JP3959481B2 - Harmonic suppression circuit, motor drive system - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多相電源の入力電流波形を改善し、高調波抑制と電源力率改善を行える高調波抑制回路及び電動機駆動システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
コンデンサ入力型整流回路は、構成が簡単で構造コストの面でも有利な為幅広く応用されているが、入力電流に含まれる高調波成分が多く、電源力率も低く電源系統に悪影響を与えるという問題があった。また、空調機分野に応用した場合、国内高調波規制のクラスＡ（２００４年〜）をクリアすることができないといった問題があった。その解決策として、種々の技術が提案されているが、回路構成が複雑であったり、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御等の複雑な制御が必要で、製造コストが高くなるという問題があった。
【０００３】
その中で、単相電源の安価な力率改善技術として、平成５年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集９５「正弦波コンバータ」に紹介された手段がある。この構成を図１８に示す。図１８は従来の回路ブロック図である。この技術では、ダイオード整流器３ａ〜３ｄの交流入力端子間に、互いに直列接続したコンデンサ２ａ、２ｂを接続し、整流器の直流出力端子間にはリアクトルを介して、互いに直列接続した２個のスイッチ素子６ａ、６ｂを接続し、前記スイッチ素子には逆並列にダイオード７ａ、７ｂを接続する。また、前記コンデンサ２ａ、２ｂの相互接続点と前記スイッチ素子６ａ、６ｂとの相互接続点とを接続して構成されている。
【０００４】
この回路の動作には、電源電圧が正の半周期の間について４つのモードがあり、スイッチングに合わせて下記の各モードが繰り返される。
・モード１（スイッチ素子６ａオン、６ｂオフ）
スイッチ素子６ａがオンすると、コンデンサ２ａ、リアクトル４ａを通る経路で電流が流れ、エネルギーがリアクトル４ａに蓄積される。
・モード２（スイッチ素子６ａオフ、６ｂオン）
スイッチ素子６ａをオフすると、リアクトル４ａに蓄積されたエネルギーが、平滑コンデンサ５、スイッチ素子６ｂの逆並列ダイオード７ｂ、コンデンサ２ａを通る経路にて放出される。また、スイッチ素子６ａ、６ｂは交互にオン／オフしているので、スイッチ素子６ａ、６ｂの相互接続点とコンデンサ２ａ、２ｂの相互接続点とを結ぶ経路には、リアクトル４ａのエネルギー放出による電流とリアクトル４ｂへのエネルギー蓄積による電流との代数和の電流が流れる。
【０００５】
・モード３（スイッチ素子６ａオフ、６ｂオン）
モード２において、リアクトル４ａに蓄積されたエネルギーが放出し終わると、モード３に移り、コンデンサ２ｂ、スイッチ素子６ｂ、リアクトル４ｂ、ダイオード３ｄの経路で電流が流れ、エネルギーがリアクトル４ｂに蓄積される。
・モード４（スイッチ素子６ａオン、６ｂオフ）
スイッチ素子６ｂがオフすると、リアクトル４ｂに蓄積されたエネルギーが、コンデンサ２ｂ、スイッチ素子６ａの逆並列ダイオード７ａ、平滑コンデンサ５を通る経路にて放出される。また、スイッチ素子６ａ、６ｂは交互にオン／オフしているので、リアクトル４ｂのエネルギー放出と同時に、モード１に戻り、リアクトル４ａへのエネルギー蓄積が始まる。以上の動作が繰り返される。
【０００６】
電源電圧が負の半周期になると、ダイオード３ｂと３ｃがそれぞれ、ダイオード３ａ、３ｄに代わってオンするように設定されているので、電源電圧が負の半周期になっても回路動作は前記モード１〜４を繰り返す。
【０００７】
以上のように、平成５年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集９５「正弦波コンバータ」によれば、コンデンサ入力型整流回路に、若干の素子を加えるだけで、その制御も電流値等の検出やＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）のような複雑な制御を必要としない為、簡易且つ安価な構成で、単相電源の力率を改善することができるとしている。
【０００８】
また、上記技術の多相電源への応用として、特開平７−３０３３７６号公報がある。この方式での構成を図１９に示す。図１９は従来の回路ブロック図である。図において、ＰＳは三相交流電源、Ｄ１〜Ｄ６はブリッジ接続され交流を直流に整流する整流部を構成するダイオード、Ｃ_ＤＣは前記整流部により整流された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ、Ｌ１〜Ｌ３は前記三相交流電源ＰＳと前記整流部Ｄ１〜Ｄ６との各電源ラインに挿入されたリアクトルである。
【０００９】
また、ＴＸ１及びＴＸ２は、互いに直列接続され、前記整流部の直流側端子間に配置されて短絡部を形成するスイッチ素子である。Ｃ１〜Ｃ３は、前記三相交流電源ＰＳと前記リアクトルＬ１〜Ｌ３との間の各電源ラインに一端がそれぞれ接続され、他端を共通接続して構成した共振用コンデンサであり、その共通接続点は、前記短絡部を形成する半導体スイッチング素子ＴＸ１及びＴＸ２の相互接続点に接続されて、高調波抑制回路を構成している。
【００１０】
この高調波抑制回路の動作は、先に述べた平成５年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集９５「正弦波コンバータ」と基本的に同様であり、スイッチ素子ＴＸ１及びＴＸ２を、一定のオン／オフ比で、しかも交流電源の周波数よりも遥かに高い周波数で交互にオン／オフさせ、スイッチ素子停止時の不通流区間に強制的に電流を流し、入力電流を歪み分の少ない正弦波に近づけるものである。この技術によれば、多相電源においても、コンデンサ入力型整流回路に、若干の素子を加えるだけで、その制御も電流値等の検出やＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）のような複雑な制御を必要としない為、簡易且つ安価な構成で、入力電流が１〜２（Ａ）と比較的小さい領域において、入力電流の波形及び力率を改善できるとしている。
【００１１】
更に、特開平７−３０３３７６号公報を入力電流の大きい領域にまで拡大する技術として、特開平８−１９６０７７号公報がある。この構成を図２０に示す。図２０は従来の回路ブロック図である。なお、前記内容と重複する部分については、同一符号を付し、その説明を省略する。図において、ＣＸ１〜ＣＸ３は、交流電源の各電源ライン間に接続された環状接続コンデンサで、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３よりも大きな容量のものを用いている。
【００１２】
