JP3505108B2 - Receiving machine - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、ＣＤＭＡ方式によ
り拡散変調された拡散信号と干渉信号とを含む受信信号
や受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉信号を除去
する受信機に関し、特に、拡散信号の特性を利用して干
渉信号を除去する受信機に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a received signal including a spread signal spread-modulated by a CDMA system and an interference signal, and a receiver for removing the interference signal from an I component and a Q component of the received signal, and more particularly, The present invention relates to a receiver that removes interference signals by using the characteristics of spread signals.

【０００２】[0002]

【従来の技術】例えばＤＳ−ＣＤＭＡ方式を用いた移動
通信システムでは、各移動局に異なる拡散符号を割り当
てることで複数の移動局と基地局との多重通信を実現し
ている。具体的には、各移動局では送信対象となる信号
を自己に割り当てられた拡散符号により拡散変調して送
信する一方、基地局では各移動局に割り当てられた拡散
符号を用いて受信信号を逆拡散することで希望の移動局
からの信号を復調する。また、同様に、移動局では基地
局からの受信信号を自己に割り当てられた拡散符号によ
り逆拡散することで自己宛の信号を復調する。2. Description of the Related Art In a mobile communication system using, for example, a DS-CDMA system, multiple spreading communication between a plurality of mobile stations and a base station is realized by assigning different spreading codes to each mobile station. Specifically, each mobile station spread-modulates the signal to be transmitted with the spreading code assigned to it and transmits it, while the base station reverses the received signal using the spreading code assigned to each mobile station. By spreading, the signal from the desired mobile station is demodulated. Similarly, the mobile station demodulates the signal addressed to itself by despreading the received signal from the base station with the spreading code assigned to it.

【０００３】図１１には、例えばＰＮ（疑似雑音信号）
系列から構成された拡散符号系列の一例を示してある。
同図に示されるように、１単位（１シンボル分）の拡散
符号は複数のチップデータ（例えば”１”値と”−１”
値の並び）から構成されており、このチップデータの並
びのパターンを異ならせることにより複数の異なる拡散
符号を生成することができる。ここで、拡散符号は、例
えば或る拡散符号を１チップ時間以上ずらすと当該拡散
符号との相関がなくなるといった特性を有している。FIG. 11 shows, for example, PN (pseudo noise signal).
An example of a spreading code sequence composed of sequences is shown.
As shown in the figure, one unit (one symbol) of spreading code is a plurality of chip data (for example, "1" value and "-1").
A sequence of values), and a plurality of different spreading codes can be generated by changing the pattern of the sequence of chip data. Here, the spreading code has a characteristic that, for example, if a certain spreading code is shifted by one chip time or more, there is no correlation with the spreading code.

【０００４】また、同図には、１つのチップデータの時
間幅（チップ区間Ｔｃ）と１シンボル分の拡散符号の時
間幅（ビット区間Ｔ）とを示してある。ここで、１シン
ボル分の拡散符号の時間幅は、送信機（例えば移動局や
基地局）から受信機（例えば基地局や移動局）へ送信す
る送信データ（例えば”１”値と”０”値）の時間幅と
対応している。すなわち、拡散符号を構成するチップデ
ータの変化速度は、当該拡散符号により拡散変調される
送信データの切換速度（シンボル切換速度）に比べて非
常に速い速度となっている。Further, in the figure, the time width of one chip data (chip section Tc) and the time width of a spreading code for one symbol (bit section T) are shown. Here, the time width of the spread code for one symbol is the transmission data (for example, “1” value and “0”) transmitted from the transmitter (for example, mobile station or base station) to the receiver (for example, base station or mobile station). Value) corresponds to the time width. That is, the rate of change of chip data forming the spread code is much faster than the rate of switching the transmission data spread-modulated by the spread code (symbol switching rate).

【０００５】ところで、上記のような無線通信では、通
信に用いている周波数帯域内に、意図に反して他の（す
なわち、ＣＤＭＡ方式以外の）狭帯域信号等が入り混じ
って干渉を生じさせてしまう場合がある。このような干
渉信号が例えばシステム設計時に想定していた雑音等に
よる妨害の程度より大きい場合には、受信機での受信品
質が著しく劣化してしまうことが生じる。By the way, in the wireless communication as described above, other narrow band signals (that is, signals other than the CDMA system) unintentionally enter the frequency band used for communication to cause interference. It may end up. If such an interference signal is larger than the degree of interference due to noise or the like that is assumed when designing the system, the reception quality at the receiver may be significantly deteriorated.

【０００６】また、例えば周波数帯域の有効利用を目的
として、ＣＤＭＡ方式のように比較的広い周波数帯域を
用いて通信する方式とＦＭ（周波数変調）方式等のよう
に狭帯域を用いて通信する方式とにより多重通信を実現
することも考えられる。具体的には、例えばＣＤＭＡ方
式による拡散信号の周波数帯域にＦＭ方式等のアナログ
通信方式による信号を多重して周波数帯域の有効利用を
図ることが原理的には可能である。しかしながら、もし
もＣＤＭＡ受信機が受信信号からＦＭ方式等による信号
を除去できないとすると、当該信号と拡散信号とが互い
に干渉してしまうため、ビット誤りが増加し、受信品質
の劣化を招いてしまう。Further, for the purpose of effectively utilizing the frequency band, for example, a system that uses a relatively wide frequency band such as a CDMA system and a system that uses a narrow band such as an FM (frequency modulation) system. It is possible to realize multiplex communication by using. Specifically, for example, it is possible in principle to multiplex a signal of an analog communication system such as an FM system into a frequency band of a spread signal of the CDMA system to effectively use the frequency band. However, if the CDMA receiver cannot remove the signal of the FM system or the like from the received signal, the signal and the spread signal interfere with each other, resulting in an increase in bit errors and deterioration of reception quality.

【０００７】なお、図１２には、ＣＤＭＡ方式による拡
散信号とＦＭ方式による信号（ＦＭ干渉波）とを含む受
信信号のスペクトルの一例を示してあり、横軸は周波数
を示し、縦軸はスペクトル強度を示している。FIG. 12 shows an example of a spectrum of a received signal including a spread signal by the CDMA system and a signal by the FM system (FM interference wave), where the horizontal axis shows the frequency and the vertical axis shows the spectrum. Shows strength.

【０００８】[0008]

【発明が解決しようとする課題】上記従来例で示したよ
うに、ＣＤＭＡ方式による拡散信号の周波数帯域に干渉
信号が意図的或いは偶発的に存在してしまうと、ＣＤＭ
Ａ受信機では拡散信号の受信品質が劣化してしまうとい
った不具合があったため、このような干渉信号を除去す
ることが必要であった。特に、干渉信号のレベルが非常
に大きい場合には、ＣＤＭＡ方式による拡散信号を正常
に復調することが不可能になってしまうといったことも
生じる。As shown in the above-mentioned conventional example, when the interference signal intentionally or accidentally exists in the frequency band of the spread signal by the CDMA system, the CDM
Since the receiver A has a problem that the reception quality of the spread signal is deteriorated, it is necessary to remove such an interference signal. In particular, when the level of the interference signal is very high, it may be impossible to normally demodulate the spread signal by the CDMA system.

【０００９】ここで、例えば受信信号から干渉信号の周
波数帯域部分を除去するといった干渉除去の方法も考え
られるが、このような方法では、干渉信号ばかりでなく
拡散信号までをも除去してしまうため好ましくない。ま
た、例えば受信信号中に拡散信号のみが含まれる場合の
受信レベルに比べて受信レベルが非常に大きな部分を除
去するといった干渉除去の方法も考えられるが、このよ
うな方法では、干渉信号成分の一部を受信信号中に残し
てしまうため、干渉除去の精度が悪かった。Here, for example, a method of removing interference, such as removing the frequency band portion of the interference signal from the received signal, is conceivable, but such a method removes not only the interference signal but also the spread signal. Not preferable. Further, for example, a method of removing interference, such as removing a portion having a reception level extremely larger than the reception level in the case where only a spread signal is included in the received signal, is conceivable. Since part of the signal is left in the received signal, the accuracy of interference cancellation was poor.

【００１０】本発明は、このような従来の課題を解決す
るためになされたもので、ＣＤＭＡ方式により拡散変調
される拡散信号の特性を利用することで、ＣＤＭＡ方式
により拡散変調された拡散信号と干渉信号とを含む受信
信号から当該干渉信号を除去することができる受信機を
提供することを目的とする。また、本発明は、同様に、
ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と干渉信号
とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉信号
を除去することができる受信機を提供することを目的と
する。The present invention has been made in order to solve such a conventional problem. By utilizing the characteristics of a spread signal spread-modulated by the CDMA system, a spread signal spread-modulated by the CDMA system can be obtained. An object of the present invention is to provide a receiver capable of removing an interference signal from a reception signal including the interference signal. The present invention also provides
An object of the present invention is to provide a receiver capable of removing the interference signal from the I component and Q component of the received signal including the spread signal spread-modulated by the CDMA system and the interference signal.

【００１１】なお、特開平９−３２１７３４号公報に記
載されたＣＤＭＡ干渉除去装置では、各拡散符号相互間
に相関が存在する場合に、複数の異なる拡散符号により
拡散変調した拡散信号を多重通信するに際して、受信信
号から希望の拡散信号以外の拡散信号（すなわち、希望
の拡散信号にとっては干渉信号）を除去する構成が開示
されており、この干渉除去の仕方として、最小２乗平均
誤差法（ＭＭＳＥ）といった方法が用いられている。後
述する本発明の実施例では、このような最小２乗平均誤
差法を実現する方法として知られるＬＭＳアルゴリズム
等を用いて受信信号からＦＭ変調波等の干渉信号を除去
する構成例を示す。In the CDMA interference canceling apparatus disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 9-321734, spread signals spread-modulated by a plurality of different spread codes are multiplexed when there is a correlation between the spread codes. At this time, a configuration is disclosed in which a spread signal other than the desired spread signal (that is, an interference signal for the desired spread signal) is removed from the received signal. As a method of removing this interference, the least mean square error method (MMSE) is disclosed. ) Is used. In an embodiment of the present invention described later, an example of a configuration for removing an interference signal such as an FM modulated wave from a received signal using an LMS algorithm or the like known as a method for realizing such a least mean square error method is shown.

【００１２】[0012]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明に係る受信機では、次のようにして、ＣＤＭ
Ａ方式により拡散変調された拡散信号と干渉信号とを含
む受信信号から当該干渉信号を除去する。すなわち、時
間差手段が受信信号を分配して得られる２つの信号間に
拡散符号の１チップ分以上の時間差を与え、抽出手段が
時間差を与えた２つの信号間で相関のある信号成分を干
渉信号成分として抽出し、除去手段が抽出した干渉信号
成分を受信信号から除去する。In order to achieve the above object, a receiver according to the present invention uses a CDM as follows.
The interference signal is removed from the received signal including the spread signal spread-modulated by the A system and the interference signal. That is, the time difference means gives a time difference of one chip or more of the spread code between two signals obtained by dividing the received signal, and the extraction means gives a signal component having a correlation between the two signals having the time difference as an interference signal. The interference signal component extracted as a component and extracted by the removing unit is removed from the received signal.

【００１３】従って、受信信号中の拡散信号は１チップ
分以上の時間差が与えられることにより前記２つの信号
間での相関がなくなる一方、ＦＭ変調波等の干渉信号は
通常チップデータに比べて緩やかに変化することから前
記２つの信号間で相関を有するため、このような干渉信
号を抽出して受信信号から除去することができ、これに
より、受信品質の劣化を防ぎ、受信品質を向上させるこ
とができる。このように、本発明では、拡散信号の特性
（上記した無相関性）を利用することで、例えば無線伝
送路で加わった相関性のある干渉信号を抽出して除去す
ることができる。Therefore, since the spread signal in the received signal has a time difference of one chip or more, the correlation between the two signals disappears, while the interference signal such as the FM modulated wave is gentler than the ordinary chip data. Since the two signals have a correlation with each other, it is possible to extract such an interference signal and remove it from the received signal, thereby preventing deterioration of received quality and improving received quality. You can As described above, according to the present invention, by utilizing the characteristic of the spread signal (the above-mentioned non-correlation), it is possible to extract and remove a correlated interference signal added in the wireless transmission path, for example.

【００１４】なお、本発明により抽出して除去すること
が可能な干渉信号としては、必ずしもＦＭ変調波に限ら
れず、要は、時間差を与えた場合に拡散信号に比べて高
い相関性を有するもの、すなわち、受信信号に時間差を
与えて前記２つの信号間で拡散信号の相関成分をなくし
た場合においても相関成分を有するものであればよい。
具体的には、例えばＣＤＭＡ方式以外のＴＤＭＡ方式や
ＦＤＭＡ方式等による信号を干渉信号とみなして除去す
ることも可能である。The interference signal that can be extracted and removed according to the present invention is not necessarily limited to the FM modulated wave, and the point is that an interference signal having a higher correlation than a spread signal when a time difference is given. That is, as long as the received signal is given a time difference to eliminate the correlation component of the spread signal between the two signals, it is sufficient as long as it has the correlation component.
Specifically, for example, it is possible to consider a signal according to a TDMA system or an FDMA system other than the CDMA system as an interference signal and remove the interference signal.

【００１５】また、上記した１チップ分以上の時間差と
は、前記２つの信号間で拡散信号の相関成分をなくすこ
とができる程度の時間差であって、且つ、前記２つの信
号間で除去しようとする干渉信号の相関成分を残すこと
ができる程度の時間差のことである。なお、以上に示し
た本発明により抽出して除去することが可能な干渉信号
の意味や１チップ分以上の時間差の意味については、以
下においても同様である。Further, the above-mentioned time difference of one chip or more is a time difference to the extent that the correlation component of the spread signal can be eliminated between the two signals, and is to be removed between the two signals. The time difference is such that the correlation component of the interference signal can be left. The meaning of the interference signal that can be extracted and removed by the present invention and the meaning of the time difference of one chip or more are the same in the following.

【００１６】また、本発明に係る受信機では、次のよう
にして、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と
干渉信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該
干渉信号を除去する。すなわち、時間差手段がＩ成分を
分配して得られる２つの信号間及びＱ成分を分配して得
られる２つの信号間に拡散符号の１チップ分以上の時間
差を与え、抽出手段が時間差を与えた一方のＩ成分及び
Ｑ成分から成る受信信号と他方のＩ成分及びＱ成分から
成る受信信号との間で相関のある信号成分を干渉信号成
分として当該干渉信号成分のＩ成分及びＱ成分を抽出す
る。そして、除去手段が抽出した干渉信号成分のＩ成分
を受信信号のＩ成分から除去するとともに抽出した干渉
信号成分のＱ成分を受信信号のＱ成分から除去する。Further, in the receiver according to the present invention, the interference signal is removed from the I component and the Q component of the received signal including the spread signal spread-modulated by the CDMA system and the interference signal as follows. That is, the time difference means gives a time difference of one chip or more of the spread code between the two signals obtained by distributing the I component and the two signals obtained by distributing the Q component, and the extraction means gives the time difference. An I component and a Q component of the interference signal component are extracted by using a signal component having a correlation between one of the reception signals including the I component and the Q component and the other reception signal including the I component and the Q component as an interference signal component. . Then, the I component of the interference signal component extracted by the removing unit is removed from the I component of the received signal, and the Q component of the extracted interference signal component is removed from the Q component of the received signal.

【００１７】従って、例えば上記した本発明の請求項１
に係る受信機と同様に、拡散信号の特性（無相関性）を
利用することで、比較的相関性の高い干渉信号を受信信
号から除去することができ、これにより、受信品質を向
上させることができる。なお、受信信号のＩ成分やＱ成
分に含まれる干渉信号成分を抽出するに際して、Ｉ成分
とＱ成分の両方を考慮している（すなわち、Ｉ成分及び
Ｑ成分から成る受信信号間で相関のある信号成分を干渉
信号成分としている）ため、例えば受信信号のＩ成分の
み或いはＱ成分のみを上記した本発明の請求項１で言う
受信信号と考えて当該請求項１に係る受信機により当該
Ｉ成分や当該Ｑ成分中の干渉信号を除去する場合と比べ
て、干渉除去の精度を向上させることができる。Therefore, for example, claim 1 of the present invention described above.
Similarly to the receiver according to, the interference signal having a relatively high correlation can be removed from the received signal by using the characteristic (non-correlation) of the spread signal, thereby improving the reception quality. You can Note that both the I component and the Q component are taken into consideration when extracting the interference signal component included in the I component and the Q component of the received signal (that is, there is a correlation between the received signals composed of the I component and the Q component). Since the signal component is used as the interference signal component), for example, considering only the I component or the Q component of the received signal as the received signal referred to in claim 1 of the present invention, the I component by the receiver according to claim 1 is considered. The accuracy of interference removal can be improved as compared with the case where the interference signal in the Q component is removed.

【００１８】また、本発明に係る受信機では、次のよう
にして、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と
干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除去す
る。すなわち、算出手段が連続する複数の時刻の受信信
号値から成る受信信号ベクトルと所定のタップ係数ベク
トルとの内積値を算出し、減算手段が対象時刻の受信信
号値から当該対象時刻に比べて拡散符号の１チップ分以
上の所定時間ずれた連続する複数の時刻の受信信号値か
ら成る受信信号ベクトルを用いて算出手段により算出さ
れる内積値を減算し、更新手段が設定された規則に従っ
て減算手段の減算結果に応じてタップ係数ベクトルを順
次更新することにより、対象時刻の進みに応じて算出手
段により算出される内積値を干渉信号値に近づける。Further, in the receiver according to the present invention, the interference signal is removed from the received signal including the spread signal spread-modulated by the CDMA system and the interference signal as follows. That is, the calculating means calculates the inner product value of the received signal vector consisting of the received signal values at a plurality of consecutive time points and the predetermined tap coefficient vector, and the subtracting means spreads the received signal value at the target time from the received signal value at the target time. The inner product value calculated by the calculating means is subtracted by using the received signal vector composed of the received signal values at a plurality of consecutive time points which are shifted by a predetermined time of one chip or more of the code, and the subtracting means according to the rule set by the updating means. By sequentially updating the tap coefficient vector according to the subtraction result of, the inner product value calculated by the calculating means according to the advance of the target time is brought close to the interference signal value.

【００１９】従って、対象時刻の受信信号値から減算さ
れる内積値が当該対象時刻に比べて１チップ分以上の時
間ずれた時刻の受信信号値から成る受信信号ベクトルを
用いて算出されるため、上記した無相関性を有する拡散
信号が当該内積値として抽出されてしまわないようにす
る一方、比較的相関性の高いＦＭ変調波等の干渉信号が
当該内積値として抽出されるようにすることができ、こ
れにより、受信信号値から当該内積値を減算することで
受信信号から干渉信号を除去して、受信品質を向上させ
ることができる。Therefore, the inner product value subtracted from the received signal value at the target time is calculated by using the received signal vector composed of the received signal value at the time shifted by one chip or more from the target time. It is possible to prevent the spread signal having the above-mentioned non-correlation from being extracted as the inner product value, while allowing an interference signal such as an FM modulated wave having a relatively high correlation to be extracted as the inner product value. This makes it possible to remove the interference signal from the received signal by subtracting the inner product value from the received signal value and improve the reception quality.

【００２０】なお、上記した１チップ分以上の所定時間
とは、例えば上記した１チップ分以上の時間差の意味と
同様に、拡散信号の相関成分をなくすことができる程度
の時間であって、且つ、除去しようとする干渉信号の相
関成分を残すことができる程度の時間のことである。具
体的には、例えば１チップ分以上の所定時間として１チ
ップ分の時間を用いることもでき、また、例えば１チッ
プ分の時間に比べて長い時間を用いることもできる。な
お、上記した１チップ分以上の所定時間の意味について
は、以下においても同様であり、本発明の請求項５〜請
求項８に係る受信機で言う１チップ分以上の所定の時間
の意味についても同様である。The predetermined time for one chip or more is, for example, the time for which the correlation component of the spread signal can be eliminated in the same manner as the above-mentioned time difference for one chip or more, and , It is the time to leave the correlation component of the interference signal to be removed. Specifically, for example, the time for one chip can be used as the predetermined time for one chip or more, and for example, a time longer than the time for one chip can be used. The meaning of the predetermined time of one chip or more is the same in the following, and the meaning of the predetermined time of one chip or more in the receiver according to claims 5 to 8 of the present invention. Is also the same.

【００２１】また、本発明に係る受信機では、次のよう
にして、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と
干渉信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該
干渉信号を除去する。すなわち、算出手段が連続する複
数の時刻のＩ成分値から成るＩ成分ベクトルと所定の第
１タップ係数ベクトルとの内積値と当該複数時刻のＱ成
分値から成るＱ成分ベクトルと所定の第２タップ係数ベ
クトルとの内積値との差をＩ総和値として算出するとと
もに、当該Ｑ成分ベクトルと当該第１タップ係数ベクト
ルとの内積値と当該Ｉ成分ベクトルと当該第２タップ係
数ベクトルとの内積値との和をＱ総和値として算出し、
減算手段が対象時刻のＩ成分値から当該対象時刻に比べ
て拡散符号の１チップ分以上の所定時間ずれた連続する
複数の時刻のＩ成分値から成るＩ成分ベクトル及び当該
複数時刻のＱ成分値から成るＱ成分ベクトルを用いて算
出手段により算出されるＩ総和値を減算するとともに、
当該対象時刻のＱ成分値から当該Ｉ成分ベクトル及び当
該Ｑ成分ベクトルを用いて算出手段により算出されるＱ
総和値を減算し、更新手段が設定された規則に従って減
算手段の減算結果に応じて第１タップ係数ベクトル及び
第２タップ係数ベクトルを順次更新することにより、対
象時刻の進みに応じて算出手段により算出されるＩ総和
値及びＱ総和値をそれぞれ干渉信号値のＩ成分及び干渉
信号値のＱ成分に近づける。Further, in the receiver according to the present invention, the interference signal is removed from the I component and the Q component of the received signal including the spread signal spread-modulated by the CDMA system and the interference signal as follows. That is, the calculating means calculates the inner product of the I component vector consisting of the I component values at a plurality of consecutive times and the predetermined first tap coefficient vector, the Q component vector consisting of the Q component values at the plurality of times, and the predetermined second tap. The difference between the inner vector value and the coefficient vector is calculated as the I sum value, and the inner product value between the Q component vector and the first tap coefficient vector and the inner product value between the I component vector and the second tap coefficient vector are calculated. Is calculated as the sum of Q values,
The subtraction means shifts the I component value of the target time from the I component value of the spread code by one chip or more of the spread code for a predetermined period of time And subtracting the I sum value calculated by the calculation means using the Q component vector consisting of
Q calculated by the calculation means from the Q component value at the target time using the I component vector and the Q component vector.
The total sum value is subtracted, and the first tap coefficient vector and the second tap coefficient vector are sequentially updated according to the subtraction result of the subtracting means according to the set rule by the updating means, so that the calculating means according to the advance of the target time. The calculated I sum total value and Q sum total value are brought close to the I component of the interference signal value and the Q component of the interference signal value, respectively.

【００２２】従って、例えば上記した本発明の請求項３
に係る受信機と同様に、拡散信号の特性を利用すること
で、比較的相関性の高い干渉信号を受信信号から除去す
ることができ、これにより、受信品質を向上させること
ができる。なお、例えば上記した本発明の請求項２に係
る受信機と同様に、受信信号のＩ成分値やＱ成分値に含
まれる干渉信号値（上記したＩ総和値やＱ総和値）を抽
出するに際して、Ｉ成分とＱ成分の両方を考慮している
（すなわち、Ｉ成分ベクトルから算出される内積値とＱ
成分ベクトルから算出される内積値との差や和をＩ総和
値やＱ総和値としている）ため、高精度の干渉除去を行
うことができる。Therefore, for example, claim 3 of the present invention described above.
Similarly to the receiver according to, the interference signal having a relatively high correlation can be removed from the received signal by using the characteristics of the spread signal, and thus the reception quality can be improved. Note that, for example, similar to the receiver according to claim 2 of the present invention, when extracting the interference signal value (the above-mentioned I sum value or Q sum value) included in the I component value or Q component value of the received signal , I component and Q component are both taken into consideration (that is, the inner product value and Q calculated from the I component vector).
Since the difference and sum with the inner product value calculated from the component vector are used as the I sum value and the Q sum value), it is possible to perform interference removal with high accuracy.

【００２３】また、本発明に係る受信機では、次のよう
にして、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と
干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除去す
る。すなわち、算出手段が連続する複数の時刻の受信信
号値から成る受信信号ベクトルと所定のタップ係数ベク
トルとの内積値を算出し、減算手段が対象時刻の受信信
号値から当該対象時刻及び当該対象時刻の前後の連続す
る複数の時刻の受信信号値から成る受信信号ベクトルを
用いて算出手段により算出される内積値を減算し、更新
手段がタップ係数ベクトルの成分の中で対象時刻の受信
信号値に対応する成分をゼロとするとともに当該対象時
刻からのずれが拡散符号の１チップ分以上の所定の時間
以内である時刻の受信信号値に対応する成分をゼロとし
た規則に従って減算手段の減算結果に応じてタップ係数
ベクトルを順次更新することにより、対象時刻の進みに
応じて算出手段により算出される内積値を干渉信号値に
近づける。Further, in the receiver according to the present invention, the interference signal is removed from the received signal including the spread signal spread-modulated by the CDMA system and the interference signal as follows. That is, the calculating means calculates the inner product value of the reception signal vector consisting of the reception signal values of a plurality of consecutive times and the predetermined tap coefficient vector, and the subtracting means calculates the target time and the target time from the reception signal value of the target time. The subtraction is performed on the inner product value calculated by the calculation means using the reception signal vector composed of the reception signal values at a plurality of consecutive times before and after, and the updating means sets the reception signal value at the target time among the components of the tap coefficient vector. The subtraction result of the subtraction means is set according to the rule that the corresponding component is set to zero and the component corresponding to the received signal value at the time when the deviation from the target time is within a predetermined time of one chip or more of the spread code is zero. Accordingly, the tap coefficient vector is sequentially updated so that the inner product value calculated by the calculating means according to the advance of the target time is brought close to the interference signal value.

【００２４】従って、例えば上記した本発明の請求項３
に係る受信機と同様に、対象時刻の受信信号値から減算
される内積値が当該対象時刻に比べて１チップ分以上の
時間ずれた時刻の受信信号値を用いて算出されるため、
比較的相関性の高い干渉信号を受信信号から除去するこ
とができ、これにより、受信品質を向上させることがで
きる。Therefore, for example, the third aspect of the present invention described above.
Similarly to the receiver according to, since the inner product value subtracted from the received signal value at the target time is calculated using the received signal value at the time shifted by one chip or more from the target time,
An interference signal having a relatively high correlation can be removed from the received signal, and thus reception quality can be improved.

【００２５】また、上記の受信機では、上記した受信信
号ベクトルを構成する受信信号値の中でタップ係数ベク
トルのゼロ以外の成分と対応する受信信号値、すなわ
ち、対象時刻に比べて１チップ分以上の時間進んだ時刻
の受信信号値と対象時刻に比べて１チップ分以上の時間
遅れた時刻の受信信号値との両方を用いて干渉信号値
（上記した内積値）を算出しているため、例えば上記し
た本発明の請求項３に係る受信機のように対象時刻に比
べて１チップ分以上の時間進んだ受信信号値のみ或いは
遅れた受信信号値のみを用いて干渉信号値を算出する場
合と比べて、干渉除去の精度を高めることができる。Further, in the above-mentioned receiver, among the received signal values forming the above-mentioned received signal vector, the received signal value corresponding to a component other than zero of the tap coefficient vector, that is, one chip compared with the target time. Because the interference signal value (the above inner product value) is calculated using both the received signal value at the time advanced by the above time and the received signal value at the time delayed by one chip or more from the target time. For example, as in the receiver according to claim 3 of the present invention, the interference signal value is calculated using only the received signal value that is advanced by one chip or more with respect to the target time or only the delayed received signal value. The accuracy of interference removal can be improved as compared with the case.

