JP4337316B2

JP4337316B2 - Power converter

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Publication number: JP4337316B2
Application number: JP2002260095A
Authority: JP
Inventors: 國臣大口; 玲二川嶋; 憲一榊原
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2001-09-28
Filing date: 2002-09-05
Publication date: 2009-09-30
Anticipated expiration: 2022-09-05
Also published as: JP2003174779A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は電力変換装置に関し、さらに詳細にいえば、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、交流電源と整流回路との間に接続されたリアクトルと、整流回路の出力端子間に互いに直列接続された１対のコンデンサと、前記リアクトルと１対のコンデンサの中点との間を短絡すべく設けられた第１スイッチング手段とを含む電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、電源高調波規制に対応すべくＰＷＭコンバータ回路が提案されている。
【０００３】
このＰＷＭコンバータ回路は、例えば図２５中（ａ）に示すように６個のスイッチング素子を用いたものであり、入力電流を高周波スイッチングで制御するため、入力電流に高調波成分を含まないように、しかも入力力率を１に制御することが可能である。具体的には、このＰＷＭコンバータの各相の等価回路は図２５中（ｃ）に示すようになるので、コンバータ入力電圧ｖｕを正弦波状にすれば、入力電流ｉｕに高調波成分が含まれなくなる。すなわち、電圧ベクトル図は図２５中（ｄ）に示すようになる。したがって、例えば、「三相ＰＷＭコンバータのパラメータ変動を考慮した電流制御法」、竹下隆晴、岩崎誠、松井信行、電学論Ｄ，１０７巻１１号，昭６２に示されているような方式で、コンバータ入力電圧のＰＷＭパターンを作成し、コンバータ入力電圧を正弦波状の波形として入力電流の高調波成分の低減を達成することができる。
【０００４】
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
図２５中（ａ）に示す構成のＰＷＭインバータ回路を採用した場合には、図２５中（ｂ）に入力電流波形および入力電圧波形を示すように、高周波スイッチングに伴う効率の低下、ノイズの増加を招くとともに、制御の複雑化、コストの増加を招くという不都合がある。
【０００５】
また、３相交流電源電圧が２００Ｖ系の場合、整流回路の出力電圧は２８０Ｖ程度となり、４００Ｖ系の場合、整流回路の出力電圧は５６０Ｖ程度となるので、インバータおよびモータを交流電源電圧に合わせて設計し、開発する必要がある。さらに、４００Ｖ系の交流電源に接続されたインバータからは、スイッチング動作によって生じるサージ電圧が大きくなるとともに、発生ノイズも大きくなるため、ノイズフィルタが大型化し、高価になってしまう。
【０００６】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、大形のリアクトルを不要とし、しかも入力力率の改善および高調波電流の抑制を達成することができる電力変換装置を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の電力変換装置は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、交流電源と整流回路との間に接続された第１リアクトルと、整流回路の出力端子間に互いに直列接続された１対のコンデンサと、前記第１リアクトルと１対のコンデンサの中点との間を短絡すべく設けられた第１スイッチング手段とを含むものであって、
電源の半周期に前記第１スイッチング手段を複数回、かつ奇数回スイッチング動作させるとともに、電源の半周期におけるスイッチング波形を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチング動作との中間点を基準として対称となるようにスイッチング動作させる第１スイッチング制御手段を含むものである。
【０００９】
請求項２の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、高調波電流成分を所望の値にすべく、スイッチングパターンを決定して第１スイッチング手段を動作させるものを採用するものである。
【００１０】
請求項３の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、相電圧の電源ゼロクロス点を含む６０°期間内で第１スイッチング手段を動作させるものを採用するものである。
【００１１】
請求項４の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、負荷情報に応じて第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するものである。
【００１２】
請求項５の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、電源電圧に応じて第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するものである。
【００１３】
請求項６の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するものである。
【００１４】
請求項７の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、電源電圧変動、もしくは負荷変動に応じてスイッチングパターンを変化させるものを採用するものである。
【００１５】
請求項８の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、スイッチングパターンを変化させるものを採用するものである。
【００１６】
請求項９の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、前記１対のコンデンサのそれぞれの電圧が平衡となるように、相電圧の立ち上がりと立ち下がりとで第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するものである。
【００１７】
請求項１０の電力変換装置は、前記１対のコンデンサのそれぞれに、第２スイッチング手段、ダイオードおよび第２リアクトルからなる降圧チョッパ回路を接続し、２つの第２スイッチング手段を交互に動作させる第２スイッチング制御手段をさらに含むものである。
【００１８】
請求項１１の電力変換装置は、前記第２スイッチング制御手段として、降圧チョッパ回路の出力電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、２つの第２スイッチング手段のオン時間を変化させるものを採用するものである。
【００１９】
請求項１２の電力変換装置は、前記第２スイッチング制御手段として、前記１対のコンデンサのそれぞれの電圧が平衡となるように、２つの第２スイッチング手段のオン時間を変化させるものを採用するものである。
【００２０】
請求項１３の電力変換装置は、前記第１スイッチング手段として、１対づつのダイオードの直列回路を互いに並列接続してなるとともに、両直列回路と並列にスイッチング素子を接続してなるものを採用するものである。
【００２１】
請求項１４の電力変換装置は、前記第１スイッチング手段として、１対のダイオードの直列回路と１対のスイッチング素子の直列回路とを互いに並列接続してなるものを採用するものである。
【００２９】
【作用】
請求項１の電力変換装置であれば、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、交流電源と整流回路との間に接続された第１リアクトルと、整流回路の出力端子間に互いに直列接続された１対のコンデンサと、前記第１リアクトルと１対のコンデンサの中点との間を短絡すべく設けられた第１スイッチング手段とを含む装置を用いて電力変換を行うに当たって、
第１スイッチング制御手段によって、電源の半周期に前記第１スイッチング手段を複数回、かつ奇数回スイッチング動作させるとともに、電源の半周期におけるスイッチング波形を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチング動作との中間点を基準として対称となるようにスイッチング動作させることができる。
【００３０】
したがって、高周波スイッチングに伴う、回路効率の低下や発生ノイズの増加を引き起こすことなく、また、大形のリアクトルを用いることなく、安価な構成で、高入力力率化、および低高調波電流化を達成することができる。
【００３１】
請求項２の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、高調波電流成分を所望の値にすべく、スイッチングパターンを決定して第１スイッチング手段を動作させるものを採用するのであるから、高調波規格に適合させることができるほか、請求項１と同様の作用を達成することができる。
【００３２】
請求項３の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、相電圧の電源ゼロクロス点を含む６０°期間内で第１スイッチング手段を動作させるものを採用するのであるから、複数個の第１スイッチング手段を同時動作させる必要がなくなり、第１スイッチング手段の制御を簡単化することができるほか、請求項１または請求項２と同様の作用を達成することができる。
【００３３】
請求項４の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、負荷情報に応じて第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するのであるから、負荷変動による入力力率の低下を防止し、高調波成分を一定に保つことができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００３４】
請求項５の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、電源電圧に応じて第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するのであるから、負荷変動による入力力率の低下を防止することができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００３５】
請求項６の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するのであるから、電源電圧や負荷が変動しても、高入力力率、低高調波電流を保つことができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００３６】
また、インバータが所望する直流電圧に制御することによって、モータの効率改善や、空気調和機においては運転範囲の拡大を達成することができる。
【００３７】
請求項７の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、電源電圧変動、もしくは負荷変動に応じてスイッチングパターンを変化させるものを採用するのであるから、電源電圧や負荷変動が発生した場合であっても入力力率の低下を防止することができるほか、請求項１または請求項２と同様の作用を達成することができる。
【００３８】
請求項８の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、スイッチングパターンを変化させるものを採用するのであるから、負荷が変動した場合であっても、直流電圧を一定に制御することができるほか、請求項１または請求項２と同様の作用を達成することができる。
【００３９】
また、インバータが所望する直流電圧に制御することによって、モータの効率改善や、空気調和期においては運転範囲の拡大を達成することができる。
【００４０】
請求項９の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、前記１対のコンデンサのそれぞれの電圧が平衡となるように、相電圧の立ち上がりと立ち下がりとで第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するのであるから、電源電圧が不平衡な場合であっても、１対のコンデンサの電圧が不平衡になることを防止することができるほか、請求項１から請求項８の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００４１】
請求項１０の電力変換装置であれば、前記１対のコンデンサのそれぞれに、第２スイッチング手段、ダイオードおよび第２リアクトルからなる降圧チョッパ回路を接続し、２つの第２スイッチング手段を交互に動作させる第２スイッチング制御手段をさらに含むのであるから、簡単に直流電圧を１／２にすることができるほか、請求項１から請求項９の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００４２】
請求項１１の電力変換装置であれば、前記第２スイッチング制御手段として、降圧チョッパ回路の出力電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、２つの第２スイッチング手段のオン時間を変化させるものを採用するのであるから、電源電圧が変動した場合であっても、安定した直流電圧を出力することができるほか、請求項１０と同様の作用を達成することができる。
【００４３】
請求項１２の電力変換装置であれば、前記第２スイッチング制御手段として、前記１対のコンデンサのそれぞれの電圧が平衡となるように、２つの第２スイッチング手段のオン時間を変化させるものを採用するのであるから、電源電圧が不平衡な場合であっても、１対のコンデンサの電圧が不平衡になることを防止することができるほか、請求項１０または請求項１１と同様の作用を達成することができる。
【００４４】
請求項１３の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング手段として、１対づつのダイオードの直列回路を互いに並列接続してなるとともに、両直列回路と並列にスイッチング素子を接続してなるものを採用するのであるから、請求項１から請求項１２の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００４５】
請求項１４の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング手段として、１対のダイオードの直列回路と１対のスイッチング素子の直列回路とを互いに並列接続してなるものを採用するのであるから、請求項１から請求項１２の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００５４】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明の電力変換装置の実施の態様を詳細に説明する。
【００５５】
図１はこの発明の電力変換装置の一実施態様を示す電気回路図である。
【００５６】
この電力変換装置は、３相交流電源１の各相に第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介して３相整流回路３の各相入力端子を接続し、３相整流回路３の出力端子間に、互いに等しい容量の１対のコンデンサ４ａ、４ｂを直列接続しているとともに、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの直列回路と並列に負荷を接続している。
【００５７】
