JP4424841B2

JP4424841B2 - Interference signal canceller

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Inventors: 昌敏高田; 陽一村上
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Filing date: 2000-10-27
Publication date: 2010-03-03
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、広帯域の希望信号と狭帯域の干渉信号とを含んだ入力信号から当該干渉信号を除去する干渉信号除去装置に関し、特に、希望信号までも除去してしまうことを抑制するための工夫をした干渉信号除去装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば受信機により受信する受信信号には、受信を希望する信号（希望信号）と共に、当該希望信号に干渉してしまう信号（干渉信号）が含まれる場合がある。
まず、ＩＥＥＥ８０２．１１の無線ＬＡＮを例として、広帯域の希望信号と狭帯域の干渉信号に関して説明する。
【０００３】
なお、「広帯域」や「狭帯域」という語は相対的な意味で用いられており、具体的には、狭帯域干渉信号の占有帯域幅と比較して十分にその占有帯域幅が広い信号のことを広帯域信号と言い、例えば狭帯域干渉信号の占有帯域幅の１０倍以上の占有帯域幅を有する信号のことを広帯域信号と言う。一例として、ここで説明する無線ＬＡＮでは、広帯域信号の占有帯域幅が例えば２６ＭＨｚ（１波当たりの周波数）であり、狭帯域信号の占有帯域幅が例えば２ＭＨｚ（１波当たりの周波数）である。
【０００４】
ＩＥＥＥ８０２．１１の無線ＬＡＮでは、大別すると、直接拡散（ＤＳＳＳ：Direct Sequence Spread Spectrum）方式と周波数ホッピング（ＦＨＳＳ：Frequency Hopping Spread Spectrum）方式とが用いられており、これらの変調波の違いから、ＤＳＳＳ方式による信号を広帯域信号とみなす一方、ＦＨＳＳ方式による信号を狭帯域信号とみなすことができる。そして、両方式では同じ周波数帯域を使用して無線通信を行っており、システム的に互いの干渉を許しているので、当然のことながら両方式による信号同士で干渉が発生する。
【０００５】
ここで、ＤＳＳＳ方式は、狭帯域の信号を周波数拡散により広帯域の信号として通信（送信）を行い、受信側では復調過程で当該信号を元の狭帯域の信号に戻す通信方式である。このため、ＤＳＳＳ方式では、受信信号に含まれる狭帯域干渉信号が復調過程で広帯域信号に拡散されることにより、当該干渉信号を抑圧することができる。このような拡散の前後の比率を拡散率と言い、例えば拡散率が１２８である場合には約２１ｄＢ（正確には、１０ＬＯＧ１２８）の利得が得られることになる。
【０００６】
一方、ＦＨＳＳ方式は、狭帯域の信号を、特定時間毎にその送信周波数を変化させることにより広帯域を利用して、通信する方式である。このため、ＦＨＳＳ方式では、特定の時間を固定して見た場合の占有帯域幅は例えば２ＭＨｚと狭くなり、ＤＳＳＳ方式の当該帯域当たりの電力が相対的に低くなることから、ＦＨＳＳ方式を採用した受信機の受信フィルタにより干渉の影響を抑えることができる。
【０００７】
また、ＦＨＳＳ方式では、例えば別の通信機が異なるホッピングパターンのＦＨＳＳ方式により信号の通信を行っている場合においても、同一の周波数を同一の時刻に使用してしまう確率は低いため、これらの間での干渉はほとんど問題とはならない。更に、ＦＨＳＳ方式では、ＤＳＳＳ方式と比べて広い帯域を利用して周波数ホッピングを行うことができるため、ＤＳＳＳ方式から強い干渉が発生した場合においても、干渉を受けていない周波数帯域で信号受信を行うことが可能である。
【０００８】
しかしながら、上記したＤＳＳＳ方式では、信号伝送速度を高速にするために拡散率を下げる場合がある。具体例として、拡散率が１１に下げられた場合には利得が約１０ｄＢ（正確には、１０ＬＯＧ１１）に下がってしまい、また、それ以下の拡散率では更に利得が低下してしまい、干渉信号の抑圧効果が得られなくなってしまうことがある。
また、例えばＦＨＳＳ方式を利用したＢｌｕｅｔｏｏｔｈ（ショートレンジモバイルサービス）等の規格が携帯機器間の無線インタフェースとして広く使われ始めていることから、ＤＳＳＳ方式による信号が干渉を受けてしまう確率が高まっている。
【０００９】
また、他の例として、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband-Code Division Multiple Access）方式の通信信号とＰＨＳ（Personal Handyphone System）方式の通信信号との間で隣接周波数帯域における干渉が発生してしまうことや、２．４ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮ（ＩＥＥＥ８０２．１１）の広帯域信号とＢｌｕｅｔｏｏｔｈの狭帯域信号との間で干渉が発生してしまうことや、ＣＤＭＡ方式の通信信号とＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）方式やＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Access）方式の通信信号との間で周波数帯域の共用による干渉が発生してしまうことや、予期せぬ外来波との干渉が発生してしまうこと等が考えられる。
【００１０】
なお、上記のような干渉を除去する技術として、従来より、適応アルゴリズムを用いた干渉信号の除去方法や、ノッチフィルタを用いた干渉信号の除去方法などが検討等されている。一例として、「周波数帯域を共用するＤＳ−ＣＤＭＡ／ＴＤＭＡ信号一括受信機への複素マルチレートフィルタバンクの応用（電子情報通信学会論文誌Ｂ−ＩＩＶｏｌ．Ｊ８０−ＢＩＩＮｏ１２１９９７年１２月）」には、マルチレートフィルタバンクを用いたノッチフィルタにより、広帯域信号に干渉した狭帯域信号を除去する技術が記載されている。しかしながら、この技術では、狭帯域信号を除去する際に希望波である広帯域信号の成分もフィルタにより除去してしまうため、干渉波除去後のビット誤り率が劣化してしまうといった問題がある。
【００１１】
次に、従来例に係る干渉信号除去装置の一例を示す。なお、干渉信号除去装置は例えば無線通信を行う受信機に設けられ、当該受信機により受信される信号に含まれる干渉信号を除去する。
図８には、干渉信号除去装置の一例を示してあり、この装置には、干渉信号抽出部５１と、合成器５２と、干渉信号推定部５３とが備えられている。なお、ここで、ｔは時刻を示す。
【００１２】
干渉信号推定部５３は、広帯域の希望信号と複数の狭帯域の干渉信号とが合成された受信信号ｒ（ｔ）及び干渉除去後の受信信号ｅ（ｔ）を入力して、一般的な適応アルゴリズムを用いて当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる干渉信号を推定し、当該推定結果に基づく干渉信号推定係数ｈ（ｔ＋１）を干渉信号抽出部５１へ出力する。
干渉信号抽出部５１は、受信信号ｒ（ｔ）を入力して、干渉信号推定部５３から入力される干渉信号推定係数ｈ（ｔ＋１）に基づいて当該受信信号ｒ（ｔ）から干渉信号（とみなされるもの）Ｖ（ｔ）を抽出し、当該干渉信号Ｖ（ｔ）を合成器５２へ出力する。
【００１３】
合成器５２は、受信信号ｒ（ｔ）と干渉信号抽出部５１からの干渉信号Ｖ（ｔ）とを逆位相で（つまり、干渉信号Ｖ（ｔ）が受信信号ｒ（ｔ）から除去されるように）合成して、干渉信号Ｖ（ｔ）が除去された後の受信信号ｅ（ｔ）を出力する。なお、合成器５２から出力される干渉除去後の受信信号ｅ（ｔ）の一部は上記した干渉信号推定部５３に入力されて、干渉信号の推定に用いられる。
【００１４】
次に、ＣＤＭＡ方式や、ＣＤＭＡ方式における干渉信号除去装置の例を示す。
例えばＤＳ−ＣＤＭＡ方式を用いた移動通信システムでは、各移動局装置に異なる拡散符号を割り当てることで複数の移動局装置と基地局装置との多重通信を実現している。具体的には、各移動局装置では送信対象となる信号を自己に割り当てられた拡散符号により拡散変調して送信する一方、基地局装置では各移動局装置に割り当てられた拡散符号を用いて受信信号を逆拡散することで希望の移動局装置からの信号を復調する。また、同様に、移動局装置では基地局装置からの受信信号を自己に割り当てられた拡散符号により逆拡散することで自己宛の信号を復調する。
【００１５】
図９には、例えばＰＮ（疑似雑音信号）系列から構成された拡散符号系列の一例を示してある。
同図に示されるように、１単位（１シンボル分）の拡散符号は複数のチップデータ（例えば”１”値と”−１”値の並び）から構成されており、このチップデータの並びのパターンを異ならせることにより複数の異なる拡散符号を生成することができる。ここで、拡散符号は、例えば或る拡散符号を１チップ時間以上ずらすと当該拡散符号との相関がなくなるといった特性を有している。
【００１６】
また、同図には、１つのチップデータの時間幅（チップ区間Ｔｃ）と１シンボル分の拡散符号の時間幅（ビット区間Ｔ）とを示してある。ここで、１シンボル分の拡散符号の時間幅は、送信機（例えば移動局装置や基地局装置）から受信機（例えば基地局装置や移動局装置）へ送信する送信データ（例えば”１”値と”０”値）の時間幅と対応している。すなわち、拡散符号を構成するチップデータの変化速度は、当該拡散符号により拡散変調される送信データの切換速度（シンボル切換速度）に比べて非常に速い速度となっている。
【００１７】
上述のように、このような無線通信では、周波数の利用を許可されて通信に用いている広帯域の周波数帯域内に、意図に反して他の（すなわち、ＣＤＭＡ方式以外の）狭帯域信号等が入り混じって干渉を生じさせてしまう場合がある。このような干渉信号が例えばシステム設計時に想定していた雑音等による妨害の程度より大きい場合には、ビット誤りが増大して、受信機での受信品質が著しく劣化してしまうことが生じる。
【００１８】
また、上述のように、例えば周波数帯域の有効利用を目的として、ＣＤＭＡ方式のように比較的広い周波数帯域を用いて通信する方式とＦＭ（周波数変調）方式等のように狭帯域を用いて通信する方式とにより多重通信を実現することも考えられる。具体的には、例えばＣＤＭＡ方式による拡散信号の周波数帯域にＦＭ方式等のアナログ通信方式による信号を多重して周波数帯域の有効利用を図ることが原理的には可能である。しかしながら、もしもＣＤＭＡ受信機が受信信号からＦＭ方式等による信号を除去できないとすると、当該信号と拡散信号とが互いに干渉してしまうため、ビット誤りが増加し、受信品質の劣化を招いてしまう。
【００１９】
なお、図１０には、ＣＤＭＡ方式による拡散信号（ＣＤＭＡ信号）とＦＭ方式による信号（ＦＭ干渉波）とを含む受信信号のスペクトルの一例を示してあり、横軸は周波数を示し、縦軸はスペクトル強度を示している。
【００２０】
以下で、図１１〜図１５を参照して、例えば特願平１１−１９７２９６号公報に記載された干渉信号除去装置（干渉除去回路）の例を示す。なお、この文献に記載された干渉信号除去装置は、例えばＣＤＭＡ方式を採用する基地局装置や移動局装置や中継局装置等に設けられ、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された広帯域の拡散信号と狭帯域の干渉信号とを含む受信信号や受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉信号を除去するものであり、特に、拡散信号の特性を利用して干渉信号を除去するものである。
【００２１】
図１１には、ＣＤＭＡ信号（希望信号）とＦＭ信号（干渉信号）とを含む受信信号を入力して、当該入力信号ｒ（ｔ）から当該ＦＭ信号を除去する干渉信号除去装置の一例を示してある。この干渉信号除去装置では、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除去するに際して、時間差手段６１が受信信号を分配して得られる２つの信号間に拡散符号の１チップ分以上の時間差を与え、抽出手段６２、６４が時間差を与えた２つの信号間で相関のある信号成分を干渉信号成分として抽出し、除去手段６３が抽出した干渉信号成分を受信信号から除去する。
【００２２】
具体的には、同図に示した干渉除去装置には、受信信号を遅延させる遅延素子６１と、後述するフィルタタップ係数演算制御部６４からのタップ係数制御信号に従って遅延した受信信号から干渉信号成分を抽出する適応フィルタ６２と、受信信号から当該干渉信号成分を除去する減算器６３と、減算器６３からの出力信号と遅延した受信信号とに基づくタップ係数制御信号を適応フィルタ６２へ出力するフィルタタップ係数演算制御部６４とが備えられている。
【００２３】
同図に示した回路の構成例及び動作例を説明する。
この回路には受信機により受信した信号ｒ（ｔ）が入力され、この入力信号ｒ（ｔ）には、例えばＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と狭帯域を用いた通信方式による干渉信号（例えばＦＭ変調信号）が含まれている。ここで、ｔは時刻を示しており、本例では１サンプル時間を最小単位とする整数の離散値であるとする。
【００２４】
上記した入力信号ｒ（ｔ）は、まず２つの信号に分配されて、一方の信号が遅延素子６１に入力される一方、他方の信号が減算器６３に入力される。
遅延素子６１は入力した信号を拡散符号の１チップ分の時間幅以上遅延させて出力する機能を有している。なお、この時間差としては、例えば当該２つの信号間で拡散信号の相関成分をなくすことができ、且つ、除去しようとする干渉信号の相関成分を残すことができる程度の値に予め設定されている。
【００２５】
具体的には、遅延素子６１から出力される信号はｒ（ｔ−τ）と表され、ここで、τは遅延素子６１により与えられる遅延時間である。
遅延素子６１から出力される信号ｒ（ｔ−τ）は適応フィルタ６２及びフィルタタップ係数演算制御部６４に入力される。
【００２６】
ここで、図１２には、適応フィルタ６２の構成例を示してある。
同図に示した適応フィルタ６２には、例えば直列に並べられた（ｎ−１）個の記憶素子Ｓ1〜Ｓn-1から構成されるシフトレジスタと、ｎ個の乗算器Ｊ1〜Ｊnと、（ｎ−１）個の加算器Ｋ1〜Ｋn-1とが備えられている。なお、ｎはフィルタタップ数である。
【００２７】
シフトレジスタには遅延素子６１から出力される信号ｒ（ｔ−τ）が入力され、この信号が複数の記憶素子Ｓ1〜Ｓn-1に時系列的に格納される。また、各記憶素子Ｓ1〜Ｓn-1に格納される信号は順次後続する記憶素子へシフトされていく。
具体的に、例えばシフトレジスタに入力される信号ｒ（ｔ−τ）の当該シフトレジスタ内における系列ｕ（ｔ）は式１で示される。ここで、ｕ（ｔ）はベクトルである。
なお、本明細書では、信号等を表すものとして用いる記号がベクトルである旨や行列である旨を示さない場合には、当該記号はスカラーであるとする。
【００２８】
【数１】

【００２９】
ここで、信号ｒ１は或る時刻にシフトレジスタに入力される信号であり、いずれの記憶素子Ｓ1〜Ｓn-1も通過せずに乗算器Ｊ1へ出力される信号である。また、信号ｒ２〜ｒｎはそれぞれ当該時刻に各記憶素子Ｓ1〜Ｓn-1から出力される信号であり、それぞれ各乗算器Ｊ2〜Ｊnへ出力される信号である。
【００３０】
各乗算器Ｊ1〜Ｊnにはそれぞれ上記した各信号ｒ１〜ｒｎが入力されるとともに、後述するフィルタタップ係数演算制御部６４からの各タップ係数制御信号ｈ１〜ｈｎが入力され、各乗算器Ｊ1〜Ｊnでは入力した２つの信号を乗算して（すなわち、各信号ｒ１〜ｒｎを各タップ係数制御信号ｈ１〜ｈｎで重み付けして）当該乗算結果を加算器Ｋ1〜Ｋn-1へ出力する。
ここで、フィルタタップ係数演算制御部６４から出力されるフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）は式２で示される。なお、ｈ（ｔ）はベクトルである。
【００３１】
【数２】

【００３２】
また、各乗算器Ｊ1〜Ｊnから出力される乗算結果は加算器Ｋ1〜Ｋn-1により総和され、当該総和結果が適応フィルタ６２から出力される。ここで、後述するように本例のフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）は、当該総和結果が受信信号中に含まれる干渉信号成分と同じ信号となるように、フィルタタップ係数演算制御部６４により逐次更新される。
具体的に、適応フィルタ６２から出力される信号（すなわち、上記した総和結果）ＦＭ（ｔ）は式３で示される。ここで、式３中のΣは和を表している。
【００３３】
【数３】

【００３４】
なお、本明細書で用いる記号“＊”は、当該記号の前後に配置される記号同士の乗算を示し、特に、ベクトル同士の乗算は、２つのベクトルの内積値を算出する演算を表している。
【００３５】
上記のようにして適応フィルタ６２では、フィルタタップ係数演算制御部６４からのタップ係数制御信号に応じて、入力した遅延信号ｒ（ｔ−τ）から上記した干渉信号成分を抽出し、干渉波抽出信号ＦＭ（ｔ）として減算器６３へ出力する。
【００３６】
減算器６３は遅延していない入力信号ｒ（ｔ）と適応フィルタ６２からの出力信号ＦＭ（ｔ）とを入力し、当該入力信号ｒ（ｔ）から当該出力信号ＦＭ（ｔ）を減算して当該減算結果ｅ（ｔ）を出力する機能を有している。
ここで、上記した減算結果ｅ（ｔ）は本例の干渉信号除去装置から出力される信号であり、式４で示される。
【００３７】
【数４】

【００３８】
本例では、後述するフィルタタップ係数演算制御部６４からのタップ係数制御信号が逐次更新されることで、上記した干渉波抽出信号ＦＭ（ｔ）が受信信号中の干渉信号と同じ信号となるため、上記した減算結果ｅ（ｔ）は受信信号から当該干渉信号を除去した信号、すなわちＣＤＭＡ方式による拡散信号（理想的には、当該拡散信号のみ）となる。
【００３９】
フィルタタップ係数演算制御部６４には遅延素子６１から出力される信号ｒ（ｔ−τ）と減算器６３から出力される信号ｅ（ｔ）とが入力され、フィルタタップ係数演算制御部６４はこれらの信号を用いて、適応フィルタ６２から出力される信号ＦＭ（ｔ）が干渉信号成分と同じ信号になるようなタップ係数制御信号を演算し、演算したタップ係数制御信号を適応フィルタ６２へ出力する機能を有している。
【００４０】
本例のフィルタタップ係数演算制御部６４では例えばＬＭＳ（Least Mean Square）やＲＬＳ（Recursive Least Square）等のアルゴリズムを用いて上記したタップ係数制御信号を演算することができ、本例では一例として、ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合を説明し、また、ＲＬＳアルゴリズムを用いた場合についても後述する。
まず、ＬＭＳの一般式を説明する。
ＬＭＳの更新式は一般に式５で示される。
【００４１】
【数５】

【００４２】
ここで、ｈ（ｔ）は時刻ｔにおけるフィルタタップ係数系列であり、μは収束の時間や精度に関係する係数であるステップサイズパラメータであり、ｅ（ｔ）は時刻ｔにおけるエラー信号であり、ｕ（ｔ）は時刻ｔにおける入力信号系列である。
また、上記したエラー信号ｅ（ｔ）は一般には式６で示される。
【００４３】
【数６】

【００４４】
ここで、ｄ（ｔ）は通常ユニークワードやトレーニング信号と呼ばれるものであり、送信側と受信側とで予め定められた既知の信号が用いられる。上記式５や式６を用いた演算アルゴリズムでは、フィルタタップ係数系列を逐次更新することで、エラー信号ｅ（ｔ）を０に収束させることができる。
【００４５】
次に、上記のＬＭＳアルゴリズムを本例に当てはめた場合を説明する。
上記した式５を本例の場合に当てはめると、ｈ（ｔ）はフィルタタップ係数演算制御部６４から適応フィルタ６２へ出力されるフィルタタップ係数系列であり、ｕ（ｔ）は遅延素子６１からフィルタタップ係数演算制御部６４へ出力される信号系列（上記式１に示したもの）である。
また、本例では、上記したエラー信号ｅ（ｔ）として減算器６３から出力される信号（上記式４に示したもの）を用いており、これが本例の干渉除去回路における特徴点となっており、通常のＬＭＳアルゴリズムとは異なる処理となっている。
【００４６】
まず、仮に、遅延素子６１が備えられていない場合を考えると、上記した演算アルゴリズムはエラー信号ｅ（ｔ）を０に近づけるため、減算器６３から出力される信号ｅ（ｔ）は０に収束し、受信信号中の干渉信号ばかりでなくＣＤＭＡ方式による拡散信号までをも除去するフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）が生成されてしまう。
【００４７】
一方、本例では上記した遅延素子６１が備えられているため、遅延素子６１からフィルタタップ係数演算制御部６４に入力される信号ｒ（ｔ−τ）と減算器６３を介してフィルタタップ係数演算制御部６４に入力される信号ｅ（ｔ）との間には遅延時間τの時間差がある。
【００４８】
ここで、例えばＣＤＭＡ方式による拡散信号ｒ（ｔ）と当該信号に比べて１チップ時間以上遅延した拡散信号ｒ（ｔ−τ）とは無相関の信号となるため、上記した演算アルゴリズムではエラー信号ｅ（ｔ）を０に収束させようとする場合に、ｕ（ｔ）の拡散信号成分はｒ（ｔ）と無相関になっていることから誤差ｅ（ｔ）となって残る。つまり、上記式４において、入力信号系列ｕ（ｔ）を加え続けると拡散信号成分の影響は理論的に０となるため、当該拡散信号成分が除去されずに誤差ｅ（ｔ）となって残ることになる。一方、チップデータに比べて時間的に緩やかに変動する干渉信号成分は例えば数チップ時間程度の遅延があっても相関を有するため、当該干渉信号成分のみを受信信号から除去することができるフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）が生成される。
【００４９】
すなわち、本例に適用した上記の演算アルゴリズムでは、ｕ（ｔ）とｅ（ｔ）とで相関のある成分（すなわち、干渉信号成分）を適応フィルタ６２からの出力信号中に残す一方、相関のない成分（すなわち、拡散信号成分）については適応フィルタ６２からの出力信号中に残さないようなフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）を生成することができる。
このような演算アルゴリズムにより、本例の適応フィルタ６２では受信信号中の干渉信号成分のみを抽出して減算器６３へ出力することができ、減算器６３では受信信号から干渉信号成分のみを除去した信号（すなわち、ＣＤＭＡ方式による拡散信号）を出力することができる。
【００５０】
以上のように、上記図１１に示した干渉信号除去装置では、拡散信号の特性を利用することで、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された広帯域の拡散信号と狭帯域の干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を適応的に除去することができ、これにより、受信品質の劣化を防ぎ、受信品質を向上させることができる。
【００５１】
なお、上記図１１では、減算器６３から出力される信号を遅延させない構成を示したが、例えば図１３に示すように減算器７３に入力される受信信号を遅延素子７１により遅延させる一方、適応フィルタ７２やフィルタタップ係数演算制御部７４に入力される受信信号を遅延させないような構成によっても上記と同様な効果を得ることができる。ここで、図１３に示した構成は、遅延素子７１が減算器７３側に備えられているといった点を除いては、上記図１１に示した構成とほぼ同様である。
【００５２】
また、上記したＬＭＳアルゴリズム以外のアルゴリズムを用いて上記と同様な干渉除去の効果を得ることもでき、一例として、上記図１１に示した構成においてＲＬＳアルゴリズムを用いた場合の更新式の具体例を示しておく。なお、以下では、説明の便宜上から、上記したｕ（ｔ）やｈ（ｔ）やｅ（ｔ）やｄ（ｔ）やｒ（ｔ）に相当するものについては同じ符号を用いて示す。
【００５３】
例えば、上記式１で示したｕ（ｔ）と同様な成分から成るｎ行１列のベクトルを入力系列ｕ（ｔ）とし、上記式２で示したｈ（ｔ）と同様にｎ個のフィルタタップ係数から成るｎ行１列のベクトルをフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）とする。
また、上記式６に示したエラー信号ｅ（ｔ）に相当するものとして、ＲＬＳにおけるエラー信号ｅ（ｔ）は式７で示される。なお、ｕ^T（ｔ）はｕ（ｔ）を転置したものを示す。
【００５４】
【数７】

【００５５】
ここで、本例では、ｄ（ｔ）としては例えば減算器６３に入力される受信信号ｒ（ｔ）が用いられ、また、上記式７中のｕ^T（ｔ）＊ｈ（ｔ）が適応フィルタ６２から出力される干渉波抽出信号に相当する。すなわち、上記したＬＭＳアルゴリズムを用いた場合と同様に、上記式７に示したエラー信号ｅ（ｔ）としては減算器６３から出力される信号が用いられ、これが本例の特徴点となっている。なお、上記したＬＭＳアルゴリズムを用いた場合と同様に、遅延素子６１が備えられていない場合にはエラー信号ｅ（ｔ）は０に収束する。
【００５６】
また、例えばｎ行ｎ列の行列である係数誤差相関行列Ｐ（ｔ）及びｎ行１列のベクトルであるゲインベクトルｋ（ｔ）を用いて、ＲＬＳの更新式は式８〜式１０で示される。
【００５７】
【数８】

【００５８】
【数９】

【００５９】
【数１０】

【００６０】
また、上記したフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）の初期値ｈ（０）としては例えば式１１に示すようにゼロベクトルが用いられ、上記した係数誤差相関行列Ｐ（ｔ）の初期値Ｐ（０）としては例えば式１２に示すように行数と列数とが一致する対角要素が全て正の実数ｃであってそれ以外の要素が０である行列が用いられる。なお、ｈ^T（０）はｈ（０）を転置したものを示す。また、式１２中のＩは行数と列数とが一致する対角要素が全て１であってそれ以外の要素が０であるｎ行ｎ列の行列を示す。
【００６１】
【数１１】