【００２６】また、本発明に係る受信機では、次のよう
にして、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と
干渉信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該
干渉信号を除去する。すなわち、算出手段が連続する複
数の時刻のＩ成分値から成るＩ成分ベクトルと所定の第
１タップ係数ベクトルとの内積値と当該複数時刻のＱ成
分値から成るＱ成分ベクトルと所定の第２タップ係数ベ
クトルとの内積値との差をＩ総和値として算出するとと
もに、当該Ｑ成分ベクトルと当該第１タップ係数ベクト
ルとの内積値と当該Ｉ成分ベクトルと当該第２タップ係
数ベクトルとの内積値との和をＱ総和値として算出し、
減算手段が対象時刻のＩ成分値から当該対象時刻及び当
該対象時刻の前後の連続する複数の時刻のＩ成分値から
成るＩ成分ベクトル及びこれら複数時刻のＱ成分値から
成るＱ成分ベクトルを用いて算出手段により算出される
Ｉ総和値を減算するとともに、当該対象時刻のＱ成分値
から当該Ｉ成分ベクトル及び当該Ｑ成分ベクトルを用い
て算出手段により算出されるＱ総和値を減算し、更新手
段が第１タップ係数ベクトル及び第２タップ係数ベクト
ルの成分の中で対象時刻のＩ成分値及びＱ成分値に対応
する成分をゼロとするとともに当該対象時刻からのずれ
が拡散符号の１チップ分以上の所定の時間以内である時
刻のＩ成分値及びＱ成分値に対応する成分をゼロとした
規則に従って減算手段の減算結果に応じて第１タップ係
数ベクトル及び第２タップ係数ベクトルを順次更新する
ことにより、対象時刻の進みに応じて算出手段により算
出されるＩ総和値及びＱ総和値をそれぞれ干渉信号値の
Ｉ成分及び干渉信号値のＱ成分に近づける。Further, in the receiver according to the present invention, the interference signal is removed from the I component and Q component of the received signal including the spread signal spread-modulated by the CDMA system and the interference signal as follows. That is, the calculating means calculates the inner product of the I component vector consisting of the I component values at a plurality of consecutive times and the predetermined first tap coefficient vector, the Q component vector consisting of the Q component values at the plurality of times, and the predetermined second tap. The difference between the inner vector value and the coefficient vector is calculated as the I sum value, and the inner product value between the Q component vector and the first tap coefficient vector and the inner product value between the I component vector and the second tap coefficient vector are calculated. Is calculated as the sum of Q values,
The subtracting means uses the I component value composed of the I component value of the target time and the I component value of the target time and a plurality of consecutive times before and after the target time and the Q component vector composed of the Q component values of the plurality of times. The I sum value calculated by the calculating means is subtracted, and the Q sum value calculated by the calculating means using the I component vector and the Q component vector is subtracted from the Q component value at the target time, and the updating means Among the components of the first tap coefficient vector and the second tap coefficient vector, the components corresponding to the I component value and the Q component value at the target time are set to zero, and the deviation from the target time is one chip or more of the spread code. The first tap coefficient vector and the first tap coefficient vector and the By sequentially updating the tap coefficient vector, close to the Q component of the I component and the interference signal value of each interference signal values I sum and Q sum value calculated by the calculating means in response to advance of target time.

【００２７】従って、例えば上記した本発明の請求項５
に係る受信機と同様に、拡散信号の特性を利用すること
で、比較的相関性の高い干渉信号を受信信号から高精度
で除去することができ、これにより、受信品質を向上さ
せることができる。なお、例えば上記した本発明の請求
項４に係る受信機と同様に、受信信号のＩ成分値やＱ成
分値に含まれる干渉信号値を抽出するに際して、Ｉ成分
とＱ成分の両方を考慮しているため、高精度の干渉除去
を行うことができる。Therefore, for example, claim 5 of the present invention described above
Similarly to the receiver according to, the interference signal having a relatively high correlation can be removed from the received signal with high accuracy by using the characteristics of the spread signal, and thus the reception quality can be improved. . Note that, for example, similar to the receiver according to claim 4 of the present invention described above, both the I component and the Q component are taken into consideration when extracting the interference signal value included in the I component value or the Q component value of the received signal. Therefore, it is possible to perform highly accurate interference removal.

【００２８】また、本発明に係る受信機では、次のよう
にして、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と
干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除去す
る。すなわち、算出手段が対象時刻及び当該対象時刻の
前後の連続する複数の時刻の受信信号値から成る受信信
号ベクトルと所定のタップ係数ベクトルとの内積値を算
出し、更新手段がタップ係数ベクトルの成分の中で対象
時刻の受信信号値に対応する成分をゼロ以外の所定値と
するとともに当該対象時刻からのずれが拡散符号の１チ
ップ分以上の所定の時間以内である時刻の受信信号値に
対応する成分をゼロとした規則に従って算出手段の算出
結果に応じてタップ係数ベクトルを順次更新することに
より、対象時刻の進みに応じて算出手段により算出され
る内積値を受信信号値から干渉信号値を減算した値の所
定数倍値に近づける。Further, in the receiver according to the present invention, the interference signal is removed from the received signal including the spread signal spread-modulated by the CDMA system and the interference signal as follows. That is, the calculating means calculates the inner product value of the target time and the reception signal vector consisting of the reception signal values of a plurality of consecutive times before and after the target time and the predetermined tap coefficient vector, and the updating means calculates the component of the tap coefficient vector. The component corresponding to the received signal value at the target time is set to a predetermined value other than zero, and the received signal value at the time when the deviation from the target time is within a predetermined time of one chip or more of the spread code By sequentially updating the tap coefficient vector according to the calculation result of the calculation means according to the rule that the component to be zero, the inner product value calculated by the calculation means according to the advance of the target time is calculated from the received signal value to the interference signal value. The value is approximated to a predetermined multiple of the subtracted value.

【００２９】従って、例えば上記した本発明の請求項５
に係る受信機と同様に、拡散信号の特性を利用すること
で、比較的相関性の高い干渉信号を受信信号から高精度
で除去することができ、この場合に、上記のように対象
時刻の受信信号値に対応するタップ係数ベクトルの成分
をゼロ以外の所定値としているため、当該対象時刻の受
信信号値成分を上記した内積値中に残して当該内積値を
受信信号値から干渉信号値を減算した値の所定数倍値に
近づけることにより、例えば上記した本発明の請求項５
に係る受信機に備えられるような減算手段を省略するこ
とができる。Therefore, for example, claim 5 of the present invention described above.
Similarly to the receiver according to, by using the characteristics of the spread signal, it is possible to remove an interference signal having a relatively high correlation from the received signal with high accuracy. In this case, as described above, Since the component of the tap coefficient vector corresponding to the received signal value is set to a predetermined value other than zero, the received signal value component at the target time is left in the above inner product value and the inner product value is set to the interference signal value from the received signal value. By making the value close to a predetermined multiple of the subtracted value, for example, claim 5 of the present invention described above.
It is possible to omit the subtracting means provided in the receiver according to.

【００３０】なお、上記したゼロ以外の所定値の大きさ
に応じて上記した内積値として得られる信号値（すなわ
ち、受信信号値から干渉信号値を減算した値）の大きさ
を調整することができる。このため、上記したゼロ以外
の所定値としては、例えばシステムの使用状況等により
要求される干渉除去後の信号レベルの大きさに応じて、
任意に設定されればよい。具体的には、例えば上記した
所定値として１を用いると上記した所定数倍値として１
倍した値（すなわち、受信信号値から干渉信号値を減算
した値そのもの）を得ることができ、また、当該所定値
を１以外の値に調整することで上記した所定数倍値を１
倍値以外の値に調整することもできる。The magnitude of the signal value obtained as the inner product value (that is, the value obtained by subtracting the interference signal value from the received signal value) can be adjusted according to the magnitude of the predetermined value other than zero. it can. Therefore, as the above-mentioned predetermined value other than zero, for example, depending on the magnitude of the signal level after interference cancellation required by the system usage conditions,
It may be set arbitrarily. Specifically, for example, when 1 is used as the above-mentioned predetermined value, 1 is obtained as the above-mentioned predetermined multiple value.
It is possible to obtain a multiplied value (that is, a value obtained by subtracting the interference signal value from the received signal value itself), and by adjusting the predetermined value to a value other than 1, the predetermined multiple value is set to 1
It can also be adjusted to a value other than double.

【００３１】また、本発明に係る受信機では、次のよう
にして、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と
干渉信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該
干渉信号を除去する。すなわち、算出手段が対象時刻及
び当該対象時刻の前後の連続する複数の時刻のＩ成分値
から成るＩ成分ベクトルと所定の第１タップ係数ベクト
ルとの内積値とこれら複数時刻のＱ成分値から成るＱ成
分ベクトルと所定の第２タップ係数ベクトルとの内積値
との差をＩ総和値として算出するとともに、当該Ｑ成分
ベクトルと当該第１タップ係数ベクトルとの内積値と当
該Ｉ成分ベクトルと当該第２タップ係数ベクトルとの内
積値との和をＱ総和値として算出し、更新手段が第１タ
ップ係数ベクトルの成分の中で対象時刻のＩ成分値及び
Ｑ成分値に対応する成分をゼロ以外の所定値とするとと
もに当該対象時刻からのずれが拡散符号の１チップ分以
上の所定の時間以内である時刻のＩ成分値及びＱ成分値
に対応する成分をゼロとした規則及び第２タップ係数ベ
クトルの成分の中で対象時刻のＩ成分値及びＱ成分値に
対応する成分をゼロとするとともに当該対象時刻からの
ずれが拡散符号の１チップ分以上の所定の時間以内であ
る時刻のＩ成分値及びＱ成分値に対応する成分をゼロと
した規則に従って算出手段の算出結果に応じて第１タッ
プ係数ベクトル及び第２タップ係数ベクトルを順次更新
することにより、対象時刻の進みに応じて算出手段によ
り算出されるＩ総和値及びＱ総和値をそれぞれＩ成分値
から干渉信号値のＩ成分を減算した値の所定数倍値及び
Ｑ成分値から干渉信号値のＱ成分を減算した値の所定数
倍値に近づける。Further, in the receiver according to the present invention, the interference signal is removed from the I component and Q component of the received signal including the spread signal spread-modulated by the CDMA system and the interference signal as follows. That is, the calculation means is composed of the target time and the inner product value of the I component vector consisting of the I component values at a plurality of consecutive times before and after the target time and the predetermined first tap coefficient vector, and the Q component values at these multiple times. The difference between the inner product value of the Q component vector and the predetermined second tap coefficient vector is calculated as the I sum value, and the inner product value of the Q component vector and the first tap coefficient vector, the I component vector, and the first The sum of the inner product value of the 2-tap coefficient vector and the inner product value is calculated as the Q total value, and the updating means sets the components corresponding to the I component value and the Q component value at the target time to other than zero among the components of the first tap coefficient vector. A rule that makes the components corresponding to the I component value and the Q component value at time when the deviation from the target time is within a predetermined time of one chip or more of the spread code and zero Of the components of the tap coefficient vector, the components corresponding to the I component value and the Q component value at the target time are set to zero, and the deviation from the target time is within a predetermined time of one chip or more of the spread code. By sequentially updating the first tap coefficient vector and the second tap coefficient vector according to the calculation result of the calculating means according to the rule that the components corresponding to the I component value and the Q component value are zero, depending on the advance of the target time. The I sum value and the Q sum value calculated by the calculating means are each a predetermined multiple of a value obtained by subtracting the I component of the interference signal value from the I component value, and a value obtained by subtracting the Q component of the interference signal value from the Q component value. Bring the value close to a predetermined multiple.

【００３２】従って、例えば上記した本発明の請求項７
に係る受信機と同様に、拡散信号の特性を利用すること
で、比較的相関性の高い干渉信号を受信信号から高精度
で除去することができ、この場合に、例えば上記した本
発明の請求項６に係る受信機に備えられるような減算手
段を省略することができる。なお、例えば上記した本発
明の請求項４に係る受信機と同様に、受信信号のＩ成分
値やＱ成分値から干渉信号値のＩ成分やＱ成分を除去す
るに際して、Ｉ成分とＱ成分の両方を考慮しているた
め、高精度の干渉除去を行うことができる。また、上記
したゼロ以外の所定値の意味や上記した所定数倍値の意
味については、例えば上記した本発明の請求項７に係る
受信機の場合と同様である。Therefore, for example, claim 7 of the present invention described above.
Similarly to the receiver according to the present invention, by utilizing the characteristics of the spread signal, it is possible to remove an interference signal having a relatively high correlation from the received signal with high accuracy. The subtraction means provided in the receiver according to Item 6 can be omitted. Note that, for example, similar to the receiver according to claim 4 of the present invention, when removing the I component and the Q component of the interference signal value from the I component value and the Q component value of the received signal, the I component and the Q component are removed. Since both are taken into consideration, highly accurate interference cancellation can be performed. The meaning of the above-mentioned predetermined value other than zero and the meaning of the above-mentioned predetermined multiple value are the same as those of the receiver according to claim 7 of the present invention described above, for example.

【００３３】また、本発明では、例えば上記した本発明
の請求項３〜請求項８に係る受信機において、リセット
手段がタップ係数ベクトルが設定された条件に適合した
場合に当該タップ係数ベクトルを所定の初期ベクトルに
設定する。従って、例えばタップ係数ベクトルの成分が
発散してしまう等といった好ましくない状況に陥ってし
まうであろう徴候が現れた場合に当該タップ係数ベクト
ルを所定の初期ベクトルに設定するような条件を設定し
ておくことにより、タップ係数ベクトルの成分が発散等
してしまうことを防止することができる。Further, according to the present invention, for example, in the receiver according to claim 3 to claim 8 of the present invention, when the reset means meets the condition in which the tap coefficient vector is set, the tap coefficient vector is predetermined. Set to the initial vector of. Therefore, if there is a symptom that may lead to an unfavorable situation such as divergence of components of the tap coefficient vector, set a condition to set the tap coefficient vector to a predetermined initial vector. By setting it, it is possible to prevent the components of the tap coefficient vector from diverging.

【００３４】なお、ここで言うタップ係数ベクトルと
は、上記した本発明の請求項３や請求項５や請求項７に
係る受信機で言うタップ係数ベクトルのことや、上記し
た本発明の請求項４や請求項６や請求項８に係る受信機
で言う第１タップ係数ベクトルのことや第２タップ係数
ベクトルのことを言っている。The tap coefficient vector referred to here is the tap coefficient vector referred to in the receiver according to claim 3, claim 5, or claim 7 of the present invention, or the above-mentioned claim of the present invention. 4 or the first tap coefficient vector or the second tap coefficient vector referred to in the receiver according to claim 6 or claim 8.

【００３５】[0035]

【発明の実施の形態】本発明の第１実施例を図面を参照
して説明する。なお、本例に係る受信機の要部は受信信
号から干渉信号を除去する構成であるため、以下では、
主として当該構成について説明する。図１には、本発明
に係る受信機に備えられる干渉除去回路の一例を示して
あり、この回路には、受信信号を遅延させる遅延素子１
と、後述するフィルタタップ係数演算制御部４からのタ
ップ係数制御信号に従って遅延した受信信号から干渉信
号成分を抽出する適応フィルタ２と、受信信号から当該
干渉信号成分を除去する減算器３と、減算器３からの出
力信号と遅延した受信信号とに基づくタップ係数制御信
号を適応フィルタ２へ出力するフィルタタップ係数演算
制御部４とが備えられている。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION A first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. Since the main part of the receiver according to the present example is configured to remove the interference signal from the received signal, in the following,
The configuration will be mainly described. FIG. 1 shows an example of an interference canceling circuit provided in a receiver according to the present invention. This circuit includes a delay element 1 for delaying a received signal.
An adaptive filter 2 for extracting an interference signal component from a reception signal delayed according to a tap coefficient control signal from a filter tap coefficient calculation control unit 4 described later, a subtractor 3 for removing the interference signal component from the reception signal, and subtraction The filter tap coefficient calculation control unit 4 outputs a tap coefficient control signal based on the output signal from the device 3 and the delayed reception signal to the adaptive filter 2.

【００３６】同図に示した回路の構成例及び動作例を説
明する。この回路には受信機により受信した信号ｒ
（ｔ）が入力され、この入力信号ｒ（ｔ）には、例えば
ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と狭帯域を
用いた通信方式による干渉信号（例えばＦＭ変調信号）
が含まれている。ここで、ｔは時刻を示しており、本例
では１サンプル時間を最小単位とする整数の離散値であ
るとする。A configuration example and an operation example of the circuit shown in the figure will be described. This circuit has the signal r received by the receiver
(T) is input, and as the input signal r (t), a spread signal spread-modulated by, for example, a CDMA system and an interference signal by a communication system using a narrow band (for example, an FM-modulated signal) are input.
It is included. Here, t indicates time, and in this example, it is assumed that it is an integer discrete value having one sample time as a minimum unit.

【００３７】上記した入力信号ｒ（ｔ）は、まず２つの
信号に分配されて、一方の信号が遅延素子１に入力され
る一方、他方の信号が減算器３に入力される。遅延素子
１は入力した信号を拡散符号の１チップ分の時間幅以上
遅延させて出力する機能を有しており、本例では、この
機能により、受信信号を分配して得られる２つの信号間
に拡散符号の１チップ分以上の時間差を与える時間差手
段が構成されている。なお、この時間差としては、例え
ば当該２つの信号間で拡散信号の相関成分をなくすこと
ができ、且つ、除去しようとする干渉信号の相関成分を
残すことができる程度の値に予め設定されている。The above-mentioned input signal r (t) is first divided into two signals, one of which is input to the delay element 1 and the other of which is input to the subtractor 3. The delay element 1 has a function of delaying an input signal by a time width corresponding to one chip of the spread code and outputting the delayed signal. In this example, this function causes a delay between two signals obtained by distributing a received signal. Further, a time difference means for providing a time difference of one chip or more of the spread code is configured. It should be noted that this time difference is set in advance to such a value that the correlation component of the spread signal can be eliminated between the two signals and the correlation component of the interference signal to be removed can be left. .

【００３８】具体的には、遅延素子１から出力される信
号はｒ（ｔ−τ）と表され、ここで、τは遅延素子１に
より与えられる遅延時間である。遅延素子１から出力さ
れる信号ｒ（ｔ−τ）は適応フィルタ２及びフィルタタ
ップ係数演算制御部４に入力される。Specifically, the signal output from the delay element 1 is represented by r (t-τ), where τ is the delay time given by the delay element 1. The signal r (t−τ) output from the delay element 1 is input to the adaptive filter 2 and the filter tap coefficient calculation control unit 4.

【００３９】図２には、適応フィルタ２の構成例を示し
てある。同図に示した適応フィルタ２には、例えば直列
に並べられた（ｎ−１）個の記憶素子Ｓ1〜Ｓn-1から構
成されるシフトレジスタと、ｎ個の乗算器Ｊ1〜Ｊnと、
（ｎ−１）個の加算器Ｋ1〜Ｋn-1とが備えられている。
なお、ｎはフィルタタップ数である。FIG. 2 shows a configuration example of the adaptive filter 2. The adaptive filter 2 shown in the figure includes, for example, a shift register composed of (n-1) storage elements S1 to Sn-1 arranged in series, n multipliers J1 to Jn,
(N-1) adders K1 to Kn-1 are provided.
Note that n is the number of filter taps.

【００４０】シフトレジスタには遅延素子１から出力さ
れる信号ｒ（ｔ−τ）が入力され、この信号が複数の記
憶素子Ｓ1〜Ｓn-1に時系列的に格納される。また、各記
憶素子Ｓ1〜Ｓn-1に格納される信号は順次後続する記憶
素子へシフトされていく。具体的に、例えばシフトレジ
スタに入力される信号ｒ（ｔ−τ）の当該シフトレジス
タ内における系列ｕ（ｔ）は式１で示される。ここで、
ｕ（ｔ）はベクトルである。なお、本明細書では、信号
等を表すものとして用いる記号がベクトルである旨や行
列である旨を示さない場合には、当該記号はスカラーで
あるとする。A signal r (t-τ) output from the delay element 1 is input to the shift register, and this signal is stored in a plurality of storage elements S1 to Sn-1 in time series. Further, the signals stored in the respective storage elements S1 to Sn-1 are sequentially shifted to the succeeding storage elements. Specifically, for example, the sequence u (t) of the signal r (t−τ) input to the shift register in the shift register is represented by Expression 1. here,
u (t) is a vector. In the present specification, when it is not indicated that a symbol used to represent a signal or the like is a vector or a matrix, the symbol is a scalar.

【００４１】[0041]

【数１】 [Equation 1]

【００４２】ここで、信号ｒ１は或る時刻にシフトレジ
スタに入力される信号であり、いずれの記憶素子Ｓ1〜
Ｓn-1も通過せずに乗算器Ｊ1へ出力される信号である。
また、信号ｒ２〜ｒｎはそれぞれ当該時刻に各記憶素子
Ｓ1〜Ｓn-1から出力される信号であり、それぞれ各乗算
器Ｊ2〜Ｊnへ出力される信号である。Here, the signal r1 is a signal input to the shift register at a certain time, and any of the storage elements S1 to S1.
This signal is output to the multiplier J1 without passing through Sn-1.
The signals r2 to rn are signals output from the storage elements S1 to Sn-1 at the times, respectively, and are signals output to the multipliers J2 to Jn, respectively.

【００４３】各乗算器Ｊ1〜Ｊnにはそれぞれ上記した各
信号ｒ１〜ｒｎが入力されるとともに、後述するフィル
タタップ係数演算制御部４からの各タップ係数制御信号
ｈ１〜ｈｎが入力され、各乗算器Ｊ1〜Ｊnでは入力した
２つの信号を乗算して（すなわち、各信号ｒ１〜ｒｎを
各タップ係数制御信号ｈ１〜ｈｎで重み付けして）当該
乗算結果を加算器Ｋ1〜Ｋn-1へ出力する。ここで、フィ
ルタタップ係数演算制御部４から出力されるフィルタタ
ップ係数系列ｈ（ｔ）は式２で示される。なお、ｈ
（ｔ）はベクトルである。The multipliers J1 to Jn are supplied with the signals r1 to rn, respectively, and also with the tap coefficient control signals h1 to hn from the filter tap coefficient calculation control unit 4 which will be described later, and the multiplications are performed. In the devices J1 to Jn, the two input signals are multiplied (that is, the signals r1 to rn are weighted by the tap coefficient control signals h1 to hn), and the multiplication result is output to the adders K1 to Kn-1. . Here, the filter tap coefficient sequence h (t) output from the filter tap coefficient calculation control unit 4 is represented by Expression 2. Note that h
(T) is a vector.

【００４４】[0044]

【数２】 [Equation 2]

【００４５】また、各乗算器Ｊ1〜Ｊnから出力される乗
算結果は加算器Ｋ1〜Ｋn-1により総和され、当該総和結
果が適応フィルタ２から出力される。ここで、後述する
ように本例のフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）は、当該
総和結果が受信信号中に含まれる干渉信号成分と同じ信
号となるように、フィルタタップ係数演算制御部４によ
り逐次更新される。具体的に、適応フィルタ２から出力
される信号（すなわち、上記した総和結果）ＦＭ（ｔ）
は式３で示される。ここで、式３中のΣは和を表してい
る。The multiplication results output from the multipliers J1 to Jn are summed up by the adders K1 to Kn-1, and the summation result is output from the adaptive filter 2. Here, as will be described later, the filter tap coefficient sequence h (t) of this example is sequentially processed by the filter tap coefficient calculation control unit 4 so that the summation result becomes the same signal as the interference signal component included in the received signal. Will be updated. Specifically, the signal output from the adaptive filter 2 (that is, the summation result described above) FM (t)
Is shown in Equation 3. Here, Σ in Expression 3 represents the sum.

【００４６】[0046]

【数３】 [Equation 3]

【００４７】なお、本明細書で用いる記号“＊”は、当
該記号の前後に配置される記号がそれぞれスカラーであ
るかベクトルであるか行列であるかに応じて、例えばス
カラー同士の乗算や、ベクトル同士の乗算や、行列同士
の乗算や、スカラーとベクトルとの乗算や、スカラーと
行列との乗算や、ベクトルと行列との乗算を示す。特
に、ベクトル同士の乗算は、２つのベクトルの内積値を
算出する演算を表している。The symbol "*" used in the present specification, for example, depends on whether the symbols arranged before and after the symbol are a scalar, a vector, or a matrix. It shows multiplication of vectors, multiplication of matrices, multiplication of scalars and vectors, multiplication of scalars and matrices, and multiplication of vectors and matrices. In particular, multiplication between vectors represents an operation for calculating the inner product value of two vectors.

【００４８】上記のようにして適応フィルタ２では、フ
ィルタタップ係数演算制御部４からのタップ係数制御信
号に応じて、入力した遅延信号ｒ（ｔ−τ）から上記し
た干渉信号成分を抽出し、干渉波抽出信号ＦＭ（ｔ）と
して減算器３へ出力する。本例では、上記した適応フィ
ルタ２の機能により、連続する複数の時刻の受信信号値
から成る受信信号ベクトルと所定のタップ係数ベクトル
との内積値を算出する算出手段が構成されている。な
お、本例では、上記したｕ（ｔ）が連続する複数の時刻
の受信信号値ｒ１〜ｒｎから成る受信信号ベクトルに相
当し、上記したｈ（ｔ）がタップ係数ベクトルに相当
し、上記したＦＭ（ｔ）が内積値に相当する。As described above, the adaptive filter 2 extracts the above-mentioned interference signal component from the input delay signal r (t-τ) according to the tap coefficient control signal from the filter tap coefficient calculation control section 4, The interference wave extraction signal FM (t) is output to the subtractor 3. In this example, the function of the adaptive filter 2 described above constitutes a calculating unit that calculates the inner product value of the reception signal vector composed of the reception signal values at a plurality of consecutive times and the predetermined tap coefficient vector. In this example, u (t) described above corresponds to a received signal vector composed of received signal values r1 to rn at a plurality of consecutive times, and h (t) described above corresponds to a tap coefficient vector, and FM (t) corresponds to the inner product value.

【００４９】減算器３は遅延していない入力信号ｒ
（ｔ）と適応フィルタ２からの出力信号ＦＭ（ｔ）とを
入力し、当該入力信号ｒ（ｔ）から当該出力信号ＦＭ
（ｔ）を減算して当該減算結果ｅ（ｔ）を出力する機能
を有している。ここで、上記した減算結果ｅ（ｔ）は本
例の干渉除去回路から出力される信号であり、式４で示
される。The subtractor 3 receives the undelayed input signal r
(T) and the output signal FM (t) from the adaptive filter 2 are input, and the output signal FM from the input signal r (t).
It has a function of subtracting (t) and outputting the subtraction result e (t). Here, the subtraction result e (t) described above is a signal output from the interference canceling circuit of the present example, and is represented by Expression 4.

【００５０】[0050]

【数４】 [Equation 4]

【００５１】本例では、後述するフィルタタップ係数演
算制御部４からのタップ係数制御信号が逐次更新される
ことで、上記した干渉波抽出信号ＦＭ（ｔ）が受信信号
中の干渉信号と同じ信号となるため、上記した減算結果
ｅ（ｔ）は受信信号から当該干渉信号を除去した信号、
すなわちＣＤＭＡ方式による拡散信号となる。In this example, the above-mentioned interference wave extraction signal FM (t) is the same signal as the interference signal in the received signal by successively updating the tap coefficient control signal from the filter tap coefficient calculation control unit 4 described later. Therefore, the subtraction result e (t) described above is the signal obtained by removing the interference signal from the received signal,
That is, the spread signal is based on the CDMA system.

【００５２】フィルタタップ係数演算制御部４には遅延
素子１から出力される信号ｒ（ｔ−τ）と減算器３から
出力される信号ｅ（ｔ）とが入力され、フィルタタップ
係数演算制御部４はこれらの信号を用いて、適応フィル
タ２から出力される信号ＦＭ（ｔ）が干渉信号成分と同
じ信号になるようなタップ係数制御信号を演算し、演算
したタップ係数制御信号を適応フィルタ２へ出力する機
能を有している。The signal r (t-τ) output from the delay element 1 and the signal e (t) output from the subtractor 3 are input to the filter tap coefficient operation control section 4, and the filter tap coefficient operation control section is supplied. 4 uses these signals to calculate a tap coefficient control signal such that the signal FM (t) output from the adaptive filter 2 becomes the same signal as the interference signal component, and the calculated tap coefficient control signal is applied to the adaptive filter 2 It has a function to output to.

【００５３】本例のフィルタタップ係数演算制御部４で
は例えばＬＭＳ（Least Mean Square）やＲＬＳ（Recur
sive Least Square）等のアルゴリズムを用いて上記し
たタップ係数制御信号を演算することができ、本例では
一例として、ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合を説明
し、また、ＲＬＳアルゴリズムを用いた場合についても
後述する。まず、ＬＭＳの一般式を説明する。ＬＭＳの
更新式は一般に式５で示される。In the filter tap coefficient calculation control section 4 of this example, for example, LMS (Least Mean Square) or RLS (Recur) is used.
The above tap coefficient control signal can be calculated using an algorithm such as sive Least Square). In this example, the case where the LMS algorithm is used will be described, and the case where the RLS algorithm is used will be described later. To do. First, the general formula of LMS will be described. The LMS update equation is generally shown in equation 5.

【００５４】[0054]

【数５】 [Equation 5]

【００５５】ここで、ｈ（ｔ）は時刻ｔにおけるフィル
タタップ係数系列であり、μは収束の時間や精度に関係
する係数であるステップサイズパラメータであり、ｅ
（ｔ）は時刻ｔにおけるエラー信号であり、ｕ（ｔ）は
時刻ｔにおける入力信号系列である。また、上記したエ
ラー信号ｅ（ｔ）は一般には式６で示される。Here, h (t) is a filter tap coefficient sequence at time t, μ is a step size parameter which is a coefficient related to convergence time and accuracy, and e
(T) is the error signal at time t, and u (t) is the input signal sequence at time t. Further, the above-mentioned error signal e (t) is generally expressed by Equation 6.

【００５６】[0056]

【数６】 [Equation 6]

【００５７】ここで、ｄ（ｔ）は通常ユニークワードや
トレーニング信号と呼ばれるものであり、送信側と受信
側とで予め定められた既知の信号が用いられる。上記式
５や式６を用いた演算アルゴリズムでは、フィルタタッ
プ係数系列を逐次更新することで、エラー信号ｅ（ｔ）
を０に収束させることができる。Here, d (t) is usually called a unique word or a training signal, and a known signal predetermined by the transmitting side and the receiving side is used. In the calculation algorithm using the above equations 5 and 6, the error signal e (t) is obtained by sequentially updating the filter tap coefficient sequence.
Can be converged to zero.

