JP4397938B2 - 共振型電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、共振型電力変換装置及びその制御方法に関し,特に、昇圧回路や降圧回路等の共振型電力変換装置におけるリカバリ電流の消滅及び主スイッチング素子のターンオン時のソフトスイッチに関する。

ハイブリッド自動車、燃料電池車両や電動車両などでは、電動・発電機（以下、モータジェネレータ）により、駆動力が生成され、車軸に伝達される。車両の走行状態に応じた最適な駆動力を得るために、直流電源の電源電圧を昇圧回路により、所望の電圧に昇圧し、該昇圧電圧に基づき、モータジェネレータの駆動力を得ている。また、モータジェネレータで発電した電圧を降圧回路により、所望の電圧に降圧し、該降圧電圧に基づき、直流電源に回生している。

高出力及び高効率を実現するためには、スイッチング損失をできるだけ低減し、高周波化して、出来るだけ小型化することが必要となる。このためには、スイッチング素子のオン・オフを電圧・零電流スイッチング（ＺＶＣＳ）や零電圧スイッチング（ＺＶＴ）によるソフトスイッチング、並びに主スイッチング素子のオン時に、出力ダイオードや還流ダイオードのリカバリ電流を消滅させる技術が必要となる。ここで、リカバリ電流とは主スイッチング素子がオンして、出力ダイオード等が逆バイアスされる際に、出力ダイオード等に蓄積された電荷により主スイッチング素子に流れる電流をいう。

共振型電力変換装置として、ＳＡＺＺ（Ｓｎｕｂｂｅｒ Ａｓｓｉｓｔ Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔ Ｚｅｒｏ ｃｕｒｒｅｎｔ）昇圧回路やＺＶＴ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔ Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ）昇圧回路等が提案されている。かかる電力変換装置は、メインリアクトルと主スイッチング素子と主スイッチング素子と逆並列に接続された逆並列ダイオードと出力ダイオードとを有する主回路、並びに補助リアクトルと補助スイッチと補助コンデンサとを有し、出力ダイオードに蓄積された電荷を放出するリカバリ電流消滅回路及び補助コンデンサに蓄積された電荷を放電する部分共振回路を形成するための補助回路を具備している。

補助スイッチング素子をオンして、出力ダイオードに蓄積された電荷をリカバリ電流消滅回路により出力する（ＭＯＤＥ１）。補助コンデンサに蓄積された電荷が部分共振回路により放電される（ＭＯＤＥ２）。補助コンデンサが放電を終了し、補助コンデンサに電荷が消滅すると、補助リアクトルに逆起電力が発生し、逆並列ダイオードがオンして、逆並列ダイオードに電流が流れる。この時点で主スイッチング素子をオンする（ＭＯＤＥ３）。主スイッチング素子がオンすると、電源からメインリアクトルを通して、主スイッチング素子に電流が流れて、メインリアクトルに磁気エネルギーが蓄積される（ＭＯＤＥ４）。主スイッチング素子をオフして、補助コンデンサを充電する（ＭＯＤＥ５）。補助コンデンサの電圧が出力電圧に等しくなると、出力ダイオードがオンし、出力ダイオードを通して、負荷側に電力が出力される（ＭＯＤＥ６）。

従来、補助スイッチング素子をオンしてから、主スイッチング素子をオンするまでの時間は、昇圧回路の出力電力等に関らず、一定時間としていた。また、降圧回路としての共振型電力変換装置も同様に、補助スイッチング素子をオンしてから、主スイッチング素子をオンするまでの時間は、降圧回路の出力電力等に関らず、一定時間としていた。

上述した昇圧回路のソフトスイッチングに関する先行技術としては、特許文献１がある。
特開２００１−３０９６４６号公報

しかしながら、従来の昇圧回路等の制御では、以下のような問題があった。上述のように、従来、昇圧回路等の補助スイッチング素子をオンしてから、主スイッチング素子をオンするまでの遅延時間は一定とされていたが、ＭＯＤＥ１において、リカバリ電流消滅回路により、出力ダイオード等に蓄積された電荷を消滅させるための時間（リカバリ電流消滅期間）は、出力電圧、入力電圧、メインリアクトルに流れる電流（出力電流）等により決まる可変な時間である。出力電圧や出力電流等は昇圧回路等が接続されるモータジェネレータの負荷等により変動することから、このリカバリ電流消滅期間は、時間とともに変動するものである。従来、補助スイッチング素子をオンしてから、主スイッチング素子をオンするまでの遅延時間を固定時間としていたため、遅延時間が最適な時間ではなかった。

そのため、遅延時間が最適な時間よりも長い場合には、それだけ補助スイッチング素子に電流が余分に流れることから、補助スイッチング素子における抵抗損失により効率が低下するという問題があった。また、補助コンデンサに蓄積された電荷が消滅した時点で、逆並列ダイオードがオンして電流が流れるが別の回路ループが生まれて、主スイッチング素子のソフトスイッチングができずに、スイッチング損失が増大するという問題点があった。そのため、電力変換装置の効率が低下するという問題点があった。

また、遅延時間が最適な時間よりも短い場合には、補助コンデンサの放電が終了せず、電荷が残存し、逆並列ダイオードがオンせず、ＭＯＤＥ３に移行しないために、主スイッチング素子がソフトスイッチングではなくハードスイッチングとなり、スイッチング損失が大きいという問題点があった。そのため、電力変換装置の効率が低下するという問題点があった。

また、特許文献１では、補助コンデンサ１４１の両端電圧が０となったことを検出して、主スイッチング素子１１０をオンするように制御しているが、負荷１５０の変動により、昇圧回路の動作条件が変化し、例えば、低負荷領域では、補助コンデンサ１４１に電荷が残存し、補助コンデンサ１４１の両端電圧が０とはならない。かかる領域においては、昇圧回路の制御が不能となる問題点があった。

本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、リカバリ電流消滅期間を算出し、リカバリ電流消滅期間に基づき、補助スイッチング素子をオンすることにより、主スイッチング素子のソフトスイッチングを可能とする共振型電力変換装置を提供することを目的とする。

請求項１記載の発明よれば、一端が直流電源の正極側に接続され、他端が負荷側に接続されるメインリアクトルと前記メインリアクトルの他端及び前記直流電源の負極の間に設けられた主スイッチング素子と該主スイッチング素子と逆並列に接続された逆並列ダイオードと前記メインリアクトルの他端及び負荷の間に設けられた出力ダイオードとを有する主回路、並びに補助リアクトルと補助スイッチング素子と前記主スイッチング素子に並列に接続された補助コンデンサとを有し、前記出力ダイオードに蓄積された電荷を前記補助リアクトルに前記メインリアクトルから流れる電流と逆方向に放出するリカバリ電流消滅回路及び前記補助コンデンサに蓄積された電荷を放電して前記逆並列ダイオードをオンさせるための部分共振回路を形成するための補助回路を具備した共振型電力変換装置において、前記補助リアクトルの両端の電圧値、前記メインリアクトルの電流値及び前記補助リアクトルのインダクタンスに基づいて、現時刻から前記出力ダイオードに流れる電流が零となり前記出力ダイオードの電荷が消滅するまでのリカバリ電流消滅期間を算出するリカバリ電流消滅期間算出手段と、前記リカバリ電流消滅期間に基づいて前記補助コンデンサの蓄積電荷が最小となるまでの遅延時間を算出し、前記遅延時間だけ前記主スイッチング素子よりも先に前記補助スイッチング素子がオンするように制御する制御手段とを具備し、前記メインリアクトルは、一端が前記直流電源の正極に接続され、他端が前記出力ダイオードのアノードに接続され、前記補助リアクトルは、一端が前記メインリアクトルの他端に接続され、他端が前記補助スイッチング素子に接続され、前記補助スイッチング素子は、前記補助リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に設けられ、前記リカバリ電流消滅回路は、前記出力ダイオードに蓄積された電荷を前記補助リアクトル及び補助スイッチング素子を通して前記直流電源に出力し、前記部分共振回路は、前記補助コンデンサ、前記補助リアクトル及び前記補助スイッチング素子のループ回路により形成されて、前記補助コンデンサに蓄積された電荷を前記直流電源に出力し、リカバリ電流消滅期間算出手段は、前記補助リアクトルのインダクタンスと前記メインリアクトルに流れる現時点の電流値との積を前記出力ダイオードの出力電圧値で除した値を前記リカバリ電流消滅期間とし、前記制御手段は、前記リカバリ電流消滅期間と、前記部分共振回路における前記補助コンデンサの両端電圧の時間変化における半周期とを加算した時間を前記遅延時間とすることを特徴とする共振型電力変換装置が提供される。

請求項１記載の発明によれば、リカバリ電流消滅期間算出手段は、補助リアクトルの両端の電圧値、メインリアクトルの電流値及び補助リアクトルのインダクタンスに基づいて、現時刻から出力ダイオードに流れる電流が零となり出力ダイオードの電荷が消滅するまでのリカバリ電流消滅期間を算出するので、リカバリ電流消滅期間を正確に算出することができる。そして、制御手段は、リカバリ電流消滅期間に基づいて補助コンデンサの蓄積電荷が最小となるまでの遅延時間を算出して、遅延時間だけ主スイッチング素子よりも先に補助スイッチング素子がオンするように制御するので、逆並列ダイオードがオンする時点で主スイッチング素子をオンさせることができ、ソフトスイッチングが可能となる。また、ＺＶＴ昇圧回路において、主スイッチング素子のソフトスイッチングを実現できる。その結果、スイッチング損失を低減できて、変換効率が向上する。

第１実施形態
図１は本発明の第１の実施形態による共振型電力変換装置としてのＳＡＺＺ昇圧回路の構成図である。図１に示すように、ＳＡＺＺ昇圧回路は、直流電源１、主回路２、補助回路４、入力電圧センサ６、メインリアクトル電流センサ８、出力電圧センサ１０、ゲート信号生成手段１２及び負荷１４を具備する。