【００６２】
【数１２】

【００６３】
以上に示したＲＬＳの更新式に従ってフィルタタップ係数演算制御部２４がフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）を順次更新することで、例えば上記したＬＭＳアルゴリズムを用いた場合と同様に、適応フィルタ６２から出力される信号を次第に実際の干渉信号成分に近づけることができ、これにより、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された広帯域の拡散信号と狭帯域の干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除去することができる。
【００６４】
次に、図１４には、ＣＤＭＡ信号（希望信号）とＦＭ信号（干渉信号）とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分を入力して、当該Ｉ成分ｒＩ（ｔ）及び当該Ｑ成分ｒＱ（ｔ）から当該ＦＭ信号を除去する干渉信号除去装置の一例を示してある。この干渉信号除去装置では、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と干渉信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉信号を除去するに際して、時間差手段８１ａ、８１ｂがＩ成分を分配して得られる２つの信号間及びＱ成分を分配して得られる２つの信号間に拡散符号の１チップ分以上の時間差を与え、抽出手段８２ａ、８２ｂ、８３ａ、８３ｂが時間差を与えた一方のＩ成分及びＱ成分から成る受信信号と他方のＩ成分及びＱ成分から成る受信信号との間で相関のある信号成分を干渉信号成分として当該干渉信号成分のＩ成分及びＱ成分を抽出し、除去手段８４ａ、８４ｂ、８５ａ、８５ｂが抽出した干渉信号成分のＩ成分を受信信号のＩ成分から除去するとともに抽出した干渉信号成分のＱ成分を受信信号のＱ成分から除去する。
【００６５】
具体的には、同図に示した干渉信号除去装置には、受信信号から直交検波されたＩ相の信号（Ｉ成分）を遅延させる遅延素子８１ａと、受信信号から直交検波されたＱ相の信号（Ｑ成分）を遅延させる遅延素子８１ｂと、後述するフィルタタップ係数演算制御部８６からのタップ係数制御信号に従って遅延したＩ成分やＱ成分から干渉信号成分を抽出する４つの適応フィルタ８２ａ、８２ｂ、８３ａ、８３ｂと、干渉信号成分のＩ成分を加算する加算器８４ａと、干渉信号成分のＱ成分を加算する加算器８４ｂと、受信信号のＩ成分から干渉信号成分のＩ成分を除去する減算器８５ａと、受信信号のＱ成分から干渉信号成分のＱ成分を除去する減算器８５ｂと、減算器８５ａ、８５ｂからの出力信号と遅延した受信信号のＩ成分及びＱ成分とに基づくタップ係数制御信号を適応フィルタ８２ａ、８２ｂ、８３ａ、８３ｂへ出力するフィルタタップ係数演算制御部８６とが備えられている。
【００６６】
同図に示した回路の構成例及び動作例を説明する。
この回路には受信機により受信信号から直交検波されたＩ成分ｒＩ（ｔ）及びＱ成分ｒＱ（ｔ）が入力され、この入力信号ｒＩ（ｔ）、ｒＱ（ｔ）には、例えばＣＤＭＡ方式により拡散変調された広帯域の拡散信号と狭帯域を用いた通信方式による干渉信号（例えばＦＭ変調信号）が含まれている。ここで、上記図１１を用いて説明した場合と同様に、ｔは時刻を示しており、本例では１サンプル時間を最小単位とする整数の離散値であるとする。
【００６７】
上記したＩ成分ｒＩ（ｔ）は、まず２つの信号に分配されて、一方の信号が遅延素子８１ａに入力される一方、他方の信号が減算器８５ａに入力される。同様に、上記したＱ成分ｒＱ（ｔ）は、まず２つの信号に分配されて、一方の信号が遅延素子８１ｂに入力される一方、他方の信号が減算器８５ｂに入力される。
【００６８】
各遅延素子８１ａ、８１ｂは、例えば上記図１１に示した遅延素子６１と同様に、入力した信号を拡散符号の１チップ分の時間幅以上遅延させて出力する機能を有している。なお、２つの遅延素子８１ａ、８１ｂでは同じ遅延時間を与えている。また、上記図１１を用いて説明した場合と同様に、具体的には、遅延素子８１ａから出力されるＩ成分の信号はｒＩ（ｔ−τ）と表され、遅延素子８１ｂから出力されるＱ成分の信号はｒＱ（ｔ−τ）と表される。ここで、τは遅延素子８１ａ、８１ｂにより与えられる遅延時間である。
【００６９】
遅延素子８１ａから出力される信号ｒＩ（ｔ−τ）は２つの適応フィルタ８２ａ、８３ａ及びフィルタタップ係数演算制御部８６に入力され、遅延素子８１ｂから出力される信号ｒＱ（ｔ−τ）は２つの適応フィルタ８２ｂ、８３ｂ及びフィルタタップ係数演算制御部８６に入力される。
【００７０】
各適応フィルタ８２ａ、８２ｂ、８３ａ、８３ｂの構成は、例えば上記図１２に示したものと同様である。ここで、本例で４つの適応フィルタ８２ａ、８２ｂ、８３ａ、８３ｂを備えているのはＩ相及びＱ相の複素演算を行うためであり、具体的には、受信信号のＩ成分及びＱ成分のそれぞれの中に干渉信号成分のＩ成分とＱ成分との両方が含まれるためである。また、本例では、Ｉ相とＱ相との２種類のフィルタタップ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）が用いられる。なお、ｈＩ（ｔ）及びｈＱ（ｔ）はベクトルである。
【００７１】
具体的に、本例では、適応フィルタ８２ａが入力した受信信号のＩ成分ｒＩ（ｔ−τ）から干渉信号成分のＩ成分を抽出し、適応フィルタ８３ａが入力した受信信号のＩ成分ｒＩ（ｔ−τ）から干渉信号成分のＱ成分を抽出し、適応フィルタ８２ｂが入力した受信信号のＱ成分ｒＱ（ｔ−τ）から干渉信号成分のＱ成分を抽出し、適応フィルタ８３ｂが入力した受信信号のＱ成分ｒＱ（ｔ−τ）から干渉信号成分のＩ成分を抽出することができるようなフィルタタップ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）が後述するフィルタタップ係数演算制御部８６により生成される。
【００７２】
加算器８４ａは２つの適応フィルタ８２ａ、８３ｂから出力される信号を加算して減算器８５ａへ出力する機能を有しており、減算器８５ａへ出力される当該加算結果は受信信号のＩ成分中の干渉信号成分（すなわち、干渉信号成分のＩ成分）ＦＭＩ（ｔ）となる。なお、本例では、加算器８４ａが一方の適応フィルタ８３ｂから出力される信号の正負を反転させて上記した加算を行うこととしたが、このような正負の反転が例えば上記した適応フィルタ８３ｂや後述するフィルタタップ係数演算制御部８６により行われる場合には、加算器８２ａでは上記のような正負の反転は行われなくてよい。
【００７３】
加算器８４ｂは２つの適応フィルタ８２ｂ、８３ａから出力される信号を加算して減算器８５ｂへ出力する機能を有しており、減算器８５ｂへ出力される当該加算結果は受信信号のＱ成分中の干渉信号成分（すなわち、干渉信号成分のＱ成分）ＦＭＱ（ｔ）となる。
【００７４】
ここで、上記した加算器８４ａから出力される干渉信号成分のＩ成分ＦＭＩ（ｔ）は式１３で示され、上記した加算器８４ｂから出力される干渉信号成分のＱ成分ＦＭＱ（ｔ）は式１４で示される。なお、式１３及び式１４中のｕＩ（ｔ）及びｕＱ（ｔ）はベクトルであり、これらｕＩ（ｔ）及びｕＱ（ｔ）は例えば上記図１１を用いた説明中において式１で示したｕ（ｔ）のＩ成分及びＱ成分に相当している。
【００７５】
【数１３】

【００７６】
【数１４】

【００７７】
減算器８５ａは遅延していないＩ成分の入力信号ｒＩ（ｔ）と加算器８５ａからの出力信号ＦＭＩ（ｔ）とを入力し、当該入力信号ｒＩ（ｔ）から当該出力信号ＦＭＩ（ｔ）を減算して当該減算結果ｅＩ（ｔ）を出力する機能を有している。
同様に、減算器８５ｂは遅延していないＱ成分の入力信号ｒＱ（ｔ）と加算器８４ｂからの出力信号ＦＭＱ（ｔ）とを入力し、当該入力信号ｒＱ（ｔ）から当該出力信号ＦＭＱ（ｔ）を減算して当該減算結果ｅＱ（ｔ）を出力する機能を有している。
ここで、上記した減算結果ｅＩ（ｔ）、ｅＱ（ｔ）は本例の干渉信号除去装置から出力される信号である。
【００７８】
本例では、後述するフィルタタップ係数演算制御部８６からのタップ係数制御信号が逐次更新されることで、上記したＩ成分及びＱ成分の干渉波抽出信号ＦＭＩ（ｔ）、ＦＭＱ（ｔ）がそれぞれ受信信号のＩ成分及びＱ成分中の干渉信号と同じ信号となるため、上記した減算結果ｅＩ（ｔ）、ｅＱ（ｔ）はそれぞれ受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉信号を除去した信号、すなわちＣＤＭＡ方式による拡散信号（理想的には、当該拡散信号のみ）となる。
【００７９】
フィルタタップ係数演算制御部８６には２つの遅延素子８１ａ、８１ｂから出力される信号ｒＩ（ｔ−τ）、ｒＱ（ｔ−τ）と２つの減算器８５ａ、８５ｂから出力される信号ｅＩ（ｔ）、ｅＱ（ｔ）とが入力され、フィルタタップ係数演算制御部８６はこれらの信号を用いて、各適応フィルタ８２ａ、８２ｂ、８３ａ、８３ｂから出力される信号が上記したような干渉信号成分となるようなタップ係数制御信号を演算してそれぞれの適応フィルタ８２ａ、８２ｂ、８３ａ、８３ｂへ出力する機能を有している。なお、本例では、例えば２つの適応フィルタ８２ａ、８２ｂへ同じタップ係数制御信号が出力される一方、残りの２つの適応フィルタ８３ａ、８３ｂへ同じタップ係数制御信号が出力されることで、上記式１３や上記式１４で示した干渉信号成分ＦＭＩ（ｔ）、ＦＭＱ（ｔ）が生成されるように設定してある。
【００８０】
本例のフィルタタップ係数演算制御部８６では、例えば上記図１１を用いた説明において示したＬＭＳの複素演算用のアルゴリズムを用いてタップ係数制御信号を演算している。なお、このアルゴリズムにおけるＬＭＳの更新式は式１５及び式１６で示される。
【００８１】
【数１５】