【００５８】次に、上記のＬＭＳアルゴリズムを本例に
当てはめた場合を説明する。上記した式５を本例の場合
に当てはめると、ｈ（ｔ）はフィルタタップ係数演算制
御部４から適応フィルタ２へ出力されるフィルタタップ
係数系列であり、ｕ（ｔ）は遅延素子１からフィルタタ
ップ係数演算制御部４へ出力される信号系列（上記式１
に示したもの）である。また、本例では、上記したエラ
ー信号ｅ（ｔ）として減算器３から出力される信号（上
記式４に示したもの）を用いており、これが本例の干渉
除去回路における特徴点となっている。Next, a case where the above LMS algorithm is applied to this example will be described. When Equation 5 above is applied to this example, h (t) is a filter tap coefficient sequence output from the filter tap coefficient calculation control unit 4 to the adaptive filter 2, and u (t) is a delay tap from the delay element 1. A signal sequence output to the tap coefficient calculation control unit 4 (Equation 1 above)
(Shown in). Further, in this example, the signal output from the subtracter 3 (shown in the above equation 4) is used as the above-mentioned error signal e (t), and this is a characteristic point in the interference canceling circuit of this example. There is.

【００５９】まず、仮に、遅延素子１が備えられていな
い場合を考えると、上記した演算アルゴリズムはエラー
信号ｅ（ｔ）を０に近づけるため、減算器３から出力さ
れる信号ｅ（ｔ）は０に収束し、受信信号中の干渉信号
ばかりでなくＣＤＭＡ方式による拡散信号までをも除去
するフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）が生成されてしま
う。First, considering the case where the delay element 1 is not provided, the above-mentioned arithmetic algorithm brings the error signal e (t) close to 0, so that the signal e (t) output from the subtractor 3 is A filter tap coefficient sequence h (t) that converges to 0 and removes not only the interference signal in the received signal but also the spread signal by the CDMA system is generated.

【００６０】一方、本例では上記した遅延素子１が備え
られているため、遅延素子１からフィルタタップ係数演
算制御部４に入力される信号ｒ（ｔ−τ）と減算器３を
介してフィルタタップ係数演算制御部４に入力される信
号ｅ（ｔ）との間には遅延時間τの時間差がある。On the other hand, in this example, since the delay element 1 described above is provided, the signal r (t-τ) input from the delay element 1 to the filter tap coefficient calculation control section 4 and the filter via the subtracter 3 are used. There is a time difference of delay time τ between the signal e (t) input to the tap coefficient calculation control unit 4.

【００６１】ここで、例えばＣＤＭＡ方式による拡散信
号ｒ（ｔ）と当該信号に比べて１チップ時間以上遅延し
た拡散信号ｒ（ｔ−τ）とは無相関の信号となるため、
上記した演算アルゴリズムではエラー信号ｅ（ｔ）を０
に収束させようとする場合に、ｕ（ｔ）の拡散信号成分
はｒ（ｔ）と無相関になっていることから誤差ｅ（ｔ）
となって残る。一方、チップデータに比べて時間的に緩
やかに変動する干渉信号成分は例えば数チップ時間程度
の遅延があっても相関を有するため、当該干渉信号成分
のみを受信信号から除去することができるフィルタタッ
プ係数系列ｈ（ｔ）が生成される。Here, for example, the spread signal r (t) according to the CDMA system and the spread signal r (t-τ) delayed by one chip time or more from the signal are uncorrelated signals.
In the above calculation algorithm, the error signal e (t) is set to 0.
In the case of attempting to converge on the error e (t), the spread signal component of u (t) is uncorrelated with r (t).
Remains. On the other hand, an interference signal component that changes more slowly with time than chip data has a correlation even if there is a delay of, for example, several chip times, so a filter tap that can remove only the interference signal component from the received signal A coefficient sequence h (t) is generated.

【００６２】すなわち、本例に適用した上記の演算アル
ゴリズムでは、ｕ（ｔ）とｅ（ｔ）とで相関のある成分
（すなわち、干渉信号成分）を適応フィルタ２からの出
力信号中に残す一方、相関のない成分（すなわち、拡散
信号成分）については適応フィルタ２からの出力信号中
に残さないようなフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）を生
成することができる。このような演算アルゴリズムによ
り、本例の適応フィルタ２では受信信号中の干渉信号成
分のみを抽出して減算器３へ出力することができ、減算
器３では受信信号から干渉信号成分のみを除去した信号
（すなわち、ＣＤＭＡ方式による拡散信号）を出力する
ことができる。That is, in the above-mentioned arithmetic algorithm applied to this example, a component having a correlation between u (t) and e (t) (that is, an interference signal component) is left in the output signal from the adaptive filter 2. A filter tap coefficient sequence h (t) that does not remain in the output signal from the adaptive filter 2 can be generated for a component having no correlation (that is, a spread signal component). With such a calculation algorithm, the adaptive filter 2 of this example can extract only the interference signal component in the received signal and output it to the subtractor 3, and the subtractor 3 removes only the interference signal component from the received signal. A signal (that is, a spread signal according to the CDMA system) can be output.

【００６３】本例では、上記したフィルタタップ係数演
算制御部４からのタップ係数制御信号により適応フィル
タ２が受信信号中の比較的相関のある干渉信号成分を抽
出することにより、時間差を与えた２つの信号間で相関
のある信号成分を干渉信号成分として抽出する抽出手段
が構成されている。In this example, the adaptive filter 2 extracts a relatively correlated interference signal component from the received signal by the tap coefficient control signal from the filter tap coefficient calculation control unit 4 to give a time difference of 2 An extracting unit is configured to extract a signal component having correlation between two signals as an interference signal component.

【００６４】また、本例では、上記した減算器３の機能
により、抽出した干渉信号成分を受信信号から除去する
除去手段、及び、対象時刻の受信信号値から当該対象時
刻に比べて拡散符号の１チップ分以上の所定時間ずれた
連続する複数の時刻の受信信号値から成る受信信号ベク
トルを用いて算出手段により算出される内積値を減算す
る減算手段が構成されている。なお、本例では、上記し
たｒ（ｔ）が対象時刻の受信信号値に相当し、上記した
ｕ（ｔ）が対象時刻に比べて拡散符号の１チップ分以上
の所定時間ずれた連続する複数の時刻の受信信号値ｒ
（ｔ−τ）〜ｒ（ｔ−τ−ｎ＋１）から成る受信信号ベ
クトルに相当し、減算手段では対象時刻の受信信号値ｒ
（ｔ）から上記した内積値ＦＭ（ｔ）を減算している。Further, in this example, the function of the subtracter 3 described above removes the extracted interference signal component from the received signal, and the spread signal from the received signal value at the target time compared to the target time. The subtraction means is configured to subtract the inner product value calculated by the calculation means using the reception signal vector composed of the reception signal values at a plurality of consecutive time points which are offset by a predetermined time of one chip or more. In the present example, the above-mentioned r (t) corresponds to the received signal value at the target time, and the above-mentioned u (t) shifts from the target time by a predetermined time that is equal to or more than one chip of the spread code. Received signal value r at time
It corresponds to a received signal vector consisting of (t−τ) to r (t−τ−n + 1), and the subtraction means receives the received signal value r at the target time.
The above inner product value FM (t) is subtracted from (t).

【００６５】また、本例では、上記したフィルタタップ
係数演算制御部４の機能により、設定された規則に従っ
て減算手段の減算結果に応じてタップ係数ベクトルを順
次更新することにより、対象時刻の進みに応じて算出手
段により算出される内積値を干渉信号値に近づける更新
手段が構成されている。なお、本例では、設定された規
則としてＬＭＳアルゴリズムを用いており、上記したｅ
（ｔ）が減算手段の減算結果に相当する。また、本例の
ようにＬＭＳアルゴリズム等を用いた場合には、タップ
係数ベクトルｈ（ｔ）が対象時刻ｔの進みに応じて順次
更新されることにより、上記した内積値ＦＭ（ｔ）が次
第に干渉信号値に近づいていく。Further, in this example, the function of the filter tap coefficient calculation control section 4 described above updates the tap coefficient vector in accordance with the subtraction result of the subtraction means in accordance with the set rule, thereby advancing the target time. Accordingly, updating means is configured to bring the inner product value calculated by the calculating means closer to the interference signal value. In this example, the LMS algorithm is used as the set rule, and the above-mentioned e
(T) corresponds to the subtraction result of the subtraction means. When the LMS algorithm or the like is used as in this example, the tap coefficient vector h (t) is sequentially updated according to the progress of the target time t, so that the above inner product value FM (t) gradually increases. Approaching the interference signal value.

【００６６】以上のように、本例の受信機では、拡散信
号の特性を利用することで、ＣＤＭＡ方式により拡散変
調された拡散信号と干渉信号とを含む受信信号から当該
干渉信号を除去することができ、これにより、受信品質
の劣化を防ぎ、受信品質を向上させることができる。As described above, in the receiver of this example, the interference signal is removed from the received signal including the spread signal and the interference signal spread-modulated by the CDMA system by using the characteristics of the spread signal. As a result, it is possible to prevent deterioration of reception quality and improve reception quality.

【００６７】なお、本例では好ましい態様として上記図
１に示したように減算器３から出力される信号を遅延さ
せない構成を示したが、例えば後述する第２実施例の説
明で用いられる図３に示すように減算器１３に入力され
る受信信号を遅延素子１１により遅延させる一方、適応
フィルタ１２やフィルタタップ係数演算制御部１４に入
力される受信信号を遅延させないような構成によっても
上記と同様な効果を得ることができる。ここで、図３に
示した構成は、遅延素子１１が減算器１３側に備えられ
ているといった点を除いては、上記図１に示した構成と
ほぼ同様である。In this example, as a preferred mode, the configuration in which the signal output from the subtractor 3 is not delayed as shown in FIG. 1 is shown. However, for example, FIG. Even if the received signal input to the subtractor 13 is delayed by the delay element 11 while the received signal input to the adaptive filter 12 or the filter tap coefficient calculation control unit 14 is not delayed as shown in FIG. It is possible to obtain various effects. Here, the configuration shown in FIG. 3 is substantially the same as the configuration shown in FIG. 1 above, except that the delay element 11 is provided on the subtractor 13 side.

【００６８】また、上記したＬＭＳアルゴリズム以外の
アルゴリズムを用いて上記と同様な干渉除去の効果を得
ることもでき、一例として、上記図１に示した構成にお
いてＲＬＳアルゴリズムを用いた場合の更新式の具体例
を示しておく。なお、以下では、説明の便宜上から、上
記したｕ（ｔ）やｈ（ｔ）やｅ（ｔ）やｄ（ｔ）やｒ
（ｔ）に相当するものについては同じ符号を用いて示
す。It is also possible to obtain the same interference removal effect as described above by using an algorithm other than the above LMS algorithm. As an example, the update formula of the case where the RLS algorithm is used in the configuration shown in FIG. A specific example will be shown. In the following, for convenience of description, the above u (t), h (t), e (t), d (t), r
Parts corresponding to (t) are indicated by the same reference numerals.

【００６９】例えば、上記式１で示したｕ（ｔ）と同様
な成分から成るｎ行１列のベクトルを入力系列ｕ（ｔ）
とし、上記式２で示したｈ（ｔ）と同様にｎ個のフィル
タタップ係数から成るｎ行１列のベクトルをフィルタタ
ップ係数系列ｈ（ｔ）とする。また、上記式６に示した
エラー信号ｅ（ｔ）に相当するものとして、ＲＬＳにお
けるエラー信号ｅ（ｔ）は式７で示される。なお、ｕ^T
（ｔ）はｕ（ｔ）を転置したものを示す。For example, an n-row, 1-column vector composed of components similar to u (t) shown in the above equation 1 is input sequence u (t).
Then, a vector of n rows and 1 column consisting of n filter tap coefficients is defined as a filter tap coefficient series h (t), similar to h (t) shown in the above equation 2. Further, the error signal e (t) in RLS is expressed by Expression 7 as a signal equivalent to the error signal e (t) expressed by Expression 6 above. Note that u ^T
(T) shows a transposed version of u (t).

【００７０】[0070]

【数７】 [Equation 7]

【００７１】ここで、本例では、ｄ（ｔ）としては例え
ば減算器３に入力される受信信号ｒ（ｔ）が用いられ、
また、上記式７中のｕ^T（ｔ）＊ｈ（ｔ）が適応フィル
タ２から出力される干渉波抽出信号に相当する。すなわ
ち、上記したＬＭＳアルゴリズムを用いた場合と同様
に、上記式７に示したエラー信号ｅ（ｔ）としては減算
器３から出力される信号が用いられ、これが本例の特徴
点となっている。なお、上記したＬＭＳアルゴリズムを
用いた場合と同様に、遅延素子１が備えられていない場
合にはエラー信号ｅ（ｔ）は０に収束する。In this example, the received signal r (t) input to the subtractor 3 is used as d (t),
Further, u ^T (t) * h (t) in the above equation 7 corresponds to the interference wave extraction signal output from the adaptive filter 2. That is, as in the case of using the above LMS algorithm, the signal output from the subtractor 3 is used as the error signal e (t) shown in the above equation 7, which is the characteristic point of this example. . As in the case of using the above LMS algorithm, the error signal e (t) converges to 0 when the delay element 1 is not provided.

【００７２】また、例えばｎ行ｎ列の行列である係数誤
差相関行列Ｐ（ｔ）及びｎ行１列のベクトルであるゲイ
ンベクトルｋ（ｔ）を用いて、ＲＬＳの更新式は式８〜
式１０で示される。Further, for example, by using the coefficient error correlation matrix P (t) which is a matrix of n rows and n columns and the gain vector k (t) which is a vector of n rows and 1 column, the update formula of RLS is expressed by Equations 8 to
It is shown in Equation 10.

【００７３】[0073]

【数８】 [Equation 8]

【００７４】[0074]

【数９】 [Equation 9]

【００７５】[0075]

【数１０】 [Equation 10]

【００７６】また、上記したフィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ）の初期値ｈ（０）としては例えば式１１に示すよ
うにゼロベクトルが用いられ、上記した係数誤差相関行
列Ｐ（ｔ）の初期値Ｐ（０）としては例えば式１２に示
すように行数と列数とが一致する対角要素が全て正の実
数ｃであってそれ以外の要素が０である行列が用いられ
る。なお、ｈ^T（０）はｈ（０）を転置したものを示
す。また、式１２中のＩは行数と列数とが一致する対角
要素が全て１であってそれ以外の要素が０であるｎ行ｎ
列の行列を示す。Further, the above filter tap coefficient sequence h
For example, a zero vector is used as the initial value h (0) of (t) as shown in Expression 11, and the initial value P (0) of the coefficient error correlation matrix P (t) is as shown in Expression 12, for example. A matrix is used in which all diagonal elements having the same number of rows and the same number of columns are positive real numbers c and the other elements are 0. Note that h ^T (0) represents a transposed version of h (0). Further, I in Expression 12 is n row n in which all diagonal elements whose number of rows and number of columns match are 1 and other elements are 0.
Indicates a matrix of columns.

【００７７】[0077]

【数１１】 [Equation 11]

【００７８】[0078]

【数１２】 [Equation 12]

【００７９】以上に示したＲＬＳの更新式に従ってフィ
ルタタップ係数演算制御部４がフィルタタップ係数系列
ｈ（ｔ）を順次更新することで、例えば上記したＬＭＳ
アルゴリズムを用いた場合と同様に、適応フィルタ２か
ら出力される信号を次第に実際の干渉信号成分に近づけ
ることができ、これにより、ＣＤＭＡ方式により拡散変
調された拡散信号と干渉信号とを含む受信信号から当該
干渉信号を除去することができる。By the filter tap coefficient operation control unit 4 sequentially updating the filter tap coefficient sequence h (t) according to the above-described RLS update formula, for example, the above LMS
Similar to the case where the algorithm is used, the signal output from the adaptive filter 2 can be gradually brought closer to the actual interference signal component, whereby the received signal including the spread signal and the interference signal spread-modulated by the CDMA system. Can remove the interference signal.

【００８０】次に、本発明の第２実施例を図３を参照し
て説明する。同図には、本発明に係る受信機に備えられ
る干渉除去回路の一例を示してあり、この回路には、例
えば上記第１実施例の図１に示したものとほぼ同様な機
能を有する遅延素子１１や適応フィルタ１２や減算器１
３やフィルタタップ係数演算制御部１４が備えられてい
る。Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 shows an example of an interference canceling circuit provided in a receiver according to the present invention. This circuit has a delay function having substantially the same function as that shown in FIG. 1 of the first embodiment. Element 11, adaptive filter 12, subtractor 1
3 and a filter tap coefficient calculation control unit 14 are provided.

【００８１】ここで、図３に示した本例の構成は、遅延
素子１１が減算器１３側に備えられているといった点を
除いては、上記図１に示した構成とほぼ同様であるた
め、以下では主として、上記第１実施例の場合とは異な
る構成や動作について説明する。また、本例では、例え
ばＬＭＳアルゴリズムを用いた場合を例として示すが、
上記第１実施例で示したように他のアルゴリズムを用い
ることもできる。The configuration of this example shown in FIG. 3 is almost the same as the configuration shown in FIG. 1 except that the delay element 11 is provided on the subtracter 13 side. The following mainly describes the configuration and operation different from those of the first embodiment. Further, in this example, the case where the LMS algorithm is used is shown as an example.
Other algorithms may be used as shown in the first embodiment.

【００８２】本例では、遅延素子１１により遅延させら
れた受信信号ｒ（ｔ−τ）が減算器１３に入力される一
方、遅延させられていない受信信号ｒ（ｔ）が適応フィ
ルタ１２やフィルタタップ係数演算制御部１４に入力さ
れる。ここで、τは遅延素子１１により与えられる遅延
時間であり、本例では、この遅延時間τとして、適応フ
ィルタ１２のフィルタタップ数ｎの半分程度の時間、す
なわち、（ｎ／２）サンプル時間程度の時間が設定され
ている。また、本例では、この遅延時間τとして、拡散
符号の１チップ分の時間に比べて大きな時間が設定され
ている。In this example, the received signal r (t-τ) delayed by the delay element 11 is input to the subtractor 13, while the undelayed received signal r (t) is received by the adaptive filter 12 and the filter. It is input to the tap coefficient calculation control unit 14. Here, τ is the delay time given by the delay element 11, and in this example, the delay time τ is about half the number n of filter taps of the adaptive filter 12, that is, about (n / 2) sample time. The time is set. Further, in this example, the delay time τ is set to be larger than the time for one chip of the spread code.

【００８３】具体的に、例えば適応フィルタ１２のシフ
トレジスタに入力される信号ｒ（ｔ）の当該シフトレジ
スタ内における系列ｕ（ｔ）は式１３で示される。な
お、ｕ（ｔ）はベクトルである。上記したように、ｒ１
〜ｒｎの中には例えばｒ(n/2)付近にｒ（ｔ−τ）が含
まれており、ｒ（ｔ−τ）とｒ（ｔ）との時間差τ及び
ｒ（ｔ−τ）とｒ（ｔ−ｎ＋１）との時間差（ｎ−１−
τ）が共に拡散符号の１チップ分の時間差に比べて大き
くなっている。Specifically, for example, the sequence u (t) of the signal r (t) input to the shift register of the adaptive filter 12 in the shift register is expressed by equation 13. Note that u (t) is a vector. As mentioned above, r1
˜rn includes r (t−τ) near r (n / 2), for example, and the time difference τ between r (t−τ) and r (t) and r (t−τ) Time difference (n−1−) from r (t−n + 1)
Both τ) are larger than the time difference for one chip of the spread code.

【００８４】[0084]

【数１３】 [Equation 13]

【００８５】また、本例のフィルタタップ係数演算制御
部１４は、例えば式１４に示すように、ｒ（ｔ−τ）に
対応するフィルタタップ係数ｈ(τ+1)を０とするととも
に当該フィルタタップ係数ｈ(τ+1)の前後のそれぞれα
個のフィルタタップ係数を０とする規則に従ってフィル
タタップ係数系列ｈ（ｔ）を順次更新して適応フィルタ
１２へ出力する。ここで、αとしては例えば拡散符号の
１チップ分以上の所定時間に相当する個数が設定され、
すなわち、本例では、上記したフィルタタップ係数ｈ
(τ+1)を中心としてｒ（ｔ−τ）と相関のある全ての受
信信号値ｒｘに対応するフィルタタップ係数ｈ(τ+1-
α) 〜ｈ(τ+1+α)が常に０に固定されている。なお、
ｈ（ｔ）はベクトルである。Further, the filter tap coefficient calculation control unit 14 of the present example sets the filter tap coefficient h (τ + 1) corresponding to r (t-τ) to 0 as shown in, for example, Expression 14, and Α before and after the tap coefficient h (τ + 1)
The filter tap coefficient sequence h (t) is sequentially updated and output to the adaptive filter 12 according to the rule that each filter tap coefficient is 0. Here, as α, for example, a number corresponding to a predetermined time of one chip or more of the spread code is set,
That is, in this example, the above-described filter tap coefficient h
A filter tap coefficient h (τ + 1-corresponding to all received signal values rx correlated with r (t-τ) centered on (τ + 1)
α) to h (τ + 1 + α) are always fixed to 0. In addition,
h (t) is a vector.

【００８６】[0086]

【数１４】 [Equation 14]

【００８７】また、適応フィルタ１２から出力される干
渉波抽出信号ＦＭ（ｔ）は、例えば上記第１実施例の式
３で示したのと同様に、式１５で示される。なお、式１
５中のΣは和を表している。Further, the interference wave extraction signal FM (t) output from the adaptive filter 12 is expressed by the equation 15 as in the case of the equation 3 of the first embodiment, for example. Note that Equation 1
Σ in 5 represents the sum.

【００８８】[0088]

【数１５】 [Equation 15]

【００８９】また、減算器１３は、遅延素子１１からの
入力信号ｒ（ｔ−τ）から適応フィルタ１２からの入力
信号ＦＭ（ｔ）を減算して、式１６で示される減算結果
ｅ（ｔ）を出力する。The subtractor 13 subtracts the input signal FM (t) from the adaptive filter 12 from the input signal r (t-τ) from the delay element 11 to obtain the subtraction result e (t ) Is output.

【００９０】[0090]

【数１６】 [Equation 16]

【００９１】また、本例のフィルタタップ係数演算制御
部１４では、遅延させられていない受信信号ｒ（ｔ）及
び上記した減算器１３からの出力信号ｅ（ｔ）を用いて
フィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）を順次更新することが
行われる。この更新式は、例えば上記第１実施例の式５
で示したのと同様に、式１７で示される。In addition, the filter tap coefficient calculation control unit 14 of this example uses the undelayed received signal r (t) and the output signal e (t) from the subtractor 13 described above to obtain the filter tap coefficient sequence h. (T) is sequentially updated. This update formula is, for example, formula 5 of the first embodiment.
Equation 17 is similar to that shown in.

【００９２】[0092]

【数１７】 [Equation 17]

【００９３】ここで、上記式１４に示すようなフィルタ
タップ係数系列ｈ（ｔ）を用いることで受信信号から干
渉信号を高精度で除去することができる原理を説明す
る。まず、仮に本例のような遅延時間τを設定したとき
に上記式１４に示すようなフィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ）を用いない場合を考える。Here, the principle that the interference signal can be removed from the received signal with high accuracy by using the filter tap coefficient sequence h (t) as shown in the above equation 14 will be described. First, assuming that the delay time τ is set as in this example, the filter tap coefficient sequence h as shown in the above Expression 14 is obtained.
Consider the case where (t) is not used.

【００９４】この場合には、フィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ）が順次更新されるに際して、ｒ（ｔ−τ）と相関
のある１又は複数の受信信号値ｒｘに対応するフィルタ
タップ係数が０以外の値をとり得るため、適応フィルタ
１２から出力される信号ＦＭ（ｔ）中に拡散信号成分ま
でをも残してしまうフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）、
すなわち、受信信号から干渉信号ばかりでなく拡散信号
成分までをも除去してしまうフィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ）が生成されてしまう。In this case, the filter tap coefficient sequence h
When (t) is sequentially updated, the filter tap coefficient corresponding to one or a plurality of received signal values rx correlated with r (t−τ) can take a value other than 0, and thus is output from the adaptive filter 12. Filter tap coefficient sequence h (t) that leaves even the spread signal component in the signal FM (t),
That is, the filter tap coefficient sequence h that removes not only the interference signal but also the spread signal component from the received signal
(T) is generated.

【００９５】具体例として、例えばｒ（ｔ−τ）に対応
するフィルタタップ係数ｈ(τ+1)が０以外の値をとり得
る場合を考えると、この場合には、演算アルゴリズムに
より当該フィルタタップ係数ｈ(τ+1)のみが１であって
他の全てのフィルタタップ係数が０であるようなフィル
タタップ係数系列ｈ（ｔ）が生成されてしまい、これに
より、受信信号から干渉信号ばかりでなく拡散信号まで
もが除去されてしまう。As a specific example, consider the case where the filter tap coefficient h (τ + 1) corresponding to r (t-τ) can take a value other than 0. In this case, the filter tap coefficient h (τ + 1) is calculated by an arithmetic algorithm. A filter tap coefficient sequence h (t) in which only the coefficient h (τ + 1) is 1 and all the other filter tap coefficients are 0 is generated, so that only interference signals are received from the received signal. The diffused signal is also removed.

【００９６】次に、本例のように上記式１４に示すよう
なフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）を用いる場合につい
て説明する。この場合には、０に固定されたフィルタタ
ップ係数ｈ(τ+1-α) 〜ｈ(τ+1+α)に対応する受信信
号値ｒ（ｔ−τ＋α）〜ｒ（ｔ−τ−α）は算出される
干渉波抽出信号ＦＭ（ｔ）には寄与せず、０以外の値を
とり得るフィルタタップ係数に対応する受信信号値、す
なわち、受信信号値ｒ（ｔ−τ）と比べて拡散符号の１
チップ分以上の時間進んだ受信信号値ｒ（ｔ）〜ｒ（ｔ
−τ＋α＋１）及び受信信号値ｒ（ｔ−τ）と比べて拡
散符号の１チップ分以上の時間遅れた受信信号値ｒ（ｔ
−τ−α−１）〜ｒ（ｔ−ｎ＋１）のみが算出される干
渉波抽出信号ＦＭ（ｔ）に寄与する。Next, the case of using the filter tap coefficient sequence h (t) as shown in the above equation 14 as in this example will be described. In this case, the received signal values r (t-τ + α) to r (t-τ-α) corresponding to the filter tap coefficients h (τ + 1-α) to h (τ + 1 + α) fixed to 0. ) Does not contribute to the calculated interference wave extraction signal FM (t), and is compared with the received signal value corresponding to the filter tap coefficient that can take a value other than 0, that is, the received signal value r (t−τ). Spread code 1
Received signal values r (t) to r (t
-[Tau] + [alpha] +1) and the received signal value r (t- [tau]), the received signal value r (t delayed by one chip or more of the spread code.
Only −τ−α−1) to r (t−n + 1) contribute to the calculated interference wave extraction signal FM (t).

【００９７】ここで、ＣＤＭＡ方式による拡散信号と当
該信号に比べて１チップ分以上の時間進んだ信号や１チ
ップ分以上の時間遅れた信号とは無相関の信号となるた
め、上記した演算アルゴリズムではエラー信号ｅ（ｔ）
を０に収束させようとする場合に、ｕ（ｔ）中の上記し
たｒ（ｔ）〜ｒ（ｔ−τ＋α＋１）及びｒ（ｔ−τ−α
−１）〜ｒ（ｔ−ｎ＋１）の拡散信号成分はｒ（ｔ−
τ）と無相関となっていることから誤差ｅ（ｔ）となっ
て残る。一方、チップデータに比べて時間的に緩やかに
変動する干渉信号成分は例えば数チップ時間程度の進み
や遅れがあっても相関を有するため、当該干渉信号成分
のみを受信信号から除去することができるフィルタタッ
プ係数系列ｈ（ｔ）を生成することができる。Here, since the spread signal by the CDMA system and the signal advanced by one chip or more or delayed by one chip or more with respect to the signal are uncorrelated, the above-mentioned calculation algorithm is used. Then the error signal e (t)
When trying to converge to 0, r (t) to r (t-τ + α + 1) and r (t-τ-α) in u (t) described above.
The spread signal components of -1) to r (t-n + 1) are r (t-
Since there is no correlation with τ), an error e (t) remains. On the other hand, the interference signal component that changes more slowly with time than the chip data has a correlation even if there is a lead or a delay of, for example, several chip times, so that only the interference signal component can be removed from the received signal. The filter tap coefficient sequence h (t) can be generated.

