JP2002290276A - Receiver - Google Patents

Receiver

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JP2002290276A
JP2002290276A JP2001091679A JP2001091679A JP2002290276A JP 2002290276 A JP2002290276 A JP 2002290276A JP 2001091679 A JP2001091679 A JP 2001091679A JP 2001091679 A JP2001091679 A JP 2001091679A JP 2002290276 A JP2002290276 A JP 2002290276A
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JP
Japan
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signal
interference
interference signal
component
tap coefficient
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Application number
JP2001091679A
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Japanese (ja)
Inventor
Yoichi Murakami
陽一 村上
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Hitachi Kokusai Electric Inc
Original Assignee
Hitachi Kokusai Electric Inc
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Publication date
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a receiver eliminating an interference signal included in a received signal, which can more stably eliminate the interference signal than a conventional receiver. SOLUTION: Interference signal extract means 1, 2, 4 extract an interference signal FM(t) included in a received signal r(t) according to an arithmetic operation on the basis of a control coefficient h(t) and the received signal r(t) while sequentially updating the control coefficient h(t), an interference signal eliminating means 3 eliminates an interference signal FM(t) to be extracted from, e.g. a delayed received signal r(t-τ) and a control coefficient initializing means 5 initializes the control coefficient h(t) correspondingly to the detection of the appearance of an interference signal included in the received signal r(t).

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば広帯域の希
望信号と狭帯域の干渉信号とを含んだ受信信号から当該
干渉信号を除去する干渉信号除去装置を有した受信機に
関し、特に、従来と比べて安定的に干渉信号を除去する
受信機に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a receiver having an interference signal elimination device for eliminating an interference signal from a reception signal containing, for example, a wideband desired signal and a narrowband interference signal. The present invention relates to a receiver for more stably removing an interference signal.

【０００２】[0002]

【従来の技術】例えば受信機により受信する受信信号に
は、受信を希望する信号（希望信号）と共に、当該希望
信号に干渉してしまう信号（干渉信号）が含まれる場合
がある。まず、ＩＥＥＥ８０２．１１の無線ＬＡＮを例
として、広帯域の希望信号と狭帯域の干渉信号に関して
説明する。2. Description of the Related Art For example, a received signal received by a receiver sometimes includes a signal (interference signal) that interferes with the signal desired to be received (desired signal). First, a wideband desired signal and a narrowband interference signal will be described using an IEEE 802.11 wireless LAN as an example.

【０００３】なお、「広帯域」や「狭帯域」という語は
相対的な意味で用いられており、具体的には、狭帯域干
渉信号の占有帯域幅と比較して十分にその占有帯域幅が
広い信号のことを広帯域信号と言い、例えば狭帯域干渉
信号の占有帯域幅の１０倍以上の占有帯域幅を有する信
号のことを広帯域信号と言う。一例として、ここで説明
する無線ＬＡＮでは、広帯域信号の占有帯域幅が例えば
２６ＭＨｚ（１波当たりの周波数）であり、狭帯域信号
の占有帯域幅が例えば２ＭＨｚ（１波当たりの周波数）
である。[0003] The terms "wideband" and "narrowband" are used in a relative sense. Specifically, the occupied bandwidth is sufficiently larger than the occupied bandwidth of a narrowband interference signal. A wide signal is referred to as a wideband signal, and a signal having an occupied bandwidth equal to or more than ten times the occupied bandwidth of a narrowband interference signal is referred to as a wideband signal. As an example, in the wireless LAN described here, the occupied bandwidth of a wideband signal is, for example, 26 MHz (frequency per wave), and the occupied bandwidth of a narrowband signal is, for example, 2 MHz (frequency per wave).
It is.

【０００４】ＩＥＥＥ８０２．１１の無線ＬＡＮでは、
大別すると、直接拡散（ＤＳＳＳ：Direct Sequence Sp
read Spectrum）方式と周波数ホッピング（ＦＨＳＳ：F
requency Hopping Spread Spectrum）方式とが用いられ
ており、これらの変調波の違いから、ＤＳＳＳ方式によ
る信号を広帯域信号とみなす一方、ＦＨＳＳ方式による
信号を狭帯域信号とみなすことができる。そして、両方
式では同じ周波数帯域を使用して無線通信を行ってお
り、システム的に互いの干渉を許しているので、当然の
ことながら両方式による信号同士で干渉が発生する。In an IEEE 802.11 wireless LAN,
Broadly speaking, direct spreading (DSSS: Direct Sequence Sp
read Spectrum) method and frequency hopping (FHSS: F)
A frequency hopping spread spectrum method is used, and from the difference between these modulated waves, a signal according to the DSSS method can be regarded as a wideband signal, while a signal according to the FHSS method can be regarded as a narrowband signal. In both systems, radio communication is performed using the same frequency band, and mutual interference is allowed in a system, so that signals of both systems naturally cause interference.

【０００５】ここで、ＤＳＳＳ方式は、狭帯域の信号を
周波数拡散により広帯域の信号として通信（送信）を行
い、受信側では復調過程で当該信号を元の狭帯域の信号
に戻す通信方式である。このため、ＤＳＳＳ方式では、
受信信号に含まれる狭帯域干渉信号が復調過程で広帯域
信号に拡散されることにより、当該干渉信号を抑圧する
ことができる。このような拡散の前後の比率を拡散率と
言い、例えば拡散率が１２８である場合には約２１ｄＢ
（正確には、１０ＬＯＧ１２８）の利得が得られること
になる。Here, the DSSS system is a communication system in which a narrow band signal is communicated (transmitted) as a wide band signal by frequency spreading, and the receiving side returns the signal to an original narrow band signal in a demodulation process. . Therefore, in the DSSS system,
Since the narrowband interference signal included in the received signal is spread into a wideband signal in the demodulation process, the interference signal can be suppressed. The ratio before and after such diffusion is called a diffusion rate. For example, when the diffusion rate is 128, about 21 dB
(Accurately, a gain of 10 LOG128) is obtained.

【０００６】一方、ＦＨＳＳ方式は、狭帯域の信号を、
特定時間毎にその送信周波数を変化させることにより広
帯域を利用して、通信する方式である。このため、ＦＨ
ＳＳ方式では、特定の時間を固定して見た場合の占有帯
域幅は例えば２ＭＨｚと狭くなり、ＤＳＳＳ方式の当該
帯域当たりの電力が相対的に低くなることから、ＦＨＳ
Ｓ方式を採用した受信機の受信フィルタにより干渉の影
響を抑えることができる。On the other hand, in the FHSS system, a narrow band signal is
This is a communication method using a wide band by changing the transmission frequency at every specific time. For this reason, FH
In the SS system, the occupied bandwidth when a specific time is fixed is narrowed, for example, to 2 MHz, and the power per band in the DSSS system is relatively low.
The influence of the interference can be suppressed by the reception filter of the receiver adopting the S system.

【０００７】また、ＦＨＳＳ方式では、例えば別の通信
機が異なるホッピングパターンのＦＨＳＳ方式により信
号の通信を行っている場合においても、同一の周波数を
同一の時刻に使用してしまう確率は低いため、これらの
間での干渉はほとんど問題とはならない。更に、ＦＨＳ
Ｓ方式では、ＤＳＳＳ方式と比べて広い帯域を利用して
周波数ホッピングを行うことができるため、ＤＳＳＳ方
式から強い干渉が発生した場合においても、干渉を受け
ていない周波数帯域で信号受信を行うことが可能であ
る。Further, in the FHSS system, even if another communication device is performing signal communication according to the FHSS system having a different hopping pattern, the probability of using the same frequency at the same time is low. Interference between them is of little concern. In addition, FHS
In the S system, frequency hopping can be performed using a wider band than the DSSS system. Therefore, even when strong interference occurs from the DSSS system, it is possible to perform signal reception in a frequency band free from interference. It is possible.

【０００８】しかしながら、上記したＤＳＳＳ方式で
は、信号伝送速度を高速にするために拡散率を下げる場
合がある。具体例として、拡散率が１１に下げられた場
合には利得が約１０ｄＢ（正確には、１０ＬＯＧ１１）
に下がってしまい、また、それ以下の拡散率では更に利
得が低下してしまい、干渉信号の抑圧効果が得られなく
なってしまうことがある。また、例えばＦＨＳＳ方式を
利用したＢｌｕｅｔｏｏｔｈ（ショートレンジモバイル
サービス）等の規格が携帯機器間の無線インタフェース
として広く使われ始めていることから、ＤＳＳＳ方式に
よる信号が干渉を受けてしまう確率が高まっている。However, in the above-mentioned DSSS system, the spreading factor may be reduced in order to increase the signal transmission speed. As a specific example, when the spreading factor is reduced to 11, the gain is about 10 dB (more precisely, 10 LOG11).
In addition, when the spreading factor is lower than that, the gain may be further reduced, and the effect of suppressing the interference signal may not be obtained. Further, since standards such as Bluetooth (short-range mobile service) using the FHSS method have begun to be widely used as wireless interfaces between portable devices, the probability that signals in the DSSS method are subject to interference has increased.

【０００９】また、他の例として、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wide
band-Code Division Multiple Access）方式の通信信号
とＰＨＳ（Personal Handyphone System）方式の通信信
号との間で隣接周波数帯域における干渉が発生してしま
うことや、２．４ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮ（ＩＥＥＥ８０
２．１１）の広帯域信号とＢｌｕｅｔｏｏｔｈの狭帯域
信号との間で干渉が発生してしまうことや、ＣＤＭＡ方
式の通信信号とＴＤＭＡ（Time Division Multiple Acc
ess）方式やＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple A
ccess）方式の通信信号との間で周波数帯域の共用によ
る干渉が発生してしまうことや、予期せぬ外来波との干
渉が発生してしまうこと等が考えられる。As another example, W-CDMA (Wide CDMA)
Interference in an adjacent frequency band occurs between a communication signal of a band-Code Division Multiple Access (PHS) system and a communication signal of a PHS (Personal Handyphone System) system, or a 2.4 GHz band wireless LAN (IEEE80).
2.11) Interference occurs between the wideband signal of Bluetooth and the narrowband signal of Bluetooth, and the communication signal of the CDMA system and the TDMA (Time Division Multiple Acc
ess) and FDMA (Frequency Division Multiple A)
It is conceivable that interference may occur due to sharing of a frequency band with a communication signal of the ccess) method, or interference with an unexpected foreign wave may occur.

【００１０】なお、上記のような干渉を除去する技術と
して、従来より、適応アルゴリズムを用いた干渉信号の
除去方法や、ノッチフィルタを用いた干渉信号の除去方
法などが検討等されている。一例として、「周波数帯域
を共用するＤＳ−ＣＤＭＡ／ＴＤＭＡ信号一括受信機へ
の複素マルチレートフィルタバンクの応用（電子情報通
信学会論文誌Ｂ−ＩＩ Ｖｏｌ．Ｊ８０−ＢＩＩ Ｎｏ
１２ １９９７年１２月）」には、マルチレートフィル
タバンクを用いたノッチフィルタにより、広帯域信号に
干渉した狭帯域信号を除去する技術が記載されている。
しかしながら、この技術では、狭帯域信号を除去する際
に希望波である広帯域信号の成分もフィルタにより除去
してしまうため、干渉波除去後のビット誤り率が劣化し
てしまうといった問題がある。As a technique for removing the interference as described above, a method of removing an interference signal using an adaptive algorithm, a method of removing an interference signal using a notch filter, and the like have been studied. As an example, “Application of complex multi-rate filter bank to DS-CDMA / TDMA signal batch receiver sharing frequency band (IEICE Transactions on Electronics, B-II Vol. J80-BII No.
12 December 1997) "describes a technique for removing narrow-band signals that interfere with wide-band signals using a notch filter using a multi-rate filter bank.
However, in this technique, when removing a narrowband signal, a component of a wideband signal, which is a desired signal, is also removed by a filter, so that there is a problem that a bit error rate after removing an interference wave is deteriorated.

【００１１】次に、ＣＤＭＡ方式や、ＣＤＭＡ方式にお
ける干渉信号除去装置の例を示す。例えばＤＳ−ＣＤＭ
Ａ方式を用いた移動通信システムでは、各移動局装置に
異なる拡散符号を割り当てることで複数の移動局装置と
基地局装置との多重通信を実現している。具体的には、
各移動局装置では送信対象となる信号を自己に割り当て
られた拡散符号により拡散変調して送信する一方、基地
局装置では各移動局装置に割り当てられた拡散符号を用
いて受信信号を逆拡散することで希望の移動局装置から
の信号を復調する。また、同様に、移動局装置では基地
局装置からの受信信号を自己に割り当てられた拡散符号
により逆拡散することで自己宛の信号を復調する。Next, examples of the CDMA system and an interference signal removing apparatus in the CDMA system will be described. For example, DS-CDM
In a mobile communication system using the A method, multiplex communication between a plurality of mobile station devices and a base station device is realized by assigning different spreading codes to each mobile station device. In particular,
Each mobile station device spreads and modulates a signal to be transmitted using a spreading code assigned to itself, and transmits the spread signal, while a base station device despreads a received signal using a spreading code assigned to each mobile station device. Thus, a signal from a desired mobile station device is demodulated. Similarly, the mobile station device demodulates the signal addressed to itself by despreading the received signal from the base station device with the spreading code assigned to itself.

【００１２】図２には、例えばＰＮ（疑似雑音信号）系
列から構成された拡散符号系列の一例を示してある。同
図に示されるように、１単位（１シンボル分）の拡散符
号は複数のチップデータ（例えば”１”値と”−１”値
の並び）から構成されており、このチップデータの並び
のパターンを異ならせることにより複数の異なる拡散符
号を生成することができる。ここで、拡散符号は、例え
ば或る拡散符号を１チップ時間以上ずらすと当該拡散符
号との相関がなくなるといった特性を有している。FIG. 2 shows an example of a spread code sequence composed of, for example, a PN (pseudo noise signal) sequence. As shown in the figure, one unit (one symbol) of spread code is composed of a plurality of chip data (for example, a sequence of “1” values and “−1” values). By making the patterns different, a plurality of different spreading codes can be generated. Here, the spread code has a characteristic that, for example, if a certain spread code is shifted by one chip time or more, the correlation with the spread code is lost.

【００１３】また、同図には、１つのチップデータの時
間幅（チップ区間Ｔｃ）と１シンボル分の拡散符号の時
間幅（ビット区間Ｔ）とを示してある。ここで、１シン
ボル分の拡散符号の時間幅は、送信機（例えば移動局装
置や基地局装置）から受信機（例えば基地局装置や移動
局装置）へ送信する送信データ（例えば”１”値と”
０”値）の時間幅と対応している。すなわち、拡散符号
を構成するチップデータの変化速度は、当該拡散符号に
より拡散変調される送信データの切換速度（シンボル切
換速度）に比べて非常に速い速度となっている。FIG. 1 shows the time width of one chip data (chip section Tc) and the time width of one symbol of spread code (bit section T). Here, the time width of the spreading code for one symbol is determined by the transmission data (for example, “1” value) transmitted from the transmitter (for example, the mobile station device or the base station device) to the receiver (for example, the base station device or the mobile station device). When"
0 "value. In other words, the change speed of the chip data constituting the spreading code is much higher than the switching speed (symbol switching speed) of the transmission data spread-modulated by the spreading code. It is fast.

