加され、二次側に電気装置が接続される。
さらに、電力網システムと電気装置との直接的なオーミック接続は、安全上の理由から許容されない。従って、電力網の高交流電圧が電気装置に達することができないように、一次側と二次側とが互いに電気的に分離されている。これは変圧器によって達成されており、変圧器は、一次側から二次側への電気エネルギの伝達もする。
装置を安全に動作させることができるように、二次側の出力電力を制御しなければならない。この目的に要求される制御は、一次側または二次側のいずれにおいても行うことができるが、それぞれ利点および欠点がある。二次側によって制御される電源ユニットでは、入力と出力との間が電気的に分離されていないことがしばしばある。結果的に、このタイプのユニットは、バッテリによって動作する装置など、すでに電気的分離のあるところで使用される。
本発明は、一次側において制御されるスイッチング電源に関する。
公知のように、スイッチング電源は、電力網の交流電圧の周波数（ヨーロッパの電力網においては約５０Ｈｚ）では内部的に動作せず、より高いクロック周波数（通常は２０ｋＨｚ以上）にて動作する。
この周波数の増大は、一次側スイッチによって行われ、一次側スイッチは、例えば少なくとも１つのＭＯＳＦＥＴによって形成することができる。ＭＯＳＦＥＴ以外には、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）をこの目的に使用することもできる。必要な直流電圧は、電力網の交流電圧から整流器によって生成される。次いで、この直流電圧は、所定の周波数にてオンおよびオフに切り替えられ、それによってその周波数の交流電圧が生成される。
従来の線形制御電源ユニット（linearly controlled power supply）と比較したときのスイッチング電源の利点は、変圧器を内部的に制御する周波数が大幅に高いことである。変圧器の必要な巻線数は周波数に反比例して減少するため、銅損を著しく低減することができ、要求される変圧器が大幅に小型化する。使用される変圧器が重い鉄心を備えている必要がないため、電源ユニットを、より軽量、よりコンパクトに構築することができる。さらに、スイッチング電源の他の構成要素も小型化することができ、結果としてコストが低減する。
スイッチング電源の欠点は、可聴ノイズが発生しうることである。このノイズは、一方では、周波数が高いときに極めて大きなエネルギを持つスイッチング電流によって生じる。
他方では、ノイズは、スイッチング電源の周波数制御によって生じる。この理由は、変圧器の高速オン・オフ切り替えであり、これにより、その周波数が人の可聴周波数範囲内である場合、うなり音が聞こえることがある。
前述したように、出力と入力とを電気的に分離する必要があり、従って、変圧器の制御は、生成される高周波交流電圧によって行われる。変圧器は、少なくとも１つの一次側主巻線および少なくとも１つの二次側主巻線を備えており、これらは互いに磁気的に結合されている。通常、一次側主巻線におけるスイッチを使用して、一次巻線を流れる電流のオン・オフを切り替える。このようにして、電気エネルギが一次側主巻線に蓄えられる。
必要な出力電力は、二次側巻線における出力であり、一次側巻線のエネルギは蓄えられるたびに二次側巻線に伝達される。
このように、高クロック周波数を有するエネルギパルスは、電力網から一次側スイッチを通じて取り出され、一次巻線と二次巻線との磁気的な結合によって出力に伝達される。エネルギの実際の伝達または変換は、様々な時点において行うことができ、それに応じて、遮断変換器（blocking converter）、フロー変換器（flow converter）、および共振変換器の区別がなされる。
以下では、遮断変換器の場合についてのみ説明し、遮断変換器では、スイッチの遮断段階中、すなわち一次側主巻線に電流が流れていないときに、一次側から二次側へのエネルギの伝達が起こる。
家庭電化製品、携帯電話、パーソナルコンピュータなど多くの民生用機器の場合のように、出力電圧として直流電圧を生成するときには、二次巻線にて誘起される交流電圧を、追加の二次側整流段において直流電圧に変換しなければならない。この直流電流は、ローパスフィルタによってさらに平滑化され、従って出力電圧のうねり（waviness）が減少する。
出力電力の制御は、通常は閉制御ループによって行われ、この場合の制御の目標は、あらゆる動作条件下で出力電圧を一定に維持することである。制御変数を生成する公知のソリューションとして、例えば特許文献１に記載されているような、一次側補助巻線によるフィードバックが挙げられる。一次側スイッチがオフに切り替えられると、一次側補助巻線に電圧パルスが誘起される。このパルスを使用して、出力電圧に比例する補助電圧を生成する。この場合、補助巻線にかかる電圧が制御範囲内に収まるように制御する。この情報が得られるのは、遮断段階中、すなわちスイッチがオフに切り替えられている間のみであるため、中断時およびフロー段階の電圧値を保持するサンプリング・保持回路が含まれている。
補助電圧の値は実際の値を成し、目標値である基準電圧と比較される。実際の値と目標値との差、すなわち制御偏差を一次側スイッチの制御に反映させ、従って、伝達されるエネルギを調整することができる。本線電圧の変動と負荷電流の変化とが、制御回路によって制御される。
周波数とパルス幅の制御は、いずれもスイッチ制御によって行われる。スイッチオン時点は、遮断段階の持続時間、従って周波数を規定する。スイッチオフ時点は、電流が流れる持続時間、従って、伝達されるエネルギに対応するパルス幅を決める。
そのような一次側制御スイッチング電源用の公知の制御回路は、特許文献１から導くことができる。この公知の配置構成の構造を図８に示してあり、その機能について以下に詳しく説明する。
最も重要な構成要素の１つが変圧器であり、変圧器は、一次側と二次側とを電気的に分離しており、一次側主巻線ＰＷと二次側主巻線ＶＳとを備えている。これら２つの主巻線は、電気エネルギのパルスを一次側から二次側に伝達できるように磁気的に結合されている。
一次側主巻線におけるエネルギの流れは、一次側スイッチＴ１によって制御される。スイッチＴ１のオン・オフを切り替えることにより、一次側主巻線ＰＷによって一次電流をオフに切り替えることができる。一次側主巻線に蓄えられるエネルギは、スイッチオフの時に巻線を流れている電流量に依存する。この電流が大きいほど、蓄えられて二次側に伝達されるエネルギも大きくなる。
エネルギのパルスの伝達は、スイッチＴ１の遮断段階の間、すなわちスイッチおよび一次側主巻線に電流が流れていないときに起こる。トランジスタＴ１のスイッチングはドライバ８０１によって制御され、ドライバ８０１は電源電圧ＶＰによって給電される。
さらに、変圧器は、一次側補助巻線ＨＷを有し、一次側スイッチＴ１がオフに切り替えられると、この補助巻線に電圧パルスが誘起される。補助巻線に誘起される電圧パルスは出力電圧に比例し、出力電圧は、二次側にかかっている負荷に依存する。補助巻線に誘起される電圧パルスのレベルを制御変数として使用し、制御範囲内に収まるように制御する。
制御の作動に関与するのは、トランジスタＴ１と、そのスイッチオン時点およびスイッチオフ時点である。図６は、図８の配置構成の一次側スイッチＴ１の制御信号Ｇの過程を示している。スイッチオフ持続時間ｔｏｕｔ、従ってクロック周波数は、スイッチオン時点ｔｔｉｎによって制御することができる。エネルギのパルスの幅ｔｉｎ、従って一次側主巻線における伝達されるエネルギは、スイッチオフ時点ｔｔｏｕｔによって調整することができる。
スイッチオフ時点は、一次電流比較器８０２によって決定される。一次側主巻線ＰＷおよびトランジスタＴ１を流れる一次電流は抵抗器Ｒ５にも流れ込み、この電流により、抵抗器Ｒ５の電圧降下が生じる。一次電流比較器８０２において、この電圧降下を固定の基準電圧と比較する。基準電圧を上回る場合、ドライバ８０１は、トランジスタＴ１が導電状態から遮断状態となるように制御信号Ｇを切り替える。従って、従来技術におけるスイッチオフ時点は、一次側補助巻線における制御変数の影響を受けず、従って、伝達されるパルスあたりのエネルギ量は同じである。
スイッチオン時点は、制御変数によって決定される。この情報は、遮断段階中、すなわちスイッチがオフに切り替えられているときにのみ得られるため、中断時およびフロー段階の電圧値を保持するサンプリング・保持回路Ｓ＆Ｈが含まれている。
制御変数は、一次側スイッチＴ１のスイッチオン時点の決定に影響を与える。制御変数を、時間とともに急上昇する基準電圧Ｅｘｐ．Ｒｅｆと比較する。急上昇基準電圧が制御変数に達するとトランジスタＴ１がオンに切り替わり、一次側主巻線に電流が流れる。