【００９８】また、本例では上記のように、減算器１３
に入力される受信信号ｒ（ｔ−τ）に比べて１チップ分
以上の時間進んだ受信信号と１チップ分以上の時間遅れ
た受信信号との両方を用いて干渉波抽出信号ＦＭ（ｔ）
を算出しているため、例えば上記第１実施例で示したよ
うに減算器に入力される受信信号に比べて１チップ分以
上の時間進んだ受信信号のみ或いは遅れた受信信号のみ
を用いて干渉波抽出信号を算出する場合と比べて、干渉
除去の精度を高めることができる。すなわち、上記第１
実施例の場合には干渉波のインパルスレスポンスの片側
の形状をしたフィルタタップ係数を用いていたが、本例
の場合には干渉波のインパルスレスポンスの両側の形状
をしたフィルタタップ係数を用いているため、干渉波抽
出の精度を高めることができる。Further, in this example, as described above, the subtracter 13
The interference wave extraction signal FM (t) is obtained by using both the received signal advanced by one chip or more and the received signal delayed by one chip or more as compared with the received signal r (t-τ) input to
Since, for example, as shown in the first embodiment, the interference is obtained by using only the received signal that has advanced by one chip or more or only the delayed received signal as compared with the received signal input to the subtractor. The accuracy of interference removal can be improved as compared with the case of calculating the wave extraction signal. That is, the first
In the case of the embodiment, the filter tap coefficient shaped in one side of the impulse response of the interference wave is used, but in the case of this example, the filter tap coefficient shaped in both sides of the impulse response of the interference wave is used. Therefore, the accuracy of interference wave extraction can be improved.

【００９９】本例では、上記した適応フィルタ１２の機
能により、連続する複数の時刻の受信信号値から成る受
信信号ベクトルと所定のタップ係数ベクトルとの内積値
を算出する算出手段が構成されている。なお、本例で
は、上記したｕ（ｔ）が連続する複数の時刻の受信信号
値ｒ１〜ｒｎから成る受信信号ベクトルに相当し、上記
したｈ（ｔ）がタップ係数ベクトルに相当し、上記した
ＦＭ（ｔ）が内積値に相当する。In the present example, the function of the adaptive filter 12 constitutes the calculating means for calculating the inner product value of the reception signal vector consisting of the reception signal values at a plurality of consecutive times and the predetermined tap coefficient vector. . In this example, u (t) described above corresponds to a received signal vector composed of received signal values r1 to rn at a plurality of consecutive times, and h (t) described above corresponds to a tap coefficient vector, and FM (t) corresponds to the inner product value.

【０１００】また、本例では、上記した減算器１３の機
能により、対象時刻の受信信号値から当該対象時刻及び
当該対象時刻の前後の連続する複数の時刻の受信信号値
から成る受信信号ベクトルを用いて算出手段により算出
される内積値を減算する減算手段が構成されている。な
お、本例では、上記したｒ（ｔ−τ）が対象時刻の受信
信号値に相当し、上記したｕ（ｔ）が対象時刻及び当該
対象時刻の前後の連続する複数の時刻の受信信号値ｒ
（ｔ）〜ｒ（ｔ−ｎ＋１）から成る受信信号ベクトルに
相当し、減算手段では対象時刻の受信信号値ｒ（ｔ−
τ）から内積値ＦＭ（ｔ）を減算している。Further, in this example, the function of the subtractor 13 described above is used to generate a reception signal vector composed of the reception signal value at the target time and the reception signal value at the target time and a plurality of consecutive reception signal values before and after the target time. Subtracting means for subtracting the inner product value calculated by the calculating means is configured. In this example, the above r (t-τ) corresponds to the received signal value at the target time, and the above u (t) is the received signal value at the target time and a plurality of consecutive times before and after the target time. r
(T) to r (t-n + 1) corresponding to the received signal vector, and the subtraction means receives the received signal value r (t- at the target time.
The inner product value FM (t) is subtracted from τ).

【０１０１】また、本例では、上記したフィルタタップ
係数演算制御部１４の機能により、タップ係数ベクトル
の成分の中で対象時刻の受信信号値に対応する成分をゼ
ロとするとともに当該対象時刻からのずれが拡散符号の
１チップ分以上の所定の時間以内である時刻の受信信号
値に対応する成分をゼロとした規則に従って減算手段の
減算結果に応じてタップ係数ベクトルを順次更新するこ
とにより、対象時刻の進みに応じて算出手段により算出
される内積値を干渉信号値に近づける更新手段が構成さ
れている。Further, in the present example, the function of the filter tap coefficient calculation control unit 14 described above makes the component of the tap coefficient vector corresponding to the received signal value at the target time zero, and the component from the target time By sequentially updating the tap coefficient vector according to the subtraction result of the subtraction means according to the rule that the component corresponding to the received signal value at the time when the deviation is within a predetermined time of one chip or more of the spread code is zero, The updating unit is configured to bring the inner product value calculated by the calculating unit closer to the interference signal value according to the advance of time.

【０１０２】なお、本例では、上記式１４に示したよう
に特定のフィルタタップ係数をゼロに固定した規則がタ
ップ係数ベクトルの成分の中で対象時刻の受信信号値に
対応する成分をゼロとするとともに当該対象時刻からの
ずれが拡散符号の１チップ分以上の所定の時間以内であ
る時刻の受信信号値に対応する成分をゼロとした規則に
相当する。また、本例では、上記したｅ（ｔ）が減算手
段の減算結果に相当する。また、本例のようにＬＭＳア
ルゴリズム等を用いた場合には、タップ係数ベクトルｈ
（ｔ）が対象時刻（ｔ−τ）の進みに応じて順次更新さ
れることにより、上記した内積値ＦＭ（ｔ）が次第に干
渉信号値に近づいていく。In this example, the rule in which the specific filter tap coefficient is fixed to zero as shown in the above equation 14 sets the component corresponding to the received signal value at the target time to zero among the components of the tap coefficient vector. At the same time, it corresponds to the rule that the component corresponding to the received signal value at the time when the deviation from the target time is within a predetermined time of one chip or more of the spread code is zero. Further, in this example, the above e (t) corresponds to the subtraction result of the subtracting means. When the LMS algorithm or the like is used as in this example, the tap coefficient vector h
By sequentially updating (t) according to the progress of the target time (t−τ), the inner product value FM (t) described above gradually approaches the interference signal value.

【０１０３】また、上記した受信信号ベクトルとタップ
係数ベクトルとの次元（ベクトルを構成する成分の数）
は同じであり、この次元としては、例えば上記式１４に
示したようにフィルタタップ係数系列中の特定のフィル
タタップ係数をゼロとした場合においても、当該ゼロの
並びの左右にゼロでないフィルタタップ係数を残すこと
ができる次元が設定される。このような設定をすること
により、本例のように１チップ分以上の時間進んだ信号
と遅れた信号との両方を用いて干渉波抽出信号を算出す
ることができるようになる。The dimension of the above-mentioned received signal vector and tap coefficient vector (the number of components forming the vector)
Is the same. For example, even when a specific filter tap coefficient in the filter tap coefficient sequence is set to zero as shown in the above Expression 14, the non-zero filter tap coefficient to the left and right of the sequence of zeros is the same. The dimension that can leave is set. By making such a setting, it becomes possible to calculate the interference wave extraction signal using both the signal advanced and delayed by one chip or more as in this example.

【０１０４】以上のように、本例の受信機では、拡散信
号の特性を利用することで、ＣＤＭＡ方式により拡散変
調された拡散信号と干渉信号とを含む受信信号から当該
干渉信号を高精度で除去することができ、これにより、
受信品質の劣化を防ぎ、受信品質を向上させることがで
きる。As described above, in the receiver of this example, by utilizing the characteristics of the spread signal, the received interference signal including the spread signal spread-modulated by the CDMA system and the interference signal can be generated with high accuracy. Can be removed, which allows
It is possible to prevent deterioration of reception quality and improve reception quality.

【０１０５】次に、本発明の第３実施例を図４を参照し
て説明する。同図には、本発明に係る受信機に備えられ
る干渉除去回路の一例を示してあり、この回路には、例
えば上記第２実施例の図３に示したものとほぼ同様な機
能を有する適応フィルタ２１やフィルタタップ係数演算
制御部２２が備えられている。ここで、図４に示した本
例の構成は、遅延素子や減算器が備えられていないとい
った点を除いては、上記図３に示した構成とほぼ同様で
あるため、以下では主として、上記第２実施例の場合と
は異なる構成や動作について説明する。また、本例で
は、例えばＬＭＳアルゴリズムを用いた場合を例として
示すが、上記第１実施例で示したように他のアルゴリズ
ムを用いることもできる。Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The figure shows an example of an interference canceling circuit provided in a receiver according to the present invention. This circuit has an adaptive function having substantially the same function as that shown in FIG. 3 of the second embodiment, for example. A filter 21 and a filter tap coefficient calculation control unit 22 are provided. Here, the configuration of the present example shown in FIG. 4 is almost the same as the configuration shown in FIG. 3 above, except that a delay element and a subtractor are not provided, and therefore, in the following, mainly the above will be described. The configuration and operation different from those of the second embodiment will be described. Further, in this example, the case where the LMS algorithm is used is shown as an example, but other algorithms can be used as shown in the first embodiment.

【０１０６】本例では、例えば上記第２実施例の式１４
で示したような０に固定した複数のフィルタタップ係数
ｈ(τ+1-α) 〜ｈ(τ+1+α)の中で対象時刻の受信信号
値ｒ（ｔ−τ）に対応するフィルタタップ係数ｈ(τ+1)
のみを０以外の値に固定することで、遅延素子や減算器
を省略して上記第２実施例の場合と同様な干渉除去の効
果を得ることができるようにしている。In this example, for example, the expression 14 of the second embodiment is used.
The filter corresponding to the received signal value r (t-τ) at the target time among the plurality of filter tap coefficients h (τ + 1-α) to h (τ + 1 + α) fixed to 0 as shown in Tap coefficient h (τ + 1)
By fixing only the value other than 0, the delay element and the subtractor are omitted, and the same effect of removing interference as in the case of the second embodiment can be obtained.

【０１０７】すなわち、本例のフィルタタップ係数演算
制御部２２は、例えば式１８に示すように、ｒ（ｔ−
τ）に対応するフィルタタップ係数ｈ(τ+1)を所定値β
とするとともに当該フィルタタップ係数ｈ(τ+1)の前後
のそれぞれα個のフィルタタップ係数を０とする規則に
従ってフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）を順次更新して
適応フィルタ２１へ出力する。ここで、αとしては例え
ば上記第２実施例で示したように拡散符号の１チップ分
以上の所定時間に相当する個数が設定されている。な
お、ｈ（ｔ）はベクトルである。That is, the filter tap coefficient calculation control unit 22 of the present example uses r (t-
The filter tap coefficient h (τ + 1) corresponding to
And the filter tap coefficient sequence h (t) is sequentially updated according to the rule that the α filter tap coefficients before and after the filter tap coefficient h (τ + 1) are set to 0 and output to the adaptive filter 21. Here, as α, for example, a number corresponding to a predetermined time of one chip or more of the spread code is set as shown in the second embodiment. Note that h (t) is a vector.

【０１０８】[0108]

【数１８】 [Equation 18]

【０１０９】上記のようなフィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ）を用いると、適応フィルタ２１からは例えば上記
第２実施例の図３に示した減算器１３から出力される信
号のように受信信号から干渉信号が除去された信号をβ
倍した信号ｅ（ｔ）が出力され、この信号ｅ（ｔ）は式
１９で示される。なお、式１９中のΣは和を表してお
り、ＦＭ（ｔ）は例えば上記第２実施例の図３に示した
適応フィルタ１２により抽出される干渉波抽出信号と同
様な信号を示している。また、式１９中のｕ（ｔ）は適
応フィルタ２１のシフトレジスタ内における系列を示
し、例えば上記第２実施例の式１３と同様な式で示され
る。The filter tap coefficient sequence h as described above
When (t) is used, the signal obtained by removing the interference signal from the received signal, such as the signal output from the subtracter 13 shown in FIG. 3 of the second embodiment, is output from the adaptive filter 21 by β.
The multiplied signal e (t) is output, and this signal e (t) is expressed by Equation 19. It should be noted that Σ in Expression 19 represents a sum, and FM (t) represents a signal similar to the interference wave extraction signal extracted by the adaptive filter 12 shown in FIG. 3 of the second embodiment, for example. . Further, u (t) in the equation 19 indicates a series in the shift register of the adaptive filter 21, and is represented by the same equation as the equation 13 in the second embodiment, for example.

【０１１０】[0110]

【数１９】 [Formula 19]

【０１１１】ここで、本例では、フィルタタップ係数演
算制御部２２が遅延させられていない受信信号ｒ（ｔ）
及び上記した適応フィルタ２１からの出力信号ｅ（ｔ）
を用いて、例えば上記第２実施例の式１７に示したのと
同様な更新式に従ってフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）
を順次更新することにより、出力信号ｅ（ｔ）を受信信
号から干渉信号を除去した信号（すなわち、拡散信号）
のβ倍の信号に次第に近づけることが行われる。Here, in this example, the filter tap coefficient operation control unit 22 does not delay the received signal r (t).
And the output signal e (t) from the adaptive filter 21 described above.
By using, for example, the filter tap coefficient sequence h (t) according to the update formula similar to that shown in Formula 17 of the second embodiment.
By sequentially updating the output signal e (t) by removing the interference signal from the received signal (that is, a spread signal).
The signal is gradually approached to a signal of β times.

【０１１２】本例では、上記した適応フィルタ２１の機
能により、対象時刻及び当該対象時刻の前後の連続する
複数の時刻の受信信号値から成る受信信号ベクトルと所
定のタップ係数ベクトルとの内積値を算出する算出手段
が構成されている。なお、本例では、上記したｒ（ｔ−
τ）が対象時刻の受信信号値に相当し、上記したｕ
（ｔ）が対象時刻及び当該対象時刻の前後の連続する複
数の時刻の受信信号値ｒ（ｔ）〜ｒ（ｔ−ｎ＋１）から
成る受信信号ベクトルに相当し、上記したｈ（ｔ）がタ
ップ係数ベクトルに相当し、上記したｅ（ｔ）が内積値
に相当する。In this example, by the function of the adaptive filter 21 described above, the inner product value of the reception signal vector composed of the reception time and the reception signal values at a plurality of consecutive times before and after the reception time and the predetermined tap coefficient vector is calculated. A calculating means for calculating is configured. In this example, r (t-
τ) corresponds to the received signal value at the target time, and u
(T) corresponds to a target time and a received signal vector composed of received signal values r (t) to r (t-n + 1) at a plurality of consecutive times before and after the target time, and the above-mentioned h (t) is a tap. This corresponds to the coefficient vector, and the above-mentioned e (t) corresponds to the inner product value.

【０１１３】また、本例では、上記したフィルタタップ
係数演算制御部２２の機能により、タップ係数ベクトル
の成分の中で対象時刻の受信信号値に対応する成分をゼ
ロ以外の所定値とするとともに当該対象時刻からのずれ
が拡散符号の１チップ分以上の所定の時間以内である時
刻の受信信号値に対応する成分をゼロとした規則に従っ
て算出手段の算出結果に応じてタップ係数ベクトルを順
次更新することにより、対象時刻の進みに応じて算出手
段により算出される内積値を受信信号値から干渉信号値
を減算した値の所定数倍値に近づける更新手段が構成さ
れている。Further, in the present example, the function of the filter tap coefficient calculation control unit 22 described above sets the component corresponding to the received signal value at the target time to a predetermined value other than zero among the components of the tap coefficient vector, and The tap coefficient vector is sequentially updated according to the calculation result of the calculation means according to the rule that the component corresponding to the received signal value at the time when the deviation from the target time is within a predetermined time of one chip or more of the spread code is zero. As a result, the updating unit is configured to bring the inner product value calculated by the calculating unit according to the advance of the target time close to a predetermined multiple of the value obtained by subtracting the interference signal value from the received signal value.

【０１１４】なお、本例では、上記式１８に示したよう
に対象時刻の受信信号値に対応するフィルタタップ係数
をゼロ以外の値に固定するとともに当該フィルタタップ
係数の前後の特定のフィルタタップ係数をゼロに固定し
た規則がタップ係数ベクトルの成分の中で対象時刻の受
信信号値に対応する成分をゼロ以外の所定値とするとと
もに当該対象時刻からのずれが拡散符号の１チップ分以
上の所定の時間以内である時刻の受信信号値に対応する
成分をゼロとした規則に相当する。また、本例では、上
記したｅ（ｔ）が算出手段の算出結果（すなわち、内積
値）に相当する。また、本例のようにＬＭＳアルゴリズ
ム等を用いた場合には、タップ係数ベクトルｈ（ｔ）が
対象時刻（ｔ−τ）の進みに応じて順次更新されること
により、上記した内積値ｅ（ｔ）が次第に受信信号値か
ら干渉信号値を減算した値の所定数倍値に近づいてい
く。In this example, the filter tap coefficient corresponding to the received signal value at the target time is fixed to a value other than zero as shown in the above equation 18, and specific filter tap coefficients before and after the filter tap coefficient are set. Is fixed to zero, the component corresponding to the received signal value at the target time is set to a predetermined value other than zero among the components of the tap coefficient vector, and the deviation from the target time is at least one chip of the spread code. This corresponds to a rule in which the component corresponding to the received signal value at a time within the time is zero. Further, in the present example, the above e (t) corresponds to the calculation result of the calculating means (that is, the inner product value). When the LMS algorithm or the like is used as in this example, the tap coefficient vector h (t) is sequentially updated according to the progress of the target time (t−τ), so that the inner product value e ( t) gradually approaches a predetermined multiple of the value obtained by subtracting the interference signal value from the received signal value.

【０１１５】以上のように、本例の受信機では、拡散信
号の特性を利用することで、ＣＤＭＡ方式により拡散変
調された拡散信号と干渉信号とを含む受信信号から当該
干渉信号を高精度で除去することができ、これにより、
受信品質の劣化を防ぎ、受信品質を向上させることがで
きる。また、本例の受信機では、例えば上記第２実施例
の図３で示した構成と比べて、遅延素子や減算器を省略
することができるため、ハードウエアの規模を縮小する
ことができる。As described above, in the receiver of this example, by utilizing the characteristics of the spread signal, the interference signal from the received signal including the spread signal spread-modulated by the CDMA system and the interference signal can be accurately generated. Can be removed, which allows
It is possible to prevent deterioration of reception quality and improve reception quality. Further, in the receiver of the present example, the delay element and the subtractor can be omitted, compared with the configuration shown in FIG. 3 of the second embodiment, for example, so that the scale of hardware can be reduced.

【０１１６】また、本例の受信機では、上記した所定値
βを調整することで干渉除去回路から出力される干渉除
去後の信号ｅ（ｔ）のレベルを調整することができるた
め、例えば当該信号ｅ（ｔ）を干渉除去回路の後段で行
われる信号処理に適したレベルに調整して出力すること
ができる。なお、所定値βとして１を用いた場合には例
えば上記第２実施例の図３で示した干渉除去回路と同じ
レベルの出力信号を得ることができ、所定値βとして１
以外の値を用いた場合には当該出力信号のレベルをβ倍
にすることができる。Further, in the receiver of the present example, the level of the signal e (t) after interference cancellation output from the interference cancellation circuit can be adjusted by adjusting the above-mentioned predetermined value β. The signal e (t) can be adjusted to a level suitable for the signal processing performed in the subsequent stage of the interference canceling circuit and then output. When 1 is used as the predetermined value β, for example, an output signal of the same level as that of the interference canceling circuit shown in FIG. 3 of the second embodiment can be obtained, and the predetermined value β is 1
When a value other than is used, the level of the output signal can be multiplied by β.

【０１１７】次に、本発明の第４実施例を図５を参照し
て説明する。同図には、本発明に係る受信機に備えられ
る干渉除去回路の一例を示してあり、この回路には、例
えば上記第３実施例の図４に示したものとほぼ同様な機
能を有する２つの適応フィルタ３１ａ、３１ｂやこれら
２つの適応フィルタ３１ａ、３１ｂに共通なフィルタタ
ップ係数演算制御部３２が備えられている。Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The figure shows an example of an interference canceling circuit provided in a receiver according to the present invention. This circuit has a function substantially similar to that shown in FIG. 4 of the third embodiment, for example. One adaptive filter 31a, 31b and a filter tap coefficient calculation control unit 32 common to these two adaptive filters 31a, 31b are provided.

【０１１８】本例の受信機は受信信号を直交検波する機
能を有しており、上記図５に示した本例の干渉除去回路
では、当該直交検波により得られたＩ相の信号（受信信
号のＩ成分）ｒＩ（ｔ）及びＱ相の信号（受信信号のＱ
成分）ｒＱ（ｔ）のそれぞれから別個に干渉信号成分を
除去することを行う。このような干渉除去を行うために
は例えば上記第１実施例や上記第２実施例や上記第３実
施例で示したような干渉除去回路を２つ備えればよく、
本例では、この一例として、上記第３実施例で示した回
路を２つ備えたのと同等な干渉除去回路を上記図５に示
してある。なお、本例では上記のように、フィルタタッ
プ係数演算制御部３２についてはＩ成分とＱ成分とで共
用している。The receiver of this example has a function of quadrature detection of the received signal. In the interference canceling circuit of this example shown in FIG. 5, the I-phase signal (received signal) obtained by the quadrature detection is used. I component) rI (t) and Q-phase signal (Q of received signal)
The interference signal component is removed separately from each of the component rQ (t). In order to perform such interference removal, for example, two interference removal circuits as shown in the first embodiment, the second embodiment and the third embodiment may be provided.
In the present example, as an example of this, an interference canceling circuit equivalent to having two circuits shown in the third embodiment is shown in FIG. In this example, as described above, the filter tap coefficient calculation control unit 32 is shared by the I component and the Q component.

【０１１９】すなわち、本例の干渉除去回路では、受信
信号のＩ成分ｒＩ（ｔ）を適応フィルタ３１ａやフィル
タタップ係数演算制御部３２に入力して、フィルタタッ
プ係数演算制御部３２が当該適応フィルタ３１ａからの
出力信号ｅＩ（ｔ）に応じてフィルタタップ係数系列ｈ
Ｉ（ｔ）を順次更新して当該適応フィルタ３１ａへ出力
することにより、当該出力信号ｅＩ（ｔ）を受信信号の
Ｉ成分ｒＩ（ｔ）から干渉信号のＩ成分を除去した信号
の所定数倍の信号に近づけるとともに、同様に、受信信
号のＱ成分ｒＱ（ｔ）を適応フィルタ３１ｂやフィルタ
タップ係数演算制御部３２に入力して、フィルタタップ
係数演算制御部３２が当該適応フィルタ３１ｂからの出
力信号ｅＱ（ｔ）に応じてフィルタタップ係数系列ｈＱ
（ｔ）を順次更新して当該適応フィルタ３１ｂへ出力す
ることにより、当該出力信号ｅＱ（ｔ）を受信信号のＱ
成分ｒＱ（ｔ）から干渉信号のＱ成分を除去した信号の
所定数倍の信号に近づける。That is, in the interference canceling circuit of this example, the I component rI (t) of the received signal is input to the adaptive filter 31a and the filter tap coefficient calculation control section 32, and the filter tap coefficient calculation control section 32 inputs the adaptive filter. The filter tap coefficient sequence h according to the output signal eI (t) from 31a
By sequentially updating I (t) and outputting it to the adaptive filter 31a, the output signal eI (t) is multiplied by a predetermined number of times the signal obtained by removing the I component of the interference signal from the I component of the received signal rI (t). In the same manner, the Q component rQ (t) of the received signal is input to the adaptive filter 31b and the filter tap coefficient calculation control unit 32, and the filter tap coefficient calculation control unit 32 outputs the output from the adaptive filter 31b. The filter tap coefficient sequence hQ according to the signal eQ (t)
By sequentially updating (t) and outputting it to the adaptive filter 31b, the output signal eQ (t) is changed to Q of the received signal.
The signal rQ (t) is approximated to a signal of a predetermined multiple of the signal obtained by removing the Q component of the interference signal.

【０１２０】なお、上記したｈＩ（ｔ）やｈＱ（ｔ）は
ベクトルであり、本例では、これら２つのフィルタタッ
プ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）がそれぞれ独立に更
新される。また、それぞれのフィルタタップ係数系列ｈ
Ｉ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）の更新の仕方や、入力信号ｒＩ
（ｔ）、ｒＱ（ｔ）から干渉信号成分を除去する仕方に
ついては例えば上記第３実施例で示したのと同様であ
る。また、上記第３実施例で示したのと同様に、本例に
おいても、例えばＬＭＳアルゴリズムばかりでなく、Ｒ
ＬＳアルゴリズム等を用いることもできる。Note that the above hI (t) and hQ (t) are vectors, and in this example, these two filter tap coefficient sequences hI (t) and hQ (t) are updated independently. Also, each filter tap coefficient sequence h
How to update I (t) and hQ (t) and input signal rI
The method of removing the interference signal component from (t) and rQ (t) is the same as that shown in the third embodiment, for example. Further, similarly to the third embodiment, in this embodiment, not only the LMS algorithm but also the R
An LS algorithm or the like can also be used.

【０１２１】以上のように、本例の受信機では、例えば
上記第３実施例の場合と同様にして、拡散信号の特性を
利用することで、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡
散信号と干渉信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分
から別個に当該干渉信号を高精度で除去することがで
き、これにより、受信品質の劣化を防ぎ、受信品質を向
上させることができる。As described above, in the receiver of the present example, the spread signal and the interference signal spread-modulated by the CDMA system are used by utilizing the characteristics of the spread signal as in the case of the third embodiment. The interference signal can be separately removed with high accuracy from the I component and the Q component of the received signal including and, whereby the deterioration of the reception quality can be prevented and the reception quality can be improved.

【０１２２】次に、本発明の第５実施例を図面を参照し
て説明する。なお、本例に係る受信機の要部は受信信号
のＩ成分及びＱ成分から干渉信号を除去する構成である
ため、以下では、主として当該構成について説明する。
図６には、本発明に係る受信機に備えられる干渉除去回
路の一例を示してあり、この回路には、受信信号から直
交検波されたＩ相の信号（Ｉ成分）を遅延させる遅延素
子４１ａと、受信信号から直交検波されたＱ相の信号
（Ｑ成分）を遅延させる遅延素子４１ｂと、後述するフ
ィルタタップ係数演算制御部４６からのタップ係数制御
信号に従って遅延したＩ成分やＱ成分から干渉信号成分
を抽出する４つの適応フィルタ４２ａ、４２ｂ、４３
ａ、４３ｂと、干渉信号成分のＩ成分を加算する加算器
４４ａと、干渉信号成分のＱ成分を加算する加算器４４
ｂと、受信信号のＩ成分から干渉信号成分のＩ成分を除
去する減算器４５ａと、受信信号のＱ成分から干渉信号
成分のＱ成分を除去する減算器４５ｂと、減算器４５
ａ、４５ｂからの出力信号と遅延した受信信号のＩ成分
及びＱ成分とに基づくタップ係数制御信号を適応フィル
タ４２ａ、４２ｂ、４３ａ、４３ｂへ出力するフィルタ
タップ係数演算制御部４６とが備えられている。Next, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. The main part of the receiver according to the present example is configured to remove the interference signal from the I component and the Q component of the received signal, and therefore the configuration will be mainly described below.
FIG. 6 shows an example of an interference canceling circuit provided in the receiver according to the present invention. In this circuit, a delay element 41a for delaying the I-phase signal (I component) quadrature-detected from the received signal is shown. And a delay element 41b that delays a Q-phase signal (Q component) that is quadrature-detected from the received signal, and interference from the I component and Q component that are delayed according to a tap coefficient control signal from a filter tap coefficient calculation control unit 46 described later. Four adaptive filters 42a, 42b, 43 for extracting signal components
a and 43b, an adder 44a for adding the I component of the interference signal component, and an adder 44 for adding the Q component of the interference signal component
b, a subtractor 45a for removing the I component of the interference signal component from the I component of the received signal, a subtractor 45b for removing the Q component of the interference signal component from the Q component of the received signal, and a subtractor 45
a filter tap coefficient calculation control section 46 for outputting tap coefficient control signals based on the output signals from a and 45b and the delayed I and Q components of the received signal to the adaptive filters 42a, 42b, 43a and 43b. There is.

【０１２３】同図に示した回路の構成例及び動作例を説
明する。この回路には受信機により受信信号から直交検
波されたＩ成分ｒＩ（ｔ）及びＱ成分ｒＱ（ｔ）が入力
され、この入力信号ｒＩ（ｔ）、ｒＱ（ｔ）には、例え
ばＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と狭帯域
を用いた通信方式による干渉信号（例えばＦＭ変調信
号）が含まれている。ここで、上記第１実施例等と同様
に、ｔは時刻を示しており、本例では１サンプル時間を
最小単位とする整数の離散値であるとする。A configuration example and an operation example of the circuit shown in the figure will be described. The I component rI (t) and the Q component rQ (t), which are quadrature detected from the received signal by the receiver, are input to this circuit, and the input signals rI (t) and rQ (t) are, for example, based on the CDMA system. It includes a spread signal that has been spread and modulated and an interference signal (for example, an FM modulated signal) by a communication method using a narrow band. Here, as in the above-described first embodiment and the like, t indicates time, and in this example, it is assumed that it is an integer discrete value having one sample time as the minimum unit.

【０１２４】上記したＩ成分ｒＩ（ｔ）は、まず２つの
信号に分配されて、一方の信号が遅延素子４１ａに入力
される一方、他方の信号が減算器４５ａに入力される。
同様に、上記したＱ成分ｒＱ（ｔ）は、まず２つの信号
に分配されて、一方の信号が遅延素子４１ｂに入力され
る一方、他方の信号が減算器４５ｂに入力される。The above-mentioned I component rI (t) is first divided into two signals, one of which is input to the delay element 41a, and the other of which is input to the subtractor 45a.
Similarly, the Q component rQ (t) described above is first divided into two signals, one of which is input to the delay element 41b, and the other of which is input to the subtractor 45b.

