JP2008172912A - 電圧変換装置および車両 - Google Patents

Abstract

【課題】応答性が改善された電圧変換装置およびそれを搭載する車両を提供する。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ３０を制御するＤＣ−ＣＰＵ３１は、電圧指令値に基づき算出した仮デューティー比をリアクトルＬに流れるリアクトル電流値に応じて補正して基準信号ＧＡＴＥＢＡを出力する。ＤＣ−ＣＰＵ３１は、リアクトル電流に対応する補正量が定義されたマップを参照して補正を行なうとともに電圧指令値Ｖｆｃｒと出力電圧値ＶＩＮＶとの偏差に基づくフィードバック制御を用いた更なる補正を実行し、リアクトル電流値が安定しているときに更なる補正がされた補正量を用いてマップを更新する。
【選択図】図２

Description

この発明は、電圧変換装置および車両に関し、特に２つの電圧系の間に設置され双方向に電流供給が可能な電圧変換装置およびそれを備える車両に関する。

特開２００３−２５０２７６号公報（特許文献１）には、出力電流値、出力電圧値などから、リアクトル電流を推定し、推定したリアクトル電流のパターンに基づいてデッドタイムを補正するＰＷＭ（パルス幅変調）インバータが開示されている。
特開２００３−２５０２７６号公報 特開２００４−２０１４１４号公報

インバータや電圧コンバータでは、電圧指令値（目標電圧）と入力電圧の差に応じて内部素子の制御を行なうフィードフォワード制御と、電圧指令値と出力電圧の差に応じて内部素子の制御を行なうフィードバック制御とを組み合わせて用いる場合がある。フィードバック制御では、ＰＩＤ（比例積分微分）制御などが用いられる場合が多い。

近年、電気自動車、ハイブリッド自動車および燃料電池自動車等のように、車両推進用の駆動源として交流式モータを採用し、この交流式モータを駆動するインバータ装置を搭載する自動車が登場している。

このような車両では、車両推進用モータを駆動するための高電圧バッテリと低電圧の補機用バッテリなどの２つ以上の異なる電圧のバッテリを搭載するケースがある。

また、燃料電池を搭載する自動車では、稼動開始から安定出力にいたるまで燃料電池の出力電圧が変動する。このため駆動用の電力を安定的に確保するには燃料電池と二次電池とを組み合わせ、電圧変換器で接続して使用することが検討されている。

車両状態に応じて燃料電池の出力電圧も二次電池の出力電圧も変動するので、この間に接続される電圧変換器は、車両に必要とされるパワーに応じて、二次電池側から燃料電池側に電流を供給したり、逆に燃料電池側から二次電池に充電したりする動作を行なう。

このため、車両の加速、道路の傾斜等に応じて必要な電圧を速やかに出力できる応答性の良い電圧変換器が要求される。

しかしながら、リアクトルを含むインバータや電圧コンバータにおいて、リアクトル電流が複数の状態間を遷移するとき、固定ゲインのＰＩＤ制御では応答性が悪く、電圧指令値が変化する過渡時における電圧誤差が生じてしまう。

さらに、リアクトル電流の状態に対応させて、特開２００３−２５０２７６号公報に開示されたようなデッドタイム補正を行なったとしても、部品特性のバラツキや経年変化によって、補正値が最適でなくなる場合もありうる。

この発明の目的は、応答性が改善された電圧変換装置およびそれを搭載する車両を提供することである。

この発明は、要約すると、電圧変換装置であって、リアクトルと、リアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号に応じて導通する第１のスイッチング素子を含む第１の電流通過部と、第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードとリアクトルの一方端との間に設けられ、第２の活性化信号に応じて導通する第２のスイッチング素子を含む第２の電流通過部と、電圧指令値に基づいて第１および第２の活性化信号のデューティー比を決定するスイッチング制御部とを備える。スイッチング制御部は、基準信号に応じて第１、第２のスイッチング素子を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号を出力するデッドタイム生成部と、電圧指令値に基づき算出した仮デューティー比をリアクトルに流れるリアクトル電流値に応じて補正して基準信号を出力する補正制御部とを含む。補正制御部は、リアクトル電流に対応する補正量が定義されたマップを参照して補正を行なうとともに電圧指令値と出力電圧値との偏差に基づくフィードバック制御を用いた更なる補正を実行し、リアクトル電流値が安定しているときに更なる補正がされた補正量を用いてマップを更新する。

好ましくは、補正制御部は、リアクトル電流が所定のしきい値を超えるときに、補正量が定義されたマップを参照して補正を行なう。

好ましくは、フィードバック制御は、積分制御を含む。補正制御部は、積分制御の積分項が蓄積される積分処理部を含む。補正量は、積分項に適用される。

好ましくは、第１の電流通過部は、第１のスイッチング素子と並列にリアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられる第１の整流素子をさらに含む。第２の電流通過部は、第２のスイッチング素子と並列にリアクトルの一方端と第２の電源ノードとの間に設けられる第２の整流素子をさらに含む。