直流電源１は、負荷１４に主回路２を通して電力供給するための蓄電装置であり、リチウムイオン電池やニッケル水素電池などであり、複数の単電池がモジュール化された複数のバッテリブロックが直列接続されている。直流電源１はキャパシタでも良い。

主回路２は、メインリアクトルＬ１、主ＳＷＱ及び出力ダイオードＤ３から成り、主ＳＷＱ中の主スイッチング素子Ｓ１のオン／オフに基づき、直流電源１及びメインリアクトルＬ１を通して、所望の電圧値まで昇圧する回路である。メインリアクトルＬ１は、一端が補助回路４の補助リアクトルＬ２の他端を通して、直流電源１の正極側に接続され、他端が出力ダイオードＤ３のアノードに接続されている。

主ＳＷＱは、逆並列に接続された主スイッチング素子Ｓ１及びダイオードＤ４から成る。主スイッチング素子Ｓ１は、例えば、ＩＧＢＴ素子であり、コレクタがメインリアクトルＬ１の他端に接続され、エミッタが直流電源１の負極に接続されている。ゲートには、主スイッチング素子Ｓ１をオン／オフするためのゲート信号がゲート信号生成手段１２により入力される。ダイオードＤ４は、アノードが主スイッチング素子Ｓ１のエミッタに接続され、カソードが主スイッチング素子Ｓ１のコレクタに接続されている。出力ダイオードＤ３は、アノードがメインリアクトルＬ１の他端に接続され、カソードが負荷１４及びコンデンサＣ０の一端に接続されている。

補助回路４は、補助リアクトルＬ２、第１及び第２の補助ダイオードＤ１，Ｄ２、補助スイッチング素子Ｓ２及び補助コンデンサ（スナバコンデンサともいう）Ｃ１から成り、出力ダイオードＤ３に蓄積された電荷を放出して、リカバリ電流を消滅させるためのリカバリ電流消滅回路及び補助コンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電するための部分共振回路を形成する。

補助リアクトルＬ２は、一端が直流電源１の正極に接続され、他端がメインリアクトルＬ１の一端に接続されている。第１の補助ダイオードＤ１は、アノードがメインリアクトル電流センサ８を通してメインリアクトルＬ１の他端、及び出力ダイオードＤ３のアノードに接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｓ２のコレクタ及び補助コンデンサＣ１の一端に接続されている。補助スイッチング素子Ｓ２は、例えば、ＩＧＢＴ素子であり、ゲートには、補助スイッチング素子Ｓ２のオン／オフするためのゲート信号がゲート信号生成手段１２より入力される。カソードが第１の補助ダイオードＤ１のカソード及び補助コンデンサＣ１の一端に接続され、エミッタが第２の補助ダイオードＤ２のアノードに接続されている。第２の補助ダイオードＤ２は、アノードが補助スイッチング素子Ｓ２のエミッタに接続され、カソードがメインリアクトルＬ１の一端及び補助リアクトルＬ２の他端に接続されている。補助コンデンサＣ１は、一端が第１の補助ダイオードＤ１のカソードに接続され、他端が直流電源１の負極に接続されている。

第１の補助ダイオードＤ１、補助スイッチング素子Ｓ２、第２の補助ダイオードＤ２及び補助リアクトルＬ２は、コンデンサＣ０→出力ダイオードＤ３→第１の補助ダイオードＤ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２補助ダイオードＤ２→補助リアクトルＬ２→直流電源１の経路にて、出力ダイオードＤ３に蓄積された電荷を、放出するためのリカバリ電流消滅回路を形成する。

補助コンデンサＣ１、補助スイッチング素子Ｓ２、第２の補助ダイオードＤ２及び補助リアクトルＬ２は、補助コンデンサＣ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２の補助ダイオードＤ２→補助リアクトルＬ２→直流電源１→補助コンデンサＣ１の経路にて、補助コンデンサＣ１に蓄積された電荷を放出するための部分共振回路を形成する。

入力電圧センサ６は、直流電源１の入力電圧Ｅを検出して、入力電圧Ｅに応じた電気信号をゲート信号生成手段１２に出力する。メインリアクトル電流センサ８は、図１のように、メインリアクトルＬ１の他端の第１の補助ダイオードＤ１のアノードへの分岐点よりも順方向の電流についての上流側、又はメインリアクトルＬ１の一端の第２の補助ダイオードＤ２のアノードとの合流点よりも順方向の電流についての下流側に接続され、メインリアクトルＬ１に流れるメインリアクトル電流ｉＬ１を検出して、電流ｉＬ１に応じた電気信号をゲート信号生成手段１２に出力する。出力電圧センサ１０は、負荷１４の両端の出力電圧Ｖｏｕｔを検出して、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電気信号をゲート信号生成手段１２に出力する。

コンデンサＣ０は、平滑コンデンサであり、出力ダイオードＤ３のカソード及び直流電源１の負極に接続されている。負荷１４は、例えば、３相インバータ装置を通して接続されたモータであり、出力ダイオードＤ３のカソード及び直流電源１の負極側に接続されている。

以下、ＳＡＺＺ昇圧回路の動作説明をする。ＳＡＺＺ昇圧回路は、以下に説明するＭＯＤＥ１〜ＭＯＤＥ６が繰り返される。図２はＭＯＤＥ１〜ＭＯＤＥ６を説明するための図である。

ＭＯＤＥ１は、補助コンデンサＣ１が充電されている状態で補助スイッチング素子Ｓ２のみをオンし、出力ダイオードＤ３の蓄積電荷を消滅させるための状態である。（１）に示すように、補助スイッチング素子Ｓ２をオンにすると、出力側から入力側に電流が流れる。即ち、出力ダイオードＤ３→第１の補助ダイオードＤ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２の補助ダイオードＤ２→補助リアクトルＬ２→直流電源１に出力ダイオードＤ３の蓄積電荷を消滅させるための電流が流れる。ここで、補助リアクトルＬ２により、（１）に示す電流は、０から徐々に増加し、補助スイッチング素子Ｓ２はＺＣＳ（零電流スイッチング）でターンオンする。

一方、（２）に示すように、直流電源１→補助リアクトルＬ２→メインリアクトルＬ１→出力ダイオードＤ３→負荷１４への順方向の電流が流れている。ＭＯＤＥ１では、主スイッチング素子Ｓ１はオフのままである。ＭＯＤＥ３が開始される時刻で主スイッチング素子Ｓ１がオンするように、後述のように、主スイッチング素子Ｓ１がオンする時刻よりも可変遅延時間Ｔｄ（ｔ）だけ前に補助スイッチング素子Ｓ２をオンするよう制御する。（１）に示すリカバリ電流を消滅させるための出力側から入力側に流れる電流と（２）に示す入力側から出力側に流れる電流が等しくなると、出力ダイオードＤ３の電流が零電流となり、出力ダイオードＤ３に蓄積された電荷が消滅する。

ＭＯＤＥ２は、メインリアクトルＬ１を流れる電流と補助スイッチング素子Ｓ２を流れる電流が等しくなり、出力ダイオードＤ３に流れる電流が零となり、補助スイッチング素子Ｓ２のターンオンによる共振モードの状態である。この状態では、出力ダイオードＤ３に流れる電流が零となったことから、（４）に示すように、メインリアクトルＬ１→第１の補助ダイオードＤ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２の補助ダイオードＤ２→メインリアクトルＬ１のループで還流電流が流れる。

すると、補助リアクトルＬ２の他端の出力ダイオードＤ３からのバイアスが解放されて、（３）に示すように、補助コンデンサＣ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２の補助ダイオードＤ２→直流電源１によりＬＣ部分共振回路が形成され、補助コンデンサＣ１の放電が始まり、補助リアクトルＬ２を流れる電流はＬＣ共振する。その後、補助コンデンサＣ１のエネルギーは補助リアクトルＬ２に移行する。そして、補助コンデンサＣ１の放電が終了して、補助コンデンサＣ１の電荷が消滅又は最小となり、補助コンデンサＣ１の電圧は零又は最小となる。

ＭＯＤＥ３は、補助コンデンサＣ１の電圧が零となり、主スイッチング素子Ｓ１のターンオンがＺＶＺＣＴ動作を行う状態である。この状態では、補助リアクトルＬ２に逆起電力が発生し、ダイオードＤ４がオンして、（５）に示すように、ダイオードＤ４→第１の補助ダイオードＤ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２の補助ダイオードＤ２→補助リアクトルＬ２→直流電源１→ダイオードＤ４の経路により、補助リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーが反転電流として流れ始める。このとき、主スイッチング素子Ｓ１をオンする。すると、ダイオードＤ４がオンして、ダイオードＤ４に反転電流が流れていることから、主スイッチング素子Ｓ１を流れる電流は抑えられてＺＣＳ（零電流スイッチング）となる。つまり、主スイッチング素子Ｓ１はＺＶＺＣＴでターンオンする。一方、（６）に示すように、補助リアクトルＬ２→メインリアクトルＬ１に流れる電流は、（５）に示す電流に合流する。

ＭＯＤＥ４は、主スイッチング素子Ｓ１がオンしている状態である。この状態では、（７）に示すように、直流電源１→補助リアクトルＬ２→メインリアクトルＬ１→主スイッチング素子Ｓ１の経路により電流が流れて、メインリアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。

ＭＯＤＥ５は、主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイッチング素子Ｓ２のターンオフしている状態である。この状態では、補助スイッチング素子Ｓ２のターンオフについては、補助コンデンサＣ１の放電が終了しているので、補助スイッチング素子Ｓ２には電流が流れていない。そのため、補助スイッチング素子Ｓ２はＺＣＳでターンオフする。更に、（８）に示すように、補助リアクトルＬ２→メインリアクトルＬ１→第１の補助ダイオードＤ１→補助コンデンサＣ１の経路にて電流が流れて、補助コンデンサＣ１が充電される。補助コンデンサＣ１が充電されることにより、主スイッチング素子Ｓ１のターンオフは、ＺＶＴとなる。