特許文献１に記載されている配置構成においては、出力電圧は、二次側にかかっている負荷とともに変化する。この変化を補償するため、クロック周波数を増減させる。これは、遮断段階を通じて、すなわちスイッチオン時点を通じてのみ行われる。スイッチオン時点に対するスイッチオフ時点、従って電流フロー持続時間は、つねに等しいままである。
負荷が小さいときには、出力側で消費されるエネルギが少ない。出力側に伝達されるパルスあたりのエネルギは同じであるため、より少ないエネルギが伝達されるようにスイッチ制御のクロック周波数を下げなくてはならない。出力側にかかる負荷が再び増した場合、より多量のエネルギが二次側に供給されるように、クロック周波数を上げる。
国際公開第２００４／０８２１１９号パンフレット
前述したように、公知の制御回路では、目標値からの補助電圧の偏差に依存して周波数が調整されるため、出力電圧が負荷に依存するという問題がある。負荷が小さいときには、出力電圧と、それに対応する補助巻線における補助電圧とが高くなる。負荷が増すにつれて出力電圧が降下し、それに対応して補助巻線における補助電圧が降下する。
従って、本発明の目的は、出力電圧の負荷依存性を低減することである。
引用した制御回路のさらなる問題は、負荷が小さい場合に、低周波数を有する高エネルギのパルスが切り替えられ、可聴ノイズが生じうることである。さらに、それに関連する問題として、出力電圧のうねりが比較的大きい。
従って、本発明のさらなる目的は、このノイズを低減させることと、出力電圧のうねりを低減させることである。さらなる問題は、クロック周波数の制御の失敗が起こりやすいことである。クロック周波数の制御では、補助巻線において取得された電圧を急上昇基準と比較し、巻線に電流が流れるようにスイッチを再びオンに切り替えるタイミングを決定する。基準電圧は、タップ電圧に一致するまで、関数Ｕ−ｒｅｆ＝ｋ（１−ｅ（−ｔ／ｔａｕ））にほぼ従って上昇する。
サンプリング・保持デバイスの出力は、急上昇基準との比較が行われる短い期間の間、一定に維持される。
急上昇基準電圧は、特にスイッチング時間がより長いときには一定に維持される補助電圧にゆっくりと近づく。急上昇基準電圧と、一定に維持されている出力電圧との交点までの時間が比較的長い場合、基準電圧と出力電圧との差が小さく、タイミング決定の干渉となり得る。この状況は、図７における曲線７０１として示される。
従って、本発明のさらなる目的は、スイッチオン時点の時間的な決定の失敗を起こりにくくすることである。
これらの目的は、本発明によると、独立請求項の特徴を備えている制御回路によって解決される。
本発明の有利な発展形態は、いくつかの従属請求項の主題である。
本発明によると、一次側によって制御されるスイッチング電源において出力電圧もしくは出力電流、またはその両方を制御する制御回路であって、スイッチング電源が、一次側主巻線および二次側主巻線を有する変圧器であって、電気エネルギのパルスが一次側主巻線から二次側主巻線に伝達される、変圧器と、一次側主巻線を流れる一次電流のオン・オフを制御回路の制御信号に応答して切り替える一次側スイッチと、一次側スイッチがオフに切り替えられた後に電圧パルスが誘起される一次側補助巻線であって、電圧パルスのレベルが二次側における負荷に依存する、一次側補助巻線と、制御変数を生成するために電圧パルスのレベルをサンプリングおよび格納するサンプリング・保持デバイスであって、制御信号が制御変数に基づいて生成される、サンプリング・保持デバイスと、一次側スイッチのスイッチオフ時点を一次電流に依存して決定する一次電流比較器と、を備えている、制御回路、が提供される。
本発明の第１の態様によると、一次側スイッチのスイッチオフ時点が、一次側主巻線を一次電流が流れる時間の短縮が異なるように制御変数に依存して追加的に影響され得るように、制御変数が一次電流比較器にフィードバックされる。特に負荷が小さいときには、より小さいエネルギのパルスが切り替えられ、かつ、スイッチのクロック周波数が上げられる。周波数を上げ、伝達されるエネルギを減少することによって、動作ノイズが減少し、かつ、出力電圧のうねりが減少する。
有利な実施形態によると、制御回路は、一次側スイッチのスイッチオン時点を制御変数に依存して決定するように、従って、一次側主巻線を一次電流が流れない時間を決定するように、さらに設計されている。スイッチのスイッチオフとスイッチオンとの両方が制御回路によって制御される。スイッチに関するさらなる制御は不要である。
有利な実施形態によると、制御変数のフィードバックは分圧器によって行われ、分圧器は回路によって容易に実現することができる。
有利な実施形態によると、フィードバックの前に制御変数を増幅することによって、制御変数の信号が弱すぎることが防止される。
有利な実施形態によると、演算増幅器がネットワークを介して接続されており、演算増幅器の増幅度（amplification）は、ネットワークによって調整する。すなわち、可変に決められ得る増幅度を得ることができる。
さらに、有利な方策として、分圧器は２つの抵抗器から成り、第１の抵抗器の第１の端子が増幅器の出力に接続されており、第１の抵抗器の第２の端子が一次電流比較器の入力と、第２の抵抗器の第１の端子とに接続されており、第２の抵抗器の第２の端子が、一次側スイッチの一次電流伝導端子に接続されている。
本発明のさらなる態様によると、制御回路は増幅器を備えており、増幅器の非反転入力がサンプリング・保持デバイスの出力に接続されており、増幅器の出力がフィードバックネットワークを介して増幅器の反転入力に接続されており、フィードバックネットワークが、第１の抵抗器と、第１の抵抗器に直列に接続されているキャパシタと、第１の抵抗器およびキャパシタに並列に接続されている第２の抵抗器と、第１および第２の抵抗器ならびにキャパシタの並列接続に直列に接続されておりかつ接地されている第３の抵抗器と、を備えている。増幅度が高いため、制御変数をより正確に制御することができる。
本発明のさらなる態様によると、一次側補助巻線における電圧パルスから生成される電圧が、二次側にかかっている負荷に依存して上昇するように、一次側補助巻線とサンプリング・保持デバイスとの間に補正ネットワークが接続されている。これによって、出力電圧の負荷依存性を低減することができる。
有利な実施形態によると、電圧は、二次側にかかっている負荷に依存してキャパシタにおいて切り替えられ、キャパシタ電圧によって、一次側測定入力端子に印加される電圧が抵抗器を通じて下がる。
さらに有利な方策として、補正ネットワークは、３つの抵抗器と、１つのダイオードと、１つのキャパシタとを備えており、第１の抵抗器の第１の端子が制御回路に接続されており、第１の抵抗器の第２の端子が補助巻線に接続されており、第２の抵抗器の第１の端子が第１の抵抗器の第１の端子に接続されており、第２の抵抗器の第２の端子がキャパシタの第１の端子に接続されており、第３の抵抗器の第１の端子がキャパシタの第１の端子に接続されており、第３の抵抗器の第２の端子がダイオードのアノード端子に接続されており、ダイオードのカソード端子が補助巻線に接続されており、キャパシタの第２の端子が接地されている。
本発明のさらなる態様によると、制御回路は、制御変数と比較器電圧とを比較することによって、一次側スイッチのスイッチオン時点を決定し、さらには、比較器電圧が制御変数に依存して決定されるように設計されている。従って、比較には、急上昇する基準電圧ではなく、出力電圧自体に依存する直線的に上昇する基準電圧が使用される。その利点として、スイッチオン時点の決定の失敗が起こりにくくなる。
有利な実施形態によると、制御回路は、一次側スイッチのスイッチオフ時点を一次電流に依存して決定する一次電流比較器を有するように、さらに設計されている。スイッチのスイッチオンおよびスイッチオフの両方が、制御回路によって制御される。スイッチに関するさらなる制御は不要である。
有利な実施形態によると、比較器電圧は、キャパシタに蓄電することによって決定される。
有利な実施形態によると、トランジスタがキャパシタの蓄電を制御する。
さらに、有利な方策として、制御変数が増幅されるように、制御回路の中に第１の増幅器が形成されており、第１の増幅器の非反転入力が第１のトランジスタのコレクタ入力に接続されており、第１の増幅器の反転入力がサンプリング・保持デバイスの出力と第２の増幅器の非反転入力とに接続されており、第１の増幅器の出力が第１のトランジスタのベース入力に接続されており、第１のトランジスタのエミッタ出力がキャパシタの第１の端子に接続されており、第１のトランジスタのコレクタ入力が抵抗器を介して定電圧源に接続されており、キャパシタの第１の端子が、第２の増幅器の反転入力と第２のトランジスタのコレクタ入力とに接続されており、第２の増幅器の出力が制御信号に影響を与え、キャパシタの第２の端子が接地されており、第２のトランジスタのエミッタ出力が接地されており、第２のトランジスタのベース入力が内部の放電信号に接続されている。