【００１４】上述のように、このような無線通信では、
周波数の利用を許可されて通信に用いている広帯域の周
波数帯域内に、意図に反して他の（すなわち、ＣＤＭＡ
方式以外の）狭帯域信号等が入り混じって干渉を生じさ
せてしまう場合がある。このような干渉信号が例えばシ
ステム設計時に想定していた雑音等による妨害の程度よ
り大きい場合には、ビット誤りが増大して、受信機での
受信品質が著しく劣化してしまうことが生じる。As described above, in such wireless communication,
Unintended (ie, CDMA) within the broadband frequency band that is permitted to use the frequency and used for communication.
In some cases, narrow-band signals (other than the system) may be mixed to cause interference. If such an interference signal is greater than the degree of interference due to noise or the like assumed at the time of system design, for example, bit errors increase, and the reception quality at the receiver may significantly deteriorate.

【００１５】また、上述のように、例えば周波数帯域の
有効利用を目的として、ＣＤＭＡ方式のように比較的広
い周波数帯域を用いて通信する方式とＦＭ（周波数変
調）方式等のように狭帯域を用いて通信する方式とによ
り多重通信を実現することも考えられる。具体的には、
例えばＣＤＭＡ方式による拡散信号の周波数帯域にＦＭ
方式等のアナログ通信方式による信号を多重して周波数
帯域の有効利用を図ることが原理的には可能である。し
かしながら、もしもＣＤＭＡ受信機が受信信号からＦＭ
方式等による信号を除去できないとすると、当該信号と
拡散信号とが互いに干渉してしまうため、ビット誤りが
増加し、受信品質の劣化を招いてしまう。Further, as described above, for the purpose of, for example, effective use of the frequency band, a communication system using a relatively wide frequency band such as a CDMA system and a narrow band such as an FM (frequency modulation) system are used. It is also conceivable to realize multiplex communication by a method of using and communicating. In particular,
For example, the frequency band of the spread signal by the CDMA method is FM.
In principle, it is possible to multiplex signals based on an analog communication system such as a wireless communication system to effectively use a frequency band. However, if the CDMA receiver does not
If it is not possible to remove the signal by the system or the like, the signal and the spread signal interfere with each other, so that bit errors increase and the reception quality deteriorates.

【００１６】なお、一般にＤＳ−ＣＤＭＡ方式は狭帯域
干渉波に対して強い通信方式であるとされており、例え
ば受信信号に狭帯域干渉信号が含まれる場合においても
当該狭帯域干渉信号を逆拡散することで当該狭帯域干渉
信号をＣＤＭＡ信号とは逆に広帯域に拡散して電力密度
を雑音レベルまで下げることができるが、干渉信号の電
力レベルが非常に大きい場合や複数の干渉信号が存在す
るような場合には、逆拡散による干渉信号の除去が困難
となってしまって干渉信号とＣＤＭＡ信号とが互いに干
渉してしまうため、ビット誤りが増加して受信品質の劣
化を招いてしまう。そして、この結果として受信機にお
ける受信品質が著しく劣化してしまうこととなり、干渉
信号の影響を無視することができなくなってしまう。The DS-CDMA system is generally considered to be a communication system that is strong against narrow-band interference waves. For example, even when a received signal contains a narrow-band interference signal, the narrow-band interference signal is despread. By doing so, the narrow-band interference signal can be spread over a wide band, contrary to the CDMA signal, and the power density can be reduced to the noise level. However, when the power level of the interference signal is very large or a plurality of interference signals exist. In such a case, it becomes difficult to remove the interference signal by despreading, and the interference signal and the CDMA signal interfere with each other, so that the bit error increases and the reception quality deteriorates. As a result, the reception quality in the receiver is significantly deteriorated, and the influence of the interference signal cannot be ignored.

【００１７】これに対して、ＤＳ−ＣＤＭＡ信号に干渉
した狭帯域干渉信号を除去する方法としては、従来より
様々な方法が検討等されており、中でも上記したマルチ
レートフィルタバンクは適応的に複数の干渉信号を除去
してビット誤り率の特性を改善することができる代表的
な方法として応用研究が進められている。On the other hand, as a method of removing a narrow-band interference signal that has interfered with a DS-CDMA signal, various methods have been conventionally studied, and among them, the above-mentioned multi-rate filter bank is used in a plurality of ways. Application research is being carried out as a typical method capable of improving the characteristics of the bit error rate by removing the interference signal of the above.

【００１８】また、図３には、ＣＤＭＡ方式による拡散
信号（ＣＤＭＡ信号）とＦＭ方式による信号（ＦＭ干渉
波）とを含む受信信号のスペクトルの一例を示してあ
り、横軸は周波数を示し、縦軸はスペクトル強度を示し
ている。このように、ＣＤＭＡ方式によるＣＤＭＡ信号
の周波数帯域に干渉信号が意図的或いは偶発的に存在し
てしまうと、ＣＤＭＡ受信機では拡散信号の受信品質が
劣化してしまうといった不具合があり、このような干渉
信号を除去することが必要とされていた。特に、干渉信
号のレベルが非常に大きい場合などには、ＣＤＭＡ方式
による拡散信号を正常に復調することが不可能になって
しまうことも生じてしまう。FIG. 3 shows an example of the spectrum of a received signal including a spread signal (CDMA signal) based on the CDMA system and a signal (FM interference wave) based on the FM system. The horizontal axis indicates the frequency. The vertical axis indicates the spectrum intensity. As described above, if the interference signal intentionally or accidentally exists in the frequency band of the CDMA signal according to the CDMA system, the CDMA receiver has a problem that the reception quality of the spread signal is deteriorated. There was a need to eliminate the interfering signal. In particular, when the level of the interference signal is very large, it may be impossible to normally demodulate the spread signal by the CDMA method.

【００１９】なお、例えば受信信号から干渉信号の周波
数帯域部分を除去するといった干渉除去の方法も考えら
れるが、このような方法では、干渉信号ばかりでなく拡
散信号までをも除去してしまうため好ましくない。ま
た、例えば受信信号中に拡散信号のみが含まれる場合の
受信レベルと比べて受信レベルが非常に大きな周波数帯
域部分を除去するといった干渉除去の方法も考えられる
が、このような方法では、干渉信号成分の一部を受信信
号中に残してしまうため、干渉除去の精度が悪かった。It is to be noted that, although a method of removing interference such as removing a frequency band portion of an interference signal from a received signal is also conceivable, such a method is preferable because it removes not only an interference signal but also a spread signal. Absent. Further, for example, an interference cancellation method of removing a frequency band portion having a very large reception level as compared with a reception level in a case where only a spread signal is included in the reception signal can be considered. Since some of the components remain in the received signal, the accuracy of interference removal was poor.

【００２０】以上のような従来の事情に鑑み開発された
ものとして、以下で、図４〜図８を参照して、例えば特
願平１１−１９７２９６号に記載された干渉信号除去装
置（干渉除去回路）の例を示す。なお、この文献に記載
された干渉信号除去装置は、例えばＣＤＭＡ方式を採用
する基地局装置や移動局装置や中継局装置等に設けら
れ、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された広帯域の拡散信
号と狭帯域の干渉信号とを含む受信信号やこのような受
信信号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉信号を除去する
ものであり、特に、拡散信号の特性を利用して干渉信号
を除去するものである。With reference to FIGS. 4 to 8, an interference signal elimination apparatus (interference elimination apparatus) disclosed in Japanese Patent Application No. 11-197296 will be described below with reference to FIGS. Circuit). The interference signal elimination device described in this document is provided in, for example, a base station device, a mobile station device, a relay station device, or the like that employs the CDMA system, and a wideband spread signal that is spread-modulated by the CDMA system and a narrowband signal. The interference signal is removed from the received signal including the interference signal and the I component and the Q component of the received signal. In particular, the interference signal is removed by using the characteristics of the spread signal.

【００２１】図４には、ＣＤＭＡ信号（希望信号）とＦ
Ｍ信号（干渉信号）とを含む受信信号を入力して、当該
入力信号ｒ（ｔ）から当該ＦＭ信号を除去する干渉信号
除去装置の一例を示してある。この干渉信号除去装置で
は、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と干渉
信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除去するに際
して、時間差手段１１が受信信号を分配して得られる２
つの信号間に拡散符号の１チップ分以上の時間差を与
え、抽出手段１２、１４が時間差を与えた２つの信号間
で相関のある信号成分を干渉信号成分として抽出し、除
去手段１３が抽出した干渉信号成分を受信信号から除去
する。FIG. 4 shows a CDMA signal (desired signal) and F
An example of an interference signal elimination device that receives a reception signal including an M signal (interference signal) and removes the FM signal from the input signal r (t) is illustrated. In this interference signal removing apparatus, when removing the interference signal from the reception signal including the spread signal and the interference signal spread and modulated by the CDMA method, the time difference means 11 obtains the signal by distributing the reception signal.
A time difference of one chip or more of the spread code is given between the two signals, the extracting means 12 and 14 extract a signal component having a correlation between the two signals having the time difference as an interference signal component, and the removing means 13 extracts the signal component. The interference signal component is removed from the received signal.

【００２２】具体的には、同図に示した干渉信号除去装
置には、受信信号を遅延させる遅延素子１１と、後述す
るフィルタタップ係数演算制御部１４からのタップ係数
制御信号に従って遅延した受信信号から干渉信号成分を
抽出する適応フィルタ１２と、受信信号から当該干渉信
号成分を除去する減算器１３と、減算器１３からの出力
信号と遅延した受信信号とに基づくタップ係数制御信号
を適応フィルタ１２へ出力するフィルタタップ係数演算
制御部１４とが備えられている。More specifically, the interference signal elimination device shown in FIG. 1 includes a delay element 11 for delaying a reception signal, and a reception signal delayed according to a tap coefficient control signal from a filter tap coefficient calculation control unit 14 described later. An adaptive filter 12 for extracting an interference signal component from a received signal, a subtractor 13 for removing the interference signal component from a received signal, and an adaptive filter 12 for outputting a tap coefficient control signal based on an output signal from the subtractor 13 and a delayed received signal. And a filter tap coefficient calculation control unit 14 for outputting the result to the filter tap coefficient calculation control unit 14.

【００２３】同図に示した回路の構成例及び動作例を説
明する。この回路には受信機により受信した信号ｒ
（ｔ）が入力され、この入力信号ｒ（ｔ）には、例えば
ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と狭帯域を
用いた通信方式による干渉信号（例えばＦＭ変調信号）
が含まれている。ここで、ｔは時刻を示しており、本例
では１サンプル時間を最小単位とする整数の離散値であ
るとする。A configuration example and an operation example of the circuit shown in FIG. This circuit includes the signal r received by the receiver.
(T) is input, and the input signal r (t) includes, for example, a spread signal that is spread-modulated by the CDMA method and an interference signal (for example, an FM-modulated signal) by a communication method using a narrow band.
It is included. Here, t indicates time, and in this example, it is assumed that it is an integer discrete value with one sample time as a minimum unit.

【００２４】上記した入力信号ｒ（ｔ）は、まず２つの
信号に分配されて、一方の信号が遅延素子１１に入力さ
れる一方、他方の信号が減算器１３に入力される。遅延
素子１１は入力した信号を拡散符号の１チップ分の時間
幅以上遅延させて出力する機能を有している。なお、こ
の時間差としては、例えば当該２つの信号間で拡散信号
の相関成分をなくすことができ、且つ、除去しようとす
る干渉信号の相関成分を残すことができる程度の値に予
め設定されている。The input signal r (t) is first divided into two signals, one of which is input to the delay element 11, and the other is input to the subtractor 13. The delay element 11 has a function of delaying the input signal by at least the time width of one chip of the spread code and outputting the signal. The time difference is set in advance to such a value that a correlation component of a spread signal can be eliminated between the two signals and a correlation component of an interference signal to be removed can be left. .

【００２５】具体的には、遅延素子１１から出力される
信号はｒ（ｔ−τ）と表され、ここで、τは遅延素子１
１により与えられる遅延時間である。遅延素子１１から
出力される信号ｒ（ｔ−τ）は適応フィルタ１２及びフ
ィルタタップ係数演算制御部１４に入力される。Specifically, the signal output from the delay element 11 is represented by r (t−τ), where τ is the delay element 1
The delay time given by 1. The signal r (t−τ) output from the delay element 11 is input to the adaptive filter 12 and the filter tap coefficient calculation control unit 14.

【００２６】ここで、図５には、適応フィルタ１２の構
成例を示してある。同図に示した適応フィルタ１２に
は、例えば直列に並べられた（ｎ−１）個の記憶素子Ｓ
1〜Ｓn-1から構成されるシフトレジスタと、ｎ個の乗算
器Ｊ1〜Ｊnと、（ｎ−１）個の加算器Ｋ1〜Ｋn-1とが備
えられている。なお、ｎはフィルタタップ数である。FIG. 5 shows an example of the configuration of the adaptive filter 12. In the adaptive filter 12 shown in the figure, for example, (n-1) storage elements S arranged in series
A shift register composed of 1 to Sn-1, n multipliers J1 to Jn, and (n-1) adders K1 to Kn-1 are provided. Note that n is the number of filter taps.

【００２７】シフトレジスタには遅延素子１１から出力
される信号ｒ（ｔ−τ）が入力され、この信号が複数の
記憶素子Ｓ1〜Ｓn-1に時系列的に格納される。また、各
記憶素子Ｓ1〜Ｓn-1に格納される信号は順次後続する記
憶素子へシフトされていく。具体的に、例えばシフトレ
ジスタに入力される信号ｒ（ｔ−τ）の当該シフトレジ
スタ内における系列ｕ（ｔ）は式１で示される。ここ
で、ｕ（ｔ）はベクトルである。なお、本明細書では、
信号等を表すものとして用いる記号がベクトルである旨
や行列である旨を示さない場合には、当該記号はスカラ
ーであるとする。A signal r (t-τ) output from the delay element 11 is input to the shift register, and this signal is stored in a plurality of storage elements S1 to Sn-1 in time series. The signals stored in the respective storage elements S1 to Sn-1 are sequentially shifted to subsequent storage elements. Specifically, for example, a series u (t) of the signal r (t−τ) input to the shift register in the shift register is represented by Expression 1. Here, u (t) is a vector. In this specification,
If the symbol used to represent a signal or the like does not indicate that it is a vector or a matrix, the symbol is assumed to be scalar.