環状接続コンデンサＣＸ１〜ＣＸ３は、供給電源の安定化を図り、入力電流の大きい領域においても、電源電圧歪みが起き難いようする働きをもたせるため共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３よりも大きな容量のものを用いている。これにより、多相電源で入力電流の大きい領域においても、コンデンサ入力型整流回路に、若干の素子を加えるだけで、複雑な制御を必要としない高調波抑制回路を実現できるとしている。
【００１３】
特開平７−３０３３７６号公報、特開平８−１９６０７７号公報等は、交流電源周波数よりも遥かに高い周波数で短絡素子を動作する技術であるが、電源半周期に１回もしくは複数回のみのスイッチングで、電源力率を改善し、高調波規制を満たすことができる技術として、特開平１０−１７４４４２号公報等がある。これは、図２１に示したものがある。
【００１４】
図２１は従来の回路ブロック図である。図２１は、交流電源を直流に整流する整流器と、前記整流器の直流側に配置され互いに直列接続された平滑コンデンサと、交流電源と前記整流器との間の各相に接続されたリアクトルと、各相のリアクトルと整流器との接続点にその一端が接続され他端が交流電源の中性点を形成するよう共通接続されたスイッチ素子と、前記平滑コンデンサ同士の直列接続点と前記スイッチ素子の共通接続点とを結線して構成したものである。
【００１５】
この構成においては、各相に設けられたスイッチ素子の短絡動作は、電源半周期に１回程度である。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、平成５年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集９５「正弦波コンバータ」、特開平７−３０３３７６号公報、及び特開平８−１９６０７７号公報に示す技術はいずれも、短絡部を形成するスイッチ素子を電源周波数よりも遥かに高い周波数で動作させる為、このスイッチング動作に伴い多くの電磁ノイズを発生してしまう。その為、新たにノイズ対策部品を追加する必要があり、高調波抑制回路の複雑化、コストアップ、効率悪化を引き起こしてしまうという課題があった。
【００１７】
また、特開平１０−１７４４４２号公報では、スイッチング動作に伴う電磁ノイズを抑制しノイズ対策部品を削除できるよう、電源半周期に１回程度のスイッチング動作としているが、交流電源の各相にスイッチ素子を接続しなければならず、相数をＮとしたとき、Ｎ相電源ではＮ個のスイッチ素子が必要となり、高調波抑制回路のコストアップ、複雑化を引き起こしてしまうという課題があった。
【００１８】
本発明は、上記のような課題を解消するためになされたもので、高調波規制を満たすレベルまで高調波電流を抑制することが可能な高調波抑制回路を提供することを目的とする。また、コンデンサ入力型整流回路に、若干の素子を追加するだけで、しかも、高周波スイッチング制御を必要としない安価且つ簡易な構成で、多相電源の電源高調波を抑制可能な高調波抑制回路を提供することを目的とする。
【００１９】
【００２０】
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係わる高調波抑制回路は、交流電源に接続され、前記交流電源よりの交流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記整流器との間の各電源ラインに接続されたリアクトルと、前記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと前記整流器とを接続する各電源ラインにその一端が接続され、他端が交流電源の中性点を形成するように共通接続された複数のコンデンサと、前記整流器よりも直流側の端子間に接続され、オンすることにより一方向に電流を流す上側短絡素子および下側短絡素子とを直列接続した短絡部と、前記短絡部のオン・オフ動作を制御するスイッチ制御手段と、前記複数のコンデンサの共通接続点にその一端が接続され、他端が前記短絡部を構成する上側短絡素子と下側短絡素子との相互接続点間に接続されたコンデンサと、を備えたものである。
【００２２】
本発明の請求項２に係わる高調波抑制回路は、前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの合成容量を可変とし、前記複数のコンデンサの合成容量の切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたものである。
【００２３】
本発明の請求項３に係わる高調波抑制回路は、前記コンデンサ容量制御手段は、負荷信号に応じて前記複数のコンデンサの合成容量を切り換えるように制御するようにしたものである。
【００２４】
本発明の請求項４に係わる高調波抑制回路は、前記コンデンサ容量制御手段は、前記負荷信号を入力信号とし、前記入力信号が所定値よりも大きい場合には前記複数のコンデンサの合成容量が大きくなるように制御し、前記入力信号が所定値よりも小さい場合には前記複数のコンデンサの合成用量が小さくなるよう制御するようにしたものである。
【００２５】
本発明の請求項５に係わる高調波抑制回路は、前記高調波抑制回路は、電源周波数がｆｓのＮ相の交流電源に接続され、前記リアクトルのインダクタンス値をＬ、円周率をπ、前記複数のコンデンサの合成容量をＣとしたとき、Ｃ≧１／（４・π^２・Ｎ^２・ｆｓ^２・Ｌ）となるように前記複数のコンデンサの合成容量Ｃを構成するようにしたものである。
【００２６】
本発明の請求項６に係わる高調波抑制回路は、前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの共通接続点と前記短絡部との間に接続されたコンデンサの容量を可変可能に構成し、前記コンデンサの容量の切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたものである。
【００２７】
本発明の請求項７に係わる高調波抑制回路は、前記スイッチ制御手段は、周波数ｆｓでＮ相の交流電源を接続し、前記短絡部を形成する上側短絡素子及び下側短絡素子をそれぞれ、Ｎ×ｆｓの整数倍の周波数で、交互にオン・オフするものである。
【００２８】
本発明の請求項８に係わる高調波抑制回路は、前記スイッチ制御手段は、負荷信号として、入力電流、平滑コンデンサ端子間に出力される直流出力電圧、前記平滑コンデンサの入出力電流、整流器より直流側を流れる電流、負荷の消費電力量、あるいは負荷電流に応じて予め設定された所定時間に基づいて、前記短絡部のオン、オフ動作を行わさせるように制御するようにしたものである。
【００２９】
本発明の請求項９に係わる高調波抑制回路は、請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載の高調波抑制回路に接続される負荷をインバータや電動機とし、前記スイッチ制御手段に入力される負荷信号を、電動機への回転数指令値、電圧指令、サーミスタで検出される圧縮機吐出温度、圧縮機吸入温度あるいは熱交換器の温度のいずれかとしたものである。
【００３０】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１を表す回路ブロック図である。ここで、図において、１は交流電源であり、三相以上の多相電源なら何相でも構わない。以下は、交流電源１が三相の場合について説明する。