そして、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの中点と３相整流回路３の各相入力端子との間にそれぞれスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗを接続している。
【００５８】
また、３相交流電源１の少なくとも１相の出力電圧を入力として電源ゼロクロスを検出する電源ゼロクロス検出部６と、検出された電源ゼロクロスを入力として所定の演算処理を行って各相のスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗに対するスイッチングパターンを決定し、スイッチング指令を出力する制御部７と、スイッチング指令を入力としてスイッチ駆動信号を出力する駆動回路８とを有している。
【００５９】
ただし、図２に示すように、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの直列回路と並列にコンデンサ４ｃを接続する構成を採用してもよく、また、図３に示すように、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの中点とスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗとの間にコンデンサ４ｄを接続する構成を採用してもよい。
【００６０】
上記の構成の電力変換回路において、各相のスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗを、それぞれ電源半周期の間にＭ回（Ｍ＝３、５、７、・・・）動作させ、かつ、３相整流回路３の各相の入力端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）と直流電圧の中点（Ｏ）との電位差が９０°を境にして対称波形となり、１８０°を境にして正負対称波形となるように動作させる（Ｕ相のみを示す図４参照）ことによって（換言すれば、スイッチングパターンを、電源半周期における最初のスイッチングから最後のスイッチングまでの中間点を基準として対称に設定することによって）、高周波スイッチングに伴う、回路効率の低下や発生ノイズの増加を引き起こすことなく、また大形のリアクトルを用いることなく、安価に高入力力率、低高調波電流を実現することができる（図５参照）。
【００６１】
この波形をフーリエ級数展開すると、数１、数２で表される。
【００６２】
【数１】
【００６３】
【数２】
【００６４】
ここで、ｋはＭ（ｃｏｓ項の項数）まで変化する。ａｎ（ｎ＝１、３、５、７、・・・）は、ｎ＝１のとき基本波成分を、ｎ≧３のとき各高調波成分を、それおｚれ表し、基本波成分と制御したい高調波成分に適切な値を代入すれば、所望の値に制御することが可能になる。例えば、Ｍ＝３のとき、基本波成分とｎ１、ｎ２次高調波成分は、数３で表される。
【００６５】
【数３】
【００６６】
そこで、例えば、図９に示すフローチャートにより連立方程式の解以外のパラメータ（図中のｆ１、ｆ５、ｆ７）を導出し、数３に示すような連立方程式の近似解を「Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａ」などの演算用ソフトウエアなどを用いて導出する。
【００６７】
そして、この近似解を用い、その解から描ける波形をフーリエ級数展開し、高調波成分が高調波規格を満足するか否かの確認を行う。
【００６８】
このようにして求めたスイッチングパターンを用いれば、高調波規格に適合させることができる。
【００６９】
次いで、スイッチング回数を５回に設定し、スイッチング回数を１回に設定した場合とを対比する。
【００７０】
図６に示すように、スイッチング回数を１回に設定した場合には、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨに設定すればＩＥＣ規格を満足することができないが、１８ｍＨに設定することによりＩＥＣ規格を満足することができる。これに対して、スイッチング回数を５回に設定した場合には、図７に示すように、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨに設定しても、１８ｍＨに設定してもＩＥＣ規格を満足することができる。
【００７１】
また、図８に示すとおり、スイッチング回数の増加に伴って第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを小型化できることが分かる。
【００７２】
次いで、図９のフローチャートを説明する。
【００７３】
ステップＳＰ１において、製品仕様から定格電源電圧Ｖｓおよび定格電流（基本波成分）Ｉｓ１を決定し、ステップＳＰ２において、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗのリアクトル定数Ｌｓおよび直流電圧値ＶＤＣを仮設定する。そして、ステップＳＰ３において、定格電源電圧Ｖｓ、定格電流Ｉｓ１、およびリアクトル定数Ｌｓから電源電圧に対する、コンバータ入力電圧（基本波成分）Ｖｓ１の位相差δを算出する。ここで、コンバータ入力電圧Ｖｓ１およびコンバータ入力電圧Ｖｓ１の位相差δは、図１０中（ａ）に示す等価回路、および図１０中（ｂ）に示すベクトル図に示すように与えられるのであるから、これらを算出することは可能である。
【００７４】
次いで、ステップＳＰ４において、制御可能なコンバータ入力電圧｛例えば、スイッチング回数が３の場合には、２成分（例えば、５、７次）｝の高調波成分を設定する。具体的には、例えば、高調波電流Ｉ＊の目標値にマージンεを乗算して設定する。
【００７５】
そして、ステップＳＰ５において、ステップＳＰ３で求めたコンバータ入力電圧の基本波成分Ｖｓ１と、ステップＳＰ４で設定した５、７次高調波成分ｆ５、ｆ７を数３に代入して連立方程式数４を立てる。ただし、数５。
【００７６】
【数４】
【００７７】
【数５】
【００７８】
ステップＳＰ６において、数４の連立方程式の近似解α１、α５、α７を「Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａ」などの演算用ソフトウエアなどを用いて導出する。
【００７９】
算出された近似解α１、α５、α７を数２に代入し、コンバータ入力電圧の高調波成分（１１次から３９次の成分）を求める。
【００８０】
そして、ステップＳＰ８において、求められた全ての高調波成分の絶対値が対応する目標値未満であるか否かを判定する。
【００８１】
ステップＳＰ８において何れかの高調波成分の絶対値が対応する目標値以上であると判定された場合には、ステップＳＰ９において、７次高調波成分の符号を判定する。そして、符号が正であれば、ステップＳＰ９ａにおいて、符号を変更し、再びステップＳＰ６の処理を行う（すなわち、符号を変更して再度計算する）。逆に、符号が負であれば、再びステップＳＰ４の処理を行う（すなわち、高調波成分の設定を変更して再度計算する）。
【００８２】
ステップＳＰ８において求められた全ての高調波成分の絶対値が対応する目標値未満であると判定された場合には、ステップＳＰ１０において、シミュレーションを行い、ステップＳＰ１１において、シミュレーション結果から高調波電流および直流電圧値を算出し、ステップＳＰ１２において、高調波電流が目標値を、直流電圧値が設定値を満足するか否かを判定し（図１１参照）、満足していると判定された場合には、そのまま一連の処理を終了する。
【００８３】
逆に、ステップＳＰ１２において、高調波電流が目標値を満足していないか、および／または直流電圧値が設定値を満足していないと判定された場合には、再びステップＳＰ２の処理を行う（すなわち、直流電圧値ＶＤＣ、リアクトル定数Ｌｓの設定を変更して再度計算する）。
【００８４】
また、上記の実施態様において、図１２に示すように、各相のスイッチングを行う期間を電源ゼロクロス点を含む６０°（α１≦３０°）以内に設定することが好ましく、複数個のスイッチを同時に動作させることがなくなり、制御を簡単化することができる。
【００８５】
図１３はこの発明の電力変換装置の他の実施態様を示す電気回路図である。
【００８６】
この電力変換装置が図１の電力変換装置と異なる点は、負荷に流れる電流を入力として負荷情報を検出する負荷情報検出部７ａ、および波形記憶部７ｂをさらに含む点、および制御部７として、電源ゼロクロス検出信号、負荷情報検出信号、および記憶された波形信号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミングを負荷に応じて変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する点のみである。
【００８７】
この実施態様を採用した場合には、負荷情報を検出し、電源電圧のゼロクロス点を基準として、図１４に示すように、負荷に応じてスイッチングタイミングを変化させることができ、ひいては、負荷変動による入力力率（ＰＦ）の低下を防止して高調波成分を一定に保つことができる（図１５参照）。
【００８８】
さらに説明する。
【００８９】
軽負荷時のベクトル図は図１６中（ａ）に示すとおりであり、重負荷時のベクトル図は図１６中（ｂ）に示すとおりである。すなわち、負荷の変動に応じて位相差δが変化するのであるから、入力電流の基本波成分Ｉｓ１が基本波電圧Ｖｓと同相となるように、電源電圧に対するコンバータ入力電圧Ｖｓ１の位相差δ（オンタイミング）を制御すればよい（図１７参照）。
【００９０】
図１８はこの発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
【００９１】
この電力変換装置が図１３の電力変換装置と異なる点は、電源電圧を検出する電源電圧検出部７ｃをさらに含む点、および制御部７として、電源電圧検出信号、電源ゼロクロス検出信号、負荷情報検出信号、および記憶された波形信号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミングを電源電圧にも応じて変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する点のみである。
【００９２】
この実施態様を採用した場合には、電源電圧に応じてスイッチングタイミングを変化させることができ、ひいては、図１９に示すように、負荷変動による入力力率の低下を防止することができる。
【００９３】
さらに説明する。
【００９４】
低電圧時のベクトル図は図２０中（ａ）に示すとおりであり、高電圧時のベクトル図は図２０中（ｂ）に示すとおりである。すなわち、電源電圧の変動に応じて位相差δが変化するのであるから、入力電流の基本波成分Ｉｓ１が電源電圧Ｖｓと同相となるように、電源電圧に対するコンバータ入力電圧Ｖｓ１の位相差δ（オンタイミング）を制御すればよい。
図２１はこの発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
【００９５】
この電力変換装置が図１の電力変換装置と異なる点は、負荷として、モータ９ａを駆動するインバータ９を採用した点、直流電圧を検出する直流電圧検出部７ｄをさらに含む点、波形記憶部７ｂをさらに含む点、駆動回路９ｂを介してインバータ９を制御するインバータ制御回路９ｃに直流電圧指令値を供給する直流電圧指令値供給部９ｄからの直流電圧指令値を制御部７に供給する点、および、電源ゼロクロス検出信号、直流電圧検出信号、直流電圧指令値、および記憶された波形信号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミングを直流電圧検出値が直流電圧指令値に一致するように変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する点のみである。
【００９６】
この実施態様を採用した場合には、直流電圧を検出し、検出した直流電圧値が、電源電圧や負荷の状態に応じて、予め設定された直流電圧指令値に一致するようにスイッチングタイミングを変化させることができ、ひいては、電源電圧や負荷が変動した場合であっても、高入力力率、低高調波電流を保つことができる。
【００９７】
そして、インバータ９の所望する直流電圧に制御することができ、ひいては、モータの効率改善、空気調和機においては運転エリアの拡大を達成することができる。
【００９８】
図２２はこの発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
【００９９】
この電力変換装置が図１８の電力変換装置と異なる点は、負荷情報検出部７ａに代えて、１対のコンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を検出するコンデンサ電圧検出部７ｅを採用した点、および、制御部７として、電源電圧検出信号、電源ゼロクロス検出信号、各コンデンサの端子間電圧、および記憶された波形信号を入力として所定の演算を行い、相電圧の立ち上がりと立ち下がりとでスイッチングタイミングを変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する点のみである。
【０１００】
この実施態様を採用した場合には、１対のコンデンサ４ａ、４ｂそれぞれの端子間電圧を検出し、相電圧の立ち上がりと立ち下がりとでスイッチング素子を動作させるタイミングを変化させることができ（図２３参照）、ひいては、電源電圧が不平衡な場合であっても、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの端子間電圧を平衡にすることができる。
【０１０１】
また、数２におけるａｎをａｎ／ｓとおき、この変数ｓを変化させて、基本波成分に対して制御する高調波成分が一定となる連立方程式の多数の解（スイッチングパターン）を求め、これらの解を用いることが可能であり、図２４に示すように、負荷情報に基づくスイッチングパターンの変更をも行うことにより、負荷が変動した場合であっても、直流電圧を一定に制御することができる。
【０１５４】
【発明の効果】
請求項１の発明は、高周波スイッチングに伴う、回路効率の低下や発生ノイズの増加を引き起こすことなく、また、大形のリアクトルを用いることなく、安価な構成で、高入力力率化、および低高調波電流化を達成することができるという特有の効果を奏する。
【０１５５】
請求項２の発明は、高調波規格に適合させることができるほか、請求項１と同様の効果を奏する。
【０１５６】
請求項３の発明は、複数個の第１スイッチング手段を同時動作させる必要がなくなり、第１スイッチング手段の制御を簡単化することができるほか、請求項１または請求項２と同様の効果を奏する。
【０１５７】
請求項４の発明は、負荷変動による入力力率の低下を防止し、高調波成分を一定に保つことができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の効果を奏する。
【０１５８】
請求項５の発明は、電源電圧による入力力率の低下を防止することができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の効果を奏する。
【０１５９】
請求項６の発明は、電源電圧や負荷が変動しても、高入力力率、低高調波電流を保つことができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６０】
請求項７の発明は、電源電圧や負荷変動が発生した場合であっても入力力率の低下を防止することができるほか、請求項１または請求項２と同様の効果を奏する。
【０１６１】
請求項８の発明は、負荷が変動した場合であっても、直流電圧を一定に制御することができるほか、請求項１または請求項２と同様の効果を奏する。
【０１６２】
請求項９の発明は、電源電圧が不平衡な場合であっても、１対のコンデンサの電圧が不平衡になることを防止することができるほか、請求項１から請求項８の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６３】
請求項１０の発明は、簡単に直流電圧を１／２にすることができるほか、請求項１から請求項９の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６４】
請求項１１の発明は、電源電圧が変動した場合であっても、安定した直流電圧を出力することができるほか、請求項１０と同様の効果を奏する。
【０１６５】
請求項１２の発明は、電源電圧が不平衡な場合であっても、１対のコンデンサの電圧が不平衡になることを防止することができるほか、請求項１０または請求項１１と同様の効果を奏する。