【０１２５】各遅延素子４１ａ、４１ｂは、例えば上記
第１実施例で示したものと同様に、入力した信号を拡散
符号の１チップ分の時間幅以上遅延させて出力する機能
を有しており、本例では、この機能により、Ｉ成分を分
配して得られる２つの信号間及びＱ成分を分配して得ら
れる２つの信号間に拡散符号の１チップ分以上の時間差
を与える時間差手段が構成されている。なお、２つの遅
延素子４１ａ、４１ｂでは同じ遅延時間を与えている。Each of the delay elements 41a and 41b has a function of delaying the input signal by at least the time width of one chip of the spread code and outputting the same, as in the case of the first embodiment. In this example, by this function, a time difference means for providing a time difference of one chip or more of the spread code between two signals obtained by distributing the I component and between two signals obtained by distributing the Q component is configured. Has been done. The two delay elements 41a and 41b provide the same delay time.

【０１２６】なお、上記第１実施例の場合と同様に、具
体的には、遅延素子４１ａから出力されるＩ成分の信号
はｒＩ（ｔ−τ）と表され、遅延素子４１ｂから出力さ
れるＱ成分の信号はｒＱ（ｔ−τ）と表される。ここ
で、τは遅延素子４１ａ、４１ｂにより与えられる遅延
時間である。As in the case of the first embodiment, specifically, the signal of the I component output from the delay element 41a is expressed as rI (t-τ) and output from the delay element 41b. The signal of the Q component is represented by rQ (t-τ). Here, τ is the delay time given by the delay elements 41a and 41b.

【０１２７】遅延素子４１ａから出力される信号ｒＩ
（ｔ−τ）は２つの適応フィルタ４２ａ、４３ａ及びフ
ィルタタップ係数演算制御部４６に入力され、遅延素子
４１ｂから出力される信号ｒＱ（ｔ−τ）は２つの適応
フィルタ４２ｂ、４３ｂ及びフィルタタップ係数演算制
御部４６に入力される。The signal rI output from the delay element 41a
(T−τ) is input to the two adaptive filters 42a and 43a and the filter tap coefficient calculation control unit 46, and the signal rQ (t−τ) output from the delay element 41b is the two adaptive filters 42b and 43b and the filter tap. It is input to the coefficient calculation control unit 46.

【０１２８】各適応フィルタ４２ａ、４２ｂ、４３ａ、
４３ｂの構成は、例えば上記第１実施例の図２に示した
ものと同様である。ここで、本例で４つの適応フィルタ
４２ａ、４２ｂ、４３ａ、４３ｂを備えているのはＩ相
及びＱ相の複素演算を行うためであり、具体的には、受
信信号のＩ成分及びＱ成分のそれぞれの中に干渉信号成
分のＩ成分とＱ成分との両方が含まれるためである。ま
た、本例では、Ｉ相とＱ相との２種類のフィルタタップ
係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）が用いられる。なお、
ｈＩ（ｔ）及びｈＱ（ｔ）はベクトルである。Each adaptive filter 42a, 42b, 43a,
The configuration of 43b is similar to that shown in FIG. 2 of the first embodiment, for example. Here, the four adaptive filters 42a, 42b, 43a, 43b are provided in this example for performing complex operations of the I phase and the Q phase. Specifically, the I component and the Q component of the reception signal are specifically provided. This is because both the I component and the Q component of the interference signal component are included in each of the. Further, in this example, two types of filter tap coefficient sequences hI (t) and hQ (t) of I phase and Q phase are used. In addition,
hI (t) and hQ (t) are vectors.

【０１２９】具体的に、本例では、適応フィルタ４２ａ
が入力した受信信号のＩ成分ｒＩ（ｔ−τ）から干渉信
号成分のＩ成分を抽出し、適応フィルタ４３ａが入力し
た受信信号のＩ成分ｒＩ（ｔ−τ）から干渉信号成分の
Ｑ成分を抽出し、適応フィルタ４２ｂが入力した受信信
号のＱ成分ｒＱ（ｔ−τ）から干渉信号成分のＱ成分を
抽出し、適応フィルタ４３ｂが入力した受信信号のＱ成
分ｒＱ（ｔ−τ）から干渉信号成分のＩ成分を抽出する
ことができるようなフィルタタップ係数系列ｈＩ
（ｔ）、ｈＱ（ｔ）が後述するフィルタタップ係数演算
制御部４６により生成される。Specifically, in this example, the adaptive filter 42a
Extracts the I component of the interference signal component from the I component rI (t−τ) of the received signal input by the input device, and extracts the Q component of the interference signal component from the I component rI (t−τ) of the received signal input by the adaptive filter 43a. The Q component of the interference signal component is extracted from the Q component rQ (t-τ) of the received signal input by the adaptive filter 42b, and the Q component rQ (t-τ) of the received signal is input by the adaptive filter 43b. A filter tap coefficient sequence hI capable of extracting the I component of the signal component
(T) and hQ (t) are generated by the filter tap coefficient calculation control unit 46 described later.

【０１３０】加算器４４ａは２つの適応フィルタ４２
ａ、４３ｂから出力される信号を加算して減算器４５ａ
へ出力する機能を有しており、減算器４５ａへ出力され
る当該加算結果は受信信号のＩ成分中の干渉信号成分
（すなわち、干渉信号成分のＩ成分）ＦＭＩ（ｔ）とな
る。なお、本例では、加算器４４ａが一方の適応フィル
タ４３ｂから出力される信号の正負を反転させて上記し
た加算を行うこととしたが、このような正負の反転が例
えば上記した適応フィルタ４３ｂや後述するフィルタタ
ップ係数演算制御部４６により行われる場合には、加算
器４２ａでは上記のような正負の反転は行われなくてよ
い。The adder 44a has two adaptive filters 42a and 42b.
a and 43b to add the signals output from each other and subtractor 45a
The addition result output to the subtractor 45a is the interference signal component (that is, the I component of the interference signal component) FMI (t) in the I component of the received signal. In the present example, the adder 44a performs the above addition by inverting the positive / negative of the signal output from the one adaptive filter 43b. However, such inversion of the positive / negative is, for example, the above-mentioned adaptive filter 43b or When it is performed by the filter tap coefficient operation control unit 46 described later, the adder 42a does not have to perform the positive / negative inversion as described above.

【０１３１】加算器４４ｂは２つの適応フィルタ４２
ｂ、４３ａから出力される信号を加算して減算器４５ｂ
へ出力する機能を有しており、減算器４５ｂへ出力され
る当該加算結果は受信信号のＱ成分中の干渉信号成分
（すなわち、干渉信号成分のＱ成分）ＦＭＱ（ｔ）とな
る。The adder 44b has two adaptive filters 42.
b and 43a add the signals output from each other and subtractor 45b
The addition result output to the subtractor 45b is the interference signal component (that is, the Q component of the interference signal component) FMQ (t) in the Q component of the received signal.

【０１３２】ここで、上記した加算器４４ａから出力さ
れる干渉信号成分のＩ成分ＦＭＩ（ｔ）は式２０で示さ
れ、上記した加算器４４ｂから出力される干渉信号成分
のＱ成分ＦＭＱ（ｔ）は式２１で示される。なお、式２
０及び式２１中のｕＩ（ｔ）及びｕＱ（ｔ）はベクトル
であり、これらｕＩ（ｔ）及びｕＱ（ｔ）は例えば上記
第１実施例の式１で示したｕ（ｔ）のＩ成分及びＱ成分
に相当している。Here, the I component FMI (t) of the interference signal component output from the adder 44a is expressed by the equation 20, and the Q component FMQ (t of the interference signal component output from the adder 44b described above. ) Is shown in Equation 21. Equation 2
0 and uI (t) and uQ (t) in Expression 21 are vectors, and these uI (t) and uQ (t) are, for example, the I component of u (t) shown in Expression 1 of the first embodiment. And Q component.

【０１３３】[0133]

【数２０】 [Equation 20]

【０１３４】[0134]

【数２１】 [Equation 21]

【０１３５】本例では、上記した適応フィルタ４２ａ、
４２ｂ、４３ａ、４３ｂや加算器４４ａ、４４ｂを組合
せた機能により、連続する複数の時刻のＩ成分値から成
るＩ成分ベクトルと所定の第１タップ係数ベクトルとの
内積値と当該複数時刻のＱ成分値から成るＱ成分ベクト
ルと所定の第２タップ係数ベクトルとの内積値との差を
Ｉ総和値として算出するとともに、当該Ｑ成分ベクトル
と当該第１タップ係数ベクトルとの内積値と当該Ｉ成分
ベクトルと当該第２タップ係数ベクトルとの内積値との
和をＱ総和値として算出する算出手段が構成されてい
る。In this example, the adaptive filter 42a,
42b, 43a, 43b and adders 44a, 44b are combined to produce an inner product value of an I component vector composed of I component values at a plurality of consecutive times and a predetermined first tap coefficient vector and a Q component at the plurality of times. The difference between the inner product value of the Q component vector consisting of values and the predetermined second tap coefficient vector is calculated as the I sum value, and the inner product value of the Q component vector and the first tap coefficient vector and the I component vector are calculated. And a second inner coefficient value of the second tap coefficient vector is calculated as a Q total sum value.

【０１３６】なお、本例では、上記したｕＩ（ｔ）が連
続する複数の時刻のＩ成分値から成るＩ成分ベクトルに
相当し、上記したｕＱ（ｔ）が当該複数時刻のＱ成分値
から成るＱ成分ベクトルに相当し、上記したｈＩ（ｔ）
が第１タップ係数ベクトルに相当し、上記したｈＱ
（ｔ）が第２タップ係数ベクトルに相当し、上記したＦ
ＭＩ（ｔ）がＩ総和値に相当し、上記したＦＭＱ（ｔ）
がＱ総和値に相当する。In this example, the above uI (t) corresponds to an I component vector consisting of I component values at a plurality of consecutive times, and the above uQ (t) consists of Q component values at the plurality of times. Corresponds to the Q component vector and has the above hI (t)
Corresponds to the first tap coefficient vector, and the above hQ
(T) corresponds to the second tap coefficient vector, and
MI (t) corresponds to the I sum value, and FMQ (t)
Corresponds to the Q sum value.

【０１３７】減算器４５ａは遅延していないＩ成分の入
力信号ｒＩ（ｔ）と加算器４５ａからの出力信号ＦＭＩ
（ｔ）とを入力し、当該入力信号ｒＩ（ｔ）から当該出
力信号ＦＭＩ（ｔ）を減算して当該減算結果ｅＩ（ｔ）
を出力する機能を有している。同様に、減算器４５ｂは
遅延していないＱ成分の入力信号ｒＱ（ｔ）と加算器４
４ｂからの出力信号ＦＭＱ（ｔ）とを入力し、当該入力
信号ｒＱ（ｔ）から当該出力信号ＦＭＱ（ｔ）を減算し
て当該減算結果ｅＱ（ｔ）を出力する機能を有してい
る。ここで、上記した減算結果ｅＩ（ｔ）、ｅＱ（ｔ）
は本例の干渉除去回路から出力される信号である。The subtractor 45a receives the input signal rI (t) of the non-delayed I component and the output signal FMI from the adder 45a.
(T) and the output signal FMI (t) is subtracted from the input signal rI (t) to obtain the subtraction result eI (t).
Has the function of outputting. Similarly, the subtractor 45b receives the input signal rQ (t) of the Q component not delayed and the adder 4b.
The output signal FMQ (t) from 4b is input, and the output signal FMQ (t) is subtracted from the input signal rQ (t) to output the subtraction result eQ (t). Here, the above subtraction results eI (t) and eQ (t)
Is a signal output from the interference canceling circuit of this example.

【０１３８】本例では、後述するフィルタタップ係数演
算制御部４６からのタップ係数制御信号が逐次更新され
ることで、上記したＩ成分及びＱ成分の干渉波抽出信号
ＦＭＩ（ｔ）、ＦＭＱ（ｔ）がそれぞれ受信信号のＩ成
分及びＱ成分中の干渉信号と同じ信号となるため、上記
した減算結果ｅＩ（ｔ）、ｅＱ（ｔ）はそれぞれ受信信
号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉信号を除去した信
号、すなわちＣＤＭＡ方式による拡散信号となる。In this example, the tap coefficient control signals from the filter tap coefficient calculation control unit 46, which will be described later, are sequentially updated, so that the interference wave extraction signals FMI (t) and FMQ (t of the I component and the Q component described above are updated. ) Is the same signal as the interference signal in the I component and the Q component of the received signal, the above subtraction results eI (t) and eQ (t) are the interference signals from the I component and the Q component of the received signal, respectively. The removed signal becomes a spread signal according to the CDMA system.

【０１３９】フィルタタップ係数演算制御部４６には２
つの遅延素子４１ａ、４１ｂから出力される信号ｒＩ
（ｔ−τ）、ｒＱ（ｔ−τ）と２つの減算器４５ａ、４
５ｂから出力される信号ｅI（ｔ）、ｅＱ（ｔ）とが入
力され、フィルタタップ係数演算制御部４６はこれらの
信号を用いて、各適応フィルタ４２ａ、４２ｂ、４３
ａ、４３ｂから出力される信号が上記したような干渉信
号成分となるようなタップ係数制御信号を演算してそれ
ぞれの適応フィルタ４２ａ、４２ｂ、４３ａ、４３ｂへ
出力する機能を有している。なお、本例では、例えば２
つの適応フィルタ４２ａ、４２ｂへ同じタップ係数制御
信号が出力される一方、残りの２つの適応フィルタ４３
ａ、４３ｂへ同じタップ係数制御信号が出力されること
で、上記式２０や上記式２１で示した干渉信号成分ＦＭ
Ｉ（ｔ）、ＦＭＱ（ｔ）が生成されるように設定してあ
る。The filter tap coefficient calculation control unit 46 has 2
Signal rI output from two delay elements 41a and 41b
(T−τ), rQ (t−τ) and two subtractors 45a, 4
The signals eI (t) and eQ (t) output from 5b are input, and the filter tap coefficient calculation control unit 46 uses these signals and each adaptive filter 42a, 42b, 43.
It has a function of calculating tap coefficient control signals such that the signals output from a and 43b become the interference signal components as described above and outputting them to the respective adaptive filters 42a, 42b, 43a and 43b. In this example, for example, 2
The same tap coefficient control signal is output to the two adaptive filters 42a and 42b, while the remaining two adaptive filters 43
Since the same tap coefficient control signal is output to a and 43b, the interference signal component FM shown in the above Expression 20 or Expression 21 is obtained.
It is set so that I (t) and FMQ (t) are generated.

【０１４０】本例のフィルタタップ係数演算制御部４６
では、例えば上記第１実施例で示したＬＭＳの複素演算
用のアルゴリズムを用いてタップ係数制御信号を演算し
ている。なお、このアルゴリズムにおけるＬＭＳの更新
式は式２２及び式２３で示される。The filter tap coefficient calculation controller 46 of this example.
Then, for example, the tap coefficient control signal is calculated using the algorithm for the LMS complex operation shown in the first embodiment. Note that the LMS update formula in this algorithm is expressed by Formulas 22 and 23.

【０１４１】[0141]

【数２２】 [Equation 22]

【０１４２】[0142]

【数２３】 [Equation 23]

【０１４３】ここで、ｈＩ（ｔ）やｈＱ（ｔ）は時刻ｔ
におけるフィルタタップ係数系列であり、μは収束の時
間や精度に関係する係数であるステップサイズパラメー
タであり、ｕＩ（ｔ）やｕＱ（ｔ）は上記のようにそれ
ぞれ適応フィルタ４２ａ、４３ａのシフトレジスタ内や
適応フィルタ４２ｂ、４３ｂのシフトレジスタ内におけ
る入力信号系列である。また、上記第１実施例の場合と
同様に、ｅＩ（ｔ）やｅＱ（ｔ）としては、それぞれ減
算器４５ａや減算器４５ｂから出力される信号を用いて
いる。なお、ｕＩ（ｔ）及びｕＱ（ｔ）は上記したよう
にベクトルである。Here, hI (t) and hQ (t) are time t.
Is a step size parameter that is a coefficient related to convergence time and accuracy, and uI (t) and uQ (t) are the shift registers of the adaptive filters 42a and 43a, respectively, as described above. And the input signal series in the shift registers of the adaptive filters 42b and 43b. Further, as in the case of the first embodiment, the signals output from the subtracters 45a and 45b are used as eI (t) and eQ (t), respectively. Note that uI (t) and uQ (t) are vectors as described above.

【０１４４】本例では、上記第１実施例の場合と同様
に、上記のような演算アルゴリズムによりフィルタタッ
プ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）を順次更新していく
ことで、拡散信号成分についてはその無相関性により除
去されず、且つ、比較的相関性のある干渉信号成分を除
去することができるフィルタタップ係数系列ｈＩ
（ｔ）、ｈＱ（ｔ）を生成することができる。また、本
例では、フィルタタップ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ
（ｔ）を演算するに際してＩ成分及びＱ成分の両方を考
慮しているため、干渉除去の精度を更に向上させること
ができる。In this example, similarly to the case of the first embodiment, the spread signal component is updated by sequentially updating the filter tap coefficient sequences hI (t) and hQ (t) by the above-described arithmetic algorithm. Is not removed due to its non-correlation, and it is possible to remove a relatively correlated interference signal component.
(T) and hQ (t) can be generated. Further, in this example, the filter tap coefficient series hI (t), hQ
Since both the I component and the Q component are taken into consideration when calculating (t), the accuracy of interference cancellation can be further improved.

【０１４５】本例では、上記したようにしてフィルタタ
ップ係数演算制御部４６からのタップ係数制御信号によ
り適応フィルタ４２ａ、４２ｂ、４３ａ、４３ｂが受信
信号のＩ成分及びＱ成分中の比較的相関のある干渉信号
成分のＩ成分及びＱ成分を抽出することにより、時間差
を与えた一方のＩ成分及びＱ成分から成る受信信号と他
方のＩ成分及びＱ成分から成る受信信号との間で相関の
ある信号成分を干渉信号成分として当該干渉信号成分の
Ｉ成分及びＱ成分を抽出する抽出手段が構成されてい
る。In the present example, the adaptive filters 42a, 42b, 43a and 43b are controlled by the tap coefficient control signal from the filter tap coefficient calculation control section 46 as described above so that the correlation between the I component and the Q component of the received signal is relatively high. By extracting the I component and Q component of a certain interference signal component, there is a correlation between the received signal composed of one I component and Q component and the other received signal composed of the other I component and Q component with a time difference. An extracting unit is configured to extract the I component and the Q component of the interference signal component using the signal component as the interference signal component.

【０１４６】また、本例では、上記した減算器４５ａ、
４５ｂの機能により、抽出した干渉信号成分のＩ成分を
受信信号のＩ成分から除去するとともに抽出した干渉信
号成分のＱ成分を受信信号のＱ成分から除去する除去手
段、及び、対象時刻のＩ成分値から当該対象時刻に比べ
て拡散符号の１チップ分以上の所定時間ずれた連続する
複数の時刻のＩ成分値から成るＩ成分ベクトル及び当該
複数時刻のＱ成分値から成るＱ成分ベクトルを用いて算
出手段により算出されるＩ総和値を減算するとともに、
当該対象時刻のＱ成分値から当該Ｉ成分ベクトル及び当
該Ｑ成分ベクトルを用いて算出手段により算出されるＱ
総和値を減算する減算手段が構成されている。Further, in this example, the subtractor 45a,
The function of 45b removes the I component of the extracted interference signal component from the I component of the received signal and removes the extracted Q component of the interference signal component from the Q component of the received signal, and the I component of the target time. By using an I component vector composed of I component values at a plurality of consecutive times, which are shifted by a predetermined time of one chip or more of the spread code from the value, and a Q component vector composed of Q component values at the plurality of times, While subtracting the I total sum value calculated by the calculation means,
Q calculated by the calculation means from the Q component value at the target time using the I component vector and the Q component vector.
Subtracting means for subtracting the total sum value is configured.

【０１４７】なお、本例では、上記したｒＩ（ｔ）が対
象時刻のＩ成分値に相当し、上記したｒＱ（ｔ）が対象
時刻のＱ成分値に相当し、上記したｕＩ（ｔ）が対象時
刻に比べて拡散符号の１チップ分以上の所定時間ずれた
連続する複数の時刻のＩ成分値から成るＩ成分ベクトル
に相当し、上記したｕＱ（ｔ）が当該複数時刻のＱ成分
値から成るＱ成分ベクトルに相当し、減算手段では対象
時刻のＩ成分値ｒＩ（ｔ）から上記したＩ総和値ＦＭＩ
（ｔ）を減算するとともに、対象時刻のＱ成分値ｒＱ
（ｔ）から上記したＱ総和値ＦＭＱ（ｔ）を減算してい
る。In this example, the above-mentioned rI (t) corresponds to the I component value at the target time, the above rQ (t) corresponds to the Q component value at the target time, and the above uI (t) is It corresponds to an I-component vector composed of I-component values at a plurality of consecutive times that are shifted by a predetermined time of one chip or more of the spread code from the target time, and uQ (t) described above is calculated from the Q-component value at the plurality of times. Corresponding to the Q component vector, and the subtraction means calculates the I sum value FMI from the I component value rI (t) at the target time.
(T) is subtracted, and the Q component value rQ at the target time
The above-mentioned Q sum total value FMQ (t) is subtracted from (t).

【０１４８】また、本例では、上記したフィルタタップ
係数演算制御部４６の機能により、設定された規則に従
って減算手段の減算結果に応じて第１タップ係数ベクト
ル及び第２タップ係数ベクトルを順次更新することによ
り、対象時刻の進みに応じて算出手段により算出される
Ｉ総和値及びＱ総和値をそれぞれ干渉信号値のＩ成分及
び干渉信号値のＱ成分に近づける更新手段が構成されて
いる。Further, in this example, the function of the filter tap coefficient calculation control section 46 described above sequentially updates the first tap coefficient vector and the second tap coefficient vector in accordance with the subtraction result of the subtracting means according to the set rule. As a result, an updating unit is configured to bring the I sum total value and the Q sum total value calculated by the calculating unit according to the advance of the target time close to the I component of the interference signal value and the Q component of the interference signal value, respectively.

【０１４９】なお、本例では、設定された規則としてＬ
ＭＳアルゴリズムを用いており、上記したｅＩ（ｔ）や
ｅＱ（ｔ）が減算手段の減算結果に相当する。また、本
例のようにＬＭＳアルゴリズム等を用いた場合には、第
１タップ係数ベクトルｈＩ（ｔ）及び第２タップ係数ベ
クトルｈＱ（ｔ）が対象時刻ｔの進みに応じて順次更新
されることにより、上記したＩ総和値ＦＭＩ（ｔ）が次
第に干渉信号値のＩ成分に近づいていくとともに、上記
したＱ総和値ＦＭＱ（ｔ）が次第に干渉信号値のＱ成分
に近づいていく。In this example, the set rule is L
The MS algorithm is used, and the above eI (t) and eQ (t) correspond to the subtraction result of the subtracting means. When the LMS algorithm or the like is used as in this example, the first tap coefficient vector hI (t) and the second tap coefficient vector hQ (t) are sequentially updated according to the progress of the target time t. As a result, the above-mentioned I sum total value FMI (t) gradually approaches the I component of the interference signal value, and the above Q sum total value FMQ (t) gradually approaches the Q component of the interference signal value.

【０１５０】以上のように、本例の受信機では、拡散信
号の特性を利用することで、ＣＤＭＡ方式により拡散変
調された拡散信号と干渉信号とを含む受信信号のＩ成分
及びＱ成分から当該干渉信号を除去することができ、こ
れにより、受信品質の劣化を防ぎ、受信品質を向上させ
ることができる。As described above, in the receiver of this example, the characteristics of the spread signal are used to extract the I component and the Q component of the received signal including the spread signal spread-modulated by the CDMA system and the interference signal. It is possible to remove the interference signal, which makes it possible to prevent deterioration of reception quality and improve reception quality.

【０１５１】なお、本例では好ましい態様として上記図
６に示したように減算器４５ａ、４５ｂから出力される
信号を遅延させない構成を示したが、例えば後述する第
６実施例の説明で用いられる図７に示すように減算器５
５ａ、５５ｂに入力される受信信号を遅延素子５１ａ、
５１ｂにより遅延させる一方、適応フィルタ５２ａ、５
２ｂ、５３ａ、５３ｂやフィルタタップ係数演算制御部
５６に入力される受信信号を遅延させないような構成に
よっても上記と同様な効果を得ることができる。ここ
で、図７に示した構成は、遅延素子５１ａ、５１ｂが減
算器５５ａ、５５ｂ側に備えられているといった点を除
いては、上記図６に示した構成とほぼ同様である。In this example, as a preferred mode, the configuration in which the signals output from the subtracters 45a and 45b are not delayed as shown in FIG. 6 has been described, but it is used, for example, in the description of the sixth example described later. As shown in FIG. 7, the subtractor 5
5a and 55b, the received signal input to the delay element 51a,
While delaying by 51b, adaptive filters 52a, 5
The same effect as described above can be obtained by a configuration in which the received signals input to 2b, 53a, 53b and the filter tap coefficient calculation control unit 56 are not delayed. Here, the configuration shown in FIG. 7 is almost the same as the configuration shown in FIG. 6 above, except that the delay elements 51a and 51b are provided on the subtractors 55a and 55b side.

【０１５２】また、例えば上記第１実施例で示したのと
同様に、上記した複素演算用のＬＭＳアルゴリズム以外
のアルゴリズムを用いて上記と同様な干渉除去の効果を
得ることもでき、一例として、上記図６に示した構成に
おいて複素演算用のＲＬＳアルゴリズムを用いた場合に
ついて示しておく。なお、以下では、説明の便宜上か
ら、上記したｕＩ（ｔ）及びｕＱ（ｔ）やｈＩ（ｔ）及
びｈＱ（ｔ）やｅＩ（ｔ）及びｅＱ（ｔ）やｒＩ（ｔ）
及びｒＱ（ｔ）に相当するものについては同じ符号を用
いて示す。Further, for example, as in the case of the first embodiment described above, it is possible to obtain the same effect of interference cancellation as described above by using an algorithm other than the above LMS algorithm for complex operation. A case where the RLS algorithm for complex operation is used in the configuration shown in FIG. 6 will be described. In the following, for convenience of description, the above uI (t) and uQ (t), hI (t), hQ (t), eI (t), eQ (t), and rI (t) are described.
And those corresponding to rQ (t) are denoted by the same reference numerals.

【０１５３】複素演算用のＲＬＳアルゴリズムでは、例
えば上記第１実施例の式７〜式１０で示したｕ（ｔ）や
ｈ（ｔ）やｅ（ｔ）やｋ（ｔ）やＰ（ｔ）等の全てのパ
ラメータが複素数の要素から構成される。ここで、γ及
びωを実数として、虚数部を表す記号としてｊを用いる
と、任意の複素数要素は（γ＋ｊω）と表される。そし
て、複素演算用のＲＬＳアルゴリズムでは、例えば上記
した各パラメータの実数部と虚数部とを分離してそれぞ
れＩ成分のパラメータ及びＱ成分のパラメータとして用
いることで、上記第１実施例で示したような逐次更新処
理を複素演算において実現する。In the RLS algorithm for complex operations, for example, u (t), h (t), e (t), k (t) and P (t) shown in the equations 7 to 10 of the first embodiment are used. All parameters such as are composed of complex elements. Here, when γ and ω are real numbers and j is used as a symbol representing an imaginary part, an arbitrary complex number element is expressed as (γ + jω). Then, in the RLS algorithm for complex operation, for example, by separating the real part and the imaginary part of each parameter described above and using them as the parameter of the I component and the parameter of the Q component, respectively, as shown in the first embodiment, Realistic sequential update processing is realized in complex operation.

【０１５４】なお、具体的に本例の場合には、例えばｕ
（ｔ）の実数部をｕＩ（ｔ）とするとともに虚数部をｕ
Ｑ（ｔ）とし、ｈ（ｔ）の実数部をｈＩ（ｔ）とすると
ともに虚数部をｈＱ（ｔ）とし、ｅ（ｔ）の実数部をｅ
Ｉ（ｔ）とするとともに虚数部をｅＱ（ｔ）とする等し
て、受信信号のＩ成分ｒＩ（ｔ）及びＱ成分ｒＱ（ｔ）
から干渉信号成分を除去する処理が行われる。In the case of this example, for example, u
Let uI (t) be the real part of (t) and u be the imaginary part.
Let Q (t), the real part of h (t) be hI (t), the imaginary part be hQ (t), and the real part of e (t) be e.
I (t), the imaginary part is eQ (t), and the like, and the I component rI (t) and the Q component rQ (t) of the received signal are obtained.
Is performed to remove the interference signal component.

【０１５５】以上に示したように、例えば複素演算用の
ＲＬＳアルゴリズムを用いた場合においても、上記した
複素演算用のＬＭＳアルゴリズムを用いた場合と同様
に、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と干渉
信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉
信号を除去することができる。As described above, even in the case of using the RLS algorithm for complex operation, for example, as in the case of using the LMS algorithm for complex operation, the spread signal spread-modulated by the CDMA system is used. The interference signal can be removed from the I component and the Q component of the received signal including the interference signal.