【００２８】[0028]

【数１】 (Equation 1)

【００２９】ここで、信号ｒ１は或る時刻にシフトレジ
スタに入力される信号であり、いずれの記憶素子Ｓ1〜
Ｓn-1も通過せずに乗算器Ｊ1へ出力される信号である。
また、信号ｒ２〜ｒｎはそれぞれ当該時刻に各記憶素子
Ｓ1〜Ｓn-1から出力される信号であり、それぞれ各乗算
器Ｊ2〜Ｊnへ出力される信号である。Here, the signal r1 is a signal input to the shift register at a certain time, and any of the storage elements S1 to S1
This is a signal output to the multiplier J1 without passing through Sn-1.
The signals r2 to rn are signals output from the respective storage elements S1 to Sn-1 at the time, and are the signals output to the respective multipliers J2 to Jn.

【００３０】各乗算器Ｊ1〜Ｊnにはそれぞれ上記した各
信号ｒ１〜ｒｎが入力されるとともに、後述するフィル
タタップ係数演算制御部１４からの各タップ係数制御信
号ｈ１〜ｈｎが入力され、各乗算器Ｊ1〜Ｊnでは入力し
た２つの信号を乗算して（すなわち、各信号ｒ１〜ｒｎ
を各タップ係数制御信号ｈ１〜ｈｎで重み付けして）当
該乗算結果を加算器Ｋ1〜Ｋn-1へ出力する。ここで、フ
ィルタタップ係数演算制御部１４から出力されるフィル
タタップ係数系列ｈ（ｔ）は式２で示される。なお、ｈ
（ｔ）はベクトルである。Each of the above-mentioned signals r1 to rn is input to each of the multipliers J1 to Jn, and each of the tap coefficient control signals h1 to hn from the filter tap coefficient calculation control unit 14 described later is input to each of the multipliers J1 to Jn. The devices J1 to Jn multiply the two input signals (that is, each signal r1 to rn).
Is weighted by the tap coefficient control signals h1 to hn) and the multiplication result is output to the adders K1 to Kn-1. Here, the filter tap coefficient series h (t) output from the filter tap coefficient calculation control unit 14 is expressed by Expression 2. Note that h
(T) is a vector.

【００３１】[0031]

【数２】 (Equation 2)

【００３２】また、各乗算器Ｊ1〜Ｊnから出力される乗
算結果は加算器Ｋ1〜Ｋn-1により総和され、当該総和結
果が適応フィルタ１２から出力される。ここで、後述す
るように本例のフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）は、当
該総和結果が受信信号中に含まれる干渉信号成分と同じ
信号となるように、フィルタタップ係数演算制御部１４
により逐次更新される。具体的に、適応フィルタ１２か
ら出力される信号（すなわち、上記した総和結果）ＦＭ
（ｔ）は式３で示される。ここで、式３中のΣは和を表
している。The multiplication results output from the multipliers J1 to Jn are summed up by the adders K1 to Kn-1, and the summation result is output from the adaptive filter 12. Here, as will be described later, the filter tap coefficient calculation control unit 14 of the filter tap coefficient series h (t) of the present example is configured such that the sum result is the same signal as the interference signal component included in the received signal.
Are updated sequentially. Specifically, the signal (that is, the sum result described above) FM output from the adaptive filter 12
(T) is expressed by Equation 3. Here, Σ in Equation 3 represents a sum.

【００３３】[0033]

【数３】 (Equation 3)

【００３４】なお、本明細書で用いる記号“＊”は、当
該記号の前後に配置される記号同士の乗算を示し、特
に、ベクトル同士の乗算は、２つのベクトルの内積値を
算出する演算を表している。The symbol “*” used in this specification indicates multiplication between symbols arranged before and after the symbol. In particular, multiplication between vectors is an operation for calculating an inner product value of two vectors. Represents.

【００３５】上記のようにして適応フィルタ１２では、
フィルタタップ係数演算制御部１４からのタップ係数制
御信号に応じて、入力した遅延信号ｒ（ｔ−τ）から上
記した干渉信号成分を抽出し、干渉波抽出信号ＦＭ
（ｔ）として減算器１３へ出力する。As described above, in the adaptive filter 12,
The interference signal component is extracted from the input delay signal r (t−τ) according to the tap coefficient control signal from the filter tap coefficient calculation control unit 14, and the interference wave extraction signal FM
Output to the subtractor 13 as (t).

【００３６】減算器１３は遅延していない入力信号ｒ
（ｔ）と適応フィルタ１２からの出力信号ＦＭ（ｔ）と
を入力し、当該入力信号ｒ（ｔ）から当該出力信号ＦＭ
（ｔ）を減算して当該減算結果ｅ（ｔ）を出力する機能
を有している。ここで、上記した減算結果ｅ（ｔ）は本
例の干渉信号除去装置から出力される信号であり、式４
で示される。The subtractor 13 outputs the undelayed input signal r.
(T) and the output signal FM (t) from the adaptive filter 12 and input the output signal FM (t) from the input signal r (t).
It has a function of subtracting (t) and outputting the subtraction result e (t). Here, the above-described subtraction result e (t) is a signal output from the interference signal elimination device of the present example, and
Indicated by

【００３７】[0037]

【数４】 (Equation 4)

【００３８】本例では、後述するフィルタタップ係数演
算制御部１４からのタップ係数制御信号が逐次更新され
ることで、上記した干渉波抽出信号ＦＭ（ｔ）が受信信
号中の干渉信号と同じ信号となるため、上記した減算結
果ｅ（ｔ）は受信信号から当該干渉信号を除去した信
号、すなわちＣＤＭＡ方式による拡散信号（理想的に
は、当該拡散信号のみ）となる。In this embodiment, the tap coefficient control signal from the filter tap coefficient calculation control unit 14 described later is sequentially updated, so that the interference wave extraction signal FM (t) is the same signal as the interference signal in the received signal. Therefore, the above subtraction result e (t) is a signal obtained by removing the interference signal from the received signal, that is, a spread signal by the CDMA method (ideally, only the spread signal).

【００３９】フィルタタップ係数演算制御部１４には遅
延素子１１から出力される信号ｒ（ｔ−τ）と減算器１
３から出力される信号ｅ（ｔ）とが入力され、フィルタ
タップ係数演算制御部１４はこれらの信号を用いて、適
応フィルタ１２から出力される信号ＦＭ（ｔ）が干渉信
号成分と同じ信号になるようなタップ係数制御信号を演
算し、演算したタップ係数制御信号を適応フィルタ１２
へ出力する機能を有している。The filter tap coefficient operation control unit 14 outputs the signal r (t−τ) output from the delay element 11 and the subtractor 1
3, the filter tap coefficient calculation control unit 14 uses these signals to convert the signal FM (t) output from the adaptive filter 12 into the same signal as the interference signal component. A tap coefficient control signal is calculated, and the calculated tap coefficient control signal is applied to the adaptive filter 12.
It has the function of outputting to

【００４０】本例のフィルタタップ係数演算制御部１４
では例えばＬＭＳ（Least Mean Square）やＲＬＳ（Rec
ursive Least Square）等のアルゴリズムを用いて上記
したタップ係数制御信号を演算することができ、本例で
は一例として、ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合を説明
し、また、ＲＬＳアルゴリズムを用いた場合についても
後述する。まず、ＬＭＳの一般式を説明する。ＬＭＳの
更新式は一般に式５で示される。The filter tap coefficient calculation control unit 14 of this embodiment
For example, LMS (Least Mean Square) and RLS (Rec
The above-described tap coefficient control signal can be calculated by using an algorithm such as ursive Least Square). In this example, the case where the LMS algorithm is used will be described as an example, and the case where the RLS algorithm is used will also be described later. I do. First, the general formula of LMS will be described. The LMS update equation is generally shown in Equation 5.

【００４１】[0041]

【数５】 (Equation 5)

【００４２】ここで、ｈ（ｔ）は時刻ｔにおけるフィル
タタップ係数系列であり、μは収束の時間や精度に関係
する係数であるステップサイズパラメータであり、ｅ
（ｔ）は時刻ｔにおけるエラー信号であり、ｕ（ｔ）は
時刻ｔにおける入力信号系列である。また、上記したエ
ラー信号ｅ（ｔ）は一般には式６で示される。Here, h (t) is a series of filter tap coefficients at time t, μ is a step size parameter which is a coefficient related to convergence time and accuracy, and e is
(T) is an error signal at time t, and u (t) is an input signal sequence at time t. In addition, the above-described error signal e (t) is generally expressed by Expression 6.

【００４３】[0043]

【数６】 (Equation 6)

【００４４】ここで、ｄ（ｔ）は通常ユニークワードや
トレーニング信号と呼ばれるものであり、送信側と受信
側とで予め定められた既知の信号が用いられる。上記式
５や上記式６を用いた演算アルゴリズムでは、フィルタ
タップ係数系列を逐次更新することで、エラー信号ｅ
（ｔ）を０に収束させることができる。Here, d (t) is usually called a unique word or a training signal, and a known signal predetermined on the transmitting side and the receiving side is used. In the calculation algorithm using the above formulas 5 and 6, the error signal e is updated by successively updating the filter tap coefficient sequence.
(T) can be made to converge to zero.

【００４５】次に、上記のＬＭＳアルゴリズムを本例に
当てはめた場合を説明する。上記した式５を本例の場合
に当てはめると、ｈ（ｔ）はフィルタタップ係数演算制
御部１４から適応フィルタ１２へ出力されるフィルタタ
ップ係数系列であり、ｕ（ｔ）は遅延素子１１からフィ
ルタタップ係数演算制御部１４へ出力される信号系列
（上記式１に示したもの）である。また、本例では、上
記したエラー信号ｅ（ｔ）として減算器１３から出力さ
れる信号（上記式４に示したもの）を用いており、これ
が本例の干渉除去回路における特徴点となっており、通
常のＬＭＳアルゴリズムとは異なる処理となっている。Next, a case where the above-mentioned LMS algorithm is applied to this embodiment will be described. When Equation 5 described above is applied to the case of this example, h (t) is a filter tap coefficient sequence output from the filter tap coefficient calculation control unit 14 to the adaptive filter 12, and u (t) is a filter tap coefficient It is a signal sequence (shown in the above equation 1) output to the tap coefficient calculation control unit 14. Further, in the present example, a signal output from the subtractor 13 (shown in the above equation 4) is used as the above-mentioned error signal e (t), which is a feature point in the interference canceling circuit of the present example. Therefore, the processing is different from the normal LMS algorithm.

【００４６】まず、仮に、遅延素子１１が備えられてい
ない場合を考えると、上記した演算アルゴリズムはエラ
ー信号ｅ（ｔ）を０に近づけるため、減算器１３から出
力される信号ｅ（ｔ）は０に収束し、受信信号中の干渉
信号ばかりでなくＣＤＭＡ方式による拡散信号までをも
除去するフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）が生成されて
しまう。First, assuming that the delay element 11 is not provided, since the above-mentioned operation algorithm makes the error signal e (t) close to 0, the signal e (t) output from the subtractor 13 becomes This converges to 0, and a filter tap coefficient sequence h (t) that removes not only the interference signal in the received signal but also the spread signal by the CDMA method is generated.

【００４７】一方、本例では上記した遅延素子１１が備
えられているため、遅延素子１１からフィルタタップ係
数演算制御部１４に入力される信号ｒ（ｔ−τ）と減算
器１３を介してフィルタタップ係数演算制御部１４に入
力される信号ｅ（ｔ）との間には遅延時間τの時間差が
ある。On the other hand, in this embodiment, since the above-described delay element 11 is provided, the signal r (t−τ) input from the delay element 11 to the filter tap coefficient operation control unit 14 and the filter There is a time difference of delay time τ between the signal e (t) input to the tap coefficient calculation control unit 14.

【００４８】ここで、例えばＣＤＭＡ方式による拡散信
号ｒ（ｔ）と当該信号に比べて１チップ時間以上遅延し
た拡散信号ｒ（ｔ−τ）とは無相関の信号となるため、
上記した演算アルゴリズムではエラー信号ｅ（ｔ）を０
に収束させようとする場合に、ｕ（ｔ）の拡散信号成分
はｒ（ｔ）と無相関になっていることから誤差ｅ（ｔ）
となって残る。つまり、上記式４において、入力信号系
列ｕ（ｔ）を加え続けると拡散信号成分の影響は理論的
に０となるため、当該拡散信号成分が除去されずに誤差
ｅ（ｔ）となって残ることになる。一方、チップデータ
に比べて時間的に緩やかに変動する干渉信号成分は例え
ば数チップ時間程度の遅延があっても相関を有するた
め、当該干渉信号成分のみを受信信号から除去すること
ができるフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）が生成され
る。Here, for example, the spread signal r (t) by the CDMA system and the spread signal r (t−τ) delayed by one chip time or more compared to the spread signal r (t−τ) are uncorrelated signals.
In the above operation algorithm, the error signal e (t) is set to 0
, The spread signal component of u (t) is uncorrelated with r (t), so the error e (t)
And remains. That is, in equation (4), if the input signal sequence u (t) continues to be added, the effect of the spread signal component becomes theoretically 0, and the spread signal component remains as an error e (t) without being removed. Will be. On the other hand, an interference signal component that fluctuates more slowly in time than chip data has a correlation even if it has a delay of, for example, several chip times, and therefore, a filter tap that can remove only the interference signal component from the received signal A coefficient sequence h (t) is generated.

【００４９】すなわち、本例に適用した上記の演算アル
ゴリズムでは、ｕ（ｔ）とｅ（ｔ）とで相関のある成分
（すなわち、干渉信号成分）を適応フィルタ１２からの
出力信号中に残す一方、相関のない成分（すなわち、拡
散信号成分）については適応フィルタ１２からの出力信
号中に残さないようなフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）
を生成することができる。このような演算アルゴリズム
により、本例の適応フィルタ１２では受信信号中の干渉
信号成分のみを抽出して減算器１３へ出力することがで
き、減算器１３では受信信号から干渉信号成分のみを除
去した信号（すなわち、ＣＤＭＡ方式による拡散信号）
を出力することができる。That is, in the above-described arithmetic algorithm applied to this embodiment, a component having a correlation between u (t) and e (t) (that is, an interference signal component) is left in the output signal from the adaptive filter 12. , A filter tap coefficient sequence h (t) that does not leave uncorrelated components (ie, spread signal components) in the output signal from the adaptive filter 12.
Can be generated. With such an operation algorithm, the adaptive filter 12 of this example can extract only the interference signal component in the received signal and output it to the subtractor 13, and the subtractor 13 removes only the interference signal component from the received signal. Signal (ie, spread signal by CDMA)
Can be output.

【００５０】以上のように、上記図４に示した干渉信号
除去装置では、拡散信号の特性を利用することで、ＣＤ
ＭＡ方式により拡散変調された広帯域の拡散信号と狭帯
域の干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を適応
的に除去することができ、これにより、受信品質の劣化
を防ぎ、受信品質を向上させることができる。As described above, the interference signal elimination apparatus shown in FIG.
The interference signal can be adaptively removed from a reception signal including a wide-band spread signal and a narrow-band interference signal spread and modulated by the MA method, thereby preventing deterioration of reception quality and improving reception quality. Can be done.