【０１６６】
請求項１３の発明は、請求項１から請求項１２の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６７】
請求項１４の発明は、請求項１から請求項１２の何れかと同様の効果を奏する。
【０１７４】
請求項２１の発明は、圧縮機駆動用のインバータ、モータのみならず、ファンモータ駆動用のインバータ、モータを特別に設計、開発する必要をなくするとともに、サージ電圧、発生ノイズを低減できるほか、請求項１９と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の電力変換装置の一実施態様を示す電気回路図である。
【図２】この発明の電力変換装置の一変更例を示す電気回路図である。
【図３】この発明の電力変換装置の他の変更例を示す電気回路図である。
【図４】各部の波形を示す図である。
【図５】相電圧波形、入力電流波形、およびスイッチ５ｕ用の駆動信号を示す図である。
【図６】スイッチング回数を１回に設定した場合において、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨ、１８ｍＨに設定した時の高調波電流およびＩＥＣ規格を示す図である。
【図７】スイッチング回数を５回に設定した場合において、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨ、１８ｍＨに設定した時の高調波電流およびＩＥＣ規格を示す図である。
【図８】第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１８ｍＨに設定し、かつスイッチング回数を１回に設定した場合、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１３ｍＨに設定し、かつスイッチング回数を３回に設定した場合、および第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨに設定し、かつスイッチング回数を５回に設定した場合の高調波電流およびＩＥＣ規格を示す図である。
【図９】図１の電力変換装置の処理を説明するフローチャートである。
【図１０】等価回路およびベクトル図を示す図である。
【図１１】高調波電流とＩＥＣ規格とを示す図である。
【図１２】各相のスイッチングを行う期間を電源ゼロクロス点を含む６０°（α_１≦３０°）以内に設定した場合における駆動信号を示す図である。
【図１３】この発明の電力変換装置の他の実施態様を示す電気回路図である。
【図１４】相電圧、及び軽負荷時、重負荷時のスイッチ駆動信号を示す図である。
【図１５】負荷変動時の入力力率特性を示す図である。
【図１６】軽負荷時、重負荷時のベクトル図である。
【図１７】相電圧波形、およびスイッチ駆動信号を示す図である。
【図１８】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
【図１９】電源電圧変動時の入力力率特性を示す図である。
【図２０】低電圧時、高電圧時のベクトル図である。
【図２１】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
【図２２】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
【図２３】相電圧波形およびスイッチ駆動信号波形を示す図である。
【図２４】相電圧波形および軽負荷時、重負荷時のスイッチ駆動信号波形を示す図である。
【図２５】従来のＰＷＭコンバータを示す図である。
【符号の説明】
１交流電源２ｕ、２ｖ、２ｗ第１リアクトル
３３相整流回路４ａ、４ｂコンデンサ
５ｕ、５ｖ、５ｗスイッチ７制御部
１０ａ、１０ｂスイッチング素子
１０ｃ、１０ｄダイオード１０ｅ第２リアクトル
１０ｈ降圧制御部１４降圧回路
１４ａスイッチング素子１４ｂ第２のリアクトル
１４ｄダイオード１５３相インバータ
１６モータ１７制御部
１９直流電圧検出部２０直流電圧設定値保持部
２１インバータ制御部２３圧縮機
２５ファンモータ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
More particularly, the present invention relates to a rectifier circuit that converts an AC voltage of an AC power source into a DC voltage, a reactor connected between the AC power source and the rectifier circuit, and an output terminal of the rectifier circuit. And a first switching means provided to short-circuit between the reactor and the midpoint of the pair of capacitors.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a PWM converter circuit has been proposed to comply with power supply harmonic regulations.
[0003]
This PWM converter circuit is shown in FIG. 25 As shown in (a), six switching elements are used, and the input current is controlled by high-frequency switching. Therefore, the input power factor is controlled to 1 so that the input current does not contain harmonic components. Is possible. Specifically, the equivalent circuit of each phase of this PWM converter is shown in the figure. 25 As shown in the middle (c), if the converter input voltage vu is made sinusoidal, the harmonic component is not included in the input current iu. That is, the voltage vector diagram is 25 As shown in middle (d). Therefore, for example, in a method as shown in “Current Control Method Considering Parameter Variation of Three-Phase PWM Converter”, Takaharu Takeshita, Makoto Iwasaki, Nobuyuki Matsui, D. 107, No. 11, Sho 62 By creating a PWM pattern of the converter input voltage, the converter input voltage can be made into a sinusoidal waveform to reduce the harmonic component of the input current.
[0004]
DISCLOSURE OF THE INVENTION
[Problems to be solved by the invention]
Figure 25 When the PWM inverter circuit having the configuration shown in the middle (a) is employed, 25 As shown in the middle (b) of the input current waveform and the input voltage waveform, there are inconveniences such as a decrease in efficiency and an increase in noise due to high-frequency switching, and a complicated control and an increase in cost.
[0005]
When the three-phase AC power supply voltage is 200V, the output voltage of the rectifier circuit is about 280V, and when the three-phase AC power supply voltage is 400V, the output voltage of the rectifier circuit is about 560V. Need to design and develop. Furthermore, from the inverter connected to the 400V AC power supply, the surge voltage generated by the switching operation is increased and the generated noise is increased, so that the noise filter becomes large and expensive.
[0006]
OBJECT OF THE INVENTION
The present invention has been made in view of the above problems, and provides a power conversion device that does not require a large reactor and that can achieve improvement in input power factor and suppression of harmonic current. It is aimed.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
The power converter according to claim 1 is in series with each other between a rectifier circuit that converts an AC voltage of an AC power source into a DC voltage, a first reactor connected between the AC power source and the rectifier circuit, and an output terminal of the rectifier circuit. A pair of connected capacitors, and a first switching means provided to short-circuit between the first reactor and the midpoint of the pair of capacitors,
The first switching means is switched a plurality of times and an odd number of times in the half cycle of the power supply, and the switching waveform in the half cycle of the power supply is symmetric with respect to an intermediate point between the first switching operation and the last switching operation. Thus, the first switching control means for switching operation is included.
[0009]
The power conversion device according to claim 2 employs, as the first switching control means, a device that determines the switching pattern and operates the first switching means so that the harmonic current component has a desired value.
[0010]
According to a third aspect of the present invention, as the first switching control means, one that operates the first switching means within a 60 ° period including the power source zero cross point of the phase voltage is adopted.
[0011]
The power conversion device according to claim 4 employs, as the first switching control means, one that changes the timing of operating the first switching means in accordance with load information.
[0012]
The power converter of claim 5 employs, as the first switching control means, one that changes the timing of operating the first switching means in accordance with a power supply voltage.
[0013]
According to a sixth aspect of the present invention, as the first switching control means, one that changes the timing at which the first switching means is operated so as to make the DC voltage coincide with the DC voltage command value is adopted.
[0014]
According to a seventh aspect of the present invention, as the first switching control means, one that changes a switching pattern in accordance with power supply voltage fluctuation or load fluctuation is adopted.
[0015]
The power conversion device according to an eighth aspect of the present invention employs, as the first switching control means, a device that changes a switching pattern so as to make a DC voltage coincide with a DC voltage command value.
[0016]