【００３１】
２は複数のダイオード２ｕｐ、２ｖｐ、２ｗｐ、２ｕｎ、２ｖｎ、２ｗｎをブリッジ接続して構成し交流電源１の交流を直流に整流する整流器、３は交流電源１と整流器２との間の各電源ライン（U相、V相、W相）にそれぞれ挿入されたリアクトルであり、３ｕ、３ｖ、３ｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に接続されている。４は整流器２の直流出力端子間に接続され直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ、５はリアクトル３と整流器２との相互接続点にその一端が接続され他端が交流電源１の中性点を形成するように共通接続された複数のコンデンサ５ｕ、５ｖ、５ｗより成る共振用コンデンサであり、整流器２、リアクトル３、平滑コンデンサ４、共振用コンデンサ５により高調波抑制回路７０を構成し、高調波抑制回路７０の交流入力端に交流電源１、直流出力端に負荷２０が接続される。
【００３２】
なお、平滑コンデンサ４は、負荷２０への電力供給を行った場合に電荷不足とならない程度の容量を保有している。また、負荷２０は、一定速で運転されるモータ負荷や多段速で運転されるモータ負荷や可変速で運転されるモータ負荷等で構成され、冷凍・空調装置や圧縮機などに使用される。
【００３３】
次に動作について説明する。まず、最初に共振用コンデンサ５がない場合について、図２、図３を参照しつつ説明する。図２は、本実施の形態を表す高調波抑制回路の各時間ごとの回路動作及び電流の流れ方を説明するための回路ブロック図である。図２において、図１と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図２において、交流電源１の３相を上から順にＵ相、Ｖ相、Ｗ相とし、Ｕ相の相電圧位相が０度の時からの動作説明を行う。また、図２中のｔ_ａ〜ｔ_ｇは時間経過を表し、ｔ_ａ→ｔ_ｇの順に時間が経過していることを表す。
【００３４】
ここで、図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）は、それぞれ時刻ｔ_ａ〜ｔ_ｂ、ｔ_ｂ〜ｔ_ｃ、ｔ_ｃ〜ｔ_ｄ、ｔ_ｄ〜ｔ_ｅ、ｔ_ｅ〜ｔ_ｆ、ｔ_ｆ〜ｔ_ｇにおける実際に電流が流れている回路部分（相）を表しており、電流の流れている相を太い実線で表している。
【００３５】
図３は相電圧と各相の電流の関係を表した図であり、縦軸は上から順に（ａ）相電圧、（ｂ）線間電圧、（ｃ）Ｕ相電流、（ｄ）Ｖ相電流、（ｅ）Ｗ相電流を表しており、交流電源１より出て行く方向の流れ方向（図２（ａ）中に示した矢印の向き）に電流が流れる場合を正の方向とし、交流電源１に戻ってくる方向に電流が流れる方向を負の方向とする。図３において、横軸は時間経過を表し、図３中のｔ_ａ〜ｔ_ｇは、図２中のｔ_ａ〜ｔ_ｇに対応している。
【００３６】
コンデンサ入力型三相交流整流回路では線間電圧が直流母線電圧Ｖｄｃより大きくなる区間にのみ電流が流れる。従って、時刻ｔ_ａ〜ｔ_ｂでは、ＶＷ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより負側で大きくなっており、その向きが負であるため電流の流れる向きは負となり、入力電流はＷ相からＶ相へ向って流れる。（このとき、Ｕ相には電流が流れず不通流区間となる。）
【００３７】
次に、時刻ｔ_ｂ〜ｔ_ｃでは、ＵＶ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより大きくなり、その向きは正である為、Ｕ相からＶ相へ向って入力電流が流れる。また、この付近でＶＷ間の線間電圧の大きさは直流母線電圧Ｖｄｃより小さくなるが、リアクトル３の慣性の作用により、時刻ｔ_ａ〜ｔ_ｂにおいてＷ相からＶ相へ向って流れていた電流が流れ続ける。故に、時刻ｔ_ｂ〜ｔ_ｃでは、入力電流はＵ相及びＷ相からＶ相へ流れる。
【００３８】
時刻が経過し、リアクトル３の慣性により流れ続けていた電流が完全に遮断される（時刻ｔ_ｃ）と、時刻ｔ_ｃ〜ｔ_ｄへと移行し、この状態ではＵＶ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより高くなり、その向きが正であるため、Ｕ相からＶ相に向かってＵＶ間のみに入力電流が流れる。（このとき、Ｗ相には電流が流れず不通流区間となる。）
【００３９】
以上は時刻ｔ_ａ〜ｔ_ｄまでの電圧位相角で約π／４までの状態での説明であるが、時刻ｔ_ｄ以降も同様に、線間電圧と直流母線電圧Ｖｄｃ及びリアクトル３の慣性作用により、図２（ｄ）〜（ｆ）のように電流は流れる。
【００４０】
すなわち、（ｄ）の状態（時刻ｔ_ｄ〜ｔ_ｅ）では、ＷＵの線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより高くなり、その向きは負であるため、電流はＵ相からＷ相に流れるが、（ｃ）の状態でＵ相からＶ相へＵＶ間を流れれていた電流も、リアクトル３の慣性により流れつづける。したがって、時刻ｔ_ｄ〜ｔ_ｅでは、Ｕ相からＶ相およびＷ相へ電流が流れる。
【００４１】
（ｅ）の状態（時刻ｔ_ｅ〜ｔ_ｆ）では、（ｄ）の状態と同じく、ＷＵの線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより高くなり、その向きは負であるため、電流はＵ相からＷ相に流れつづけるが、（ｄ）の状態で流れていたＵＶ間の電流はリアクトル３の慣性の影響が遮断されるため、（ｅ）の状態では電流は、Ｕ相からＷ相にのみ流れる。（このとき、Ｖ相には電流が流れず不通流区間となる。）
【００４２】
また、（ｆ）の状態（時刻ｔ_ｆ〜ｔ_ｇ）では、ＶＷ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃよりも大きくなり、その向きが正であるため、電流はＶ相からＷ相へ流れるが、（ｅ）の状態でＵ相からＷ相へＵＷ間を流れれていた電流も、リアクトル３の慣性により流れつづける。したがって、時刻ｔ_ｆ〜ｔ_ｇでは、Ｕ相およびＶ相からＷ相へ電流が流れる。
【００４３】
以上の各時刻での電流の流れる状態は図２（ａ）〜（ｆ）にて表されており、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）を流れる入力電流は図３（ｃ）〜（ｅ）で表される。したがって、図２、図３で表されたように、共振用コンデンサ５を有さない、整流器２、リアクトル３、平滑コンデンサ４よりなる一般的なコンデンサ入力型整流回路回路では、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）ともに電流の流れない時間が存在し、不通流区間が生じる。
【００４４】
なお、直流母線電圧Ｖｄｃは、負荷の状態に応じて変動するものであり、負荷が重い場合には低く、負荷が軽い場合には高くなる。従って、入力電流波形や各相の電流不通流区間は、図３に示すものに限られるものではなく、負荷状態によって異なる。
【００４５】