好ましくは、電圧変換装置は、リアクトルの他方端と第３の電源ノードとの間に設けられる第３の電流通過部と、第２の電源ノードとリアクトルの他方端との間に設けられる第４の電流通過部とをさらに備える。電圧変換装置は、第１の電源ノードと第３の電源ノードとの間で電圧変換を行なう。

より好ましくは、第３の電源ノードと第２の電源ノードとの間には、モータ駆動用のインバータが接続され、第１の電源ノードと第２の電源ノードとの間には、蓄電装置が接続される。

さらに好ましくは、第３の電源ノードには、さらに整流素子を介して燃料電池が接続される。

この発明は、他の局面では、上記いずれかに記載の電圧変換装置を搭載する車両である。

本発明によれば、電圧変換装置の応答性が改善される。またこれにより、車両の走行性能が向上する。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［車両の全体構成］
図１は、本発明の実施の形態に係る電圧変換器を搭載した車両の構成を示す説明図である。一例として、車両が燃料電池自動車である例が示されるが、これに限らず、電気自動車、ハイブリッド自動車にも本発明は適用可能である。

図１を参照して、この車両は、車輪６３Ｌ，６３Ｒに連結された同期モータ６１を駆動力源として走行する。同期モータ６１の電源は、電源システム１である。電源システム１から出力される直流は、インバータ６０で三相交流に変換され同期モータ６１に供給される。同期モータ６１は、制動時に発電機として機能することもできる。

電源システム１は、燃料電池４０、バッテリ２０、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０等から構成される。燃料電池４０は、水素と酸素の電気化学反応によって発電する装置である。一例としては、固体高分子型の燃料電池を用いることができる。これに限らず、燃料電池４０には、燐酸型、溶融炭酸塩型など種々のタイプの燃料電池を適用可能である。発電に利用される水素ガスは、アルコール等の原料を改質して生成される。本実施の形態では、発電を行なうスタック、燃料ガスを生成する改質器等を含めて燃料電池４０と称する。なお、改質器に代えて、水素吸蔵合金、水素ボンベなどを利用して水素ガス自体を貯蔵する構成を採ることも可能である。

バッテリ２０は、充放電可能な二次電池であり、一例としては、ニッケル水素バッテリを用いることができる。その他、種々のタイプの二次電池を適用可能である。また、バッテリ２０に代えて、二次電池以外の充放電可能な蓄電器、例えば電気二重層コンデンサ等の蓄電容量が大きなものを内蔵するキャパシタを用いても良い。

燃料電池４０とバッテリ２０とはインバータ６０に並列接続されている。燃料電池４０からインバータ６０への回路には、バッテリ２０からの電流または同期モータ６１で発電された電流が逆流するのを防止するためのダイオード４２が設けられている。並列に接続された電源の電力を適切に使い分けるためには、両者の相対的な電圧差を制御する必要がある。本実施の形態では、この目的から、バッテリ２０とインバータ６０との間にＤＣ／ＤＣコンバータ３０が設けられている。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は直流電圧同士を変換する電圧変換器である。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、バッテリ２０から入力されたＤＣ電圧を調整してインバータ６０側に出力する機能、燃料電池４０またはモータ６１から入力されたＤＣ電圧を調整してバッテリ２０に出力する機能を奏する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の機能により、バッテリ２０の充放電が実現される。

バッテリ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ３０との間には、車両補機５０およびＦＣ補機５１が接続されている。つまり、バッテリ２０は、これらの補機の電源となる。車両補機５０とは、車両の運転時に使用される種々の電力機器を言い、照明機器、空調機器、油圧ポンプなどが含まれる。ＦＣ補機５１とは、燃料電池４０の運転に使用される種々の電力機器を言い、燃料ガスや改質原料を供給するためのポンプ、改質器の温度を調整するヒータ等が含まれる。

上述した各要素の運転は、制御ユニット１０によって制御される。制御ユニット１０は、内部にＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭを備えたマイクロコンピュータとして構成されている。制御ユニット１０は、インバータ６０のスイッチングを制御して、要求動力に応じた三相交流を同期モータ６１に出力する。要求動力に応じた電力が供給されるよう、燃料電池４０およびＤＣ／ＤＣコンバータ３０の運転を制御する。

これらの制御を実現するために、制御ユニット１０には、種々のセンサ信号が入力される。これらのセンサには、例えば、アクセルペダルセンサ１１、バッテリ２０の充電状態ＳＯＣ（State Of Charge）を検出するＳＯＣセンサ２１、燃料電池４０のガス流量を検出する流量センサ４１、車速を検出する車速センサ６２が含まれる。図示しないが、制御ユニット１０には、その他種々のセンサが接続されている。

図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ３０について詳細な構成を示した回路図である。なお、動作理解の容易のために、図２にはＤＣ／ＤＣコンバータ３０の周辺部についても一部構成が示されている。

図２を参照して、この車両には、バッテリ２０と、バッテリ２０の端子間に接続される平滑用コンデンサ６と、インバータ６０と、インバータ６０によって駆動されるモータ６１と、インバータに直流電圧を供給する直列に接続されるダイオード４２および燃料電池４０と、インバータの電源端子間に接続される平滑用コンデンサ１４とが設けられる。ダイオード４２は、燃料電池４０に電流が流入するのを防止するための保護素子である。