【０１５６】次に、本発明の第６実施例を図７を参照し
て説明する。同図には、本発明に係る受信機に備えられ
る干渉除去回路の一例を示してあり、この回路には、例
えば上記第５実施例の図６に示したものとほぼ同様な機
能を有する遅延素子５１ａ、５１ｂや適応フィルタ５２
ａ、５２ｂ、５３ａ、５３ｂや加算器５４ａ、５４ｂや
減算器５５ａ、５５ｂやフィルタタップ係数演算制御部
５６が備えられている。Next, a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 11 shows an example of an interference canceling circuit provided in the receiver according to the present invention. This circuit has a delay function having substantially the same function as that shown in FIG. 6 of the fifth embodiment. The elements 51a and 51b and the adaptive filter 52
a, 52b, 53a, 53b, adders 54a, 54b, subtracters 55a, 55b, and a filter tap coefficient calculation control unit 56 are provided.

【０１５７】ここで、図７に示した本例の構成は、２つ
の遅延素子５１ａ、５１ｂがそれぞれ減算器５５ａ、５
５ｂ側に備えられているといった点を除いては、上記図
６に示した構成とほぼ同様であるため、以下では主とし
て、上記第５実施例の場合とは異なる構成や動作につい
て説明する。また、本例では、例えば複素演算用のＬＭ
Ｓアルゴリズムを用いた場合を例として示すが、上記第
５実施例で示したように他のアルゴリズムを用いること
もできる。Here, in the configuration of this example shown in FIG. 7, the two delay elements 51a and 51b are subtractors 55a and 5a, respectively.
Since it is almost the same as the configuration shown in FIG. 6 except that it is provided on the side of 5b, the configuration and operation different from those of the fifth embodiment will be mainly described below. Further, in this example, for example, an LM for complex operation is used.
Although the case where the S algorithm is used is shown as an example, other algorithms can be used as shown in the fifth embodiment.

【０１５８】本例では、遅延素子５１ａにより遅延させ
られた受信信号のＩ成分ｒＩ（ｔ−τ）が減算器５５ａ
に入力されるとともに遅延素子５１ｂにより遅延させら
れた受信信号のＱ成分ｒＱ（ｔ）が減算器５５ｂに入力
される一方、遅延させられていない受信信号のＩ成分ｒ
Ｉ（ｔ）が適応フィルタ５２ａ、５３ａやフィルタタッ
プ係数演算制御部５６に入力されるとともに遅延させら
れていない受信信号のＱ成分ｒＱ（ｔ）が適応フィルタ
５２ｂ、５３ｂやフィルタタップ係数演算制御部５６に
入力される。In this example, the I component rI (t-τ) of the received signal delayed by the delay element 51a is subtracted by the subtractor 55a.
Q component rQ (t) of the received signal delayed by the delay element 51b and input to the subtractor 55b, while the I component r of the undelayed received signal r
I (t) is input to the adaptive filters 52a and 53a and the filter tap coefficient calculation control unit 56, and the Q component rQ (t) of the received signal that is not delayed is the adaptive filters 52b and 53b and the filter tap coefficient calculation control unit. 56 is input.

【０１５９】ここで、τは２つの遅延素子５１ａ、５１
ｂにより与えられる遅延時間であり、本例では、例えば
上記第２実施例の場合と同様に、この遅延時間τとし
て、適応フィルタ５２ａ、５２ｂ、５３ａ、５３ｂのフ
ィルタタップ数ｎの半分程度の時間が設定されている。
また、例えば上記第２実施例の場合と同様に、この遅延
時間τとしては、拡散符号の１チップ分の時間に比べて
大きな時間が設定されている。Here, τ is two delay elements 51a and 51a.
In this example, as in the case of the second embodiment, the delay time τ is about half the number n of filter taps of the adaptive filters 52a, 52b, 53a, 53b. Is set.
Further, as in the case of the second embodiment, for example, a larger time is set as the delay time τ than the time for one chip of the spread code.

【０１６０】具体的に、例えば適応フィルタ５２ａ、５
３ａのシフトレジスタに入力されるＩ成分ｒＩ（ｔ）の
当該シフトレジスタ内における系列ｕＩ（ｔ）は上記第
２実施例の式１３で示したｕ（ｔ）のＩ成分に相当し、
また、例えば適応フィルタ５２ｂ、５３ｂのシフトレジ
スタに入力されるＱ成分ｒＱ（ｔ）の当該シフトレジス
タ内における系列ｕＱ（ｔ）は上記第２実施例の式１３
で示したｕ（ｔ）のＱ成分に相当する。なお、ｕＩ
（ｔ）及びｕＱ（ｔ）はベクトルである。Specifically, for example, the adaptive filters 52a, 5
The sequence uI (t) in the shift register of the I component rI (t) input to the shift register 3a corresponds to the I component of u (t) shown in the equation 13 of the second embodiment.
Further, for example, the sequence uQ (t) of the Q component rQ (t) input to the shift register of the adaptive filters 52b and 53b in the shift register is expressed by the equation 13 of the second embodiment.
Corresponds to the Q component of u (t) indicated by. Note that uI
(T) and uQ (t) are vectors.

【０１６１】また、本例のフィルタタップ係数演算制御
部５６は、例えば上記第２実施例の式１４に示したフィ
ルタタップ係数ｈ（ｔ）と同様に、ｒＩ（ｔ−τ）及び
ｒＱ（ｔ−τ）に対応するフィルタタップ係数ｈＩ(τ+
1)、ｈＱ(τ+1)を０とするとともに当該フィルタタップ
係数ｈ(τ+1)、ｈＱ(τ+1)の前後のそれぞれα個のフィ
ルタタップ係数を０とする規則に従ってフィルタタップ
係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）を順次更新して適応フ
ィルタ５２ａ、５２ｂ、５３ａ、５３ｂへ出力する。Further, the filter tap coefficient calculation control unit 56 of the present example has rI (t-τ) and rQ (t) similarly to the filter tap coefficient h (t) shown in the equation 14 of the second embodiment, for example. −τ) corresponding to the filter tap coefficient hI (τ +
1), hQ (τ + 1) is set to 0, and the filter tap coefficient is set to 0 according to the α filter tap coefficients before and after the filter tap coefficient h (τ + 1) and hQ (τ + 1). The sequences hI (t) and hQ (t) are sequentially updated and output to the adaptive filters 52a, 52b, 53a, 53b.

【０１６２】ここで、αとしては、例えば上記第２実施
例の場合と同様に、拡散符号の１チップ分以上の所定時
間に相当する個数が設定されている。具体的には、Ｉ相
のフィルタタップ係数系列ｈＩ（ｔ）は式２４で示さ
れ、Ｑ相のフィルタタップ係数系列ｈＱ（ｔ）は式２５
で示される。なお、ｈＩ（ｔ）及びｈＱ（ｔ）はベクト
ルである。また、ｈＩ１〜ｈＩｎはＩ相のフィルタタッ
プ係数であり、ｈＱ１〜ｈＱｎはＱ相のフィルタタップ
係数である。Here, as α, for example, as in the case of the second embodiment, the number corresponding to a predetermined time of one chip or more of the spread code is set. Specifically, the I-phase filter tap coefficient sequence hI (t) is expressed by Equation 24, and the Q-phase filter tap coefficient sequence hQ (t) is expressed by Equation 25.
Indicated by. Note that hI (t) and hQ (t) are vectors. Further, hI1 to hIn are I-phase filter tap coefficients, and hQ1 to hQn are Q-phase filter tap coefficients.

【０１６３】[0163]

【数２４】 [Equation 24]

【０１６４】[0164]

【数２５】 [Equation 25]

【０１６５】また、加算器５４ａから出力される干渉信
号成分のＩ成分ＦＭＩ（ｔ）は例えば上記第５実施例の
式２０と同様な式で示され、加算器５４ｂから出力され
る干渉信号成分のＱ成分ＦＭＱ（ｔ）は例えば上記第５
実施例の式２１と同様な式で示される。また、減算器５
５ａは遅延素子５１ａからのＩ成分ｒＩ（ｔ−τ）から
加算器５４ａからの入力信号ＦＭＩ（ｔ）を減算して当
該減算結果ｅＩ（ｔ）を出力し、減算器５５ｂは遅延素
子５１ｂからのＱ成分ｒＱ（ｔ−τ）から加算器５４ｂ
からの入力信号ＦＭＱ（ｔ）を減算して当該減算結果ｅ
Ｑ（ｔ）を出力する。Further, the I component FMI (t) of the interference signal component output from the adder 54a is expressed by, for example, the same equation as the equation 20 of the fifth embodiment, and the interference signal component output from the adder 54b. The Q component FMQ (t) of the
It is represented by a formula similar to the formula 21 of the embodiment. Also, the subtractor 5
5a subtracts the input signal FMI (t) from the adder 54a from the I component rI (t-τ) from the delay element 51a and outputs the subtraction result eI (t), and the subtractor 55b outputs from the delay element 51b. From the Q component rQ (t-τ) of the adder 54b
Subtraction of the input signal FMQ (t) from
Output Q (t).

【０１６６】また、本例のフィルタタップ係数演算制御
部５６では、遅延させられていない受信信号のＩ成分ｒ
Ｉ（ｔ）及びＱ成分ｒＱ（ｔ）や上記した２つの減算器
５５ａ、５５ｂからの出力信号ｅＩ（ｔ）、ｅＱ（ｔ）
を用いて２つのフィルタタップ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈ
Ｑ（ｔ）を順次更新することが行われる。この更新式
は、例えば上記第５実施例の式２２及び式２３と同様な
式で示される。Further, in the filter tap coefficient calculation control unit 56 of this example, the I component r of the undelayed received signal is r.
The I (t) and Q components rQ (t) and the output signals eI (t) and eQ (t) from the two subtractors 55a and 55b described above.
By using two filter tap coefficient sequences hI (t), h
Q (t) is sequentially updated. This updating formula is expressed by, for example, the same formulas as the formula 22 and the formula 23 of the fifth embodiment.

【０１６７】ここで、上記式２４及び上記式２５に示す
ようなフィルタタップ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）
を用いることで受信信号から干渉信号を高精度で除去す
ることができる原理については例えば上記第２実施例で
示したのと同様であり、すなわち、減算器５５ａ、５５
ｂに入力される受信信号のＩ成分ｒＩ（ｔ−τ）及びＱ
成分ｒＱ（ｔ−τ）に比べて１チップ分以上の時間進ん
だＩ成分及びＱ成分と１チップ分以上の時間遅れたＩ成
分及びＱ成分との両方を用いて干渉波抽出信号ＦＭＩ
（ｔ）、ＦＭＱ（ｔ）を算出しているためである。Here, filter tap coefficient sequences hI (t) and hQ (t) as shown in the above equations 24 and 25 are given.
The principle by which the interference signal can be removed from the received signal with high accuracy is similar to that shown in the second embodiment, that is, the subtracters 55a and 55a.
I component rI (t-τ) and Q of the received signal input to b
The interference wave extraction signal FMI is obtained by using both the I component and the Q component that are advanced by one chip or more and the I component and the Q component that are delayed by one chip or more compared with the component rQ (t-τ).
This is because (t) and FMQ (t) are calculated.

【０１６８】本例では、上記した適応フィルタ５２ａ、
５２ｂ、５３ａ、５３ｂや加算器５４ａ、５４ｂを組合
せた機能により、連続する複数の時刻のＩ成分値から成
るＩ成分ベクトルと所定の第１タップ係数ベクトルとの
内積値と当該複数時刻のＱ成分値から成るＱ成分ベクト
ルと所定の第２タップ係数ベクトルとの内積値との差を
Ｉ総和値として算出するとともに、当該Ｑ成分ベクトル
と当該第１タップ係数ベクトルとの内積値と当該Ｉ成分
ベクトルと当該第２タップ係数ベクトルとの内積値との
和をＱ総和値として算出する算出手段が構成されてい
る。In this example, the adaptive filter 52a,
52b, 53a, 53b and adders 54a, 54b are combined, and the inner product value of the I component vector consisting of the I component values at a plurality of consecutive times and the predetermined first tap coefficient vector and the Q component at the plurality of times. The difference between the inner product value of the Q component vector consisting of values and the predetermined second tap coefficient vector is calculated as the I sum value, and the inner product value of the Q component vector and the first tap coefficient vector and the I component vector are calculated. And a second inner coefficient value of the second tap coefficient vector is calculated as a Q total sum value.

【０１６９】なお、本例では、上記したｕＩ（ｔ）が連
続する複数の時刻のＩ成分値から成るＩ成分ベクトルに
相当し、上記したｕＱ（ｔ）が当該複数時刻のＱ成分値
から成るＱ成分ベクトルに相当し、上記したｈＩ（ｔ）
が第１タップ係数ベクトルに相当し、上記したｈＱ
（ｔ）が第２タップ係数ベクトルに相当し、上記したＦ
ＭＩ（ｔ）がＩ総和値に相当し、上記したＦＭＱ（ｔ）
がＱ総和値に相当する。In this example, the above uI (t) corresponds to an I component vector composed of I component values at a plurality of consecutive times, and the above uQ (t) consists of Q component values at the plurality of times. Corresponds to the Q component vector and has the above hI (t)
Corresponds to the first tap coefficient vector, and the above hQ
(T) corresponds to the second tap coefficient vector, and
MI (t) corresponds to the I sum value, and FMQ (t)
Corresponds to the Q sum value.

【０１７０】また、本例では、上記した減算器５５ａ、
５５ｂの機能により、対象時刻のＩ成分値から当該対象
時刻及び当該対象時刻の前後の連続する複数の時刻のＩ
成分値から成るＩ成分ベクトル及びこれら複数時刻（す
なわち、前記した対象時刻及び当該対象時刻の前後の連
続する複数の時刻）のＱ成分値から成るＱ成分ベクトル
を用いて算出手段により算出されるＩ総和値を減算する
とともに、当該対象時刻のＱ成分値から当該Ｉ成分ベク
トル及び当該Ｑ成分ベクトルを用いて算出手段により算
出されるＱ総和値を減算する減算手段が構成されてい
る。Further, in this example, the subtractor 55a,
By the function of 55b, the I component value of the target time is used to calculate the I time of the target time and I of a plurality of consecutive times before and after the target time.
I calculated by using the I component vector composed of the component values and the Q component vector composed of the Q component values at the plurality of times (that is, the target time and a plurality of consecutive times before and after the target time). The subtraction unit is configured to subtract the total sum value and also subtract the Q total value calculated by the calculation unit using the I component vector and the Q component vector from the Q component value at the target time.

【０１７１】なお、本例では、上記したｒＩ（ｔ−τ）
が対象時刻のＩ成分値に相当し、上記したｒＱ（ｔ−
τ）が対象時刻のＱ成分値に相当し、上記したｕＩ
（ｔ）が対象時刻及び当該対象時刻の前後の連続する複
数の時刻のＩ成分値から成るＩ成分ベクトルに相当し、
上記したｕＱ（ｔ）がこれら複数時刻のＱ成分値から成
るＱ成分ベクトルに相当し、減算手段では対象時刻のＩ
成分値ｒＩ（ｔ−τ）から上記したＩ総和値ＦＭＩ
（ｔ）を減算するとともに、対象時刻のＱ成分値ｒＱ
（ｔ−τ）から上記したＱ総和値ＦＭＱ（ｔ）を減算し
ている。In this example, the above rI (t-τ)
Corresponds to the I component value at the target time, and rQ (t-
τ) corresponds to the Q component value at the target time, and the above uI
(T) corresponds to an I component vector composed of the target time and I component values at a plurality of consecutive times before and after the target time,
The above-mentioned uQ (t) corresponds to a Q component vector composed of these Q component values at a plurality of times, and the subtraction means I
From the component value rI (t−τ), the above I sum total value FMI
(T) is subtracted, and the Q component value rQ at the target time
The above-mentioned Q sum value FMQ (t) is subtracted from (t−τ).

【０１７２】また、本例では、上記したフィルタタップ
係数演算制御部５６の機能により、第１タップ係数ベク
トル及び第２タップ係数ベクトルの成分の中で対象時刻
のＩ成分値及びＱ成分値に対応する成分をゼロとすると
ともに当該対象時刻からのずれが拡散符号の１チップ分
以上の所定の時間以内であるＩ成分値及びＱ成分値に対
応する成分をゼロとした規則に従って減算手段の減算結
果に応じて第１タップ係数ベクトル及び第２タップ係数
ベクトルを順次更新することにより、対象時刻の進みに
応じて算出手段により算出されるＩ総和値及びＱ総和値
をそれぞれ干渉信号値のＩ成分及び干渉信号値のＱ成分
に近づける更新手段が構成されている。Further, in this example, the function of the filter tap coefficient operation control unit 56 described above corresponds to the I component value and the Q component value at the target time among the components of the first tap coefficient vector and the second tap coefficient vector. The subtraction result of the subtraction means in accordance with the rule that the component corresponding to the I component value and the Q component value whose displacement from the target time is within a predetermined time of one chip or more of the spread code is zero By sequentially updating the first tap coefficient vector and the second tap coefficient vector, the I total sum value and the Q total sum value calculated by the calculating unit according to the progress of the target time are calculated as I component of the interference signal value and An updating unit is configured to bring the interference signal value closer to the Q component.

【０１７３】なお、本例では、上記式２４及び上記式２
５に示したように特定のフィルタタップ係数をゼロに固
定した規則が第１タップ係数ベクトル及び第２タップ係
数ベクトルの成分の中で対象時刻のＩ成分値及びＱ成分
値に対応する成分をゼロとするとともに当該対象時刻か
らのずれが拡散符号の１チップ分以上の所定の時間以内
であるＩ成分値及びＱ成分値に対応する成分をゼロとし
た規則に相当する。また、本例では、上記したｅＩ
（ｔ）やｅＱ（ｔ）が減算手段の減算結果に相当する。
また、本例のようにＬＭＳアルゴリズム等を用いた場合
には、第１タップ係数ベクトルｈＩ（ｔ）及び第２タッ
プ係数ベクトルｈＱ（ｔ）が対象時刻（ｔ−τ）の進み
に応じて順次更新されることにより、上記したＩ総和値
ＦＭＩ（ｔ）が次第に干渉信号値のＩ成分に近づいてい
くとともに、上記したＱ総和値ＦＭＱ（ｔ）が次第に干
渉信号値のＱ成分に近づいていく。In this example, the above equation 24 and the above equation 2
As shown in FIG. 5, the rule in which the specific filter tap coefficient is fixed to zero is that the component corresponding to the I component value and the Q component value at the target time is zero among the components of the first tap coefficient vector and the second tap coefficient vector. And the deviation from the target time corresponds to a rule in which the components corresponding to the I component value and the Q component value that are within a predetermined time of one chip or more of the spreading code are zero. Further, in this example, the above eI
(T) and eQ (t) correspond to the subtraction result of the subtracting means.
Further, when the LMS algorithm or the like is used as in this example, the first tap coefficient vector hI (t) and the second tap coefficient vector hQ (t) are sequentially arranged according to the progress of the target time (t−τ). By being updated, the above-described I sum total value FMI (t) gradually approaches the I component of the interference signal value, and the above Q total sum value FMQ (t) gradually approaches the Q component of the interference signal value. .

【０１７４】また、本例では、上記したＩ成分ベクト
ル、Ｑ成分ベクトル、第１タップ係数ベクトル、及び第
２タップ係数ベクトルの次元は全て同じであり、例えば
上記第２実施例で示したのと同様に、この次元として
は、例えば上記式２４及び上記式２５に示したように２
つのフィルタタップ係数系列中の特定のフィルタタップ
係数をゼロとした場合においても、当該ゼロの並びの左
右にゼロでないフィルタタップ係数を残すことができる
次元が設定される。In this example, the dimensions of the I component vector, the Q component vector, the first tap coefficient vector, and the second tap coefficient vector are all the same. For example, as shown in the second embodiment. Similarly, as this dimension, for example, as shown in the above equation 24 and the above equation 25, 2
Even when a specific filter tap coefficient in one filter tap coefficient series is set to zero, a dimension is set that allows non-zero filter tap coefficients to be left and right of the sequence of zeros.

【０１７５】以上のように、本例の受信機では、拡散信
号の特性を利用することで、ＣＤＭＡ方式により拡散変
調された拡散信号と干渉信号とを含む受信信号のＩ成分
及びＱ成分から当該干渉信号を高精度で除去することが
でき、これにより、受信品質の劣化を防ぎ、受信品質を
向上させることができる。As described above, in the receiver of this example, the characteristics of the spread signal are used to extract the I component and the Q component of the received signal including the spread signal spread-modulated by the CDMA system and the interference signal. The interference signal can be removed with high accuracy, which can prevent deterioration of reception quality and improve reception quality.

【０１７６】次に、本発明の第７実施例を図８を参照し
て説明する。同図には、本発明に係る受信機に備えられ
る干渉除去回路の一例を示してあり、この回路には、例
えば上記第６実施例の図７に示したものとほぼ同様な機
能を有する適応フィルタ６１ａ、６１ｂ、６２ａ、６２
ｂや加算器６３ａ、６３ｂやフィルタタップ係数演算制
御部６４が備えられている。Next, a seventh embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The figure shows an example of an interference canceling circuit provided in a receiver according to the present invention. This circuit has an adaptive function having substantially the same function as that shown in FIG. 7 of the sixth embodiment, for example. Filters 61a, 61b, 62a, 62
b, adders 63a and 63b, and a filter tap coefficient calculation control unit 64 are provided.

【０１７７】ここで、図８に示した本例の構成は、遅延
素子や減算器が備えられていないといった点を除いて
は、上記図７に示した構成とほぼ同様であるため、以下
では主として、上記第７実施例の場合とは異なる構成や
動作について説明する。また、本例では、例えばＬＭＳ
アルゴリズムを用いた場合を例として示すが、上記第１
実施例で示したように他のアルゴリズムを用いることも
できる。Here, the configuration of the present example shown in FIG. 8 is almost the same as the configuration shown in FIG. 7 except that the delay element and the subtracter are not provided. The configuration and operation different from those of the seventh embodiment will be mainly described. Further, in this example, for example, LMS
The case where an algorithm is used is shown as an example.
Other algorithms may be used as shown in the examples.

【０１７８】本例では、例えば上記第６実施例の式２４
で示したような０に固定した複数のフィルタタップ係数
ｈＩ(τ+1-α) 〜ｈＩ(τ+1+α)の中で対象時刻のＩ成
分値ｒＩ（ｔ−τ）に対応するフィルタタップ係数ｈＩ
(τ+1)のみを０以外の値に固定することで、遅延素子や
減算器を省略して上記第６実施例の場合と同様な干渉除
去の効果を得ることができるようにしている。In this example, for example, equation 24 in the sixth embodiment is used.
The filter corresponding to the I component value rI (t-τ) at the target time among the plurality of filter tap coefficients hI (τ + 1-α) to hI (τ + 1 + α) fixed to 0 as shown in Tap coefficient hI
By fixing only (τ + 1) to a value other than 0, the delay element and the subtractor can be omitted and the same interference removal effect as in the case of the sixth embodiment can be obtained.

【０１７９】すなわち、本例のフィルタタップ係数演算
制御部６４は、例えば式２６及び式２７に示すように、
ｒI（ｔ−τ）に対応するフィルタタップ係数ｈＩ(τ+
1)を所定値βとするとともに当該フィルタタップ係数ｈ
Ｉ(τ+1)の前後のそれぞれα個のフィルタタップ係数を
０とする規則及びｒＱ（ｔ−τ）に対応するフィルタタ
ップ係数ｈＱ(τ+1)を０とするとともに当該フィルタタ
ップ係数ｈＱ(τ+1)の前後のそれぞれα個のフィルタタ
ップ係数を０とする規則に従ってフィルタタップ係数系
列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）を順次更新して適応フィルタ
６１ａ、６１ｂ、６２ａ、６２ｂへ出力する。ここで、
αとしては例えば上記第６実施例で示したように拡散符
号の１チップ分以上の所定時間に相当する個数が設定さ
れている。また、βとしては例えば上記第３実施例の場
合と同様に干渉除去回路から出力される信号ｅＩ
（ｔ）、ｅＱ（ｔ）のレベル調整に適した値が設定され
ている。なお、ｈＩ（ｔ）及びｈＱ（ｔ）はベクトルで
ある。That is, the filter tap coefficient calculation control unit 64 of the present example, for example, as shown in Equation 26 and Equation 27,
The filter tap coefficient hI (τ +) corresponding to rI (t−τ)
1) is set to a predetermined value β and the filter tap coefficient h
The rule that sets α filter tap coefficients before and after I (τ + 1) to 0 and the filter tap coefficient hQ (τ + 1) corresponding to rQ (t−τ) to 0 and the filter tap coefficient hQ The filter tap coefficient sequences hI (t) and hQ (t) are sequentially updated and output to the adaptive filters 61a, 61b, 62a and 62b in accordance with the rule that the α filter tap coefficients before and after (τ + 1) are set to 0. To do. here,
As α, for example, the number corresponding to a predetermined time of one chip or more of the spread code is set as shown in the sixth embodiment. Further, β is, for example, the signal eI output from the interference canceling circuit as in the case of the third embodiment.
Values suitable for level adjustment of (t) and eQ (t) are set. Note that hI (t) and hQ (t) are vectors.

【０１８０】[0180]

【数２６】 [Equation 26]

【０１８１】[0181]

【数２７】 [Equation 27]

【０１８２】例えば上記第３実施例の場合と同様に、上
記のようなフィルタタップ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ
（ｔ）を用いると、加算器６３ａからは例えば上記第６
実施例の図７に示した減算器５５ａから出力される信号
のように受信信号のＩ成分から干渉信号が除去された信
号をβ倍した信号ｅＩ（ｔ）が出力され、加算器６３ｂ
からは例えば上記第６実施例の図７に示した減算器５５
ｂから出力される信号のように受信信号のＱ成分から干
渉信号が除去された信号をβ倍した信号ｅＱ（ｔ）が出
力される。For example, as in the case of the third embodiment, the filter tap coefficient sequences hI (t) and hQ as described above are used.
If (t) is used, from the adder 63a, for example, the sixth
A signal eI (t) obtained by multiplying the signal obtained by removing the interference signal from the I component of the received signal by β as the signal output from the subtractor 55a shown in FIG. 7 of the embodiment is output, and the adder 63b is output.
From the subtracter 55 shown in FIG. 7 of the sixth embodiment.
A signal eQ (t) obtained by multiplying the signal obtained by removing the interference signal from the Q component of the received signal by β, such as the signal output from b, is output.

【０１８３】ここで、本例では、フィルタタップ係数演
算制御部６４が遅延させられていない受信信号のＩ成分
ｒＩ（ｔ）及びＱ成分ｒＱ（ｔ）や上記した２つの加算
器６３ａ、６３ｂからの出力信号ｅＩ（ｔ）、ｅＱ
（ｔ）を用いて、例えば上記第５実施例の式２２及び式
２３に示したのと同様な更新式に従って２つのフィルタ
タップ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ（ｔ）を順次更新する
ことにより、出力信号ｅＩ（ｔ）を受信信号のＩ成分か
ら干渉信号を除去した信号のβ倍の信号に次第に近づけ
るとともに、出力信号ｅＱ（ｔ）を受信信号のＱ成分か
ら干渉信号を除去した信号のβ倍の信号に次第に近づけ
ることが行われる。Here, in this example, the filter tap coefficient calculation control unit 64 uses the I component rI (t) and the Q component rQ (t) of the undelayed received signal and the two adders 63a and 63b. Output signals eI (t), eQ of
By using (t), for example, by sequentially updating the two filter tap coefficient sequences hI (t) and hQ (t) according to the update formulas similar to the formulas 22 and 23 of the fifth embodiment, , The output signal eI (t) is gradually approached to a signal that is β times the signal obtained by removing the interference signal from the I component of the received signal, and the output signal eQ (t) of the signal obtained by removing the interference signal from the Q component of the received signal. Gradually approaching the β-fold signal is performed.

【０１８４】本例では、上記した適応フィルタ６１ａ、
６１ｂ、６２ａ、６２ｂや加算器６３ａ、６３ｂを組合
せた機能により、対象時刻及び当該対象時刻の前後の連
続する複数の時刻のＩ成分値から成るＩ成分ベクトルと
所定の第１タップ係数ベクトルとの内積値とこれら複数
時刻のＱ成分値から成るＱ成分ベクトルと所定の第２タ
ップ係数ベクトルとの内積値との差をＩ総和値として算
出するとともに、当該Ｑ成分ベクトルと当該第１タップ
係数ベクトルとの内積値と当該Ｉ成分ベクトルと当該第
２タップ係数ベクトルとの内積値との和をＱ総和値とし
て算出する算出手段が構成されている。In this example, the adaptive filter 61a,
By the function of combining 61b, 62a, 62b and adders 63a, 63b, an I component vector composed of the target time and I component values at a plurality of consecutive times before and after the target time and a predetermined first tap coefficient vector The difference between the inner product value and the inner product value of the Q component vector consisting of these Q component values at a plurality of times and the predetermined second tap coefficient vector is calculated as the I sum value, and the Q component vector and the first tap coefficient vector are calculated. The calculating means is configured to calculate the sum of the inner product value of and the inner product value of the I component vector and the second tap coefficient vector as the Q total sum value.