【００５１】なお、上記図４では、減算器１３から出力
される信号を遅延させない構成を示したが、例えば図６
に示すように減算器２３に入力される受信信号を遅延素
子２１により遅延させる一方、適応フィルタ２２やフィ
ルタタップ係数演算制御部２４に入力される受信信号を
遅延させないような構成によっても上記と同様な効果を
得ることができる。ここで、図６に示した構成は、遅延
素子２１が減算器２３側に備えられているといった点を
除いては、上記図４に示した構成とほぼ同様である。FIG. 4 shows a configuration in which the signal output from the subtractor 13 is not delayed.
As described above, the configuration is such that the reception signal input to the subtracter 23 is delayed by the delay element 21 while the reception signal input to the adaptive filter 22 and the filter tap coefficient calculation control unit 24 is not delayed. Effects can be obtained. Here, the configuration shown in FIG. 6 is almost the same as the configuration shown in FIG. 4 except that the delay element 21 is provided on the subtractor 23 side.

【００５２】また、上記したＬＭＳアルゴリズム以外の
アルゴリズムを用いて上記と同様な干渉除去の効果を得
ることもでき、一例として、上記図４に示した構成にお
いてＲＬＳアルゴリズムを用いた場合の更新式の具体例
を示しておく。なお、以下では、説明の便宜上から、上
記したｕ（ｔ）やｈ（ｔ）やｅ（ｔ）やｄ（ｔ）やｒ
（ｔ）に相当するものについては同じ符号を用いて示
す。Also, an effect similar to the above can be obtained by using an algorithm other than the above-mentioned LMS algorithm. As an example, the update formula in the case of using the RLS algorithm in the configuration shown in FIG. A specific example will be described. In the following, for convenience of explanation, the above u (t), h (t), e (t), d (t), r
Those corresponding to (t) are denoted by the same reference numerals.

【００５３】例えば、上記式１で示したｕ（ｔ）と同様
な成分から成るｎ行１列のベクトルを入力系列ｕ（ｔ）
とし、上記式２で示したｈ（ｔ）と同様にｎ個のフィル
タタップ係数から成るｎ行１列のベクトルをフィルタタ
ップ係数系列ｈ（ｔ）とする。また、上記式６に示した
エラー信号ｅ（ｔ）に相当するものとして、ＲＬＳにお
けるエラー信号ｅ（ｔ）は式７で示される。なお、ｕT
（ｔ）はｕ（ｔ）を転置したものを示す。For example, a vector of n rows and 1 column composed of components similar to u (t) shown in the above equation 1 is input to the input sequence u (t).
In the same way as h (t) shown in Expression 2, a vector of n rows and 1 column composed of n filter tap coefficients is set as a filter tap coefficient series h (t). In addition, the error signal e (t) in the RLS is represented by Expression 7 as equivalent to the error signal e (t) shown in Expression 6 above. Note that u T
(T) shows the transposed version of u (t).

【００５４】[0054]

【数７】 (Equation 7)

【００５５】ここで、本例では、ｄ（ｔ）としては例え
ば減算器１３に入力される受信信号ｒ（ｔ）が用いら
れ、また、上記式７中のｕT（ｔ）＊ｈ（ｔ）が適応フ
ィルタ１２から出力される干渉波抽出信号に相当する。
すなわち、上記したＬＭＳアルゴリズムを用いた場合と
同様に、上記式７に示したエラー信号ｅ（ｔ）としては
減算器１３から出力される信号が用いられ、これが本例
の特徴点となっている。なお、上記したＬＭＳアルゴリ
ズムを用いた場合と同様に、遅延素子１１が備えられて
いない場合にはエラー信号ｅ（ｔ）は０に収束する。In this example, the received signal r (t) input to the subtractor 13 is used as d (t), for example, and u T (t) * h (t) in the above equation (7) is used. ) Corresponds to the interference wave extraction signal output from the adaptive filter 12.
That is, as in the case where the above-described LMS algorithm is used, a signal output from the subtractor 13 is used as the error signal e (t) shown in the above equation 7, and this is a feature of the present example. . Note that the error signal e (t) converges to 0 when the delay element 11 is not provided, as in the case where the above-described LMS algorithm is used.

【００５６】また、例えばｎ行ｎ列の行列である係数誤
差相関行列Ｐ（ｔ）及びｎ行１列のベクトルであるゲイ
ンベクトルｋ（ｔ）を用いて、ＲＬＳの更新式は式８〜
式１０で示される。Further, using, for example, a coefficient error correlation matrix P (t) which is a matrix of n rows and n columns and a gain vector k (t) which is a vector of n rows and 1 column, the RLS updating equation is expressed by the following equations (8) to (8).
Equation 10 shows.

【００５７】[0057]

【数８】 (Equation 8)

【００５８】[0058]

【数９】 (Equation 9)

【００５９】[0059]

【数１０】 (Equation 10)

【００６０】また、上記したフィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ）の初期値ｈ（０）としては例えば式１１に示すよ
うにゼロベクトルが用いられ、上記した係数誤差相関行
列Ｐ（ｔ）の初期値Ｐ（０）としては例えば式１２に示
すように行数と列数とが一致する対角要素が全て正の実
数ｃであってそれ以外の要素が０である行列が用いられ
る。なお、ｈT（０）はｈ（０）を転置したものを示
す。また、式１２中のＩは行数と列数とが一致する対角
要素が全て１であってそれ以外の要素が０であるｎ行ｎ
列の行列を示す。The filter tap coefficient series h
As an initial value h (0) of (t), for example, a zero vector is used as shown in Expression 11, and as an initial value P (0) of the above-described coefficient error correlation matrix P (t), for example, Expression 12 is used. A matrix is used in which all diagonal elements having the same number of rows and columns are positive real numbers c and the other elements are 0. Note that h T (0) indicates a transposed version of h (0). In addition, I in the expression 12 is n rows n in which all diagonal elements having the same number of rows and columns are 1 and other elements are 0.
Shows a matrix of columns.

【００６１】[0061]

【数１１】 [Equation 11]

【００６２】[0062]

【数１２】 (Equation 12)

【００６３】以上に示したＲＬＳの更新式に従ってフィ
ルタタップ係数演算制御部１４がフィルタタップ係数系
列ｈ（ｔ）を順次更新することで、例えば上記したＬＭ
Ｓアルゴリズムを用いた場合と同様に、適応フィルタ１
２から出力される信号を次第に実際の干渉信号成分に近
づけることができ、これにより、ＣＤＭＡ方式により拡
散変調された広帯域の拡散信号と狭帯域の干渉信号とを
含む受信信号から当該干渉信号を除去することができ
る。The filter tap coefficient calculation control unit 14 sequentially updates the filter tap coefficient series h (t) in accordance with the above-described RLS update equation, so that, for example, the above-described LM
As in the case of using the S algorithm, the adaptive filter 1
2 can gradually approach the actual interference signal component, thereby removing the interference signal from the received signal including the wideband spread signal and the narrowband interference signal spread-modulated by the CDMA method. can do.

【００６４】次に、図７には、ＣＤＭＡ信号（希望信
号）とＦＭ信号（干渉信号）とを含む受信信号のＩ成分
及びＱ成分を入力して、当該Ｉ成分ｒＩ（ｔ）及び当該
Ｑ成分ｒＱ（ｔ）から当該ＦＭ信号を除去する干渉信号
除去装置の一例を示してある。この干渉信号除去装置で
は、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と干渉
信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉
信号を除去するに際して、時間差手段３１ａ、３１ｂが
Ｉ成分を分配して得られる２つの信号間及びＱ成分を分
配して得られる２つの信号間に拡散符号の１チップ分以
上の時間差を与え、抽出手段３２ａ、３２ｂ、３３ａ、
３３ｂが時間差を与えた一方のＩ成分及びＱ成分から成
る受信信号と他方のＩ成分及びＱ成分から成る受信信号
との間で相関のある信号成分を干渉信号成分として当該
干渉信号成分のＩ成分及びＱ成分を抽出し、除去手段３
４ａ、３４ｂ、３５ａ、３５ｂが抽出した干渉信号成分
のＩ成分を受信信号のＩ成分から除去するとともに抽出
した干渉信号成分のＱ成分を受信信号のＱ成分から除去
する。Next, in FIG. 7, the I component and the Q component of the received signal including the CDMA signal (desired signal) and the FM signal (interference signal) are inputted, and the I component rI (t) and the Q component are input. An example of an interference signal elimination device that eliminates the FM signal from the component rQ (t) is shown. In this interference signal elimination device, the time difference means 31a and 31b distribute the I component when removing the interference signal from the I and Q components of the received signal including the spread signal and the interference signal spread and modulated by the CDMA method. A time difference of one chip or more of the spread code is given between the two signals obtained by dividing the Q component and the two signals obtained by distributing the Q component, and the extracting means 32a, 32b, 33a,
Reference numeral 33b designates, as an interference signal component, a signal component having a correlation between a reception signal composed of one I component and Q component and a reception signal composed of the other I component and Q component, which gives a time difference, as an I signal component of the interference signal component. And Q component are extracted and removed
4a, 34b, 35a, and 35b remove the I component of the interference signal component extracted from the I component of the received signal and remove the Q component of the extracted interference signal component from the Q component of the received signal.

【００６５】具体的には、同図に示した干渉信号除去装
置には、受信信号から直交検波されたＩ相の信号（Ｉ成
分）を遅延させる遅延素子３１ａと、受信信号から直交
検波されたＱ相の信号（Ｑ成分）を遅延させる遅延素子
３１ｂと、後述するフィルタタップ係数演算制御部３６
からのタップ係数制御信号に従って遅延したＩ成分やＱ
成分から干渉信号成分を抽出する４つの適応フィルタ３
２ａ、３２ｂ、３３ａ、３３ｂと、干渉信号成分のＩ成
分を加算する加算器３４ａと、干渉信号成分のＱ成分を
加算する加算器３４ｂと、受信信号のＩ成分から干渉信
号成分のＩ成分を除去する減算器３５ａと、受信信号の
Ｑ成分から干渉信号成分のＱ成分を除去する減算器３５
ｂと、減算器３５ａ、３５ｂからの出力信号と遅延した
受信信号のＩ成分及びＱ成分とに基づくタップ係数制御
信号を適応フィルタ３２ａ、３２ｂ、３３ａ、３３ｂへ
出力するフィルタタップ係数演算制御部３６とが備えら
れている。More specifically, the interference signal elimination device shown in FIG. 9 includes a delay element 31a for delaying an I-phase signal (I component) orthogonally detected from a received signal, and a quadrature detected signal from the received signal. A delay element 31b for delaying a Q-phase signal (Q component);
I and Q delayed according to the tap coefficient control signal from
Four adaptive filters 3 for extracting interference signal components from components
2a, 32b, 33a, 33b, an adder 34a for adding the I component of the interference signal component, an adder 34b for adding the Q component of the interference signal component, and an I component of the interference signal component from the I component of the received signal. A subtractor 35a for removing the Q component of the interference signal component from the Q component of the received signal;
b, a filter tap coefficient calculation control unit 36 that outputs a tap coefficient control signal based on the output signals from the subtracters 35a and 35b and the I and Q components of the delayed received signal to the adaptive filters 32a, 32b, 33a and 33b. And are provided.

【００６６】同図に示した回路の構成例及び動作例を説
明する。この回路には受信機により受信信号から直交検
波されたＩ成分ｒＩ（ｔ）及びＱ成分ｒＱ（ｔ）が入力
され、この入力信号ｒＩ（ｔ）、ｒＱ（ｔ）には、例え
ばＣＤＭＡ方式により拡散変調された広帯域の拡散信号
と狭帯域を用いた通信方式による干渉信号（例えばＦＭ
変調信号）が含まれている。ここで、上記図４を用いて
説明した場合と同様に、ｔは時刻を示しており、本例で
は１サンプル時間を最小単位とする整数の離散値である
とする。A configuration example and an operation example of the circuit shown in FIG. This circuit receives an I component rI (t) and a Q component rQ (t), which are orthogonally detected from a received signal by a receiver. The input signals rI (t) and rQ (t) are input to the circuit by, for example, a CDMA method. An interference signal (e.g., FM) by a communication method using a wideband spread signal subjected to spread modulation and a narrow band.
Modulation signal). Here, as in the case described above with reference to FIG. 4, t indicates time, and in this example, it is assumed that it is an integer discrete value with one sample time as a minimum unit.

【００６７】上記したＩ成分ｒＩ（ｔ）は、まず２つの
信号に分配されて、一方の信号が遅延素子３１ａに入力
される一方、他方の信号が減算器３５ａに入力される。
同様に、上記したＱ成分ｒＱ（ｔ）は、まず２つの信号
に分配されて、一方の信号が遅延素子３１ｂに入力され
る一方、他方の信号が減算器３５ｂに入力される。The above-described I component rI (t) is first split into two signals, one of which is input to the delay element 31a, and the other of which is input to the subtractor 35a.
Similarly, the above-described Q component rQ (t) is first divided into two signals, and one signal is input to the delay element 31b, while the other signal is input to the subtractor 35b.

【００６８】各遅延素子３１ａ、３１ｂは、例えば上記
図４に示した遅延素子３１と同様に、入力した信号を拡
散符号の１チップ分の時間幅以上遅延させて出力する機
能を有している。なお、２つの遅延素子３１ａ、３１ｂ
では同じ遅延時間を与えている。また、上記図４を用い
て説明した場合と同様に、具体的には、遅延素子３１ａ
から出力されるＩ成分の信号はｒＩ（ｔ−τ）と表さ
れ、遅延素子３１ｂから出力されるＱ成分の信号はｒＱ
（ｔ−τ）と表される。ここで、τは遅延素子３１ａ、
３１ｂにより与えられる遅延時間である。Each of the delay elements 31a and 31b has a function of delaying the input signal by at least the time width of one chip of the spread code and outputting the same as the delay element 31 shown in FIG. . Note that the two delay elements 31a and 31b
Gives the same delay time. Further, similarly to the case described with reference to FIG. 4, specifically, the delay element 31a
Is represented by rI (t−τ), and the Q component signal outputted from the delay element 31b is represented by rQ
(T−τ). Here, τ is the delay element 31a,
31b is the delay time given by 31b.

【００６９】遅延素子３１ａから出力される信号ｒＩ
（ｔ−τ）は２つの適応フィルタ３２ａ、３３ａ及びフ
ィルタタップ係数演算制御部３６に入力され、遅延素子
３１ｂから出力される信号ｒＱ（ｔ−τ）は２つの適応
フィルタ３２ｂ、３３ｂ及びフィルタタップ係数演算制
御部３６に入力される。Signal rI output from delay element 31a
(T−τ) is input to the two adaptive filters 32a and 33a and the filter tap coefficient calculation control unit 36, and the signal rQ (t−τ) output from the delay element 31b is input to the two adaptive filters 32b and 33b and the filter tap. It is input to the coefficient calculation control unit 36.