【００８２】
【数１６】

【００８３】
ここで、ｈＩ（ｔ）やｈＱ（ｔ）は時刻ｔにおけるフィルタタップ係数系列であり、μは収束の時間や精度に関係する係数であるステップサイズパラメータであり、ｕＩ（ｔ）やｕＱ（ｔ）は上記のようにそれぞれ適応フィルタ８２ａ、８３ａのシフトレジスタ内や適応フィルタ８２ｂ、８３ｂのシフトレジスタ内における入力信号系列である。また、上記図１１を用いて説明した場合と同様に、ｅＩ（ｔ）やｅＱ（ｔ）としては、それぞれ減算器８５ａや減算器８５ｂから出力される信号を用いている。なお、ｕＩ（ｔ）及びｕＱ（ｔ）は上記したようにベクトルである。
【００８４】
本例では、上記図１１を用いて説明した場合と同様に、上記のような演算アルゴリズムによりフィルタタップ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）を順次更新していくことで、拡散信号成分についてはその無相関性により除去されず、且つ、比較的相関性のある干渉信号成分を除去することができるフィルタタップ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）を生成することができる。
また、本例では、フィルタタップ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）を演算するに際してＩ成分及びＱ成分の両方を考慮しているため、干渉除去の精度を更に向上させることができる。
【００８５】
以上のように、上記図９に示した干渉信号除去装置では、拡散信号の特性を利用することで、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と干渉信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉信号を除去することができ、これにより、受信品質の劣化を防ぎ、受信品質を向上させることができる。
【００８６】
なお、上記図１４では、上記図１１を用いて説明した場合と同様に、減算器８５ａ、８５ｂから出力される信号を遅延させない構成を示したが、例えば図１５に示すように減算器９５ａ、９５ｂに入力される受信信号を遅延素子９１ａ、９１ｂにより遅延させる一方、適応フィルタ９２ａ、９２ｂ、９３ａ、９３ｂやフィルタタップ係数演算制御部９６に入力される受信信号を遅延させないような構成によっても上記と同様な効果を得ることができる。ここで、図１５に示した構成は、遅延素子９１ａ、９１ｂが減算器９５ａ、９５ｂ側に備えられているといった点を除いては、上記図１４に示した構成とほぼ同様であり、以上に示した構成部分と共に加算器９４ａ、９４ｂも備えられている。
【００８７】
また、例えば上記図１１を用いて説明した場合と同様に、上記した複素演算用のＬＭＳアルゴリズム以外のアルゴリズムを用いて上記と同様な干渉除去の効果を得ることもでき、一例として、上記図９に示した構成において複素演算用のＲＬＳアルゴリズムを用いた場合について示しておく。なお、以下では、説明の便宜上から、上記したｕＩ（ｔ）及びｕＱ（ｔ）やｈＩ（ｔ）及びｈＱ（ｔ）やｅＩ（ｔ）及びｅＱ（ｔ）やｒＩ（ｔ）及びｒＱ（ｔ）に相当するものについては同じ符号を用いて示す。
【００８８】
複素演算用のＲＬＳアルゴリズムでは、例えば上記式７〜上記式１０で示したｕ（ｔ）やｈ（ｔ）やｅ（ｔ）やｋ（ｔ）やＰ（ｔ）等の全てのパラメータが複素数の要素から構成される。ここで、γ及びωを実数として、虚数部を表す記号としてｊを用いると、任意の複素数要素は（γ＋ｊω）と表される。
そして、複素演算用のＲＬＳアルゴリズムでは、例えば上記した各パラメータの実数部と虚数部とを分離してそれぞれＩ成分のパラメータ及びＱ成分のパラメータとして用いることで、上記図１１を用いた説明において示したような逐次更新処理を複素演算において実現する。
【００８９】
なお、具体的に本例の場合には、例えばｕ（ｔ）の実数部をｕＩ（ｔ）とするとともに虚数部をｕＱ（ｔ）とし、ｈ（ｔ）の実数部をｈＩ（ｔ）とするとともに虚数部をｈＱ（ｔ）とし、ｅ（ｔ）の実数部をｅＩ（ｔ）とするとともに虚数部をｅＱ（ｔ）とする等して、受信信号のＩ成分ｒＩ（ｔ）及びＱ成分ｒＱ（ｔ）から干渉信号成分を除去する処理が行われる。
【００９０】
以上に示したように、例えば複素演算用のＲＬＳアルゴリズムを用いた場合においても、上記した複素演算用のＬＭＳアルゴリズムを用いた場合と同様に、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と干渉信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉信号を除去することができる。
【００９１】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上記従来例で示したような干渉信号除去装置により干渉除去を行った場合の様子を具体的に示す。
図１６には、干渉信号が除去される前における受信信号のスペクトルの一例を示してあり、この受信信号としてはＣＤＭＡ信号に２波のＦＭ信号が干渉したものを示してある。なお、同図中や後述する図１７中や後述する図１８中のグラフの横軸は周波数（ＭＨｚ）を示しており、縦軸は信号のスペクトル強度を示している。
【００９２】
また、図１７には、上記図１６に示した受信信号を例えば上記図１１に示したような干渉信号除去装置に入力して、当該干渉信号除去装置により当該受信信号に含まれる干渉信号（ここでは、２波のＦＭ信号）を除去した直後（干渉信号除去処理の操作の開始直後）における（当該干渉信号除去装置からの）出力信号のスペクトルの一例を示してある。図１７に示されるように、干渉信号除去処理の開始直後において干渉信号除去装置から出力される信号では、干渉信号の周波数の近傍に位置するＣＤＭＡ信号の周波数成分も同時に除去されていることがわかる。ここで、このような不具合が生じる理由としては、受信信号から適応フィルタが干渉信号を抽出する際に同時にＣＤＭＡ信号も抽出し、干渉信号の除去と同時にＣＤＭＡ信号成分も除去することによる。これは、受信信号から干渉信号成分を抽出し除去を行う適応フィルタ方式においては干渉信号電力の大小に関わらず必ず起こる現象であり、この結果として干渉除去後の受信信号のビット誤り率が劣化してしまうという問題が起こっていた。
【００９３】
さらに、上記従来例で示したような干渉信号除去装置では、干渉信号除去処理を開始した後にそのまま当該処理を続けていくと、次第に受信信号中のＣＤＭＡ信号成分までも減衰させてしまい、このような減衰が時間の経過と共に進行していってしまうといった不具合があった。
【００９４】
具体的に、図１８には、上記図１７に示した状態から干渉信号除去処理をしばらくの時間継続した場合における（干渉信号除去装置からの）出力信号のスペクトルの一例を示してある。図１８に示されるように、干渉信号除去処理を開始してからしばらくの時間が経過すると、前記出力信号中に残されるべきＣＤＭＡ信号成分が大きく減衰させられ、スペクトルが乱れ帯域が広がっている。
このように、従来の干渉信号除去装置では、狭帯域干渉信号を適応的に除去する能力を有してはいるものの、希望波であるＣＤＭＡ信号も時間の経過と共に徐々に除去していってしまうといった不具合があった。
【００９５】
ここで、このような不具合が生じる理由としては、干渉信号を推定する際に同時にＣＤＭＡ信号も抽出されていることが考えられる。つまり、１チップ分以上の時間差を与えることにより本来無相関になり推定されるはずのないＣＤＭＡ信号成分が、帯域制限フィルタの影響による符号間干渉などの要因により一部で相関を持ち、干渉信号として推定されてしまうためである。このためスペクトルが乱れ、帯域が広がることで、結果として干渉除去後の受信信号のビット誤り率が劣化してしまうという問題が起こっていた。この現象は、干渉信号の有無に関わらず干渉信号除去装置を長時間稼動させると必ず発生し、またＣＤＭＡ信号成分の電力が強いほど発生しやすい特徴を持つことから、干渉信号が存在しない環境下でＡＧＣ制御によりＣＤＭＡ電力が相対的に増すことで顕著に発生する。
【００９６】
また、図１９には、上記従来例で示したような干渉信号除去装置を用いて干渉除去を行った場合における干渉信号除去の特性の一例を示してある。なお、同図では、干渉信号除去特性として受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Ratio）が変化する様子を示してあり、干渉信号除去装置により干渉除去を行わない場合（キャンセルなしの場合）における特性例を（ａ）で示す一方、干渉信号除去装置により干渉除去を行った場合（キャンセル有りの場合）における特性例を（ｂ）で示してある。
【００９７】
また、同図では、広帯域の希望信号としてＣＤＭＡ信号を用いる一方、狭帯域の干渉信号としてＦＳＫ（Frequency Shift Keying）信号を用いた場合を示してあり、干渉信号が１波である場合の例を示してある。また、同図中のグラフの横軸は干渉信号当たりのＤ／Ｕ（（希望の入力信号の電力）／（狭帯域干渉信号の電力））［ｄＢ］を示しており、縦軸は受信機におけるビット誤り率を示している。
【００９８】
同図に示されるように、Ｄ／Ｕが比較的小さい場合（つまり、狭帯域干渉信号の電力が広帯域希望信号の電力と比べて十分に大きい場合）には、干渉信号除去装置により干渉除去を行うことで、ビット誤り率の特性を向上させることができる。一方、Ｄ／Ｕが比較的大きい場合（つまり、狭帯域干渉信号の電力が広帯域希望信号の電力と比べて同程度である場合、或いは、広帯域希望信号の電力と比べて小さい場合）には、干渉信号除去装置により干渉除去を行うことによって、却ってビット誤り率の特性を劣化させてしまうことが生じる。
【００９９】
ここで、このような劣化が生じる理由としては、上記と同様な理由が考えられ、すなわち、受信信号から狭帯域干渉信号の周波数成分を抽出して、当該抽出結果を受信信号から除去する処理において、干渉信号除去装置が干渉信号と同時に広帯域希望信号の周波数成分までも抽出して除去してしまうためであると考えられる。
【０１００】
また、図２０（ａ）及び同図（ｂ）には、上記従来例で示したような干渉信号除去装置を用いて、広帯域信号と狭帯域干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除去する場合の様子の一例を示してある。
具体的に、同図（ａ）には、広帯域信号の電力と比べて或る狭帯域干渉信号の電力が十分に大きい場合（例えば図中の▲１▼や▲３▼の干渉信号）の例を示してあり、この場合には、上述のように、干渉除去を行うことで受信品質を改善することができる。
【０１０１】
なお、同図（ａ）には、広帯域信号に干渉する３つの信号▲１▼、▲２▼、▲３▼を示してあり、また、干渉除去前の受信信号の様子を左側のグラフに示す一方、干渉除去後の受信信号の様子を右側のグラフに示してある。また、これらのグラフの横軸は周波数を示しており、縦軸はスペクトル強度を示している。
【０１０２】
一方、同図（ｂ）には、広帯域信号の電力と比べて各狭帯域干渉信号の電力が（ほぼ）等しい場合（或いは、小さい場合についても同様）の例を示してあり、この場合には、上述のように、狭帯域干渉信号と共に広帯域信号の周波数成分までもが抽出されて除去されてしまうことから、干渉信号除去装置から出力される信号が（当該干渉信号除去装置の）後段の回路で復調処理される際において、受信品質の劣化が無視できないくらいに大きくなってしまう。
【０１０３】
このため、同図（ｂ）に示したような場合には、例えば干渉信号除去装置により干渉除去を行わない方が、ＣＤＭＡ信号の特質でもある干渉信号の抑圧効果によって、受信品質がよくなるとも言える。
なお、同図（ｂ）には、広帯域信号に干渉する３つの信号▲４▼、▲５▼、▲６▼を示してあり、また、干渉除去前の受信信号の様子を左側のグラフに示す一方、干渉除去後の受信信号の様子を右側のグラフに示してある。また、これらのグラフの横軸は周波数を示しており、縦軸はスペクトル強度を示している。
【０１０４】
また、例えば上記図１１に示したような干渉信号除去装置では、上記式５に示したような適応アルゴリズムを用いてフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）を更新することから、上記式５に示した次回のフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ＋１）の演算の度毎に常に前回までの演算結果（ｈ（ｔ））が蓄積される。このため、このような干渉信号除去装置では、例えば帯域制限フィルタによる符号間干渉の影響等により、広帯域信号の信号成分までも抽出されて当該広帯域信号の一部も除去されてしまう可能性があり、このような場合においても、上述したのと同様に、受信機での復調処理において受信品質の劣化が無視できないくらいに大きくなってしまうことが生じ得る。
【０１０５】
以上のように、上記従来例で示したような干渉信号除去装置では、例えば上記図１９に示されるような干渉信号除去特性を示し、つまり、広帯域信号の電力と比べて狭帯域信号の電力が小さくなる場合には干渉除去を行わない場合より受信品質の特性が劣化してしまうことがあるといった不具合があった。
【０１０６】
具体的に、現状考えられている通信方式では、例えばＣＤＭＡ方式とＴＤＭＡ方式とを共用するような状況やＣＤＭＡ方式とＦＤＭＡ方式とを共用するような状況などにおいて、上記従来例で示したような干渉信号除去装置を組み込んだ受信機を用いた場合に、受信信号に干渉信号が存在しないようなときには、却って受信品質が低下してしまうことが生じ、また、例えば干渉信号の除去を行わない場合と比べて、基地局装置により収容可能な移動局装置の数（ユーザ数）が減少してしまうことや通話エリアが小さくなってしまうことが生じるといった問題が予想される。
【０１０７】
本発明は、このような従来の課題を解決するために為されたもので、広帯域の希望信号と狭帯域の干渉信号とを含んだ入力信号から当該干渉信号を除去するに際して、希望信号までも除去してしまうことを抑制するための工夫をした干渉信号除去装置を提供することを目的とする。
【０１０８】
【課題を解決するための手段】
まず、本発明の全体に共通する技術的思想を説明する。
すなわち、本発明に係る干渉信号除去装置では、広帯域の希望信号と狭帯域の干渉信号とを含んだ入力信号から当該干渉信号を除去するに際して、入力信号に基づいて当該入力信号に含まれる干渉信号をその抽出量を抑制（つまり、例えば従来例で示した場合と比べて小さく）して抽出し、抽出した干渉信号を当該入力信号から除去する。
【０１０９】
従って、入力信号に基づいて当該入力信号から抽出される干渉信号の抽出量が抑制されるため、広帯域の希望信号と狭帯域の干渉信号とを含んだ入力信号から希望信号（例えば干渉信号の周波数帯域内にある希望信号成分や、干渉信号の周波数帯域に隣接する帯域にある希望信号成分）までも除去してしまうことを抑制することができる。
【０１１０】
一例として、広帯域の希望信号としてＣＤＭＡ信号が用いられた場合には、受信機により受信した信号（ＣＤＭＡ信号と狭帯域干渉信号とを含んだ信号）から干渉信号を除去するに際して、当該干渉除去の能力を制御することにより、ＣＤＭＡ信号成分までも除去してしまうことを抑制することができ、これにより、例えば従来と比べて、干渉除去後における受信信号のビット誤り率の特性を向上させることができる。
【０１１１】
つまり、本来、ＣＤＭＡ方式のようなスペクトル拡散方式による（拡散された）信号は拡散利得による耐干渉能力が高いため、狭帯域干渉信号を必要以上に除去しなくとも、拡散された希望波（ＣＤＭＡ信号等）の信号電力と同程度のレベルまで狭帯域干渉信号の電力を減衰させることができればよい。このため、ＣＤＭＡ信号等の成分が除去されない程度まで干渉除去能力を抑圧することにより、例えば干渉信号成分が受信信号中に多少残留しても、ＣＤＭＡ信号等の成分の除去が抑制されることから、総じて、干渉除去後のビット誤り率を改善することができる。
【０１１２】
なお、例えば受信系の伝送路で複数の狭帯域干渉信号が広帯域希望信号に重畳されて受信機により受信されるような場合には、受信信号を複数の帯域に分割して、これら各帯域がそれぞれ１つ（或いは複数）の干渉信号を含むようにし、当該各帯域毎にその帯域に含まれる干渉信号に適した干渉除去を行うことにより、それぞれの干渉信号に応じた干渉除去を行うことを実現することができる。
【０１１３】
ここで、広帯域の希望信号としては、種々な信号が用いられてもよく、例えばＣＤＭＡ方式により拡散された信号等を用いることができる。
また、狭帯域の干渉信号としては、種々な信号が用いられてもよく、例えばＦＭ信号やＦＳＫ信号等を用いることができる。
【０１１４】
また、入力信号に基づいて干渉信号の抽出量を抑制する仕方としては、種々な仕方が用いられてもよく、例えば、入力信号に含まれる希望信号や干渉信号の状況に応じて、干渉信号の抽出量を抑制するか否かを制御したり、抑制する場合にはその抑制の程度を制御したりするのが好ましい。
【０１１５】
また、本発明に係る干渉信号除去装置では、一実施態様として、次のような構成により、広帯域の希望信号と狭帯域の干渉信号とを含んだ入力信号から当該干渉信号を除去する。
すなわち、抽出手段が入力信号から干渉信号を抽出し、除去手段が抽出される干渉信号を入力信号から除去し、抽出制御手段が除去手段の除去結果に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出を制御し、抽出量抑制手段が入力信号に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制する。
【０１１６】
ここで、除去手段の除去結果に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出を制御する仕方としては、例えば、除去手段により干渉除去が行われた後の入力信号に含まれる干渉信号の成分が最小（理想的には、ゼロ）となるように制御する仕方が用いられる。そして、本発明では、抽出量抑制手段が、このような制御の仕方に対して、干渉信号の抽出量を抑制する。
【０１１７】
なお、例えば上記図１１に示したような干渉信号除去装置を例とすると、適応フィルタから本発明に言う抽出手段が構成され、減算器から本発明に言う除去手段が構成され、フィルタタップ係数演算制御部から本発明に言う抽出制御手段が構成される。そして、本発明では、更に、干渉信号の抽出量を抑制する抽出量抑制手段を設ける。
【０１１８】
次に、本発明に係る干渉信号除去装置を更に詳しく説明する。なお、本発明では、後述する入力ベクトルと後述する制御ベクトルとの内積を干渉信号として抽出する構成において、上記のような干渉信号の抽出量の抑制を実現するための好ましい構成を提供する。
【０１１９】
上記目的を達成するため、本発明に係る干渉信号除去装置では、一態様として、次のようにして、入力信号から干渉信号を抽出して除去するに際して、当該干渉信号の抽出量を抑制する。
すなわち、抽出制御手段は干渉信号の抽出を制御するための複数のデジタル制御値から成る制御ベクトルを演算して抽出手段へ出力し、抽出手段は複数の入力信号値（入力信号の値）から成る入力ベクトルと抽出制御手段からの制御ベクトルとの内積を干渉信号として抽出し、抽出量抑制手段は抽出制御手段から出力される制御ベクトルを構成するデジタル制御値の有効語長を制限して抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制する。
【０１２０】
従って、抽出対象となる干渉信号を生成するための制御ベクトルを構成するデジタル制御値の有効語長を制限することにより、抽出される干渉信号を小さくすることができ、これにより、抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制することができる。
【０１２１】
ここで、制御ベクトルを構成する複数の（デジタル）制御値の数としては、種々な数であってもよい。
また、入力ベクトルを構成する複数の入力信号値の数としては、例えば制御ベクトルを構成する制御値の数と同数が用いられる。
【０１２２】
また、デジタル制御値の有効語長を制限することは、当該制限の程度に応じて当該デジタル制御値を小さくすることに相当する。
また、抽出制御手段から出力される制御ベクトルに対して有効語長制限を行う仕方としては、例えば当該出力前に有効語長制限を行う仕方が用いられてもよく、また、例えば当該出力後に有効語長制限を行う仕方が用いられてもよい。
【０１２３】
なお、例えば上記図１１に示したような干渉信号除去装置を例とすると、（受信）入力信号値ｒ（ｔ）が本発明に言う入力信号値に相当し、入力信号系列ｕ（ｔ）が本発明に言う入力ベクトルに相当し、フィルタタップ係数制御信号ｈｉが本発明に言う（デジタル）制御値に相当し、フィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）が本発明に言う制御ベクトルに相当する。
【０１２４】
また、本発明に係る干渉信号除去装置では、一態様として、次のようにして、入力信号から干渉信号を抽出して除去するに際して、当該干渉信号の抽出量を抑制する。
すなわち、抽出制御手段は干渉信号の抽出を制御するための複数の制御値から成る制御ベクトルをデジタル演算子により演算して抽出手段へ出力し、抽出手段は複数の入力信号値から成る入力ベクトルと抽出制御手段からの制御ベクトルとの内積を干渉信号として抽出し、抽出量抑制手段は抽出制御手段により用いられるデジタル演算子の有効語長を制限して抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制する。
【０１２５】
従って、制御ベクトルを演算するためのデジタル演算子の有効語長を制限することにより、当該演算結果である制御ベクトルを小さくして、抽出される干渉信号を小さくすることができ、これにより、抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制することができる。
ここで、デジタル演算子の有効語長を制限することは、当該制限の程度に応じて当該デジタル演算子の値を小さくすることに相当する。
【０１２６】
また、本発明に係る干渉信号除去装置では、一態様として、次のようにして、入力信号から干渉信号を抽出して除去するに際して、当該干渉信号の抽出量を抑制する。
すなわち、抽出制御手段は干渉信号の抽出を制御するための複数の制御値から成る制御ベクトルを演算して抽出手段へ出力し、抽出手段は複数の入力信号値から成る入力ベクトルと抽出制御手段からの制御ベクトルとの内積を干渉信号として抽出し、抽出量抑制手段は抽出制御手段から出力される制御ベクトルに１未満の制御係数を乗算して抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制する。
【０１２７】
従って、抽出制御手段から出力される制御ベクトルに１未満の制御係数を乗算することにより、当該制御ベクトルを小さくして、抽出される干渉信号を小さくすることができ、これにより、抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制することができる。
【０１２８】
ここで、１未満の制御係数の値としては、種々な値が用いられてもよく、例えば入力信号に含まれる希望信号の電力レベルや干渉信号の電力レベルに基づいて決定される。
また、抽出制御手段から出力される制御ベクトルに１未満の制御係数を乗算する仕方としては、例えば当該出力前に当該乗算を行う仕方が用いられてもよく、また、例えば当該出力後に当該乗算を行う仕方が用いられてもよい。
【０１２９】
また、本発明に係る干渉信号除去装置では、一態様として、次のようにして、入力信号から干渉信号を抽出して除去するに際して、当該干渉信号の抽出量を抑制する。
すなわち、抽出制御手段は干渉信号の抽出を制御するための複数の制御値から成る制御ベクトルを前回の制御ベクトルを用いて更新して当該更新結果を抽出手段へ出力し、抽出手段は複数の入力信号値から成る入力ベクトルと抽出制御手段からの制御ベクトルとの内積を干渉信号として抽出し、抽出量抑制手段は抽出制御手段による制御ベクトルの更新に用いられる前回の制御ベクトルに１未満の制御係数を乗算して干渉信号の抽出量を抑制する。
【０１３０】
従って、制御ベクトルの更新に用いられる前回の制御ベクトルに１未満の制御係数を乗算することにより、当該更新後の制御ベクトルを小さくして、抽出される干渉信号を小さくすることができ、これにより、抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制することができる。
【０１３１】
ここで、１未満の制御係数の値としては、種々な値が用いられてもよく、例えば入力信号に含まれる希望信号の電力レベルや干渉信号の電力レベルに基づいて決定される。
なお、例えば上記図１１に示したような干渉信号除去装置を例とすると、更新後のフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ＋１）を演算するために用いられる前回のフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）が本発明に言う前回の制御ベクトルに相当する。
【０１３２】
また、上記のような制御係数を用いた本発明に係る干渉信号除去装置では、一実施態様として、抽出量抑制手段は、入力信号に基づいて制御係数の値を制御し（例えば当該値を変化させ）、制御ベクトル（抽出制御手段から出力される制御ベクトル、又は、抽出制御手段による制御ベクトルの更新に用いられる前回の制御ベクトル）と制御係数との乗算を所定の時間間隔で行って抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制する。
【０１３３】
ここで、所定の時間間隔としては、種々な時間間隔が用いられてもよく、例えば抽出手段による干渉信号の抽出量が実用上で有効に抑制される程度の時間間隔が設定されるのがよい。このような時間間隔を設けることにより、制御ベクトルと制御係数との乗算回数を少なくすることができ、これにより、演算処理量を低減させることができる。
【０１３４】
また、上記のような制御係数を用いた本発明に係る干渉信号除去装置では、一実施態様として、抽出量抑制手段は、制御係数を一定値として、制御ベクトル（抽出制御手段から出力される制御ベクトル、又は、抽出制御手段による制御ベクトルの更新に用いられる前回の制御ベクトル）と制御係数との乗算を所定の周期で行って抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制する。
【０１３５】
ここで、前記一定値（制御係数の値）としては、種々な値が用いられてもよい。
また、所定の周期としては、種々な周期が用いられてもよく、例えば抽出手段による干渉信号の抽出量が実用上で有効に抑制される程度の周期が設定されるのがよい。このような周期を設けることにより、制御ベクトルと制御係数との乗算回数を少なくすることができ、これにより、演算処理量を低減させることができる。
【０１３６】
また、本発明に係る干渉信号除去装置では、例えば入力信号に含まれる干渉信号の時間的な変化が比較的緩やかであるような場合には、抽出制御手段は制御ベクトルの演算又は更新を所定の時間間隔で行う。
ここで、所定の時間間隔としては、種々な時間間隔が用いられてもよく、例えば干渉信号の時間的な変化に追従することができる程度の時間間隔が用いられるのがよい。このような時間間隔を設けることにより、制御ベクトルの演算又は更新の回数を少なくすることができ、これにより、演算処理量を低減させることができる。
【０１３７】
また、本発明に係る干渉信号除去装置では、一実施態様として、抽出量抑制手段は、入力信号に基づいて予め設定された態様で、抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制する。
具体的には、例えば入力信号に希望信号や干渉信号以外に必要な信号（例えば映像信号等のマルチメディア信号）が含まれているような場合に、予め当該必要な信号が除去されないような設定を行っておくことにより、当該必要な信号が除去されてしまうことを防止することができる。
【０１３８】
また、本発明に係る干渉信号除去装置では、好ましい態様として、抽出量抑制手段は、入力信号に含まれる希望信号と干渉信号との電力差に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制する。つまり、例えば、ＣＤＭＡ信号と狭帯域干渉信号とを含む信号を受信する場合には、ＣＤＭＡ信号の受信電力と狭帯域干渉信号の受信電力との差に応じて干渉信号の抽出量を抑制する。
なお、入力信号に含まれる希望信号の電力レベルや干渉信号の電力レベルは、例えば当該入力信号のスペクトル分析を行うこと等により検出することが可能である。
【０１３９】
ここで、広帯域信号（希望信号）と狭帯域干渉信号との電力差に基づいて干渉信号の抽出量を抑制する仕方の具体的な一例を以下の（１）〜（４）に示す。
（１）広帯域信号の電力が狭帯域干渉信号の電力よりも５ｄＢ分以上大きい場合には、干渉除去が行われないように、干渉信号の抽出量を（ゼロに）抑制する。
（２）広帯域信号の電力と狭帯域干渉信号の電力との差が±５ｄＢ以内である場合には、干渉信号の帯域内にある広帯域信号がそれほど除去されないことを実現すべく、弱い干渉除去が行われるように、干渉信号の抽出量を比較的大きく抑制する。
【０１４０】
（３）広帯域信号の電力よりも狭帯域干渉信号の電力の方が５ｄＢ〜３５ｄＢ分大きい場合には、これらの信号の電力に応じて、上記（２）の場合よりも干渉除去能力を強めて、干渉信号の抽出量を抑制する。
（４）広帯域信号の電力よりも狭帯域干渉信号の電力の方が３５ｄＢ分以上大きい場合（例えば干渉信号除去能力の限界値近傍であるような場合）には、干渉除去能力の制御が行われずに最大限の干渉除去が行われるように、干渉信号の抽出量を抑制しない。
【０１４１】
このように、例えば入力信号に含まれる干渉信号に応じて、所定の大きさ以上の電力の干渉信号に関して（のみ）その抽出量を抑制しないようにし、また、それぞれの干渉信号に応じて抽出量を抑制した干渉信号除去処理を行うようにすることにより、干渉信号の除去が行われない方が入力信号の特性がよいような場合には当該干渉信号の除去が行われないようにすることや、干渉信号の抽出量を或る程度抑制した方が干渉除去後における入力信号の特性がよいような場合には当該干渉信号の抽出量を適度に抑制すること等が実現される。このため、例えば従来において干渉信号を除去する際に本来的に（受信）処理を行いたい希望信号までも含まれて除去されてしまうことで生じていた入力信号の（受信）品質の劣化を防止することができ、これにより、干渉除去後における入力信号のビット誤り率の特性を向上させることができる。
【０１４２】
また、本発明に係る干渉信号除去装置では、他の態様として、抽出量抑制手段は、入力信号に含まれる希望信号の電力に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制する。つまり、例えば、ＣＤＭＡ信号と狭帯域干渉信号とを含む信号を受信する場合には、ＣＤＭＡ信号の受信電力に応じて干渉信号の抽出量を抑制する。
【０１４３】
ここで、図７（ａ）及び同図（ｂ）には、上記したような本発明に係る干渉信号除去装置を用いて、広帯域信号と狭帯域干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除去する場合の様子の一例を示してある。
【０１４４】
具体的に、同図（ａ）には、広帯域信号の電力と比べて或る狭帯域干渉信号の電力が十分に大きい場合の例を示してあり、この場合には、それぞれの干渉信号毎に適した干渉除去を行うようにし、つまり、広帯域信号と同程度の受信レベルの狭帯域干渉信号（例えば図中の▲２▼の干渉信号）については干渉除去処理を行わずにその干渉信号成分を残し、受信レベルの強い狭帯域干渉信号（例えば図中の▲１▼の干渉信号）についてはその抽出量を抑制せずに干渉除去を行い、比較的受信レベルの弱い狭帯域干渉信号（例えば図中の▲３▼の干渉信号）についてはその抽出量を抑制した干渉除去を行うことにより、干渉除去処理後の広帯域信号の品質を例えば従来と比べて改善することができる。
【０１４５】
なお、同図（ａ）には、広帯域信号に干渉する３つの信号▲１▼、▲２▼、▲３▼を示してあり、また、干渉除去前の受信信号の様子を左側のグラフに示す一方、干渉除去後の受信信号の様子を右側のグラフに示してある。また、これらのグラフの横軸は周波数を示しており、縦軸はスペクトル強度を示している。
【０１４６】
一方、同図（ｂ）には、広帯域信号の電力と比べて各狭帯域干渉信号の電力が（ほぼ）等しい場合（或いは、小さい場合についても同様）の例を示してあり、この場合には、広帯域信号と非常に近い受信レベルの狭帯域干渉信号（例えば図中の▲５▼及び▲６▼の干渉信号）については干渉除去処理を行わずにその干渉信号成分を残し、比較的受信レベルの弱い狭帯域干渉信号（例えば図中の▲４▼の干渉信号）についてはその抽出量を抑制した干渉除去を行うことにより、干渉除去処理後の広帯域信号の品質を例えば従来（入力された受信信号に対して、全ての狭帯域干渉信号を除去した場合）と比べて改善することができる。
【０１４７】
なお、同図（ｂ）には、広帯域信号に干渉する３つの信号▲４▼、▲５▼、▲６▼を示してあり、また、干渉除去前の受信信号の様子を左側のグラフに示す一方、干渉除去後の受信信号の様子を右側のグラフに示してある。また、これらのグラフの横軸は周波数を示しており、縦軸はスペクトル強度を示している。
また、上記図７（ａ）及び同図（ｂ）中で、干渉除去後における広帯域信号の周波数スペクトルの落ち込みは、当該干渉除去に際して広帯域信号成分が除去された部分を表している。
【０１４８】
このように、本発明に係る干渉信号除去装置では、入力信号に含まれる希望信号や干渉信号に応じた干渉除去を行うことにより、例えば狭帯域干渉信号の電力が広帯域希望信号の電力よりも小さいような場合において入力信号の特性を改善することができ、また、例えば入力信号に複数の狭帯域干渉信号が含まれるような場合においても各干渉信号毎に柔軟に干渉除去を行うことが可能である。
【０１４９】
【発明の実施の形態】
本発明の実施例に係る干渉信号除去装置を図面を参照して説明する。
なお、本実施例では、干渉信号除去装置は例えば無線通信を行う受信機に設けられており、当該受信機により受信される信号（広帯域の希望信号と狭帯域の干渉信号とを含んだ信号）に含まれる干渉信号を除去する。
【０１５０】
まず、本発明の全てに共通する技術的思想に係る構成例を説明する。
図１には、本発明に係る干渉信号除去装置の一例を示してあり、この装置には、干渉信号抽出部１と、合成器２と、干渉信号推定部３と、抽出量抑制部４とが備えられている。なお、ｔは時刻を示す。
【０１５１】
干渉信号推定部３は、例えば広帯域の希望信号と複数の狭帯域の干渉信号とが合成された受信信号ｒ（ｔ）及び干渉除去後の受信信号ｅ（ｔ）を入力して、当該干渉除去後の受信信号ｅ（ｔ）に含まれる干渉信号を推定し、当該推定結果を干渉信号抽出部１に通知する。
干渉信号抽出部１は、受信信号ｒ（ｔ）を入力して、干渉信号推定部３から通知される推定結果に基づいて当該受信信号ｒ（ｔ）から干渉信号（とみなされるもの）Ｖ（ｔ）を抽出し、当該干渉信号Ｖ（ｔ）を合成器２へ出力する。
【０１５２】
合成器２は、受信信号ｒ（ｔ）と干渉信号抽出部１からの干渉信号Ｖ（ｔ）とを逆位相で（つまり、干渉信号Ｖ（ｔ）が受信信号ｒ（ｔ）から除去されるように）合成して、干渉信号Ｖ（ｔ）が除去された後の受信信号ｅ（ｔ）を出力する。なお、合成器２から出力される干渉除去後の受信信号ｅ（ｔ）の一部は上記した干渉信号推定部３に入力されて、干渉信号の推定に用いられる。
【０１５３】
抽出量抑制部４は、受信信号ｒ（ｔ）を入力し、当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる希望信号の電力や干渉信号の電力に基づいて、例えば当該干渉信号の電力が比較的小さいような場合には、干渉信号抽出部１で抽出される干渉信号Ｖ（ｔ）の量が抑制されるように（つまり、前記推定結果に基づく干渉信号の抽出量より小さくなるように）、干渉信号推定部３を制御する。
【０１５４】
以上のように、本例の干渉信号除去装置では、入力信号に基づいて干渉信号除去処理における干渉信号の抽出量を抑制することが行われ、これにより、例えば広帯域希望信号の電力と比べて狭帯域干渉信号の電力が同程度である場合や或いは小さいような場合に、広帯域信号までもが除去されてしまうことを抑制することができる。このため、本例の干渉信号除去装置では、例えば従来と比べて、干渉除去後の入力信号（広帯域信号）の受信品質を改善することができ、これにより、干渉除去後における入力信号（広帯域信号）のビット誤り率の特性を向上させることができる。
【０１５５】
一例として、広帯域希望信号としてＣＤＭＡ信号が用いられ、狭帯域干渉信号としてＦＭ信号等が用いられた場合には、本例のような干渉信号除去装置を受信機に設けることにより、受信機では、例えば干渉信号の残留をＣＤＭＡ信号と同程度のレベルまで許容することにより、受信帯域全体として、干渉除去後の受信信号のビット誤り率の特性を向上させることができる。
【０１５６】
ここで、本例では、干渉信号抽出部１から本発明に言う抽出手段が構成され、合成器２から本発明に言う除去手段が構成され、干渉信号推定部３から本発明に言う抽出制御手段が構成され、抽出量抑制部４から本発明に言う抽出量抑制手段が構成されている。
【０１５７】
以下で、本発明に係る種々な実施例を説明する。
まず、本発明の第１実施例に係る干渉信号除去装置を説明する。
図２には、干渉信号除去装置の一例を示してあり、この装置には、干渉信号抽出部１１と、合成器１２と、干渉信号推定部１３と、推定精度制御部１４とが備えられている。なお、ｔは時刻を示す。
【０１５８】
干渉信号推定部１３は、広帯域の希望信号と複数の狭帯域の干渉信号とが合成された受信信号ｒ（ｔ）及び干渉除去後の受信信号ｅ（ｔ）を入力して、一般的な適応アルゴリズムを用いて当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる干渉信号を推定し、当該推定結果に基づく干渉信号推定係数ｈ（ｔ＋１）を算出する。そして、本例の干渉信号推定部１３は、後述する推定精度制御部１４からの制御に従って、算出した干渉信号推定係数ｈ（ｔ＋１）の有効語長を制限し、これにより得られる有効語長制限後の干渉信号推定係数ｈ’（ｔ＋１）を干渉信号抽出部１１へ出力する。
【０１５９】
干渉信号抽出部１１は、受信信号ｒ（ｔ）を入力して、干渉信号推定部１３から入力される干渉信号推定係数ｈ’（ｔ＋１）に基づいて当該受信信号ｒ（ｔ）から干渉信号（とみなされるもの）Ｖ（ｔ）を抽出し、当該干渉信号Ｖ（ｔ）を合成器１２へ出力する。
【０１６０】
合成器１２は、受信信号ｒ（ｔ）と干渉信号抽出部１１からの干渉信号Ｖ（ｔ）とを逆位相で（つまり、干渉信号Ｖ（ｔ）が受信信号ｒ（ｔ）から除去されるように）合成して、干渉信号Ｖ（ｔ）が除去された後の受信信号ｅ（ｔ）を出力する。なお、合成器１２から出力される干渉除去後の受信信号ｅ（ｔ）の一部は上記した干渉信号推定部１３に入力されて、干渉信号の推定に用いられる。
【０１６１】
推定精度制御部１４は、受信信号ｒ（ｔ）を入力し、当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる希望信号の電力や干渉信号の電力に基づいて、例えば当該干渉信号の電力が比較的小さいような場合には、干渉信号抽出部１１で抽出される干渉信号Ｖ（ｔ）の量が抑制されるように、干渉信号推定部１３により行われる前記有効語長制限を制御する。
【０１６２】
また、図３には、干渉信号推定係数ｈ（ｔ＋１）の有効語長制限を行う構成をＣＤＭＡ受信機に適用した場合における干渉信号除去装置の構成例を示してあり、この装置には、遅延素子２１と、適応フィルタ２２と、減算器２３と、フィルタタップ係数演算制御部２４と、有効語長制御部２５と、抽出量制御部２６とが備えられている。
【０１６３】
ここで、遅延素子２１や適応フィルタ２２や減算器２３やフィルタタップ係数演算制御部２４の構成や動作としては、例えば上記図１３に示したもの７１〜７４と同様である。
【０１６４】
有効語長制御部２５は、フィルタタップ係数演算制御部２４から出力されるフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ＋１）を入力し、後述する抽出量制御部２６からの制御に従って当該フィルタタップ係数系列ｈ（ｔ＋１）の有効語長を制限し、これにより得られる有効語長制限後のフィルタタップ係数系列ｈ’（ｔ＋１）を適応フィルタ２２へ出力する。
【０１６５】
抽出量制御部２６は、受信信号ｒ（ｔ）を入力し、当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる希望信号の電力や干渉信号の電力に基づいて、例えば当該干渉信号の電力が比較的小さいような場合には、適応フィルタ２２で抽出される干渉信号Ｖ（ｔ）の量が抑制されるように、有効語長制御部２５により行われる前記有効語長制限を制御する。
【０１６６】
ここで、（入力）受信信号ｒ（ｔ）に基づいてフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ（ｔ＋１）の有効語長を制限する仕方の一例を示す。
なお、本例では、受信信号ｒ（ｔ）の（デジタル）入力ビット数が１６ビットであり、適応フィルタ２２（干渉信号抽出部１１）に本来入力されるフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ（ｔ＋１）のビット数が１６ビットであり、当該フィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ（ｔ＋１）を演算するのに用いられる算術演算素子のビット数が３２ビットであるとする。また、本例では、例えば上記式５で示したようなステップサイズパラメータ（重み付け係数）μの値として、μ＝０．００１が設定されているとする。
【０１６７】
本例の抽出量制御部２６（推定精度制御部１４）は、入力される受信信号ｒ（ｔ）をスペクトル分析等することで、当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる広帯域希望信号と狭帯域干渉信号との電力差を検出し、検出した電力差に基づいて（例えば当該電力差に応じて比例するように）、適応フィルタ２２（干渉信号抽出部１１）に入力されるフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ（ｔ＋１）のデータの語長を、以下の（１）〜（６）に示すように制御する。
【０１６８】
（１）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が５ｄＢ以上である場合には、データの語長を０ビットとする（つまり、干渉信号除去処理が行われないようにする）。
（２）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が±５ｄＢ以内である場合には、データの語長を８ビットとする。
（３）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−５ｄＢ〜−１５ｄＢである場合には、データの語長を１０ビットとする。
【０１６９】
（４）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−１５ｄＢ〜−２５ｄＢである場合には、データの語長を１２ビットとする。
（５）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−２５ｄＢ〜−３５ｄＢである場合には、データの語長を１４ビットとする。
（６）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−３５ｄＢ以上である場合には、データの語長を１６ビットとする（つまり、有効語長制限を行わない）。
【０１７０】
このような語長制限を行うことで、例えば比較的電力の小さい信号成分については、データの語長が小さくなって、あまり抽出されないように制御することができる。
【０１７１】
なお、データを語長制限する仕方としては、例えば１６ビットのデータにＦＦＦ０（Ｈ：１６進数）等をＡＮＤ（論理積）演算するといった簡易な構成による仕方を用いることができる。具体例として、１６ビットのデータにＦＦＦ０をＡＮＤ演算すると、当該データの上位１２ビットの値（“１”値或いは“０”値）をそのまま残して、下位４ビットの値を全て“０”値にすることができ、結果として、当該データを１２ビットに語長制限することができる。
【０１７２】
また、有効語長制限の影響が抽出後の干渉信号に出ることも考えられるが、例えば干渉信号を抽出するのに通常用いられる有限長インパルスレスポンス（ＦＩＲ：Finite Impulse Response）フィルタを代表とするトランスバーサルフィルタでは複数の遅延要素からの出力の畳み込み和が用いられるため、その平均化の効果によってほとんど影響は出ない。
【０１７３】
以上のように、本例の干渉信号除去装置では、入力信号に含まれる狭帯域干渉信号を推定して抽出するに際して、当該推定結果である干渉信号推定係数（フィルタタップ係数系列）ｈ（ｔ＋１）を有効語長制限して干渉信号の抽出量を制御することが行われるため、例えば、それぞれの干渉信号に応じた干渉除去を行って、干渉除去後の入力信号（広帯域信号）の品質を向上させることができる。
【０１７４】
ここで、本例では、干渉信号抽出部１１（或いは、適応フィルタ２２）から本発明に言う抽出手段が構成され、合成器１２（或いは、減算器２３）から本発明に言う除去手段が構成され、干渉信号推定部１３（或いは、フィルタタップ係数演算制御部２４）から本発明に言う抽出制御手段が構成され、推定精度制御部１４（或いは、抽出量制御部２６や有効語長制御部２５）から本発明に言う抽出量抑制手段が構成されている。
【０１７５】
また、本例では、（受信）入力信号値ｒ（ｔ）が本発明に言う入力信号値に相当し、上記式１で示したような入力信号系列ｕ（ｔ）が本発明に言う入力ベクトルに相当し、上記式２で示したような干渉信号推定信号（フィルタタップ係数制御信号）ｈｉが本発明に言うデジタル制御値に相当し、干渉信号推定係数（フィルタタップ係数系列）ｈ（ｔ）が本発明に言う制御ベクトルに相当する。
【０１７６】
次に、本発明の第２実施例に係る干渉信号除去装置を説明する。
なお、本例の干渉信号除去装置は例えば上記図２に示した装置と同様な構成であるため、説明の便宜上から、本例では、同図を用いて説明を行う。
同図に示されるように、本例の干渉信号除去装置には、干渉信号抽出部１１と、合成器１２と、干渉信号推定部１３と、推定精度制御部１４とが備えられている。なお、ｔは時刻を示す。
【０１７７】
ここで、干渉信号抽出部１１や合成器１２の構成や動作は、例えば上記第１実施例の場合に示した構成や動作と同様である。
本例の干渉信号推定部１３は、例えば上記第１実施例の場合と同様にして干渉信号の推定結果に基づく干渉信号推定係数ｈ（ｔ＋１）を算出するに際して、後述する推定精度制御部１４からの制御に従って、当該算出に用いられる算術演算素子の有効語長を制限し、当該有効語長制限後の算術演算素子を用いて算出した干渉信号推定係数ｈ’（ｔ＋１）を干渉信号抽出部１１へ出力する。
【０１７８】
推定精度制御部１４は、受信信号ｒ（ｔ）を入力し、当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる希望信号の電力や干渉信号の電力に基づいて、例えば当該干渉信号の電力が比較的小さいような場合には、干渉信号抽出部１１で抽出される干渉信号Ｖ（ｔ）の量が抑制されるように、干渉信号推定部１３により行われる前記有効語長制限を制御する。
【０１７９】
ここで、（入力）受信信号ｒ（ｔ）に基づいて算術演算素子の有効語長を制限する仕方の一例を示す。
なお、本例では、受信信号ｒ（ｔ）の（デジタル）入力ビット数が１６ビットであり、干渉信号抽出部１１に入力される干渉信号推定係数ｈ’（ｔ＋１）のビット数が１６ビットであり、当該干渉信号推定係数ｈ’（ｔ＋１）を演算するのに用いられる本来の算術演算素子のビット数が３２ビットであるとする。また、本例では、例えば上記式５で示したようなステップサイズパラメータ（重み付け係数）μの値として、μ＝０．００１が設定されているとする。
【０１８０】
本例の推定精度制御部１４は、入力される受信信号ｒ（ｔ）をスペクトル分析等することで、当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる広帯域希望信号と狭帯域干渉信号との電力差を検出し、検出した電力差に基づいて（例えば当該電力差に応じて比例するように）、干渉信号推定部１３で用いられる算術演算素子の語長（例えばＬＭＳやＲＬＳに係る演算子の演算語長）を、以下の（１）〜（６）に示すように制御する。
【０１８１】
（１）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が５ｄＢ以上である場合には、演算子の語長を０ビットとする（つまり、干渉信号除去処理が行われないようにする）。
（２）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が±５ｄＢ以内である場合には、演算子の語長を２４ビットとする。
（３）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−５ｄＢ〜−１５ｄＢである場合には、演算子の語長を２６ビットとする。
【０１８２】
（４）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−１５ｄＢ〜−２５ｄＢである場合には、演算子の語長を２８ビットとする。
（５）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−２５ｄＢ〜−３５ｄＢである場合には、演算子の語長を３０ビットとする。
（６）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−３５ｄＢ以上である場合には、演算子の語長を３２ビットとする（つまり、有効語長制限を行わない）。
【０１８３】
このような語長制限を行うことで、例えば比較的電力の小さい信号成分については、演算子の語長が小さくなって、あまり抽出されないように制御することができる。
なお、例えば干渉信号推定部１３に入力されて干渉信号推定係数ｈ’（ｔ＋１）の演算に用いられる受信信号ｒ（ｔ）や干渉除去後の受信信号ｅ（ｔ）等の有効語長を制御することにより、上記と同様な効果を得ることも可能である。
【０１８４】
また、演算子を語長制限する仕方としては、例えば３２ビットの演算子にＦＦＦＦＦＦＦ０（Ｈ：１６進数）等をＡＮＤ（論理積）演算するといった簡易な構成による仕方を用いることができる。具体例として、３２ビットの演算子にＦＦＦＦＦＦＦ０をＡＮＤ演算すると、当該データの上位２８ビットの値（“１”値或いは“０”値）をそのまま残して、下位４ビットの値を全て“０”値にすることができ、結果として、当該データを２８ビットに語長制限することができる。
【０１８５】
以上のように、本例の干渉信号除去装置では、入力信号に含まれる狭帯域干渉信号を推定して抽出するに際して、当該推定を行うのに用いられる算術演算素子を有効語長制限して干渉信号の抽出量を制御することが行われるため、例えば、それぞれの干渉信号に応じた干渉除去を行って、干渉除去後の入力信号（広帯域信号）の品質を向上させることができる。
【０１８６】
ここで、本例では、干渉信号抽出部１１から本発明に言う抽出手段が構成され、合成器１２から本発明に言う除去手段が構成され、干渉信号推定部１３から本発明に言う抽出制御手段が構成され、推定精度制御部１４から本発明に言う抽出量抑制手段が構成されている。
【０１８７】
また、本例では、（受信）入力信号値ｒ（ｔ）が本発明に言う入力信号値に相当し、上記式１で示したような入力信号系列ｕ（ｔ）が本発明に言う入力ベクトルに相当し、上記式２で示したような干渉信号推定信号ｈｉが本発明に言う制御値に相当し、干渉信号推定係数ｈ（ｔ）が本発明に言う制御ベクトルに相当する。
また、本例では、上記した算術演算素子で実現される演算子が本発明に言うデジタル演算子に相当する。
【０１８８】
次に、本発明の第３実施例に係る干渉信号除去装置を説明する。
なお、本例の干渉信号除去装置は例えば上記図２に示した装置と同様な構成であるため、説明の便宜上から、本例では、同図を用いて説明を行う。
同図に示されるように、本例の干渉信号除去装置には、干渉信号抽出部１１と、合成器１２と、干渉信号推定部１３と、推定精度制御部１４とが備えられている。なお、ｔは時刻を示す。
【０１８９】
ここで、干渉信号抽出部１１や合成器１２の構成や動作は、例えば上記第１実施例の場合に示した構成や動作と同様である。
本例の干渉信号推定部１３は、例えば上記第１実施例の場合と同様にして干渉信号の推定結果に基づく干渉信号推定係数ｈ（ｔ＋１）を算出する場合に、後述する推定精度制御部１４からの制御に従って、当該算出される干渉信号推定係数ｈ（ｔ＋１）に制御係数α（本例では、１以下の正数値）を乗算し、当該乗算結果ｈ’（ｔ＋１）＝α＊ｈ（ｔ＋１）を干渉信号抽出部１１へ出力する。
【０１９０】
なお、本例では、このような制御係数αの乗算が行われることから、例えば干渉信号推定係数ｈ（ｔ＋１）の有効語長制限や算術演算素子の有効語長制限は行われずに、これらの語長は一定に固定されている。
【０１９１】
推定精度制御部１４は、受信信号ｒ（ｔ）を入力し、当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる希望信号の電力や干渉信号の電力に基づいて、例えば当該干渉信号の電力が比較的小さいような場合には、干渉信号抽出部１１で抽出される干渉信号Ｖ（ｔ）の量が抑制されるように、干渉信号推定部１３で用いられる制御係数αの値を制御する。
【０１９２】
また、図４には、干渉信号推定係数ｈ（ｔ＋１）に制御係数αを乗算する構成をＣＤＭＡ受信機に適用した場合における干渉信号除去装置の構成例を示してあり、この装置には、遅延素子３１と、適応フィルタ３２と、減算器３３と、フィルタタップ係数演算制御部３４と、第１の乗算器３５と、抽出量制御部３６と、第２の乗算器３７とが備えられている。
【０１９３】
ここで、遅延素子３１や適応フィルタ３２や減算器３３やフィルタタップ係数演算制御部３４の構成や動作としては、例えば上記図１３に示したもの７１〜７４と同様である。
【０１９４】
第１の乗算器３５は、フィルタタップ係数演算制御部３４から出力されるフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ＋１）を入力し、後述する抽出量制御部３６からの制御に従って設定される制御係数αを当該フィルタタップ係数系列ｈ（ｔ＋１）に乗算し、これにより得られる当該乗算後のフィルタタップ係数系列ｈ’（ｔ＋１）を適応フィルタ３２へ出力する。
【０１９５】
抽出量制御部３６は、受信信号ｒ（ｔ）を入力し、当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる希望信号の電力や干渉信号の電力に基づいて、例えば当該干渉信号の電力が比較的小さいような場合には、適応フィルタ３２で抽出される干渉信号Ｖ（ｔ）の量が抑制されるように、第１の乗算器３５で用いられる制御係数αの値を制御する。
【０１９６】
また、本例では、上述のように第２の乗算器３７が備えられており、この第２の乗算器３７は、適応フィルタ３７から出力される干渉信号Ｖ（ｔ）に所定の値βを乗算して、当該乗算結果（β＊Ｖ（ｔ））を、受信信号ｒ（ｔ）から減算する対象として、減算器３３へ出力する。
【０１９７】
つまり、本例では、上記のようにフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ＋１）に１以下の制御係数αが乗算されることから適応フィルタ３２により抽出される干渉信号Ｖ（ｔ）もα倍されるところ、本例の構成では、上記のように第２の乗算器３７により当該干渉信号Ｖ（ｔ）を所定値β倍して当該干渉信号Ｖ（ｔ）のレベルを制御することで、そのレベルの劣化を抑えることも可能である。一例として、所定値β＝（１／α）と設定すると、抽出される干渉信号Ｖ（ｔ）のレベルが第２の乗算器３７により元々（フィルタタップ係数系列ｈ（ｔ＋１）に制御係数αが乗算されない場合）と同じレベルに補正される。
【０１９８】
ここで、（入力）受信信号ｒ（ｔ）に基づいてフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ（ｔ＋１）に制御係数αを乗算する仕方の一例を示す。
なお、本例では、受信信号ｒ（ｔ）の（デジタル）入力ビット数が１６ビットであり、適応フィルタ３２（干渉信号抽出部１１）に入力されるフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ＋１）のビット数が１６ビットであり、フィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ（ｔ＋１）を演算するのに用いられる算術演算素子のビット数が３２ビットであるとする。また、本例では、例えば上記式５で示したようなステップサイズパラメータ（重み付け係数）μの値として、μ＝０．００１が設定されているとする。
【０１９９】
本例の抽出量制御部３６（推定精度制御部１４）は、入力される受信信号ｒ（ｔ）をスペクトル分析等することで、当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる広帯域希望信号と狭帯域干渉信号との電力差を検出し、検出した電力差に基づいて（例えば当該電力差に応じて比例するように）、第１の乗算器３５で用いられる制御係数αの値を、以下の（１）〜（６）に示すように制御する。
【０２００】
（１）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が５ｄＢ以上である場合には、制御係数αの値を０（α＝０）とする（つまり、干渉信号除去処理が行われないようにする）。
（２）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が±５ｄＢ以内である場合には、制御係数αの値を０．０６２５（α＝０．０６２５）とする。
（３）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−５ｄＢ〜−１５ｄＢである場合には、制御係数αの値を０．１２５（α＝０．１２５）とする。
【０２０１】
（４）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−１５ｄＢ〜−２５ｄＢである場合には、制御係数αの値を０．２５（α＝０．２５）とする。
（５）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−２５ｄＢ〜−３５ｄＢである場合には、制御係数αの値を０．５（α＝０．５）とする。
（６）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−３５ｄＢ以上である場合には、制御係数αの値を１（α＝１）とする（つまり、干渉信号の抽出量を制御しない）。
【０２０２】
このような制御係数αの値の制御を行うことで、例えば比較的電力の大きい信号成分については干渉信号成分として抽出されて除去される一方、例えば比較的電力の小さい信号成分については、干渉信号として推定されないようにすることや、或いは、推定されてもその抽出量が小さくなることが実現される。
【０２０３】
具体的には、例えば上記のような制御係数αの乗算によって与えられる減衰量に比例して、適応フィルタ３２（干渉信号抽出部１１）で抽出される相関関数（干渉信号）Ｖ（ｔ）の電力レベルが抑制される。そして、例えば干渉信号除去処理が或る程度の時間継続されて、エラー信号ｅ（ｔ）が小さくなると、フィルタタップ係数演算制御部３４（干渉信号推定部１３）で更新されて適応フィルタ３２（干渉信号抽出部１１）に与えられるフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ＋１）の増加量は制御係数αの効果によりほぼゼロとなり、或る程度のところで当該フィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ＋１）の値は平衡状態となる。
【０２０４】
従って、例えば狭帯域干渉信号の電力が広帯域信号の電力と同程度のレベルまで減衰した時点でフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ＋１）の値が一定に保たれるように、つまり、フィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ（ｔ＋１）の更新による増加量と制御係数αによる減衰量とが等しくなるように、制御係数αの値を最適化することで、干渉信号と共に広帯域信号が大きく除去されてしまうことを抑制することができる。このため、例えば干渉信号除去処理が開始されてからしばらくの時間が経過した場合においても、干渉除去能力を大きく低下させることなく、干渉除去後における入力信号（広帯域信号）のビット誤り率を改善することができる。
【０２０５】
なお、本例では、広帯域信号と狭帯域干渉信号との電力差に基づいて制御係数αの値を制御する構成を示したが、例えば広帯域信号の電力に応じて比例するように制御係数αの値を制御することにより、上記と同様な効果を得ることも可能である。
【０２０６】
以上のように、本例の干渉信号除去装置では、入力信号に含まれる狭帯域干渉信号を推定して抽出するに際して、当該推定結果である干渉信号推定係数（フィルタタップ係数系列）ｈ（ｔ＋１）に制御係数αを乗算して干渉信号の抽出量を制御することが行われるため、例えば、それぞれの干渉信号に応じた干渉除去を行って、干渉除去後の入力信号（広帯域信号）の品質を向上させることができる。
【０２０７】