【０１８５】なお、本例では、上記したｒＩ（ｔ−τ）
が対象時刻のＩ成分値に相当し、上記したｒＱ（ｔ−
τ）が対象時刻のＱ成分値に相当し、例えば上記第６実
施例で示したｕＩ（ｔ）と同様な系列が対象時刻及び当
該対象時刻の前後の連続する複数の時刻のＩ成分値から
成るＩ成分ベクトルに相当し、例えば上記第６実施例で
示したｕＱ（ｔ）と同様な系列がこれら複数時刻のＱ成
分値から成るＱ成分ベクトルに相当し、上記したｈＩ
（ｔ）が第１タップ係数ベクトルに相当し、上記したｈ
Ｑ（ｔ）が第２タップ係数ベクトルに相当し、上記した
ｅＩ（ｔ）がＩ総和値に相当し、上記したｅＱ（ｔ）が
Ｑ総和値に相当する。In this example, the above rI (t-τ)
Corresponds to the I component value at the target time, and rQ (t-
τ) corresponds to the Q component value at the target time, and for example, a sequence similar to uI (t) shown in the sixth embodiment is calculated from the target time and the I component values at a plurality of consecutive times before and after the target time. Corresponding to the I component vector, for example, a sequence similar to uQ (t) shown in the sixth embodiment corresponds to the Q component vector composed of these Q component values at a plurality of times, and the above hI
(T) corresponds to the first tap coefficient vector, and
Q (t) corresponds to the second tap coefficient vector, the above eI (t) corresponds to the I total sum value, and the above eQ (t) corresponds to the Q total sum value.

【０１８６】また、本例では、上記したフィルタタップ
係数演算制御部６４の機能により、第１タップ係数ベク
トルの成分の中で対象時刻のＩ成分値及びＱ成分値に対
応する成分をゼロ以外の所定値とするとともに当該対象
時刻からのずれが拡散符号の１チップ分以上の所定の時
間以内である時刻のＩ成分値及びＱ成分値に対応する成
分をゼロとした規則及び第２タップ係数ベクトルの成分
の中で対象時刻のＩ成分値及びＱ成分値に対応する成分
をゼロとするとともに当該対象時刻からのずれが拡散符
号の１チップ分以上の所定の時間以内である時刻のＩ成
分値及びＱ成分値に対応する成分をゼロとした規則に従
って算出手段の算出結果に応じて第１タップ係数ベクト
ル及び第２タップ係数ベクトルを順次更新することによ
り、対象時刻の進みに応じて算出手段により算出される
Ｉ総和値及びＱ総和値をそれぞれＩ成分値から干渉信号
値のＩ成分を減算した値の所定数倍値及びＱ成分値から
干渉信号値のＱ成分を減算した値の所定数倍値に近づけ
る更新手段が構成されている。Further, in this example, the function of the filter tap coefficient operation control unit 64 described above causes the components corresponding to the I component value and the Q component value at the target time to be other than zero among the components of the first tap coefficient vector. A rule and a second tap coefficient vector in which the component corresponding to the I component value and the Q component value at a time when the deviation from the target time is a predetermined value and is within a predetermined time of one chip or more of the spread code is zero. The component corresponding to the I component value and the Q component value at the target time is set to zero and the deviation from the target time is within a predetermined time of one chip or more of the spread code , The first tap coefficient vector and the second tap coefficient vector are sequentially updated according to the calculation result of the calculating means according to the rule that the component corresponding to the Q component value is zero and the target time is advanced. The I sum value and the Q sum value calculated by the calculating means are subtracted from the I component value by a predetermined multiple of a value obtained by subtracting the I component of the interference signal value, and the Q component of the interference signal value is subtracted from the Q component value. The updating unit is configured to bring the value closer to a predetermined multiple of the value.

【０１８７】なお、本例では、上記式２６に示したよう
に対象時刻のＩ成分値及びＱ成分値に対応するフィルタ
タップ係数をゼロ以外の値に固定するとともに当該フィ
ルタタップ係数の前後の特定のフィルタタップ係数をゼ
ロに固定した規則が第１タップ係数ベクトルの成分の中
で対象時刻のＩ成分値及びＱ成分値に対応する成分をゼ
ロ以外の所定値とするとともに当該対象時刻からのずれ
が拡散符号の１チップ分以上の所定の時間以内である時
刻のＩ成分値及びＱ成分値に対応する成分をゼロとした
規則に相当し、上記式２７に示したように対象時刻のＩ
成分値及びＱ成分値に対応するフィルタタップ係数をゼ
ロに固定するとともに当該フィルタタップ係数の前後の
特定のフィルタタップ係数をゼロに固定した規則が第２
タップ係数ベクトルの成分の中で対象時刻のＩ成分値及
びＱ成分値に対応する成分をゼロとするとともに当該対
象時刻からのずれが拡散符号の１チップ分以上の所定の
時間以内である時刻のＩ成分値及びＱ成分値に対応する
成分をゼロとした規則に相当する。In this example, the filter tap coefficients corresponding to the I component value and the Q component value at the target time are fixed to values other than zero as shown in the above equation 26, and the filter tap coefficient before and after is specified. The rule in which the filter tap coefficient is fixed to zero sets the components corresponding to the I component value and the Q component value at the target time to a predetermined value other than zero among the components of the first tap coefficient vector, and shifts from the target time. Corresponds to the rule that the component corresponding to the I component value and the Q component value at the time when the spread code is within one chip or more of the predetermined time is zero, and as shown in Expression 27, I
The second rule is that the filter tap coefficient corresponding to the component value and the Q component value is fixed to zero, and specific filter tap coefficients before and after the filter tap coefficient are fixed to zero.
Of the components of the tap coefficient vector, the components corresponding to the I component value and the Q component value at the target time are set to zero, and the deviation from the target time is within a predetermined time of one chip or more of the spread code. This corresponds to a rule in which the components corresponding to the I component value and the Q component value are zero.

【０１８８】また、本例では、上記したｅＩ（ｔ）やｅ
Ｑ（ｔ）が算出手段の算出結果（すなわち、Ｉ総和値や
Ｑ総和値）に相当する。また、本例のようにＬＭＳアル
ゴリズム等を用いた場合には、第１タップ係数ベクトル
ｈＩ（ｔ）及び第２タップ係数ベクトルｈＱ（ｔ）が対
象時刻（ｔ−τ）の進みに応じて順次更新されることに
より、上記したＩ総和値ｅＩ（ｔ）が次第に受信信号の
Ｉ成分値から干渉信号値のＩ成分を減算した値の所定数
倍値に近づいていくとともに、上記したＱ総和値ｅＱ
（ｔ）が次第に受信信号のＱ成分値から干渉信号値のＱ
成分を減算した値の所定数倍値に近づいていく。In this example, the above-mentioned eI (t) and e
Q (t) corresponds to the calculation result of the calculation means (that is, the I total sum value or the Q total sum value). Further, when the LMS algorithm or the like is used as in this example, the first tap coefficient vector hI (t) and the second tap coefficient vector hQ (t) are sequentially arranged according to the progress of the target time (t−τ). By being updated, the above-mentioned I total value eI (t) gradually approaches a predetermined multiple of the value obtained by subtracting the I component of the interference signal value from the I component value of the received signal, and the above-mentioned Q total value eQ
(T) gradually increases from the Q component value of the received signal to the Q of the interference signal value.
The value approaches a predetermined multiple of the value obtained by subtracting the component.

【０１８９】以上のように、本例の受信機では、拡散信
号の特性を利用することで、ＣＤＭＡ方式により拡散変
調された拡散信号と干渉信号とを含む受信信号のＩ成分
及びＱ成分から当該干渉信号を高精度で除去することが
でき、これにより、受信品質の劣化を防ぎ、受信品質を
向上させることができる。また、本例の受信機では、例
えば上記第３実施例の場合と同様に、遅延素子や減算器
を省略することができるためハードウエアの規模を縮小
することができ、また、例えば上記した所定値βを調整
することで干渉除去回路から出力される干渉除去後の信
号ｅＩ（ｔ）、ｅＱ（ｔ）のレベルを調整することがで
きる。As described above, in the receiver of this example, the characteristics of the spread signal are used to extract the I component and the Q component of the received signal including the spread signal spread-modulated by the CDMA system and the interference signal. The interference signal can be removed with high accuracy, which can prevent deterioration of reception quality and improve reception quality. Further, in the receiver of this example, as in the case of the third embodiment, for example, the delay element and the subtractor can be omitted, so that the scale of the hardware can be reduced, and, for example, the above-mentioned predetermined By adjusting the value β, it is possible to adjust the levels of the signals eI (t) and eQ (t) after interference elimination output from the interference elimination circuit.

【０１９０】次に、本発明の第８実施例を図９を参照し
て説明する。同図には、本発明に係る受信機に備えられ
る干渉除去回路の一例を示してあり、この回路には、例
えば上記第２実施例の図３に示したものと同様な機能を
有する遅延素子７１や適応フィルタ７２や減算器７３や
フィルタタップ係数演算制御部７４が備えられており、
また、本例の特徴的な構成部分であるタップ係数リセッ
ト部７５が備えられている。Next, an eighth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The figure shows an example of an interference canceling circuit provided in a receiver according to the present invention. This circuit has, for example, a delay element having the same function as that shown in FIG. 3 of the second embodiment. 71, an adaptive filter 72, a subtractor 73, and a filter tap coefficient calculation control unit 74,
Further, a tap coefficient reset unit 75, which is a characteristic component of this example, is provided.

【０１９１】ここで、図９に示した本例の構成は、タッ
プ係数リセット部７５が備えられているといった点を除
いては、上記図３に示した構成と同様であるため、以下
では主として、上記第２実施例の場合とは異なる構成や
動作について説明する。また、本例では、例えばＬＭＳ
アルゴリズムを用いた場合を例として示すが、上記第１
実施例等で示したように他のアルゴリズムを用いること
もできる。Here, the configuration of this example shown in FIG. 9 is the same as the configuration shown in FIG. 3 except that the tap coefficient reset unit 75 is provided. The configuration and operation different from those of the second embodiment will be described. Further, in this example, for example, LMS
The case where an algorithm is used is shown as an example.
Other algorithms may be used as shown in the embodiments and the like.

【０１９２】上記したタップ係数リセット部７５は、フ
ィルタタップ係数演算制御部７４により順次更新される
フィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）を当該フィルタタップ
係数演算制御部７４から入力し、入力したフィルタタッ
プ係数系列ｈ（ｔ）が例えば予め設定された条件に適合
したことを検出した場合には、当該フィルタタップ係数
演算制御部７４に対して指示を与えて、当該フィルタタ
ップ係数演算制御部７４により順次更新されているフィ
ルタタップ係数系列ｈ（ｔ）を所定の初期系列ｈ（０）
に設定（リセット）する機能を有している。なお、ｈ
（ｔ）やｈ（０）はベクトルである。The tap coefficient reset unit 75 described above inputs the filter tap coefficient sequence h (t) sequentially updated by the filter tap coefficient operation control unit 74 from the filter tap coefficient operation control unit 74 and inputs the input filter tap coefficient. When it is detected that the sequence h (t) conforms to a preset condition, for example, an instruction is given to the filter tap coefficient calculation control unit 74, and the filter tap coefficient calculation control unit 74 sequentially updates the filter tap coefficient calculation control unit 74. The filter tap coefficient sequence h (t) that has been generated is converted into a predetermined initial sequence h (0).
It has a function to set (reset) to. Note that h
(T) and h (0) are vectors.

【０１９３】本例では、好ましい一例として、フィルタ
タップ係数系列ｈ（ｔ）を構成するｎ個のフィルタタッ
プ係数ｈ１〜ｈｎ中のいずれかが予め設定された閾値ｈ
thを超えたことを検出したことに応じて、フィルタタッ
プ係数系列ｈ（ｔ）を全てのフィルタタップ係数が０で
ある初期系列ｈ（０）にリセットする機能がタップ係数
リセット部７５に備えられている。なお、本例の初期系
列ｈ（０）は式２８で示される。In this example, as a preferable example, one of the n filter tap coefficients h1 to hn forming the filter tap coefficient sequence h (t) is set to a preset threshold value h.
The tap coefficient reset unit 75 is provided with a function of resetting the filter tap coefficient series h (t) to the initial series h (0) in which all the filter tap coefficients are 0 in response to the detection of exceeding th. ing. Note that the initial series h (0) of this example is expressed by Expression 28.

【０１９４】[0194]

【数２８】 [Equation 28]

【０１９５】また、本例のようなタップ係数リセット部
７５を備えた場合の利点を説明する。例えば受信信号ｒ
（ｔ）に干渉信号が含まれているときには、フィルタタ
ップ係数演算制御部７４では当該受信信号ｒ（ｔ）から
当該干渉信号のみを抽出することができるフィルタタッ
プ係数系列ｈ（ｔ）が順次更新されて生成される。一
方、例えば受信信号ｒ（ｔ）に干渉信号が含まれていな
いときには、当該受信信号ｒ（ｔ）から減算する対象
（すなわち、干渉信号）がないため、理想的にはフィル
タタップ係数系列ｈ（ｔ）を構成する全てのフィルタタ
ップ係数ｈ１〜ｈｎは上記式２８に示したように０にな
ると言える。Further, the advantages of the case where the tap coefficient reset unit 75 as in this example is provided will be described. For example, the received signal r
When the interference signal is included in (t), the filter tap coefficient calculation control unit 74 sequentially updates the filter tap coefficient sequence h (t) capable of extracting only the interference signal from the received signal r (t). Is generated. On the other hand, for example, when the received signal r (t) does not include an interference signal, since there is no target (that is, an interference signal) to be subtracted from the received signal r (t), ideally the filter tap coefficient sequence h ( It can be said that all the filter tap coefficients h1 to hn constituting t) become 0 as shown in the above equation 28.

【０１９６】しかしながら、本例のような干渉除去回路
を現実に構成した場合には、例えば当該干渉除去回路で
利用している拡散信号の無相関性が現実においては理想
から多少ずれることもあるため、必ずしも上記した理想
的なフィルタタップ係数系列が得られるとは限られず、
すなわち、必ずしもフィルタタップ係数ｈ１〜ｈｎの全
てが理想的に０になるとは限らない。そして、例えばフ
ィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）を構成する１又は複数の
フィルタタップ係数ｈ１〜ｈｎが発散してしまうことも
生じ得る。このような場合には、干渉除去回路から出力
される拡散信号の誤り率が非常に悪くなってしまう。However, when the interference canceling circuit as in this example is actually configured, for example, the non-correlation of the spread signal used in the interference canceling circuit may be slightly deviated from the ideal in reality. , The above-mentioned ideal filter tap coefficient sequence is not always obtained,
That is, not all of the filter tap coefficients h1 to hn are ideally 0. Then, for example, one or a plurality of filter tap coefficients h1 to hn forming the filter tap coefficient series h (t) may diverge. In such a case, the error rate of the spread signal output from the interference canceling circuit becomes very poor.

【０１９７】そこで、本例のタップ係数リセット部７５
では、上記のような閾値ｈth及び初期系列ｈ（０）を用
いてリセット処理を行うことにより、上記のような発散
状態を回避している。すなわち、本例の干渉除去回路で
は、例えばフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）が発散しそ
うになっても、いずれかのフィルタタップ係数ｈ１〜ｈ
ｎが閾値ｈthを超える度毎に当該フィルタタップ係数系
列ｈ（ｔ）を初期系列ｈ（０）にリセットすることが繰
り返して行われるため、フィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ）が発散してしまうのを防止することができる。な
お、本例の閾値ｈthとしては、上記のようにフィルタタ
ップ係数系列ｈ（ｔ）の発散を防止することができる値
（例えば発散してしまう徴候のある値）が設定されてい
る。Therefore, the tap coefficient reset unit 75 of this example is
Then, the divergence state as described above is avoided by performing the reset process using the threshold value hth and the initial series h (0) as described above. That is, in the interference removal circuit of this example, even if the filter tap coefficient series h (t) is about to diverge, any of the filter tap coefficients h1 to h
Each time n exceeds the threshold value hth, the filter tap coefficient sequence h (t) is reset to the initial sequence h (0) repeatedly, so that the filter tap coefficient sequence h
It is possible to prevent (t) from diverging. Note that the threshold value hth in this example is set to a value that can prevent the divergence of the filter tap coefficient sequence h (t) as described above (for example, a value that has a sign of divergence).

【０１９８】本例では、上記したタップ係数リセット部
７５の機能により、タップ係数ベクトルが設定された条
件に適合した場合に当該タップ係数ベクトルを所定の初
期ベクトルに設定するリセット手段が構成されている。
なお、本例では、上記したフィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ）がタップ係数ベクトルに相当し、上記した閾値ｈ
thに係る条件が設定された条件に相当し、上記した初期
系列ｈ（０）が所定の初期ベクトルに相当する。In this example, the function of the tap coefficient resetting section 75 described above constitutes a resetting means for setting the tap coefficient vector to a predetermined initial vector when the tap coefficient vector meets the set conditions. .
In this example, the filter tap coefficient sequence h
(T) corresponds to the tap coefficient vector, and the threshold h
The condition related to th corresponds to the set condition, and the above-described initial sequence h (0) corresponds to a predetermined initial vector.

【０１９９】また、タップ係数ベクトルをリセットする
ための条件としては、必ずしも本例で示した条件に限ら
れず、例えばシステムの使用状況等に応じて種々な条件
が設定されてもよい。また、所定の初期ベクトルとして
も、必ずしも本例のようにゼロベクトルが用いられなく
ともよく、種々なベクトルが用いられてもよい。一例と
して、例えばフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）を構成す
るいずれかのフィルタタップ係数ｈ１〜ｈｎが所定の閾
値を超えたことに応じて当該フィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ）を構成する全てのフィルタタップ係数ｈ１〜ｈｎ
を（１／２）倍したベクトルを初期ベクトルとして用い
るといったこともできる。本発明に言うリセット手段
は、このように現在のフィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）
に対して所定の演算処理（例えば加算処理や減算処理や
乗算処理や除算処理やこれらの組合せ）を加えて得られ
るベクトルを初期ベクトルとして用いるような概念をも
包含している。Further, the conditions for resetting the tap coefficient vector are not necessarily limited to the conditions shown in this example, and various conditions may be set depending on, for example, the usage status of the system. Also, as the predetermined initial vector, the zero vector does not necessarily have to be used as in this example, and various vectors may be used. As an example, for example, when one of the filter tap coefficients h1 to hn forming the filter tap coefficient series h (t) exceeds a predetermined threshold value, the filter tap coefficient series h
All the filter tap coefficients h1 to hn forming (t)
It is also possible to use a vector obtained by multiplying by (1/2) as the initial vector. In this way, the reset means according to the present invention uses the current filter tap coefficient sequence h (t).
It also includes the concept of using a vector obtained by adding a predetermined calculation process (for example, addition process, subtraction process, multiplication process, division process, or a combination thereof) as an initial vector.

【０２００】また、タップ係数リセット部７５によりフ
ィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）のリセット処理を行うタ
イミングとしては特に限定はなく、例えば設定された条
件に適合したことが検出されたフィルタタップ係数系列
ｈ（ｔ）がフィルタタップ係数演算部７４により更新さ
れる前に当該フィルタタップ係数系列ｈ（ｔ）に対して
リセット処理が行われてもよく、また、例えば当該更新
が行われた後に次の時刻のフィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ＋１）等に対してリセット処理が行われてもよい。The timing for resetting the filter tap coefficient sequence h (t) by the tap coefficient resetting unit 75 is not particularly limited, and for example, the filter tap coefficient sequence h detected to meet the set condition is detected. The reset process may be performed on the filter tap coefficient sequence h (t) before (t) is updated by the filter tap coefficient calculation unit 74. Further, for example, the next time after the update is performed. Filter tap coefficient sequence h of
The reset process may be performed on (t + 1) or the like.

【０２０１】以上のように、本例の受信機では、フィル
タタップ係数ｈ１〜ｈｎが発散等してしまうであろう徴
候が現れたことに応じてフィルタタップ係数系列ｈ
（ｔ）が所定の初期系列ｈ（０）にリセットされるた
め、当該発散等を防止することができ、これにより、干
渉除去回路から出力される拡散信号の誤り率の劣化を防
止することができる。As described above, in the receiver of this example, the filter tap coefficient sequence h is generated in response to the appearance of the divergence of the filter tap coefficients h1 to hn.
Since (t) is reset to a predetermined initial sequence h (0), it is possible to prevent the divergence and the like, and thereby prevent the error rate of the spread signal output from the interference cancellation circuit from deteriorating. it can.

【０２０２】なお、例えば受信信号に干渉信号が含まれ
ていないことをＦＦＴ等を用いて検出し、当該検出があ
ったことに応じて受信信号の経路を切替えて当該受信信
号が上記した干渉除去回路を通過しないようにする構成
や、或いは、このような検出があったことに応じてフィ
ルタタップ係数系列ｈ（ｔ）をゼロベクトルに固定する
ような構成によっても、上記した発散状態等を防止する
ことができるが、このような構成では、本発明のリセッ
ト手段を用いた構成と比べて、次のような不具合がある
ため好ましくない。Note that, for example, the fact that the received signal does not include an interference signal is detected by using FFT or the like, and the path of the received signal is switched according to the detection, and the interference removal of the received signal is performed. The above-mentioned divergence state and the like can also be prevented by a configuration that does not pass through the circuit or a configuration that fixes the filter tap coefficient sequence h (t) to a zero vector in response to such detection. However, such a configuration is not preferable because it has the following problems as compared with the configuration using the reset means of the present invention.

【０２０３】すなわち、例えば時刻の経過により受信信
号に干渉信号が含まれていない状況から受信信号に干渉
信号が含まれる状況へ変化することが生じ得ることを鑑
みると、上記のようなＦＦＴ等を用いた構成では、受信
信号に干渉信号が含まれていないことを検出した後に受
信信号に干渉信号が含まれるようになったことを検出す
る検出回路を備える必要があり、このため、ハードウエ
アの規模が大きくなってしまって処理が複雑化してしま
うといった不具合がある。なお、上記した受信信号の経
路切替を行う切替回路を備える場合には、このような不
具合は更に大きくなってしまう。In other words, considering that there may occur a change from a situation in which the received signal does not include the interference signal to a situation in which the received signal includes the interference signal due to the passage of time, for example, the above FFT or the like is performed. In the configuration used, it is necessary to include a detection circuit that detects that the received signal includes the interference signal after detecting that the received signal does not include the interference signal. There is a problem that the processing becomes complicated because the scale becomes large. If the switching circuit that switches the path of the received signal is provided, such a problem will be more serious.

【０２０４】また、本例では、一例として上記第２実施
例の図３に示したような干渉除去回路にタップ係数リセ
ット部７５を備えた構成を示したが、例えば上記した他
の実施例（上記第１実施例や上記第３実施例〜上記第７
実施例）で示したような干渉除去回路にタップ係数リセ
ット部を備えることもでき、この場合においても、本例
と同様な効果を得ることができる。なお、上記第５実施
例等の場合にはＩ相のフィルタタップ係数系列ｈＩ
（ｔ）及びＱ相のフィルタタップ係数系列ｈＱ（ｔ）が
用いられているため、タップ係数リセット部では、これ
ら２つのフィルタタップ係数系列ｈＩ（ｔ）、ｈＱ
（ｔ）或いはいずれか１つのフィルタタップ係数系列に
ついて本例と同様なリセット処理を行う。In this example, the interference removing circuit shown in FIG. 3 of the second embodiment is provided with the tap coefficient reset unit 75 as an example. However, for example, another embodiment ( The first embodiment and the third embodiment to the seventh
The interference removal circuit as shown in the embodiment) may be provided with a tap coefficient reset unit, and in this case, the same effect as that of the present embodiment can be obtained. In the case of the fifth embodiment, etc., the I-phase filter tap coefficient sequence hI
Since (t) and the Q-phase filter tap coefficient series hQ (t) are used, in the tap coefficient reset unit, these two filter tap coefficient series hI (t) and hQ are used.
(T) Alternatively, any one of the filter tap coefficient sequences is subjected to the reset process similar to this example.

【０２０５】次に、本発明の第９実施例を図１０を参照
して説明する。なお、本例に係る受信機の要部は受信信
号や受信信号のＩ成分及びＱ成分から干渉信号を除去す
る構成であるため、以下では、主として当該構成につい
て説明する。上記図１０には、本発明に係る受信機に備
えられる干渉除去回路部の構成例を示してあり、この干
渉除去回路部には、複数（例えばｍ個）の干渉除去回路
Ｚ１〜Ｚｍが直列に接続されて備えられている。Next, a ninth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The main part of the receiver according to the present example is configured to remove the interference signal from the received signal and the I component and Q component of the received signal, and therefore the configuration will be mainly described below. FIG. 10 shows an example of the configuration of the interference canceling circuit unit provided in the receiver according to the present invention. In this interference canceling circuit unit, a plurality (for example, m) of interference canceling circuits Z1 to Zm are connected in series. Is equipped with.

【０２０６】ここで、各干渉除去回路Ｚ１〜Ｚｍとして
は、例えば受信信号から干渉信号成分を除去する構成で
は、上記第１実施例の図１に示した干渉除去回路や図３
に示した干渉除去回路や、上記第２実施例の図３に示し
た干渉除去回路や、上記第３実施例の図４に示した干渉
除去回路や、上記第４実施例の図５に示した干渉除去回
路や、上記第８実施例の図９に示した干渉除去回路等を
用いることができる。また、例えば受信信号のＩ成分や
Ｑ成分から干渉信号成分を除去する構成では、上記第５
実施例の図６に示した干渉除去回路や図７に示した干渉
除去回路や、上記第６実施例の図７に示した干渉除去回
路や、上記第７実施例の図８に示した干渉除去回路等を
用いることができる。Here, as each of the interference canceling circuits Z1 to Zm, for example, in the structure for canceling the interference signal component from the received signal, the interference canceling circuit shown in FIG. 1 of the first embodiment and the interference canceling circuit shown in FIG.
Shown in FIG. 3, the interference canceling circuit shown in FIG. 3 of the second embodiment, the interference canceling circuit shown in FIG. 4 of the third embodiment, and the interference canceling circuit shown in FIG. 5 of the fourth embodiment. The interference canceling circuit, the interference canceling circuit shown in FIG. 9 of the eighth embodiment, or the like can be used. Further, for example, in the configuration in which the interference signal component is removed from the I component and Q component of the received signal,
The interference removal circuit shown in FIG. 6 of the embodiment, the interference removal circuit shown in FIG. 7, the interference removal circuit shown in FIG. 7 of the sixth embodiment, and the interference shown in FIG. 8 of the seventh embodiment. A removal circuit or the like can be used.

【０２０７】このように、干渉除去回路を多段に接続す
ることで、例えば１段目の干渉除去回路Ｚ１から出力さ
れる干渉除去後の信号中に干渉信号成分が多少残ってし
まった場合であっても、当該信号を後段の干渉除去回路
Ｚ２〜Ｚｍで順次処理することにより、干渉除去の精度
を向上させることができる。なお、直列に接続する干渉
除去回路の段数が多いほど、干渉除去の精度をよくして
受信品質を向上させることができる。As described above, by connecting the interference canceling circuits in multiple stages, for example, some interference signal components remain in the signal after interference cancellation output from the first-stage interference canceling circuit Z1. However, the accuracy of interference cancellation can be improved by sequentially processing the signal in the subsequent interference cancellation circuits Z2 to Zm. As the number of stages of the interference cancellation circuits connected in series increases, the accuracy of interference cancellation can be improved and the reception quality can be improved.

【０２０８】ここで、本発明に係る受信機の構成として
は、必ずしも以上の第１実施例〜第９実施例で示したも
のに限られず、種々な構成が用いられてもよい。一例と
して、本発明に係る受信機により行われる干渉除去処理
やフィルタタップ係数系列のリセット処理としては、例
えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源に
おいてプロセッサが制御プログラムを実行することによ
り制御される構成であってもよく、また、例えば当該処
理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア
回路として構成されてもよい。Here, the configuration of the receiver according to the present invention is not necessarily limited to those shown in the above first to ninth embodiments, and various configurations may be used. As an example, the interference removal processing and the filter tap coefficient sequence reset processing performed by the receiver according to the present invention are controlled by the processor executing a control program in a hardware resource including a processor and a memory, for example. For example, each functional unit for executing the processing may be configured as an independent hardware circuit.

【０２０９】また、本発明は上記の制御プログラムを格
納したフロッピーディスクやＣＤ−ＲＯＭ等のコンピュ
ータにより読み取り可能な記録媒体として把握すること
もでき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュー
タに入力してプロセッサに実行させることにより、本発
明に係る処理を遂行させることができる。また、本発明
に係る受信機は、例えば基地局や移動局といった種々な
ものに適用することができるものである。Further, the present invention can be understood as a computer-readable recording medium such as a floppy disk or a CD-ROM storing the above-mentioned control program, and the control program is input from the recording medium to the computer and is processed by a processor. The process according to the present invention can be performed by executing the process. The receiver according to the present invention can be applied to various things such as a base station and a mobile station.

【０２１０】[0210]

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る受信
機によると、ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散信
号と干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除去
するに際して、受信信号を分配して得られる２つの信号
間に拡散符号の１チップ分以上の時間差を与え、時間差
を与えた２つの信号間で相関のある信号成分を干渉信号
成分として抽出し、抽出した干渉信号成分を受信信号か
ら除去するようにしたため、拡散信号の特性（無相関
性）を利用して受信信号から干渉信号を除去することが
でき、これにより、受信品質を向上させることができ
る。As described above, according to the receiver of the present invention, the received signal is distributed when the interference signal is removed from the received signal including the spread signal spread-modulated by the CDMA system and the interference signal. A time difference of one chip or more of the spread code is given between the two signals obtained by extracting the signal component having a correlation between the two signals having the time difference, as an interference signal component, and receiving the extracted interference signal component Since the interference signal is removed from the signal, the interference signal can be removed from the received signal by utilizing the characteristic (non-correlation) of the spread signal, and thus the reception quality can be improved.