ＭＯＤＥ６は、主スイッチング素子Ｓ１がオフしている状態である。補助コンデンサＣ１が充電されて、出力側の電圧に等しくなると、出力ダイオードＤ３がオンして、（９）に示すように、補助リアクトルＬ２→メインリアクトルＬ１→出力ダイオードＤ３の経路にて電流が流れて、メインリアクトルＬ１に貯められたエネルギーを負荷１４側に流れ出す。

以上のＭＯＤＥ１〜ＭＯＤＥ６を繰り返す。

ゲート信号生成手段１２は、主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイッチング素子Ｓ２をオン／オフするためのゲート信号を生成するものであり、主スイッチング素子Ｓ１がターンオンするよりも、後述するように、可変遅延時間Ｔｄ（ｔ）だけ前に、補助スイッチング素子Ｓ２をオンし、入力電圧Ｅ及び出力電圧Ｖｏｕｔによるデューティ比に応じたパルス幅の時間だけ主スイッチング素子Ｓ１がオンするように、主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイッチング素子Ｓ２にゲート信号を出力する。

図３に示すように、ゲート信号生成手段１２は、発振回路５０、パルス幅変調回路５２、リカバリ電流消滅期間算出部５４、補助ＳＷ制御部５６及び主ＳＷ制御部５８を有する。発振回路５０は、一定の周波数の発振信号を出力する。パルス幅変調回路５２は、出力電圧Ｖｏｕｔ及び入力電圧Ｅに基づき、発振信号から昇圧率に相当するデューティ比のパルス幅を有するパルス幅変調信号を生成する。リカバリ電流消滅期間算出部５４は、出力ダイオードＤ３に蓄積された電荷がリカバリ電流消滅回路を通して、放出されるまでの時間であるリカバリ電流消滅期間を算出する。

以下、図４を用いてリカバリ電流消滅期間の算出方法の説明をする。図４中の横軸が時間、縦軸が補助スイッチング素子Ｓ２に流れる電流ＩＳ２及びメインリアクトルＬ２に流れる電流ｉＬ１である。図２中の（２）に示すように、メインリアクトルＬ１から出力ダイオードＤ３に順方向の電流ｉＬ１が流れる。これにより、ダイオードＤ３に電荷が蓄積される。一方、補助スイッチング素子Ｓ２をオンすると、（１）に示すように、出力ダイオードＤ３→第１の補助ダイオードＤ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２の補助ダイオードＤ２→補助リアクトルＬ２→入力電源１の経路により、出力ダイオードＤ３に蓄積された電荷を放出するリカバリ電流消滅のための電流ｉが補助スイッチング素子Ｓ２に（１）とは逆方向に流れる。

順方向の電流ｉＬ１と逆方向の電流ｉが等しくなると、出力ダイオードＤ３に流れる電流が零となって、出力ダイオードＤ３に蓄積された電荷が消滅し、主スイッチング素子Ｓ１をターンオンしたときのリカバリ電流が消滅する。よって、補助スイッチング素子Ｓ２をオンしてから、両者の電流ｉＬ１，ｉが等しくなるまでが、図４に示すように、リカバリ電流消滅期間Ｔｓｗ１となる。

補助リアクトルＬ２の両端には、出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｅとの差分電圧（Ｖｏｕｔ−Ｅ）が印加されることから、任意の時刻ｔにおける補助スイッチング素子Ｓ２に流れる電流をｉ（ｔ）とすると、次式（１）が成り立つ。

Ｌ２ｄｉ（ｔ）／ｄｔ＝Ｖｏｕｔ−Ｅ …（１）
ここで、Ｌ２は補助リアクトルＬ２のインダクタンスである。補助スイッチング素子Ｓ２をオンした時刻ｔ０では、電流ｉ（ｔ０）＝０であり、ＭＯＤＥ１（リカバリ電流消滅期間Ｔｓｗ１）では、図４に示すように、電流ｉ（ｔ）がリニアに変化すると仮定することができ、電流ｉ（ｔ）＝（Ｖｏｕｔ−Ｅ）×（ｔ−ｔ０）／Ｌ２で近似することができる。

一方、メインリアクトルＬ１に流れる電流ｉＬ１（ｔ）は、補助スイッチング素子Ｓ２をオンすると、リップル電流が補助スイッチング素子Ｓ２に流れる電流の影響により、低減することから、リカバリ電流消滅期間Ｔｓｗ１では略一定となり、時刻ｔ０における電流ｉＬ１（ｔ０）に略等しくなる。よって、ｉ（ｔ１）＝ｉＬ１（ｔ０）となる時刻ｔ１はリカバリ電流が消滅する時刻であり、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの時間がリカバリ電流消滅期間Ｔｓｗ１となる。

よって、リカバリ電流消滅期間Ｔｓｗ１は、次式（２）により算出することができる。

Ｔｓｗ１＝（ｔ１−ｔ０）＝Ｌ２×ｉＬ０（ｔ０）／（Ｖｏｕｔ−Ｅ） …（２）
尚、Ｖｏｕｔ＝Ｅ×昇圧比により算出することができる。また、Ｅ＝Ｖｏｕｔ／昇圧比により算出することができる。即ち、Ｖｏｕｔ，Ｅのいずれか一方は、出力電圧センサ１０や入力電圧センサ６の検出信号を用いずに、昇圧比及び他方のＶｏｕｔ／Ｅより算出することができる。

リカバリ電流消滅期間Ｔｓｗ１が経過すると、出力ダイオードＤ３の電流が零となり、図２中の（４）に示すように、メインリアクトルＬ１→第１の補助ダイオードＤ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２の補助ダイオードＤ２→メインリアクトルＬ１の還流パスが形成されて、還流電流が流れて、補助スイッチング素子Ｓ２の出力ダイオードＤ３からのバイアスが解放されて、補助コンデンサＣ１に蓄積された電荷が、補助コンデンサＣ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２の補助ダイオードＤ２→補助リアクトルＬ２→直流電源１の経路による部分共振回路により放電する。

図５に示すように、部分共振回路は、直流電源１、補助リアクトルＬ２及び補助コンデンサＣ１の直列回路で構成されるＬＣ回路である。この回路の微分方程式は、次式で表される。

Ｅ＝Ｌ２ｄｉ／ｄｔ＋Ｃ１∫ｖ（ｔ）ｄｔ …（３）
但し、Ｃ１は補助コンデンサＣ１の容量、ｖ（ｔ）は補助コンデンサＣ１の電圧である。

式（３）において、初期条件ｉ（０）＝ｉＬ１（０），ｖ（０）＝Ｖｏｕｔとして解くと、１周期ω＝2π（Ｌ２Ｃ１）^1/2の半周期分の時間（部分共振期間）において、
Ｖｏｕｔ≧２Ｅ（昇圧率２倍以上）のとき、ｖ（π（Ｌ２Ｃ１）^1/2）＝０
Ｖｏｕｔ＜２Ｅのとき、ｖ（π（Ｌ２Ｃ１）^1/2）は最小値となる。

よって、補助コンデンサＣ１の放電開始時刻から部分共振期間（π（Ｌ２Ｃ１）^1/2）が経過した時刻ｔ２が補助コンデンサＣ１の電荷が消滅又は残存電荷が最小となる。

よって、補助コンデンサＣ１が放電を開始して、電荷が消滅又は残存電荷が最小となる時間Ｔｓｗ２は、次式（４）のようになる。

Ｔｓｗ２＝π（Ｌ２Ｃ１）^1/2 …（４）
補助コンデンサＣ１の電荷が消滅すると、補助リアクトルＬ２に逆起電力が発生して、ダイオードＤ４がオンし、ダイオードＤ４→第１の補助ダイオードＤ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２の補助ダイオードＤ２→補助リアクトルＬ２→直流電源１→ダイオードＤ４の経路が発生して、ＭＯＤＥ４に移行する。ダイオードＤ４がオンすると同時に主スイッチング素子Ｓ１をオンすることにより、ＺＶＺＣＴとなり、主スイッチング素子Ｓ１のスイッチング損失を最小にすることができる。また、補助コンデンサＣ１に電荷が残存する場合でも、補助コンデンサＣ１の放電開始時刻から時間（π（Ｌ２Ｃ１）^1/2）が経過した時刻で主スイッチング素子Ｓ１をオンすることにより、主スイッチング素子Ｓ１の損失が最小となる。

そこで、補助ＳＷ制御部５６は、現在時刻ｔが主スイッチング素子Ｓ１をオンする時刻よりもよりも次式（５）で示される遅延時間Ｔｄ（ｔ）であれば、現時刻ｔにおいて、補助スイッチング素子Ｓ２をオンするようゲート信号を出力する。即ち、主スイッチング素子Ｓ１をターンオンする時刻よりもＴｄ（ｔ）だけ前に補助スイッチング素子Ｓ２をターンオンする。

Ｔｄ（ｔ）＝Ｌ２×ｉＬ１（ｔ）／（Ｖｏｕｔ−Ｅ）＋π（Ｌ２Ｃ１）^1/2 …（５）
但し、ｉＬ１（ｔ）は、現在時刻ｔにおけるメインリアクトルＬ１の電流である。

尚、ＭＯＤＥ１，２が重複しないことは、ＭＯＤＥ１では補助リアクトルＬ２の他端にＶｏｕｔがバイアスされており、補助コンデンサＣ１の電圧と等しいこと、ＭＯＤＥ１が終了すると、補助リアクトルＬ２の他端のバイアスが解放され、ＭＯＤＥ２に移行するからである。

主ＳＷ制御部５８は、パルス幅変調回路５２より出力されるパルス幅変調信号が示すパルス幅だけ、主スイッチング素子Ｓ１がオンするように、主スイッチング素子Ｓ１のオン／オフを制御する。これにより、主スイッチング素子Ｓ１をターンオンする時刻よりもＴｄ（ｔ）だけ前に補助スイッチング素子Ｓ２をターンオンされる。