ここで、本実施の形態では、図１に示したように、コンデンサ入力型整流回路の交流側でリアクトル３と整流器２との間に共振用コンデンサ５を付加してあり、リアクトル３と共振用コンデンサ５との相互作用により、図２、図３で説明したようなコンデンサ入力型整流回路の各相に発生する不通流区間にも電流を流すことができ、高調波の発生を抑制でき、また、電源力率を改善することができる。
【００４６】
次に、共振用コンデンサ５を有する場合のコンデンサ入力型整流回路の動作について図４、図５を参照しつつ説明する。図４は本実施の形態を表す高調波抑制回路の各時間ごとの回路動作及び電流の流れ方を説明するための回路ブロック図である。図４において、図１と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図４は、図２と同様、交流電源１の３相を上から順にＵ相、Ｖ相、Ｗ相とし、Ｕ相の相電圧位相が０度の時からの動作説明を行う。また、図４中のｔ_０〜ｔ_１０は時間経過を表し、ｔ_０→ｔ_１０の順に時間が経過していることを表す。
【００４７】
ここで、図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）は、それぞれ時刻ｔ_０〜ｔ_１、ｔ_１〜ｔ_２、ｔ_２〜ｔ_３、ｔ_３〜ｔ_４、ｔ_４〜ｔ_５、ｔ_５〜ｔ_６、ｔ_６〜ｔ_７、ｔ_７〜ｔ_８、ｔ_８〜ｔ_９、ｔ_９〜ｔ_１０における実際に電流が流れている回路部分（相）を表しており、電流の流れている相を太い実線で表している。
【００４８】
図５は、相電圧と各相の電流の関係を表した図であり、縦軸は上から順に（ａ）相電圧、（ｂ）線間電圧、（ｃ）Ｕ相に接続された共振用コンデンサ５ｕを流れる電流、（ｄ）Ｖ相に接続された共振用コンデンサ５ｖを流れる電流、（ｅ）Ｗ相に接続された共振用コンデンサ５ｗを流れる電流を表しており、交流電源１より出て行く方向の流れ方向（図４（ａ）、（ｆ）中に示した矢印の向き）に電流が流れる場合を正の方向とし、交流電源１に戻ってくる方向に電流が流れる方向を負の方向とする。図５において、横軸は時間経過を表し、図５中のｔ_０〜ｔ_１０は、図４中のｔ_０〜ｔ_１０に対応している。
【００４９】
まず、Ｕ相電圧が零から正方向へ増えていく（ａ）の区間（時刻ｔ_０〜ｔ_１）では、図２、図３における時刻ｔ_ａ〜ｔ_ｂの動作説明で述べたようにＶＷ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより負側で大きくなっており、その向きが負であるため電流の流れる向きは負となり、整流器２を通過する電流（整流電流）はＷ相からＶ相へ向って流れる。
【００５０】
本実施の形態のように、共振用コンデンサ５を有する図１のような回路の場合には、Ｗ相からＶ相へ向う上記整流電流に加え、交流電源１のＵ相からリアクトル３を介して共振用コンデンサ５ｕに電流が流れる。この共振用コンデンサ５ｕを流れる電流は、Ｖ相に接続された共振用コンデンサ５ｖを介してＶ相より電源１側へ流れ、さらにＷ相に接続された共振用コンデンサ５ｗを介してＷ相を流れる整流電流と合わさって流れ、Ｖ相より電源１側に戻る。
【００５１】
このコンデンサ５を流れる電流通流区間は、図５（ｄ）〜（ｆ）に示すような電流が各相に流れ、その周期はリアクトル３のインダクタンス値と共振用コンデンサ５の容量とで決まる共振半周期となる時刻ｔ_１まで続く。従って、時刻ｔ_０〜ｔ_１では、整流器２を介す電流と共に共振用コンデンサ５を介す電流の両方により図５（ｃ）で示したような入力電流が各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に流れるため、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）では電流不通流区間が生じない。
【００５２】
次に、共振用コンデンサ５が飽和する（共振半周期となる）時刻ｔ_１になると、図４（ｂ）の状態（時刻ｔ_１〜ｔ_２）になり、図５（ｄ）〜（ｆ）に示されるように、共振用コンデンサ５へ流れる電流が遮断され、入力電流は、コンデンサ入力型整流回路と同様、整流器２を介してＷ相からＶ相へと流れる電流のみとなり、入力電流は、図５（ｃ）に示されるように流れる。そして、この電流は次第に、線間電圧と直流母線電圧Ｖｄｃとの関係上、Ｕ相からＶ相へと流れるようになる（時刻ｔ_２〜ｔ_３）。図４（ｃ）の状態（時刻ｔ_２〜ｔ_３）では、ＵＶ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより大きく（図５（ｂ））なり、その向きは正である為、Ｕ相からＶ相へ向って電流が流れ、この区間では図５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用コンデンサ５には電流が流れず放電され、各相の入力電流は図５（ｃ）のようになる。
【００５３】
更に時刻が経過して、これまで正の向きに流れていたＷ相電流が零となる時刻ｔ_３（図５（ｃ））では、リアクトル３と共振用コンデンサ５との相互作用により、Ｗ相に負の電流を流す作用が働き、Ｗ相に接続された共振用コンデンサ５ｗには負の向きに電流が流れる（図４（ｄ））。この電流は、Ｕ相に接続された共振用コンデンサ５ｕを介して電源側から供給され、また、Ｖ相に接続された共振用コンデンサ５ｖを介して整流器２側から供給されて、Ｗ相に接続された共振用コンデンサ５ｗを介して電源１に戻る為、共振用コンデンサ５のＵ相５ｕ、Ｖ相５ｖ、Ｗ相５ｗにはそれぞれ図５（ｄ）〜（ｆ）に示すように、正、正、負の向きに、リアクトル３と共振用コンデンサ５とで決まる共振半周期となる時刻ｔ_４まで電流が流れる。
【００５４】
従って、時刻ｔ_３〜ｔ_４では、整流器２を介して流れる電流と共に共振用コンデンサ５を介して流れる電流が発生するので、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に電流が流れ、各相には電流の流れない電流不通流区間が生じない。
【００５５】
次に、共振用コンデンサ５が飽和する（共振半周期となる）時刻ｔ_４になると、図４（ｅ）の状態（時刻ｔ_４〜ｔ_５）になり、図５（ｄ）〜（ｆ）に示されるように、共振用コンデンサ５へ流れる電流が遮断され、入力電流は、コンデンサ入力型整流回路と同様、整流器２を介してＵ相からＶ相へと流れる電流のみとなり、入力電流は、図５（ｃ）に示されるように流れる。このとき、この区間では図５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用コンデンサ５には電流が流れず放電され、各相の入力電流は図５（ｃ）のようになる。この入力電流は次第に、線間電圧と直流母線電圧Ｖｄｃとの関係上、Ｕ相からＷ相へと流れるようになる（時刻ｔ_５〜ｔ_６）。
【００５６】
図４（ｆ）の状態（時刻ｔ_５〜ｔ_６）では、ＷＵ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより負側へ大きく（図５（ｂ））なり、その向きは負である為、Ｕ相からＷ相へ向って電流が流れ、この区間でも図５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用コンデンサ５には電流が流れず放電され、各相の入力電流は図５（ｃ）のようになる。
【００５７】