ここで、本例では、干渉信号抽出部１１（或いは、適応フィルタ３２）から本発明に言う抽出手段が構成され、合成器１２（或いは、減算器３３）から本発明に言う除去手段が構成され、干渉信号推定部１３（或いは、フィルタタップ係数演算制御部３４）から本発明に言う抽出制御手段が構成され、推定精度制御部１４（或いは、抽出量制御部３６や第１の乗算器３５）から本発明に言う抽出量抑制手段が構成されている。
【０２０８】
また、本例では、（受信）入力信号値ｒ（ｔ）が本発明に言う入力信号値に相当し、上記式１で示したような入力信号系列ｕ（ｔ）が本発明に言う入力ベクトルに相当し、上記式２で示したような干渉信号推定信号（フィルタタップ係数制御信号）ｈｉが本発明に言う制御値に相当し、干渉信号推定係数（フィルタタップ係数系列）ｈ（ｔ）が本発明に言う制御ベクトルに相当する。
また、本例では、上記した制御係数αが本発明に言う（制御ベクトルに乗算される）制御係数に相当する。
【０２０９】
次に、本発明の第４実施例に係る干渉信号除去装置を説明する。
なお、本例の干渉信号除去装置は例えば上記図２に示した装置と同様な構成であるため、説明の便宜上から、本例では、同図を用いて説明を行う。
同図に示されるように、本例の干渉信号除去装置には、干渉信号抽出部１１と、合成器１２と、干渉信号推定部１３と、推定精度制御部１４とが備えられている。なお、ｔは時刻を示す。
【０２１０】
ここで、干渉信号抽出部１１や合成器１２の構成や動作は、例えば上記第１実施例の場合に示した構成や動作と同様である。
本例の干渉信号推定部１３は、例えば上記第１実施例の場合と同様にして干渉信号の推定結果に基づく干渉信号推定係数ｈ’（ｔ＋１）を算出する場合に、後述する推定精度制御部１４からの制御に従って、次回の（更新後の）干渉信号推定係数ｈ’（ｔ＋１）を算出するに際して、前回の干渉信号推定係数ｈ’（ｔ）に制御係数α（本例では、１以下の正数値）を乗算した結果ｈ’’（ｔ）＝α＊ｈ’（ｔ）を用いる。そして、本例の干渉信号推定部１３は、このようにして更新した干渉信号推定係数ｈ’（ｔ＋１）＝α＊ｈ’（ｔ）＋μ＊ｅ（ｔ）＊ｕ（ｔ）を干渉信号抽出部１１へ出力する。
【０２１１】
なお、本例では、このような制御係数αの乗算が行われることから、例えば干渉信号推定係数ｈ’（ｔ＋１）の有効語長制限や算術演算素子の有効語長制限は行われずに、これらの語長は一定に固定されている。
【０２１２】
推定精度制御部１４は、受信信号ｒ（ｔ）を入力し、当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる希望信号の電力や干渉信号の電力に基づいて、例えば当該干渉信号の電力が比較的小さいような場合には、干渉信号抽出部１１で抽出される干渉信号Ｖ（ｔ）の量が抑制されるように、干渉信号推定部１３で用いられる制御係数αの値を制御する。
【０２１３】
また、図５には、前回の干渉信号推定係数ｈ’（ｔ）に制御係数αを乗算して次回の干渉信号推定係数ｈ’（ｔ＋１）を算出する構成をＣＤＭＡ受信機に適用した場合における干渉信号除去装置の構成例を示してあり、この装置には、遅延素子４１と、適応フィルタ４２と、減算器４３と、フィルタタップ係数演算制御部４４と、乗算器４５と、抽出量制御部４６とが備えられている。
【０２１４】
ここで、遅延素子４１や適応フィルタ４２や減算器４３の構成や動作としては、例えば上記図１３に示したもの７１〜７４と同様である。
本例のフィルタタップ係数演算制御部４４は、次回のフィルタタップ係数系列ｈ’（ｔ＋１）を算出するに際して、前回のフィルタタップ係数系列ｈ’（ｔ）を後述する乗算器４５へ出力し、これに応じて当該乗算器４５から入力される値α＊ｈ’（ｔ）を当該次回のフィルタタップ係数系列ｈ’（ｔ＋１）の算出に用いる。
【０２１５】
乗算器４５は、フィルタタップ係数演算制御部４４から出力されるフィルタタップ係数系列ｈ’（ｔ）を入力し、後述する抽出量制御部４６からの制御に従って設定される制御係数αを当該フィルタタップ係数系列ｈ’（ｔ）に乗算し、これにより得られる当該乗算後のフィルタタップ係数系列α＊ｈ’（ｔ）をフィルタタップ係数演算制御部４４へ出力する。なお、このような乗算処理等は、フィルタタップ係数演算制御部４４で次回のフィルタタップ係数系列ｈ’（ｔ＋１）の更新処理が行われる前までに完了させられる。
【０２１６】
抽出量制御部４６は、受信信号ｒ（ｔ）を入力し、当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる希望信号の電力や干渉信号の電力に基づいて、例えば当該干渉信号の電力が比較的小さいような場合には、適応フィルタ４２で抽出される干渉信号Ｖ（ｔ）の量が抑制されるように、乗算器４５で用いられる制御係数αの値を制御する。
【０２１７】
ここで、（入力）受信信号ｒ（ｔ）に基づいて前回のフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ）に制御係数αを乗算する仕方の一例を示す。
なお、本例では、受信信号ｒ（ｔ）の（デジタル）入力ビット数が１６ビットであり、適応フィルタ４２（干渉信号抽出部１１）に入力されるフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ＋１）のビット数が１６ビットであり、当該フィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ＋１）を演算するのに用いられる算術演算素子のビット数が３２ビットであるとする。また、本例では、例えば上記式５で示したようなステップサイズパラメータ（重み付け係数）μの値として、μ＝０．００１が設定されているとする。
【０２１８】
本例の抽出量制御部４６（推定精度制御部１４）は、入力される受信信号ｒ（ｔ）をスペクトル分析等することで、当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる広帯域希望信号と狭帯域干渉信号との電力差を検出し、検出した電力差に基づいて（例えば当該電力差に応じて比例するように）、乗算器４５で用いられる制御係数αの値を、以下の（１）〜（６）に示すように制御する。
【０２１９】
（１）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が５ｄＢ以上である場合には、制御係数αの値を０（α＝０）とする（つまり、干渉信号除去処理が行われないようにする）。
（２）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が±５ｄＢ以内である場合には、制御係数αの値を０．９６（α＝０．９６）とする。
（３）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−５ｄＢ〜−１５ｄＢである場合には、制御係数αの値を０．９７（α＝０．９７）とする。
【０２２０】
（４）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−１５ｄＢ〜−２５ｄＢである場合には、制御係数αの値を０．９８（α＝０．９８）とする。
（５）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−２５ｄＢ〜−３５ｄＢである場合には、制御係数αの値を０．９９（α＝０．９９）とする。
（６）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−３５ｄＢ以上である場合には、制御係数αの値を１（α＝１）とする（つまり、干渉信号の抽出量を制御しない）。
【０２２１】
このような制御係数αの値の制御を行うことで、例えば比較的電力の大きい信号成分については干渉信号成分として抽出されて除去される一方、例えば比較的電力の小さい信号成分については、干渉信号として推定されないようにすることや、或いは、推定されてもその抽出量が小さくなることが実現される。
【０２２２】
具体的には、例えば上述のようにフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ＋１）の更新演算は１サンプル時間前のフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ）を用いて行われるため、現在の係数系列ｈ’（ｔ＋１）は過去の係数系列を累積的に加算したようなものとみなすことができる。そして、従来において広帯域信号の減衰が時間と共に大きくなってしまうのは（つまり、本発明の課題は）、このような累積加算によって、過去に抽出された信号成分が蓄積されてしまうためであると考えられる。そこで、本例のように前回のフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ）に制御係数αを乗算して、過去に抽出された信号成分の情報を抑制することにより、広帯域信号の減衰を防止することができる。
【０２２３】
なお、図６には、上記図５に示した本例の干渉信号除去装置により上記図１６に示したような信号に対して干渉除去処理を行った場合に（当該干渉信号除去装置から）出力される干渉除去後の信号のスペクトルの一例を示してあり、例えば干渉信号除去処理を開始してから、上記図１８に示した場合と同一の時間が経過した場合において干渉信号除去装置から出力される信号のスペクトルの一例を示してある。
【０２２４】
上記図６に示されるように、本例の干渉信号除去装置では、干渉信号を除去する際に、広帯域信号までも除去してしまうことを抑制している。
なお、同図中のグラフの横軸は周波数（ＭＨｚ）を示しており、縦軸は信号のスペクトル強度を示している。
【０２２５】
また、例えば実際の演算では、電力の小さい信号成分が蓄積されて適応フィルタ４２（干渉信号抽出部１１）へデータとして出力されるまでにはかなりの時間が必要とされるため、制御係数αを乗算する処理をフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ＋１）の更新の度毎に毎回行わなくとも、干渉信号の抽出量の抑制に関して十分な効果を得ることは可能である。このため、例えば干渉信号の推定演算の更新の度毎に制御係数αの乗算処理を行わずに、所定の回数の更新毎に制御係数αの乗算処理を行うような構成とすることもでき、このような構成では、例えばハードウエアの規模や消費電力を低減させることが可能である。
【０２２６】
また、例えば制御係数αの値を一定値として、当該制御係数αの乗算処理を行う周期を変化させることで、干渉信号の抽出量を制御することも可能であり、このような制御の仕方の一例を示す。
なお、本例では、受信信号ｒ（ｔ）の（デジタル）入力ビット数が１６ビットであり、適応フィルタ４２（干渉信号抽出部１１）に入力されるフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ＋１）のビット数が１６ビットであり、当該フィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ＋１）を演算するのに用いられる算術演算素子のビット数が３２ビットであるとする。また、本例では、例えば上記式５で示したようなステップサイズパラメータ（重み付け係数）μの値として、μ＝０．００１が設定されているとする。
【０２２７】
本例の抽出量制御部４６（推定精度制御部１４）は、入力される受信信号ｒ（ｔ）をスペクトル分析等することで、当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる広帯域希望信号と狭帯域干渉信号との電力差を検出し、検出した電力差に基づいて、乗算器４５で行われる制御係数αの乗算処理の周期を、以下の（１）〜（６）に示すように制御する。
【０２２８】
（１）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が５ｄＢ以上である場合には、干渉信号除去処理が行われないようにする（例えば、制御係数α＝０とする）。
（２）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が±５ｄＢ以内である場合には、制御係数αの乗算処理が毎回行われるようにする。
（３）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−５ｄＢ〜−１５ｄＢである場合には、制御係数αの乗算処理が１０回の更新に１回行われるようにする。
【０２２９】
（４）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−１５ｄＢ〜−２５ｄＢである場合には、制御係数αの乗算処理が１００回の更新に１回行われるようにする。
（５）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−２５ｄＢ〜−３５ｄＢである場合には、制御係数αの乗算処理が１０００回の更新に１回行われるようにする。
（６）広帯域信号／狭帯域干渉信号の電力差が−３５ｄＢ以上である場合には、干渉信号の抽出量を制御しない（抑制しない）ようにする。
【０２３０】
このような制御係数αの乗算処理の周期の制御を行うことで、例えば比較的電力の大きい信号成分については干渉信号成分として抽出されて除去される一方、例えば比較的電力の小さい信号成分については、干渉信号として推定されないようにすることや、或いは、推定されてもその抽出量が小さくなることが実現される。
【０２３１】
また、例えば狭帯域干渉信号が、ＦＨＳＳ方式やＴＤＭＡ方式による信号のようなものではなく、つまり、急激に周波数や電力が変化するようなものではない場合には、干渉信号の変化に高速に追従して干渉除去を行う必要がないことから、例えば干渉信号の推定演算の更新処理（フィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ＋１）の更新処理）を毎回行わずに、当該更新処理を２５６サンプル毎に１回行うというような構成としても、連続した狭帯域干渉信号を十分に除去することが可能である。
【０２３２】
ここで、このような構成では、例えば干渉信号の除去能力が多少劣化することもあるが、劣化量はせいぜい５ｄＢ分程度である。このため、このような構成では、例えば干渉信号の除去能力をほとんど劣化させずに、更新処理に係る演算処理量を大幅に削減することができ、これにより、ハードウエアの規模や消費電力を低減させることができるという大きな効果を得ることが可能である。
【０２３３】
また、例えば干渉信号の性質に応じて、ＦＤＭＡ方式やＦＭ方式やＡＭ方式による信号のように狭帯域干渉信号が連続する信号（周波数や電力の変化が緩やかな信号）であるような場合には干渉信号の推定演算の周期を遅くする一方、ＦＨＳＳ方式やＴＤＭＡ方式による信号のように狭帯域干渉信号が急激に周波数や電力の変化する信号であるような場合には当該周期を速くすることにより、適応的な干渉除去を行うことも可能である。
【０２３４】
また、例えばフィルタタップ係数演算制御部４４（干渉信号推定部１３）に入力されてフィルタタップ係数系列（干渉信号推定係数）ｈ’（ｔ＋１）の演算に用いられる受信信号ｒ（ｔ）や干渉除去後の受信信号ｅ（ｔ）等に制御係数αを乗算することにより、上記と同様な効果を得ることも可能である。
【０２３５】
以上のように、本例の干渉信号除去装置では、入力信号に含まれる狭帯域干渉信号を推定して抽出するに際して、当該推定に用いられる前回の干渉信号推定係数（フィルタタップ係数系列）ｈ’（ｔ）に制御係数αを乗算して干渉信号の抽出量を制御することが行われるため、例えば、それぞれの干渉信号に応じた干渉除去を行って、干渉除去後の入力信号（広帯域信号）の品質を向上させることができる。
【０２３６】
また、制御係数αの乗算処理を行うことによる効果として、例えば、入力信号ｒ（ｔ）に含まれる干渉信号が突然なくなったり、当該干渉信号の周波数が徐々に変化するような場合などにおいて、相関のなくなった周波数帯域に係る干渉信号推定係数（フィルタタップ係数系列）ｈ’（ｔ＋１）の値を更新演算により徐々に小さくしていくという効果を得ることができる。このため、例えば制御係数αの乗算処理が行われない場合と比べて、残留している干渉信号推定係数（フィルタタップ係数系列）ｈ’（ｔ＋１）により広帯域信号を除去してしまうことによる帯域の窪みの回復時間を早めることができ、これにより、広帯域信号の特性を改善することができる。
【０２３７】
更に、制御係数αを用いて干渉信号の抽出量を抑制することで、広帯域信号を含む電力の小さい信号成分が抽出されないようにすることができるため、例えば帯域制限フィルタによる符号間干渉の影響等によって広帯域信号の信号成分が抽出されてしまうことを抑制することができ、これにより、広帯域信号が除去されてしまうことを抑制することができる。
【０２３８】
ここで、本例では、干渉信号抽出部１１（或いは、適応フィルタ４２）から本発明に言う抽出手段が構成され、合成器１２（或いは、減算器４３）から本発明に言う除去手段が構成され、干渉信号推定部１３（或いは、フィルタタップ係数演算制御部４４）から本発明に言う抽出制御手段が構成され、推定精度制御部１４（或いは、抽出量制御部４６や乗算器４５）から本発明に言う抽出量抑制手段が構成されている。
【０２３９】
また、本例では、（受信）入力信号値ｒ（ｔ）が本発明に言う入力信号値に相当し、上記式１で示したような入力信号系列ｕ（ｔ）が本発明に言う入力ベクトルに相当し、上記式２で示したような干渉信号推定信号（フィルタタップ係数制御信号）ｈｉが本発明に言う制御値に相当し、干渉信号推定係数（フィルタタップ係数系列）ｈ（ｔ）が本発明に言う制御ベクトルに相当する。
また、本例では、上記した制御係数αが本発明に言う（前回の制御ベクトルに乗算される）制御係数に相当する。
【０２４０】
次に、本発明の第５実施例に係る干渉信号除去装置を説明する。
本例では、将来的な通信方式により行われるマルチメディア通信を考慮して、映像情報信号を伝送する場合を考える。この場合、このような映像情報信号を含む信号を受信機が受信するときには、当該受信機では、必要な映像情報信号（例えば色信号等）を除去してしまわないような態様で受信信号から干渉信号を除去することが必要となる。そこで、本例では、このような映像情報信号が受信される受信機に設けられる干渉信号除去装置に対して、当該映像情報信号が除去されないような干渉信号除去処理が行われるように予め設定を行っておく。
【０２４１】
なお、本例の干渉信号除去装置は例えば上記図２に示した装置と同様な構成であるため、説明の便宜上から、本例では、同図を用いて説明を行う。
同図に示されるように、本例の干渉信号除去装置には、干渉信号抽出部１１と、合成器１２と、干渉信号推定部１３と、推定精度制御部１４とが備えられている。なお、ｔは時刻を示す。
【０２４２】
ここで、干渉信号抽出部１１や合成器１２の構成や動作は、例えば上記第１実施例の場合に示した構成や動作と同様である。
本例の干渉信号推定部１３は、後述する推定精度制御部１４からの制御に従って、干渉信号の推定結果に基づく干渉信号推定係数ｈ’（ｔ＋１）を算出し、当該干渉信号推定係数ｈ’（ｔ＋１）を干渉信号抽出部１１へ出力する。
【０２４３】
推定精度制御部１４は、受信信号ｒ（ｔ）を入力し、予め設定された態様で、例えば当該受信信号ｒ（ｔ）に含まれる干渉信号の電力が比較的小さいような場合には、干渉信号抽出部１１で抽出される干渉信号Ｖ（ｔ）の量が抑制されるように、干渉信号推定部１３により行われる処理を制御する。
【０２４４】
具体的に、本例の推定精度制御部１４では、例えば映像情報信号が受信されている場合には、通常の（映像情報信号が受信されていない場合における）干渉信号除去処理を行うのではなく、当該映像情報信号を除去してしまわないことを見込んで受信信号ｒ（ｔ）に含まれる干渉信号の抽出及び除去が行われるように、制御を行う。このようなことを実現するために、本例では、例えば干渉信号を除去する合成器１２には映像情報信号を見込んだデータを記憶する記憶手段（例えばメモリ）を備えておき、受信信号ｒ（ｔ）と干渉信号抽出部１１からの干渉信号Ｖ（ｔ）とを合成するに際して、干渉除去後の受信信号ｅ（ｔ）を参照して映像情報信号を検出することを行う。
【０２４５】
このような本例の干渉信号除去装置の構成では、例えば回路構成を複雑とせずに、必要な映像情報信号（のみ）を検出することが可能である。
従って、本例のような干渉信号除去装置により、マルチメディア時代への一受信機の方式として、良好な品質の映像情報信号を得ることが実現される。
【０２４６】
ここで、本発明に係る干渉信号除去装置の構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。具体的には、上記実施例で示したものも含めて、例えば上記図１１や上記図１３や上記図１４や上記図１５に示したような構成の装置に、本発明に係る干渉信号除去装置を適用することも可能である。
【０２４７】
また、本発明に係る干渉信号除去装置の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。具体的には、例えばＣＤＭＡ方式を採用した受信機に限られず、本発明は、例えば種々な通信方式を採用する基地局装置や移動局装置や中継局装置等の受信機に適用することも可能なものである。
【０２４８】
また、本発明に係る干渉信号除去装置により行われる各種の処理としては、例えばプロセッサ（例えばＣＰＵやＭＰＵやＤＳＰ等）やメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭに格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピーディスクやＣＤ−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体として把握することもでき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
【０２４９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る干渉信号除去装置によると、広帯域の希望信号と狭帯域の干渉信号とを含んだ入力信号から当該干渉信号を除去するに際して、入力信号に基づいて当該入力信号に含まれる干渉信号をその抽出量を抑制して抽出し、抽出した干渉信号を当該入力信号から除去することを、有効語長制限や制御係数を用いる等の工夫をして実現したため、例えば簡易な構成等によって、入力信号から希望信号までも除去してしまうことを抑制することができ、これにより、干渉除去後における入力信号（希望信号）の品質を例えば従来と比べて向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る干渉信号除去装置の一例を示す図である。
【図２】本発明の実施例に係る干渉信号除去装置の構成例を示す図である。
【図３】本発明の第１実施例に係る干渉信号除去装置の構成例を示す図である。
【図４】本発明の第３実施例に係る干渉信号除去装置の構成例を示す図である。
【図５】本発明の第４実施例に係る干渉信号除去装置の構成例を示す図である。
【図６】干渉信号除去処理を開始してからしばらくの時間が経過した場合において干渉信号除去装置から出力される信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図７】本発明に係る干渉信号除去装置を用いて広帯域信号と狭帯域干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除去する場合の様子の一例を示す図である。
【図８】従来例に係る干渉信号除去装置の一例を示す図である。
【図９】拡散符号系列の一例を説明するための図である。
【図１０】ＣＤＭＡ方式による広帯域の拡散信号と狭帯域の干渉信号とを含む受信信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図１１】干渉信号除去装置の一例を示す図である。
【図１２】適応フィルタの構成例を示す図である。
【図１３】干渉信号除去装置の一例を示す図である。
【図１４】干渉信号除去装置の一例を示す図である。
【図１５】干渉信号除去装置の一例を示す図である。
【図１６】ＣＤＭＡ信号に２波のＦＭ信号が干渉した受信信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図１７】干渉信号除去処理の開始直後において干渉信号除去装置から出力される信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図１８】干渉信号除去処理を開始してからしばらくの時間が経過した場合において干渉信号除去装置から出力される信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図１９】干渉信号除去装置による干渉信号除去特性の一例を示す図である。
【図２０】干渉信号除去装置を用いて広帯域信号と狭帯域干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除去する場合の様子の一例を示す図である。
【符号の説明】
１、１１・・干渉信号抽出部、２、１２・・合成器、
３、１３・・干渉信号推定部、４、２６、３６、４６・・抽出量抑制部、
１４・・推定精度制御部、２１、３１、４１・・遅延素子、
２２、３２、４２・・適応フィルタ、２３、３３、４３・・減算器、
２４、３４、４４・・フィルタタップ係数演算制御部、
２５・・有効語長制御部、３５、３７、４５・・乗算器、[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an interference signal removal apparatus for removing an interference signal from an input signal including a wideband desired signal and a narrowband interference signal, and more particularly, a device for suppressing removal of a desired signal. The present invention relates to an interference signal canceling apparatus.
[0002]
[Prior art]
For example, a received signal received by a receiver may include a signal (interference signal) that interferes with the desired signal, as well as a signal desired to be received (desired signal).
First, a wideband desired signal and a narrowband interference signal will be described using an IEEE 802.11 wireless LAN as an example.
[0003]
Note that the terms “broadband” and “narrowband” are used in a relative sense, and specifically, a signal having a sufficiently wide occupied bandwidth compared to the occupied bandwidth of a narrowband interference signal. This is referred to as a broadband signal. For example, a signal having an occupied bandwidth that is 10 times or more the occupied bandwidth of a narrowband interference signal is referred to as a broadband signal. As an example, in the wireless LAN described here, the occupied bandwidth of a wideband signal is, for example, 26 MHz (frequency per wave), and the occupied bandwidth of a narrowband signal is, for example, 2 MHz (frequency per wave).
[0004]
In the wireless LAN of IEEE802.11, broadly speaking, a direct spreading (DSSS) method and a frequency hopping (FHSS) method are used. From the difference between these modulated waves, A signal based on the DSSS scheme can be regarded as a wideband signal, while a signal based on the FHSS scheme can be regarded as a narrowband signal. And in both systems, wireless communication is performed using the same frequency band, and since mutual interference is allowed systematically, interference occurs between the signals of both systems.
[0005]
Here, the DSSS method is a communication method in which a narrowband signal is communicated (transmitted) as a wideband signal by frequency spreading, and the signal is returned to the original narrowband signal in the demodulation process on the receiving side. For this reason, in the DSSS scheme, the interference signal can be suppressed by spreading the narrowband interference signal included in the received signal into the wideband signal in the demodulation process. A ratio before and after such diffusion is called a diffusion rate. For example, when the diffusion rate is 128, a gain of about 21 dB (more precisely, 10 LOG128) is obtained.
[0006]
On the other hand, the FHSS system is a system for communicating a narrowband signal using a wideband by changing its transmission frequency at specific time intervals. For this reason, in the FHSS method, the occupied bandwidth when a specific time is fixed is narrowed to, for example, 2 MHz, and the power per band of the DSSS method is relatively low, so the FHSS method is adopted. The influence of interference can be suppressed by the reception filter of the receiver.
[0007]
In the FHSS system, for example, even when another communication device performs signal communication using the FHSS system with different hopping patterns, the probability of using the same frequency at the same time is low. Interference at is almost no problem. Furthermore, since the FHSS system can perform frequency hopping using a wider band than the DSSS system, even when strong interference occurs from the DSSS system, signal reception is performed in a frequency band that is not subject to interference. It is possible.
[0008]
However, in the above-described DSSS system, the spreading factor may be lowered in order to increase the signal transmission rate. As a specific example, when the spreading factor is lowered to 11, the gain is lowered to about 10 dB (more precisely, 10 LOG11), and when the spreading factor is lower than that, the gain is further lowered, and the interference signal is reduced. The suppression effect may not be obtained.
In addition, for example, a standard such as Bluetooth (short range mobile service) using the FHSS system has begun to be widely used as a wireless interface between portable devices, so that the probability that a signal by the DSSS system is subject to interference is increasing.
[0009]
As another example, interference in an adjacent frequency band may occur between a communication signal of W-CDMA (Wideband-Code Division Multiple Access) method and a communication signal of PHS (Personal Handyphone System) method, Interference occurs between a 2.4 GHz band wireless LAN (IEEE 802.11) wideband signal and a Bluetooth narrowband signal, and a CDMA communication signal and a TDMA (Time Division Multiple Access) system or FDMA. (Frequency Division Multiple Access) communication signals may cause interference due to sharing of frequency bands, unexpected interference with external waves, and the like.
[0010]
Conventionally, as a technique for removing the interference as described above, an interference signal removal method using an adaptive algorithm, an interference signal removal method using a notch filter, and the like have been studied. As an example, “Application of Complex Multirate Filter Bank to DS-CDMA / TDMA Signal Batch Receiver Sharing Frequency Band (Electronic Information and Communication Society Transactions B-II Vol. J80-BII No12 December 1997)” Describes a technique for removing a narrowband signal that interferes with a wideband signal by a notch filter using a multirate filter bank. However, this technique has a problem in that, when removing a narrowband signal, a component of a wideband signal that is a desired wave is also removed by a filter, so that a bit error rate after interference wave removal is deteriorated.
[0011]
Next, an example of an interference signal removing apparatus according to a conventional example is shown. The interference signal removal apparatus is provided in a receiver that performs wireless communication, for example, and removes an interference signal included in a signal received by the receiver.
FIG. 8 shows an example of an interference signal removal apparatus, which includes an interference signal extraction unit 51, a combiner 52, and an interference signal estimation unit 53. Here, t indicates time.
[0012]
The interference signal estimator 53 receives a received signal r (t) obtained by combining a desired signal in a wide band and a plurality of narrowband interference signals and a received signal e (t) after the interference is removed. An interference signal included in the received signal r (t) is estimated using an algorithm, and an interference signal estimation coefficient h (t + 1) based on the estimation result is output to the interference signal extraction unit 51.
The interference signal extraction unit 51 receives the reception signal r (t) and based on the interference signal estimation coefficient h (t + 1) input from the interference signal estimation unit 53, the interference signal (and What is considered) V (t) is extracted, and the interference signal V (t) is output to the combiner 52.
[0013]
The synthesizer 52 has the reception signal r (t) and the interference signal V (t) from the interference signal extraction unit 51 in opposite phases (that is, the interference signal V (t) is removed from the reception signal r (t). The received signal e (t) after the interference signal V (t) is removed. A part of the received signal e (t) after interference output from the combiner 52 is input to the interference signal estimation unit 53 and used for estimation of the interference signal.
[0014]
Next, an example of a CDMA system and an interference signal removal apparatus in the CDMA system will be shown.
For example, in a mobile communication system using the DS-CDMA system, multiplex communication between a plurality of mobile station apparatuses and a base station apparatus is realized by assigning different spreading codes to each mobile station apparatus. Specifically, each mobile station device transmits a signal to be transmitted after being spread-modulated with a spreading code assigned to itself, while the base station device receives the signal using the spreading code assigned to each mobile station device. The signal from the desired mobile station apparatus is demodulated by despreading the signal. Similarly, the mobile station apparatus demodulates the signal addressed to itself by despreading the received signal from the base station apparatus using the spreading code assigned to itself.
[0015]
FIG. 9 shows an example of a spread code sequence composed of, for example, a PN (pseudo noise signal) sequence.
As shown in the figure, one unit (one symbol) of spreading code is composed of a plurality of chip data (for example, a sequence of “1” values and “−1” values). A plurality of different spreading codes can be generated by making the patterns different. Here, the spreading code has a characteristic that, for example, if a certain spreading code is shifted by one chip time or more, there is no correlation with the spreading code.
[0016]
In addition, the same figure shows the time width of one chip data (chip section Tc) and the time width of a spread code for one symbol (bit section T). Here, the time width of the spreading code for one symbol is the transmission data (for example, “1” value) transmitted from the transmitter (for example, mobile station apparatus or base station apparatus) to the receiver (for example, base station apparatus or mobile station apparatus). And “0” value). That is, the change speed of the chip data constituting the spreading code is very high compared to the switching speed (symbol switching speed) of transmission data spread-modulated by the spreading code.
[0017]
As described above, in such wireless communication, other than the intention (that is, other than the CDMA system), a narrowband signal or the like is present in the wideband frequency band that is permitted to use the frequency and used for communication. In some cases, interference may occur when mixed. If such an interference signal is larger than the level of interference caused by noise or the like assumed at the time of system design, for example, bit errors increase and reception quality at the receiver may be significantly degraded.
[0018]
In addition, as described above, for the purpose of effective use of frequency bands, for example, a communication method using a relatively wide frequency band such as a CDMA method and a communication using a narrow band such as an FM (frequency modulation) method. It is also conceivable to realize multiplex communication with a method that performs this. Specifically, for example, it is possible in principle to multiplex signals in the analog communication system such as the FM system in the frequency band of spread signals by the CDMA system to achieve effective use of the frequency band. However, if the CDMA receiver cannot remove the FM signal or the like from the received signal, the signal and the spread signal interfere with each other, increasing bit errors and degrading the reception quality.
[0019]
FIG. 10 shows an example of a spectrum of a received signal including a spread signal (CDMA signal) by the CDMA method and a signal (FM interference wave) by the FM method, the horizontal axis shows the frequency, and the vertical axis shows the frequency. The spectrum intensity is shown.
[0020]
Hereinafter, an example of an interference signal removing device (interference removing circuit) described in Japanese Patent Application No. 11-197296 will be described with reference to FIGS. The interference signal removal apparatus described in this document is provided in, for example, a base station apparatus, a mobile station apparatus, a relay station apparatus, or the like that adopts the CDMA system, and a wideband spread signal and a narrowband that are spread-modulated by the CDMA system. The interference signal is removed from the received signal including the interference signal and the I component and Q component of the received signal, and in particular, the interference signal is removed using the characteristics of the spread signal.
[0021]
FIG. 11 shows an example of an interference signal removing apparatus that receives a received signal including a CDMA signal (desired signal) and an FM signal (interference signal) and removes the FM signal from the input signal r (t). It is. In this interference signal removing apparatus, when removing the interference signal from the received signal including the spread signal spread and modulated by the CDMA method and the interference signal, the time difference means 61 distributes the received signal between the two signals obtained. A time difference of one chip or more of the spread code is given, and the extraction means 62 and 64 extract a signal component correlated between the two signals given the time difference as an interference signal component, and the interference signal component extracted by the removal means 63 is extracted. Remove from received signal.
[0022]
Specifically, the interference cancellation apparatus shown in the figure includes an interference signal component from a delay element 61 that delays a received signal and a received signal that is delayed according to a tap coefficient control signal from a filter tap coefficient calculation control unit 64 described later. , A subtractor 63 that removes the interference signal component from the received signal, and a filter that outputs to the adaptive filter 62 a tap coefficient control signal based on the output signal from the subtractor 63 and the delayed received signal. A tap coefficient calculation control unit 64 is provided.
[0023]
A configuration example and an operation example of the circuit shown in FIG.
The circuit receives a signal r (t) received by a receiver, and the input signal r (t) includes, for example, a spread signal that is spread-modulated by a CDMA method and an interference signal (a communication method using a narrow band). For example, an FM modulated signal) is included. Here, t indicates time, and in this example, it is assumed to be an integer discrete value having one sample time as a minimum unit.
[0024]
The input signal r (t) described above is first divided into two signals. One signal is input to the delay element 61, while the other signal is input to the subtractor 63.
The delay element 61 has a function of delaying an input signal by a time width corresponding to one chip of a spread code and outputting the delayed signal. This time difference is set in advance to a value that can eliminate the correlation component of the spread signal between the two signals and leave the correlation component of the interference signal to be removed, for example. .
[0025]
Specifically, a signal output from the delay element 61 is expressed as r (t−τ), where τ is a delay time given by the delay element 61.
The signal r (t−τ) output from the delay element 61 is input to the adaptive filter 62 and the filter tap coefficient calculation control unit 64.
[0026]
Here, FIG. 12 shows a configuration example of the adaptive filter 62.
The adaptive filter 62 shown in the figure includes, for example, a shift register composed of (n-1) storage elements S1 to Sn-1 arranged in series, n multipliers J1 to Jn, n-1) adders K1 to Kn-1 are provided. Note that n is the number of filter taps.
[0027]
A signal r (t−τ) output from the delay element 61 is input to the shift register, and this signal is stored in a plurality of storage elements S1 to Sn−1 in time series. The signals stored in the storage elements S1 to Sn-1 are sequentially shifted to the subsequent storage elements.
Specifically, for example, a sequence u (t) in the shift register of the signal r (t−τ) input to the shift register is expressed by Equation 1. Here, u (t) is a vector.
In this specification, when a symbol used to represent a signal or the like does not indicate that it is a vector or a matrix, the symbol is assumed to be a scalar.
[0028]
[Expression 1]