以下では、添付の図面を使用して本発明について詳しく説明する。類似または一致する細部は、同じ参照数字によって表してある。
図１は、本発明の第１の実施形態による、一次側によって制御されるスイッチング電源において出力電圧もしくは出力電流、またはその両方を制御する制御回路のブロック図を示している。
上述したように、特許文献１による制御回路においては、トランジスタＴ１のスイッチオフ時点は、制御変数の影響を受けずに決定される。従って、伝達されるパルスあたりのエネルギは出力電圧に依存しない。出力において必要な電圧を提供するために、制御はクロック周波数を設定できるのみである。出力に大きな負荷がかかり、より大きなエネルギが必要である場合、周波数を上げる。従って、負荷が小さい場合には、周波数を再び下げる。負荷が小さい場合にパルスあたり伝達されるエネルギは負荷が大きい場合と同じである。
本発明の１つの態様によると、トランジスタＴ１のスイッチオフ時点が制御変数に依存して影響され得るように、制御変数、従って二次側にかかっている負荷に関する情報が、一次電流比較器１０２にフィードバックされる。従って、スイッチオフ時点によって決まるスイッチオン持続時間ｔｏｎを、出力における負荷に依存して短縮することができる。
２つの抵抗器Ｒ３，Ｒ４を有する分圧器は、一次電流比較器１０２に印加される電圧が基準電圧により早く達するように影響する。従って、トランジスタがより早くオフに切り替えられ、その結果として、一次側主巻線に蓄えられるエネルギが少ない。出力に伝達されるエネルギがより少ないため、制御は、スイッチのクロック周波数を高めることによって応答する。
出力にかかっている負荷が小さい場合、出力電圧が高く、従って、一次側補助巻線においてタップされる補助電圧も大きく、なぜなら、補助電圧は出力電圧に対応するためである。補助電圧は、サンプリング・保持デバイスＳ＆Ｈを介して第１の抵抗器Ｒ３および第２の抵抗器Ｒ４にも印加される。この追加的に印加される電圧は、出力における負荷の減少とともに高くなり、この電圧により、一次電流比較器１０２に印加される電圧が高まり、これによって一次電流比較器の一定の基準電圧により早く達する。
この拡張方策によって達成される利点は、特に負荷が小さいとき、より小さいエネルギのパルスが伝達され、伝達がより高い周波数で行われることである。従って、スイッチング周波数が可聴範囲内である負荷範囲がより小さくなる。さらに、パルスあたりのエネルギがより小さいことに起因して、生じるノイズがより小さくなる。さらに、それによって出力電圧のうねりが大幅に減少する。
有利な実施形態によると、制御変数は、分圧器を介して一次電流比較器にフィードバックされる前に最初に増幅される。
この目的のため、図２において明らかであるように、増幅器、この場合には演算増幅器ＯＰ１が使用されている。演算増幅器ＯＰ１の出力は、第１の抵抗器Ｒ３の第１の端子に接続されており、かつ、ネットワークを介して演算増幅器ＯＰ１自身の反転入力に接続されている。演算増幅器ＯＰ１の非反転入力は、サンプリング・保持デバイスＳ＆Ｈの出力に接続されている。
第１の抵抗器Ｒ３の第２の端子は、一次電流比較器１０２の入力と、第２の抵抗器Ｒ４の第１の端子とに接続されている。第２の抵抗器Ｒ４の第２の端子は、一次側スイッチＴ１の一次電流伝導端子と、抵抗器Ｒ５の第１の端子とに接続されている。抵抗器Ｒ５の第２の端子は接地されている。
演算増幅器ＯＰ１の出力と反転入力との間のネットワークは、演算増幅器ＯＰ１の増幅度を決め、４つの抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ６、およびＲ７と、１つのキャパシタＣ１とから成る。しかしながら、当業者には、別のネットワークも使用して増幅度を決定することもできるであろう。
第１の抵抗器Ｒ１の第１の端子は、演算増幅器ＯＰ１の出力と、第３の抵抗器Ｒ６の第１の端子と、分圧器の第１の抵抗器Ｒ３の第１の端子とに接続されている。第１の抵抗器Ｒ１の第２の端子は、キャパシタＣ１の第１の端子に接続されている。キャパシタＣ１の第２の端子は、演算増幅器ＯＰ１の反転入力と、第２の抵抗器Ｒ２の第１の端子と、第４の抵抗器Ｒ７の第１の端子と、第３の抵抗器Ｒ６の第２の端子とに接続されている。第２の抵抗器Ｒ２の第２の端子は、電源電圧Ｖｃｃに接続されている。第４の抵抗器Ｒ７の第２の端子は接地されている。
サンプリング・保持デバイスＳ＆Ｈの下流に追加の増幅器ＯＰ１を挿入することによってと、この演算増幅器ＯＰ１の出力および反転入力の可変接続（variable connection）とによって、制御回路の負荷依存性を大幅に低減させることが可能である。
第１の抵抗器Ｒ１は、キャパシタＣ１に直列に接続されている。第３の抵抗器Ｒ６は、これらに並列に接続されている。キャパシタＣ１の積分挙動（integrating behavior）によって、これらに並列である第３の抵抗器Ｒ６の抵抗値をより大きくすることができる。
それによって制御増幅度（control amplification）が高まり、それにより、電圧制御の負荷依存性が低減し、制御変数をより正確に制御することができる。
素子Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０、Ｃ２、およびＤ１は、図３に関する説明の中で扱う。
図３は、図２にも含まれている補正ネットワークを備えている、本発明による制御回路のブロック図を示しており、以下では、この補正ネットワークの機能について詳しく説明する。
二次側の負荷に起因して二次ライン（secondary line）において電圧が降下し、なぜなら、電流が流れるときの電源の内部抵抗に起因して電圧降下が起こるためである。従って、出力電圧は、電流が流れていない場合よりも小さくなる。
一次側測定入力（Ｕ）（サンプリング・保持デバイスＳ＆Ｈの入力に等しい）における、電圧パルスから生成される電圧が、二次側にかかっている負荷に依存して上昇するように、一次側補助巻線ＨＷとサンプリング・保持デバイスＳ＆Ｈとの間に補正ネットワークが接続されている。
補正ネットワークの個別構成によって、かかっている負荷に起因する二次ラインにおける電圧降下と、出力電圧の上昇とを対応させることが可能である。
この利点として、出力電圧が負荷に依存せず、なぜなら、補正ネットワークによって、かかっている負荷に応じて制御変数が低減されるためである。
１つの有利な実施形態によると、補正ネットワークは、少なくとも１つのキャパシタＣ２と１つの抵抗器Ｒ８とを備えており、キャパシタにおける電圧は、負荷と、第２の抵抗器Ｒ９および第３の抵抗器Ｒ１０と、整流器（例：ダイオードＤ１）とに依存する。キャパシタの電圧によって、抵抗器の作用により、一次側測定入力（Ｕ）に印加される電圧が下がる。
第１の抵抗器Ｒ８の第１の端子は、サンプリング・保持デバイスＳ＆Ｈの入力に接続されており、第１の抵抗器Ｒ８の第２の端子は、補助巻線ＨＷに接続されている。第２の抵抗器Ｒ９の第１の端子は、第１の抵抗器Ｒ８の第１の端子に接続されており、第２の抵抗器Ｒ９の第２の端子は、キャパシタＣ２の第１の端子に接続されている。第３の抵抗器Ｒ１０の第１の端子は、キャパシタＣ２の第１の端子に接続されており、第３の抵抗器Ｒ１０の第２の端子は、ダイオードＤ１のアノード端子に接続されている。ダイオードＤ１のカソード端子は、補助巻線ＨＷに接続されており、キャパシタＣ２の第２の端子は接地されている。
トランジスタＴ１がオンに切り替えられると、補助巻線ＨＷに負の電圧が生じ、その結果として、ダイオードＤ１および第３の抵抗器Ｒ１０を通じてと、第１の抵抗器Ｒ８および第２の抵抗器Ｒ９を通じて、電流が流れる。これにより、キャパシタＣ２が負に蓄電される。
トランジスタＴ１がオフに切り替えられると、最初に補助巻線ＨＷに正の電圧が生じ、次いで、この電圧は０Ｖまで降下する。ダイオードＤ１によって遮断されているため、電流は抵抗器Ｒ１０およびダイオードＤ１を流れることができない。キャパシタＣ２が、第１の抵抗器Ｒ８および第２の抵抗器Ｒ９を通じて放電され、これによって第１の抵抗器Ｒ８において電圧降下が生じる。キャパシタＣ２の放電によって生じる、第１の抵抗器Ｒ８にかかる電圧により、トランジスタＴ１をオフに切り替えたときの電圧パルスの高さが低減する。補正ネットワークの素子が適切に構成されている場合、負荷による二次側における電圧降下がこの低減によって補償される。
制御により、一次側測定入力における電圧の降下が補償されて目標値に達するように出力電圧がより高く調整されるため、補助巻線ＨＷにおける電圧が上昇する。このように、補助巻線ＨＷにおける電圧の上昇は、一次側測定入力における電圧が降下することの間接的な結果である。