The power conversion device according to claim 9, wherein the first switching control means operates the first switching means at the rise and fall of the phase voltage so that the respective voltages of the pair of capacitors are balanced. The one that changes is used.
[0017]
The power conversion device according to claim 10 is configured to connect a step-down chopper circuit composed of second switching means, a diode, and a second reactor to each of the pair of capacitors, and operate the two second switching means alternately. It further includes a switching control means.
[0018]
The power conversion device according to claim 11 employs, as the second switching control means, one that changes the ON time of the two second switching means so that the output voltage of the step-down chopper circuit matches the DC voltage command value. It is.
[0019]
The power conversion device according to claim 12 employs, as the second switching control means, one that changes the on-time of the two second switching means so that the respective voltages of the pair of capacitors are balanced. It is.
[0020]
The power conversion device according to claim 13 employs, as the first switching means, a series circuit of a pair of diodes connected in parallel to each other and a switching element connected in parallel to both series circuits. Is.
[0021]
The power conversion device of claim 14 employs, as the first switching means, a device in which a series circuit of a pair of diodes and a series circuit of a pair of switching elements are connected in parallel to each other.
[0029]
[Action]
If it is the power converter device of Claim 1, the rectifier circuit which converts the alternating voltage of alternating current power supply into direct current voltage, the 1st reactor connected between the alternating current power supply and the rectifier circuit, and the output terminal of a rectifier circuit In performing power conversion using a device including a pair of capacitors connected in series with each other, and a first switching means provided to short-circuit between the first reactor and the midpoint of the pair of capacitors,
The first switching control means causes the first switching means to perform a switching operation a plurality of times and an odd number of times in the half cycle of the power supply, and the switching waveform in the half cycle of the power supply is intermediate between the first switching operation and the last switching operation. The switching operation can be performed so as to be symmetric with respect to the point.
[0030]
Therefore, high input power factor and low harmonic current can be achieved with an inexpensive configuration without causing a decrease in circuit efficiency and an increase in generated noise due to high frequency switching, and without using a large reactor. Can be achieved.
[0031]
If it is the power converter device of Claim 2, as the said 1st switching control means, what determines the switching pattern and operates the 1st switching means so that a harmonic current component may be made into a desired value is employ | adopted. Therefore, in addition to being able to conform to the harmonic standard, the same effect as that of the first aspect can be achieved.
[0032]
In the power conversion device according to claim 3, since the first switching control means employs one that operates the first switching means within a 60 ° period including the power source zero cross point of the phase voltage. It is not necessary to operate the first switching means at the same time, the control of the first switching means can be simplified, and the same effect as in claim 1 or claim 2 can be achieved.
[0033]
In the power conversion device according to claim 4, since the first switching control means is adapted to change the timing for operating the first switching means according to the load information, the input power factor due to load fluctuations is adopted. In addition to preventing the reduction and keeping the harmonic component constant, the same effect as any one of claims 1 to 3 can be achieved.
[0034]
In the power conversion device according to claim 5, since the first switching control means that changes the timing of operating the first switching means according to the power supply voltage is adopted, the input power factor due to load fluctuations is adopted. In addition to preventing the decrease, the same effect as any one of claims 1 to 3 can be achieved.
[0035]
In the power conversion device according to claim 6, since the first switching control means adopts one that changes the timing at which the first switching means is operated in order to make the DC voltage coincide with the DC voltage command value. Even if the power supply voltage or the load fluctuates, a high input power factor and a low harmonic current can be maintained, and an operation similar to any one of claims 1 to 3 can be achieved.
[0036]
Further, by controlling the inverter to a desired DC voltage, the motor efficiency can be improved and the operation range can be expanded in the air conditioner.
[0037]
In the power conversion device according to claim 7, since the first switching control means adopts a power supply voltage variation or a device that changes a switching pattern according to a load variation, a power supply voltage or a load variation has occurred. Even in this case, it is possible to prevent the input power factor from being lowered, and to achieve the same effect as that of the first or second aspect.
[0038]
In the power conversion device according to the eighth aspect, since the first switching control means employs a device that changes the switching pattern so as to make the DC voltage coincide with the DC voltage command value. Even in such a case, the DC voltage can be controlled to be constant, and the same effect as in the first or second aspect can be achieved.
[0039]
Further, by controlling the inverter to a desired DC voltage, the motor efficiency can be improved and the operation range can be expanded during the air conditioning period.
[0040]
The power conversion device according to claim 9, wherein the first switching means operates at the rising and falling edges of the phase voltage so that the voltages of the pair of capacitors are balanced. Therefore, even if the power supply voltage is unbalanced, it is possible to prevent the voltage of the pair of capacitors from becoming unbalanced. The same effect as any one of Item 8 can be achieved.
[0041]
In the power conversion device according to claim 10, a step-down chopper circuit comprising a second switching means, a diode and a second reactor is connected to each of the pair of capacitors, and the two second switching means are operated alternately. Since the second switching control means is further included, the direct-current voltage can be easily halved and the same operation as any one of claims 1 to 9 can be achieved.
[0042]
If it is the power converter device of Claim 11, what changes the ON time of two 2nd switching means is employ | adopted as said 2nd switching control means so that the output voltage of a step-down chopper circuit may correspond with DC voltage command value Therefore, even when the power supply voltage fluctuates, a stable DC voltage can be output, and the same effect as in the tenth aspect can be achieved.