以下、図６〜図７を参照して、動作説明をする。図７中、ａは主スイッチング素子Ｓ１のゲート信号、ｂは補助スイッチング素子Ｓ２のゲート信号、ｃはメインリアクトルＬ１の電流、ｄは補助スイッチング素子Ｓ２の電流、ｅは主スイッチング素子Ｓ１の電圧、ｆは主スイッチング素子Ｓ１の電流、ｈは出力ダイオードＤ３の電流、ｇは出力ダイオードの両端の電圧、ｊは補助コンデンサＣ１の電圧、ｋは補助コンデンサＣ１の充電電流である。

時刻ｔ０において、ａ，ｂに示すように、主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイッチング素子Ｓ２をターンオフする。すると、ＭＯＤＥ５に移行し、補助コンデンサＣ１が充電されることにより、主スイッチング素子Ｓ１のターンオフは、ＺＶＴとなる。また、補助コンデンサＣ１の放電が終了しているので、補助スイッチング素子Ｓ２には電流が流れていない。そのため、補助スイッチング素子Ｓ２はＺＣＳでターンオフする。

補助コンデンサＣ１が充電されて、出力側の電圧に等しくなると、出力ダイオードＤ３がオンして、補助リアクトルＬ２→主リアクトルＬ１→出力ダイオードＤ３の経路にて電流が流れて、ＭＯＤＥ６に移行する。

リカバリ電流消滅期間算出部５４は、以下に示す現在時刻ｔにおけるリカバリ電流消滅期間Ｔｓｗ１（１）を算出し、補助ＳＷ制御部５６に出力する。図６中のステップＳ２で入力電圧センサ６から出力される入力電圧Ｅを読み込む。ステップＳ４で出力電圧センサ１０から出力される出力電圧Ｖｏｕｔを読み込む。ステップＳ６でメインリアクトル電流センサ８から出力されるメインリアクトルＬ１に流れる電流ｉＬ１（ｔ）を読み込む。ステップＳ８で、次式（６）に示すリカバリ電流消滅期間Ｔｓｗ１（ｔ）を算出し、リカバリ電流消滅期間Ｔｓ１（ｔ）に部分共振期間Ｔｓｗ２を加算して、次式（７）で示す遅延時間Ｔｄ（ｔ）を算出する。尚、遅延時間Ｔｄ（ｔ）は現時刻ｔで補助スイッチング素子Ｓ２をオンしたとき、Ｔｄ（ｔ）経過した後に、補助コンデンサＣ１の放電が終了してＭＯＤＥ３に移行することを意味する。

Ｔｓｗ１（ｔ）＝Ｌ２×ｉＬ１（ｔ）／（Ｖｏｕｔ−Ｅ） …（６）
Ｔｄ（ｔ）＝Ｔｓｗ１（ｔ）＋Ｔｓｗ２
＝Ｌ２×ｉＬ１（ｔ）／（Ｖｏｕｔ−Ｅ）＋π（Ｌ２Ｃ１）^1/2 …（７）
補助ＳＷ制御部５６は、以下に示す補助スイッチング素子Ｓ２のオンを制御する。ステップＳ１０で現在時刻ｔがパルス幅変調回路５２より出力されるパルス幅変調信号が示す主スイッチング素子Ｓ１をオンするべき時刻から遅延時間Ｔｄ（ｔ）前であるか否かを判断する。肯定判定ならば、現在時刻ｔが遅延開始タイミングであると判断して、ステップＳ１２に進む。否定判定ならば、ステップＳ２に戻る。

ステップＳ１２で補助スイッチング素子Ｓ２をターンオンする。例えば、時刻ｔ１で補助スイッチング素子Ｓ２をターンオンしたとする。すると、ＭＯＤＥ１に移行し、出力ダイオードＤ３→第１の補助ダイオードＤ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２の補助ダイオードＤ２→補助リアクトルＬ２→直流電源１に出力ダイオードＤ３の蓄積電荷を消滅させるための図７中のｄに示す補助スイッチング素子Ｓ２に電流が流れる。そして、時刻ｔ１からＴｓｗ１経過後の時刻ｔ２において、メインリアクトルｌ１に流れる電流と補助スイッチング素子Ｓ２に流れる電流が等しくなり、ｈに示すように、出力ダイオードＤ３に流れる電流が零となり、出力ダイオードＤ３の蓄積電荷が消滅し、ＭＯＤＥ２に移行する。ＭＯＤＥ２で図７中のｋに示すように、補助コンデンサＣ１の放電が始まり、補助リアクトルＬ２を流れる電流はＬＣ部分共振する。その後、補助コンデンサＣ１のエネルギーは補助リアクトルＬ２に移行する。そして、補助コンデンサＣ１の放電が終了して、補助コンデンサＣ１の電荷が消滅し、補助コンデンサＣ１の電圧は零となる。例えば、図７中のｊに示すように、時刻ｔ３で補助コンデンサＣ１の電圧は零になる。

一方、補助ＳＷ制御部５６は、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの間は、以下の処理を行う。ステップＳ１４で遅延タイマに遅延時間Ｔｄ（ｔ）をセットして、遅延タイマカウント開始する。ステップＳ１６でゲート遅延実行して主スイッチング素子Ｓ１をオフしたままとする。ステップＳ１８で遅延タイマカウント終了したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２０に進む。否定判定ならば、ステップＳ１６に戻り、ゲート遅延を実行する。ステップＳ２０でゲート遅延を解除して、ステップＳ２２で主スイッチング素子Ｓ１をオンする。例えば、時刻ｔ３で主スイッチング素子Ｓ１をオンする。

時刻ｔ３では、補助コンデンサＣ１の電圧が零であり、ダイオードＤ４がオンして、補助リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーが反転電流として流れ始める。このとき、主スイッチング素子Ｓ１をオンするとＭＯＤＥ３に移行する。ダイオードＤ４がオンして、ダイオードＤ４に反転電流が流れていることから、主スイッチング素子Ｓ１を流れる電流は抑えられて、図７中のｅ，ｆに示すように、主スイッチング素子Ｓ１はＺＶＺＣＴでターンオンする。時刻ｔ４で主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイッチング素子Ｓ２をターンオフする。

図８はＬ１＝６０μＨ，Ｌ２＝１μＨ，負荷１４＝３２Ω，Ｃ３＝０．１μＦ、Ｅ＝２００Ｖ，Ｖｏｕｔ＝４００Ｖ，オンデューティ５０％，昇圧率２倍として、出力電力５ｋＷ，１２．５ｋＷ，２５ｋＷの場合の補助スイッチング素子Ｓ２の電圧ａ１，ａ２，ａ３、電流ｂ１，ｂ２，ｂ３、主スイッチング素子Ｓ１の電圧ｃ１，ｃ２，ｃ３、電流ｄ１，ｄ２，ｄ３を示している。出力電力５ｋＷでは、遅延時間Ｔｄ１＝１．１μｓ，出力電力１２．５ｋＷでは、遅延時間Ｔｄ２＝１．３μｓ、出力電力２５ｋＷでは、遅延時間Ｔｄ３＝１．５μｓとなり、Ｅ，Ｖｏｕｔが一定の下で、出力電圧を変化させたとき、出力電圧が上昇するとメインリアクトル電流ｉＬ１が増加して、遅延時間Ｔｄが増加することが分かる。

図９はＬ１＝４８μＨ，Ｌ２＝２μＨ，Ｃ１＝０．０５μＦ、負荷１４＝１６０Ωで、出力電力１ｋＷの本実施形態を適用したものであり、図１０は出力電力１ｋＷの場合に、８ｋＷで最適化された固定遅延時間で適用した従来技術のものである。図９，１０中のａは補助スイッチング素子Ｓ２のゲート信号、ｂは主スイッチング素子Ｓ１のゲート信号、ｃはメインリアクトルＬ１の電流、ｄは補助スイッチング素子Ｓ２の電流、ｅは主スイッチング素子Ｓ１の電流、ｆは主スイッチング素子Ｓ１の電圧、ｇは効率（出力電流×出力電圧／入力電流×入力電圧）である。

図９に示すように、本実施形態では、１ｋＷで最適な遅延時間Ｔｄ１となっている。一方、８ｋＷで最適化された固定遅延時間Ｔｄ２を１ｋＷの場合に適用すると、遅延時間Ｔｄ２は最適な遅延時間Ｔｄ１よりも長すぎるために、補助スイッチング素子Ｓ２に電流が流れる時間が長くなり、補助スイッチング素子Ｓ２の抵抗損失が大きくなり、その結果、図９，１０中のｇに示すように、本実施形態では、従来よりも効率が向上する。

図１１，１２はＬ１＝４８μＨ，Ｌ２＝２μＨ，Ｃ１＝０．０５μＦ、負荷１４＝１０Ω、出力４５０〜６００Ｖ（約２５ｋＷ）、最適遅延時間が一定の２．0μｓで３通りに出力電圧を変化させたときの、遅延時間を２．０μｓ，１．０μｓ，３．０μｓとした場合である。図１１中のａ１，ａ２，ａ３は主スイッチング素子Ｓ１の電圧、ｂ１，ｂ２，ｂ３は主スイッチング素子Ｓ１の電流、図１２中のｃ１，ｃ２，ｃ３は補助コンデンサＣ１の電圧、ｄ１，ｄ２，ｄ３が補助コンデンサＣ１の電流を示している。

遅延時間が最適遅延時間２．０μｓに等しい場合では、ｃ１，ｄ１に示すように、補助コンデンサＣ１の電圧が零になった時刻ｔ１で主スイッチング素子Ｓ１がターンオンするため、ＺＶＺＣＴとなる。