トランジスタＴ１のスイッチオン持続時間（その間にキャパシタＣ２が蓄電される）は、負荷には依存せず、なぜなら、スイッチオフ時点が制御変数から独立に決定されるためである。トランジスタＴ１のスイッチオフ持続時間（その間にキャパシタＣ２が放電される）は、負荷に依存し、なぜなら、スイッチオン時点が出力電圧に依存して調整されるためである。
負荷が小さいときには、トランジスタＴ１のクロック周波数は低く、従って、スイッチオフ持続時間が長い。負荷が大きい場合には、トランジスタＴ１のクロック周波数は高く、従って、スイッチオフ持続時間が短い。
周波数がより低いときにも、キャパシタＣ２は等しく蓄電されるが、放電時間がより長いため、キャパシタＣ２の負荷が小さい。キャパシタＣ２の負荷が小さいと、第１の抵抗器Ｒ８における電圧降下も小さい。
二次側における負荷が大きく、周波数が高い場合には、キャパシタＣ２の放電時間は短く、この結果として、キャパシタＣ２の蓄電量が大きくなる。キャパシタの蓄電量が大きいと、第１の抵抗器Ｒ８における電圧降下も大きい。
従って、一次側測定入力（Ｕ）における電圧パルスのレベルは、負荷が小さければわずかに低く、負荷が大きければ大幅に低くなる。
図４は、上述した分圧器Ｒ３，Ｒ４と、補正ネットワークＲ８、Ｒ９、Ｒ１０、Ｄ１、Ｃ２とを備えている、本発明による制御回路のブロック図を示している。
従って、この制御回路は、スイッチオフ時点、すなわちスイッチオン持続時間が出力電圧に依存する制御と、制御変数として使用される補助巻線ＨＷにおける補助電圧が二次側にかかっている負荷に依存しない制御との両方を行う。
図５は、電圧−時間分割器のブロック図を示している。スイッチング電源における電圧−時間分割器の目的は、一次側スイッチのスイッチオン時点を制御変数を利用して決定することである。
特許文献１に記載の従来技術においては、制御変数と急上昇基準電圧とを比較する。両方の電圧が同じであるタイミングを、トランジスタＴ１のスイッチオン時点として使用する。
図７は、この電圧比較の信号図を示している。時間ｔに対する電圧Ｕを示している。この図は、２つの異なる入力電圧Ｖｉｎ１およびＶｉｎ２を示している。
入力電圧と比較される、急上昇基準電圧７０１は、特許文献１に記載の従来技術に対応する。
このような急上昇基準電圧では、スイッチオン時点を正しく決定できないことが多い。２つの電圧が同じになるまでの時間が長い場合、入力電圧と基準電圧との間の差は非常に小さい。これは、特に入力電圧が高い場合に顕著である。結果として、スイッチオン時点の決定において、小さな干渉によって時間的に大きな誤差が生じる。
図５における本発明による電圧−時間変換器（voltage-time converter）においては、基準電圧または比較器電圧は、制御変数に依存して決定される。キャパシタＣ３が蓄電され、このキャパシタＣ３における電圧を比較器電圧として使用する。キャパシタＣ３の蓄電は制御変数に依存する。
さらに、この電圧−時間変換器はスイッチＴ２を備えており、このスイッチは図５においてはトランジスタとして実装されている。このトランジスタＴ２は入力電圧によって制御され、従って、キャパシタＣ３に流れ込む電流はトランジスタＴ２によって決定される。
この電圧−時間変換器は、第１の増幅器ＯＰ２と、第２の演算増幅器ＯＰ３と、第２のトランジスタＴ３と、抵抗器Ｒ１１とをさらに備えている。
第１の増幅器ＯＰ２は、制御変数が増幅されるように形成されており、第１の増幅器ＯＰ２の非反転入力が第１のトランジスタＴ２のコレクタ入力に接続されている。第１の増幅器の反転入力は、サンプリング・保持デバイスの出力と、第２の増幅器ＯＰ３の非反転入力とに接続されている。
第１の増幅器ＯＰ２の出力は、トランジスタＴ２のベース入力に接続されている。第１のトランジスタＴ２のエミッタ出力は、キャパシタＣ３の第１の端子に接続されている。
第１のトランジスタＴ２のコレクタ入力は、抵抗器Ｒ１１を介して定電圧源Ｖｃｃにも接続されている。キャパシタＣ３の第１の端子は、第２の増幅器ＯＰ３の反転入力と第２のトランジスタＴ３のコレクタ入力とに接続されている。第２の増幅器ＯＰ３の出力は、ドライバ１０１に接続されており、従って、一次側スイッチの制御信号Ｇに影響を与える。キャパシタＣ３の第２の端子と第２のトランジスタＴ３のエミッタ出力は、接地されている。第２のトランジスタＴ３のベース入力は、内部の放電信号に接続されている。
増幅器ＯＰ２は、自身の非反転入力および反転入力が同じであるように、下流に接続されているトランジスタＴ２を流れる電流を自身の出力電圧を通じて調整する。従って、非反転入力における電圧は入力電圧と同じである。抵抗器Ｒ１１における電圧は、電源電圧Ｖｃｃと入力電圧との差から得られる。電源電圧は一定のままであるため、抵抗器における電圧は、入力電圧の上昇につれて降下する。
抵抗器Ｒ１１を流れる電流は、トランジスタＴ２を経てキャパシタＣ３にも流れ込み、これによりキャパシタＣ３が蓄電される。従って、入力電圧が高い場合、キャパシタＣ３の蓄電電流は、入力電圧が低い場合よりも小さい。第１の増幅器における決定された入力電圧に対して、キャパシタの蓄電電流は一定のままである。第２の増幅器ＯＰ３は、入力電圧と、キャパシタＣ３に印加されている電圧とを比較する。次のスイッチオン時点を決定できるように、放電信号の後、トランジスタＴ３によってキャパシタＣ３が放電される。
直線上昇比較器電圧７０２は、この挙動の結果であり、この電圧も図７に示してある。図７は、２つの入力電圧Ｖｉｎ１およびＶｉｎ２の場合の、傾きの異なる直線上昇基準電圧を示している（曲線７０２および７０３）。直線的に上昇する２本の基準電圧と一定の入力電圧との交点は、それぞれ、時間ｔ１、ｔ２において起こる。これは、急上昇基準電圧（曲線７０１）の場合のスイッチオン時点に一致する。
本発明による直線的な比較器電圧の利点は、タイミングの決定の失敗が起こりにくいことである。この利点は、図７のグラフに見ることができる。タイムｔｘにおいて、一定の入力電圧Ｖｉｎ２から直線的な比較器電圧までの距離は、急上昇比較器電圧までの距離よりも大幅に大きい。従って、同程度のタイミング短縮を起こす干渉の大きさは、新規の比較器電圧の方が、急上昇比較器電圧７０１におけるよりも大幅に大きい。
当業者には明らかであるように、上記の実施形態によるそれぞれの態様は、図２に見ることができるように、互いに任意に組み合わせることができる。図２に示した制御回路には、制御変数を一次電流比較器１０２にフィードバックするための分圧器Ｒ３，Ｒ４が含まれている。さらに、増幅器の出力がフィードバックネットワークを介してサンプリング・保持デバイスＳ＆Ｈにフィードバックされる。さらに、補助巻線ＨＷとサンプリング・保持デバイスＳ＆Ｈとの間に、補正ネットワークが接続されている。この改良された電圧−時間変換器では、一次側スイッチＴ１のスイッチオン時点の決定の失敗が起こりにくい。
本発明の第１の実施形態による、その用途環境において分圧器を備えている制御回路のブロック図 本発明の第２の実施形態による制御回路の一部のブロック図 本発明のさらなる実施形態による、補正ネットワークを備えている制御回路のブロック図 本発明のさらなる実施形態による、分圧器と補正ネットワークとを備えている制御回路のブロック図 電圧−時間変換器のブロック図 一次側スイッチの制御信号の時間に対する定性的な過程 電圧−時間変換器における電圧の比較の信号図 従来技術の制御回路のブロック図

Claims (32)

  1. 一次側によって制御されるスイッチング電源において出力電圧もしくは出力電流、またはその両方を制御する制御回路であって、前記スイッチング電源が、
    一次側（ＰＷ）主巻線および二次側（ＶＳ）主巻線を有し、電気エネルギのパルスが前記一次側主巻線から前記二次側主巻線に伝達される変圧器と、
    前記一次側主巻線を流れる一次電流のオン・オフを前記制御回路の制御信号（Ｇ）に応答して切り替える一次側スイッチ（Ｔ１）と、
    前記一次側スイッチがオフに切り替えられた後に電圧パルスが誘起され、前記電圧パルスのレベルが二次側における負荷に依存する一次側補助巻線（ＨＷ）と、
    制御変数を生成するために前記電圧パルスのレベルをサンプリングおよび格納し、前記制御信号が前記制御変数に基づいて生成されるサンプリング・保持デバイス（Ｓ＆Ｈ）と、
    を備えており、
    前記制御回路が、前記一次側スイッチのスイッチオフ時点を前記一次電流に依存して決定する一次電流比較器（１０２）を備えており、
    前記一次側スイッチの前記スイッチオフ時点が、前記一次側主巻線を前記一次電流が流れている持続時間の短縮が異なるように前記制御変数に依存して追加的に影響され得るように、前記制御変数が前記一次電流比較器にフィードバックされ、
    前記一次側スイッチのスイッチオン時点を前記制御変数に依存して決定し、これにより前記一次側主巻線を一次電流が流れない持続時間を決定するように、設計されている、制御回路。