【００７０】各適応フィルタ３２ａ、３２ｂ、３３ａ、
３３ｂの構成は、例えば上記図５に示したものと同様で
ある。ここで、本例で４つの適応フィルタ３２ａ、３２
ｂ、３３ａ、３３ｂを備えているのはＩ相及びＱ相の複
素演算を行うためであり、具体的には、受信信号のＩ成
分及びＱ成分のそれぞれの中に干渉信号成分のＩ成分と
Ｑ成分との両方が含まれるためである。また、本例で
は、Ｉ相とＱ相との２種類のフィルタタップ係数系列ｈ
Ｉ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）が用いられる。なお、ｈＩ（ｔ）
及びｈＱ（ｔ）はベクトルである。Each of the adaptive filters 32a, 32b, 33a,
The configuration of 33b is, for example, the same as that shown in FIG. Here, in this example, four adaptive filters 32a, 32
b, 33a, and 33b are provided for performing complex operations of the I-phase and the Q-phase. Specifically, each of the I component and the Q component of the received signal includes the I component of the interference signal component and the This is because both of them are included. Further, in this example, two types of filter tap coefficient series h of I phase and Q phase are used.
I (t) and hQ (t) are used. Note that hI (t)
And hQ (t) are vectors.

【００７１】具体的に、本例では、適応フィルタ３２ａ
が入力した受信信号のＩ成分ｒＩ（ｔ−τ）から干渉信
号成分のＩ成分を抽出し、適応フィルタ３３ａが入力し
た受信信号のＩ成分ｒＩ（ｔ−τ）から干渉信号成分の
Ｑ成分を抽出し、適応フィルタ３２ｂが入力した受信信
号のＱ成分ｒＱ（ｔ−τ）から干渉信号成分のＱ成分を
抽出し、適応フィルタ３３ｂが入力した受信信号のＱ成
分ｒＱ（ｔ−τ）から干渉信号成分のＩ成分を抽出する
ことができるようなフィルタタップ係数系列ｈＩ
（ｔ）、ｈＱ（ｔ）が後述するフィルタタップ係数演算
制御部３６により生成される。Specifically, in this example, the adaptive filter 32a
Extracts the I component of the interference signal component from the I component rI (t−τ) of the input received signal, and extracts the Q component of the interference signal component from the I component rI (t−τ) of the received signal input to the adaptive filter 33a. The adaptive filter 32b extracts the Q component of the interference signal component from the Q component rQ (t−τ) of the received signal input, and the adaptive filter 33b extracts the Q component rQ (t−τ) of the received signal input from the adaptive filter 32b. A filter tap coefficient sequence hI that can extract the I component of the signal component
(T) and hQ (t) are generated by a filter tap coefficient calculation control unit 36 described later.

【００７２】加算器３４ａは２つの適応フィルタ３２
ａ、３３ｂから出力される信号を加算して減算器３５ａ
へ出力する機能を有しており、減算器３５ａへ出力され
る当該加算結果は受信信号のＩ成分中の干渉信号成分
（すなわち、干渉信号成分のＩ成分）ＦＭＩ（ｔ）とな
る。なお、本例では、加算器３４ａが一方の適応フィル
タ３３ｂから出力される信号の正負を反転させて上記し
た加算を行うこととしたが、このような正負の反転が例
えば上記した適応フィルタ３３ｂや後述するフィルタタ
ップ係数演算制御部３６により行われる場合には、加算
器３４ａでは上記のような正負の反転は行われなくてよ
い。The adder 34a includes two adaptive filters 32
a, 33b to add the signals output from the
The result of the addition output to the subtractor 35a becomes the interference signal component FMI (t) in the I component of the received signal (that is, the I component of the interference signal component). In this example, the adder 34a inverts the sign of the signal output from the one adaptive filter 33b to perform the above-described addition. However, such inversion of the sign is performed by, for example, the above-described adaptive filter 33b or the like. In the case where the calculation is performed by the filter tap coefficient calculation control unit 36 described later, the adder 34a does not need to perform the positive / negative inversion as described above.

【００７３】加算器３４ｂは２つの適応フィルタ３２
ｂ、３３ａから出力される信号を加算して減算器３５ｂ
へ出力する機能を有しており、減算器３５ｂへ出力され
る当該加算結果は受信信号のＱ成分中の干渉信号成分
（すなわち、干渉信号成分のＱ成分）ＦＭＱ（ｔ）とな
る。The adder 34b includes two adaptive filters 32
b, and the signal output from 33a is added and a subtractor 35b is added.
The addition result output to the subtractor 35b becomes an interference signal component FMQ (t) in the Q component of the received signal (that is, the Q component of the interference signal component).

【００７４】ここで、上記した加算器３４ａから出力さ
れる干渉信号成分のＩ成分ＦＭＩ（ｔ）は式１３で示さ
れ、上記した加算器３４ｂから出力される干渉信号成分
のＱ成分ＦＭＱ（ｔ）は式１４で示される。なお、式１
３及び式１４中のｕＩ（ｔ）及びｕＱ（ｔ）はベクトル
であり、これらｕＩ（ｔ）及びｕＱ（ｔ）は例えば上記
図４を用いた説明中において式１で示したｕ（ｔ）のＩ
成分及びＱ成分に相当している。Here, the I component FMI (t) of the interference signal component output from the adder 34a is expressed by Expression 13, and the Q component FMQ (t) of the interference signal component output from the adder 34b ) Is shown in Equation 14. Equation 1
UI (t) and uQ (t) in Equations 3 and 14 are vectors, and these uI (t) and uQ (t) are, for example, u (t) shown in Equation 1 in the description with reference to FIG. I
Component and the Q component.

【００７５】[0075]

【数１３】 (Equation 13)

【００７６】[0076]

【数１４】 [Equation 14]

【００７７】減算器３５ａは遅延していないＩ成分の入
力信号ｒＩ（ｔ）と加算器３５ａからの出力信号ＦＭＩ
（ｔ）とを入力し、当該入力信号ｒＩ（ｔ）から当該出
力信号ＦＭＩ（ｔ）を減算して当該減算結果ｅＩ（ｔ）
を出力する機能を有している。同様に、減算器３５ｂは
遅延していないＱ成分の入力信号ｒＱ（ｔ）と加算器３
４ｂからの出力信号ＦＭＱ（ｔ）とを入力し、当該入力
信号ｒＱ（ｔ）から当該出力信号ＦＭＱ（ｔ）を減算し
て当該減算結果ｅＱ（ｔ）を出力する機能を有してい
る。ここで、上記した減算結果ｅＩ（ｔ）、ｅＱ（ｔ）
は本例の干渉信号除去装置から出力される信号である。The subtractor 35a is provided with an input signal rI (t) of the I component which has not been delayed and an output signal FMI from the adder 35a.
(T), the output signal FMI (t) is subtracted from the input signal rI (t), and the subtraction result eI (t) is obtained.
Output function. Similarly, the subtractor 35b adds the undelayed Q component input signal rQ (t) to the adder 3
4b, the output signal FMQ (t) is input, the output signal FMQ (t) is subtracted from the input signal rQ (t), and the subtraction result eQ (t) is output. Here, the above subtraction results eI (t) and eQ (t)
Is a signal output from the interference signal elimination device of this example.

【００７８】本例では、後述するフィルタタップ係数演
算制御部３６からのタップ係数制御信号が逐次更新され
ることで、上記したＩ成分及びＱ成分の干渉波抽出信号
ＦＭＩ（ｔ）、ＦＭＱ（ｔ）がそれぞれ受信信号のＩ成
分及びＱ成分中の干渉信号と同じ信号となるため、上記
した減算結果ｅＩ（ｔ）、ｅＱ（ｔ）はそれぞれ受信信
号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉信号を除去した信
号、すなわちＣＤＭＡ方式による拡散信号（理想的に
は、当該拡散信号のみ）となる。In this example, the tap coefficient control signal from the filter tap coefficient calculation control unit 36 described later is sequentially updated, so that the interference wave extraction signals FMI (t) and FMQ (t ) Is the same signal as the interference signal in the I component and the Q component of the received signal, respectively. The removed signal, that is, a spread signal by the CDMA method (ideally, only the spread signal).

【００７９】フィルタタップ係数演算制御部３６には２
つの遅延素子３１ａ、３１ｂから出力される信号ｒＩ
（ｔ−τ）、ｒＱ（ｔ−τ）と２つの減算器３５ａ、３
５ｂから出力される信号ｅＩ（ｔ）、ｅＱ（ｔ）とが入
力され、フィルタタップ係数演算制御部３６はこれらの
信号を用いて、各適応フィルタ３２ａ、３２ｂ、３３
ａ、３３ｂから出力される信号が上記したような干渉信
号成分となるようなタップ係数制御信号を演算してそれ
ぞれの適応フィルタ３２ａ、３２ｂ、３３ａ、３３ｂへ
出力する機能を有している。なお、本例では、例えば２
つの適応フィルタ３２ａ、３２ｂへ同じタップ係数制御
信号が出力される一方、残りの２つの適応フィルタ３３
ａ、３３ｂへ同じタップ係数制御信号が出力されること
で、上記式１３や上記式１４で示した干渉信号成分ＦＭ
Ｉ（ｔ）、ＦＭＱ（ｔ）が生成されるように設定してあ
る。The filter tap coefficient calculation control unit 36 has 2
RI output from the two delay elements 31a and 31b
(T−τ), rQ (t−τ) and two subtractors 35a, 3
5b, the signals eI (t) and eQ (t) are input, and the filter tap coefficient calculation control unit 36 uses these signals to generate the adaptive filters 32a, 32b, and 33.
It has a function of calculating a tap coefficient control signal such that the signals output from the signals a and 33b become the above-described interference signal components and outputting the signals to the adaptive filters 32a, 32b, 33a and 33b. In this example, for example, 2
While the same tap coefficient control signal is output to the two adaptive filters 32a and 32b, the remaining two adaptive filters 33
a and 33b output the same tap coefficient control signal, so that the interference signal component FM
I (t) and FMQ (t) are set to be generated.

【００８０】本例のフィルタタップ係数演算制御部３６
では、例えば上記図４を用いた説明において示したＬＭ
Ｓの複素演算用のアルゴリズムを用いてタップ係数制御
信号を演算している。なお、このアルゴリズムにおける
ＬＭＳの更新式は式１５及び式１６で示される。The filter tap coefficient calculation control unit 36 of this embodiment
Then, for example, the LM shown in the description using FIG.
The tap coefficient control signal is calculated using an algorithm for complex calculation of S. The LMS update equation in this algorithm is shown in Equations 15 and 16.

【００８１】[0081]

【数１５】 (Equation 15)

【００８２】[0082]

【数１６】 (Equation 16)

【００８３】ここで、ｈＩ（ｔ）やｈＱ（ｔ）は時刻ｔ
におけるフィルタタップ係数系列であり、μは収束の時
間や精度に関係する係数であるステップサイズパラメー
タであり、ｕＩ（ｔ）やｕＱ（ｔ）は上記のようにそれ
ぞれ適応フィルタ３２ａ、３３ａのシフトレジスタ内や
適応フィルタ３２ｂ、３３ｂのシフトレジスタ内におけ
る入力信号系列である。また、上記図４を用いて説明し
た場合と同様に、ｅＩ（ｔ）やｅＱ（ｔ）としては、そ
れぞれ減算器３５ａや減算器３５ｂから出力される信号
を用いている。なお、ｕＩ（ｔ）及びｕＱ（ｔ）は上記
したようにベクトルである。Here, hI (t) and hQ (t) are at time t
, Μ is a step size parameter which is a coefficient relating to convergence time and accuracy, and uI (t) and uQ (t) are shift registers of the adaptive filters 32a and 33a, respectively, as described above. This is an input signal series in the shift register of the adaptive filters 32b and 33b. Similarly to the case described with reference to FIG. 4, the signals output from the subtracters 35a and 35b are used as eI (t) and eQ (t), respectively. Note that uI (t) and uQ (t) are vectors as described above.

【００８４】本例では、上記図４を用いて説明した場合
と同様に、上記のような演算アルゴリズムによりフィル
タタップ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）を順次更新し
ていくことで、拡散信号成分についてはその無相関性に
より除去されず、且つ、比較的相関性のある干渉信号成
分を除去することができるフィルタタップ係数系列ｈＩ
（ｔ）、ｈＱ（ｔ）を生成することができる。また、本
例では、フィルタタップ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ
（ｔ）を演算するに際してＩ成分及びＱ成分の両方を考
慮しているため、干渉除去の精度を更に向上させること
ができる。In this example, as in the case described with reference to FIG. 4, the filter tap coefficient series hI (t) and hQ (t) are successively updated by the above-described operation algorithm, so that spreading is performed. The signal component is not removed due to its decorrelation, and a filter tap coefficient sequence hI that can remove a relatively correlated interference signal component.
(T) and hQ (t) can be generated. Further, in this example, the filter tap coefficient series hI (t), hQ
Since both the I component and the Q component are considered when calculating (t), the accuracy of interference removal can be further improved.

【００８５】以上のように、上記図７に示した干渉信号
除去装置では、拡散信号の特性を利用することで、ＣＤ
ＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と干渉信号とを
含む受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉信号を除
去することができ、これにより、受信品質の劣化を防
ぎ、受信品質を向上させることができる。As described above, the interference signal elimination apparatus shown in FIG.
It is possible to remove the interference signal from the I component and the Q component of the reception signal including the spread signal and the interference signal that are spread-modulated by the MA method, thereby preventing the deterioration of the reception quality and improving the reception quality. Can be.

【００８６】なお、上記図７では、上記図４を用いて説
明した場合と同様に、減算器３５ａ、３５ｂから出力さ
れる信号を遅延させない構成を示したが、例えば図８に
示すように減算器４５ａ、４５ｂに入力される受信信号
を遅延素子４１ａ、４１ｂにより遅延させる一方、適応
フィルタ４２ａ、４２ｂ、４３ａ、４３ｂやフィルタタ
ップ係数演算制御部４６に入力される受信信号を遅延さ
せないような構成によっても上記と同様な効果を得るこ
とができる。ここで、図８に示した構成は、遅延素子４
１ａ、４１ｂが減算器４５ａ、４５ｂ側に備えられてい
るといった点を除いては、上記図７に示した構成とほぼ
同様であり、以上に示した構成部分と共に加算器４４
ａ、４４ｂも備えられている。Although FIG. 7 shows a configuration in which the signals output from the subtracters 35a and 35b are not delayed, as in the case described with reference to FIG. 4, for example, as shown in FIG. A configuration in which the reception signals input to the filters 45a and 45b are delayed by the delay elements 41a and 41b, while the reception signals input to the adaptive filters 42a, 42b, 43a and 43b and the filter tap coefficient calculation control unit 46 are not delayed. The same effect can be obtained as described above. Here, the configuration shown in FIG.
The configuration is substantially the same as that shown in FIG. 7 except that the adders 44a and 41b are provided on the side of the subtractors 45a and 45b.
a, 44b are also provided.