この車両には、さらに、バッテリ２０の電圧ＶＢを検出する電圧センサ２２と、バッテリ２０に流れる電流ＩＢを検出する電流センサ２３と、インバータの電圧ＶＩＮＶを検出する電圧センサ４４と、インバータ側に流れる電流ＩＩＮＶを検出する電流センサ４３と、バッテリの電圧ＶＢとインバータの電圧ＶＩＮＶとの間で相互に電圧変換を行なうＤＣ／ＤＣコンバータ３０とが搭載されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、バッテリ２０の端子間に接続される第１のアームと、インバータ６０の電源端子間に接続される第２のアームと、第１、第２のアーム間に接続されるリアクトルＬとを含む。

第１のアームは、バッテリ２０の正極と負極との間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ２と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１と並列に接続されるダイオードＤ１と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２と並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。

ＩＧＢＴ素子ＴＲ１のコレクタはバッテリ２０の正極に接続され、エミッタはノードＮ１に接続される。ダイオードＤ１はノードＮ１からバッテリ２０の正極に向かう向きを順方向として接続される。

ＩＧＢＴ素子ＴＲ２のコレクタはノードＮ１に接続され、エミッタはバッテリ２０の負極に接続される。ダイオードＤ２はバッテリ２０の負極からノードＮ１に向かう向きを順方向として接続される。

第２のアームは、インバータの正負電源端子間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＴＲ３，ＴＲ４と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ３と並列に接続されるダイオードＤ３と、ＩＧＢＴ素子ＴＲ４と並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。

ＩＧＢＴ素子ＴＲ３のコレクタはインバータ６０の正電源端子に接続され、エミッタはノードＮ２に接続される。ダイオードＤ３はノードＮ２からインバータ６０の正電源端子に向かう向きを順方向として接続される。

ＩＧＢＴ素子ＴＲ４のコレクタはノードＮ２に接続され、エミッタはインバータ６０の負電源端子に接続される。ダイオードＤ４はインバータ６０の負電源端子からノードＮ２に向かう向きを順方向として接続される。

リアクトルＬは、ノードＮ１とノードＮ２との間に接続される。
バッテリ２０の電圧ＶＢと燃料電池４０の出力電圧とは、取り得る範囲が一部重なっている。たとえばバッテリはニッケル水素バッテリなどが使用され、その電源電圧はたとえば２００Ｖ〜３００Ｖの範囲で変動するとする。一方、燃料電池４０の出力電圧はたとえば２４０Ｖ〜４００Ｖの範囲で変動するとする。したがってバッテリ２０の電圧が燃料電池４０の出力電圧よりも高い場合と低い場合とがあるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は先に説明したように第１、第２のアームを有するような構成となっている。この構成により、バッテリ２０側からインバータ６０側に昇圧および降圧が可能となり、かつインバータ６０側からバッテリ２０側に昇圧および降圧が可能となる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、さらに、ＤＣ−ＣＰＵ３１と、バッファ３２と、反転バッファ３４，３５，３６，３８，３９と、デッドタイム生成部３３，３７と、リアクトルＬの電流値ＩＬを検知する電流センサＳＥとを含む。

ＤＣ−ＣＰＵ３１は、電圧指令値Ｖｆｃｒおよび電流値ＩＬに応じてコンバータのスイッチングデューティー比の基準となる信号ＧＡＴＥＢＡを出力する。信号ＧＡＴＥＢＡは、バッファ３２によってデッドタイム生成部３３に伝達される。デッドタイム生成部３３は、出力信号の立ち上がりを遅延させて、相補な２つの出力信号の活性期間の間に２つの出力信号が双方とも不活性となるデッドタイムを設ける。

デッドタイム生成部３３の相補な出力信号は、それぞれ反転バッファ３４，３５に与えられる。反転バッファ３４はＩＧＢＴ素子ＴＲ１に対してゲート信号ＭＵＰを出力する。反転バッファ３５はＩＧＢＴ素子ＴＲ１に対してゲート信号ＭＤＮを出力する。

また、信号ＧＡＴＥＢＡは、反転バッファ３６によってデッドタイム生成部３７に伝達される。デッドタイム生成部３７は、入力信号の立ち上がり又は立下りを遅延させて、相補な２つの出力信号の活性期間の間に、２つの出力信号が双方とも不活性となるデッドタイムを設ける。

デッドタイム生成部３７の相補な出力信号は、それぞれ反転バッファ３８，３９に与えられる。反転バッファ３８はＩＧＢＴ素子ＴＲ３に対してゲート信号ＧＵＰを出力する。反転バッファ３９はＩＧＢＴ素子ＴＲ４に対してゲート信号ＧＵＮを出力する。

図３は、スイッチング素子のデューティー比が５０％より小さい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。

図４は、スイッチング素子のデューティー比が５０％より大きい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。

ここで、デューティー比とは、スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとするとＤ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）で表される。