遅延時間が最適遅延時間２．０μｓよりも短い１．０μｓの場合は、ｃ２，ｄ２に示すように、主スイッチング素子Ｓ１がターンオンする時刻ｔ２では、補助コンデンサＣ１の放電が完了していないために、ダイオードＤ４がオフのままであり、ａ２，ｂ２に示すように、主スイッチング素子Ｓ１がハードスイッチングとなる。このため、主スイッチング素子Ｓ１のスイッチング損失が増大する。

遅延時間が最適遅延時間２．０μｓよりも長い３．０μｓの場合は、ｃ３，ｄ３に示すように、補助コンデンサＣ１の放電が完了した時刻ｔ４では、主スイッチング素子Ｓ１がターンオンしないことから、時刻ｔ４で、補助リアクトルＬ２→直流電源１→ダイオードＤ４→第１の補助ダイオードＤ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２の補助ダイオードＤ２→補助リアクトルＬ２という還流ループに加えて、メインリアクトルＬ１、補助リアクトルＬ、補助コンデンサＣ１の部分共振回路によるスナバ回路のチャージによる直流電源１→補助リアクトルＬ２→メインリアクトルＬ１→第１の補助ダイオードＤ１→補助コンデンサＣ１→直流電源１という共振ループにより、主スイッチング素子Ｓ１の電圧が減衰振動し、ａ３，ｂ３に示すように、主スイッチング素子Ｓ１がターンオンする時刻ｔ３において、主スイッチング素子Ｓ１のソフトスイッチングが実現できない。そのため、補助スイッチング素子Ｓ２の損失抵抗に加えて、主スイッチング素子Ｓ１のスイッチング損失が増大する。

図１３は本発明の実施形態による可変遅延制御を行った場合の効率ａと従来の固定遅延制御を行った場合の効率ｂを示している。横軸が出力電力、縦軸が効率を示す。図１３では、入力電圧Ｅ＝２００Ｖ，出力電圧Ｖｏｕｔ＝４００Ｖで、出力電流を変化させて、出力電力を1kW〜８ｋＷまで変化させた場合である。図１３に示すように、本発明の実施形態によれば、従来の固定遅延制御を行った場合と比較して、効率が向上していることが分かる。

以上説明したように、本実施形態によれば、リカバリ電流消滅期間を算出し、リカバリ電流消滅期間と補助コンデンサＣ１の電荷が部分共振回路により消滅又は最小となる時間とに基づき、補助スイッチング素子Ｓ２を主スイッチング素子Ｓ１よりも可変遅延時間Ｔｄだけ前にオンさせるので、補助コンデンサＣ１の電荷が消滅した時刻で主スイッチング素子Ｓ１をターンオンさせることができ、ＺＶＺＣＴでターンオンし、主スイッチング素子Ｓ１のスイッチング損失を低減させることができる。従って、全ての入出力状態でソフトスイッチングを実現することが可能なので、回路の小型・高効率・高密度化ができるようになる。
第２実施形態
図１４は本発明の第２実施形態による共振型電力変換装置としてのＺＶＴ昇圧回路の構成図である。図１４に示すように、ＺＶＴ昇圧回路は、直流電源９９、主回路１００、補助回路１０２、入力電圧センサ１０４、メインリアクトル電流センサ１０６、出力電圧センサ１０８、ゲート信号生成手段１１０及び負荷１１２を具備する。

直流電源９９は、図１中の直流電源1と実質的に同一なので説明を省略する。主回路１０２は、メインリアクトルＬ１、主ＳＷＱｍ及び出力ダイオードＤｍから成り、主ＳＷＱｍ中の主スイッチング素子Ｓ１のオン／オフに基づき、直流電源９９及びメインリアクトルＬ１を通して、昇圧する回路である。メインリアクトルＬ１は、一端が直流電源９９の正極に接続され、他端が出力ダイオードＤｍのアノード及び補助回路１０２中の補助リアクトルＬ２の一端に接続されている。

主スイッチング素子Ｓ１は、例えば、ＩＧＢＴ素子であり、コレクタがメインリアクトルＬ１の他端に接続され、エミッタが直流電源９９の負極に接続されている。ゲートには、主スイッチング素子Ｓ１をオン／オフするためのゲート信号がゲート信号生成手段１１０より入力される。ダイオードＤ１は、アノードが主スイッチング素子Ｓ１のエミッタに接続され、カソードが主スイッチング素子Ｓ１のコレクタに接続されている。出力ダイオードＤｍは、アノードがメインリアクトルＬ１の他端に接続され、カソードが負荷１１２及びコンデンサＣ０の一端に接続されている。

補助回路１０２は、補助リアクトルＬ２、第１及び第２の補助ダイオードＤｒ１，Ｄｒ２、補助ＳＷＱｒ、並びに第1及び第２の補助コンデンサＣ１，Ｃ２から成り、出力ダイオードＤｍに蓄積された電荷を放出してリカバリ電流を消滅させるためのリカバリ電流消滅回路及び第１の補助コンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電するための部分共振回路を形成する。

補助リアクトルＬ２は、一端がメインリアクトル電流センサ１０６を通して、メインリアクトルＬ１の他端に接続され、他端が補助スＳＷＱ２のスイッチング素子Ｓ２のカソード及び第１の補助ダイオードＤｒ１のカソードに接続されている。補助ＳＷＱｒは、補助スイッチング素子Ｓ２とダイオードＤ２が逆並列に接続されている。補助スイッチング素子Ｓ２は、コレクタが補助リアクトルＬ２の他端に接続され、エミッタが直流電源９９の負極に接続されている。ゲートには、ゲート信号生成手段１１０からのゲート信号が入力される。ダイオードＤ２は補助スイッチング素子Ｓ２と逆並列に接続され、アノードが補助スイッチング素子Ｓ２のエミッタに接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｓ２のコレクタに接続されている。

第１の補助ダイオードＤｒ１は、アノードが補助リアクトルＬ２の他端に接続され、カソードが第２の補助コンデンサＣ２の他端及び第２の補助ダイオードＤｒ２のカソードに接続されている。第２の補助ダイオードＤｒ１は、アノードが第１の補助ダイオードＤｒ１のカソード及び第２の補助コンデンサＣ２の他端に接続され、カソードが出力ダイオードＤｍのカソードに接続されている。第２の補助コンデンサＣ２は、補助スイッチング素子Ｓ２のターンオフ補償を行うためのものであり、一端が出力ダイオードＤｍのアノードに接続され、他端が第１の補助ダイオードＤｒ１のカソードに接続されている
補助リアクトルＬ２及び補助スイッチング素子Ｓ２は、出力ダイオードＤｍに蓄積された電荷を、補助リアクトルＬ２→補助スイッチング素子Ｓ２の経路にて、放出するためのリカバリ電流消滅回路を形成する。補助コンデンサＣ１及び補助リアクトルＬ２は、補助コンデンサＣ１→補助リアクトルＬ２→補助スイッチング素子Ｓ２の経路にて、補助コンデンサＣ１に蓄積された電荷を放出するための部分共振回路を形成する。

入力電圧センサ１０４は、直流電源９９の入力電圧Ｅを検出して、入力電圧Ｅに応じた電気信号をゲート信号生成手段１１０に出力する。メインリアクトル電流センサ１０６は、図１４のように、メインリアクトルＬ１の他端の補助リアクトルＬ２の一端への分岐点よりも順方向の電流についての上流側、又はインリアクトルＬ１の一端に接続され、メインリアクトルＬ１に流れるメインリアクトル電流ｉＬ１を検出して、電流ｉＬ１に応じた電気信号をゲート信号生成手段１１０に出力する。出力電圧センサ１０８は、負荷１１２の両端の出力電圧Ｖｏｕｔを検出して、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電気信号をゲート信号生成手段１１０に出力する。

コンデンサＣ０は、平滑コンデンサであり、出力ダイオードＤｍのカソード及び直流電源９９の負極側に接続されている。負荷１１２は、出力ダイオードＤｍのカソード及び直流電源９９の負極に接続されている。

以下、ＺＶＴ昇圧回路の動作説明をする。ＺＶＴ昇圧回路は、以下に説明するＭＯＤＥ１〜ＭＯＤＥ６が繰り返される。図１５はＭＯＤＥ１〜ＭＯＤＥ６を説明するための図である。

ＭＯＤＥ１は、補助コンデンサＣ１が充電されている状態で補助スイッチング素子Ｓ２をオンし、出力ダイオードＤｍの蓄積電荷を消滅させるための状態である。（１）に示すように、出力ダイオードＤｍ→補助リアクトルＬ２→補助スイッチング素子Ｓ２→直流電源９９の負極側に出力ダイオードＤｍの蓄積電荷を消滅させるための電流が流れる。ここで、補助リアクトルＬ２により（１）に示す電流は、補助リアクトルＬ２があるため、ＺＣＳ（零電流スイッチング）でターンオンする。

一方、（２）に示すように、直流電源９９→メインリアクトルＬ１→出力ダイオードＤｍ→負荷１１２への順方向の電流が流れている。ＭＯＤＥ１では、主スイッチング素子Ｓ１はオフのままである。補助スイッチング素子Ｓ２のオンは、ＭＯＤＥ３が開始される時刻で主スイッチング素子Ｓ１がオンするように、後述のように、主スイッチング素子Ｓ１がオンする時刻よりも可変遅延時間Ｔｄ（ｔ）だけ前にオンするよう制御する。

ＭＯＤＥ２は、メインリアクトルＬ１を流れる電流と補助スイッチング素子Ｓ２を流れる電流が等しくなり、出力ダイオードＤ３に流れる電流が零となり、補助スイッチング素子Ｓ２のターンオンによる共振モードの状態である。この状態では、出力ダイオードＤｍに流れる電流が零となる。補助リアクトルＬ２の他端の出力ダイオードＤｍからのバイアスが解放されて、（３）に示すように、補助コンデンサＣ１→補助リアクトルＬ２→補助スイッチング素子Ｓ２によりＬＣ部分共振回路が形成され、補助コンデンサＣ１の放電が始まり、補助リアクトルＬ２を流れる電流はＬＣ共振する。その後、補助コンデンサＣ１のエネルギーは補助リアクトルＬ２に移行する。そして、補助コンデンサＣ１の放電が終了して、補助コンデンサＣ１の電荷が消滅し、補助コンデンサＣ１の電圧は零となる。一方、メインリアクトルＬ２からの電流は、（４）に示すように、（３）に示す経路に合流する。