  2. 一次側によって制御されるスイッチング電源において出力電圧もしくは出力電流、またはその両方を制御する制御回路であって、前記スイッチング電源が、
    一次側（ＰＷ）主巻線および二次側（ＶＳ）主巻線を有し、電気エネルギのパルスが前記一次側主巻線から前記二次側主巻線に伝達される変圧器と、
    前記一次側主巻線を流れる一次電流のオン・オフを前記制御回路の制御信号（Ｇ）に応答して切り替える一次側スイッチ（Ｔ１）と、
    前記一次側スイッチがオフに切り替えられた後に電圧パルスが誘起され、前記電圧パルスのレベルが二次側における負荷に依存する一次側補助巻線（ＨＷ）と、
    制御変数を生成するために前記電圧パルスのレベルをサンプリングおよび格納し、前記制御信号が前記制御変数に基づいて生成されるサンプリング・保持デバイス（Ｓ＆Ｈ）と、
    を備えており、
    前記制御回路が、前記一次側スイッチのスイッチオフ時点を前記一次電流に依存して決定する一次電流比較器（１０２）を備えており、
    前記一次側スイッチの前記スイッチオフ時点が、前記一次側主巻線を前記一次電流が流れている持続時間の短縮が異なるように前記制御変数に依存して追加的に影響され得るように、前記制御変数が前記一次電流比較器にフィードバックされ、
    前記制御変数が分圧器によって前記一次電流比較器にフィードバックされる、制御回路。
  3. 前記制御変数が分圧器によって前記一次電流比較器にフィードバックされる、請求項１に記載の制御回路。
  4. 前記制御変数が前記フィードバックの前に増幅されるように、前記サンプリング・保持デバイスが増幅器（ＯＰ１）に接続されている、請求項１から請求項３のいずれかに記載の制御回路。
  5. 前記増幅器が演算増幅器であり、前記サンプリング・保持デバイスの出力が前記演算増幅器の非反転入力に接続されており、前記演算増幅器の出力が前記分圧器の端子に接続されており、前記演算増幅器の反転入力がネットワークに接続されている、請求項４に記載の制御回路。
  6. 前記分圧器が第１および第２の抵抗器（Ｒ３，Ｒ４）から成り、前記第１の抵抗器（Ｒ３）の第１の端子が前記増幅器の出力に接続されており、前記第１の抵抗器（Ｒ３）の第２の端子が前記一次電流比較器の入力と、前記第２の抵抗器（Ｒ４）の第１の端子とに接続されており、
    前記第２の抵抗器の第２の端子が、前記一次側スイッチの一次電流伝導端子に接続されている、
    請求項４または請求項５に記載の制御回路。
  7. 増幅器（ＯＰ１）を備えており、
    前記増幅器の非反転入力が前記サンプリング・保持デバイス（Ｓ＆Ｈ）の出力に接続されており、前記増幅器の出力がフィードバックネットワークを介して前記増幅器の反転入力に接続されており、前記フィードバックネットワークが、第１の抵抗器（Ｒ１）と、前記第１の抵抗器に直列に接続されているキャパシタ（Ｃ１）と、前記第１の抵抗器（Ｒ１）および前記キャパシタ（Ｃ１）に並列に接続されている第２の抵抗器（Ｒ６）と、前記第１および第２の抵抗器ならびに前記キャパシタの並列接続に直列に接続されておりかつ接地されている第３の抵抗器（Ｒ７）と、を備えている、
    請求項１に記載の制御回路。
  8. 前記一次側補助巻線における前記電圧パルスから生成される電圧が、前記二次側にかかっている負荷に依存して上昇するように、前記一次側補助巻線と前記サンプリング・保持デバイス（Ｓ＆Ｈ）との間に補正ネットワークが接続されている、
    請求項１から請求項７のいずれかに記載の制御回路。
  9. 前記制御変数を比較器電圧と比較することによって、前記一次側スイッチ（Ｔ１）の前記スイッチオン時点を決定するように構成されており、
    前記比較器電圧が前記制御変数に依存して決定されるように、さらに構成されている、
    請求項１、請求項７または請求項８に記載の制御回路。
  10. 一次側によって制御されるスイッチング電源において出力電圧もしくは出力電流、またはその両方を制御する方法であって、前記スイッチング電源が、
    一次側（ＰＷ）主巻線および二次側（ＶＳ）主巻線を有しする変圧器であって、電気エネルギのパルスが前記一次側主巻線から前記二次側主巻線に伝達される変圧器と、
    前記一次側主巻線を流れる一次電流のオン・オフを制御回路の制御信号（Ｇ）に応答して切り替える一次側スイッチ（Ｔ１）と、
    前記一次側スイッチがオフに切り替えられた後に電圧パルスが誘起され、前記電圧パルスのレベルが二次側における負荷に依存する一次側補助巻線（ＨＷ）と、
    制御変数を生成するために前記電圧パルスのレベルをサンプリングおよび格納し、前記制御信号が前記制御変数に基づいて生成されるサンプリング・保持デバイス（Ｓ＆Ｈ）と、
    を備えており、前記方法が、
    前記一次電流を基準と比較して、前記一次側スイッチのスイッチオフ時点を前記一次電流に依存して決定するステップと、
    前記比較するステップにおける前記一次側スイッチの前記スイッチオフ時点が、前記一次側主巻線を前記一次電流が流れている持続時間の短縮が異なるように影響されるように、前記制御変数を前記一次電流比較器にフィードバックするステップと、
    前記一次側スイッチのスイッチオン時点、およびこれにより、前記一次側主巻線を一次電流が流れない持続時間が、前記制御変数に依存して決定されるステップと、
    を含んでいる、方法。
  11. 前記制御変数が、フィードバックされる前に増幅されるステップをさらに含む、請求項１０に記載の方法。
  12. 一次側によって制御されるスイッチング電源において出力電圧もしくは出力電流、またはその両方を制御する制御回路であって、前記スイッチング電源が、
    一次側（ＰＷ）主巻線および二次側（ＶＳ）主巻線を有し、電気エネルギのパルスが前記一次側主巻線から前記二次側主巻線に伝達される変圧器と、
    前記一次側主巻線を流れる一次電流のオン・オフを前記制御回路の制御信号（Ｇ）に応答して切り替える一次側スイッチ（Ｔ１）と、
    前記一次側スイッチがオフに切り替えられた後に電圧パルスが誘起され、前記電圧パルスのレベルが二次側における負荷に依存する一次側補助巻線（ＨＷ）と、
    制御変数を生成するために前記電圧パルスのレベルをサンプリングおよび格納し、前記制御信号が前記制御変数に基づいて生成されるサンプリング・保持デバイス（Ｓ＆Ｈ）と、
    を備えており、
    前記制御回路が、前記一次側スイッチのスイッチオフ時点を前記一次電流に依存して決定する一次電流比較器（１０２）を備えており、
    前記制御回路が、前記一次側スイッチのスイッチオン時点を前記制御変数に依存して決定し、これにより前記一次側主巻線を一次電流が流れない持続時間を規定するように、設計されており、
    前記制御回路が増幅器（ＯＰ１）を備えており、前記増幅器の非反転入力が前記サンプリング・保持デバイスの出力に接続されており、前記増幅器の出力がフィードバックネットワークを介して前記増幅器の反転入力に接続されており、
    前記フィードバックネットワークが、第１の抵抗器（Ｒ１）と、前記第１の抵抗器に直列に接続されているキャパシタ（Ｃ１）と、前記第１の抵抗器（Ｒ１）および前記キャパシタ（Ｃ１）に並列に接続されている第２の抵抗器（Ｒ６）と、前記第１および第２の抵抗器ならびに前記キャパシタの並列接続に直列に接続されておりかつ接地されている第３の抵抗器（Ｒ７）と、を備えている、
    制御回路。
  13. 前記増幅器が演算増幅器である、請求項１２に記載の制御回路。
  14. 前記一次側スイッチ（Ｔ１）の前記スイッチオフ時点が、前記一次側主巻線を前記一次電流が流れている持続時間の短縮が異なるように前記制御変数に依存して追加的に影響され得るように、前記制御変数が前記一次電流比較器（１０２）にフィードバックされる、
    請求項１２または請求項１３に記載の制御回路。
  15. 前記一次側補助巻線における前記電圧パルスから生成される電圧が、前記二次側にかかっている負荷に依存して上昇するように、前記一次側補助巻線（ＨＷ）と前記サンプリング・保持デバイス（Ｓ＆Ｈ）との間に補正ネットワークが接続されている、
    請求項１２から請求項１４のいずれかに記載の制御回路。
  16. 前記制御変数を比較器電圧と比較することによって、前記一次側スイッチ（Ｔ１）の前記スイッチオン時点を決定し、
    前記比較器電圧が前記制御変数に依存して決定されるように、さらに構成されている、
    請求項１２から請求項１５のいずれかに記載の制御回路。
  17. 一次側によって制御されるスイッチング電源において出力電圧もしくは出力電流、またはその両方を制御する制御回路であって、前記スイッチング電源が、