【００８７】また、例えば上記図４を用いて説明した場
合と同様に、上記した複素演算用のＬＭＳアルゴリズム
以外のアルゴリズムを用いて上記と同様な干渉除去の効
果を得ることもでき、一例として、上記図７に示した構
成において複素演算用のＲＬＳアルゴリズムを用いた場
合について示しておく。なお、以下では、説明の便宜上
から、上記したｕＩ（ｔ）及びｕＱ（ｔ）やｈＩ（ｔ）
及びｈＱ（ｔ）やｅＩ（ｔ）及びｅＱ（ｔ）やｒＩ
（ｔ）及びｒＱ（ｔ）に相当するものについては同じ符
号を用いて示す。Further, similarly to the case described with reference to FIG. 4, for example, the same interference removal effect as described above can be obtained by using an algorithm other than the above-described complex operation LMS algorithm. The case where the RLS algorithm for complex operation is used in the configuration shown in FIG. 7 will be described. In the following, for convenience of explanation, uI (t) and uQ (t) and hI (t) described above are used.
And hQ (t) and eI (t) and eQ (t) and rI
Those corresponding to (t) and rQ (t) are denoted by the same reference numerals.

【００８８】複素演算用のＲＬＳアルゴリズムでは、例
えば上記式７〜上記式１０で示したｕ（ｔ）やｈ（ｔ）
やｅ（ｔ）やｋ（ｔ）やＰ（ｔ）等の全てのパラメータ
が複素数の要素から構成される。ここで、γ及びωを実
数として、虚数部を表す記号としてｊを用いると、任意
の複素数要素は（γ＋ｊω）と表される。そして、複素
演算用のＲＬＳアルゴリズムでは、例えば上記した各パ
ラメータの実数部と虚数部とを分離してそれぞれＩ成分
のパラメータ及びＱ成分のパラメータとして用いること
で、上記図４を用いた説明において示したような逐次更
新処理を複素演算において実現する。In the RLS algorithm for complex operation, for example, u (t) and h (t) shown in the above equations 7 to 10 are used.
, E (t), k (t), and P (t) are all composed of complex elements. Here, when γ and ω are real numbers and j is used as a symbol representing an imaginary part, an arbitrary complex number element is expressed as (γ + jω). In the RLS algorithm for complex operation, for example, the real part and the imaginary part of each parameter are separated and used as the I component parameter and the Q component parameter, respectively. Such a sequential update process is realized by a complex operation.

【００８９】なお、具体的に本例の場合には、例えばｕ
（ｔ）の実数部をｕＩ（ｔ）とするとともに虚数部をｕ
Ｑ（ｔ）とし、ｈ（ｔ）の実数部をｈＩ（ｔ）とすると
ともに虚数部をｈＱ（ｔ）とし、ｅ（ｔ）の実数部をｅ
Ｉ（ｔ）とするとともに虚数部をｅＱ（ｔ）とする等し
て、受信信号のＩ成分ｒＩ（ｔ）及びＱ成分ｒＱ（ｔ）
から干渉信号成分を除去する処理が行われる。Note that, specifically, in the case of this example, for example, u
Let uI (t) be the real part of (t) and u be the imaginary part
Q (t), the real part of h (t) is hI (t), the imaginary part is hQ (t), and the real part of e (t) is e
By setting I (t) and the imaginary part to eQ (t), the I component rI (t) and the Q component rQ (t) of the received signal
Is performed to remove the interference signal component from.

【００９０】以上に示したように、例えば複素演算用の
ＲＬＳアルゴリズムを用いた場合においても、上記した
複素演算用のＬＭＳアルゴリズムを用いた場合と同様
に、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と干渉
信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉
信号を除去することができる。As described above, for example, even when the RLS algorithm for complex operation is used, the spread signal which is spread and modulated by the CDMA system is used similarly to the case where the LMS algorithm for complex operation is used. The interference signal can be removed from the I component and the Q component of the reception signal including the interference signal.

【００９１】ここで、上記従来例で示したような干渉信
号除去装置により干渉除去を行った場合の様子を具体的
に示す。図９には、干渉信号が除去される前における受
信信号のスペクトルの一例を示してあり、この受信信号
としてはＣＤＭＡ信号に２波のＦＭ信号が干渉したもの
を示してある。なお、同図中や後述する図１０中のグラ
フの横軸は周波数（ＭＨｚ）を示しており、縦軸は信号
のスペクトル強度を示している。Here, a state in which interference is removed by the interference signal removing apparatus as shown in the above-mentioned conventional example will be specifically described. FIG. 9 shows an example of the spectrum of the received signal before the interference signal is removed. The received signal is obtained by interfering the CDMA signal with two FM signals. It should be noted that the horizontal axis of the graph in FIG. 10 and FIG. 10 described later indicates the frequency (MHz), and the vertical axis indicates the spectrum intensity of the signal.

【００９２】また、図１０には、上記図９に示した受信
信号を例えば上記図４に示したような干渉信号除去装置
に入力して、当該干渉信号除去装置により当該受信信号
に含まれる干渉信号（ここでは、２波のＦＭ信号）を除
去した直後（干渉信号除去処理の操作の開始直後）にお
ける（当該干渉信号除去装置からの）出力信号のスペク
トルの一例を示してある。図１０に示されるように、干
渉信号除去処理の開始直後において干渉信号除去装置か
ら出力される信号では、ＣＤＭＡ信号成分がそれほど減
衰させられることなく、ＦＭ信号成分が大きく減衰させ
られている。FIG. 10 shows an example in which the received signal shown in FIG. 9 is input to, for example, the interference signal canceller shown in FIG. An example of the spectrum of the output signal (from the interference signal elimination device) immediately after the removal of the signal (here, two FM signals) (immediately after the start of the operation of the interference signal elimination process) is shown. As shown in FIG. 10, in the signal output from the interference signal elimination device immediately after the start of the interference signal elimination process, the CDMA signal component is not attenuated so much, and the FM signal component is greatly attenuated.

【００９３】[0093]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような従来の受信機に備えられる干渉信号除去装置で
は、実際にハードウエア化して動作させる場合に、例え
ば、干渉信号の除去中もしくは除去していた干渉信号が
受信されなくなってから直後などにおいて、既に除去を
行った干渉信号の周波数の情報の全て或いは大部分がフ
ィルタタップ係数系列に残存しているような時に、別の
周波数を有した干渉信号が入力されてしまうと、使用し
ているデバイスによってはフィルタタップ係数系列の演
算がこのような環境の変化に追いつかずに当該フィルタ
タップ係数系列が不安定となり、干渉除去後の信号出力
が発散してしまう現象が発生してしまうことがある。However, in the above-described interference signal elimination device provided in the conventional receiver, when the hardware is actually operated by hardware, for example, during or after elimination of the interference signal. When all or most of the information of the frequency of the already-removed interference signal remains in the filter tap coefficient sequence, for example, immediately after the received interference signal is no longer received, the interference having another frequency If a signal is input, the calculation of the filter tap coefficient series cannot keep up with such an environmental change depending on the device used, and the filter tap coefficient series becomes unstable, and the signal output after interference removal diverges. May occur.

【００９４】具体例として、現在において除去中の干渉
信号が突然消滅した場合を考えると、ＤＳＰ（Digital
Signal Processor）等から構成されるフィルタタップ係
数系列演算用のデバイスが例えば１サンプル毎にフィル
タタップ係数系列の更新演算を行うことが可能な程度に
高速動作するものであれば、次の干渉信号が入力される
前にフィルタタップ係数系列を現在の環境に合わせるこ
とが比較的容易となるが、例えばコスト等の問題から十
分に高速なデバイスを使用することができないようなと
きには、フィルタタップ係数系列の更新周期が長くなっ
てしまうため、新たに干渉信号が入力されるまでに上記
式５の右辺に示したフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）の
ような過去のフィルタタップ係数系列の影響を十分に小
さくすることができないことが多くなってしまう。As a specific example, considering a case where the interference signal that is being removed at present is suddenly extinguished, a DSP (Digital
If the device for calculating the filter tap coefficient sequence, which is composed of a signal processor, etc., operates at such a high speed that the filter tap coefficient sequence can be updated every sample, for example, the next interference signal It is relatively easy to match the filter tap coefficient sequence to the current environment before it is input. For example, when it is not possible to use a sufficiently high-speed device due to problems such as cost, the filter tap coefficient sequence Since the update cycle becomes longer, the influence of the past filter tap coefficient sequence such as the filter tap coefficient sequence h (t) shown on the right side of the above equation 5 is sufficiently small before a new interference signal is input. There are many things you can't do.

【００９５】そして、このように過去の干渉信号除去に
適用したフィルタタップ係数系列の影響を十分に小さく
することができないままに当該フィルタタップ係数系列
をそこから更新して次の新たな干渉信号を除去するため
のフィルタタップ係数系列を生成しようとすると、例え
ば既に存在しない過去の干渉信号成分に相当する信号成
分がフィルタタップ係数系列により干渉信号として抽出
される信号に含まれてしまうため、新たに入力された干
渉信号に対して不適当なフィルタタップ係数系列が生成
されることとなってしまい、例えば上記図４に示した減
算器１３からの出力（エラー信号ｅ（ｔ））のような干
渉除去後の信号出力が発散してしまう。Then, while the influence of the filter tap coefficient sequence applied to the past interference signal elimination cannot be sufficiently reduced, the filter tap coefficient sequence is updated therefrom to generate the next new interference signal. If an attempt is made to generate a filter tap coefficient sequence for removal, for example, a signal component corresponding to a past interference signal component that does not already exist is included in a signal extracted as an interference signal by the filter tap coefficient sequence. An inappropriate filter tap coefficient sequence is generated for the input interference signal, and an interference such as an output (error signal e (t)) from the subtractor 13 shown in FIG. The signal output after the removal diverges.

【００９６】このように、従来の受信機に備えられた干
渉信号除去装置では、例えば大電力の電波を発生させる
移動無線機を積んだ車両が基地局装置の周辺を走行して
いるような場合などにおいて、頻繁に干渉信号の出現や
消滅が起こる環境では、干渉除去が適切に行われなくな
ってしまうといった不具合があった。As described above, in the interference signal elimination device provided in the conventional receiver, for example, when a vehicle carrying a mobile radio device for generating a high-power radio wave is traveling around the base station device. In an environment where interference signals frequently appear or disappear, there is a problem that interference removal cannot be performed properly.

【００９７】また、例えば上記図４に示したような従来
の受信機に備えられた干渉信号除去装置では、上記式５
に示したような適応アルゴリズムを用いてフィルタタッ
プ係数系列ｈ（ｔ）を更新することから、上記式５に示
した次回のフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ＋１）の演算
の度毎に常に前回までの演算結果（ｈ（ｔ））が蓄積さ
れる。このため、このような干渉信号除去装置では、例
えば帯域制限フィルタによる符号間干渉の影響等によ
り、広帯域信号の信号成分までも抽出されて当該広帯域
信号の一部も除去されてしまう可能性があり、このよう
な場合には、受信機での復調処理において受信品質の劣
化が無視できないくらいに大きくなってしまうことが生
じ得る。For example, in the interference signal elimination device provided in the conventional receiver as shown in FIG.
Since the filter tap coefficient series h (t) is updated by using the adaptive algorithm as shown in (5), every time the next calculation of the filter tap coefficient series h (t + 1) shown in the above equation (5) is performed, the filter tap coefficient series h (t + 1) is always updated until the previous time. The operation result (h (t)) is accumulated. For this reason, in such an interference signal elimination device, for example, due to the influence of intersymbol interference by a band limiting filter or the like, there is a possibility that even the signal component of the wideband signal is extracted and a part of the wideband signal is also removed. In such a case, the deterioration of the reception quality in the demodulation processing in the receiver may become too large to be ignored.

【００９８】なお、具体的に、現状考えられている通信
方式では、例えばＣＤＭＡ方式とＴＤＭＡ方式とを共用
するような状況やＣＤＭＡ方式とＦＤＭＡ方式とを共用
するような状況などにおいても、上記のような不具合が
発生すると考えられ、適切な干渉除去が行われないこと
から、例えば基地局装置により収容可能な移動局装置の
数（ユーザ数）が減少してしまうことや通話エリアが小
さくなってしまうことが生じるといった問題が予想され
る。[0098] Specifically, in the communication systems currently considered, for example, even in a situation where the CDMA scheme and the TDMA scheme are shared, and in a situation where the CDMA scheme and the FDMA scheme are shared, etc. Since such interference is considered to occur and appropriate interference cancellation is not performed, for example, the number of mobile station devices (the number of users) that can be accommodated by the base station device decreases and the communication area decreases. It is expected that the problem will occur.

【００９９】本発明は、このような従来の課題を解決す
るためになされたもので、例えば広帯域の希望信号と狭
帯域の干渉信号とを含んだ受信信号から当該干渉信号を
除去するに際して、従来と比べて安定的に干渉信号を除
去することができる受信機を提供することを目的とし、
具体的には、例えば新たな干渉信号が入力された場合に
フィルタタップ係数系列を初期化することによって、上
記のような干渉除去後の信号出力の発散を抑制し、従来
と比べて安定的に干渉信号を除去することを実現する。The present invention has been made in order to solve such a conventional problem. For example, when the interference signal is removed from a reception signal including a wideband desired signal and a narrowband interference signal, the present invention has been made. With the aim of providing a receiver that can stably remove interference signals compared to
More specifically, for example, by initializing the filter tap coefficient sequence when a new interference signal is input, the divergence of the signal output after the interference removal as described above is suppressed, and the output is more stably than in the past. It realizes the elimination of interference signals.

【０１００】[0100]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明に係る受信機では、受信信号に含まれる干渉
信号を除去するに際して、干渉信号抽出手段が制御係数
を逐次更新しながら当該制御係数と受信信号に基づく演
算により当該受信信号に含まれる干渉信号を抽出し、干
渉信号除去手段が抽出される干渉信号を受信信号から除
去し、この場合に、制御係数初期化手段が受信信号に含
まれる干渉信号の出現を検出したことに応じて制御係数
を初期化する。In order to achieve the above object, in a receiver according to the present invention, when removing an interference signal included in a received signal, the interference signal extraction means updates the control coefficient while sequentially updating the control coefficient. The interference signal included in the received signal is extracted by an operation based on the coefficient and the received signal, and the interference signal removing unit removes the extracted interference signal from the received signal. The control coefficient is initialized in response to detecting the appearance of the included interference signal.

【０１０１】従って、例えば新たな干渉信号が受信信号
中に出現した場合には、干渉信号抽出手段により逐次更
新される制御係数が例えば所定の初期値に初期化される
ため、上記課題で示したような干渉除去後の信号出力の
発散を抑制することができ、これにより、従来と比べて
安定的に干渉信号を除去することができる。Therefore, for example, when a new interference signal appears in the received signal, the control coefficient sequentially updated by the interference signal extracting means is initialized to, for example, a predetermined initial value. The divergence of the signal output after such interference removal can be suppressed, whereby the interference signal can be removed more stably than in the conventional case.