この後、負の向きに流れていたＶ相電流が零となる時刻ｔ_６（図５（ｃ））では、リアクトル３と共振用コンデンサ５との相互作用により、Ｖ相に正の電流を流す作用が働き、Ｖ相に接続された共振用コンデンサ５ｖには正の向きに電流が流れる（図４（ｇ））。この電流は、Ｕ相に接続された共振用コンデンサ５ｕを介して整流器２側へ流れ、また、Ｗ相に接続された共振用コンデンサ５ｗを介して電源１側へ流れる為、共振用コンデンサ５のＵ相、Ｖ相、Ｗ相には、図５（ｄ）〜（ｆ）に示すようにそれぞれ、負、正、負の向きに、共振半周期となる時刻ｔ_７まで電流が流れる。従って、時刻ｔ_６〜ｔ_７では、整流器２を介して流れる電流と共に共振用コンデンサ５を介して電流により各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に電流が流れるので、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）ともに電流不通流区間が生じない。
【００５８】
時刻ｔ_７となり共振用コンデンサ５が飽和して（共振半周期となって）、共振用コンデンサ５への電流が遮断されると、入力電流は、整流器２を介してＵ相からＷ相へと流れる電流のみの状態（図４（ｈ））となり、図５（ｄ）〜（ｆ）に示されるように、共振用コンデンサ５へ流れる電流が遮断され、入力電流は、コンデンサ入力型整流回路と同様、整流器２を介してＵ相からＷ相へと流れる電流のみとなり、入力電流は、図５（ｃ）に示されるように流れる。このとき、この区間では図５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用コンデンサ５には電流が流れず放電されている状態であり、各相の入力電流は図５（ｃ）のようになる。
【００５９】
この入力電流は次第に、線間電圧と直流母線電圧Ｖｄｃとの関係上、Ｖ相からＷ相へと流れるようになる（時刻ｔ_８〜ｔ_９）。図４（ｉ）の状態（時刻ｔ_８〜ｔ_９）では、ＶＷ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより正側へ大きく（図５（ｂ））なり、その向きは正である為、Ｖ相からＷ相へ向って電流が流れ、この区間でも図５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用コンデンサ５には電流が流れず放電され、各相の入力電流は図５（ｃ）のようになる。
【００６０】
この後、正の向きに流れていたＵ相電流が零となる時刻ｔ_９（図５（ｃ））では、リアクトル３と共振用コンデンサ５との相互作用により、Ｕ相に負の電流を流す作用が働き、Ｕ相に接続された共振用コンデンサ５ｕには負の向きに電流が流れる（図４（ｊ））。この電流は、Ｖ相に接続された共振用コンデンサ５ｖを介して電源１側から流れ、また、Ｗ相に接続された共振用コンデンサ５ｗを介して整流器２側から流れる為、共振用コンデンサ５のＵ相、Ｖ相、Ｗ相には、図５（ｄ）〜（ｆ）に示すようにそれぞれ、負、正、正の向きに、共振半周期となる時刻ｔ_１０まで電流が流れる。従って、時刻ｔ_９〜ｔ_１０では、整流器２を介して流れる電流と共に共振用コンデンサ５を介して電流により各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に電流が流れるので、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）ともに電流不通流区間が生じない。
【００６１】
これまでの説明はＵ相電圧の位相が約π／２まででＵ相電流が正の範囲内での動作説明であるが、これ以降は、Ｕ相電流が負となる領域へと状態は移行するので、上記時刻ｔ_０〜ｔ_１０での動作状態の説明における電流の向きと逆方向（Ｕ相→Ｖ相に電流が流れている場合の逆方向とはＶ相→Ｕ相に電流が流れることを表す。）に電流が流れるよう回路が動作し、たとえば、時刻ｔ_１０〜ｔ_１１（図示せず）では時刻ｔ_０〜ｔ_１での動作状態と逆方向に、また、時刻ｔ_１１〜ｔ_１２（図示せず）では時刻ｔ_１〜ｔ_２での動作状態と逆方向に電流が流れるようになるが、時刻ｔ_１０以降の回路動作説明の詳細は省略する。
【００６２】
なお、共振用コンデンサ５を介して流れる電流は、必ずしも交流電源１の各相電圧ゼロクロス点から流れ始めるという訳ではなく、交流電源１の中性点を構成する共振用コンデンサ５の共通接続点の電位と交流電源１の各相の電位との相関関係により、共振用コンデンサ５の容量Ｃが大きいほど、共振用コンデンサ５を介して流れる電流は相電圧ゼロクロス点よりも多少早いタイミングから流れ始めることもある。
【００６３】
以上にて説明したような一連の回路動作により、入力電流波形は図５（ｃ）の如くなり、一般的なコンデンサ入力型整流回路では不通流となる区間にも電流を流すことができ、入力電流に含まれる高調波成分を抑制すると共に電源力率を改善することができる。
【００６４】
なお、以上の場合は、リアクトル３のインダクタンス値及び共振用コンデンサ５の容量で決まる共振半周期ｔ_１、ｔ_４、ｔ_７はそれぞれ、ｔ_０〜ｔ_２間、ｔ_３〜ｔ_５間、ｔ_６〜ｔ_８間（各相電流が零となる時刻ｔ_Ｚより小さい時間範囲内）に存在している場合であるが、何もこれに限るものではなく、図６（ｂ）或いは図６（ｃ）に示したように、共振半周期ｔ_１、ｔ_４、ｔ_７がそれぞれ、各相電流が零となる時刻ｔ_Ｚ以上となるようにリアクトル３のインダクタンス値及び共振用コンデンサ５の容量を設定しても良い。
【００６５】
図６は、Ｕ相電圧の電源半周期における各相電流と共振用コンデンサ５ｕを流れる電流との関係を説明するための図であり、図５（ｄ）にて表されたＵ相共振用コンデンサ５ｕを流れる電流と共振半周期との相関関係を説明するための図である。図６（ａ）は共振半周期Ｔ_ＬＣを相電圧ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚより小さくなるよう設定した場合、図６（ｂ）は共振半周期Ｔ_ＬＣを相電圧ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚと等しくなるよう設定した場合、図６（ｃ）は共振半周期Ｔ_ＬＣを相電圧ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚより大きくなるよう設定した場合である。
【００６６】
図４、図５にて動作説明した場合が、図６（ａ）の場合であり、この場合には、図２、図３で説明した共振用コンデンサ５を有さない場合に比べると、電流不通流区間はかなり少なくなり、高調波成分を抑制でき、電源力率を改善できるが、共振用コンデンサ５に電流が流れない区間（ｔ_１〜ｔ_３、ｔ_４〜ｔ_６、ｔ_７〜ｔ_９）が存在する。
【００６７】
しかし、リアクトル３のインダクタンス値と共振用コンデンサ５の容量とで決まる共振半周期Ｔ_ＬＣを相電圧ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚと等しくなるよう設定（図６（ｂ））したり、共振半周期Ｔ_ＬＣを相電圧ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚより大きくなるよう設定（図６（ｃ））したりすれば、図６（ａ）の場合では共振用コンデンサ５に電流が流れない区間（ｔ_１〜ｔ_３、ｔ_４〜ｔ_６、ｔ_７〜ｔ_９）にも電流を流すことができるようになるため、図６（ａ）の場合よりも、さらに高調波成分を抑制することができる。