    一次側（ＰＷ）主巻線および二次側（ＶＳ）主巻線を有し、電気エネルギのパルスが前記一次側主巻線から前記二次側主巻線に伝達される変圧器と、
    前記一次側主巻線を流れる一次電流のオン・オフを前記制御回路の制御信号（Ｇ）に応答して切り替える一次側スイッチ（Ｔ１）と、
    前記一次側スイッチがオフに切り替えられた後に電圧パルスが誘起され、前記電圧パルスのレベルが二次側における負荷に依存する一次側補助巻線（ＨＷ）と、
    制御変数を生成するために前記電圧パルスのレベルをサンプリングおよび格納し、前記制御信号が前記制御変数に基づいて生成されるサンプリング・保持デバイス（Ｓ＆Ｈ）と、
    を備えており、
    前記制御回路が、前記一次側スイッチのスイッチオフ時点を前記一次電流に依存して決定する一次電流比較器（１０２）を備えており、
    前記制御回路が、前記一次側スイッチのスイッチオン時点を前記制御変数に依存して決定し、これにより前記一次側主巻線を一次電流が流れない持続時間を規定するように構成されており、
    前記一次側補助巻線における前記電圧パルスから生成される電圧が、前記二次側にかかっている負荷に依存して上昇するように、前記一次側補助巻線と前記サンプリング・保持デバイス（Ｓ＆Ｈ）との間に補正ネットワークが接続されている、
    制御回路。
  18. 前記補正ネットワークがキャパシタ（Ｃ２）と抵抗器（Ｒ８）とを少なくとも備えており、
    前記キャパシタにおける電圧が前記二次側にかかっている負荷に依存し、前記キャパシタ電圧によって、一次側測定入力における電圧が前記抵抗器を通じて下がる、
    請求項１７に記載の制御回路。
  19. 前記補正ネットワークが、第１の抵抗器と、第２の抵抗器と、第３の抵抗器と、ダイオードと、キャパシタとを少なくとも備えており、
    前記第１の抵抗器（Ｒ８）の第１の端子が前記制御回路に接続されており、前記第１の抵抗器の第２の端子が前記補助巻線に接続されており、前記第２の抵抗器（Ｒ９）の第１の端子が前記第１の抵抗器（Ｒ８）の第１の端子に接続されており、前記第２の抵抗器（Ｒ９）の第２の端子が前記キャパシタ（Ｃ２）の第１の端子に接続されており、
    前記第３の抵抗器（Ｒ１０）の第１の端子が前記キャパシタ（Ｃ２）の第１の端子に接続されており、前記第３の抵抗器（Ｒ１０）の第２の端子が前記ダイオード（Ｄ１）のアノード端子に接続されており、前記ダイオード（Ｄ１）のカソード端子が前記補助巻線に接続されており、前記キャパシタ（Ｃ２）の第２の端子が接地されている、
    請求項１７に記載の制御回路。
  20. 前記一次側スイッチ（Ｔ１）の前記スイッチオフ時点が、前記一次側主巻線を前記一次電流が流れている持続時間の短縮が異なるように前記制御変数に依存して追加的に影響され得るように、前記制御変数が前記一次電流比較器（１０２）にフィードバックされる、
    請求項１７に記載の制御回路。
  21. 増幅器（ＯＰ１）を備えており、
    前記増幅器の非反転入力が前記サンプリング・保持デバイス（Ｓ＆Ｈ）の出力に接続されており、前記増幅器の出力がフィードバックネットワークを介して前記増幅器の反転入力に接続されており、
    前記フィードバックネットワークが、第１の抵抗器（Ｒ１）と、前記第１の抵抗器に直列に接続されているキャパシタ（Ｃ１）と、前記第１の抵抗器（Ｒ１）および前記キャパシタ（Ｃ１）に並列に接続されている第２の抵抗器（Ｒ６）と、前記第１および第２の抵抗器ならびに前記キャパシタの並列接続に直列に接続されておりかつ接地されている第３の抵抗器（Ｒ７）と、を備えている、
    請求項１７または請求項２０に記載の制御回路。
  22. 前記制御変数を比較器電圧と比較することによって、前記一次側スイッチ（Ｔ１）の前記スイッチオン時点を決定し、
    前記比較器電圧が前記制御変数に依存して決定されるように、さらに設計されている、
    請求項１７、請求項２０または請求項２１に記載の制御回路。
  23. 一次側によって制御されるスイッチング電源において出力電圧もしくは出力電流、またはその両方を制御する方法であって、前記スイッチング電源が、
    一次側（ＰＷ）主巻線および二次側（ＶＳ）主巻線を有し、電気エネルギのパルスが前記一次側主巻線から前記二次側主巻線に伝達される変圧器と、
    前記一次側主巻線を流れる一次電流のオン・オフを前記制御回路の制御信号（Ｇ）に応答して切り替える一次側スイッチ（Ｔ１）と、
    前記一次側スイッチがオフに切り替えられた後に電圧パルスが誘起され、前記電圧パルスのレベルが二次側における負荷に依存する一次側補助巻線（ＨＷ）と、
    制御変数を生成するために前記電圧パルスのレベルをサンプリングおよび格納し、前記制御信号が前記制御変数に基づいて生成されるサンプリング・保持デバイス（Ｓ＆Ｈ）と、
    を備えており、前記方法が、
    前記一次電流を基準と比較して、前記一次側スイッチのスイッチオフ時点を前記一次電流に依存して決定するステップと、
    前記一次側スイッチのスイッチオン時点、およびこれにより前記一次側主巻線を一次電流が流れない持続時間を前記制御変数に依存して決定するステップと、
    前記一次補助巻線における前記電圧パルスから生成される電圧を、前記二次側にかかっている負荷に依存して高めるステップと、
    を含んでいる、方法。
  24. 一次側によって制御されるスイッチング電源において出力電圧もしくは出力電流、またはその両方を制御する制御回路であって、前記スイッチング電源が、
    一次側（ＰＷ）主巻線および二次側（ＶＳ）主巻線を有し、電気エネルギのパルスが前記一次側主巻線から前記二次側主巻線に伝達される変圧器と、
    前記一次側主巻線を流れる一次電流のオン・オフを前記制御回路の制御信号（Ｇ）に応答して切り替える一次側スイッチ（Ｔ１）と、
    前記一次側スイッチがオフに切り替えられた後に電圧パルスが誘起され、前記電圧パルスのレベルが二次側における負荷に依存する一次側補助巻線（ＨＷ）と、
    を備えており、
    前記制御回路が、制御変数を生成するために前記電圧パルスのレベルをサンプリングおよび格納するサンプリング・保持デバイス（Ｓ＆Ｈ）を備えており、前記制御信号が前記制御変数に基づいて生成され、
    前記制御回路が、前記制御変数を比較器電圧と比較することによって前記一次側スイッチの前記スイッチオン時点を規定し、これにより前記一次側主巻線を一次電流が流れない持続時間を規定するように、設計されており、
    前記制御回路が、前記比較器電圧が前記制御変数に依存して決定されるように、さらに設計されている、
    制御回路。
  25. 前記一次側スイッチのスイッチオフ時点を前記一次電流に依存して決定する一次電流比較器（１０２）をさらに備えている、請求項２４に記載の制御回路。
  26. キャパシタの蓄電によって前記比較器電圧が決定されるように、キャパシタ（Ｃ３）が接続されており、前記キャパシタの蓄電度が制御変数に依存する、
    請求項２４または請求項２５に記載の制御回路。
  27. 前記キャパシタ（Ｃ３）の前記蓄電が、前記制御変数に依存してトランジスタ（Ｔ２）によって制御される、請求項２６に記載の制御回路。
  28. 前記制御変数が増幅されるように、前記制御回路の中に第１の増幅器（ＯＰ２）が形成されており、
    前記第１の増幅器の非反転入力が前記第１のトランジスタ（Ｔ２）のコレクタ入力に接続されており、前記第１の増幅器の反転入力が前記サンプリング・保持デバイスの出力と前記第２の増幅器（ＯＰ３）の非反転入力とに接続されており、前記第１の増幅器の出力が前記第１のトランジスタ（Ｔ２）のベース入力に接続されており、前記第１のトランジスタ（Ｔ２）のエミッタ出力が前記キャパシタ（Ｃ３）の第１の端子に接続されており、前記第１のトランジスタ（Ｔ２）の前記コレクタ入力が抵抗器を介して定電圧源に接続されており、前記キャパシタ（Ｃ３）の前記第１の端子が、前記第２の増幅器の反転入力と第２のトランジスタ（Ｔ３）のコレクタ入力とに接続されており、前記第２の増幅器（ＯＰ３）の出力が制御信号（Ｇ）に影響を与え、前記キャパシタ（Ｃ３）の第２の端子が接地されており、前記第２のトランジスタ（Ｔ３）のエミッタ出力が接地されており、前記第２のトランジスタ（Ｔ３）のベース入力が内部の放電信号に接続されている、
    請求項２５に記載の制御回路。
  29. 前記一次側スイッチ（Ｔ１）の前記スイッチオフ時点が、前記一次側主巻線を前記一次電流が流れている持続時間の短縮が異なるように前記制御変数に依存して追加的に影響され得るように、前記制御変数が前記一次電流比較器（１０２）にフィードバックされる、
    請求項２５に記載の制御回路。
  30. 増幅器（ＯＰ１）を備えており、