[0043]
The power conversion device according to claim 12, wherein the second switching control means is configured to change the on-time of the two second switching means so that the respective voltages of the pair of capacitors are balanced. Therefore, even when the power supply voltage is unbalanced, the voltage of the pair of capacitors can be prevented from becoming unbalanced, and the same effect as in claim 10 or claim 11 is achieved. can do.
[0044]
In the power conversion device according to claim 13, as the first switching means, a series circuit of a pair of diodes is connected in parallel to each other, and a switching element is connected in parallel to both series circuits. Since it is employed, the same action as any one of claims 1 to 12 can be achieved.
[0045]
In the power conversion device according to claim 14, since the first switching means employs a device in which a series circuit of a pair of diodes and a series circuit of a pair of switching elements are connected in parallel to each other. An effect similar to that of any one of claims 1 to 12 can be achieved.
[0054]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of a power conversion device of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
[0055]
FIG. 1 is an electric circuit diagram showing an embodiment of the power converter of the present invention.
[0056]
In this power converter, each phase input terminal of the three-phase rectifier circuit 3 is connected to each phase of the three-phase AC power source 1 via the first reactors 2u, 2v, and 2w, and between the output terminals of the three-phase rectifier circuit 3. A pair of capacitors 4a and 4b having the same capacity are connected in series, and a load is connected in parallel with the series circuit of the pair of capacitors 4a and 4b.
[0057]
Switches 5u, 5v, and 5w are connected between the midpoint of the pair of capacitors 4a and 4b and each phase input terminal of the three-phase rectifier circuit 3, respectively.
[0058]
Further, a power supply zero-cross detecting unit 6 that detects a power supply zero-cross using the output voltage of at least one phase of the three-phase AC power supply 1 as an input, and performs a predetermined arithmetic process using the detected power-supply zero-cross as an input to perform a switch 5u for each phase. It has a control unit 7 that determines a switching pattern for 5v and 5w and outputs a switching command, and a drive circuit 8 that outputs a switch drive signal with the switching command as an input.
[0059]
However, as shown in FIG. 2, a configuration in which a capacitor 4c is connected in parallel with a series circuit of a pair of capacitors 4a and 4b may be adopted, and as shown in FIG. A configuration in which a capacitor 4d is connected between the midpoint of 4b and the switches 5u, 5v, and 5w may be employed.
[0060]
In the power conversion circuit having the above-described configuration, the switches 5u, 5v, and 5w of each phase are operated M times (M = 3, 5, 7,. The potential difference between the input terminals (U, V, W) of each phase of the circuit 3 and the midpoint (O) of the DC voltage has a symmetrical waveform with respect to 90 °, and a positive / negative symmetrical waveform with respect to 180 °. (See FIG. 4 showing only the U phase) (in other words, by setting the switching pattern symmetrically with respect to the midpoint from the first switching to the last switching in the power supply half cycle), A high input power factor and a low harmonic current can be realized at low cost without causing a decrease in circuit efficiency and an increase in generated noise due to high frequency switching, and without using a large reactor (see FIG. 5). ).
[0061]
When this waveform is expanded in the Fourier series, it is expressed by Equations 1 and 2.
[0062]
[Expression 1]
[0063]
[Expression 2]
[0064]
Here, k changes up to M (the number of terms in the cos term). an (n = 1, 3, 5, 7,...) represents a fundamental wave component when n = 1, and represents each harmonic component when n ≧ 3. By substituting an appropriate value for the desired harmonic component, it becomes possible to control to a desired value. For example, when M = 3, the fundamental wave component and the n1 and n2 order harmonic components are expressed by Equation 3.
[0065]
[Equation 3]
[0066]
Therefore, for example, parameters other than the solution of the simultaneous equations (f1, f5, f7 in the figure) are derived by the flowchart shown in FIG. 9, and an approximate solution of the simultaneous equations as shown in Equation 3 is used for the calculation such as “Mathematical”. Derived using software.
[0067]
Then, using this approximate solution, the waveform that can be drawn from the solution is expanded in the Fourier series, and it is confirmed whether or not the harmonic component satisfies the harmonic standard.
[0068]
If the switching pattern thus obtained is used, it can be adapted to the harmonic standard.
[0069]
Next, the number of times of switching is set to 5 times, and the case where the number of times of switching is set to 1 is compared.
[0070]
As shown in FIG. 6, when the number of times of switching is set to one, the IEC standard cannot be satisfied if the first reactors 2u, 2v, and 2w are set to 10 mH. The standard can be satisfied. On the other hand, when the number of times of switching is set to 5, as shown in FIG. 7, the first reactors 2u, 2v, 2w are set to 10 mH or 18 mH, and the IEC standard is satisfied. can do.
[0071]
Moreover, as shown in FIG. 8, it turns out that the 1st reactor 2u, 2v, 2w can be reduced in size with the increase in the frequency | count of switching.
[0072]
Next, the flowchart of FIG. 9 will be described.
[0073]
In step SP1, the rated power supply voltage Vs and the rated current (fundamental wave component) Is1 are determined from the product specifications, and in step SP2, the reactor constant Ls and the DC voltage value VDC of the first reactors 2u, 2v, and 2w are provisionally set. In step SP3, a phase difference δ of converter input voltage (fundamental wave component) Vs1 with respect to the power supply voltage is calculated from rated power supply voltage Vs, rated current Is1, and reactor constant Ls. Here, the phase difference δ between the converter input voltage Vs1 and the converter input voltage Vs1 is given as shown in the equivalent circuit shown in FIG. 10A and the vector diagram shown in FIG. It is possible to calculate these.
[0074]
Next, in step SP4, a controllable converter input voltage {for example, when the number of times of switching is 3, a harmonic component of two components (for example, fifth and seventh orders)} is set. Specifically, for example, the target value of the harmonic current I * is set by multiplying by a margin ε.
[0075]
In step SP5, the fundamental wave component Vs1 of the converter input voltage obtained in step SP3 and the fifth and seventh harmonic components f5 and f7 set in step SP4 are substituted into equation 3, and the simultaneous equation number 4 is established. However, number 5.
[0076]
[Expression 4]
[0077]
[Equation 5]
[0078]
In step SP6, approximate solutions α1, α5, and α7 of the simultaneous equations of Formula 4 are derived using calculation software such as “Mathematica”.