[0029]
Here, the signal r1 is a signal input to the shift register at a certain time, and is a signal output to the multiplier J1 without passing through any of the storage elements S1 to Sn-1. Signals r2 to rn are signals output from the storage elements S1 to Sn-1 at the time, respectively, and are signals output to the multipliers J2 to Jn, respectively.
[0030]
Each of the above-described signals r1 to rn is input to each of the multipliers J1 to Jn, and each of the tap coefficient control signals h1 to hn from the filter tap coefficient calculation control unit 64 described later is input. In Jn, the input two signals are multiplied (that is, the signals r1 to rn are weighted by the tap coefficient control signals h1 to hn), and the multiplication results are output to the adders K1 to Kn-1.
Here, the filter tap coefficient series h (t) output from the filter tap coefficient calculation control unit 64 is expressed by Expression 2. Note that h (t) is a vector.
[0031]
[Expression 2]

[0032]
The multiplication results output from the multipliers J1 to Jn are summed by the adders K1 to Kn-1, and the summation results are output from the adaptive filter 62. Here, as will be described later, the filter tap coefficient sequence h (t) of this example is sequentially generated by the filter tap coefficient calculation control unit 64 so that the sum result becomes the same signal as the interference signal component included in the received signal. Updated.
Specifically, the signal output from the adaptive filter 62 (that is, the above-described total result) FM (t) is expressed by Equation 3. Here, Σ in Equation 3 represents the sum.
[0033]
[Equation 3]

[0034]
The symbol “*” used in this specification indicates multiplication between symbols arranged before and after the symbol, and in particular, multiplication between vectors represents an operation for calculating an inner product value of two vectors. .
[0035]
As described above, the adaptive filter 62 extracts the interference signal component described above from the input delay signal r (t−τ) in accordance with the tap coefficient control signal from the filter tap coefficient calculation control unit 64, and extracts the interference wave. The signal FM (t) is output to the subtracter 63.
[0036]
The subtracter 63 inputs the input signal r (t) that is not delayed and the output signal FM (t) from the adaptive filter 62, and subtracts the output signal FM (t) from the input signal r (t). It has a function of outputting the subtraction result e (t).
Here, the above-described subtraction result e (t) is a signal output from the interference signal removal apparatus of this example, and is expressed by Expression 4.
[0037]
[Expression 4]

[0038]
In this example, since the tap coefficient control signal from the filter tap coefficient calculation control unit 64 described later is sequentially updated, the above-described interference wave extraction signal FM (t) becomes the same signal as the interference signal in the received signal. The subtraction result e (t) is a signal obtained by removing the interference signal from the received signal, that is, a spread signal by CDMA (ideally, only the spread signal).
[0039]
The filter tap coefficient calculation control unit 64 receives the signal r (t−τ) output from the delay element 61 and the signal e (t) output from the subtractor 63. Is used to calculate a tap coefficient control signal such that the signal FM (t) output from the adaptive filter 62 is the same signal as the interference signal component, and outputs the calculated tap coefficient control signal to the adaptive filter 62. It has a function.
[0040]
The filter tap coefficient calculation control unit 64 of this example can calculate the tap coefficient control signal described above using an algorithm such as LMS (Least Mean Square) and RLS (Recursive Least Square), for example. In this example, A case where the LMS algorithm is used will be described, and a case where the RLS algorithm is used will also be described later.
First, the general formula of LMS will be described.
The update formula of LMS is generally shown by Formula 5.
[0041]
[Equation 5]

[0042]
Here, h (t) is a filter tap coefficient series at time t, μ is a step size parameter that is a coefficient related to convergence time and accuracy, e (t) is an error signal at time t, u (t) is an input signal sequence at time t.
Further, the error signal e (t) described above is generally expressed by Equation 6.
[0043]
[Formula 6]

[0044]
Here, d (t) is usually called a unique word or a training signal, and a known signal predetermined on the transmission side and the reception side is used. In the calculation algorithm using the above formulas 5 and 6, the error signal e (t) can be converged to 0 by sequentially updating the filter tap coefficient series.
[0045]
Next, a case where the above LMS algorithm is applied to this example will be described.
When Equation 5 is applied to the present example, h (t) is a filter tap coefficient series output from the filter tap coefficient calculation control unit 64 to the adaptive filter 62, and u (t) is a filter from the delay element 61. It is a signal sequence (shown in the above equation 1) output to the tap coefficient calculation control unit 64.
In this example, the signal output from the subtracter 63 (shown in Equation 4 above) is used as the error signal e (t) described above, and this is a feature point in the interference cancellation circuit of this example. Therefore, the processing is different from the normal LMS algorithm.
[0046]
First, if the case where the delay element 61 is not provided is considered, the calculation algorithm described above brings the error signal e (t) close to 0, so that the signal e (t) output from the subtractor 63 converges to 0. Then, a filter tap coefficient series h (t) that removes not only the interference signal in the received signal but also the spread signal by the CDMA method is generated.
[0047]
On the other hand, since the delay element 61 is provided in this example, the filter tap coefficient calculation is performed via the signal r (t−τ) input from the delay element 61 to the filter tap coefficient calculation control unit 64 and the subtractor 63. There is a time difference of the delay time τ from the signal e (t) input to the control unit 64.
[0048]
Here, for example, the spread signal r (t) by the CDMA system and the spread signal r (t−τ) delayed by one chip time or more compared to the signal become an uncorrelated signal. When e (t) is to be converged to 0, the spread signal component of u (t) remains uncorrelated with r (t) and remains as error e (t). In other words, in the above equation 4, if the input signal sequence u (t) is continuously added, the influence of the spread signal component becomes theoretically 0, so that the spread signal component is not removed and remains as an error e (t). It will be. On the other hand, an interference signal component that fluctuates gradually in time compared to chip data has a correlation even if there is a delay of, for example, several chip hours, so that only the interference signal component can be removed from the received signal. A coefficient series h (t) is generated.
[0049]
That is, in the above calculation algorithm applied to this example, a component (that is, an interference signal component) having a correlation between u (t) and e (t) is left in the output signal from the adaptive filter 62, while the correlation A filter tap coefficient series h (t) that does not remain in the output signal from the adaptive filter 62 can be generated for components that are not present (that is, spread signal components).
By such an arithmetic algorithm, the adaptive filter 62 of this example can extract only the interference signal component in the received signal and output it to the subtracter 63. The subtractor 63 removes only the interference signal component from the received signal. A signal (that is, a spread signal by the CDMA system) can be output.
[0050]
As described above, the interference signal removal apparatus shown in FIG. 11 uses the characteristics of the spread signal to detect the received signal including the wideband spread signal and the narrowband interference signal that are spread-modulated by the CDMA method. It is possible to adaptively remove the interference signal, thereby preventing deterioration of reception quality and improving reception quality.
[0051]
11 shows a configuration in which the signal output from the subtracter 63 is not delayed, the received signal input to the subtractor 73 is delayed by the delay element 71 as shown in FIG. The same effect as described above can be obtained by a configuration in which the received signal input to the filter 72 and the filter tap coefficient calculation control unit 74 is not delayed. Here, the configuration shown in FIG. 13 is substantially the same as the configuration shown in FIG. 11 except that the delay element 71 is provided on the subtractor 73 side.
[0052]
In addition, it is possible to obtain the same interference removal effect as described above by using an algorithm other than the above-described LMS algorithm. As an example, a specific example of the update formula when the RLS algorithm is used in the configuration shown in FIG. I will show you. In the following, for convenience of explanation, components corresponding to the above u (t), h (t), e (t), d (t), and r (t) are denoted by the same reference numerals.
[0053]
For example, an n-row 1-column vector composed of the same components as u (t) shown in the above equation 1 is used as the input sequence u (t), and n filters are provided in the same manner as h (t) shown in the above equation 2. A vector of n rows and 1 column composed of tap coefficients is defined as a filter tap coefficient series h (t).
Further, the error signal e (t) in the RLS is expressed by Equation 7 as equivalent to the error signal e (t) shown in Equation 6 above. U ^T (T) shows the transposed u (t).
[0054]
[Expression 7]

[0055]
Here, in this example, as d (t), for example, the received signal r (t) input to the subtractor 63 is used, and u in the above equation 7 is used. ^T (T) * h (t) corresponds to the interference wave extraction signal output from the adaptive filter 62. That is, as in the case of using the above-described LMS algorithm, a signal output from the subtracter 63 is used as the error signal e (t) shown in the above equation 7, which is a feature of this example. . As in the case of using the LMS algorithm described above, the error signal e (t) converges to 0 when the delay element 61 is not provided.
[0056]
Also, for example, using the coefficient error correlation matrix P (t), which is an n-by-n matrix, and the gain vector k (t), which is an n-by-1 vector, RLS update equations are expressed by Equations 8 to 10. It is.
[0057]
[Equation 8]

[0058]
[Equation 9]

[0059]
[Expression 10]

[0060]
Further, as the initial value h (0) of the filter tap coefficient series h (t) described above, for example, a zero vector is used as shown in Expression 11, and the initial value P (0) of the coefficient error correlation matrix P (t) described above is used. For example, as shown in Expression 12, a matrix in which the diagonal elements having the same number of rows and columns are all positive real numbers c and the other elements are 0 is used. H ^T (0) indicates the transposed h (0). Further, I in Expression 12 represents an n-by-n matrix in which all diagonal elements having the same number of rows and columns are 1 and the other elements are 0.
[0061]
## EQU11 ##

[0062]
[Expression 12]

[0063]
The filter tap coefficient calculation control unit 24 sequentially updates the filter tap coefficient series h (t) in accordance with the RLS update formula shown above, so that the output from the adaptive filter 62 is performed, for example, as in the case of using the LMS algorithm described above. Can be gradually brought closer to the actual interference signal component, thereby removing the interference signal from the received signal including the wideband spread signal and the narrowband interference signal spread-modulated by the CDMA method. it can.
[0064]
Next, in FIG. 14, the I component and the Q component of the received signal including the CDMA signal (desired signal) and the FM signal (interference signal) are input, and the I component rI (t) and the Q component rQ ( An example of an interference signal removing apparatus for removing the FM signal from t) is shown. In this interference signal removing apparatus, when removing the interference signal from the I component and Q component of the received signal including the spread signal spread and modulated by the CDMA method and the interference signal, the time difference means 81a and 81b distribute the I component. A time difference of one chip or more of the spread code is given between the two signals obtained by dividing the Q component and the two signals obtained by distributing the Q component, and the extraction means 82a, 82b, 83a, 83b provide one time difference. Extracting and removing the I and Q components of the interference signal component using the signal component having a correlation between the received signal consisting of the component and the Q component and the received signal consisting of the other I component and the Q component as an

interference signal component

84a, 84b, 85a, 85b removes the I component of the interference signal component extracted from the I component of the received signal and determines whether the extracted Q component of the interference signal component is the Q component of the received signal. To remove.
[0065]
Specifically, the interference signal removal apparatus shown in the figure includes a delay element 81a that delays an I-phase signal (I component) quadrature-detected from the received signal, and a Q-phase signal quadrature-detected from the received signal. A delay element 81b that delays a signal (Q component) and four

adaptive filters

82a and 82b that extract an interference signal component from an I component and a Q component delayed according to a tap coefficient control signal from a filter tap coefficient calculation control unit 86 described later. 83a, 83b, an adder 84a for adding the I component of the interference signal component, an adder 84b for adding the Q component of the interference signal component, and a subtraction for removing the I component of the interference signal component from the I component of the received signal 85a, a subtracter 85b for removing the Q component of the interference signal component from the Q component of the received signal, an output signal from the

subtractors

85a and 85b, and an I component and a Q component of the delayed received signal, Tap coefficient control signal to the adaptive filter 82a based, 82b, 83a, and the filter tap coefficient calculation control unit 86 to be output to 83b are provided.
[0066]
A configuration example and an operation example of the circuit shown in FIG.
This circuit receives an I component rI (t) and a Q component rQ (t) quadrature-detected from the received signal by the receiver, and the input signals rI (t) and rQ (t) are input, for example, by the CDMA method. A wideband spread signal subjected to spread modulation and an interference signal (for example, an FM modulation signal) by a communication method using a narrow band are included. Here, similarly to the case described with reference to FIG. 11 above, t indicates time, and in this example, it is assumed to be an integer discrete value having one sample time as the minimum unit.
[0067]
The above-described I component rI (t) is first divided into two signals, and one signal is input to the delay element 81a, while the other signal is input to the subtractor 85a. Similarly, the above-described Q component rQ (t) is first divided into two signals, and one signal is input to the delay element 81b, while the other signal is input to the subtractor 85b.
[0068]
Each of the

delay elements

81a and 81b has a function of delaying an input signal by a time width corresponding to one chip of a spread code and outputting the same as the delay element 61 shown in FIG. The two

delay elements

81a and 81b give the same delay time. Similarly to the case described with reference to FIG. 11, specifically, the I component signal output from the delay element 81a is expressed as rI (t−τ), and the Q signal output from the delay element 81b. The component signal is represented as rQ (t−τ). Here, τ is a delay time given by the

delay elements

81a and 81b.
[0069]
The signal rI (t−τ) output from the delay element 81a is input to the two

adaptive filters

82a and 83a and the filter tap coefficient calculation control unit 86, and the signal rQ (t−τ) output from the delay element 81b is 2 The two adaptive filters 82b and 83b and the filter tap coefficient calculation control unit 86 are input.
[0070]
The configuration of each

adaptive filter

82a, 82b, 83a, 83b is the same as that shown in FIG. 12, for example. Here, the reason why the four

adaptive filters

82a, 82b, 83a, and 83b are provided in this example is for performing I-phase and Q-phase complex operations, specifically, the I component and Q component of the received signal. This is because both the I component and the Q component of the interference signal component are included in each of. In this example, two types of filter tap coefficient series hI (t) and hQ (t) of I phase and Q phase are used. Note that hI (t) and hQ (t) are vectors.
[0071]
Specifically, in this example, the I component of the interference signal component is extracted from the I component rI (t−τ) of the received signal input by the adaptive filter 82a, and the I component rI (t of the received signal input by the adaptive filter 83a. -Τ) extracts the Q component of the interference signal component, extracts the Q component of the interference signal component from the Q component rQ (t-τ) of the received signal input by the adaptive filter 82b, and receives the received signal input by the adaptive filter 83b. Filter tap coefficient sequences hI (t) and hQ (t) that can extract the I component of the interference signal component from the Q component rQ (t−τ) of the filter component are generated by the filter tap coefficient calculation control unit 86 described later. The
[0072]
The adder 84a has a function of adding the signals output from the two adaptive filters 82a and 83b and outputting the result to the subtracter 85a. The addition result output to the subtractor 85a is included in the I component of the received signal. Interference signal component (that is, the I component of the interference signal component) FMI (t). In this example, the adder 84a performs the above-described addition by inverting the sign of the signal output from the one adaptive filter 83b. When performed by a filter tap coefficient calculation control unit 86 described later, the adder 82a does not need to perform the above-described inversion of positive and negative.
[0073]
The adder 84b has a function of adding the signals output from the two

adaptive filters

82b and 83a and outputting the result to the subtracter 85b. The addition result output to the subtractor 85b is included in the Q component of the received signal. Interference signal component (ie, Q component of the interference signal component) FMQ (t).
[0074]
Here, the I component FMI (t) of the interference signal component output from the adder 84a is expressed by the equation 13, and the Q component FMQ (t) of the interference signal component output from the adder 84b is expressed by the equation. 14. Note that uI (t) and uQ (t) in Equation 13 and Equation 14 are vectors, and these uI (t) and uQ (t) are represented by Equation 1 in the description using FIG. 11, for example. This corresponds to the I component and Q component of (t).
[0075]
[Formula 13]