    前記増幅器の非反転入力が前記サンプリング・保持デバイス（Ｓ＆Ｈ）の出力に接続されており、前記増幅器の出力がフィードバックネットワークを介して前記増幅器の反転入力に接続されており、
    前記フィードバックネットワークが、第１の抵抗器（Ｒ１）と、前記第１の抵抗器に直列に接続されているキャパシタ（Ｃ１）と、前記第１の抵抗器（Ｒ１）および前記キャパシタ（Ｃ１）に並列に接続されている第２の抵抗器（Ｒ６）と、前記第１および第２の抵抗器ならびに前記キャパシタの並列接続に直列に接続されておりかつ接地されている第３の抵抗器（Ｒ７）と、を備えている、
    請求項２４に記載の制御回路。
  31. 前記一次側補助巻線における前記電圧パルスから生成される電圧が、前記二次側にかかっている負荷に依存して上昇するように、前記一次側補助巻線（ＨＷ）と前記サンプリング・保持デバイス（Ｓ＆Ｈ）との間に補正ネットワークが接続されている、
    請求項２４に記載の制御回路。
  32. 一次側によって制御されるスイッチング電源において出力電圧もしくは出力電流、またはその両方を制御する方法であって、前記スイッチング電源が、
    一次側（ＰＷ）主巻線および二次側（ＶＳ）主巻線を有し、電気エネルギのパルスが前記一次側主巻線から前記二次側主巻線に伝達される変圧器と、
    前記一次側主巻線を流れる一次電流のオン・オフを前記制御回路の制御信号（Ｇ）に応答して切り替える一次側スイッチと、
    前記一次側スイッチがオフに切り替えられた後に電圧パルスが誘起され、前記電圧パルスのレベルが二次側における負荷に依存する一次側補助巻線と、
    制御変数を生成するために前記電圧パルスのレベルをサンプリングおよび格納し、前記制御信号が前記制御変数に基づいて生成されるサンプリング・保持デバイスと、
    を備えており、前記方法が、
    前記制御変数を、前記制御変数によって影響される比較器電圧と比較するステップと、
    前のステップの結果に依存して前記一次側スイッチのスイッチオン時点を決定し、これにより前記一次側主巻線を一次電流が流れない持続時間が決定されるステップと、
    を含んでいる、方法。

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Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200845529A (en) * 2007-05-11 2008-11-16 Richtek Technology Corp An apparatus and method for utilizing an auxiliary coil in an isolation voltage-converter to accomplish multiple functions and protections
CA2761979A1 (en) * 2008-05-13 2009-11-19 Igo, Inc. Circuit and method for ultra-low idle power
US7770039B2 (en) * 2008-05-29 2010-08-03 iGo, Inc Primary side control circuit and method for ultra-low idle power operation
US7779278B2 (en) * 2008-05-29 2010-08-17 Igo, Inc. Primary side control circuit and method for ultra-low idle power operation
US7795760B2 (en) * 2008-07-25 2010-09-14 Igo, Inc. Load condition controlled power module
US7800252B2 (en) * 2008-06-27 2010-09-21 Igo, Inc. Load condition controlled wall plate outlet system
US7795759B2 (en) * 2008-06-27 2010-09-14 iGo, Inc Load condition controlled power strip
US8305776B2 (en) * 2008-07-30 2012-11-06 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for primary-side regulation in off-line switching-mode flyback power conversion system
US8488342B2 (en) 2008-10-21 2013-07-16 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converters with primary-side sensing and regulation
US9350252B2 (en) 2008-10-21 2016-05-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for protecting power conversion systems based on at least feedback signals
US8526203B2 (en) 2008-10-21 2013-09-03 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converter with primary-side sensing and regulation
JP5341627B2 (ja) * 2009-06-11 2013-11-13 パナソニック株式会社 半導体装置およびスイッチング電源装置
DE102009034350A1 (de) * 2009-07-23 2011-02-03 Tridonicatco Gmbh & Co. Kg Verfahren und Schaltung zur Leistungsfaktor-Korrektur
US9088217B2 (en) * 2009-08-20 2015-07-21 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for load compensation with primary-side sensing and regulation for flyback power converters
CN102624237B (zh) 2011-02-01 2015-09-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于反激式电源变换器的动态阈值调节的***和方法
KR101241470B1 (ko) * 2011-02-24 2013-03-11 엘지이노텍 주식회사 전류 조절 장치
CN102801325B (zh) 2011-05-23 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 用于电源变换器的开关频率和峰值电流调节的***和方法
DE102011104441A1 (de) 2011-06-16 2012-12-20 Fujitsu Technology Solutions Intellectual Property Gmbh Schaltnetzteil, Betriebsverfahren und Verwendung eines Schaltnetzteils in einem Computer
CN102916586B (zh) * 2011-08-04 2014-04-02 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源变换器的***和方法
US9165518B2 (en) 2011-08-08 2015-10-20 Samsung Display Co., Ltd. Display device and driving method thereof
US9019188B2 (en) 2011-08-08 2015-04-28 Samsung Display Co., Ltd. Display device for varying different scan ratios for displaying moving and still images and a driving method thereof
EP2573920B1 (en) * 2011-09-21 2019-01-16 Helvar Oy Ab A circuit for providing an operating voltage