また、リアクトル電流の傾きはΔＩ／Δｔ＝Ｖ／Ｌで決まるが、図３、図４では理解の容易のためコンバータの入口側と出口側の電圧が等しい場合について、リアクトル電流ＩＬを示している。

図３に示すようにＩＬ基準パルスのデューティー比Ｄ＜５０％の場合には、次第にリアクトル電流ＩＬが減少していく。逆に図４に示すようにＩＬ基準パルスのデューティー比Ｄ＞５０％の場合には、次第にリアクトル電流ＩＬが増加していく。

図２のバッテリ２０からの放電時には、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオン状態に制御されることによってリアクトルＬにエネルギが蓄積される。続いてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギがダイオードＤ２→リアクトルＬ→ダイオードＤ３の電流経路で放出される。

これによりバッテリ２０から供給される電力によってインバータ６０が駆動されモータ６１が回転する。このときに同期して、ダイオードＤ２、Ｄ３における損失を減らすために、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３を導通させて抵抗を減らしている。ただし、ＩＧＢＴ素子はスイッチング時にターンオフ遅れが生ずるので、ゲート制御信号にデッドタイムが設けられている。

図２のＤＣ−ＣＰＵ３１がＰＷＭ制御して発生する基準信号ＧＡＴＥＢＡに対して、ＩＧＢＴ素子のゲートを駆動するドライブ信号を作成する際に、素子のオン指令を遅らせるなどの構成を追加することで上下アームの短絡の危険性を回避している。この短絡防止のために設ける、上下アームのＩＧＢＴ素子の両方がオフとなる期間をデッドタイムと呼んでいる。

図示しないが、モータ６１には車輪が減速機を介して接続されている。このようなバッテリ２０からの放電は、燃料電池４０からの電力だけでは必要なパワーに満たないような高パワー領域でモータ６１を運転させる場合や、停車時や低負荷走行時など燃料電池４０の効率が低い領域での運転を行なう場合に行なわれる。

図２のバッテリ２０への充電時には、ＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオン状態に制御されることによってリアクトルＬにエネルギが蓄積される。続いてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギがダイオードＤ４→リアクトルＬ→ダイオードＤ１の電流経路で放出される。

このようにバッテリ２０に対して充電が行なわれるのは、バッテリ２０の充電状態（ＳＯＣ）が低下している場合で燃料電池４０の出力に余裕がある場合である。または、走行時に車両を制動させた場合においてモータ６１が回生運転を行なうことにより電気エネルギを回収してバッテリ２０に蓄積する場合である。

この動作により、燃料電池４０で発電された直流電力が供給され、または回生運転によりモータ６１で発電された交流電力がインバータ６０で直流電力に変換されて供給されてバッテリ２０に対する充電が行なわれる。

バッテリ２０への充電時にも、上下アームの短絡を防止するためにデッドタイムが設けられている。

図５は、リアクトル電流が３状態に分類されることを説明するための波形図である。
図５を参照して、状態Ａは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に負（マイナス）である状態である。このときリアクトル電流の向きは、図２においてリアクトル電流ＩＬの矢印で示した向きを正とする。つまり、状態Ａは、バッテリ２０に燃料電池４０またはインバータ６０から充電が行なわれている状態である。

状態Ｃは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが常に正（プラス）である状態である。つまり、状態Ｃは、バッテリ２０からインバータ６０に放電が行なわれている状態である。

状態Ｂは、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬの最大値Ｉｍａｘが正で、最小値Ｉｍｉｎが負である状態であり、リアクトル電流がゼロを横切って変化する（ゼロクロス）状態である。つまり状態Ｂは、バッテリ２０に充電される電流とバッテリ２０から放電される電流とがほぼ拮抗している状態である。

図６は、図５の状態Ａにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。

図２、図６を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１から出力された基準信号ＧＡＴＥＢＡは、デッドタイム生成部３３，３７によってデッドタイムが付加された結果、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４を図６の波形図に示すようにＯＮ・ＯＦＦさせる。

すなわち、時刻ｔ１の基準信号ＧＡＴＥＢＡの立下りに応じてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオン状態からオフ状態に非活性化され、デッドタイムＴｄｔ１が経過した後の時刻ｔ３においてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオフ状態からオン状態に活性化される。

続いて、時刻ｔ４の基準信号ＧＡＴＥＢＡの立上りに応じてＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３がオン状態からオフ状態に非活性化され、デッドタイムＴｄｔ２が経過した後の時刻ｔ６においてＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４がオフ状態からオン状態に活性化される。

ここで、ＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が並列接続されている。したがって、デッドタイムにおいてもダイオードの順方向には電流が流れうる。

状態Ａにおいては、リアクトル電流ＩＬが負すなわち図２のノードＮ２からノードＮ１に向けて流れている。したがってＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がすべてオフ状態であるデッドタイム時には、ダイオードＤ１、Ｄ４が導通する。

つまり時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ４〜ｔ９の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが増加し、１サイクル中リアクトル電流が減少する時間は時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間のみとなる。

したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比が５０％であるとすると、状態Ａでは、次第にリアクトル電流ＩＬが増加していく傾向となる。

図７は、図５の状態Ｃにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。

図７の基準信号ＧＡＴＡＢＡとＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン／オフ状態については、図６の場合と同様であるので説明は繰返さない。

図２、図７を参照して、状態Ｃにおいては、リアクトル電流ＩＬが正すなわち図２のノードＮ１からノードＮ２に向けて流れている。したがってＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４がすべてオフ状態であるデッドタイム時には、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通する。

つまり時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ１〜ｔ６の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが減少し、１サイクル中リアクトル電流が増加する時間は時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間のみとなる。

したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比が５０％であるとすると、状態Ｃでは、次第にリアクトル電流ＩＬが減少していく傾向となる。

図８は、図５の状態Ｂにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。

図８の基準信号ＧＡＴＡＢＡとＩＧＢＴ素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン／オフ状態については、図６の場合と同様であるので説明は繰返さない。

図２、図８を参照して、状態Ｂにおいては、リアクトル電流ＩＬが正すなわち図２のノードＮ１からノードＮ２に向けて流れている期間と、リアクトル電流ＩＬが負すなわち図２のノードＮ２からノードＮ１に向けて流れている期間とが繰返される。

この場合は、時刻ｔ３〜ｔ４のＩＧＢＴ素子ＴＲ２，ＴＲ３が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ１を加えた時間、つまり時刻ｔ１〜ｔ４の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが減少し、時刻ｔ６〜ｔ７のＩＧＢＴ素子ＴＲ１，ＴＲ４が導通している時間にデッドタイムＴｄｔ２を加えた時間、つまり時刻ｔ４〜ｔ７の間は１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬが増加する。

したがって、仮に、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比が５０％であるとすると、デッドタイムＴｄｔ１，Ｔｄｔ２が等しければ、状態Ｂでは、リアクトル電流ＩＬは現状を維持する傾向となる。

以上図６〜図８で説明したように、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比と実際にリアクトルで電流の増加減少が行なわれるデューティーとは、リアクトルの電流状態で異なる。

したがって、精度よく制御を行なうためにはリアクトルの電流状態に応じて、基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を補正してやる必要がある。

つまり、状態Ａでは目標よりも基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を小さく補正する必要があり、状態Ｃでは目標よりも基準信号ＧＡＴＥＢＡのデューティー比を大きく補正する必要がある。

［デューティー比の補正処理］
図９は、実施の形態において、図２に示したＤＣ−ＣＰＵ３１の構成を示したブロック図である。

図９を参照して、ＤＣ−ＣＰＵ３１は、指令電圧値Ｖｆｃｒとインバータ電圧値ＶＩＮＶとの偏差ΔＶｆｃを演算する演算部７２と、偏差ΔＶｆｃの微分処理を行なう処理部７４と、処理部７４の出力に微分項ゲインＫｄＶを掛ける演算部７６と、偏差ΔＶｆｃの積分処理を行なう処理部８０と、処理部８０の出力に積分項ゲインＫｉＶを掛ける演算部８２と、偏差ΔＶｆｃに比例項ＫｐＶを掛ける演算部７８と、演算部７６，７８，８２の出力の和を演算する演算部８４とを含む。演算部８４は和信号Ｖｆｃを出力する。

ＤＣ−ＣＰＵ３１は、さらに、リアクトル電流状態が遷移するときに、判定されたリアクトル電流状態に対応する偏差積分項に処理部８０の蓄積している偏差積分項を補正する積分項補正部８１を含む。積分項補正部８１は、リアクトル電流状態に対応する偏差積分項をマップとして保持しており、リアクトル電流値ＩＬの状態を判定し、対応する偏差積分項をマップから得て処理部８０に設定する。また、リアクトル電流値ＩＬが所定期間安定しておりかつ処理部８０の偏差積分項も所定期間安定しているときに、処理部８０から偏差積分項を読み出して、マップに登録されている偏差積分項を更新する。

ＤＣ−ＣＰＵ３１は、さらに、指令電圧値Ｖｆｃｒとバッテリ電圧値ＶＢとを受けてＶｆｃｒ／（ＶＢ＋Ｖｆｃｒ）を演算してこれを電圧値Ｖｆｃｒｅｑとして出力するフィードフォワード処理部８６と、電圧値Ｖｆｃと電圧値Ｖｆｃｒｅｑとを加算して電圧値Ｖ１を出力する加算処理部８８と、電圧値Ｖ１を受けて基準信号ＧＡＴＡＢＡを出力するＰＷＭ処理部９２とを含む。

ＰＷＭ処理部９２は、加算処理部８８で加算された結果の電圧値Ｖ１に対応するスイッチング基準タイミングを示す信号ＧＡＴＥＢＡを図２のバッファ３２および反転バッファ３６に出力する。

図１０は、ＤＣ−ＣＰＵ３１の積分項補正部８１で行なわれる処理を示したフローチャートである。この処理は、制御のメインルーチンから所定時間毎または所定の条件が成立する毎に呼び出されて実行される。