ＭＯＤＥ３は、補助コンデンサＣ１の電圧が零となり、主スイッチング素子Ｓ１のターンオンがＺＶＴ動作を行う状態である。この状態では、ダイオードＤ１がオンして、（５）に示すように、ダイオードＤ１→補助リアクトルＬ２→補助スイッチング素子Ｓ２の経路により、補助リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーが反転電流として流れ始める。このとき、主スイッチング素子Ｓ１をオンする。すると、ダイオードＤ１がオンして、ダイオードＤ４に反転電流が流れていることから、主スイッチング素子Ｓ１を流れる電流は抑えられてＺＣＳとなる。一方、（６）に示すように、メインリアクトルＬ１に流れる電流は、（５）に示す電流に合流する。

ＭＯＤＥ４は、主スイッチング素子Ｓ１がオンしている状態である。この状態では、（７）に示すように、直流電源９９→メインリアクトルＬ１→主スイッチング素子Ｓ１の経路により電流が流れて、メインリアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。

ＭＯＤＥ５は、主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイッチング素子Ｓ２のターンオフしている状態である。この状態では、補助スイッチング素子Ｓ２のターンオフについては、補助コンデンサＣ１の放電が終了しているので、補助スイッチング素子Ｓ２には電流が流れていない。そのため、補助スイッチング素子Ｓ２はＺＣＳでターンオフする。更に、（８）に示すように、メインリアクトルＬ１→第１の補助コンデンサＣ１の経路にて電流が流れて、補助コンデンサＣ１が充電される。補助コンデンサＣ１が充電されることにより、主スイッチング素子Ｓ１のターンオフは、ＺＶＴとなる。

ＭＯＤＥ６は、主スイッチング素子Ｓ１がオフしている状態である。補助コンデンサＣ１が充電されて、出力側の電圧に等しくなると、出力ダイオードＤｍがオンして、（９）に示すように、メインリアクトルＬ１→出力ダイオードＤｍの経路にて電流が流れる。

以上のＭＯＤＥ１〜ＭＯＤＥ６を繰り返すが、上述のように、ＺＶＴ昇圧回路はＳＡＺＺ昇圧回路の動作と同様であり、特に、ＭＯＤＥ１，２については、上述のＳＡＺＺ昇圧回路と同様に取り扱うことができる。尚、ＭＯＤＥ１，２が重複しないことは、補助コンデンサＣ１の一端の電位が出力電圧Ｖｏｕｔに等しいこと、リカバリ電流消滅期間Ｔｓｗ１が経過すると、補助リアクトルＬ２の一端の出力ダイオードＤ３からのバイアスが解放されるからである。

ゲート信号生成手段１１０は、主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイッチング素子Ｓ２をオン／オフするためのゲート信号を生成するものであり、主スイッチング素子Ｓ１がターンオンするよりも、第１実施形態と同様に、可変遅延時間Ｔｄ（ｔ）だけ前に、補助スイッチング素子Ｓ２をオンし、入力電圧Ｅ及び出力電圧Ｖｏｕｔによるデューティ比に応じたパルス幅の時間だけ主スイッチング素子Ｓ１がオンするように、主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイッチング素子Ｓ２にゲート信号を出力する。

図１６はゲート信号生成手段１１０の機能ブロック図であり、図３中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附してする。図１６に示すように、ゲート信号生成手段１１０は、発振回路５０、パルス幅変調回路５２、リカバリ電流消滅期間算出部１５０、補助ＳＷ制御部１５２及び主ＳＷ制御部１５４を有する。リカバリ電流消滅期間算出部１５０は、出力ダイオードＤｍに蓄積された電荷がリカバリ電流消滅回路を通して、放出されるまでの時間であるリカバリ電流消滅期間を算出する。リカバリ電流消滅期間Ｔｓｗ１は、第１の実施形態と同様に算出することができるが、補助リアクトルＬ２の両端に印加される電圧が出力電圧Ｖｏｕｔであることから、次式（８）のようになる。

Ｔｓｗ１＝Ｌ２×ｉＬ１（ｔ）／Ｖｏｕｔ …（８）
但し、Ｌ２は補助リアクトルＬ２のインダクタンス、ｉＬ１（ｔ）は現時刻ｔにおけるメインリアクトルＬ１に流れる電流である。

補助ＳＷ制御部１５２は、現時刻ｔが主スイッチング素子Ｓ２をオンする時刻よりも次式（９）で示す遅延時間Ｔｄ（ｔ）だけ前であれば、補助スイッチング素子Ｓ２をターンオンする。

Ｔｄ（ｔ）＝Ｌ２×ｉＬ１（ｔ）／Ｖｏｕｔ＋π（Ｌ２Ｃ１）^1/2 …（９）
但し、Ｃ１は第１の補助コンデンサＣ１の容量である。

第２項のπ（Ｌ２Ｃ１）^1/2は第１実施形態と同様に第１の補助コンデンサＣ１の電荷が放電により消滅又は最小となる時間（部分共振期間）である。

主ＳＷ制御部１５４は、パルス幅変調回路５２より出力されるパルス幅変調信号が示すパルス幅だけ、主スイッチング素子Ｓ１がオンするように、主スイッチング素子Ｓ１のオン／オフを制御する。

図１７は補助ＳＷ制御部１５０及び主ＳＷ制御部１５２に係るフローチャートである。ステップＳ５０で出力電圧Ｖｏｕｔを読み込む。ステップＳ５２でメインリアクトル電流ｉＬ１（ｔ）を読み込む。ステップＳ５４で式（９）に示す遅延時間Ｔｄ（ｔ）を算出する。ステップＳ５６で現在時刻ｔがパルス幅変調回路５２より出力されるパルス幅変調信号が示す主スイッチング素子Ｓ１をオンするべき時刻から遅延時間Ｔｄ（ｔ）前であるか否かを判断する。肯定判定ならば、現在時刻ｔが遅延開始タイミングであると判断して、ステップＳ５８に進む。否定判定ならば、ステップＳ５０に戻る。ステップＳ５８〜Ｓ６８で図６中のステップＳ１２〜Ｓ２２と同様の処理をする。

以上により、ＺＶＴ昇圧回路の場合も、ＳＡＺＺ昇圧回路と同様にソフトスイッチングを行うことができ、補助スイッチング素子Ｓ２を主スイッチング素子Ｓ１よりも固定遅延時間前にオンする従来に比べてスイッチング損失や抵抗損失を小さくすることができ、効率が向上する。
第３実施形態
図１８は本発明の第３実施形態による共振型電力変換装置としてのＳＡＺＺ降圧回路の構成図である。図１８に示すように、ＳＡＺＺ降圧回路は、直流電源１９９、主回路２００、補助回路２０２、入力電圧センサ２０４、メインリアクトル電流センサ２０６、出力電圧センサ２０８、ゲート信号生成手段２１０及び負荷２１２を具備する。

直流電源１９９は、図１中の直流電源1と実質的に同一なので説明を省略する。主回路２０２は、メインリアクトルＬ１、主ＳＷＱ及び還流ダイオードＤ３から成り、主ＳＷＱ中の主スイッチング素子Ｓ１のオン／オフに基づき、直流電源１９９及びメインリアクトルＬ１を通して、入力電圧Ｅを降圧する回路である。

主ＳＷＱは、逆並列接続された主スイッチング素子Ｓ１及びダイオードＤ４からなる。主スイッチング素子Ｓ１は、例えば、ＩＧＢＴ素子であり、エミッタが直流電源１９９の正極に接続され、コレクタが還流ダイオードＤ３のカソード及びメインリアクトルＬ１の一端に接続されている。ゲートには、主スイッチング素子Ｓ１をオン／オフするためのゲート信号がゲート信号生成手段２１０より入力される。メインリアクトルＬ１は、一端がメインリアクトル電流センサ２０６を通して主スイッチング素子Ｓ１のエミッタ及び還流ダイオードＤ３のカソードに接続され、他端が補助回路２０２中の補助リアクトルＬ２の一端に接続されている。還流ダイオードＤ３は、アノードが直流電源１９９の負極に接続され、カソードが主スイッチング素子Ｓ１のエミッタ及びメインリアクトル電流センサ２０６を通してメインリアクトルＬ１の一端に接続されている。

補助回路２０２は、補助リアクトルＬ２、第１及び第２の補助ダイオードＤ１，Ｄ２、補助スイッチング素子Ｓ２及び補助コンデンサＣ１から成り、還流ダイオードＤ３に蓄積された電荷を放出してリカバリ電流を消滅させるためのリカバリ電流消滅回路及び補助コンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電するための部分共振回路を形成する。

補助リアクトルＬ２は、一端がメインリアクトルＬ１の他端に接続され、他端が負荷２１２側に接続される。第１の補助ダイオードＤ１は、アノードが補助リアクトルＬ２の一端に接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｓ２のコレクタに接続されている。補助スイッチング素子Ｓ２は、コレクタが第１の補助ダイオードＤ１のカソードに接続され、エミッタが第２の補助ダイオードＤ２のアノードに接続されている。第２の補助ダイオードＤ２は、アノードが補助スイッチング素子Ｓ２のエミッタ及び補助コンデンサＣ１の他端に接続され、カソードがメインリアクトルＬ１の一端に接続されている。補助コンデンサＣ１は、一端が直流電源９９の正極に接続され、他端が補助スイッチング素子Ｓ２のエミッタ及び第２の補助ダイオードＤ２のアノードに接続されている。