【０２１１】また、本発明に係る受信機によると、ＣＤ
ＭＡ方式により拡散変調された拡散信号と干渉信号とを
含む受信信号のＩ成分及びＱ成分から当該干渉信号を除
去するに際して、Ｉ成分を分配して得られる２つの信号
間及びＱ成分を分配して得られる２つの信号間に拡散符
号の１チップ分以上の時間差を与え、時間差を与えた一
方のＩ成分及びＱ成分から成る受信信号と他方のＩ成分
及びＱ成分から成る受信信号との間で相関のある信号成
分を干渉信号成分として当該干渉信号成分のＩ成分及び
Ｑ成分を抽出し、抽出した干渉信号成分のＩ成分を受信
信号のＩ成分から除去するとともに抽出した干渉信号成
分のＱ成分を受信信号のＱ成分から除去するようにした
ため、上記と同様に、拡散信号の特性を利用して受信信
号から干渉信号を除去することができる。According to the receiver of the present invention, the CD
When removing the interference signal from the I component and the Q component of the reception signal including the spread signal and the interference signal that are spread and modulated by the MA method, the I component is distributed between two signals and the Q component is distributed. Between the two signals obtained by giving a time difference of one chip or more of the spread code, the received signal consisting of one I component and Q component and the other received signal consisting of I component and Q component The I component and the Q component of the interference signal component are extracted using the correlated signal component as the interference signal component, the I component of the extracted interference signal component is removed from the I component of the received signal, and the Q of the extracted interference signal component is extracted. Since the component is removed from the Q component of the received signal, it is possible to remove the interference signal from the received signal by utilizing the characteristics of the spread signal as in the above case.

【０２１２】なお、本発明に係る受信機では、特に好ま
しい態様として、拡散信号の特性を利用して受信信号か
ら比較的相関性の高い干渉信号を除去することができる
ような仕方でＬＭＳアルゴリズムやＲＬＳアルゴリズム
等を用いた構成により、上記した受信信号からの干渉除
去処理や受信信号のＩ成分及びＱ成分からの干渉除去処
理を実現した。In the receiver according to the present invention, as a particularly preferable mode, the LMS algorithm and the LMS algorithm are used in such a manner that the interference signal having a relatively high correlation can be removed from the received signal by utilizing the characteristics of the spread signal. With the configuration using the RLS algorithm or the like, the interference removal processing from the received signal and the interference removal processing from the I component and the Q component of the received signal are realized.

【０２１３】また、本発明に係る受信機では、ＬＭＳア
ルゴリズム等を用いて受信信号からの干渉除去処理を行
うに際して、例えば特定のフィルタタップ係数をゼロと
することにより、或る時刻の受信信号値から減算する干
渉信号値を、当該時刻に比べて１チップ分以上の時間進
んだ時刻の受信信号値と１チップ分以上の時間遅れた時
刻の受信信号値との両方を用いて算出するようにしたた
め、例えば１チップ分以上の時間進んだ時刻の受信信号
値のみ或いは遅れた時刻の受信信号値のみを用いる場合
と比べて、干渉除去の精度を高めることができる。ま
た、本発明に係る受信機では、受信信号のＩ成分及びＱ
成分からの干渉除去処理を行うに際しても、同様にし
て、干渉除去の精度を高めることができる。Further, in the receiver according to the present invention, when performing the interference removal processing from the received signal by using the LMS algorithm or the like, the received signal value at a certain time is set, for example, by setting a specific filter tap coefficient to zero. The interference signal value to be subtracted from is calculated using both the received signal value at the time advanced by one chip or more and the received signal value at the time delayed by one chip or more from the time. Therefore, the accuracy of interference cancellation can be improved as compared with the case where only the received signal value at the time advanced by one chip or more or only the received signal value at the delayed time is used. Further, in the receiver according to the present invention, the I component and Q of the received signal are
When performing the interference removal processing from the component, the interference removal accuracy can be similarly enhanced.

【０２１４】また、本発明に係る受信機では、上記のよ
うにＬＭＳアルゴリズム等を用いて受信信号からの干渉
除去処理を行うに際して、例えば上記のようにしてゼロ
とした特定のフィルタタップ係数の中で対象時刻の受信
信号値に対応する特定のものをゼロ以外の所定値とする
ことにより、受信信号値から干渉信号値を減算した値の
所定数倍値を直接的に算出するようにしたため、例えば
上記第３実施例や上記第４実施例で示したように遅延素
子や減算器を省略することができる。また、本発明に係
る受信機では、受信信号のＩ成分及びＱ成分からの干渉
除去処理を行うに際しても、同様にして、例えば上記第
７実施例で示したように遅延素子や減算器を省略するこ
とができる。Further, in the receiver according to the present invention, when performing the interference removal processing from the received signal using the LMS algorithm or the like as described above, for example, among the specific filter tap coefficients set to zero as described above, Since a specific value corresponding to the received signal value at the target time is set to a predetermined value other than zero, a predetermined multiple of the value obtained by subtracting the interference signal value from the received signal value is directly calculated. For example, the delay element and the subtractor can be omitted as shown in the third and fourth embodiments. Further, in the receiver according to the present invention, also when performing the interference removal processing from the I component and the Q component of the received signal, the delay element and the subtractor are omitted in the same manner, for example, as shown in the seventh embodiment. can do.

【０２１５】また、本発明に係る受信機では、ＬＭＳア
ルゴリズム等を用いて受信信号からの干渉除去処理や受
信信号のＩ成分及びＱ成分からの干渉除去処理を行うに
際して、例えばフィルタタップ係数系列が設定された条
件に適合した場合に当該フィルタタップ係数系列を所定
の初期系列にリセットするようにしたため、例えばフィ
ルタタップ係数が発散等してしまうのを防止することが
できる。Further, in the receiver according to the present invention, when performing the interference removal processing from the received signal or the interference removal processing from the I component and the Q component of the received signal using the LMS algorithm or the like, for example, the filter tap coefficient sequence is Since the filter tap coefficient series is reset to a predetermined initial series when the set conditions are met, it is possible to prevent the filter tap coefficients from diverging, for example.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の第１実施例に係る受信機の構成例を説
明するための図である。FIG. 1 is a diagram for explaining a configuration example of a receiver according to a first embodiment of the present invention.

【図２】適応フィルタの構成例を示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of an adaptive filter.

【図３】本発明の第２実施例に係る受信機の構成例を説
明するための図である。FIG. 3 is a diagram for explaining a configuration example of a receiver according to a second embodiment of the present invention.

【図４】本発明の第３実施例に係る受信機の構成例を説
明するための図である。FIG. 4 is a diagram for explaining a configuration example of a receiver according to a third embodiment of the present invention.

【図５】本発明の第４実施例に係る受信機の構成例を説
明するための図である。FIG. 5 is a diagram for explaining a configuration example of a receiver according to a fourth embodiment of the present invention.

【図６】本発明の第５実施例に係る受信機の構成例を説
明するための図である。FIG. 6 is a diagram for explaining a configuration example of a receiver according to a fifth embodiment of the present invention.

【図７】本発明の第６実施例に係る受信機の構成例を説
明するための図である。FIG. 7 is a diagram for explaining a configuration example of a receiver according to a sixth embodiment of the present invention.

【図８】本発明の第７実施例に係る受信機の構成例を説
明するための図である。FIG. 8 is a diagram for explaining a configuration example of a receiver according to a seventh embodiment of the present invention.

【図９】本発明の第８実施例に係る受信機の構成例を説
明するための図である。FIG. 9 is a diagram for explaining a configuration example of a receiver according to an eighth embodiment of the present invention.

【図１０】本発明の第９実施例に係る受信機の構成例を
説明するための図である。FIG. 10 is a diagram for explaining a configuration example of a receiver according to a ninth embodiment of the present invention.

【図１１】拡散符号系列の一例を説明するための図であ
る。FIG. 11 is a diagram for explaining an example of a spread code sequence.

【図１２】ＣＤＭＡ方式による拡散信号と干渉信号とを
含む受信信号のスペクトルの一例を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing an example of a spectrum of a received signal including a spread signal and an interference signal according to the CDMA system.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１、１１、４１ａ、４１ｂ、５１ａ、５１ｂ、７１・・
遅延素子、 ２、１２、２１、３１ａ、３１ｂ、４２ａ、４２ｂ、４
３ａ、４３ｂ、５２ａ、５２ｂ、５３ａ、５３ｂ、６１
ａ、６１ｂ、６２ａ、６２ｂ、７２・・適応フィルタ、 ３、１３、４５ａ、４５ｂ、５５ａ、５５ｂ、７３・・
減算器、 ４、１４、２２、３２、４６、５６、６４、７４・・フ
ィルタタップ係数演算制御部、 Ｓ1〜Ｓn-1・・記憶素子、 Ｊ1〜Ｊn・・乗算器、 Ｋ1〜Ｋn-1、４４ａ、４４ｂ、５４ａ、５４ｂ、６３
ａ、６３ｂ・・加算器、 ７５・・タップ係数リセット部、 Ｚ１〜Ｚｍ・・干渉除去回路、1, 11, 41a, 41b, 51a, 51b, 71 ...
Delay elements, 2, 12, 21, 31a, 31b, 42a, 42b, 4
3a, 43b, 52a, 52b, 53a, 53b, 61
a, 61b, 62a, 62b, 72 ... Adaptive filter, 3, 13, 45a, 45b, 55a, 55b, 73 ...
Subtractor, 4, 14, 22, 32, 46, 56, 64, 74 ··· Filter tap coefficient calculation control unit, S1 to Sn−1 · · Storage element, J1 to Jn · · Multiplier, K1 to Kn-1 , 44a, 44b, 54a, 54b, 63
a, 63b ... Adder, 75 ... Tap coefficient reset unit, Z1 to Zm ... Interference removal circuit,

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平９−116475（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−97914（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−321734（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−327092（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−315018（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−341219（ＪＰ，Ａ) 特開2000−244365（ＪＰ，Ａ) 本江 直樹、内藤 昌志，「ＣＤＭＡ における狭帯域干渉除去方式の検討」, 1999年電子情報通信学会通信ソサイエテ ィ大会講演論文集 １，1999年 ８月16 日，Ｂ−５−50，ｐ．285 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713 H03H 1/00 - 3/00 H03H 5/00 - 7/13 H03H 15/00 - 15/02 H03H 19/00 - 21/00 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) Reference JP-A-9-116475 (JP, A) JP-A-6-97914 (JP, A) JP-A-9-321734 (JP, A) JP-A-10- 327092 (JP, A) JP 6-315018 (JP, A) JP 10-341219 (JP, A) JP 2000-244365 (JP, A) Naoki Motoe, Masashi Naito, "Narrow band in CDMA Interference Cancellation Method ", Proceedings of the 1999 IEICE Communications Society Conference, August 16, 1999, B-5-50, p. 285 (58) Fields surveyed (Int.Cl. ⁷ , DB name) H04J 13/00-13/06 H04B 1/69-1/713 H03H 1/00-3/00 H03H 5/00-7/13 H03H 15/00-15/02 H03H 19/00-21/00

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散
信号と干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除
去する受信機において、受信信号に対して拡散符号の１チップ分以上の時間差を
有する受信信号の複数の時刻の受信信号値のそれぞれと
複数のタップ係数のそれぞれとを乗算した結果を総和し
て、当該総和結果を干渉信号成分として抽出する抽出手
段と、 抽出手段により 抽出した干渉信号成分を受信信号から除
去する除去手段と、 を備えたことを特徴とする受信機。1. A receiver for removing an interference signal from a reception signal including a spread signal and an interference signal, which are spread and modulated by a CDMA system, has a time difference of one chip or more of a spread code with respect to the received signal.
Each of the received signal values at a plurality of times of the received signal having
Sum the results of multiplying each of the multiple tap coefficients by
And extract the sum result as an interference signal component.
A receiver comprising: a stage; and a removing unit that removes an interference signal component extracted by the extracting unit from a received signal. 【請求項２】 ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散
信号と干渉信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分か
ら当該干渉信号を除去する受信機において、受信信号に対して拡散符号の１チップ分以上の時間差を
有する受信信号の複数の時刻のＩ成分値のそれぞれと複
数の第１タップ係数のそれぞれとを乗算した結果を総和
した値と当該受信信号の複数の時刻のＱ成分値のそれぞ
れと複数の第２タップ係数のそれぞれとを乗算した結果
を総和した値との差を干渉信号成分のＩ成分として抽出
するとともに、当該受信信号の複数の時刻のＩ成分値の
それぞれと前記複数の第２タップ係数のそれぞれとを乗
算した結果を総和した値と当該受信信号の複数の時刻の
Ｑ成分値のそれぞれと前記複数の第１タップ係数のそれ
ぞれとを乗算した結果を総和した値との和を干渉信号成
分のＱ成分として抽出する抽出手段と、 抽出手段により 抽出した干渉信号成分のＩ成分を受信信
号のＩ成分から除去するとともに抽出手段により抽出し
た干渉信号成分のＱ成分を受信信号のＱ成分から除去す
る除去手段と、 を備えたことを特徴とする受信機。2. A receiver for removing an interference signal from an I component and a Q component of a received signal including a spread signal spread-modulated by a CDMA system and an interference signal, wherein one chip of a spread code is included in the received signal. The time difference above
Each of the I component values at a plurality of times of the received signal
Sum the results of multiplying each of the number with the first tap coefficient
And the Q component value of the received signal at a plurality of times
The result of multiplying this by each of the plurality of second tap coefficients
Is extracted as the I component of the interference signal component.
The I component values of the received signal at a plurality of times.
Multiply each by each of the plurality of second tap coefficients
The sum of the calculated results and multiple times of the received signal
Each of the Q component values and that of the plurality of first tap coefficients
The sum of the result of multiplying each by
Extraction means for extracting a minute Q component, the Q component of the interference signal component extracted by the extraction means to remove the I component of the interference signal component extracted by the extraction means from the I component of the received signal from the Q component of the received signal A receiver comprising: a removing unit for removing. 【請求項３】 ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散
信号と干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除
去する受信機において、 連続する複数の時刻の受信信号値から成る受信信号ベク
トルと所定のタップ係数ベクトルとの内積値を算出する
算出手段と、 対象時刻の受信信号値から当該対象時刻に比べて拡散符
号の１チップ分以上の所定時間ずれた連続する複数の時
刻の受信信号値から成る受信信号ベクトルを用いて算出
手段により算出される内積値を減算する減算手段と、減算手段による減算結果に基づいて、対象時刻の進みに
応じて算出手段により算出される内積値が干渉信号値に
近づくように、タップ係数ベクトルを順次更新する 更新
手段と、 を備えたことを特徴とする受信機。3. A receiver for removing an interference signal from a reception signal including a spread signal spread-modulated by a CDMA system and an interference signal, wherein a reception signal vector consisting of reception signal values at a plurality of consecutive times and a predetermined signal The calculating means calculates an inner product value with the tap coefficient vector, and the received signal value at a plurality of consecutive times deviated from the received signal value at the target time by a predetermined time of one chip or more of the spread code from the target time. Based on the subtraction unit that subtracts the inner product value calculated by the calculation unit using the received signal vector and the subtraction result by the subtraction unit, the target time advances.
The inner product value calculated by the calculation means
A receiver comprising: an updating unit that sequentially updates the tap coefficient vector so as to approach each other . 【請求項４】 ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散
信号と干渉信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分か
ら当該干渉信号を除去する受信機において、 連続する複数の時刻のＩ成分値から成るＩ成分ベクトル
と所定の第１タップ係数ベクトルとの内積値と当該複数
時刻のＱ成分値から成るＱ成分ベクトルと所定の第２タ
ップ係数ベクトルとの内積値との差をＩ総和値として算
出するとともに、当該Ｑ成分ベクトルと当該第１タップ
係数ベクトルとの内積値と当該Ｉ成分ベクトルと当該第
２タップ係数ベクトルとの内積値との和をＱ総和値とし
て算出する算出手段と、 対象時刻のＩ成分値から当該対象時刻に比べて拡散符号
の１チップ分以上の所定時間ずれた連続する複数の時刻
のＩ成分値から成るＩ成分ベクトル及び当該複数時刻の
Ｑ成分値から成るＱ成分ベクトルを用いて算出手段によ
り算出されるＩ総和値を減算するとともに、当該対象時
刻のＱ成分値から当該Ｉ成分ベクトル及び当該Ｑ成分ベ
クトルを用いて算出手段により算出されるＱ総和値を減
算する減算手段と、減算手段による減算結果に基づいて、対象時刻の進みに
応じて算出手段により算出されるＩ総和値及びＱ総和値
がそれぞれ干渉信号値のＩ成分及び干渉信号値のＱ成分
に近づくように、第１タップ係数ベクトル及び第２タッ
プ係数ベクトルを順次更新する 更新手段と、 を備えたことを特徴とする受信機。4. A receiver for removing an interference signal from an I component and a Q component of a reception signal including a spread signal spread-modulated by a CDMA system and an interference signal, the I component value at a plurality of consecutive times. The difference between the inner product value of the I component vector and the predetermined first tap coefficient vector and the inner product value of the Q component vector consisting of the Q component values at the plurality of times and the predetermined second tap coefficient vector is calculated as the I total sum value. At the same time, a calculating means for calculating a sum of an inner product value of the Q component vector and the first tap coefficient vector and an inner product value of the I component vector and the second tap coefficient vector as a Q total sum value, and An I component vector composed of I component values at a plurality of consecutive times, which are shifted from the I component value by one chip or more of the spread code by a predetermined time compared to the target time, and a Q component at the plurality of times. The I total sum value calculated by the calculation means using the Q component vector composed of the values is subtracted, and the Q calculated by the calculation means using the I component vector and the Q component vector from the Q component value at the target time. Based on the subtraction means that subtracts the total sum value and the subtraction result by the subtraction means,
I total value and Q total value calculated by the calculation means according to
Are the I component of the interference signal value and the Q component of the interference signal value, respectively.
The first tap coefficient vector and the second tap coefficient
A receiver comprising: an updating unit that sequentially updates the coefficient vector . 【請求項５】 ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散
信号と干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除
去する受信機において、 連続する複数の時刻の受信信号値から成る受信信号ベク
トルと所定のタップ係数ベクトルとの内積値を算出する
算出手段と、 対象時刻の受信信号値から当該対象時刻及び当該対象時
刻の前後の連続する複数の時刻の受信信号値から成る受
信信号ベクトルを用いて算出手段により算出される内積
値を減算する減算手段と、 タップ係数ベクトルの成分であるタップ係数の中で対象
時刻の受信信号値に対応するタップ係数をゼロとすると
ともに当該対象時刻からのずれが拡散符号の１チップ分
以上の所定の時間以内である時刻の受信信号値に対応す
る全てのタップ係数をゼロとした規則に従って減算手段
の減算結果に応じてタップ係数ベクトルを順次更新する
ことにより、対象時刻の進みに応じて算出手段により算
出される内積値を干渉信号値に近づける更新手段と、 を備えたことを特徴とする受信機。5. A receiver for removing an interference signal from a reception signal including a spread signal spread-modulated by a CDMA system and an interference signal, wherein a reception signal vector composed of reception signal values at a plurality of consecutive times and a predetermined signal Calculation means for calculating an inner product value with the tap coefficient vector, and calculation means using a reception signal vector composed of the reception signal value at the target time and the reception signal value at a plurality of consecutive times before and after the target time. deviation spread code from the target time as well as a subtracting means for subtracting an inner product value calculated, the zero tap coefficients corresponding to the received signal value of the target time in the tap coefficient which is a component of the tap coefficient vectors by The subtraction result of the subtraction means follows the rule that all tap coefficients corresponding to the received signal value at a time within a predetermined time of one chip or more A receiver comprising: an updating unit that sequentially updates the tap coefficient vector according to the result to bring the inner product value calculated by the calculating unit closer to the interference signal value according to the advance of the target time. 【請求項６】 ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散
信号と干渉信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分か
ら当該干渉信号を除去する受信機において、 連続する複数の時刻のＩ成分値から成るＩ成分ベクトル
と所定の第１タップ係数ベクトルとの内積値と当該複数
時刻のＱ成分値から成るＱ成分ベクトルと所定の第２タ
ップ係数ベクトルとの内積値との差をＩ総和値として算
出するとともに、当該Ｑ成分ベクトルと当該第１タップ
係数ベクトルとの内積値と当該Ｉ成分ベクトルと当該第
２タップ係数ベクトルとの内積値との和をＱ総和値とし
て算出する算出手段と、 対象時刻のＩ成分値から当該対象時刻及び当該対象時刻
の前後の連続する複数の時刻のＩ成分値から成るＩ成分
ベクトル及びこれら複数時刻のＱ成分値から成るＱ成分
ベクトルを用いて算出手段により算出されるＩ総和値を
減算するとともに、当該対象時刻のＱ成分値から当該Ｉ
成分ベクトル及び当該Ｑ成分ベクトルを用いて算出手段
により算出されるＱ総和値を減算する減算手段と、 第１タップ係数ベクトル及び第２タップ係数ベクトルの
成分であるタップ係数の中で対象時刻のＩ成分値及びＱ
成分値に対応するタップ係数をゼロとするとともに当該
対象時刻からのずれが拡散符号の１チップ分以上の所定
の時間以内である時刻のＩ成分値及びＱ成分値に対応す
る全てのタップ係数をゼロとした規則に従って減算手段
の減算結果に応じて第１タップ係数ベクトル及び第２タ
ップ係数ベクトルを順次更新することにより、対象時刻
の進みに応じて算出手段により算出されるＩ総和値及び
Ｑ総和値をそれぞれ干渉信号値のＩ成分及び干渉信号値
のＱ成分に近づける更新手段と、 を備えたことを特徴とする受信機。6. A receiver for removing an interference signal from an I component and a Q component of a reception signal including a spread signal spread-modulated by the CDMA system and an interference signal, the I component value at a plurality of consecutive times. The difference between the inner product value of the I component vector and the predetermined first tap coefficient vector and the inner product value of the Q component vector consisting of the Q component values at the plurality of times and the predetermined second tap coefficient vector is calculated as the I total sum value. At the same time, a calculating means for calculating a sum of an inner product value of the Q component vector and the first tap coefficient vector and an inner product value of the I component vector and the second tap coefficient vector as a Q total sum value, and From the I component value, the target time and an I component vector composed of I component values at a plurality of consecutive times before and after the target time, and a Q component vector composed of Q component values at the plurality of times. With subtracts the I sum value calculated by the calculating means with Le, the I from Q component values of the target time
The subtraction unit that subtracts the Q sum value calculated by the calculation unit using the component vector and the Q component vector, and I of the target time among the tap coefficients that are the components of the first tap coefficient vector and the second tap coefficient vector. Component value and Q
The tap coefficient corresponding to the component value is set to zero, and all tap coefficients corresponding to the I component value and the Q component value at the time when the deviation from the target time is within a predetermined time of one chip or more of the spread code are set. By sequentially updating the first tap coefficient vector and the second tap coefficient vector according to the subtraction result of the subtraction means according to the rule of zero, the I sum total value and the Q sum total calculated by the calculation means according to the progress of the target time. Updating means for bringing the values closer to the I component of the interference signal value and the Q component of the interference signal value, respectively. 【請求項７】 ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散
信号と干渉信号とを含む受信信号から当該干渉信号を除
去する受信機において、 対象時刻及び当該対象時刻の前後の連続する複数の時刻
の受信信号値から成る受信信号ベクトルと所定のタップ
係数ベクトルとの内積値を算出する算出手段と、 タップ係数ベクトルの成分であるタップ係数の中で対象
時刻の受信信号値に対応するタップ係数をゼロ以外の所
定値とするとともに当該対象時刻を除いて当該対象時刻
からのずれが拡散符号の１チップ分以上の所定の時間以
内である時刻の受信信号値に対応する全てのタップ係数
をゼロとした規則に従って算出手段の算出結果に応じて
タップ係数ベクトルを順次更新することにより、対象時
刻の進みに応じて算出手段により算出される内積値を受
信信号値から干渉信号値を減算した値の所定数倍値に近
づける更新手段と、 を備えたことを特徴とする受信機。7. A receiver for removing an interference signal from a reception signal including a spread signal spread-modulated by a CDMA system and an interference signal, wherein a reception signal at a target time and a plurality of consecutive times before and after the target time. calculation means for calculating the inner product value between the received signal vector and a predetermined tap coefficient vector of values, non-zero tap coefficients corresponding to the received signal value of the target time in the tap coefficient which is a component of the tap coefficient vectors All tap coefficients corresponding to the received signal value at a time that is a predetermined value and is within a predetermined time of one chip or more of the spread code except for the target time are zero. By sequentially updating the tap coefficient vector according to the calculation result of the calculating means according to the rule, the inner product value calculated by the calculating means according to the advance of the target time. Receiver, wherein the updating means to approach a predetermined multiple of the value obtained by subtracting the interference signal values from the received signal values, further comprising: a. 【請求項８】 ＣＤＭＡ方式により拡散変調された拡散
信号と干渉信号とを含む受信信号のＩ成分及びＱ成分か
ら当該干渉信号を除去する受信機において、 対象時刻及び当該対象時刻の前後の連続する複数の時刻
のＩ成分値から成るＩ成分ベクトルと所定の第１タップ
係数ベクトルとの内積値とこれら複数時刻のＱ成分値か
ら成るＱ成分ベクトルと所定の第２タップ係数ベクトル
との内積値との差をＩ総和値として算出するとともに、
当該Ｑ成分ベクトルと当該第１タップ係数ベクトルとの
内積値と当該Ｉ成分ベクトルと当該第２タップ係数ベク
トルとの内積値との和をＱ総和値として算出する算出手
段と、 第１タップ係数ベクトルの成分であるタップ係数の中で
対象時刻のＩ成分値及びＱ成分値に対応するタップ係数
をゼロ以外の所定値とするとともに当該対象時刻を除い
て当該対象時刻からのずれが拡散符号の１チップ分以上
の所定の時間以内である時刻のＩ成分値及びＱ成分値に
対応する全てのタップ係数をゼロとした規則及び第２タ
ップ係数ベクトルの成分であるタップ係数の中で対象時
刻のＩ成分値及びＱ成分値に対応するタップ係数をゼロ
とするとともに当該対象時刻からのずれが拡散符号の１
チップ分以上の所定の時間以内である時刻のＩ成分値及
びＱ成分値に対応する全てのタップ係数をゼロとした規
則に従って算出手段の算出結果に応じて第１タップ係数
ベクトル及び第２タップ係数ベクトルを順次更新するこ
とにより、対象時刻の進みに応じて算出手段により算出
されるＩ総和値及びＱ総和値をそれぞれＩ成分値から干
渉信号値のＩ成分を減算した値の所定数倍値及びＱ成分
値から干渉信号値のＱ成分を減算した値の所定数倍値に
近づける更新手段と、 を備えたことを特徴とする受信機。8. A receiver for removing an interference signal from an I component and a Q component of a received signal including a spread signal spread-modulated by a CDMA system and an interference signal, at a target time and consecutive times before and after the target time. An inner product value of an I component vector composed of I component values at a plurality of times and a predetermined first tap coefficient vector, and an inner product value of a Q component vector composed of Q component values at a plurality of times and a predetermined second tap coefficient vector Is calculated as the sum of I values,
A calculating unit that calculates a sum of an inner product value of the Q component vector and the first tap coefficient vector and an inner product value of the I component vector and the second tap coefficient vector as a Q total sum value, and a first tap coefficient vector. Of the tap coefficients corresponding to the I component value and the Q component value at the target time, the tap coefficient is set to a predetermined value other than zero, and the target time is excluded.
Of the second tap coefficient vector and the rule that all tap coefficients corresponding to the I component value and the Q component value at the time when the deviation from the target time is within a predetermined time of one chip or more of the spread code deviation from the target time spreading code with which the tap coefficients corresponding to the I component value and Q component values of the target time in the tap coefficient is a component to zero 1
A first tap coefficient vector and a second tap coefficient according to the calculation result of the calculating means according to a rule that all the tap coefficients corresponding to the I component value and the Q component value at a time within a predetermined time equal to or more than the chips are set to zero. By sequentially updating the vector, the I total sum value and the Q total sum value calculated by the calculating means in accordance with the advance of the target time are each a predetermined multiple of the value obtained by subtracting the I component of the interference signal value from the I component value, and A receiver comprising: an updating unit that brings the value closer to a predetermined multiple of a value obtained by subtracting the Q component of the interference signal value from the Q component value. 【請求項９】 請求項３乃至請求項８のいずれか１項に
記載の受信機において、 タップ係数ベクトルの成分であるタップ係数のいずれか
が予め設定された閾値を超えた場合に当該タップ係数ベ
クトルを所定の初期ベクトルに設定するリセット手段を
備えたことを特徴とする受信機。9. The receiver according to claim 3, wherein any one of the tap coefficients that is a component of the tap coefficient vector .
And a reset means for setting the tap coefficient vector to a predetermined initial vector when exceeds a preset threshold value .