【００６８】
図６において、横軸は時間を表し、縦軸は電流の大きさを表す。ここで、交流電源１、リアクトル３、共振用コンデンサ５から成る回路を流れる電流の電流経路を考えた場合、この電流は、リアクトル３及び共振用コンデンサ５をそれぞれ２度通る為、これらを２個ずつ直列接続して成る回路と等価と考えることができる。従って、共振半周期Ｔ_ＬＣは、リアクトル３のインダクタンス値をＬ、共振用コンデンサ５の容量をＣとすると、下記数式１で表される。
【００６９】
【数１】

【００７０】
従って、リアクトル３のインダクタンス値Ｌと共振用コンデンサ５の容量Ｃとの組み合せ次第で、図６（ａ）〜図６（ｃ）の状態を任意に設定することができ、共振半周期Ｔ_ＬＣが大きくなるようリアクトル３のインダクタンスＬ、あるいは共振用コンデンサ５の容量Ｃを大きくすることで、共振用コンデンサ５を介して流れる電流の通電時間範囲を大きくすることができ、各相を流れる入力電流の不通流区間を狭くすることができ、高調波成分を抑制でき、電源力率の改善を達成することができる。
【００７１】
図７は、図６（ｃ）にて示したように、共振半周期Ｔ_ＬＣが相電圧ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚよりも大きくなるように設定した場合に、リアクトル３のＵ相を流れる入力電流（即ち図５（ｃ）のＵ相に相当する電流）と、Ｕ相に接続された共振用コンデンサ５ｕを流れる電流（即ち図５（ｄ）で表される電流）との関係を説明するための図である。図において、横軸は時間を表し、縦軸は電流の大きさを表している。
【００７２】
このように共振半周期Ｔ_ＬＣが相電圧ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚよりも大きくなるように設定した場合（図６（ｃ）、図７）や共振半周期Ｔ_ＬＣが相電圧ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚと等しくなるように設定した場合（図６（ｂ））では、図4、図５にて説明した共振用コンデンサ５を介す電流が流れない区間（ｔ_１〜ｔ_３、ｔ_４〜ｔ_６、ｔ_７〜ｔ_９）でも、共振用コンデンサ５を介して電流が流れ続け、整流器２を介して流れる電流と共振用コンデンサ５を介して流れる電流とが重ね合わされるため、入力電流の波形歪みは非常に小さくなる。それ故、図７の如く、共振半周期Ｔ_ＬＣを相電圧ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚ以上とすることで、所望の高調波抑制能力を容易に得ることができ、装置の簡素化、低コスト化を図ることができる。
【００７３】
即ち、三相以上の多相交流電源１の相数をＮ、周波数をｆｓとすると、相電圧のゼロクロス点間時間Ｔ_Ｚは数式２で表せる。
【００７４】
【数２】

【００７５】
また、共振半周期Ｔ_ＬＣが相電圧ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚ以上である場合には、数式３のように表せる。
【００７６】
【数３】

【００７７】
したがって、数式１〜数式３より、数式４が得られる。
【００７８】
【数４】

【００７９】
この数式４を満たすようリアクトル３及び共振用コンデンサ５を選定すれば、高調波抑制能力を高くすることができる。なお、共振半周期Ｔ_ＬＣが大きいほど、直流母線電圧Ｖｄｃは高くなる。
【００８０】
ここで、数式４の右辺は、交流電源１の仕様により定まる値であり変更困難な場合は、左辺のリアクトル３のインダクタンス値Ｌ、共振用コンデンサ５の容量Ｃの値を数式４を満足するように適宜設定するようにすればよい。回路を設計する場合は、リアクトル３のインダクタンス値Ｌを大きく可変させることは困難な場合が多いので、交流電源１の仕様が定まった後に、リアクトル３のインダクタンスＬを設定可能な範囲内で大まかに設定し、数式４より導出される下記数式５を満たすよう共振用コンデンサ５の容量Ｃを決定するようにすればよい。
【００８１】
【数５】

【００８２】
その後、リアクトル３のインダクタンス値Ｌ及び共振用コンデンサ５の容量Ｃを微調整して回路定数を絞り込んでいくという過程を踏むことで、高い高調波抑制能力を有する高調波抑制回路を得ることができる。
【００８３】
なお、数式５の関係を図に表示すると図８のようになる。図８はリアクトル３のインダクタンス値Ｌと共振用コンデンサ５の容量Ｃの関係を表した図である。図において、横軸はリアクトル３のインダクタンスＬ、縦軸は共振用コンデンサ５の容量Ｃを表している。図８中の曲線上側の斜線部分の領域は数式５を満たす範囲を表しており、図８中の斜線領域に収まるようリアクトル３及び共振用コンデンサ５を選定することで高い高調波抑制能力を提供できる。
【００８４】
但し、実際には、配線などのインピーダンス等の影響がある為、共振用コンデンサ５の容量Ｃは、数式５で計算した値よりも若干小さめに設定しても高い高調波抑制特性を示す。
【００８５】
以上説明したように本実施の形態では、整流器２よりも交流側の各電源ライン（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に接続されたリアクトル３と、一端が整流器２とリアクトル３との接続点に接続され他端が交流電源１の中性点を形成するよう共通接続された共振用コンデンサ５と、を設けることで、一般的なコンデンサ入力型の三相交流整流回路では不通流となる区間にも電流を流すことができ、安価で且つ簡易な構成でしかも複雑な制御を必要としない高調波抑制回路を実現することができる。
【００８６】
実施の形態２．
図９は、本発明の実施の形態２を示す回路ブロック図である。図において、図１と同等部分には同一の符号を付して説明は省略する。図において、６は双方向に電流を流すことができる双方向スイッチング素子であり、６ｕ、６ｖ、６ｗが各相に接続されている。
【００８７】
ここで、双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）の構成を図１０にて説明する。図１０は、双方向性スイッチング素子６の構成を説明するための図である。双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）は、例えば、図１０（ａ）に示す如く、ＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタ又はＭＯＳＦＥＴ等の片方向通電性の短絡素子２１とダイオードブリッジ２２を組み合せたもの、或いは、図１０（ｂ）に示す如く、複数個の片方向通電性の短絡素子２１およびダイオード２３を互いに逆並列接続して構成したもの、或いは、リレー又はトライアック等の双方向通電性のスイッチング素子で構成すれば良い。
【００８８】