[0079]
Substituting the calculated approximate solutions α1, α5, and α7 into Equation 2 to obtain harmonic components (11th to 39th components) of the converter input voltage.
[0080]
In step SP8, it is determined whether or not the absolute values of all the obtained harmonic components are less than the corresponding target values.
[0081]
If it is determined in step SP8 that the absolute value of any harmonic component is greater than or equal to the corresponding target value, the sign of the seventh harmonic component is determined in step SP9. If the sign is positive, the sign is changed in step SP9a, and the process of step SP6 is performed again (that is, the sign is changed and calculation is performed again). Conversely, if the sign is negative, the processing of step SP4 is performed again (that is, the setting of the harmonic component is changed and the calculation is performed again).
[0082]
When it is determined that the absolute values of all the harmonic components obtained in step SP8 are less than the corresponding target values, simulation is performed in step SP10, and in step SP11, harmonic current and direct current are determined from the simulation results. When the voltage value is calculated and it is determined in step SP12 that the harmonic current satisfies the target value and the DC voltage value satisfies the set value (see FIG. 11), Then, the series of processing ends.
[0083]
Conversely, when it is determined in step SP12 that the harmonic current does not satisfy the target value and / or the DC voltage value does not satisfy the set value, the process of step SP2 is performed again (step SP2). That is, the calculation is performed again by changing the setting of the DC voltage value VDC and the reactor constant Ls).
[0084]
In the above embodiment, as shown in FIG. 12, it is preferable to set the period for switching each phase within 60 ° (α1 ≦ 30 °) including the power supply zero cross point, It is possible to simplify the control by eliminating the operation.
[0085]
FIG. 13 is an electric circuit diagram showing another embodiment of the power converter of the present invention.
[0086]
The power converter is different from the power converter shown in FIG. 1 in that it further includes a load information detector 7a that detects load information using a current flowing through the load as an input, and a waveform storage unit 7b. The only difference is that a power supply zero-cross detection signal, a load information detection signal, and a stored waveform signal are input and a predetermined calculation is performed and a switching command is output to change the switching timing according to the load.
[0087]
When this embodiment is adopted, the load information is detected, and the switching timing can be changed according to the load as shown in FIG. 14 with reference to the zero cross point of the power supply voltage. The harmonic component can be kept constant by preventing the input power factor (PF) from decreasing (see FIG. 15).
[0088]
Further explanation will be given.
[0089]
The vector diagram at light load is as shown in FIG. 16A, and the vector diagram at heavy load is as shown in FIG. 16B. That is, since the phase difference δ changes according to the load variation, the phase difference δ (ON) of the converter input voltage Vs1 with respect to the power supply voltage is set so that the fundamental wave component Is1 of the input current is in phase with the fundamental wave voltage Vs. (Timing) may be controlled (see FIG. 17).
[0090]
FIG. 18 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the power converter of the present invention.
[0091]
The power conversion device is different from the power conversion device in FIG. 13 in that it further includes a power supply voltage detection unit 7c that detects a power supply voltage, and as the control unit 7, a power supply voltage detection signal, a power supply zero-cross detection signal, and load information detection The only difference is that a signal and a stored waveform signal are input to perform a predetermined calculation and a switching command is output to change the switching timing in accordance with the power supply voltage.
[0092]
When this embodiment is adopted, the switching timing can be changed in accordance with the power supply voltage, and as a result, as shown in FIG. 19, it is possible to prevent the input power factor from being lowered due to load fluctuation.
[0093]
Further explanation will be given.
[0094]
The vector diagram at the time of low voltage is as shown in FIG. 20 (a), and the vector diagram at the time of high voltage is as shown in FIG. 20 (b). That is, since the phase difference δ changes in accordance with the fluctuation of the power supply voltage, the phase difference δ (ON of the converter input voltage Vs1 with respect to the power supply voltage is set so that the fundamental wave component Is1 of the input current is in phase with the power supply voltage Vs. (Timing) may be controlled.
FIG. 21 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the power converter of the present invention.
[0095]
This power converter differs from the power converter of FIG. 1 in that an inverter 9 that drives a motor 9a is employed as a load, a DC voltage detector 7d that detects a DC voltage, and a waveform storage unit 7b. A point of supplying a DC voltage command value from the DC voltage command value supply unit 9d for supplying a DC voltage command value to the inverter control circuit 9c for controlling the inverter 9 via the drive circuit 9b to the control unit 7, Also, the power supply zero cross detection signal, DC voltage detection signal, DC voltage command value, and stored waveform signal are input to perform a predetermined calculation, and the switching timing is changed so that the DC voltage detection value matches the DC voltage command value. It is only a point that adopts a switching command output.
[0096]
When this embodiment is adopted, the DC voltage is detected, and the switching timing is changed so that the detected DC voltage value matches the preset DC voltage command value according to the power supply voltage and the load state. As a result, even when the power supply voltage or the load fluctuates, a high input power factor and a low harmonic current can be maintained.
[0097]
And it can control to the direct current voltage which the inverter 9 desires, and by extension, the efficiency improvement of a motor and the expansion of an operation area can be achieved in an air conditioner.
[0098]
FIG. 22 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the power converter of the present invention.
[0099]
This power converter differs from the power converter shown in FIG. 18 in that a capacitor voltage detector 7e that detects the voltage between the terminals of the pair of capacitors 4a and 4b is employed instead of the load information detector 7a. As the control unit 7, the power supply voltage detection signal, the power supply zero-crossing detection signal, the voltage between terminals of each capacitor, and the stored waveform signal are input, and a predetermined calculation is performed to switch between the rising and falling of the phase voltage. The only thing that is adopted is to output a switching command to change the timing.