[0076]
[Expression 14]

[0077]
The subtracter 85a inputs the input signal rI (t) of the I component which is not delayed and the output signal FMI (t) from the adder 85a, and the output signal FMI (t) is input from the input signal rI (t). It has a function of subtracting and outputting the subtraction result eI (t).
Similarly, the subtracter 85b receives the undelayed Q component input signal rQ (t) and the output signal FMQ (t) from the adder 84b, and outputs the output signal FMQ ( It has a function of subtracting t) and outputting the subtraction result eQ (t).
Here, the subtraction results eI (t) and eQ (t) described above are signals output from the interference signal removing apparatus of this example.
[0078]
In this example, the tap coefficient control signal from the filter tap coefficient calculation control unit 86, which will be described later, is sequentially updated, so that the I-component and Q-component interference wave extraction signals FMI (t) and FMQ (t) are respectively obtained. Since the signal is the same as the interference signal in the I component and Q component of the received signal, the subtraction results eI (t) and eQ (t) are signals obtained by removing the interference signal from the I component and Q component of the received signal, respectively. That is, the spread signal is CDMA (ideally, only the spread signal).
[0079]
The filter tap coefficient calculation control unit 86 includes signals rI (t−τ) and rQ (t−τ) output from the two

delay elements

81a and 81b and signals eI (t) output from the two subtractors 85a and 85b. ) And eQ (t) are input, and the filter tap coefficient calculation control unit 86 uses these signals to convert the signals output from the

adaptive filters

82a, 82b, 83a, and 83b into interference signal components as described above. The tap coefficient control signal is calculated and output to each of the

adaptive filters

82a, 82b, 83a, 83b. In this example, for example, the same tap coefficient control signal is output to the two

adaptive filters

82a and 82b, while the same tap coefficient control signal is output to the remaining two adaptive filters 83a and 83b. 13 and the interference signal components FMI (t) and FMQ (t) expressed by the above equation 14 are set.
[0080]
In the filter tap coefficient calculation control unit 86 of this example, the tap coefficient control signal is calculated using, for example, the LMS complex calculation algorithm shown in the description with reference to FIG. The LMS update formula in this algorithm is shown by formula 15 and formula 16.
[0081]
[Expression 15]

[0082]
[Expression 16]

[0083]
Here, hI (t) and hQ (t) are filter tap coefficient series at time t, μ is a step size parameter that is a coefficient related to convergence time and accuracy, and uI (t) and uQ (t ) Are input signal sequences in the shift registers of the

adaptive filters

82a and 83a and in the shift registers of the adaptive filters 82b and 83b, respectively. Similarly to the case described with reference to FIG. 11, signals output from the subtracter 85a and the subtracter 85b are used as eI (t) and eQ (t), respectively. Note that uI (t) and uQ (t) are vectors as described above.
[0084]
In this example, similarly to the case described with reference to FIG. 11 above, the filter tap coefficient series hI (t) and hQ (t) are sequentially updated by the arithmetic algorithm as described above, so that the spread signal component is obtained. Can be generated by the filter tap coefficient series hI (t) and hQ (t) that are not removed by the uncorrelation and can remove the relatively correlated interference signal components.
In this example, since both the I component and the Q component are taken into account when calculating the filter tap coefficient series hI (t) and hQ (t), the accuracy of interference removal can be further improved.
[0085]
As described above, in the interference signal removal apparatus shown in FIG. 9, the I component and Q component of the received signal including the spread signal and the interference signal spread-modulated by the CDMA method by using the characteristics of the spread signal. The interference signal can be removed from the signal, thereby preventing the reception quality from deteriorating and improving the reception quality.
[0086]
14 shows a configuration in which the signals output from the

subtracters

85a and 85b are not delayed, as in the case described with reference to FIG. 11, but, for example, as shown in FIG. The reception signal input to 95b is delayed by the

delay elements

91a and 91b, while the reception signal input to the

adaptive filters

92a, 92b, 93a and 93b and the filter tap coefficient calculation control unit 96 is not delayed. The same effect can be obtained. Here, the configuration shown in FIG. 15 is substantially the same as the configuration shown in FIG. 14 except that