７は合成容量可変用コンデンサであり、７ｕ、７ｖ、７ｗが各相に接続されている。８は入力電流検出手段、９は入力電流検出手段８からの電流信号と予め設定された設定値に基づき双方向スイッチング素子６のオン・オフを制御するコンデンサ容量制御手段である。
【００８９】
実施の形態１における共振用コンデンサ５の各相のコンデンサ５ｕ、５ｖ、５ｗの合成容量Ｃを可変できるように、本実施の形態では、図９に示すようにコンデンサ５（５ｕ、５ｖ、５ｗ）に対して双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）と合成容量可変用コンデンサ７（７ｕ、７ｖ、７ｗ）を直列接続した回路を並列に接続して共振用コンデンサ５０を構成するようにしている。
【００９０】
本実施の形態では、上述のように実施の形態１に対して、共振用コンデンサ5の合成容量を可変できるように共振用コンデンサ５、双方向スイッチング素子６、合成容量可変用コンデンサ７から構成される共振用コンデンサ５０を用いた点であり、その効果としては、負荷状態に応じて直流出力電圧を段階的に切り換えることが可能となり、入力電流の大きさが変化しても充分に高調波抑制を行え、また、力率を改善することができる。また、負荷２０が多段速のモータの負荷や、可変速のモータの負荷などの場合には、力率改善、高調波抑制、負荷２０の動作補償といった面で実施の形態１よりも改善効果が大きい。
【００９１】
即ち、本実施の形態の如く、共振用コンデンサ５０の合成容量を変化できるように構成し、入力電流検出手段８からの電流信号に基づいて、電流信号が予め設定された設定値よりも大きい場合には、双方向スイッチング素子６をオンして合成容量を大きくし、電流信号が予め設定された設定値よりも小さい場合には、双方向スイッチング素子６をオフして合成容量を小さくするようにコンデンサ容量制御手段９にて双方向スイッチング素子６のオン、オフを制御する。これにより、負荷状態が変化して入力電流の大きさが変化した場合でも、高調波抑制能力を充分に発揮することができ、大きな高調波抑制効果を得ることができる。また、直流出力電圧も負荷が必要とする電圧に近づくよう切り換える制御を行なうことが可能となる。
【００９２】
なお、コンデンサ容量制御手段９は、入力電流検出手段８からの電流信号に基づいて双方向スイッチング素子６のオン、オフを制御するとしたが、別に入力電流検出手段８からの電流信号に基づかなくても制御可能である。例えば、図には示していないが、平滑コンデンサ４の端子間電圧を検出する直流出力電圧検出手段や平滑コンデンサ４へ入出力する電流を検出する平滑コンデンサ電流検出手段や負荷を制御する負荷制御手段により検出される負荷２０の消費電力や負荷２０の電流やモータ負荷の場合にはモータ回転数等に基づいて双方向スイッチング素子６を制御するようしても同等の効果が得られる。
【００９３】
また、本実施の形態では、共振用コンデンサ５０の合成容量を可変できるよう、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７を直列接続して成る回路をコンデンサ５と並列に接続して構成するようにしたが、何もこれに限るものではなく、共振用コンデンサ５の合成容量を可変できるものなら何でも良い。図１１は本発明の実施の形態２を示す別の回路ブロック図である。図１１において、図１〜図１０と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図１１において、５１は共振用コンデンサである。本実施の形態では、図１１に示す如く、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７を並列接続して成る回路をコンデンサ５と直列に接続して構成している。
【００９４】
この場合も、入力電流検出手段８からの電流信号が予め設定された設定値よりも大きい場合には、双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）をオンして合成容量を大きくし、入力電流検出手段８からの電流信号が予め設定された設定値よりも小さい場合には、双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）をオフして合成容量を小さくするようにコンデンサ容量制御手段９にて双方向スイッチング素子６のオン、オフを制御するようにしているので、図９の場合と同様に大きな力率改善効果が得られる。
【００９５】
本実施の形態では、図９や図１１に示したように、実施の形態１における共振用コンデンサ５の各相のコンデンサ合成容量を２段階に可変できるような構成について説明したが、図１２や図１３に示すような回路構成にしてもよい。図１２、図１３は本発明の実施の形態２を示す別の回路ブロック図である。図１２、図１３において、図１〜図１１と同等部分は同一の符号を付して説明を省略する。
【００９６】
図１２において、５２は共振用コンデンサである。図１２においては、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７を直列接続して成る回路をコンデンサ５に並列に複数個接続している。又、図１３において、５３は共振用コンデンサである。図１３においては、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７を並列接続して成る回路をコンデンサ５に直列に複数個接続している。
【００９７】
このように構成することで、コンデンサの容量を多段に可変できるので、図９や図１１の場合よりも更に幅広い負荷領域において対応でき、必要な高調波抑制能力および力率改善能力および直流母線電圧を得られるようになる。なお、図１２や図１３では、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７より成る回路の接続例として双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７より成る回路２個接続した場合について示している。
【００９８】
実施の形態３．
図１４は、本発明の実施の形態３を示す回路ブロック図である。図において、実施の形態１や実施の形態２で示した図１〜図１３と同等部分には同一の符号を付して、その説明を省略する。図において、１０は整流器２よりも直流側の端子間に接続され、互いに直列接続された上側短絡素子１０ｐと下側短絡素子１０ｎとから成る短絡部、１１は共振用コンデンサ５の共通接続点にその一端が接続され他端が短絡部１０を構成する上側短絡素子１０ｐ及び下側短絡素子１０ｎの相互接続点に接続されたコンデンサである。
【００９９】
１２は負荷の状態を制御する負荷制御手段であり、負荷消費電力量、或いは、これに係る変数（例えば、負荷電流や、負荷がモータ負荷の場合にはモータ回転数等）の負荷信号を出力する。また、１３は交流電源１の各線間に接続され、交流電源１の線間電圧ゼロクロス点、或いは、線間電圧ピーク点、或いは、線間電圧の任意点を検出し電源信号として出力する電源電圧検出手段である。
【０１００】