図１０を参照して、処理が開始されると、まずステップＳ１において積分項補正部８１は、図２の電流センサＳＥの出力するリアクトル電流値ＩＬを取得して、現在のリアクトル電流状態が、図５の状態Ａ，Ｂ，Ｃのいずれであるかを検知する。

積分項補正部８１は、リアクトル電流ＩＬの平均値の変化を観測し、その平均値を用いてリアクトル電流状態を判定する。リアクトル電流ＩＬの平均値は、図５のようにスイッチング周期で増減を繰返すリアクトル電流ＩＬの上側ピークと下側ピークの中間的な値であり、たとえばフィルタを介して電流センサの出力を観測することによって得られる。

その平均値が所定の正のしきい値Ｉｔｈ１よりも大きければ（プラスであれば）図５の状態Ｃであると判定される。その平均値が所定の負のしきい値Ｉｔｈ２よりも小さければ（マイナスであれば）図５の状態Ａであると判定される。また、その平均値が所定の正のしきい値Ｉｔｈ３と所定の負のしきい値の間にあれば図５の状態Ｂであると判定される。この場合、しきい値の大きさの順は、Ｉｔｈ１≧Ｉｔｈ３＞０＞Ｉｔｈ４≧Ｉｔｈ２である。平均値が、Ｉｔｈ１とＩｔｈ３の間、およびＩｔｈ４とＩｔｈ２の間にあるときは、過渡状態であると判断される。

そして、ステップＳ２において、積分項補正部８１は、リアクトル電流状態が前回判定したリアクトル電流状態とは異なっているものであるか否かを判断する。たとえば、積分項補正部８１は、リアクトル電流の時間当たりの変化量が所定のしきい値を超えるときに、リアクトル電流状態が異なる状態に変化したと判断する。

ステップＳ２の条件が成立した場合には、ステップＳ３に処理が進み、条件が成立しない場合には、ステップＳ５に処理が進む。

ステップＳ３では、リアクトル電流の状態が変動中でない、つまり過渡状態でないことが判断される。ステップＳ３の条件が成立した場合は、ステップＳ４に処理が進む。

ステップＳ４では、積分項補正部８１は、後に図１２で説明するマップから現在のリアクトル電流状態に対応する偏差積分項の値を取得して、処理部８０の内容を補正する。すなわち、偏差積分項が安定値に落ち着くためには時間がかかるので、リアクトル状態が変化した場合に、安定値に相当する値を偏差積分項として処理部８０にセットする。

一方、ステップＳ２において、条件が成立せずにステップＳ５に処理が進んだ場合には、リアクトル電流が所定時間以上安定しているか否かが判断される。ステップＳ５において、リアクトル電流が所定時間以上安定していると判断された場合、さらにステップＳ６において、処理部８０の蓄積している偏差積分項の値が所定時間以上安定しているか否かが判断される。そして、ステップＳ６において偏差積分項が安定していると判断されると、ステップＳ７においてそのときのリアクトル電流値に対して処理部８０で蓄積されていた偏差積分項の値を、マップに反映させてマップを更新する。

ステップＳ４もしくはＳ７の処理が終了した場合、またはステップＳ３，Ｓ５，Ｓ６において条件が成立しなかった場合には、ステップＳ８に処理が進み、制御はメインルーチンに移される。

図１１は、図１０のステップＳ５〜Ｓ７で実行されるマップの更新について説明するための動作波形図である。

図１１には、車両が走行しているときの時刻ｔ１〜ｔ６のリアクトル電流ＩＬの平均値の変化と図９の処理部８０に蓄積された偏差積分項の変化とが示されている。リアクトル電流ＩＬの平均値は、図５のようにスイッチング周期で増減を繰返すリアクトル電流ＩＬの上側ピークと下側ピークの中間的な値であり、たとえばフィルタを介して電流センサの出力を観測することによって得られる。また、偏差積分項は、図９の構成において、ＰＩＤ制御を実行したときに、デッドタイムのような定常的な偏差があるときに指令デューティー比を補正するためのパラメータの１つである。

図１１を参照して、時刻ｔ１からしばらくリアクトル電流ＩＬの平均値と偏差積分項が安定した状態が続く。この状態が所定時間Ｔ経過した時刻ｔ２において、偏差積分項ＰＡとそのときのリアクトル電流値ＩＬＡとをマップに反映させてマップを更新する。

その後しばらくリアクトル電流と偏差積分項が変動する期間を挟んで、時刻ｔ３からしばらくリアクトル電流ＩＬの平均値と偏差積分項が安定した状態が続く。この状態が所定時間Ｔ経過した時刻ｔ４において、偏差積分項ＰＢとそのときのリアクトル電流値ＩＬＢとをマップに反映させてマップを更新する。

その後しばらくリアクトル電流と偏差積分項が変動する期間を挟んで、時刻ｔ５からしばらくリアクトル電流ＩＬの平均値と偏差積分項が安定した状態が続く。この状態が所定時間Ｔ経過した時刻ｔ６において、偏差積分項ＰＣとそのときのリアクトル電流値ＩＬＣとをマップに反映させてマップを更新する。