【０１０２】ここで、制御係数としては、種々なものが
用いられてもよく、例えば上記式５に示したようなフィ
ルタタップ係数系列ｈ（ｔ）などを用いることができ、
この場合、制御係数はベクトルで構成される。また、制
御係数を逐次更新しながら干渉信号を抽出する態様とし
ては、必ずしも制御係数の更新タイミングと干渉信号の
抽出タイミング（例えば制御係数と受信信号に基づく演
算のタイミング）とが一致させられることまでは必要で
はなく、当該更新タイミングと当該抽出タイミングとは
それぞれ任意のタイミングが用いられてもよく、通常
は、これら２つのタイミングは互いに同期させられる。Here, various types of control coefficients may be used. For example, a filter tap coefficient series h (t) as shown in the above equation 5 can be used.
In this case, the control coefficient is constituted by a vector. In addition, as an aspect of extracting an interference signal while sequentially updating a control coefficient, the interference signal is not necessarily updated when the update timing of the control coefficient coincides with the extraction timing of the interference signal (for example, the timing of the operation based on the control coefficient and the received signal). Is not necessary, and any timing may be used for the update timing and the extraction timing, respectively. Usually, these two timings are synchronized with each other.

【０１０３】また、制御係数と受信信号に基づく演算と
しては、種々な演算が用いられてもよく、例えば上記式
３に示したような演算式により干渉信号を抽出するよう
な演算を用いることができる。また、受信信号に含まれ
る干渉信号を抽出する精度としては、理想的には受信信
号に含まれる干渉信号と一致する信号を抽出するのが好
ましいが、実用上で有効に干渉除去が行われる程度であ
れば、種々な精度が用いられてもよい。Various calculations may be used as the calculation based on the control coefficient and the received signal. For example, a calculation for extracting the interference signal by the calculation formula shown in the above equation 3 may be used. it can. In addition, as for the accuracy of extracting the interference signal included in the received signal, it is ideally preferable to extract a signal that matches the interference signal included in the received signal. If so, various precisions may be used.

【０１０４】同様に、受信信号から干渉信号を除去する
精度としては、理想的には受信信号に含まれる干渉信号
がゼロとなるように除去するのが好ましいが、実用上で
有効に干渉除去が行われる程度であれば、種々な精度が
用いられてもよい。また、制御係数を初期化する仕方と
しては、種々な仕方が用いられてもよく、例えば制御係
数を所定の初期値に設定する仕方を用いることができ、
この場合、制御係数がベクトルで構成されるときには所
定の初期値も例えばベクトルで構成され、当該初期値ベ
クトルとしては例えばゼロベクトルなどを用いることが
できる。Similarly, the accuracy of removing the interference signal from the received signal is ideally preferably such that the interference signal contained in the received signal is zero, but it is practically effective to remove the interference signal. Various precisions may be used to the extent that they are performed. Various methods may be used to initialize the control coefficient. For example, a method of setting the control coefficient to a predetermined initial value may be used.
In this case, when the control coefficient is composed of a vector, the predetermined initial value is also composed of, for example, a vector, and for example, a zero vector can be used as the initial value vector.

【０１０５】また、受信信号に含まれる干渉信号の出現
を検出する仕方としては、種々な仕方が用いられてもよ
く、例えば全ての新たな干渉信号について当該干渉信号
が現れたときに干渉信号が出現したものとして検出する
仕方ばかりでなく、例えば所定の条件を満たす干渉信号
のみについて当該干渉信号が現れたときに干渉信号が出
現したものとして検出するような仕方を用いることもで
きる。Various methods may be used to detect the appearance of the interference signal included in the received signal. For example, when the interference signal appears for all new interference signals, the interference signal is detected. In addition to the method of detecting an interference signal as an appearance, a method of detecting only an interference signal that satisfies a predetermined condition as an appearance of the interference signal when the interference signal appears may be used.

【０１０６】具体的には、例えば前回の干渉信号の近辺
に他の新たな干渉信号が出現した場合にのみ干渉信号が
出現したものとして検出する仕方や、例えば前回の干渉
信号がまだ受信されているときに他の新たな干渉信号が
出現した場合にのみ干渉信号が出現したものとして検出
する仕方や、例えば前回の干渉信号の周波数と異なる周
波数を有する他の新たな干渉信号が出現した場合にのみ
干渉信号が出現したものとして検出する仕方などを用い
ることもできる。ここで、或る干渉信号と他の干渉信号
とが近辺にあるか否かは、例えばこれら２つの干渉信号
のピーク等の間の時間差が所定の時間内に収まる場合に
近辺とみなす仕方や、例えば或る干渉信号の除去中に他
の干渉信号が入力された場合に近辺とみなす仕方などを
用いて判定することができる。Specifically, for example, only when another new interference signal appears in the vicinity of the previous interference signal, it is determined that the interference signal has appeared, or for example, when the previous interference signal is still received. How to detect as if an interference signal has appeared only when another new interference signal has appeared when, for example, if another new interference signal having a frequency different from the frequency of the previous interference signal appears It is also possible to use a method of detecting only that an interference signal has appeared. Here, whether or not a certain interference signal and another interference signal are in the vicinity is, for example, how to consider the vicinity when the time difference between the peaks of these two interference signals and the like fall within a predetermined time, For example, the determination can be made by using a method in which another interference signal is input while another interference signal is being input while the interference signal is being removed.

【０１０７】また、受信信号に含まれる干渉信号の出現
を検出したことに応じて制御係数を初期化するタイミン
グとしては、種々なタイミングが用いられてもよく、例
えば当該検出があった場合には直ぐに制御係数を初期化
するような態様などを用いることができる。Various timings may be used as the timing for initializing the control coefficient in response to detecting the appearance of the interference signal included in the received signal. For example, when the detection is performed, A mode in which the control coefficient is immediately initialized can be used.

【０１０８】[0108]

【発明の実施の形態】本発明に係る一実施例を図面を参
照して説明する。図１には、本発明の一実施例に係るＣ
ＤＭＡ受信機に備えられた干渉信号除去装置の回路構成
例を示してある。なお、本発明に係る受信機の要部は、
受信信号から干渉信号を除去する構成に係る部分である
ため、本例では、主として当該構成について詳しく説明
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS One embodiment according to the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows C according to an embodiment of the present invention.
2 shows an example of a circuit configuration of an interference signal canceling device provided in a DMA receiver. The main part of the receiver according to the present invention,
Since this is a portion related to a configuration for removing an interference signal from a received signal, in this example, the configuration will mainly be described in detail.

【０１０９】また、本例では、ＣＤＭＡ受信機により受
信されて干渉信号除去装置に入力される入力信号ｒ
（ｔ）が、希望信号であるＣＤＭＡ信号に干渉信号とな
る狭帯域通信方式の信号が加わったものである場合を例
とし、また、当該狭帯域通信方式がＦＭ変調方式である
場合を例として説明する。ここで、ｔは時刻を示してお
り、本例では１サンプル時間を最小単位とする整数の離
散値であるとする。In this example, the input signal r received by the CDMA receiver and input to the interference signal canceller is
An example in which (t) is a signal obtained by adding a signal of a narrowband communication method serving as an interference signal to a CDMA signal which is a desired signal, and an example in which the narrowband communication method is an FM modulation method. explain. Here, t indicates time, and in this example, it is assumed that it is an integer discrete value with one sample time as a minimum unit.

【０１１０】同図に示されるように、本例のＣＤＭＡ受
信機に備えられた干渉信号除去装置には、入力信号ｒ
（ｔ）を遅延させる遅延素子１と、後述するフィルタタ
ップ係数演算制御部４から入力されるフィルタタップ係
数系列ｈ（ｔ）及び入力信号ｒ（ｔ）に基づく演算によ
り当該入力信号ｒ（ｔ）に含まれる干渉信号成分ＦＭ
（ｔ）を抽出する適応フィルタ２と、遅延素子１により
遅延させられた入力信号ｒ（ｔ−τ）から適応フィルタ
２により抽出された干渉信号成分ＦＭ（ｔ）を減算して
当該減算結果ｅ（ｔ−τ）を出力する減算器３と、エラ
ー信号ｅ（ｔ−τ）及び入力信号ｒ（ｔ）に基づいて適
応フィルタ４へ供給するフィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ）を逐次更新するフィルタタップ係数演算制御部４
と、減算器３から出力されるエラー信号ｅ（ｔ−τ）の
レベルを判定して当該判定結果に基づいてフィルタタッ
プ係数系列ｈ（ｔ）を初期化するエラー信号レベル判定
部５とが備えられている。As shown in the figure, the interference signal canceling device provided in the CDMA receiver of the present example has an input signal r.
The input signal r (t) is calculated by a delay element 1 for delaying (t) and a filter tap coefficient series h (t) and an input signal r (t) input from a filter tap coefficient calculation control unit 4 described later. Signal component FM contained in
An adaptive filter 2 for extracting (t), and an interference signal component FM (t) extracted by the adaptive filter 2 is subtracted from an input signal r (t−τ) delayed by the delay element 1, and the subtraction result e A subtractor 3 that outputs (t−τ), and a filter tap coefficient series h that is supplied to the adaptive filter 4 based on the error signal e (t−τ) and the input signal r (t).
Filter tap coefficient calculation control unit 4 for sequentially updating (t)
And an error signal level determination unit 5 that determines the level of the error signal e (t−τ) output from the subtractor 3 and initializes the filter tap coefficient series h (t) based on the determination result. Have been.

【０１１１】ここで、本例では、減算器３から出力され
るエラー信号ｅ（ｔ−τ）をエラー信号レベル判定部５
を介してフィルタタップ係数演算制御部４へ入力し、こ
れに際して当該エラー信号レベル判定部５によりフィル
タタップ係数系列ｈ（ｔ）を初期化する処理を行うとい
った点を除いては、遅延素子１や適応フィルタ２や減算
器３やフィルタタップ係数演算制御部４の構成や動作に
ついては、例えば上記図６に示した遅延素子２１や適応
フィルタ２２や減算器２３やフィルタタップ係数演算制
御部２４の構成や動作と同様であるため、以下では、本
例のＣＤＭＡ受信機の特徴点であるフィルタタップ係数
系列ｈ（ｔ）の初期化処理について詳しく説明する。Here, in this example, the error signal e (t−τ) output from the subtractor 3 is used as the
, And the error signal level determination unit 5 performs processing to initialize the filter tap coefficient series h (t). The configuration and operation of the adaptive filter 2, the subtractor 3, and the filter tap coefficient calculation control unit 4 are, for example, the configurations of the delay element 21, the adaptive filter 22, the subtractor 23, and the filter tap coefficient calculation control unit 24 shown in FIG. Therefore, the initialization process of the filter tap coefficient sequence h (t), which is a feature of the CDMA receiver of this example, will be described in detail below.

【０１１２】なお、本例では、説明を簡略化するため
に、入力信号ｒ（ｔ）として１波の狭帯域干渉信号を含
んだＣＤＭＡ信号が干渉信号除去装置に入力され、遅延
素子１及び適応フィルタ２及び減算器３及びフィルタタ
ップ係数演算制御部４により行われる例えば従来と同様
な干渉信号除去動作の実行中に、除去中の干渉信号が消
滅して直後に異なる周波数を有する新しい他の干渉信号
が入力された場合を例として説明する。In this example, in order to simplify the explanation, a CDMA signal including one narrow-band interference signal is input to the interference signal elimination device as the input signal r (t), and the delay element 1 and the adaptive signal During the execution of, for example, an interference signal removal operation similar to the conventional one performed by the filter 2, the subtracter 3, and the filter tap coefficient calculation control unit 4, the new interference having a different frequency immediately after the interference signal being removed disappears. A case where a signal is input will be described as an example.

【０１１３】本例のＣＤＭＡ受信機では、通常に実施さ
れるのと同様に、干渉信号除去装置の前段には、入力信
号ｒ（ｔ）の電力のピーク値を自動的にほぼ一定値に保
つＡＧＣ（Auto Gain Control）機能を有した入力信号
ゲイン調整器が設けられており、この入力信号ゲイン調
整器により、干渉信号除去装置に入力される入力信号ｒ
（ｔ）の電力のピーク値がほぼ一定に保たれている。ま
た、減算器３から出力されるエラー信号ｅ（ｔ−τ）
は、入力信号ｒ（ｔ）から大電力の狭帯域干渉信号成分
を除去した信号に相当するため、当該エラー信号ｅ（ｔ
−τ）の信号レベルは入力信号ｒ（ｔ）と比べて低い電
力となる。In the CDMA receiver according to the present embodiment, the peak value of the power of the input signal r (t) is automatically kept almost constant at the preceding stage of the interference signal elimination device, similarly to the normal case. An input signal gain adjuster having an AGC (Auto Gain Control) function is provided, and the input signal gain input to the interference signal eliminator is provided by the input signal gain adjuster.
The peak value of the power of (t) is kept almost constant. The error signal e (t−τ) output from the subtractor 3
Corresponds to a signal obtained by removing a high-power narrow-band interference signal component from the input signal r (t).
−τ) has a lower power than the input signal r (t).

【０１１４】これらのことを利用して、本例では、上記
したＡＧＣ機能によりほぼ一定に保たれる入力信号ｒ
（ｔ）のレベルより若干低い閾値（スレッショルド）を
エラー信号レベル判定部５に設定しておく。エラー信号
レベル判定部５は、減算器３から出力される信号の一部
をエラー信号ｅ（ｔ−τ）として入力し、当該エラー信
号ｅ（ｔ−τ）をフィルタタップ係数演算制御部４へ出
力する。Taking advantage of these facts, in this example, the input signal r which is kept substantially constant by the AGC function described above.
A threshold (threshold) slightly lower than the level of (t) is set in the error signal level determination unit 5. The error signal level determination unit 5 inputs a part of the signal output from the subtractor 3 as an error signal e (t−τ), and sends the error signal e (t−τ) to the filter tap coefficient calculation control unit 4. Output.

【０１１５】また、エラー信号レベル判定部５は、減算
器３から入力されるエラー信号ｅ（ｔ−τ）のレベルを
検出し、当該検出レベルが上記した所定の閾値以上であ
るか否かを判定し、当該検出レベルが当該閾値以上であ
ることを判定した場合にはフィルタタップ係数演算制御
部４を制御して当該フィルタタップ係数演算制御部４に
より逐次更新されているフィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ）を所定の初期値に初期化する。The error signal level judging section 5 detects the level of the error signal e (t−τ) input from the subtractor 3 and determines whether or not the detected level is equal to or higher than the predetermined threshold. When it is determined that the detection level is equal to or greater than the threshold value, the filter tap coefficient calculation control unit 4 is controlled, and the filter tap coefficient series h sequentially updated by the filter tap coefficient calculation control unit 4 is determined.
(T) is initialized to a predetermined initial value.