入力電圧センサ２０４は、直流電源１９９の入力電圧Ｅを検出して、入力電圧Ｅに応じた電気信号をゲート信号生成手段２１０に出力する。メインリアクトル電流センサ２０６は、図１８のように、メインリアクトルＬ１の一端の第２の補助ダイオードＤ２のカソードとの合流点よりも順方向の電流についての下流側、又はメインリアクトルＬ１の他端の第１の補助ダイオードＤ１のアノードとの分岐点よりも順方向の電流についての上流側に接続され、メインリアクトルＬ１に流れるメインリアクトル電流ｉＬ１を検出して、電流ｉＬ１に応じた電気信号をゲート信号生成手段２１０に出力する。出力電圧センサ２０８は、負荷２１２の両端の出力電圧Ｖｏｕｔを検出して、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電気信号をゲート信号生成手段２１０に出力する。

以下、ＳＡＺＺ降圧回路の動作説明をする。ＳＡＺＺ降圧回路は、以下に説明するＭＯＤＥ１〜ＭＯＤＥ６が繰り返される。図１９はＭＯＤＥ１〜ＭＯＤＥ６を説明するための図である。

ＭＯＤＥ１は、補助コンデンサＣ１が充電されている状態で補助スイッチング素子Ｓ２をオンし、還流ダイオードＤ３の蓄積電荷を消滅させるための状態である。（１）に示すように、補助リアクトルＬ２→第１の補助ダイオードＤ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２の補助ダイオードＤ２→還流ダイオードＤ３→直流電源９９の負極側に還流ダイオードＤ３の蓄積電荷を消滅させるための電流が流れる。ここで、（１）に示す電流は、補助リアクトルＬ２があるため、補助スイッチング素子Ｓ２はＺＣＳ（零電流スイッチング）でターンオンする。一方、（２）に示すように、還流ダイオードＤ３→メインリアクトルＬ１→補助リアクトルＬ２→負荷２１２への順方向の電流が流れている。ＭＯＤＥ１では、主スイッチング素子Ｓ１はオフのままである。

ＭＯＤＥ２は、メインリアクトルＬ１を流れる電流と補助スイッチング素子Ｓ２を流れる電流が等しくなり、還流ダイオードＤ３に流れる電流が零となり、補助スイッチング素子Ｓ２のターンオンによる共振モードの状態である。この状態では、還流ダイオードＤ３に流れる電流が零となったことから、（４）に示すように、メインリアクトルＬ１→第１の補助ダイオードＤ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２の補助ダイオードＤ２→メインリアクトルＬ１の経路で還流電流が流れる。すると、還流ダイオードＤ３からの補助リアクトルＬ２の一端へのバイアスが解放されて、（３）に示すように、補助リアクトルＬ２→第１の補助ダイオードＤ１→補助スイッチング素子Ｓ２→補助コンデンサＣ１→直流電源１９９でＬＣ部分共振回路が形成され、補助コンデンサＣ１の放電が始まり、補助リアクトルＬ２を流れる電流はＬＣ共振する。その後、補助コンデンサＣ１のエネルギーは補助リアクトルＬ２に移行する。そして、補助コンデンサＣ１の放電が終了して、補助コンデンサＣ１の電荷が消滅し、補助コンデンサＣ１の電圧は零となる。

ＭＯＤＥ３は、補助コンデンサＣ１の電圧が零となり、主スイッチング素子Ｓ１のターンオンがＺＶＺＣＴ動作を行う状態である。この状態では、ダイオードＤ４がオンして、（５）に示すように、補助リアクトルＬ２→第１の補助ダイオードＤ１→補助スイッチング素子Ｓ２→第２の補助ダイオードＤ２→ダイオードＤ４→直流電源１９９の経路により、補助リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーが反転電流として流れ始める。このとき、主スイッチング素子Ｓ１をオンする。すると、ダイオードＤ４がオンして、ダイオードＤ４に反転電流が流れていることから、主スイッチング素子Ｓ１を流れる電流は抑えられてＺＣＳ（零電流スイッチング）となり。つまり、主スイッチング素子Ｓ１はＺＶＺＣＴでターンオンする。一方、（６）に示すように、還流ダイオードＤ３→メインリアクトルＬ１→補助リアクトルＬ２に流れる電流は、（５）に示す電流に合流する。

ＭＯＤＥ４は、主スイッチング素子Ｓ１がオンしている状態である。この状態では、（７）に示すように、直流電源１９９→主スイッチング素子Ｓ１→メインリアクトルＬ１→補助リアクトルＬ２の経路により電流が流れる。

ＭＯＤＥ５は、主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイッチング素子Ｓ２のターンオフしている状態である。この状態では、補助スイッチング素子Ｓ２のターンオフについては、補助コンデンサＣ１の放電が終了しているので、補助スイッチング素子Ｓ２には電流が流れていない。そのため、補助スイッチング素子Ｓ２はＺＣＳでターンオフする。更に、（８）に示すように、補助コンデンサＣ１→第２の補助ダイオードＤ２→メインリアクトルＬ１→補助リアクトルＬ２の経路にて電流が流れて、補助コンデンサＣ１が充電される。補助コンデンサＣ１が充電されることにより、主スイッチング素子Ｓ１のターンオフは、ＺＶＴとなる。

ＭＯＤＥ６は、主スイッチング素子Ｓ１がオフしている状態である。補助コンデンサＣ１の充電が終了すると、（８）に示す電流が停止し、還流ダイオードＤ３がオンして、（９）に示すように、還流ダイオードＤ３→メインリアクトルＬ１→補助リアクトルＬ２の経路に負荷２１２側に電流が流れる。

以上のＭＯＤＥ１〜ＭＯＤＥ６を繰り返すが、ＳＡＺＺ降圧回路もＳＡＺＺ昇圧回路の動作と同様であり、ＭＯＤＥ１，２については、上述のＳＡＺＺ昇圧回路と同様に取り扱うことができる。尚、ＭＯＤＥ１，２が重複しないことは、補助コンデンサＣ１の他端の電位が出力電圧Ｖｏｕｔに等しいこと、リカバリ電流消滅期間Ｔｓｗ１が経過すると、補助リアクトルＬ２の一端の還流ダイオードＤ３からのバイアスが解放されるからである。

ゲート信号生成手段２１０は、主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイッチング素子Ｓ２をオン／オフするためのゲート信号を生成するものであり、主スイッチング素子Ｓ１がターンオンするよりも、第１実施形態と同様に、可変遅延時間Ｔｄ（ｔ）だけ前に、補助スイッチング素子Ｓ２をオンし、入力電圧Ｅ及び出力電圧Ｖｏｕｔによるデューティ比に応じたパルス幅の時間だけ主スイッチング素子Ｓ１がオンするように、主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイッチング素子Ｓ２にゲート信号を出力する。

図２０はゲート信号生成手段２１０の機能ブロック図であり、図２中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附してする。図２０に示すように、ゲート信号生成手段２１０は、発振回路５０、パルス幅変調回路５２、リカバリ電流消滅期間算出部２５０、補助ＳＷ制御部２５２及び主ＳＷ制御部２５４を有する。リカバリ電流消滅期間算出部２５０は、還流ダイオードＤ３に蓄積された電荷がリカバリ電流消滅回路を通して、放出されるまでの時間であるリカバリ電流消滅期間Ｔｓｗ１を算出する。リカバリ電流消滅期間Ｔｓｗ１は、第１の実施形態と同様に算出することができるが、補助リアクトルＬ２の両端に印加される電圧が出力電圧Ｖｏｕｔであることから、次式（１０）のようになる。

Ｔｓｗ１＝Ｌ２×ｉＬ１（ｔ）／Ｖｏｕｔ …（１０）
但し、Ｌ２は補助リアクトルＬ２のインダクタンス、ｉＬ１（ｔ）は現時刻ｔにおけるメインリアクトルＬ１に流れる電流である。

補助ＳＷ制御部２０２は、現時刻ｔが主スイッチング素子Ｓ２をオンする時刻よりも次式（１１）で示す遅延時間Ｔｄ（ｔ）だけ前であれば、補助スイッチング素子Ｓ２をターンオンする。

Ｔｄ（ｔ）＝Ｌ２×ｉＬ１（ｔ）／Ｖｏｕｔ＋π（Ｌ２Ｃ１）^1/2 …（１１）
但し、Ｃ１は第１の補助コンデンサＣ１の容量である。

第２項のπ（Ｌ２Ｃ１）^1/2は第１実施形態と同様に補助コンデンサＣ１の電荷が放電により消滅又は最小となる時間（部分共振期間）である。

主ＳＷ制御部２５４は、パルス幅変調回路５２より出力されるパルス幅変調信号が示すパルス幅だけ、主スイッチング素子Ｓ１がオンするように、主スイッチング素子Ｓ１のオン／オフを制御する。

図２１は補助ＳＷ制御部２５２及び主ＳＷ制御部２５４に係るフローチャートである。ステップＳ１００で出力電圧Ｖｏｕｔを読み込む。ステップＳ１０２でメインリアクトル電流ｉＬ１（ｔ）を読み込む。ステップＳ１０４で式（１１）に示す遅延時間Ｔｄ（ｔ）を算出する。ステップＳ１０４で現時刻ｔがパルス幅変調回路５２より出力されるパルス幅変調信号が示す主スイッチング素子Ｓ１をオンするべき時刻から遅延時間Ｔｄ（ｔ）前であるか否かを判断する。肯定判定ならば、現在時刻ｔが遅延開始タイミングであると判断して、ステップＳ５８に進む。否定判定ならば、ステップＳ１００に戻る。ステップＳ１０８〜Ｓ１１８で図６中のステップＳ１２〜Ｓ２２と同様の処理をする。

以上により、ＳＡＺＺ降圧回路の場合も、ＳＡＺＺ昇圧回路と同様にソフトスイッチングを行うことができ、補助スイッチング素子Ｓ２を主スイッチング素子Ｓ１よりも固定遅延時間前にオンする従来に比べてスイッチング損失や抵抗損失を小さくすることができ、効率が向上する。