[0100]
When this embodiment is adopted, the voltage between the terminals of each of the pair of capacitors 4a and 4b can be detected, and the timing for operating the switching element can be changed depending on the rise and fall of the phase voltage (FIG. 23). (Refer to FIG. 2) As a result, even when the power supply voltage is unbalanced, the voltage between the terminals of the pair of capacitors 4a and 4b can be balanced.
[0101]
Also, an in Equation 2 is set to an / s, and this variable s is changed to obtain a large number of solutions (switching patterns) of simultaneous equations in which the harmonic component to be controlled is constant with respect to the fundamental component. As shown in FIG. 24, by changing the switching pattern based on the load information, the DC voltage can be controlled to be constant even when the load fluctuates. it can.
[0154]
【The invention's effect】
The invention of claim 1 does not cause a decrease in circuit efficiency and an increase in generated noise due to high-frequency switching, and does not use a large reactor, and has a low input power factor and a low input power factor. There is a specific effect that harmonic current can be achieved.
[0155]
The invention of claim 2 can be adapted to the harmonic standard and has the same effect as that of claim 1.
[0156]
The invention of claim 3 eliminates the need to operate a plurality of first switching means at the same time, simplifies the control of the first switching means, and provides the same effects as those of claim 1 or claim 2. .
[0157]
The invention according to claim 4 prevents the input power factor from being lowered due to load fluctuations and keeps the harmonic component constant, and also has the same effect as any one of claims 1 to 3.
[0158]
The invention of claim 5 can prevent the input power factor from being lowered due to the power supply voltage, and has the same effect as any of claims 1 to 3.
[0159]
The invention of claim 6 can maintain a high input power factor and a low harmonic current even if the power supply voltage and the load fluctuate, and has the same effect as any one of claims 1 to 3.
[0160]
The invention of claim 7 can prevent the input power factor from being lowered even when a power supply voltage or load fluctuation occurs, and has the same effect as that of claim 1 or claim 2.
[0161]
According to the eighth aspect of the invention, even when the load fluctuates, the DC voltage can be controlled to be constant, and the same effects as in the first or second aspect can be obtained.
[0162]
The invention of claim 9 can prevent the voltage of the pair of capacitors from becoming unbalanced even when the power supply voltage is unbalanced, and is the same as any one of claims 1 to 8. The effect of.
[0163]
The invention of claim 10 can easily reduce the DC voltage to ½, and has the same effect as any one of claims 1 to 9.
[0164]
The invention of claim 11 can produce a stable DC voltage even when the power supply voltage fluctuates, and has the same effect as that of claim 10.
[0165]
The invention of claim 12 can prevent the voltage of a pair of capacitors from becoming unbalanced even when the power supply voltage is unbalanced. Play.
[0166]
The invention of claim 13 has the same effects as any of claims 1 to 12.
[0167]
The invention of claim 14 has the same effects as any one of claims 1 to 12.
[0174]
The invention of claim 21 eliminates the need to specially design and develop not only an inverter and motor for driving a compressor, but also an inverter and motor for driving a fan motor, and can reduce surge voltage and generated noise. An effect similar to that of the nineteenth aspect is achieved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electric circuit diagram showing an embodiment of a power conversion device of the present invention.
FIG. 2 is an electric circuit diagram showing a modified example of the power converter of the present invention.
FIG. 3 is an electric circuit diagram showing another modification of the power converter of the present invention.
FIG. 4 is a diagram illustrating a waveform of each part.
FIG. 5 is a diagram showing a phase voltage waveform, an input current waveform, and a drive signal for a switch 5u.
FIG. 6 is a diagram showing harmonic currents and IEC standards when the first reactors 2u, 2v, and 2w are set to 10 mH and 18 mH when the number of times of switching is set to one.
FIG. 7 is a diagram showing harmonic currents and IEC standards when the first reactors 2u, 2v, and 2w are set to 10 mH and 18 mH when the number of times of switching is set to 5.
FIG. 8 shows that when the first reactor 2u, 2v, 2w is set to 18 mH and the number of times of switching is set to 1, the first reactor 2u, 2v, 2w is set to 13 mH and the number of times of switching is set to 3 times. It is a figure which shows the harmonic current and IEC specification when it sets, and the 1st reactor 2u, 2v, 2w is set to 10 mH, and the frequency | count of switching is set to 5 times.
FIG. 9 is a flowchart for explaining processing of the power conversion apparatus of FIG. 1;
FIG. 10 is a diagram showing an equivalent circuit and a vector diagram.
FIG. 11 is a diagram showing harmonic currents and IEC standards.
FIG. 12 shows the period of switching of each phase at 60 ° (α ₁ It is a figure which shows the drive signal in the case of setting within (30 degrees).
FIG. 13 is an electric circuit diagram showing another embodiment of the power converter of the present invention.
FIG. 14 is a diagram illustrating a phase voltage and a switch driving signal at a light load and a heavy load.
FIG. 15 is a diagram showing an input power factor characteristic when the load fluctuates.
FIG. 16 is a vector diagram at a light load and a heavy load.
FIG. 17 is a diagram showing a phase voltage waveform and a switch drive signal.
FIG. 18 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the power conversion device of the present invention.
FIG. 19 is a diagram showing input power factor characteristics when the power supply voltage fluctuates.
FIG. 20 is a vector diagram at a low voltage and a high voltage.
FIG. 21 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the power converter of the present invention.
FIG. 22 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the power converter of the present invention.
FIG. 23 is a diagram showing a phase voltage waveform and a switch drive signal waveform.
FIG. 24 is a diagram showing a phase voltage waveform and a switch drive signal waveform at a light load and a heavy load.
FIG. 25 is a diagram showing a conventional PWM converter.
[Explanation of symbols]
1 AC power supply 2u, 2v, 2w 1st reactor
3 Three-phase rectifier circuit 4a, 4b Capacitor
5u, 5v, 5w switch 7 controller
10a, 10b switching element
10c, 10d diode 10e second reactor
10h Step-down control unit 14 Step-down circuit
14a Switching element 14b Second reactor
14d diode 15 3-phase inverter
16 Motor 17 Control unit
19 DC voltage detection unit 20 DC voltage set value holding unit
21 Inverter control unit 23 Compressor
25 Fan motor