【０１１６】つまり、例えば新たな干渉信号が入力信号
ｒ（ｔ）に含まれて干渉信号除去装置に入力された場合
には、減算器３から出力される信号のレベルが瞬間的に
高くなってエラー信号レベル判定部５により検出される
エラー信号ｅ（ｔ−τ）のレベルが瞬間的に上記した閾
値以上となるため、当該エラー信号レベル判定部５では
検出されるエラー信号ｅ（ｔ−τ）のレベルが上記した
閾値以上となったときには新たな干渉信号が入力された
とみなすことができる。That is, for example, when a new interference signal is included in the input signal r (t) and input to the interference signal elimination device, the level of the signal output from the subtractor 3 increases instantaneously. Since the level of the error signal e (t−τ) detected by the error signal level determination unit 5 instantaneously exceeds the above-described threshold, the error signal e (t−τ) detected by the error signal level determination unit 5 ) Is equal to or greater than the above threshold, it can be considered that a new interference signal has been input.

【０１１７】そして、このように新たな干渉信号が入力
されたとみなされた場合には、エラー信号レベル判定部
５の制御によって、フィルタタップ係数演算制御部４か
ら出力されて適応フィルタ２における干渉信号成分抽出
のための演算に用いられるフィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ）が初期化される。このため、新たな干渉信号が入
力されたときには、フィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）に
残存している過去の干渉信号成分の影響を除去すること
ができ、これにより、新たな干渉信号を含む現在の入力
信号ｒ（ｔ）に素早く適応して、当該現在の入力信号ｒ
（ｔ）に対して最適なフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）
を従来と比べて短時間で生成することができる。なお、
エラー信号レベル判定部５で用いられる上記した閾値と
しては、種々な値が用いられてもよく、要は、新たな干
渉信号の出現の有無を判定することができるような値で
あればよい。When it is determined that a new interference signal has been input as described above, the error signal level determination section 5 controls and outputs the interference signal output from the filter tap coefficient operation control section 4 to the adaptive filter 2. Filter tap coefficient series h used for calculation for component extraction
(T) is initialized. For this reason, when a new interference signal is input, it is possible to remove the influence of the past interference signal component remaining in the filter tap coefficient series h (t). Quickly adapts to the current input signal r (t)
Filter tap coefficient series h (t) optimal for (t)
Can be generated in a shorter time than before. In addition,
Various values may be used as the above-mentioned threshold value used in the error signal level determination unit 5, and the point is that the threshold value may be any value that can determine whether or not a new interference signal has appeared.

【０１１８】本例のようにフィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ）の初期化処理を行うと、例えば初回の減算器３か
らの出力については入力される信号ｒ（ｔ−τ）がその
まま出力されることとなるが、次回の演算からは不要な
過去の干渉信号に関する情報による影響を受けずにフィ
ルタタップ係数系列ｈ（ｔ）をフィルタタップ係数演算
制御部４により逐次更新していくことができるため、上
記課題で示したような干渉除去後の信号出力の発散を抑
制することができ、これにより、従来と比べて安定的に
干渉信号を除去することができる。As in this example, the filter tap coefficient series h
When the initialization processing of (t) is performed, for example, the input signal r (t−τ) is output as it is for the first output from the subtracter 3, but an unnecessary past time is calculated from the next calculation. The filter tap coefficient series h (t) can be updated successively by the filter tap coefficient calculation control unit 4 without being affected by the information on the interference signal of FIG. The divergence of the output can be suppressed, whereby the interference signal can be more stably removed as compared with the related art.

【０１１９】以上のように、本例のＣＤＭＡ受信機で
は、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と干渉
信号とを含む受信信号から適応フィルタ２を用いて当該
干渉信号を除去するに際して、受信信号を干渉信号除去
装置の入力信号ｒ（ｔ）とし、当該入力信号ｒ（ｔ）を
分配して得られる２つの信号間に遅延素子１が拡散符号
の１チップ分以上の時間差τを与え、適応フィルタ２が
フィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）及び入力信号ｒ（ｔ）
に基づいて時間差τを与えた２つの信号間で相関のある
信号成分ＦＭ（ｔ）を干渉信号成分として抽出し、減算
器３が抽出された干渉信号成分ＦＭ（ｔ）を遅延した入
力信号ｒ（ｔ−τ）から除去し、フィルタタップ係数演
算制御部４が適応フィルタ２により抽出される信号ＦＭ
（ｔ）が入力信号ｒ（ｔ）に含まれる干渉信号成分と同
じ信号となるようにフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）を
逐次更新し、この場合に、エラー信号レベル判定部５が
干渉除去後のエラー信号ｅ（ｔ−τ）の信号レベルと所
定の閾値との大小を比較して、当該信号レベルが当該閾
値以上である場合には、干渉信号の周波数の瞬時変動に
追従できるようにフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）を初
期化する。As described above, in the CDMA receiver of the present embodiment, when removing the interference signal using the adaptive filter 2 from the reception signal including the spread signal and the interference signal spread and modulated by the CDMA method, Is the input signal r (t) of the interference signal elimination device, and the delay element 1 gives a time difference τ of one chip or more of the spread code between two signals obtained by distributing the input signal r (t). The filter 2 has a filter tap coefficient sequence h (t) and an input signal r (t)
, A signal component FM (t) having a correlation between the two signals having a time difference τ is extracted as an interference signal component, and an input signal r obtained by delaying the extracted interference signal component FM (t) by the subtracter 3 (T−τ), and the filter tap coefficient calculation control unit 4 outputs the signal FM extracted by the adaptive filter 2.
The filter tap coefficient sequence h (t) is sequentially updated so that (t) becomes the same signal as the interference signal component included in the input signal r (t). The magnitude of the error signal e (t−τ) is compared with a predetermined threshold value. If the signal level is equal to or greater than the threshold value, the filter can follow the instantaneous fluctuation of the frequency of the interference signal. The tap coefficient sequence h (t) is initialized.

【０１２０】従って、本例のＣＤＭＡ受信機では、例え
ば干渉信号の出現や消滅が頻繁に起こり得るような環境
においても、新たな干渉信号が出現した場合にはフィル
タタップ係数系列ｈ（ｔ）を初期化して現在の環境に適
応するように改めてフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）を
初期値から更新していくことが行われるため、従来にお
いて問題であったフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）の演
算に係る不安定性を解消することができ、これにより、
従来と比べて安定した干渉除去処理を行うことができ
る。Therefore, in the CDMA receiver of this example, even in an environment where the appearance and disappearance of an interference signal can occur frequently, for example, the filter tap coefficient series h (t) is generated when a new interference signal appears. Since the filter tap coefficient series h (t) is renewed from the initial value so as to be initialized and adapted to the current environment, the calculation of the filter tap coefficient series h (t) which has conventionally been a problem is performed. Instability can be eliminated,
It is possible to perform more stable interference removal processing than in the past.

【０１２１】ここで、本例では、フィルタタップ係数系
列ｈ（ｔ）が本発明に言う制御係数に相当する。また、
本例では、遅延素子１により遅延させられた入力信号ｒ
（ｔ−τ）が減算器３により減算処理されて出力される
エラー信号ｅ（ｔ−τ）や入力信号ｒ（ｔ）に基づいて
フィルタタップ係数演算制御部４により制御係数を逐次
更新しながら、適応フィルタ２が当該制御係数と受信信
号ｒ（ｔ）に基づく演算により当該受信信号ｒ（ｔ）に
含まれる干渉信号を抽出する機能により、本発明に言う
干渉信号抽出手段が構成されている。Here, in this example, the filter tap coefficient series h (t) corresponds to the control coefficient according to the present invention. Also,
In this example, the input signal r delayed by the delay element 1
The control coefficient is sequentially updated by the filter tap coefficient calculation control unit 4 based on the error signal e (t−τ) and the input signal r (t) output by subtracting (t−τ) by the subtractor 3. The function of the adaptive filter 2 for extracting an interference signal included in the received signal r (t) by an operation based on the control coefficient and the received signal r (t) constitutes an interference signal extracting means according to the present invention. .

【０１２２】また、本例では、減算器３が適応フィルタ
２により抽出される干渉信号ＦＭ（ｔ）を受信信号ｒ
（ｔ）から除去する機能により、本発明に言う干渉信号
除去手段が構成されている。また、本例では、エラー信
号レベル判定部５が受信信号ｒ（ｔ）に含まれる干渉信
号の出現を検出したことに応じて制御係数を初期化する
機能により、本発明に言う制御係数初期化手段が構成さ
れている。In this example, the subtracter 3 converts the interference signal FM (t) extracted by the adaptive filter 2 into the received signal r
The function of removing from (t) constitutes an interference signal removing means according to the present invention. Further, in this example, the control coefficient initialization referred to in the present invention is performed by the function of initializing the control coefficient in response to the fact that the error signal level determination unit 5 detects the appearance of the interference signal included in the received signal r (t). Means are configured.

【０１２３】ここで、本発明に係る受信機の構成として
は、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成
が用いられてもよい。また、本発明の適用分野として
は、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、
種々な分野に適用することが可能なものである。Here, the configuration of the receiver according to the present invention is not necessarily limited to the one described above, and various configurations may be used. Further, the application field of the present invention is not necessarily limited to those shown above, the present invention,
It can be applied to various fields.

【０１２４】一例として、本例では、好ましい態様とし
て本発明に係る受信機をＣＤＭＡ方式により無線通信を
行うＣＤＭＡ受信機に適用した場合を示したが、本発明
は、他の通信方式により通信を行う受信機に適用するこ
とも可能である。また、本発明に係る受信機は、例えば
基地局装置や中継局装置や移動局装置などの種々な通信
装置に適用することが可能である。As an example, in this example, the case where the receiver according to the present invention is applied to a CDMA receiver that performs wireless communication by the CDMA method as a preferred embodiment has been described. It is also possible to apply to the receiver which performs. In addition, the receiver according to the present invention can be applied to various communication devices such as a base station device, a relay station device, and a mobile station device.

【０１２５】また、本例では、例えば上記図６に示した
ような干渉信号除去装置を備えた受信機に本発明を適用
した場合を示したが、例えば上記図４に示したような干
渉信号除去装置を備えた受信機に本発明を適用すること
も可能であり、また、例えば上記図７や上記図８に示し
たような干渉信号除去装置を備えた受信機に本発明を適
用することも可能である。Further, in this example, the case where the present invention is applied to a receiver provided with the interference signal elimination device as shown in FIG. 6, for example, has been described. However, for example, the interference signal as shown in FIG. It is also possible to apply the present invention to a receiver having a canceller, and to apply the present invention to a receiver having an interference signal canceller as shown in, for example, FIG. 7 or FIG. Is also possible.

【０１２６】また、本発明に係る受信機において行われ
る各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を
備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭに
格納された制御プログラムを実行することにより制御さ
れる構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を
実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路
として構成されてもよい。また、本発明は上記の制御プ
ログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクや
ＣＤ−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記
録媒体や当該プログラム（自体）として把握することも
でき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュータ
に入力してプロセッサに実行させることにより、本発明
に係る処理を遂行させることができる。The various processes performed by the receiver according to the present invention include, for example, a configuration in which a processor executes a control program stored in a ROM on hardware resources including a processor and a memory. May be used, and each functional unit for executing the processing may be configured as an independent hardware circuit. Further, the present invention can be understood as a computer-readable recording medium such as a floppy (registered trademark) disk or a CD-ROM storing the above-mentioned control program or the program (the program itself). By causing the processor to execute the processing according to the present invention, the processing according to the present invention can be performed.

【０１２７】[0127]

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る受信
機によると、受信信号に含まれる干渉信号を除去するに
際して、制御係数を逐次更新しながら当該制御係数と受
信信号に基づく演算により当該受信信号に含まれる干渉
信号を抽出し、抽出される干渉信号を受信信号から除去
し、この場合に、受信信号に含まれる干渉信号の出現を
検出したことに応じて制御係数を初期化するようにした
ため、例えば上記課題で示したような干渉除去後の信号
出力の発散を抑制することができ、これにより、従来と
比べて安定的に干渉信号を除去することができる。As described above, according to the receiver of the present invention, when removing the interference signal included in the received signal, the control coefficient is sequentially updated while the calculation based on the control coefficient and the received signal is performed. An interference signal included in the received signal is extracted, and the extracted interference signal is removed from the received signal. In this case, the control coefficient is initialized in response to detecting the appearance of the interference signal included in the received signal. Therefore, for example, the divergence of the signal output after the interference removal as shown in the above-described problem can be suppressed, whereby the interference signal can be more stably removed as compared with the related art.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】 本発明の一実施例に係るＣＤＭＡ受信機に備
えられた干渉信号除去装置の回路構成例を示す図であ
る。FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of an interference signal removing apparatus provided in a CDMA receiver according to an embodiment of the present invention.

【図２】 拡散符号系列の一例を説明するための図であ
る。FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a spreading code sequence.

【図３】 ＣＤＭＡ方式による広帯域の拡散信号と狭帯
域の干渉信号とを含む受信信号のスペクトルの一例を示
す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a received signal including a wideband spread signal and a narrowband interference signal according to the CDMA method.

【図４】 干渉信号除去装置の一例を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating an example of an interference signal removing apparatus.

【図５】 適応フィルタの構成例を示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of an adaptive filter.

【図６】 干渉信号除去装置の一例を示す図である。FIG. 6 is a diagram illustrating an example of an interference signal removing device.

【図７】 干渉信号除去装置の一例を示す図である。FIG. 7 is a diagram illustrating an example of an interference signal removing apparatus.

【図８】 干渉信号除去装置の一例を示す図である。FIG. 8 is a diagram illustrating an example of an interference signal removing apparatus.

【図９】 ＣＤＭＡ信号に２波のＦＭ信号が干渉した受
信信号のスペクトルの一例を示す図である。FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a received signal in which two FM signals interfere with a CDMA signal.

【図１０】 干渉信号除去処理の開始直後において干渉
信号除去装置から出力される信号のスペクトルの一例を
示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a signal output from the interference signal elimination device immediately after the start of the interference signal elimination process.

【符号の説明】 １・・遅延素子、 ２・・適応フィルタ、 ３・・減算
器、４・・フィルタタップ係数演算制御部、 ５・・エ
ラー信号レベル判定部、[Explanation of Codes] 1. delay element, 2. adaptive filter, 3. subtractor, 4. filter tap coefficient calculation control section, 5. error signal level determination section,

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 受信信号に含まれる干渉信号を除去する
受信機において、 制御係数を逐次更新しながら、当該制御係数と受信信号
に基づく演算により当該受信信号に含まれる干渉信号を
抽出する干渉信号抽出手段と、 抽出される干渉信号を受信信号から除去する干渉信号除
去手段と、 受信信号に含まれる干渉信号の出現を検出したことに応
じて制御係数を初期化する制御係数初期化手段と、 を備えたことを特徴とする受信機。1. A receiver for removing an interference signal included in a received signal, the interference signal extracting an interference signal included in the received signal by an operation based on the control coefficient and the received signal while sequentially updating the control coefficient. Extracting means, an interference signal removing means for removing an extracted interference signal from a received signal, a control coefficient initializing means for initializing a control coefficient in response to detecting an appearance of an interference signal included in the received signal, A receiver comprising:
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