CN103078489B (zh) 2011-10-25 2015-12-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于利用开关频率抖动减少电磁干扰的***和方法
US9299301B2 (en) 2011-11-04 2016-03-29 Samsung Display Co., Ltd. Display device and method for driving the display device
US9208736B2 (en) 2011-11-28 2015-12-08 Samsung Display Co., Ltd. Display device and driving method thereof
US9129572B2 (en) 2012-02-21 2015-09-08 Samsung Display Co., Ltd. Display device and related method
EP2637304A1 (de) * 2012-03-05 2013-09-11 Siemens Aktiengesellschaft Digitaleingabeeinheit
CN103368400B (zh) 2012-03-31 2015-02-18 昂宝电子（上海）有限公司 用于恒压控制和恒流控制的***和方法
TWI465748B (zh) * 2012-08-29 2014-12-21 Chroma Ate Inc 具有正負極性電壓輸出之耐壓測試裝置
CN102946197B (zh) 2012-09-14 2014-06-25 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换***的电压和电流控制的***和方法
CN103036438B (zh) 2012-12-10 2014-09-10 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换***中的峰值电流调节的***和方法
US9124189B2 (en) * 2013-02-01 2015-09-01 Infineon Technologies Austria Ag Converter with galvanic isolation
US9407152B2 (en) 2013-11-11 2016-08-02 Lg Innotek Co., Ltd. Current regulation apparatus
CN103618292B (zh) 2013-12-06 2017-01-11 昂宝电子（上海）有限公司 用于保护电源变换***免受热失控的***和方法
KR102212956B1 (ko) * 2015-12-03 2021-02-04 한국전기연구원 플라이백 컨버터의 출력전압 감지회로
US10714956B2 (en) 2016-04-05 2020-07-14 Adam Gleason Apparatus, system, and method for battery charging
US10361577B2 (en) 2016-04-05 2019-07-23 Adam Gleason Battery charging and cooling apparatus
DE102017102608B3 (de) * 2017-02-09 2018-05-09 Avl Software And Functions Gmbh Aktiver Filter für bipolare Spannungsquellen
CN109768709B (zh) 2018-12-29 2021-03-19 昂宝电子（上海）有限公司 基于功率变换器中的负载条件的电压补偿***和方法
CN113726155A (zh) * 2020-05-25 2021-11-30 炬芯科技股份有限公司 Dc/dc电压转换器及增强负载瞬态响应的控制方法

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5430405A (en) * 1992-08-12 1995-07-04 Lambda Electronics Inc. Control circuit for converters operating in the discontinuous mode
US5936852A (en) * 1996-07-15 1999-08-10 Siemens Aktiengesellschaft Osterreich Switched mode power supply with both main output voltage and auxiliary output voltage feedback
JP3219050B2 (ja) * 1998-04-28 2001-10-15 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US5956242A (en) * 1998-06-29 1999-09-21 Philips Electronics North America Corporation Switched-mode power supply having a sample-and-hold circuit with improved sampling control
JP3337009B2 (ja) * 1999-07-02 2002-10-21 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US6445598B1 (en) * 1999-12-09 2002-09-03 Sanken Electric Co., Ltd. Dc-dc converter
US6480401B2 (en) * 2001-03-13 2002-11-12 Astec International Limited Method and apparatus for reducing standby power in power supplies
US6545882B2 (en) * 2001-08-15 2003-04-08 System General Corp. PWM controller having off-time modulation for power converter
KR100840246B1 (ko) * 2002-01-25 2008-06-20 페어차일드코리아반도체 주식회사 플라이백 컨버터
JP3753112B2 (ja) * 2002-08-20 2006-03-08 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置
US6661679B1 (en) * 2002-10-28 2003-12-09 System General Corporation PWM controller having adaptive off-time modulation for power saving
JP2004274885A (ja) 2003-03-07 2004-09-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチング電源装置
DE10310361B4 (de) 2003-03-10 2005-04-28 Friwo Mobile Power Gmbh Ansteuerschaltung für Schaltnetzteil
US6958920B2 (en) * 2003-10-02 2005-10-25 Supertex, Inc. Switching power converter and method of controlling output voltage thereof using predictive sensing of magnetic flux
JP4348241B2 (ja) * 2003-12-08 2009-10-21 株式会社東海理化電機製作所 負荷制御回路
US7054170B2 (en) 2004-01-05 2006-05-30 System General Corp. Power-mode controlled power converter
JP3741134B2 (ja) 2004-03-30 2006-02-01 サンケン電気株式会社 スイッチング電源
US7088598B2 (en) * 2004-04-02 2006-08-08 System General Corp. Power-mode control circuitry for power converters

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