delay elements

91a and 91b are provided on the

subtracters

95a and 95b side. An

adder

94a, 94b is also provided with the components shown.
[0087]
Further, for example, similarly to the case described with reference to FIG. 11, it is possible to obtain the same interference removal effect as described above by using an algorithm other than the above-described complex operation LMS algorithm. The case where the RLS algorithm for complex operation is used in the configuration shown in FIG. In the following, for convenience of explanation, uI (t), uQ (t), hI (t), hQ (t), eI (t), eQ (t), rI (t), and rQ (t) are described above. ) Are indicated using the same reference numerals.
[0088]
In the RLS algorithm for complex operation, for example, all parameters such as u (t), h (t), e (t), k (t), and P (t) shown in the above formulas 7 to 10 are complex numbers. It is composed of elements. Here, when γ and ω are real numbers and j is used as a symbol representing the imaginary part, an arbitrary complex number element is represented as (γ + jω).
In the RLS algorithm for complex operation, for example, the real part and the imaginary part of each parameter described above are separated and used as the I component parameter and the Q component parameter, respectively, and shown in the description using FIG. Such a sequential update process is realized in a complex operation.
[0089]
Specifically, in this example, for example, the real part of u (t) is uI (t), the imaginary part is uQ (t), and the real part of h (t) is hI (t). The imaginary part is set to hQ (t), the real part of e (t) is set to eI (t), and the imaginary part is set to eQ (t). Processing for removing the interference signal component from the component rQ (t) is performed.
[0090]
As described above, even when the RLS algorithm for complex operation is used, for example, as in the case of using the LMS algorithm for complex operation described above, the spread signal and the interference signal spread and modulated by the CDMA method are used. The interference signal can be removed from the I component and Q component of the received signal including.
[0091]
[Problems to be solved by the invention]
Here, a state in the case where interference removal is performed by the interference signal removal apparatus as shown in the conventional example will be specifically shown.
FIG. 16 shows an example of the spectrum of the received signal before the interference signal is removed. As this received signal, a signal in which two FM signals interfere with a CDMA signal is shown. Note that the horizontal axis of the graph in FIG. 17 and FIG. 17 described later and FIG. 18 described later indicates the frequency (MHz), and the vertical axis indicates the spectral intensity of the signal.
[0092]
In FIG. 17, the received signal shown in FIG. 16 is input to an interference signal removing apparatus as shown in FIG. 11, for example, and the interference signal included in the received signal by the interference signal removing apparatus (here FIG. 4 shows an example of a spectrum of an output signal (from the interference signal removing device) immediately after removing two FM signals (immediately after starting the operation of the interference signal removing process). As shown in FIG. 17, it can be seen that in the signal output from the interference signal removal apparatus immediately after the start of the interference signal removal processing, the frequency component of the CDMA signal located in the vicinity of the frequency of the interference signal is also removed at the same time. . Here, the reason why such a problem occurs is that, when the adaptive filter extracts the interference signal from the received signal, the CDMA signal is also extracted at the same time, and the CDMA signal component is also removed simultaneously with the removal of the interference signal. This is a phenomenon that always occurs regardless of the magnitude of the interference signal power in the adaptive filter system that extracts and removes the interference signal component from the received signal. As a result, the bit error rate of the received signal after interference cancellation deteriorates. The problem of end up happening.
[0093]
Furthermore, in the interference signal removal apparatus as shown in the above conventional example, if the process is continued as it is after the interference signal removal process is started, the CDMA signal component in the received signal is gradually attenuated, and thus There has been a problem that a slow decay has progressed over time.
[0094]
Specifically, FIG. 18 shows an example of the spectrum of the output signal (from the interference signal removal device) when the interference signal removal processing is continued for a while from the state shown in FIG. As shown in FIG. 18, when a certain time has elapsed since the start of the interference signal removal process, the CDMA signal component to be left in the output signal is greatly attenuated, and the spectrum is disturbed and the band is widened.
As described above, the conventional interference signal removing apparatus has the ability to adaptively remove the narrowband interference signal, but gradually removes the CDMA signal as the desired wave as time passes. There was a malfunction.
[0095]
Here, the reason why such a problem occurs is that the CDMA signal is extracted at the same time when the interference signal is estimated. In other words, a CDMA signal component that is originally uncorrelated and should not be estimated by giving a time difference of one chip or more has some correlation due to factors such as intersymbol interference due to the influence of the band limiting filter, and the interference signal It is because it will be estimated as. For this reason, the spectrum is disturbed and the band is widened, resulting in a problem that the bit error rate of the received signal after interference removal is deteriorated. This phenomenon always occurs when the interference signal elimination device is operated for a long time regardless of the presence or absence of the interference signal, and is more likely to occur as the power of the CDMA signal component is stronger. This is noticeably generated when the CDMA power is relatively increased by the AGC control.
[0096]
FIG. 19 shows an example of interference signal removal characteristics when interference removal is performed using the interference signal removal apparatus as shown in the conventional example. In the figure, a state in which the bit error ratio (BER) of the received signal changes as interference signal cancellation characteristics is shown, and when interference cancellation is not performed by the interference signal cancellation device (when cancellation is not performed). On the other hand, the characteristic example in (a) is shown in (a), and the characteristic example in the case where interference removal is performed by the interference signal removal apparatus (in the case of cancellation) is shown in (b).
[0097]
In the figure, a case where a CDMA signal is used as a wideband desired signal while an FSK (Frequency Shift Keying) signal is used as a narrowband interference signal is shown, and an example in which the interference signal is one wave is shown. It is shown. In addition, the horizontal axis of the graph in the figure represents D / U ((desired input signal power) / (narrowband interference signal power)) [dB] per interference signal, and the vertical axis represents the receiver. The bit error rate at.
[0098]
As shown in the figure, when the D / U is relatively small (that is, when the power of the narrowband interference signal is sufficiently larger than the power of the wideband desired signal), the interference signal removal device performs interference cancellation. By doing so, the characteristics of the bit error rate can be improved. On the other hand, when the D / U is relatively large (that is, when the power of the narrowband interference signal is approximately the same as the power of the wideband desired signal, or when the power of the wideband desired signal is small), If the interference signal is removed by the interference signal removal device, the bit error rate characteristics may be deteriorated.
[0099]
Here, a reason similar to the above can be considered as the reason why such deterioration occurs, that is, in the process of extracting the frequency component of the narrowband interference signal from the received signal and removing the extraction result from the received signal. This is probably because the interference signal removal device extracts and removes the frequency component of the desired broadband signal simultaneously with the interference signal.
[0100]
20 (a) and 20 (b), the interference signal is removed from the received signal including the wideband signal and the narrowband interference signal by using the interference signal removal apparatus as shown in the conventional example. An example of how to do this is shown.
Specifically, FIG. 5A shows an example in which the power of a certain narrowband interference signal is sufficiently large compared to the power of the wideband signal (for example, interference signals (1) and (3) in the figure). In this case, the reception quality can be improved by performing interference cancellation as described above.
[0101]
FIG. 4A shows three signals (1), (2), and (3) that interfere with a wideband signal, and the left side graph shows the state of the received signal before interference removal. On the other hand, the state of the received signal after interference removal is shown in the graph on the right side. Moreover, the horizontal axis of these graphs indicates the frequency, and the vertical axis indicates the spectrum intensity.
[0102]
On the other hand, FIG. 4B shows an example in which the power of each narrowband interference signal is (almost) equal (or the same when it is small) compared to the power of the wideband signal. As described above, since the frequency component of the wideband signal is extracted and removed together with the narrowband interference signal, the signal output from the interference signal removal device is a circuit in the subsequent stage (of the interference signal removal device). When the demodulation process is performed by the receiver, the degradation of the reception quality becomes so large that it cannot be ignored.
[0103]
For this reason, in the case as shown in FIG. 5B, it can be said that, for example, when the interference signal is not removed by the interference signal removal device, the reception quality is improved due to the interference signal suppression effect which is also a characteristic of the CDMA signal. .
FIG. 4B shows three signals (4), (5), and (6) that interfere with the broadband signal, and the state of the received signal before the interference removal is shown in the left graph. On the other hand, the state of the received signal after interference removal is shown in the graph on the right side. Moreover, the horizontal axis of these graphs indicates the frequency, and the vertical axis indicates the spectrum intensity.
[0104]
Further, for example, in the interference signal removal apparatus as shown in FIG. 11, the filter tap coefficient series h (t) is updated using the adaptive algorithm as shown in the above expression 5, so that the above expression 5 is obtained. Every time the next filter tap coefficient series h (t + 1) is calculated, the previous calculation result (h (t)) is always accumulated. For this reason, in such an interference signal removal device, there is a possibility that even a signal component of the wideband signal is extracted and a part of the wideband signal is removed due to the influence of intersymbol interference by a band limiting filter, for example. Even in such a case, as described above, it is possible that the degradation of the reception quality becomes so large that it cannot be ignored in the demodulation process at the receiver.
[0105]
As described above, the interference signal canceling apparatus as shown in the conventional example shows the interference signal canceling characteristic as shown in FIG. 19, for example, that is, the power of the narrowband signal is higher than the power of the wideband signal. When it is smaller, there is a problem that the reception quality characteristic may be deteriorated compared to the case where interference cancellation is not performed.
[0106]
Specifically, in the currently considered communication scheme, for example, in the situation where the CDMA scheme and the TDMA scheme are shared, or in the situation where the CDMA scheme and the FDMA scheme are shared, as shown in the conventional example above When a receiver incorporating an interference signal removal device is used, if there is no interference signal in the reception signal, the reception quality may be deteriorated. For example, the interference signal is not removed. In comparison with the above, problems such as a decrease in the number of mobile station apparatuses (number of users) that can be accommodated by the base station apparatus and a decrease in the call area are expected.
[0107]
The present invention has been made to solve such a conventional problem, and when removing an interference signal from an input signal including a wideband desired signal and a narrowband interference signal, the desired signal is also included. It is an object of the present invention to provide an interference signal removing apparatus devised for suppressing the removal.
[0108]
[Means for Solving the Problems]
First, a technical idea common to the whole of the present invention will be described.
That is, in the interference signal removal apparatus according to the present invention, when removing the interference signal from the input signal including the desired signal in the wide band and the interference signal in the narrow band, the interference signal included in the input signal based on the input signal. Is extracted with a reduced extraction amount (that is, smaller than that in the conventional example, for example), and the extracted interference signal is removed from the input signal.
[0109]
Accordingly, since the extraction amount of the interference signal extracted from the input signal based on the input signal is suppressed, the desired signal (for example, the frequency of the interference signal) is obtained from the input signal including the wideband desired signal and the narrowband interference signal. It is possible to suppress the removal of the desired signal component in the band and the desired signal component in the band adjacent to the frequency band of the interference signal.
[0110]
As an example, when a CDMA signal is used as a wideband desired signal, when the interference signal is removed from a signal (a signal including a CDMA signal and a narrowband interference signal) received by the receiver, the interference removal By controlling the capability, it is possible to suppress the removal of even the CDMA signal component, thereby improving the bit error rate characteristics of the received signal after interference removal, for example, compared to the conventional case. it can.
[0111]
In other words, since a signal by a spread spectrum method (spread) such as the CDMA method has a high anti-interference ability due to the spread gain, a spread desired wave (CDMA) can be obtained without removing the narrowband interference signal more than necessary. It is sufficient that the power of the narrowband interference signal can be attenuated to the same level as the signal power of the signal. For this reason, by suppressing the interference removal capability to such an extent that components such as CDMA signals are not removed, for example, even if some interference signal components remain in the received signal, removal of components such as CDMA signals is suppressed. Overall, the bit error rate after interference cancellation can be improved.
[0112]
For example, when a plurality of narrowband interference signals are superimposed on a wideband desired signal and received by a receiver on a transmission path of a receiving system, the received signal is divided into a plurality of bands, By including one (or a plurality) of interference signals for each band and performing interference removal suitable for the interference signals included in each band, interference removal corresponding to each interference signal can be performed. Can be realized.
[0113]
Here, various signals may be used as the wideband desired signal. For example, a signal spread by the CDMA method may be used.
Various signals may be used as narrowband interference signals. For example, FM signals, FSK signals, and the like can be used.
[0114]
Various methods may be used as a method of suppressing the amount of interference signal extraction based on the input signal. For example, depending on the desired signal included in the input signal and the state of the interference signal, the interference signal It is preferable to control whether or not to suppress the extraction amount, and to control the degree of suppression in the case of suppression.
[0115]
Moreover, in the interference signal removal apparatus according to the present invention, as one embodiment, the interference signal is removed from an input signal including a wideband desired signal and a narrowband interference signal by the following configuration.
That is, the extraction means extracts the interference signal from the input signal, the removal means removes the extracted interference signal from the input signal, and the extraction control means controls the extraction of the interference signal by the extraction means based on the removal result of the removal means The extraction amount suppression unit suppresses the extraction amount of the interference signal by the extraction unit based on the input signal.
[0116]
Here, as a method of controlling the extraction of the interference signal by the extraction unit based on the removal result of the removal unit, for example, the component of the interference signal included in the input signal after the interference removal is performed by the removal unit is minimum ( Ideally, a method of controlling to be zero) is used. And in this invention, an extraction amount suppression means suppresses the extraction amount of an interference signal with respect to such a control method.
[0117]
For example, taking the interference signal removal apparatus as shown in FIG. 11 as an example, the extraction means according to the present invention is configured from the adaptive filter, the removal means according to the present invention is configured from the subtractor, and the filter tap coefficient calculation is performed. An extraction control means according to the present invention is configured from the control unit. And in this invention, the extraction amount suppression means which suppresses the extraction amount of an interference signal is further provided.
[0118]
Next, the interference signal removal apparatus according to the present invention will be described in more detail. In the present invention, in a configuration for extracting an inner product of an input vector described later and a control vector described later as an interference signal, a preferable configuration for realizing the suppression of the extraction amount of the interference signal as described above is provided.
[0119]
In order to achieve the above object, the interference signal removal apparatus according to the present invention, as one aspect, suppresses the extraction amount of the interference signal when extracting and removing the interference signal from the input signal as follows.
That is, the extraction control means calculates a control vector composed of a plurality of digital control values for controlling the extraction of the interference signal, and outputs the control vector to the extraction means. The extraction means consists of a plurality of input signal values (input signal values). The inner product of the input vector and the control vector from the extraction control means is extracted as an interference signal, and the extraction amount control means limits the effective word length of the digital control value constituting the control vector output from the extraction control means and extracts the means The amount of interference signal extraction due to is suppressed.
[0120]
Therefore, by limiting the effective word length of the digital control value constituting the control vector for generating the interference signal to be extracted, the extracted interference signal can be reduced, and thereby the interference by the extraction means can be reduced. The amount of signal extraction can be suppressed.
[0121]
Here, the number of a plurality of (digital) control values constituting the control vector may be various numbers.
As the number of input signal values constituting the input vector, for example, the same number as the number of control values constituting the control vector is used.
[0122]
Further, limiting the effective word length of the digital control value corresponds to reducing the digital control value in accordance with the degree of the limitation.
Further, as a method of performing effective word length restriction on the control vector output from the extraction control means, for example, a method of performing effective word length restriction before the output may be used, and for example, effective after the output. A method of performing word length restriction may be used.
[0123]
For example, taking the interference signal removal apparatus as shown in FIG. 11 as an example, the (reception) input signal value r (t) corresponds to the input signal value according to the present invention, and the input signal series u (t) is The filter tap coefficient control signal hi corresponds to the (digital) control value according to the present invention, and the filter tap coefficient series h (t) corresponds to the control vector according to the present invention.
[0124]
Moreover, in the interference signal removal apparatus according to the present invention, as one aspect, the extraction amount of the interference signal is suppressed when the interference signal is extracted and removed from the input signal as follows.
That is, the extraction control means calculates a control vector composed of a plurality of control values for controlling the extraction of the interference signal by a digital operator and outputs the control vector to the extraction means. The extraction means includes an input vector composed of a plurality of input signal values and The inner product with the control vector from the extraction control unit is extracted as an interference signal, and the extraction amount suppression unit limits the effective word length of the digital operator used by the extraction control unit to suppress the extraction amount of the interference signal by the extraction unit. .
[0125]
Therefore, by limiting the effective word length of the digital operator for calculating the control vector, the control vector that is the result of the calculation can be reduced, and the extracted interference signal can be reduced. The amount of interference signal extracted by the means can be suppressed.
Here, restricting the effective word length of the digital operator is equivalent to reducing the value of the digital operator in accordance with the degree of the restriction.
[0126]
Moreover, in the interference signal removal apparatus according to the present invention, as one aspect, the extraction amount of the interference signal is suppressed when the interference signal is extracted and removed from the input signal as follows.
That is, the extraction control means calculates a control vector composed of a plurality of control values for controlling the extraction of the interference signal and outputs the control vector to the extraction means. The inner product with the control vector is extracted as an interference signal, and the extraction amount suppression unit multiplies the control vector output from the extraction control unit by a control coefficient of less than 1 to suppress the extraction amount of the interference signal by the extraction unit.
[0127]
Therefore, by multiplying the control vector output from the extraction control means by a control coefficient less than 1, the control vector can be reduced and the extracted interference signal can be reduced. The amount of signal extraction can be suppressed.
[0128]
Here, various values may be used as the value of the control coefficient less than 1, for example, determined based on the power level of the desired signal included in the input signal and the power level of the interference signal.
In addition, as a method of multiplying the control vector output from the extraction control unit by a control coefficient of less than 1, for example, a method of performing the multiplication before the output may be used, and for example, the multiplication may be performed after the output. The manner of doing may be used.
[0129]
Moreover, in the interference signal removal apparatus according to the present invention, as one aspect, the extraction amount of the interference signal is suppressed when the interference signal is extracted and removed from the input signal as follows.
That is, the extraction control means updates a control vector composed of a plurality of control values for controlling the extraction of the interference signal using the previous control vector and outputs the update result to the extraction means. The extraction means has a plurality of inputs. The inner product of the input vector consisting of the signal value and the control vector from the extraction control means is extracted as an interference signal, and the extraction amount suppression means is a control coefficient less than 1 in the previous control vector used for updating the control vector by the extraction control means. To reduce the amount of interference signal extraction.
[0130]
Therefore, by multiplying the previous control vector used for updating the control vector by a control coefficient of less than 1, the updated control vector can be reduced and the extracted interference signal can be reduced. Thus, the amount of interference signal extracted by the extracting means can be suppressed.
[0131]
Here, various values may be used as the value of the control coefficient less than 1, for example, determined based on the power level of the desired signal included in the input signal and the power level of the interference signal.
For example, when the interference signal removal apparatus as shown in FIG. 11 is taken as an example, the previous filter tap coefficient series h (t) used to calculate the updated filter tap coefficient series h (t + 1) is This corresponds to the previous control vector in the invention.
[0132]
Moreover, in the interference signal removal apparatus according to the present invention using the control coefficient as described above, as one embodiment, the extraction amount suppression unit controls the value of the control coefficient based on the input signal (for example, changes the value). The control means (the control vector output from the extraction control means or the previous control vector used for updating the control vector by the extraction control means) and the control coefficient are multiplied at a predetermined time interval to extract means. The amount of interference signal extraction due to is suppressed.
[0133]
Here, various time intervals may be used as the predetermined time interval. For example, it is preferable to set a time interval such that the extraction amount of the interference signal by the extraction unit is effectively suppressed in practice. . By providing such a time interval, the number of multiplications between the control vector and the control coefficient can be reduced, thereby reducing the amount of calculation processing.
[0134]
Moreover, in the interference signal removal apparatus according to the present invention using the control coefficient as described above, as one embodiment, the extraction amount suppression means uses a control vector (control output from the extraction control means) with a constant control coefficient. A vector or a previous control vector used for updating the control vector by the extraction control unit) and a control coefficient are multiplied at a predetermined period to suppress the amount of interference signal extraction by the extraction unit.
[0135]
Here, various values may be used as the constant value (control coefficient value).
Various cycles may be used as the predetermined cycle. For example, it is preferable to set a cycle that effectively suppresses the amount of interference signal extracted by the extraction unit in practice. By providing such a cycle, the number of multiplications of the control vector and the control coefficient can be reduced, and thereby the amount of calculation processing can be reduced.
[0136]
In the interference signal removal apparatus according to the present invention, for example, when the temporal change of the interference signal included in the input signal is relatively gradual, the extraction control means calculates or updates the control vector in a predetermined manner. Perform at time intervals.
Here, as the predetermined time interval, various time intervals may be used. For example, a time interval that can follow the temporal change of the interference signal is preferably used. By providing such a time interval, the number of control vector calculations or updates can be reduced, thereby reducing the amount of calculation processing.
[0137]
Moreover, in the interference signal removal apparatus according to the present invention, as one embodiment, the extraction amount suppression unit suppresses the extraction amount of the interference signal by the extraction unit in a preset manner based on the input signal.
Specifically, for example, when a necessary signal (for example, a multimedia signal such as a video signal) is included in the input signal in addition to the desired signal and the interference signal, the necessary signal is not removed in advance. By performing this, it is possible to prevent the necessary signal from being removed.
[0138]
In the interference signal removal apparatus according to the present invention, as a preferred aspect, the extraction amount suppression unit suppresses the extraction amount of the interference signal by the extraction unit based on a power difference between the desired signal and the interference signal included in the input signal. . That is, for example, when receiving a signal including a CDMA signal and a narrowband interference signal, the extraction amount of the interference signal is suppressed according to the difference between the reception power of the CDMA signal and the reception power of the narrowband interference signal.
Note that the power level of the desired signal and the power level of the interference signal included in the input signal can be detected, for example, by performing spectrum analysis of the input signal.
[0139]
Here, specific examples of how to suppress the extraction amount of the interference signal based on the power difference between the wideband signal (desired signal) and the narrowband interference signal are shown in the following (1) to (4).
(1) When the power of the wideband signal is larger by 5 dB or more than the power of the narrowband interference signal, the extraction amount of the interference signal is suppressed (to zero) so that interference cancellation is not performed.
(2) When the difference between the power of the wideband signal and the power of the narrowband interference signal is within ± 5 dB, weak interference removal is performed in order to realize that the wideband signal within the band of the interference signal is not removed so much. As is done, the amount of interference signal extraction is relatively large.
[0140]
(3) When the power of the narrowband interference signal is larger by 5 dB to 35 dB than the power of the wideband signal, the interference removal capability is strengthened according to the power of these signals than in the case of (2) above. The amount of interference signal extraction is suppressed.
(4) When the power of the narrowband interference signal is greater than the power of the wideband signal by 35 dB or more (for example, in the vicinity of the limit value of the interference signal removal capability), the interference removal capability is not controlled. Therefore, the extraction amount of the interference signal is not suppressed so that the maximum interference removal is performed.
[0141]
In this way, for example, according to the interference signal included in the input signal, the extraction amount is not suppressed (only) with respect to the interference signal having power of a predetermined magnitude or more, and the extraction amount is determined according to each interference signal. By performing the interference signal removal process that suppresses the interference signal, the interference signal is prevented from being removed when the characteristics of the input signal are better when the interference signal is not removed. When the interference signal extraction amount is suppressed to some extent and the characteristics of the input signal after interference removal are good, it is possible to appropriately suppress the interference signal extraction amount. For this reason, for example, when the interference signal is removed in the past, it is possible to prevent the deterioration of the (reception) quality of the input signal that is caused by the removal of the desired signal that is originally intended to be received (reception). Thereby, the bit error rate characteristic of the input signal after interference cancellation can be improved.
[0142]
Moreover, in the interference signal removal apparatus according to the present invention, as another aspect, the extraction amount suppression unit suppresses the extraction amount of the interference signal by the extraction unit based on the power of the desired signal included in the input signal. That is, for example, when receiving a signal including a CDMA signal and a narrowband interference signal, the extraction amount of the interference signal is suppressed according to the reception power of the CDMA signal.
[0143]
Here, in FIG. 7 (a) and FIG. 7 (b), the interference signal is received from the reception signal including the wideband signal and the narrowband interference signal by using the interference signal removing apparatus according to the present invention as described above. An example of how it is removed is shown.
[0144]
Specifically, FIG. 4A shows an example in which the power of a certain narrowband interference signal is sufficiently larger than the power of a wideband signal. In this case, for each interference signal, Appropriate interference cancellation is performed, that is, a narrowband interference signal having a reception level comparable to that of a wideband signal (for example, the interference signal (2) in the figure) is not subjected to interference cancellation processing, and the interference signal component is removed. For the narrowband interference signal having a strong reception level (for example, the interference signal (1) in the figure), the interference is removed without suppressing the extraction amount, and the narrowband interference signal having a relatively weak reception level (for example, the figure). For the interference signal (3) in the middle, the quality of the broadband signal after the interference removal processing can be improved, for example, by performing interference removal while suppressing the amount of extraction.
[0145]
FIG. 4A shows three signals (1), (2), and (3) that interfere with a wideband signal, and the left side graph shows the state of the received signal before interference removal. On the other hand, the state of the received signal after interference removal is shown in the graph on the right side. Moreover, the horizontal axis of these graphs indicates the frequency, and the vertical axis indicates the spectrum intensity.
[0146]
On the other hand, FIG. 4B shows an example in which the power of each narrowband interference signal is (almost) equal (or the same when it is small) compared to the power of the wideband signal. For narrowband interference signals (for example, interference signals (5) and (6) in the figure) having a reception level very close to that of the wideband signal, the interference signal component is left without performing interference removal processing, and the reception level is relatively high. For narrow-band interference signals with weakness (for example, interference signal (4) in the figure), by performing interference removal while suppressing the amount of extraction, the quality of the wideband signal after interference removal processing is improved, for example, to the conventional (input reception) This can be improved compared to a case where all narrowband interference signals are removed from the signal.
[0147]
FIG. 4B shows three signals (4), (5), and (6) that interfere with the broadband signal, and the state of the received signal before the interference removal is shown in the left graph. On the other hand, the state of the received signal after interference removal is shown in the graph on the right side. Moreover, the horizontal axis of these graphs indicates the frequency, and the vertical axis indicates the spectrum intensity.
In FIG. 7A and FIG. 7B, the drop in the frequency spectrum of the broadband signal after interference removal represents a portion from which the broadband signal component has been removed during the interference removal.
[0148]
Thus, in the interference signal removal apparatus according to the present invention, the interference signal corresponding to the desired signal or the interference signal included in the input signal is removed, for example, so that the power of the narrowband interference signal is smaller than the power of the wideband desired signal, for example. In such a case, it is possible to improve the characteristics of the input signal, and for example, even when the input signal includes a plurality of narrowband interference signals, it is possible to perform interference removal flexibly for each interference signal. is there.
[0149]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An interference signal removing apparatus according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
In this embodiment, the interference signal removal apparatus is provided in a receiver that performs wireless communication, for example, and a signal received by the receiver (a signal including a desired signal in a wide band and an interference signal in a narrow band). The interference signal contained in is removed.
[0150]
First, a configuration example related to a technical idea common to all of the present invention will be described.
FIG. 1 shows an example of an interference signal removal apparatus according to the present invention. This apparatus includes an interference signal extraction unit 1, a combiner 2, an interference signal estimation unit 3, an extraction amount suppression unit 4, and the like. Is provided. Note that t indicates time.
[0151]
The interference signal estimation unit 3 receives, for example, a reception signal r (t) obtained by combining a desired signal in a wide band and a plurality of narrow-band interference signals and a reception signal e (t) after interference removal, and the interference cancellation The interference signal included in the subsequent received signal e (t) is estimated, and the estimation result is notified to the interference signal extraction unit 1.
The interference signal extraction unit 1 receives the reception signal r (t), and based on the estimation result notified from the interference signal estimation unit 3, the interference signal extraction unit 1 interprets the reception signal r (t) as an interference signal V ( t) is extracted, and the interference signal V (t) is output to the combiner 2.
[0152]
The synthesizer 2 has the reception signal r (t) and the interference signal V (t) from the interference signal extraction unit 1 in opposite phases (that is, the interference signal V (t) is removed from the reception signal r (t). The received signal e (t) after the interference signal V (t) is removed. Part of the received signal e (t) after interference output output from the combiner 2 is input to the above-described interference signal estimation unit 3 and used for estimation of the interference signal.
[0153]
The extraction amount suppression unit 4 receives the received signal r (t), and based on the power of the desired signal and the power of the interference signal included in the received signal r (t), for example, the power of the interference signal is relatively small. In such a case, interference is performed so that the amount of the interference signal V (t) extracted by the interference signal extraction unit 1 is suppressed (that is, smaller than the amount of interference signal extracted based on the estimation result). The signal estimation unit 3 is controlled.
[0154]
As described above, in the interference signal removal apparatus of the present example, the amount of interference signal extraction in the interference signal removal processing is suppressed based on the input signal, so that, for example, it is narrower than the power of the wideband desired signal. When the power of the band interference signal is about the same or small, it is possible to suppress the removal of even the wideband signal. For this reason, in the interference signal removal apparatus of this example, it is possible to improve the reception quality of the input signal (broadband signal) after the interference removal, for example, compared to the conventional case. ) Bit error rate characteristics can be improved.
[0155]
As an example, when a CDMA signal is used as a wideband desired signal and an FM signal or the like is used as a narrowband interference signal, an interference signal removal apparatus such as this example is provided in the receiver. For example, by allowing the residual interference signal to the same level as the CDMA signal, it is possible to improve the bit error rate characteristics of the reception signal after interference cancellation as a whole reception band.
[0156]
Here, in this example, the interference signal extraction unit 1 constitutes the extraction means according to the present invention, the combiner 2 constitutes the removal means according to the present invention, and the interference signal estimation unit 3 refers to the extraction control means according to the present invention. The extraction amount suppression means according to the present invention is configured from the extraction amount suppression unit 4.
[0157]
In the following, various embodiments according to the present invention will be described.
First, an interference signal removing apparatus according to a first embodiment of the present invention will be described.
FIG. 2 shows an example of an interference signal removal apparatus, which includes an interference signal extraction unit 11, a combiner 12, an interference signal estimation unit 13, and an estimation accuracy control unit 14. Yes. Note that t indicates time.
[0158]
The interference signal estimation unit 13 receives a received signal r (t) obtained by combining a desired signal in a wide band and a plurality of narrowband interference signals and a received signal e (t) after interference removal, and performs general adaptation. An interference signal included in the received signal r (t) is estimated using an algorithm, and an interference signal estimation coefficient h (t + 1) based on the estimation result is calculated. Then, the interference signal estimation unit 13 of this example limits the effective word length of the calculated interference signal estimation coefficient h (t + 1) in accordance with the control from the estimation accuracy control unit 14 described later, and the effective word length limitation obtained thereby. The subsequent interference signal estimation coefficient h ′ (t + 1) is output to the interference signal extraction unit 11.
[0159]
The interference signal extraction unit 11 receives the reception signal r (t), and receives the interference signal ((b)) from the reception signal r (t) based on the interference signal estimation coefficient h ′ (t + 1) input from the interference signal estimation unit 13. V (t) is extracted, and the interference signal V (t) is output to the combiner 12.
[0160]
The synthesizer 12 has the reception signal r (t) and the interference signal V (t) from the interference signal extraction unit 11 in opposite phases (that is, the interference signal V (t) is removed from the reception signal r (t). The received signal e (t) after the interference signal V (t) is removed. Part of the received signal e (t) after interference output output from the synthesizer 12 is input to the interference signal estimation unit 13 and used for estimation of the interference signal.
[0161]
The estimation accuracy control unit 14 receives the received signal r (t), and based on the power of the desired signal and the power of the interference signal included in the received signal r (t), for example, the power of the interference signal is relatively small. In such a case, the effective word length restriction performed by the interference signal estimation unit 13 is controlled so that the amount of the interference signal V (t) extracted by the interference signal extraction unit 11 is suppressed.
[0162]
FIG. 3 shows an example of the configuration of an interference signal removal apparatus when the configuration for limiting the effective word length of the interference signal estimation coefficient h (t + 1) is applied to a CDMA receiver. An element 21, an adaptive filter 22, a subtracter 23, a filter tap coefficient calculation control unit 24, an effective word length control unit 25, and an extraction amount control unit 26 are provided.
[0163]
Here, the configurations and operations of the delay element 21, the adaptive filter 22, the subtractor 23, and the filter tap coefficient calculation control unit 24 are the same as, for example, those shown in FIGS.
[0164]
The effective word length control unit 25 receives the filter tap coefficient sequence h (t + 1) output from the filter tap coefficient calculation control unit 24, and performs the filter tap coefficient sequence h (t + 1) according to control from the extraction amount control unit 26 described later. ) Is limited, and the filter tap coefficient series h ′ (t + 1) after the effective word length limitation obtained thereby is output to the adaptive filter 22.
[0165]
The extraction amount control unit 26 receives the received signal r (t), and based on the power of the desired signal and the power of the interference signal included in the received signal r (t), for example, the power of the interference signal is relatively small. In such a case, the effective word length restriction performed by the effective word length control unit 25 is controlled so that the amount of the interference signal V (t) extracted by the adaptive filter 22 is suppressed.
[0166]
Here, an example of a method for limiting the effective word length of the filter tap coefficient series (interference signal estimation coefficient) h (t + 1) based on the (input) received signal r (t) will be described.
In this example, the (digital) input bit number of the received signal r (t) is 16 bits, and the filter tap coefficient sequence (interference signal estimation coefficient) that is originally input to the adaptive filter 22 (interference signal extraction unit 11). Assume that the number of bits of h (t + 1) is 16 bits, and the number of bits of an arithmetic operation element used to calculate the filter tap coefficient series (interference signal estimation coefficient) h (t + 1) is 32 bits. Further, in this example, it is assumed that μ = 0.001 is set as the value of the step size parameter (weighting coefficient) μ as shown in the above formula 5, for example.
[0167]
The extraction amount control unit 26 (estimation accuracy control unit 14) of this example performs a spectrum analysis or the like on the received signal r (t) that is input, so that the wideband desired signal and the narrowband included in the received signal r (t) are analyzed. Based on the detected power difference (for example, proportional to the power difference), a filter tap coefficient sequence (input to the adaptive filter 22 (interference signal extraction unit 11)) is detected based on the detected power difference. The word length of the data of the interference signal estimation coefficient) h (t + 1) is controlled as shown in the following (1) to (6).
[0168]
(1) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is 5 dB or more, the data word length is set to 0 bits (that is, the interference signal removal process is not performed).
(2) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is within ± 5 dB, the data word length is 8 bits.
(3) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −5 dB to −15 dB, the data word length is 10 bits.
[0169]
(4) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −15 dB to −25 dB, the data word length is 12 bits.
(5) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −25 dB to −35 dB, the data word length is 14 bits.
(6) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −35 dB or more, the data word length is set to 16 bits (that is, the effective word length is not limited).
[0170]
By performing such word length restriction, for example, a signal component with relatively low power can be controlled so that the word length of data becomes small and is not extracted so much.
[0171]
As a method of restricting the word length of data, for example, a method of a simple configuration in which an FFF0 (H: hexadecimal number) or the like is ANDed (combined) with 16-bit data can be used. As a specific example, when FFF0 is ANDed with 16-bit data, the upper 12-bit value (“1” value or “0” value) of the data is left as it is, and all the lower 4-bit values are “0” values. As a result, the data can be limited to a word length of 12 bits.
[0172]
In addition, the effective word length restriction may be influenced by the extracted interference signal. For example, a transformer represented by a finite-length impulse response (FIR) filter that is usually used to extract the interference signal is used. Since the convolution sum of the outputs from a plurality of delay elements is used in the Versal filter, the averaging effect has little influence.
[0173]
As described above, in the interference signal removal apparatus of this example, when the narrowband interference signal included in the input signal is estimated and extracted, the interference signal estimation coefficient (filter tap coefficient series) h (t + 1) as the estimation result is obtained. Since the effective signal length is limited to control the amount of interference signal extraction, for example, interference removal according to each interference signal is performed to improve the quality of the input signal (wideband signal) after interference removal. Can be made.
[0174]
Here, in this example, the interference signal extraction unit 11 (or adaptive filter 22) constitutes the extraction means according to the present invention, and the synthesizer 12 (or subtractor 23) constitutes the removal means according to the present invention. The interference signal estimation unit 13 (or filter tap coefficient calculation control unit 24) constitutes an extraction control means according to the present invention, and the estimation accuracy control unit 14 (or the extraction amount control unit 26 or the effective word length control unit 25). Thus, the extraction amount suppression means according to the present invention is configured.
[0175]
In this example, the (received) input signal value r (t) corresponds to the input signal value referred to in the present invention, and the input signal series u (t) as shown in the above equation 1 represents the input vector referred to in the present invention. The interference signal estimation signal (filter tap coefficient control signal) hi as shown in the above equation 2 corresponds to the digital control value according to the present invention, and the interference signal estimation coefficient (filter tap coefficient series) h (t) Corresponds to a control vector according to the present invention.
[0176]
Next, an interference signal removing apparatus according to a second embodiment of the present invention is described.
Note that the interference signal removal apparatus of this example has the same configuration as that of the apparatus shown in FIG. 2, for example, and will be described using this figure for convenience of explanation.
As shown in the figure, the interference signal removal apparatus of this example includes an interference signal extraction unit 11, a combiner 12, an interference signal estimation unit 13, and an estimation accuracy control unit 14. Note that t indicates time.
[0177]
Here, the configuration and operation of the interference signal extraction unit 11 and the combiner 12 are the same as the configuration and operation shown in the case of the first embodiment, for example.
When the interference signal estimation unit 13 of this example calculates the interference signal estimation coefficient h (t + 1) based on the interference signal estimation result, for example, in the same manner as in the case of the first embodiment, In accordance with the control, the effective word length of the arithmetic operation element used for the calculation is limited, and the interference signal estimation coefficient h ′ (t + 1) calculated using the arithmetic operation element after the effective word length limitation is used as the interference signal extraction unit 11. Output to.
[0178]
The estimation accuracy control unit 14 receives the received signal r (t), and based on the power of the desired signal and the power of the interference signal included in the received signal r (t), for example, the power of the interference signal is relatively small. In such a case, the effective word length restriction performed by the interference signal estimation unit 13 is controlled so that the amount of the interference signal V (t) extracted by the interference signal extraction unit 11 is suppressed.
[0179]
Here, an example of a method for limiting the effective word length of the arithmetic operation element based on the (input) received signal r (t) will be described.
In this example, the (digital) input bit number of the received signal r (t) is 16 bits, and the bit number of the interference signal estimation coefficient h ′ (t + 1) input to the interference signal extraction unit 11 is 16 bits. It is assumed that the number of bits of the original arithmetic operation element used for calculating the interference signal estimation coefficient h ′ (t + 1) is 32 bits. Further, in this example, it is assumed that μ = 0.001 is set as the value of the step size parameter (weighting coefficient) μ as shown in the above formula 5, for example.
[0180]
The estimation accuracy control unit 14 of this example performs spectral analysis or the like on the input received signal r (t), thereby calculating the power difference between the wideband desired signal and the narrowband interference signal included in the received signal r (t). Based on the detected power difference (for example, proportional to the power difference), the word length of the arithmetic operation element used in the interference signal estimation unit 13 (for example, the operation word of the operator related to LMS or RLS) Is controlled as shown in the following (1) to (6).
[0181]
(1) If the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is 5 dB or more, the word length of the operator is set to 0 bits (that is, the interference signal removal process is not performed).
(2) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is within ± 5 dB, the word length of the operator is 24 bits.
(3) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −5 dB to −15 dB, the word length of the operator is 26 bits.
[0182]
(4) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −15 dB to −25 dB, the word length of the operator is 28 bits.
(5) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −25 dB to −35 dB, the word length of the operator is 30 bits.
(6) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −35 dB or more, the word length of the operator is set to 32 bits (that is, the effective word length is not limited).
[0183]
By performing such word length restriction, for example, a signal component with relatively small power can be controlled such that the word length of the operator becomes small and is not extracted so much.
Note that, for example, the effective word length of the received signal r (t) input to the interference signal estimation unit 13 and used for calculating the interference signal estimation coefficient h ′ (t + 1), the received signal e (t) after interference removal, and the like is controlled. By doing so, it is possible to obtain the same effect as described above.
[0184]
As a method of restricting the word length of the operator, for example, a method with a simple configuration in which an FFFFFFF0 (H: hexadecimal number) or the like is ANDed (logical product) for a 32-bit operator can be used. As a specific example, when FFFFFFF0 is ANDed with a 32-bit operator, the upper 28-bit value (“1” value or “0” value) of the data is left as it is, and all the lower 4-bit values are all “0”. As a result, the data can be limited to a word length of 28 bits.
[0185]
As described above, in the interference signal removal apparatus of this example, when estimating and extracting the narrowband interference signal included in the input signal, the arithmetic operation element used for performing the estimation is limited to the effective word length to perform interference. Since the amount of signal extraction is controlled, for example, interference removal according to each interference signal can be performed to improve the quality of the input signal (broadband signal) after interference removal.
[0186]
Here, in this example, the interference signal extraction unit 11 constitutes the extraction means according to the present invention, the synthesizer 12 constitutes the removal means according to the present invention, and the interference signal estimation unit 13 refers to the extraction control means according to the present invention. The extraction amount suppression means according to the present invention is configured from the estimation accuracy control unit 14.
[0187]
In this example, the (received) input signal value r (t) corresponds to the input signal value referred to in the present invention, and the input signal series u (t) as shown in the above equation 1 represents the input vector referred to in the present invention. The interference signal estimation signal hi as shown in the above equation 2 corresponds to the control value according to the present invention, and the interference signal estimation coefficient h (t) corresponds to the control vector according to the present invention.
In this example, the operator realized by the above arithmetic operation element corresponds to the digital operator referred to in the present invention.
[0188]
Next, an interference signal removing apparatus according to a third embodiment of the present invention is described.
Note that the interference signal removal apparatus of this example has the same configuration as that of the apparatus shown in FIG. 2, for example, and will be described using this figure for convenience of explanation.
As shown in the figure, the interference signal removal apparatus of this example includes an interference signal extraction unit 11, a combiner 12, an interference signal estimation unit 13, and an estimation accuracy control unit 14. Note that t indicates time.
[0189]
Here, the configuration and operation of the interference signal extraction unit 11 and the synthesizer 12 are the same as the configuration and operation shown in the first embodiment, for example.
The interference signal estimation unit 13 of the present example, for example, when calculating the interference signal estimation coefficient h (t + 1) based on the interference signal estimation result as in the case of the first embodiment, will be described later. Is multiplied by the control coefficient α (in this example, a positive value equal to or less than 1), and the multiplication result h ′ (t + 1) = α * h (t + 1) ) To the interference signal extraction unit 11.
[0190]
In this example, since the multiplication of the control coefficient α is performed, for example, the effective word length limitation of the interference signal estimation coefficient h (t + 1) and the effective word length limitation of the arithmetic operation element are not performed. The word length is fixed.
[0191]
The estimation accuracy control unit 14 receives the received signal r (t), and based on the power of the desired signal and the power of the interference signal included in the received signal r (t), for example, the power of the interference signal is relatively small. In such a case, the value of the control coefficient α used by the interference signal estimation unit 13 is controlled so that the amount of the interference signal V (t) extracted by the interference signal extraction unit 11 is suppressed.
[0192]
FIG. 4 shows an example of the configuration of an interference signal removal apparatus when a configuration in which an interference signal estimation coefficient h (t + 1) is multiplied by a control coefficient α is applied to a CDMA receiver. An element 31, an adaptive filter 32, a subtracter 33, a filter tap coefficient calculation control unit 34, a first multiplier 35, an extraction amount control unit 36, and a second multiplier 37 are provided. .
[0193]
Here, the configurations and operations of the delay element 31, the adaptive filter 32, the subtractor 33, and the filter tap coefficient calculation control unit 34 are the same as those shown in FIG.
[0194]
The first multiplier 35 receives the filter tap coefficient series h (t + 1) output from the filter tap coefficient calculation control unit 34, and sets the control coefficient α set according to the control from the extraction amount control unit 36 described later. The filter tap coefficient series h (t + 1) is multiplied, and the resulting filter tap coefficient series h ′ (t + 1) obtained by this multiplication is output to the adaptive filter 32.
[0195]
The extraction amount control unit 36 receives the received signal r (t), and based on the power of the desired signal and the power of the interference signal included in the received signal r (t), for example, the power of the interference signal is relatively small. In such a case, the value of the control coefficient α used in the first multiplier 35 is controlled so that the amount of the interference signal V (t) extracted by the adaptive filter 32 is suppressed.
[0196]
In this example, the second multiplier 37 is provided as described above, and the second multiplier 37 applies a predetermined value β to the interference signal V (t) output from the adaptive filter 37. Multiplication is performed, and the multiplication result (β * V (t)) is output to the subtracter 33 as a target to be subtracted from the received signal r (t).
[0197]
That is, in this example, the filter tap coefficient series h (t + 1) is multiplied by the control coefficient α of 1 or less as described above, and therefore the interference signal V (t) extracted by the adaptive filter 32 is also multiplied by α. In the configuration of this example, the level of the interference signal V (t) is controlled by multiplying the interference signal V (t) by the predetermined value β by the second multiplier 37 as described above, and the level of the interference signal V (t) is controlled. It is also possible to suppress deterioration. As an example, when the predetermined value β = (1 / α) is set, the level of the extracted interference signal V (t) is originally changed by the second multiplier 37 (the control coefficient α is added to the filter tap coefficient series h (t + 1)). The level is corrected to the same level.
[0198]
Here, an example of how to multiply the filter tap coefficient series (interference signal estimation coefficient) h (t + 1) by the control coefficient α based on the (input) received signal r (t) is shown.
In this example, the number of (digital) input bits of the received signal r (t) is 16 bits, and a filter tap coefficient sequence (interference signal estimation coefficient) h input to the adaptive filter 32 (interference signal extraction unit 11). It is assumed that the number of bits of '(t + 1) is 16 bits and the number of bits of the arithmetic operation element used for calculating the filter tap coefficient series (interference signal estimation coefficient) h (t + 1) is 32 bits. Further, in this example, it is assumed that μ = 0.001 is set as the value of the step size parameter (weighting coefficient) μ as shown in the above formula 5, for example.
[0199]
The extraction amount control unit 36 (estimation accuracy control unit 14) of this example performs a spectrum analysis or the like on the received signal r (t) that is input, so that the wideband desired signal and the narrowband included in the received signal r (t) are analyzed. A power difference with the interference signal is detected, and based on the detected power difference (for example, in proportion to the power difference), the value of the control coefficient α used in the first multiplier 35 is expressed by the following ( Control is performed as shown in 1) to (6).
[0200]
(1) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is 5 dB or more, the control coefficient α is set to 0 (α = 0) (that is, the interference signal removal process is not performed). ).
(2) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is within ± 5 dB, the value of the control coefficient α is set to 0.0625 (α = 0.0625).
(3) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −5 dB to −15 dB, the value of the control coefficient α is set to 0.125 (α = 0.125).
[0201]
(4) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −15 dB to −25 dB, the value of the control coefficient α is set to 0.25 (α = 0.25).
(5) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −25 dB to −35 dB, the value of the control coefficient α is set to 0.5 (α = 0.5).
(6) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −35 dB or more, the value of the control coefficient α is set to 1 (α = 1) (that is, the amount of interference signal extraction is not controlled).
[0202]
By controlling the value of the control coefficient α, for example, a signal component having a relatively large power is extracted and removed as an interference signal component, while a signal component having a relatively small power is, for example, an interference signal. As a result, it is realized that the amount of extraction is small, or even if it is estimated, the extraction amount becomes small.
[0203]
Specifically, for example, the correlation function (interference signal) V (t) extracted by the adaptive filter 32 (interference signal extraction unit 11) is proportional to the amount of attenuation given by the multiplication of the control coefficient α as described above. The power level is suppressed. For example, when the interference signal removal process is continued for a certain period of time and the error signal e (t) becomes small, the filter tap coefficient calculation control unit 34 (interference signal estimation unit 13) updates the adaptive filter 32 (interference signal). The increase amount of the filter tap coefficient sequence (interference signal estimation coefficient) h ′ (t + 1) given to the signal extraction unit 11) becomes almost zero due to the effect of the control coefficient α, and the filter tap coefficient series (interference signal) The value of the estimation coefficient) h ′ (t + 1) is in an equilibrium state.
[0204]
Therefore, for example, the value of the filter tap coefficient series (interference signal estimation coefficient) h ′ (t + 1) is kept constant when the power of the narrowband interference signal is attenuated to a level comparable to the power of the wideband signal. That is, by optimizing the value of the control coefficient α so that the increase amount due to the update of the filter tap coefficient sequence (interference signal estimation coefficient) h (t + 1) and the attenuation amount due to the control coefficient α are equal, It can be suppressed that the broadband signal is largely removed. For this reason, for example, even when some time has elapsed since the start of the interference signal removal processing, the bit error rate of the input signal (wideband signal) after the interference removal is improved without greatly reducing the interference removal capability. be able to.
[0205]
In this example, the configuration in which the value of the control coefficient α is controlled based on the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is shown. However, for example, the control coefficient α is proportional to the power of the wideband signal. By controlling the value, the same effect as described above can be obtained.
[0206]
As described above, in the interference signal removal apparatus of this example, when the narrowband interference signal included in the input signal is estimated and extracted, the interference signal estimation coefficient (filter tap coefficient series) h (t + 1) as the estimation result is obtained. Is multiplied by a control coefficient α to control the amount of interference signal extraction. For example, interference removal according to each interference signal is performed to improve the quality of the input signal (wideband signal) after interference removal. Can be improved.
[0207]
Here, in this example, the interference signal extraction unit 11 (or adaptive filter 32) constitutes the extraction means according to the present invention, and the synthesizer 12 (or subtractor 33) constitutes the removal means according to the present invention. The interference signal estimation unit 13 (or the filter tap coefficient calculation control unit 34) constitutes an extraction control unit according to the present invention, and the estimation accuracy control unit 14 (or the extraction amount control unit 36 or the first multiplier 35). Thus, the extraction amount suppression means according to the present invention is configured.
[0208]
In this example, the (received) input signal value r (t) corresponds to the input signal value referred to in the present invention, and the input signal series u (t) as shown in the above equation 1 represents the input vector referred to in the present invention. The interference signal estimation signal (filter tap coefficient control signal) hi as shown in the above equation 2 corresponds to the control value according to the present invention, and the interference signal estimation coefficient (filter tap coefficient series) h (t) is This corresponds to the control vector in the present invention.
In this example, the control coefficient α described above corresponds to the control coefficient (multiplied by the control vector) according to the present invention.
[0209]
Next, an interference signal removing apparatus according to a fourth embodiment of the present invention is described.
Note that the interference signal removal apparatus of this example has the same configuration as that of the apparatus shown in FIG. 2, for example, and will be described using this figure for convenience of explanation.
As shown in the figure, the interference signal removal apparatus of this example includes an interference signal extraction unit 11, a combiner 12, an interference signal estimation unit 13, and an estimation accuracy control unit 14. Note that t indicates time.
[0210]
Here, the configuration and operation of the interference signal extraction unit 11 and the synthesizer 12 are the same as the configuration and operation shown in the first embodiment, for example.
The interference signal estimation unit 13 of the present example, for example, when calculating the interference signal estimation coefficient h ′ (t + 1) based on the interference signal estimation result as in the case of the first embodiment, will be described later. 14, when calculating the next (updated) interference signal estimation coefficient h ′ (t + 1) according to the control from 14, the control coefficient α (in this example, 1 or less) is added to the previous interference signal estimation coefficient h ′ (t). The result h ″ (t) = α * h ′ (t) is used as a result of multiplication by (positive value). Then, the interference signal estimation unit 13 of this example extracts the interference signal estimation coefficient h ′ (t + 1) = α * h ′ (t) + μ * e (t) * u (t) updated in this way. To the unit 11.
[0211]
In this example, since the multiplication of the control coefficient α is performed, for example, the effective word length limitation of the interference signal estimation coefficient h ′ (t + 1) and the effective word length limitation of the arithmetic operation element are not performed. The word length of is fixed.
[0212]
The estimation accuracy control unit 14 receives the received signal r (t), and based on the power of the desired signal and the power of the interference signal included in the received signal r (t), for example, the power of the interference signal is relatively small. In such a case, the value of the control coefficient α used by the interference signal estimation unit 13 is controlled so that the amount of the interference signal V (t) extracted by the interference signal extraction unit 11 is suppressed.
[0213]
FIG. 5 shows a case where a configuration in which the previous interference signal estimation coefficient h ′ (t) is multiplied by the control coefficient α to calculate the next interference signal estimation coefficient h ′ (t + 1) is applied to the CDMA receiver. An example of the configuration of an interference signal removing device is shown. This device includes a delay element 41, an adaptive filter 42, a subtractor 43, a filter tap coefficient calculation control unit 44, a multiplier 45, and an extraction amount control unit. 46.
[0214]
Here, the configurations and operations of the delay element 41, the adaptive filter 42, and the subtractor 43 are the same as those shown in FIG.
When calculating the next filter tap coefficient series h ′ (t + 1), the filter tap coefficient calculation control unit 44 of this example outputs the previous filter tap coefficient series h ′ (t) to the multiplier 45 described later, Accordingly, the value α * h ′ (t) input from the multiplier 45 is used to calculate the next filter tap coefficient series h ′ (t + 1).
[0215]
The multiplier 45 receives the filter tap coefficient series h ′ (t) output from the filter tap coefficient calculation control unit 44, and sets the control coefficient α set according to the control from the extraction amount control unit 46, which will be described later, to the filter tap. The coefficient series h ′ (t) is multiplied and the multiplied filter tap coefficient series α * h ′ (t) obtained as a result is output to the filter tap coefficient calculation control unit 44. Such multiplication processing and the like are completed before the next update processing of the filter tap coefficient series h ′ (t + 1) is performed by the filter tap coefficient calculation control unit 44.
[0216]
The extraction amount control unit 46 receives the received signal r (t), and based on the power of the desired signal and the power of the interference signal included in the received signal r (t), for example, the power of the interference signal is relatively small. In such a case, the value of the control coefficient α used in the multiplier 45 is controlled so that the amount of the interference signal V (t) extracted by the adaptive filter 42 is suppressed.
[0217]
Here, an example of how to multiply the previous filter tap coefficient series (interference signal estimation coefficient) h ′ (t) by the control coefficient α based on the (input) received signal r (t) is shown.
In this example, the number of (digital) input bits of the received signal r (t) is 16 bits, and a filter tap coefficient sequence (interference signal estimation coefficient) h input to the adaptive filter 42 (interference signal extraction unit 11). Assume that the number of bits of '(t + 1) is 16 bits and the number of bits of the arithmetic operation element used to calculate the filter tap coefficient series (interference signal estimation coefficient) h' (t + 1) is 32 bits. Further, in this example, it is assumed that μ = 0.001 is set as the value of the step size parameter (weighting coefficient) μ as shown in the above formula 5, for example.
[0218]
The extraction amount control unit 46 (estimation accuracy control unit 14) of this example performs a spectrum analysis or the like on the received signal r (t) that is input, thereby obtaining a desired broadband signal and a narrowband signal included in the received signal r (t) A power difference with the interference signal is detected, and based on the detected power difference (for example, in proportion to the power difference), the value of the control coefficient α used in the multiplier 45 is expressed by the following (1) to (1) to Control is performed as shown in (6).
[0219]
(1) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is 5 dB or more, the control coefficient α is set to 0 (α = 0) (that is, the interference signal removal process is not performed). ).
(2) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is within ± 5 dB, the value of the control coefficient α is set to 0.96 (α = 0.96).
(3) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −5 dB to −15 dB, the value of the control coefficient α is set to 0.97 (α = 0.97).
[0220]
(4) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −15 dB to −25 dB, the value of the control coefficient α is set to 0.98 (α = 0.98).
(5) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −25 dB to −35 dB, the value of the control coefficient α is set to 0.99 (α = 0.99).
(6) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −35 dB or more, the value of the control coefficient α is set to 1 (α = 1) (that is, the amount of interference signal extraction is not controlled).
[0221]
By controlling the value of the control coefficient α, for example, a signal component having a relatively large power is extracted and removed as an interference signal component, while a signal component having a relatively small power is, for example, an interference signal. As a result, it is realized that the amount of extraction is small, or even if it is estimated, the extraction amount becomes small.
[0222]
Specifically, for example, as described above, the update operation of the filter tap coefficient series (interference signal estimation coefficient) h ′ (t + 1) is performed by using the filter tap coefficient series (interference signal estimation coefficient) h ′ (t) one sample time ago. Therefore, the current coefficient series h ′ (t + 1) can be regarded as a cumulative addition of past coefficient series. In the conventional art, the attenuation of the broadband signal increases with time (that is, the problem of the present invention) is that signal components extracted in the past are accumulated by such cumulative addition. Conceivable. Therefore, as in this example, the previous filter tap coefficient sequence (interference signal estimation coefficient) h ′ (t) is multiplied by the control coefficient α to suppress the information of the signal components extracted in the past, thereby obtaining a wideband signal. Can be prevented from decaying.
[0223]
FIG. 6 shows an output (from the interference signal removal apparatus) when the interference signal removal apparatus of this example shown in FIG. 5 performs interference removal processing on the signal as shown in FIG. An example of the spectrum of the signal after interference cancellation is shown. For example, the signal is output from the interference signal cancellation device when the same time as shown in FIG. An example of a signal spectrum is shown.
[0224]
As shown in FIG. 6 described above, the interference signal removal apparatus of this example suppresses removal of even a wideband signal when removing the interference signal.
In addition, the horizontal axis of the graph in the figure shows the frequency (MHz), and the vertical axis shows the spectrum intensity of the signal.
[0225]
Further, for example, in actual calculation, a considerable amount of time is required until a signal component with low power is accumulated and output as data to the adaptive filter 42 (interference signal extraction unit 11). Even if the multiplication process is not performed every time the filter tap coefficient series (interference signal estimation coefficient) h ′ (t + 1) is updated, it is possible to obtain a sufficient effect for suppressing the extraction amount of the interference signal. For this reason, for example, without multiplying the control coefficient α every time the estimation calculation of the interference signal is updated, the control coefficient α can be multiplied every predetermined number of updates, With such a configuration, for example, the hardware scale and power consumption can be reduced.
[0226]
Further, for example, it is possible to control the extraction amount of the interference signal by changing the cycle for performing the multiplication process of the control coefficient α with the value of the control coefficient α being a constant value. An example is shown.
In this example, the number of (digital) input bits of the received signal r (t) is 16 bits, and a filter tap coefficient sequence (interference signal estimation coefficient) h input to the adaptive filter 42 (interference signal extraction unit 11). Assume that the number of bits of '(t + 1) is 16 bits and the number of bits of the arithmetic operation element used to calculate the filter tap coefficient series (interference signal estimation coefficient) h' (t + 1) is 32 bits. Further, in this example, it is assumed that μ = 0.001 is set as the value of the step size parameter (weighting coefficient) μ as shown in the above formula 5, for example.
[0227]
The extraction amount control unit 46 (estimation accuracy control unit 14) of this example performs a spectrum analysis or the like on the received signal r (t) that is input, thereby obtaining a desired broadband signal and a narrowband signal included in the received signal r (t). A power difference from the interference signal is detected, and based on the detected power difference, the cycle of the multiplication process of the control coefficient α performed by the multiplier 45 is controlled as shown in the following (1) to (6).
[0228]
(1) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is 5 dB or more, the interference signal removal process is not performed (for example, the control coefficient α = 0).
(2) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is within ± 5 dB, the control coefficient α is multiplied every time.
(3) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −5 dB to −15 dB, the multiplication process of the control coefficient α is performed once every 10 updates.
[0229]
(4) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −15 dB to −25 dB, the multiplication process of the control coefficient α is performed once every 100 updates.
(5) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −25 dB to −35 dB, the control coefficient α is multiplied once every 1000 updates.
(6) When the power difference between the wideband signal and the narrowband interference signal is −35 dB or more, the extraction amount of the interference signal is not controlled (not suppressed).
[0230]
By controlling the cycle of the multiplication process of the control coefficient α as described above, for example, a signal component having a relatively large power is extracted and removed as an interference signal component, while for example, a signal component having a relatively small power is extracted. Thus, it is possible to prevent the interference signal from being estimated, or to reduce the extraction amount even if it is estimated.
[0231]
Also, for example, when a narrowband interference signal is not like a signal by FHSS or TDMA, that is, when the frequency or power does not change suddenly, it follows the change of the interference signal at high speed. Thus, for example, the update process of the interference signal estimation calculation (the update process of the filter tap coefficient series (interference signal estimation coefficient) h ′ (t + 1)) is not performed every time. However, it is possible to sufficiently remove the continuous narrowband interference signal even if the configuration is performed once every 256 samples.
[0232]
Here, in such a configuration, for example, the interference signal removal capability may be somewhat degraded, but the degradation amount is about 5 dB at most. For this reason, with such a configuration, for example, it is possible to greatly reduce the amount of calculation processing related to the update process without substantially degrading the interference signal removal capability, thereby reducing the hardware scale and power consumption. It is possible to obtain a great effect that it can be made.
[0233]
In addition, for example, in the case where the narrowband interference signal is a continuous signal (a signal with a gradual change in frequency and power), such as an FDMA, FM, or AM signal, depending on the nature of the interference signal. While slowing down the period of the interference signal estimation calculation, if the narrowband interference signal is a signal whose frequency or power changes abruptly as in the FHSS or TDMA system, the period is increased. It is also possible to perform adaptive interference cancellation.
[0234]
Further, for example, the received signal r (t) input to the filter tap coefficient calculation control unit 44 (interference signal estimation unit 13) and used for calculation of the filter tap coefficient series (interference signal estimation coefficient) h ′ (t + 1) or interference removal. It is also possible to obtain the same effect as described above by multiplying the later received signal e (t) or the like by the control coefficient α.
[0235]
As described above, in the interference signal removal apparatus of this example, when estimating and extracting the narrowband interference signal included in the input signal, the previous interference signal estimation coefficient (filter tap coefficient series) h ′ used for the estimation is extracted. Since the amount of interference signal extraction is controlled by multiplying (t) by the control coefficient α, for example, interference removal corresponding to each interference signal is performed, and the input signal (wideband signal) after interference removal is performed. Can improve the quality.
[0236]
Further, as an effect of performing the multiplication process of the control coefficient α, for example, when the interference signal included in the input signal r (t) suddenly disappears or the frequency of the interference signal gradually changes, the correlation It is possible to obtain an effect that the value of the interference signal estimation coefficient (filter tap coefficient series) h ′ (t + 1) relating to the frequency band where the frequency disappears is gradually reduced by the update calculation. For this reason, for example, as compared with the case where the multiplication process of the control coefficient α is not performed, the band signal generated by removing the wideband signal by the remaining interference signal estimation coefficient (filter tap coefficient series) h ′ (t + 1) is reduced. The recess recovery time can be shortened, thereby improving the characteristics of the broadband signal.
[0237]
Further, by suppressing the extraction amount of the interference signal by using the control coefficient α, it is possible to prevent extraction of a signal component with low power including a wideband signal. For example, the influence of intersymbol interference by a band limiting filter, etc. Thus, it is possible to suppress the extraction of the signal component of the wideband signal, thereby suppressing the removal of the wideband signal.
[0238]
Here, in this example, the interference signal extraction unit 11 (or adaptive filter 42) constitutes extraction means according to the present invention, and the synthesizer 12 (or subtractor 43) constitutes removal means according to the present invention. The interference signal estimation unit 13 (or the filter tap coefficient calculation control unit 44) constitutes an extraction control means according to the present invention, and the estimation accuracy control unit 14 (or the extraction amount control unit 46 or the multiplier 45) performs the present invention. Extraction amount suppression means is configured.
[0239]
In this example, the (received) input signal value r (t) corresponds to the input signal value referred to in the present invention, and the input signal series u (t) as shown in the above equation 1 represents the input vector referred to in the present invention. The interference signal estimation signal (filter tap coefficient control signal) hi as shown in the above equation 2 corresponds to the control value according to the present invention, and the interference signal estimation coefficient (filter tap coefficient series) h (t) is This corresponds to the control vector in the present invention.
In this example, the control coefficient α described above corresponds to the control coefficient (multiplied by the previous control vector) according to the present invention.
[0240]
Next, an interference signal removal apparatus according to a fifth embodiment of the present invention is described.
In this example, a case where a video information signal is transmitted is considered in consideration of multimedia communication performed by a future communication method. In this case, when the receiver receives a signal including such a video information signal, the receiver interferes with the received signal in such a manner that the necessary video information signal (for example, a color signal) is not removed. It is necessary to remove the signal. Therefore, in this example, a setting is made in advance so that an interference signal removal apparatus provided in a receiver that receives such a video information signal is subjected to an interference signal removal process that does not remove the video information signal. Keep going.
[0241]
Note that the interference signal removal apparatus of this example has the same configuration as that of the apparatus shown in FIG. 2, for example, and will be described using this figure for convenience of explanation.
As shown in the figure, the interference signal removal apparatus of this example includes an interference signal extraction unit 11, a combiner 12, an interference signal estimation unit 13, and an estimation accuracy control unit 14. Note that t indicates time.
[0242]
Here, the configuration and operation of the interference signal extraction unit 11 and the synthesizer 12 are the same as the configuration and operation shown in the first embodiment, for example.
The interference signal estimation unit 13 of this example calculates an interference signal estimation coefficient h ′ (t + 1) based on the interference signal estimation result according to the control from the estimation accuracy control unit 14 described later, and the interference signal estimation coefficient h ′ ( t + 1) is output to the interference signal extraction unit 11.
[0243]
The estimation accuracy control unit 14 receives the reception signal r (t), and in a preset manner, for example, when the power of the interference signal included in the reception signal r (t) is relatively small, the estimation accuracy control unit 14 The processing performed by the interference signal estimation unit 13 is controlled so that the amount of the interference signal V (t) extracted by the signal extraction unit 11 is suppressed.
[0244]
Specifically, in the estimation accuracy control unit 14 of this example, when a video information signal is received, for example, the normal interference signal removal process (when the video information signal is not received) is not performed. Then, the control is performed so that the interference signal included in the received signal r (t) is extracted and removed in anticipation that the video information signal will not be removed. In order to realize this, in this example, for example, the synthesizer 12 that removes the interference signal is provided with storage means (for example, a memory) for storing data that anticipates the video information signal, and the received signal r ( When combining t) and the interference signal V (t) from the interference signal extraction unit 11, the video information signal is detected with reference to the received signal e (t) after interference removal.
[0245]
In the configuration of the interference signal removing apparatus of this example, it is possible to detect a necessary video information signal (only) without complicating the circuit configuration, for example.
Therefore, by using the interference signal removing apparatus as in this example, it is possible to obtain a video information signal of good quality as a receiver system for the multimedia era.
[0246]
Here, the configuration of the interference signal removal apparatus according to the present invention is not necessarily limited to the configuration described above, and various configurations may be used. Specifically, including the one shown in the above embodiment, for example, the interference signal removing device according to the present invention is applied to the device shown in FIG. 11, FIG. 13, FIG. 14, or FIG. It is also possible to apply.
[0247]
Further, the field of application of the interference signal removal apparatus according to the present invention is not necessarily limited to the above-described fields, and the present invention can be applied to various fields. Specifically, the present invention is not limited to a receiver adopting, for example, a CDMA method, and the present invention can also be applied to a receiver such as a base station device, a mobile station device, a relay station device, or the like that adopts various communication methods. Is something.
[0248]
In addition, various processes performed by the interference signal removal apparatus according to the present invention include, for example, a control program stored in a ROM in a hardware resource including a processor (for example, a CPU, MPU, DSP, etc.), a memory, and the like. A configuration controlled by execution may be used, and for example, each functional unit for executing the processing may be configured as an independent hardware circuit.
Further, the present invention can be grasped as a computer-readable recording medium such as a floppy disk or a CD-ROM storing the above control program, and the control program is input from the recording medium to the computer and executed by the processor. Thus, the processing according to the present invention can be performed.
[0249]
【The invention's effect】
As described above, according to the interference signal removal device of the present invention, when removing the interference signal from the input signal including the wideband desired signal and the narrowband interference signal, the input signal is based on the input signal. Since the extraction of the interference signal contained in the input signal is suppressed and the extracted interference signal is removed from the input signal by means such as using an effective word length limit or a control coefficient, for example, simple With such a configuration, it is possible to suppress the removal of even the desired signal from the input signal, thereby improving the quality of the input signal (desired signal) after the interference removal, for example, compared to the conventional case. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating an example of an interference signal removing apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of an interference signal removing apparatus according to an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of an interference signal removing apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of an interference signal removing apparatus according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of an interference signal removing apparatus according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a signal output from the interference signal removal device when a certain time has elapsed since the start of the interference signal removal processing.
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a state in which an interference signal is removed from a reception signal including a wideband signal and a narrowband interference signal using the interference signal removal apparatus according to the present invention.
FIG. 8 is a diagram illustrating an example of an interference signal removing apparatus according to a conventional example.
FIG. 9 is a diagram for explaining an example of a spreading code sequence.
FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a received signal including a wideband spread signal and a narrowband interference signal by a CDMA system.
FIG. 11 is a diagram illustrating an example of an interference signal removing apparatus.
FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of an adaptive filter.
FIG. 13 is a diagram illustrating an example of an interference signal removing apparatus.
FIG. 14 is a diagram illustrating an example of an interference signal removing apparatus.
FIG. 15 is a diagram illustrating an example of an interference signal removing apparatus.
FIG. 16 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a reception signal in which two FM signals interfere with a CDMA signal.
FIG. 17 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a signal output from the interference signal removal apparatus immediately after the start of the interference signal removal processing.
FIG. 18 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a signal output from the interference signal removal device when a certain time has elapsed since the start of the interference signal removal processing.
FIG. 19 is a diagram illustrating an example of interference signal removal characteristics by the interference signal removal device;
FIG. 20 is a diagram illustrating an example of a state in which an interference signal is removed from a reception signal including a wideband signal and a narrowband interference signal using the interference signal removal device.
[Explanation of symbols]
1, 11, ... Interference signal extraction unit, 2, 12, ... Synthesizer,
3, 13 ... Interference signal estimation unit, 4, 26, 36, 46 ... Extraction amount suppression unit,
14 .... Estimation