図１２は、補正されたマップを示す図である。
図１１、図１２を参照して、初期のマップＭＡＰ０は、図１１の時刻ｔ２，ｔ４，ｔ６で発生したようなマップの更新が繰返されることにより、状態Ａの偏差積分項がＰＡに補正され、状態Ｂの偏差積分項がＰＢに補正され、状態Ｃの偏差積分項がＰＣに補正されたマップＭＡＰ１に落ち着く。

このマップは不揮発メモリなどに記憶され、次回の走行時には不揮発メモリから更新されたマップを読み出して使用しても良い。また、マップを不揮発に記憶しない場合であっても、走行の都度初期マップから補正されたマップを得ることで、走行開始からしばらくすればＤＣ／ＤＣコンバータの応答性を良くすることができる。

マップの更新は、図５の状態Ａ，Ｂ，Ｃにそれぞれ対応する偏差積分項の３つの値を随時更新するのでもよく、また、リアクトル電流と偏差積分項との関係をもっと細かく対応付けてマップ化し、偏差積分項の３つより多くの値や、リアクトル電流の状態Ａ，Ｂ，Ｃを判定するしきい値自体を更新するのでも良い。

以上の説明を踏まえて、最後に、主として図２を参照して本実施の形態について総括的に再度説明をする。本実施の形態において、電圧変換装置（３０）は、リアクトルＬと、リアクトルＬの一方端（Ｎ１）と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号（ＭＵＰ）に応じて導通する第１のスイッチング素子（ＴＲ１）を含む第１の電流通過部と、第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードとリアクトルＬの一方端（Ｎ１）との間に設けられ、第２の活性化信号（ＭＵＮ）に応じて導通する第２のスイッチング素子（ＴＲ２）を含む第２の電流通過部と、電圧指令値（Ｖｆｃｒ）に基づいて第１および第２の活性化信号のデューティー比を決定するスイッチング制御部とを備える。スイッチング制御部は、基準信号（ＧＡＴＥＢＡ）に応じて第１、第２のスイッチング素子（ＴＲ１，ＴＲ２）を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた第１、第２の活性化信号を出力するデッドタイム生成部３３と、電圧指令値に基づき算出した仮デューティー比をリアクトルＬに流れるリアクトル電流値に応じて補正して基準信号（ＧＡＴＥＢＡ）を出力する補正制御部（３１）とを含む。補正制御部（３１）は、リアクトル電流に対応する補正量が定義されたマップを参照して補正を行なうとともに電圧指令値（Ｖｆｃｒ）と出力電圧値（ＶＩＮＶ）との偏差に基づくフィードバック制御を用いた更なる補正を実行し、リアクトル電流値が安定しているときに更なる補正がされた補正量を用いて図１２に示すようにマップを更新する。

すなわち、補正マップを実際の安定値に合わせて補正するので、部品特性のばらつきや経年変化に適切に対応した精度の良い制御が可能となる。

好ましくは、補正制御部（３１）は、図１０のステップＳ２で説明したように、リアクトル電流の時間当たりの変化量が所定のしきい値を超えるときに、ステップＳ４で説明したように、補正量が定義されたマップを参照して補正を行なう。

これにより、リアクトル電流の状態変化が起こったときの電圧変換装置の応答性が向上する。

好ましくは、フィードバック制御は、積分制御を含む。補正制御部（３１）は、図９で説明したように、積分制御の積分項が蓄積される積分処理部（８０）を含む。そして補正量は、積分処理部（８０）が保持する積分項に適用される。

好ましくは、第１の電流通過部は、第１のスイッチング素子（ＴＲ１）と並列にリアクトルＬの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられる第１の整流素子（Ｄ１）をさらに含む。第２の電流通過部は、第２のスイッチング素子（ＴＲ２）と並列にリアクトルＬの一方端と第２の電源ノードとの間に設けられる第２の整流素子（Ｄ２）をさらに含む。

より好ましくは、電圧変換装置は、リアクトルＬの他方端と第３の電源ノードとの間に設けられる第３の電流通過部（ＴＲ３およびＤ３）と、第２の電源ノードとリアクトルＬの他方端との間に設けられる第４の電流通過部（ＴＲ４およびＤ４）とをさらに備える。電圧変換装置（３０）は、バッテリ２０が接続される第１の電源ノードとインバータ６０が接続される第３の電源ノードとの間で電圧変換を行なう。

さらに好ましくは、第３の電源ノードと第２の電源ノードとの間には、モータ６１駆動用のインバータ６０が接続され、第１の電源ノードと第２の電源ノードとの間には、蓄電装置（２０）が接続される。