本発明は、上記の実施形態に限らず、他の共振型電力変換装置に適用することができる。例えば、図２２に示すＳＡＺＺ双方向昇圧回路場合は、入力電源Ｅから負荷ＲＬへの昇圧動作時においては、Ｓｍ１，Ｓａ１，Ｃ１，Ｌ１，Ｌ２，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ３が、図１中のＳ１，Ｓ２，Ｃ１，Ｌ１，Ｌ２，Ｄ３，Ｄ１，Ｄ２に対応する。ＭＯＤＥ１では、Ｄ１，Ｓａ１，Ｄ３，Ｌ２によりリカバリ電流消滅回路が形成されて、Ｄ６→Ｄ１→Ｓａ１→Ｄ３→Ｌ２の経路により、ダイオードＤ６の蓄積電荷を消滅させるための電流が流れる。ＭＯＤＥ２では、Ｃ１，Ｓａ１，Ｄ３，Ｌ２，Ｅにより部分共振回路が形成され、Ｃ１→Ｓａ１→Ｄ３→Ｌ２の経路で補助コンデンサＣ１の電荷が放電する。

また、負荷ＲＬから入力電源Ｅへの降圧動作時において、Ｓｍ２，Ｓａ２，Ｃ２，Ｌ１，Ｌ２，Ｄ５，Ｖｏｕｔ，Ｅが、図１８中のＳ１，Ｓ２，Ｃ１，Ｌ１，Ｌ２，Ｄ３，Ｅ，Ｖｏｕｔに対応する。ＭＯＤＥ１では、Ｌ２，Ｄ４，Ｓａ２，Ｄ２によりリカバリ電流消滅回路が形成され、Ｅ→Ｌ２→Ｄ４→Ｓａ２→Ｄ２→Ｄ５の経路により、ダイオードＤ５の蓄積電荷を消滅させるための電流が流れる。ＭＯＤＥ１では、補助リアクトルＬ２の両端に電圧Ｅが印加されることから、式（１１）において、Ｖｏｕｔの代わりに、Ｅを代入する。ＭＯＤＥ２では、Ｌ２，Ｄ４，Ｓａ２，Ｃ２，ＲＬ，Ｅにより、共振回路が形成され、Ｌ２→Ｄ４→Ｓａ２→Ｃ２の経路で補助コンデンサＣ１の電荷が放電する。

以上より、ＳＡＺＺ双方向昇圧回路場合にも本発明が適用可能である。

また、本発明は、図２３に示すＳＡＺＺ双方向昇降圧回路の場合にも適用可能であることは、上述のＳＡＺＺ昇圧回路及びＳＡＺＺ降圧回路の説明により明らかである。尚、ＳＡＺＺ双方向昇降圧回路において、Ｌ２がメインリアクトル、Ｌ１，Ｌ３が補助リアクトルである。メインリアクトル電流センサは、メインリアクトルＬ２の一端の補助ダイオードＤＲＢ１のカソードとの合流点又は補助ダイオードＤＲＢ２のアノードとの分岐点よりも順方向の電流についての下流側、又はメインリアクトルＬ２の補助ダイオードＤＲＢ３のカソードとの合流点又は補助ダイオードＤＲＢ４のアノードとの分岐点よりも順方向の電流についての上流側に１個設けるのみで、順方向昇圧動作、順方向降圧動作、逆方向昇圧動作及び逆方向降圧動作で兼用することができる。

更に、昇圧回路においては、一端が直流電源の正極側に接続され、他端が負荷側に接続されるメインリアクトルとメインリアクトルの他端及び直流電源の負極の間に設けられた主スイッチング素子と該主スイッチング素子と逆並列に接続された逆並列ダイオードとメインリアクトルの他端及び負荷の間に設けられた出力ダイオードとを有する主回路、並びに補助リアクトルと補助スイッチと主スイッチング素子に並列に接続された補助コンデンサとを有し、出力ダイオードに蓄積された電荷を補助リアクトルにメインリアクトルから流れる電流と逆方向に放出するリカバリ電流消滅回路及び補助コンデンサに蓄積された電荷を放電して逆並列ダイオードをオンさせるための部分共振回路を形成するための補助回路を具備した共振型電力変換装置であれば、上述したと同様に、リカバリ電流消滅期間及び補助コンデンサの電荷が消滅又は最小となる時間に基づいて、逆並列ダイオードがオンする時刻で主スイッチング素子をオンさせることができる。

また、降圧回路においては、一端が直流電源の正極側に接続され、他端が負荷側に接続されるメインリアクトルと直流電源及びメインリアクトルの間に設けられた主スイッチング素子と該主スイッチング素子と逆並列に接続された逆並列ダイオードと主スイッチング素子とメインリアクトルの他端及び直流電源の負極間に設けられた還流ダイオードとを有する主回路、並びに補助リアクトルと補助スイッチと主スイッチング素子に並列に接続された補助コンデンサとを有し、還流ダイオードに蓄積された電荷を補助リアクトルにメインリアクトルから流れる電流と逆方向に放出するリカバリ電流消滅回路及び補助コンデンサに蓄積された電荷を放電して逆並列ダイオードをオンさせるための部分共振回路を形成するための補助回路を具備した共振型電力変換装置であれば、上述したと同様に、リカバリ電流消滅期間及び補助コンデンサの電荷が消滅又は最小となる時間に基づいて、逆並列ダイオードがオンする時刻で主スイッチング素子をオンさせることができる。

本発明の第１実施形態によるＳＡＺＺ昇圧回路を示す図である。 ＳＡＺＺ昇圧回路の動作説明図である。 図１中のゲート信号生成手段の機能ブロック図である。 リカバリ電流消滅期間を示す図である。 部分共振回路の等価回路図である。 本発明の補助スイッチング素子の制御に係るフローチャートである。 本発明の実施形態によるタイムチャートである。 本発明の実施形態によるタイムチャートである。 本発明の効果説明図である。 従来の問題点を示す図である。 本発明の効果及び従来の問題点を示す図である。 本発明の効果及び従来の問題点を示す図である。 本発明の効果説明図である。 本発明の第２実施形態によるＺＶＴ昇圧回路を示す図である。 ＺＶＴの動作説明図である。 図１４中のゲート信号生成手段の機能ブロック図である。 本発明の第２実施形態による補助スイッチング素子の制御に係るフローチャートである。 本発明の第３実施形態によるＳＡＺＺ降圧回路を示す図である。 ＳＡＺＺ降圧回路の動作説明図である。 図１８中のゲート信号生成手段の機能ブロック図である。 本発明の第３実施形態による補助スイッチング素子の制御に係るフローチャートである。 ＳＡＺＺ双方向昇圧回路を示す図である。 双方向ＳＡＺＺ昇降圧回路を示す図である。

符号の説明

２，１００，２００ 主回路
４，１０２，２０２ 補助回路
６，１０４，２０４ 入力電圧センサ
８，１０６，２０６ メインリアクトル電流センサ
１０，１０８，２０８ 出力電圧センサ
１２，１１０，２１０ ゲート信号生成手段
Ｌ１ メインリアクトル
Ｌ２ 補助リアクトル
Ｓ１ 主スイッチング素子
Ｓ２ 補助スイッチング素子
Ｄ３ 出力ダイオード，還流ダイオード
Ｃ１ 補助コンデンサ

Claims (1)

1. 一端が直流電源の正極側に接続され、他端が負荷側に接続されるメインリアクトルと前記メインリアクトルの他端及び前記直流電源の負極の間に設けられた主スイッチング素子と該主スイッチング素子と逆並列に接続された逆並列ダイオードと前記メインリアクトルの他端及び負荷の間に設けられた出力ダイオードとを有する主回路、並びに補助リアクトルと補助スイッチング素子と前記主スイッチング素子に並列に接続された補助コンデンサとを有し、前記出力ダイオードに蓄積された電荷を前記補助リアクトルに前記メインリアクトルから流れる電流と逆方向に放出するリカバリ電流消滅回路及び前記補助コンデンサに蓄積された電荷を放電して前記逆並列ダイオードをオンさせるための部分共振回路を形成するための補助回路を具備した共振型電力変換装置において、
   前記補助リアクトルの両端の電圧値、前記メインリアクトルの電流値及び前記補助リアクトルのインダクタンスに基づいて、現時刻から前記出力ダイオードに流れる電流が零となり前記出力ダイオードの電荷が消滅するまでのリカバリ電流消滅期間を算出するリカバリ電流消滅期間算出手段と、
   前記リカバリ電流消滅期間に基づいて前記補助コンデンサの蓄積電荷が最小となるまでの遅延時間を算出し、前記遅延時間だけ前記主スイッチング素子よりも先に前記補助スイッチング素子がオンするように制御する制御手段とを具備し、
   前記メインリアクトルは、一端が前記直流電源の正極に接続され、他端が前記出力ダイオードのアノードに接続され、
   前記補助リアクトルは、一端が前記メインリアクトルの他端に接続され、他端が前記補助スイッチング素子に接続され、
   前記補助スイッチング素子は、前記補助リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に設けられ、
   前記リカバリ電流消滅回路は、前記出力ダイオードに蓄積された電荷を前記補助リアクトル及び補助スイッチング素子を通して前記直流電源に出力し、
   前記部分共振回路は、前記補助コンデンサ、前記補助リアクトル及び前記補助スイッチング素子のループ回路により形成されて、前記補助コンデンサに蓄積された電荷を前記直流電源に出力し、
   リカバリ電流消滅期間算出手段は、前記補助リアクトルのインダクタンスと前記メインリアクトルに流れる現時点の電流値との積を前記出力ダイオードの出力電圧値で除した値を前記リカバリ電流消滅期間とし、
   前記制御手段は、前記リカバリ電流消滅期間と、前記部分共振回路における前記補助コンデンサの両端電圧の時間変化における半周期とを加算した時間を前記遅延時間とすることを特徴とする共振型電力変換装置。

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