accuracy control unit

21, 31, 41 ... Delay element,
22, 32, 42 ...

Adaptive filter

23, 33, 43 ... Subtractor,
24, 34, 44 .. filter tap coefficient calculation control unit,
25 ··· Effective word length control unit, 35, 37, 45 · · Multiplier,

Claims

入力信号から干渉信号を抽出する抽出手段と、抽出される干渉信号を入力信号から除去する除去手段と、除去手段の除去結果に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出を制御する抽出制御手段と、入力信号に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制する抽出量抑制手段とを備え、広帯域の希望信号と狭帯域の干渉信号とを含んだ入力信号から当該干渉信号を除去する干渉信号除去装置であって、
抽出制御手段は、干渉信号の抽出を制御するための複数のデジタル制御値から成る制御ベクトルを演算して抽出手段へ出力し、
抽出手段は、複数の入力信号値から成る入力ベクトルと抽出制御手段からの制御ベクトルとの内積を干渉信号として抽出し、
抽出量抑制手段は、抽出制御手段から出力される制御ベクトルを構成するデジタル制御値の有効語長を制限して抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制することを特徴とする干渉信号除去装置。An extraction means for extracting an interference signal from the input signal; a removal means for removing the extracted interference signal from the input signal; an extraction control means for controlling the extraction of the interference signal by the extraction means based on the removal result of the removal means; An interference amount removing means for removing an interference signal from an input signal including a desired signal in a wide band and an interference signal in a narrow band, comprising an extraction amount suppressing means for suppressing an extraction amount of the interference signal by the extracting means based on the input signal A device,
The extraction control unit calculates a control vector composed of a plurality of digital control values for controlling the extraction of the interference signal, and outputs the control vector to the extraction unit.
The extraction means extracts an inner product of an input vector composed of a plurality of input signal values and a control vector from the extraction control means as an interference signal,
The extraction amount suppression unit restricts the effective word length of the digital control value constituting the control vector output from the extraction control unit, and suppresses the extraction amount of the interference signal by the extraction unit.

入力信号から干渉信号を抽出する抽出手段と、抽出される干渉信号を入力信号から除去する除去手段と、除去手段の除去結果に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出を制御する抽出制御手段と、入力信号に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制する抽出量抑制手段とを備え、広帯域の希望信号と狭帯域の干渉信号とを含んだ入力信号から当該干渉信号を除去する干渉信号除去装置であって、
抽出制御手段は、干渉信号の抽出を制御するための複数の制御値から成る制御ベクトルをデジタル演算子により演算して抽出手段へ出力し、
抽出手段は、複数の入力信号値から成る入力ベクトルと抽出制御手段からの制御ベクトルとの内積を干渉信号として抽出し、
抽出量抑制手段は、抽出制御手段により用いられるデジタル演算子の有効語長を制限して抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制することを特徴とする干渉信号除去装置。An extraction means for extracting an interference signal from the input signal; a removal means for removing the extracted interference signal from the input signal; an extraction control means for controlling the extraction of the interference signal by the extraction means based on the removal result of the removal means; An interference amount removing means for removing an interference signal from an input signal including a desired signal in a wide band and an interference signal in a narrow band, comprising an extraction amount suppressing means for suppressing an extraction amount of the interference signal by the extracting means based on the input signal A device,
The extraction control means calculates a control vector composed of a plurality of control values for controlling the extraction of the interference signal by a digital operator and outputs the operation vector to the extraction means.
The extraction means extracts an inner product of an input vector composed of a plurality of input signal values and a control vector from the extraction control means as an interference signal,
The extraction amount suppression unit restricts the effective word length of the digital operator used by the extraction control unit and suppresses the extraction amount of the interference signal by the extraction unit.

入力信号から干渉信号を抽出する抽出手段と、抽出される干渉信号を入力信号から除去する除去手段と、除去手段の除去結果に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出を制御する抽出制御手段と、入力信号に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制する抽出量抑制手段とを備え、広帯域の希望信号と狭帯域の干渉信号とを含んだ入力信号から当該干渉信号を除去する干渉信号除去装置であって、
抽出制御手段は、干渉信号の抽出を制御するための複数の制御値から成る制御ベクトルを演算して抽出手段へ出力し、
抽出手段は、複数の入力信号値から成る入力ベクトルと抽出制御手段からの制御ベクトルとの内積を干渉信号として抽出し、
抽出量抑制手段は、抽出制御手段から出力される制御ベクトルに１未満の制御係数を乗算して抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制することを特徴とする干渉信号除去装置。An extraction means for extracting an interference signal from the input signal; a removal means for removing the extracted interference signal from the input signal; an extraction control means for controlling the extraction of the interference signal by the extraction means based on the removal result of the removal means; An interference amount removing means for removing an interference signal from an input signal including a desired signal in a wide band and an interference signal in a narrow band, comprising an extraction amount suppressing means for suppressing an extraction amount of the interference signal by the extracting means based on the input signal A device,
The extraction control means calculates a control vector composed of a plurality of control values for controlling the extraction of the interference signal, and outputs the control vector to the extraction means.
The extraction means extracts an inner product of an input vector composed of a plurality of input signal values and a control vector from the extraction control means as an interference signal,
The extraction amount suppression unit suppresses the extraction amount of the interference signal by the extraction unit by multiplying the control vector output from the extraction control unit by a control coefficient of less than one.

入力信号から干渉信号を抽出する抽出手段と、抽出される干渉信号を入力信号から除去する除去手段と、除去手段の除去結果に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出を制御する抽出制御手段と、入力信号に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制する抽出量抑制手段とを備え、広帯域の希望信号と狭帯域の干渉信号とを含んだ入力信号から当該干渉信号を除去する干渉信号除去装置であって、
抽出制御手段は、干渉信号の抽出を制御するための複数の制御値から成る制御ベクトルを前回の制御ベクトルを用いて更新し、当該更新結果を抽出手段へ出力し、
抽出手段は、複数の入力信号値から成る入力ベクトルと抽出制御手段からの制御ベクトルとの内積を干渉信号として抽出し、
抽出量抑制手段は、抽出制御手段による制御ベクトルの更新に用いられる前回の制御ベクトルに１未満の制御係数を乗算して干渉信号の抽出量を抑制することを特徴とする干渉信号除去装置。An extraction means for extracting an interference signal from the input signal; a removal means for removing the extracted interference signal from the input signal; an extraction control means for controlling the extraction of the interference signal by the extraction means based on the removal result of the removal means; An interference amount removing means for removing an interference signal from an input signal including a desired signal in a wide band and an interference signal in a narrow band, comprising an extraction amount suppressing means for suppressing an extraction amount of the interference signal by the extracting means based on the input signal A device,
The extraction control means updates the control vector composed of a plurality of control values for controlling the extraction of the interference signal using the previous control vector, and outputs the update result to the extraction means,
The extraction means extracts an inner product of an input vector composed of a plurality of input signal values and a control vector from the extraction control means as an interference signal,
The extraction amount suppression unit suppresses the extraction amount of the interference signal by multiplying the previous control vector used for updating the control vector by the extraction control unit by a control coefficient of less than 1, and the interference signal elimination device.

請求項３又は請求項４に記載の干渉信号除去装置において、
抽出量抑制手段は、入力信号に基づいて制御係数の値を制御し、制御ベクトルと制御係数との乗算を所定の時間間隔で行って抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制することを特徴とする干渉信号除去装置。In the interference signal removal apparatus according to claim 3 or 4,
The extraction amount suppression means controls the value of the control coefficient based on the input signal, and performs the multiplication of the control vector and the control coefficient at a predetermined time interval to suppress the extraction amount of the interference signal by the extraction means. Interference signal canceling device.

請求項３又は請求項４に記載の干渉信号除去装置において、
抽出量抑制手段は、制御係数を一定値として、制御ベクトルと制御係数との乗算を所定の周期で行って抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制することを特徴とする干渉信号除去装置。In the interference signal removal apparatus according to claim 3 or 4,
The extraction amount suppression means suppresses the extraction amount of the interference signal by the extraction means by multiplying the control vector and the control coefficient at a predetermined cycle with the control coefficient as a constant value.

請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の干渉信号除去装置において、
抽出制御手段は、制御ベクトルの演算又は更新を所定の時間間隔で行うことを特徴とする干渉信号除去装置。The interference signal canceling device according to any one of claims 1 to 6,
The extraction control means performs an operation or update of a control vector at a predetermined time interval.

請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の干渉信号除去装置において、
抽出量抑制手段は、入力信号に基づいて予め設定された態様で、抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制することを特徴とする干渉信号除去装置。In the interference signal removal apparatus according to any one of claims 1 to 4,
The extraction amount suppression unit suppresses the extraction amount of the interference signal by the extraction unit in a preset manner based on the input signal.

請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の干渉信号除去装置において、
抽出量抑制手段は、入力信号に含まれる希望信号と干渉信号との電力差に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制することを特徴とする干渉信号除去装置。In the interference signal removal apparatus according to any one of claims 1 to 4,
The extraction amount suppression unit suppresses the extraction amount of the interference signal by the extraction unit based on a power difference between the desired signal and the interference signal included in the input signal.

請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の干渉信号除去装置において、
抽出量抑制手段は、入力信号に含まれる希望信号の電力に基づいて抽出手段による干渉信号の抽出量を抑制することを特徴とする干渉信号除去装置。In the interference signal removal apparatus according to any one of claims 1 to 4,
The extraction amount suppression unit suppresses the extraction amount of the interference signal by the extraction unit based on the power of the desired signal included in the input signal.