Claims

交流電源（１）の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路（３）と、交流電源（１）と整流回路（３）との間に接続された第１リアクトル（２ｕ）（２ｖ）（２ｗ）と、整流回路（３）の出力端子間に互いに直列接続された１対のコンデンサ（４ａ）（４ｂ）と、前記第１リアクトル（２ｕ）（２ｖ）（２ｗ）と１対のコンデンサ（４ａ）（４ｂ）の中点との間を短絡すべく設けられた第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）とを含む電力変換装置であって、
電源の半周期に前記第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を複数回、かつ奇数回スイッチング動作させるとともに、電源の半周期におけるスイッチング波形を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチング動作との中間点を基準として対称となるようにスイッチング動作させる第１スイッチング制御手段（７）を含むことを特徴とする電力変換装置。A rectifier circuit (3) that converts an AC voltage of the AC power source (1) into a DC voltage, and a first reactor (2u) (2v) (2w) connected between the AC power source (1) and the rectifier circuit (3). ), A pair of capacitors (4a) (4b) connected in series between the output terminals of the rectifier circuit (3), the first reactor (2u) (2v) (2w) and a pair of capacitors (4a) ) (4b) is a power conversion device including first switching means (5u) (5v) (5w) provided to short-circuit between the middle points,
The first switching means (5u) (5v) (5w) is switched a plurality of times and an odd number of times during the half cycle of the power source, and the switching waveforms in the half cycle of the power source are represented by the first switching operation and the last switching operation. A power conversion device comprising: first switching control means (7) that performs a switching operation so as to be symmetric with respect to an intermediate point of

前記第１スイッチング制御手段（７）は、高調波電流成分を所望の値にすべく、スイッチングパターンを決定して第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を動作させるものである請求項１に記載の電力変換装置。 The first switching control means (7) determines a switching pattern and operates the first switching means (5u) (5v) (5w) so as to set the harmonic current component to a desired value. The power converter according to 1.

前記第１スイッチング制御手段（７）は、相電圧の電源ゼロクロス点を含む６０°期間内で第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を動作させるものである請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。 The first switching control means (7) operates the first switching means (5u) (5v) (5w) within a 60 ° period including a power supply zero cross point of a phase voltage. The power converter device described in 1.

前記第１スイッチング制御手段（７）は、負荷情報に応じて第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を動作させるタイミングを変化させるものである請求項１から請求項３の何れかに記載の電力変換装置。 The said 1st switching control means (7) changes the timing which operates the 1st switching means (5u) (5v) (5w) according to load information. The power converter described.

前記第１スイッチング制御手段（７）は、電源電圧に応じて第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を動作させるタイミングを変化させるものである請求項１から請求項３の何れかに記載の電力変換装置。 The said 1st switching control means (7) changes the timing which operate | moves a 1st switching means (5u) (5v) (5w) according to a power supply voltage. The power converter described.

前記第１スイッチング制御手段（７）は、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を動作させるタイミングを変化させるものである請求項１から請求項３の何れかに記載の電力変換装置。 The first switching control means (7) changes the timing for operating the first switching means (5u) (5v) (5w) so as to make the DC voltage coincide with the DC voltage command value. The power converter device in any one of Claim 3.

前記第１スイッチング制御手段（７）は、電源電圧変動、もしくは負荷変動に応じてスイッチングパターンを変化させるものである請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 1 or 2, wherein the first switching control means (7) changes a switching pattern according to a power supply voltage fluctuation or a load fluctuation.

前記第１スイッチング制御手段（７）は、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、スイッチングパターンを変化させるものである請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 1 or 2, wherein the first switching control means (7) changes a switching pattern so as to make the DC voltage coincide with the DC voltage command value.

前記第１スイッチング制御手段（７）は、前記１対のコンデンサ（４ａ）（４ｂ）のそれぞれの電圧が平衡となるように、相電圧の立ち上がりと立ち下がりとで第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を動作させるタイミングを変化させるものである請求項１から請求項８の何れかに記載の電力変換装置。 The first switching control means (7) is configured to switch the first switching means (5u) (5u) at the rising and falling of the phase voltage so that the respective voltages of the pair of capacitors (4a) (4b) are balanced. The power converter according to any one of claims 1 to 8, wherein the timing for operating 5v) (5w) is changed.

前記１対のコンデンサ（４ａ）（４ｂ）のそれぞれに、第２スイッチング手段（１０ａ）（１０ｂ）、ダイオード（１０ｃ）（１０ｄ）および第２リアクトル（１０ｅ）からなる降圧チョッパ回路を接続し、２つの第２スイッチング手段（１０ａ）（１０ｂ）を交互に動作させる第２スイッチング制御手段（１０ｈ）をさらに含む請求項１から請求項９の何れかに記載の電力変換装置。 A step-down chopper circuit composed of second switching means (10a) (10b), diodes (10c) (10d) and a second reactor (10e) is connected to each of the pair of capacitors (4a) (4b). The power converter according to any one of claims 1 to 9, further comprising second switching control means (10h) for alternately operating the two second switching means (10a) and (10b).

前記第２スイッチング制御手段（１０ｈ）は、降圧チョッパ回路の出力電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、２つの第２スイッチング手段（１０ａ）（１０ｂ）のオン時間を変化させるものである請求項１０に記載の電力変換装置。 The second switching control means (10h) changes ON times of the two second switching means (10a) (10b) so as to make the output voltage of the step-down chopper circuit coincide with a DC voltage command value. The power conversion device according to 10.

前記第２スイッチング制御手段（１０ｈ）は、前記１対のコンデンサ（４ａ）（４ｂ）のそれぞれの電圧が平衡となるように、２つの第２スイッチング手段（１０ａ）（１０ｂ）のオン時間を変化させるものである請求項１０または請求項１１に記載の電力変換装置。 The second switching control means (10h) changes the ON time of the two second switching means (10a) (10b) so that the respective voltages of the pair of capacitors (4a) (4b) are balanced. The power conversion device according to claim 10 or 11, wherein the power conversion device is used.

前記第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）は、１対づつのダイオードの直列回路を互いに並列接続してなるとともに、両直列回路と並列にスイッチング素子を接続してなるものである請求項１から請求項１２の何れかに記載の電力変換装置。 The first switching means (5u) (5v) (5w) comprises a series circuit of a pair of diodes connected in parallel to each other, and a switching element connected in parallel to both series circuits. The power converter according to any one of claims 1 to 12.

前記第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）は、１対のダイオードの直列回路と１対のスイッチング素子の直列回路とを互いに並列接続してなるものである請求項１から請求項１２の何れかに記載の電力変換装置。 The first switching means (5u) (5v) (5w) comprises a series circuit of a pair of diodes and a series circuit of a pair of switching elements connected in parallel to each other. The power converter device in any one of.