さらに好ましくは、第３の電源ノードには、さらに整流素子（４２）を介して燃料電池４０が接続される。

本実施の形態によれば、電圧変換装置の応答性を向上させるとともに、補正マップを実際の安定値に合わせて補正するので、部品特性のばらつきや経年変化に適切に対応した精度の良い制御が可能となり、燃料電池自動車等において車両の制御性が向上する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に係る電圧変換器を搭載した車両の構成を示す説明図である。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータ３０について詳細な構成を示した回路図である。 スイッチング素子のデューティー比が５０％より小さい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。 スイッチング素子のデューティー比が５０％より大きい場合のリアクトルに流れる電流の変化を説明するための図である。 リアクトル電流が３状態に分類されることを説明するための波形図である。 図５の状態Ａにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。 図５の状態Ｃにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。 図５の状態Ｂにおける基準信号ＧＡＴＥＢＡとリアクトル電流の変化との関係を示した動作波形図である。 実施の形態において、図２に示したＤＣ−ＣＰＵ３１の構成を示したブロック図である。 ＤＣ−ＣＰＵ３１の積分項補正部８１で行なわれる処理を示したフローチャートである。 図１０のステップＳ５〜Ｓ７で実行されるマップの更新について説明するための動作波形図である。 補正されたマップを示す図である。

符号の説明

１ 電源システム、６，１４ 平滑用コンデンサ、１０ 制御ユニット、１１ アクセルペダルセンサ、２０ バッテリ、２１ ＳＯＣセンサ、２２，４４ 電圧センサ、２３，４３ 電流センサ、３０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、３２ バッファ、３３，３７ デッドタイム生成部、３４，３５，３６，３８，３９ 反転バッファ、４０ 燃料電池、４１ 流量センサ、４２，Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード、５０ 車両補機、５１ ＦＣ補機、６０ インバータ、６１ モータ、６２ 車速センサ、６３Ｌ，６３Ｒ 車輪、７２，７６，７８，８２，８４ 演算部、７４，８０，９２ 処理部、８１ 積分項補正部、８６ フィードフォワード処理部、８８ 加算処理部、Ｌ リアクトル、ＭＡＰ０，ＭＡＰ１ マップ、Ｎ１，Ｎ２ ノード、ＴＲ１〜ＴＲ４ ＩＧＢＴ素子。

Claims (8)

1. リアクトルと、
   前記リアクトルの一方端と第１の電源ノードとの間に設けられ、第１の活性化信号に応じて導通する第１のスイッチング素子を含む第１の電流通過部と、
   前記第１の電源ノードとは電位の異なる第２の電源ノードと前記リアクトルの前記一方端との間に設けられ、第２の活性化信号に応じて導通する第２のスイッチング素子を含む第２の電流通過部と、
   電圧指令値に基づいて前記第１および第２の活性化信号のデューティー比を決定するスイッチング制御部とを備え、
   前記スイッチング制御部は、
   基準信号に応じて前記第１、第２のスイッチング素子を双方とも非導通状態に維持するデッドタイム分の非活性期間を設けた前記第１、第２の活性化信号を出力するデッドタイム生成部と、
   前記電圧指令値に基づき算出した仮デューティー比を前記リアクトルに流れるリアクトル電流値に応じて補正して前記基準信号を出力する補正制御部とを含み、
   前記補正制御部は、前記リアクトル電流に対応する補正量が定義されたマップを参照して前記補正を行なうとともに前記電圧指令値と出力電圧値との偏差に基づくフィードバック制御を用いた更なる補正を実行し、前記リアクトル電流値が安定しているときに更なる補正がされた前記補正量を用いて前記マップを更新する、電圧変換装置。
2. 前記補正制御部は、前記リアクトル電流の時間当たりの変化量が所定のしきい値を超えるときに、前記補正量が定義された前記マップを参照して前記補正を行なう、請求項１に記載の電圧変換装置。
3. 前記フィードバック制御は、積分制御を含み、
   前記補正制御部は、
   前記積分制御の積分項が蓄積される積分処理部を含み、
   前記補正量は、前記積分項に適用される、請求項１に記載の電圧変換装置。
4. 前記第１の電流通過部は、
   前記第１のスイッチング素子と並列に前記リアクトルの前記一方端と前記第１の電源ノードとの間に設けられる第１の整流素子をさらに含み、
   前記第２の電流通過部は、
   前記第２のスイッチング素子と並列に前記リアクトルの前記一方端と前記第２の電源ノードとの間に設けられる第２の整流素子をさらに含む、請求項１に記載の電圧変換装置。
5. 前記リアクトルの他方端と第３の電源ノードとの間に設けられる第３の電流通過部と、
   前記第２の電源ノードと前記リアクトルの前記他方端との間に設けられる第４の電流通過部とをさらに備え、
   前記電圧変換装置は、前記第１の電源ノードと前記第３の電源ノードとの間で電圧変換を行なう、請求項１に記載の電圧変換装置。
6. 前記第３の電源ノードと前記第２の電源ノードとの間には、モータ駆動用のインバータが接続され、
   前記第１の電源ノードと前記第２の電源ノードとの間には、蓄電装置が接続される、請求項５に記載の電圧変換装置。
7. 前記第３の電源ノードには、さらに整流素子を介して燃料電池が接続される、請求項６に記載の電圧変換装置。
8. 請求項１〜７のいずれか１項に記載の電圧変換装置を搭載する車両。

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