１４は負荷制御手段１２からの負荷信号や電源電圧検出手段１３からの電源信号に基づいて短絡部１０のオン、オフ動作を制御するスイッチ制御手段であり、電源信号を基準点として、基準点から負荷制御手段１２より出力される負荷信号に応じて予め設定された第１の所定時間（遅延時間）後、短絡部１０の各素子のオン動作を行わせ、負荷信号に応じて予め設定された第２の所定時間（オフ時間）後、短絡部１０の各素子のオフ動作を行わせるように短絡部１０へ制御信号を出力するものである。
【０１０１】
ここで、短絡部１０の上側短絡素子１０ｐがオンされた場合、整流器２、上側短絡素子１０ｐ、コンデンサ１１、共振用コンデンサ５より成る回路が構成され、共振用コンデンサ５が放電し電流が流れる。この共振用コンデンサ５が放出した電荷を補うように交流電源１、リアクトル３、共振用コンデンサ５の回路にて電流が流れる。また、下側短絡素子１０ｎがオンされた場合は、共振用コンデンサ５、コンデンサ１１、下側短絡素子１０ｎ、整流器２より成る回路が構成され、共振用コンデンサ５の放電が行われ、この電荷を補充するよう、交流電源１、リアクトル３、共振用コンデンサ５の回路にて電流が流れる。
【０１０２】
従って、短絡部１０のオン動作に伴って、強制的にリアクトル３に電流を流すことができるため、各相とも電流の流れない時間を無くすことができ、また、入力電流波形を任意の波形に制御でき、さらに正弦波状に近づけることもできるので、電源高調波を抑制することができ、また、電源力率を改善することができる。
【０１０３】
短絡部１０のオン動作に伴って、共振用コンデンサ５、整流器２、短絡部１０、コンデンサ１１より成る回路にて流れる電流は、コンデンサ１１の充電特性に従って流れるものであり、コンデンサ１１が飽和した時、或いは、共振用コンデンサ５が放電できなくなった時は、電流は流れることができず、電流は遮断される。
【０１０４】
ここで、コンデンサ１１を使用しない回路、或いは、コンデンサ１１の容量が共振用コンデンサ５の容量より極端に大きい回路では、短絡部１０を介して共振用コンデンサ５を短絡した場合と等価であり、これらの場合には、非常に急峻な電流が短絡部１０を流れてしまう。その為、大電流による各素子破損や、寿命が劣化し信頼性が低下する恐れがある。これを防止しようとすると定格電流の大きな素子を選定しなければならず、コストアップや装置の大型化の要因となり、低コストで小型の装置を得ることができない。従って、本実施の形態のように、コンデンサ１１を設け、コンデンサ１１の容量を共振用コンデンサ５の容量の１０倍程度までとすることで、短絡部１０の各素子のスイッチングに伴って流れる電流を緩和でき、高調波抑制回路の信頼性向上、装置の小型化、低コスト化を実現することができる。
【０１０５】
スイッチ制御手段１４は、交流電源１が周波数ｆｓのＮ相交流電源（Ｎ≧３）の場合には、上側短絡素子１０ｐ及び下側短絡素子１０ｎが交互にオン動作を行うように制御する。また、スイッチング周波数ｆｃがそれぞれ、数式６となるように、制御信号を生成し短絡部１０へ出力する。但し、ｎは整数である。
【数６】

【０１０６】
ここで、スイッチング周波数ｆｃが、数式６を満たさないような周波数でスイッチング動作を行わせると、各相間でスイッチングのアンバランスが生じ、逆に高調波の発生を助長させたり、力率悪化の要因となるので、本実施の形態では、スイッチング周波数ｆｃが、数式６を満たすようにしている。
【０１０７】
また、スイッチ制御手段１４は、負荷信号に応じて予め設定された第２の所定時間（オフ時間）後、或いは、次の相電圧ゼロクロスタイミングが来る直前に、短絡部１０のオフ動作を行なうように制御する。
【０１０８】
以上のように、スイッチ制御手段１４により短絡部１０の各素子のオン・オフ動作を制御することで、各相電圧に対して均一にバランスよくスイッチング動作を行え、少ないスイッチング動作で、入力電流に含まれる高調波成分を抑制することができる。
【０１０９】
本実施の形態では、実施の形態１に対して、整流器２の直流出力端子間に互いに直列接続された短絡素子より成る短絡部１０を設け、その相互接続点と共振用コンデンサ５の共通接続点とをコンデンサ１１を介して結線し、基準となる電源信号から負荷信号に応じて予め設定された第１の所定時間（遅延時間）後、短絡部１０の各素子を上下段交互に、それぞれの周波数がＮ×ｆｓの整数倍で動作させている。
【０１１０】
したがって、実施の形態１において、共振用コンデンサ５の容量Ｃが数式５を満たすような力率改善能力の非常に高い設計を行なわなくても、少ない部品追加と簡易なスイッチ制御にて、幅広い負荷領域において、高調波規制を満たすことができ、必要な力率改善能力、直流母線電圧を提供する高調波抑制回路を実現できる。また、負荷２０が多段速のモータ負荷や、可変速のモータ負荷等の場合には、高調波抑制、力率改善、負荷２０の動作補償といった面で実施の形態１よりも効果が大きい。
【０１１１】
なお、短絡部１０の各素子の動作遅延時間は、負荷制御手段１２からの負荷信号に応じて予め設定されるとしたが、何も負荷信号に限るものではなく、これに係るものであれば何でも良く、例えば、図には示さないが、平滑コンデンサ４の端子間電圧を検出する直流出力電圧検出手段、平滑コンデンサ４へ入出力する電流を検出する平滑コンデンサ電流検出手段、入力電流を検出する入力電流検出手段などでもよく、平滑コンデンサ４の端子間電圧や平滑コンデンサ４へ入出力する電流や入力電流に基づいて短絡部１０の各素子のオン、オフ動作を制御するようしても同等の効果が得られる。
【０１１２】
また、本実施の形態では、負荷制御手段１２を高調波抑制回路７０の内部に設けるようにしたが、高調波抑制回路７０の外部に設ける構成にしてもよく、高調波抑制回路７０の外部からの負荷信号に応じてスイッチ制御を行っても同等の効果が得られる。
【０１１３】
実施の形態４．
図１５は、本発明の実施の形態４を示す回路ブロック図である。同図において、実施の形態１〜実施の形態３と同等部分には同一符号を付してその説明を省略する。図において、１５は双方向に電流を流すことができる双方向スイッチング素子であり、先に述べた双方向スイッチング素子６と同等のものである。また、１６は合成容量可変用コンデンサである。
【０１１４】
本実施の形態では、共振用コンデンサ５０と短絡部１０との間に挿入されたコンデンサ１１の合成容量を可変できるように、双方向スイッチング素子１５および合成容量可変用コンデンサ１６を直列接続して成る回路をコンデンサ１１と並列に接続して構成している。また、共振用コンデンサ５０は、図９と同様にコンデンサ５（５ｕ、５ｖ、５ｗ）に対して双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）と合成容量可変用コンデンサ７（７ｕ、７ｖ、７ｗ）を直列接続した回路を並列に接続して構成されている。このように構成して、負荷検出手段１２からの負荷信号に応じて、コンデンサ合成容量を可変することで、更に幅広い負荷の範囲において、実施の形態３よりも高調波抑制回路の高調波抑制能力を十分に発揮することができ、大きな高調波抑制効果を得ることができる。
【０１１５】
図１５において、共振用コンデンサ５及びコンデンサ１１の合成容量を可変とする為、互いに直列接続された双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）とコンデンサ７（７ｕ、７ｖ７ｗ）を、コンデンサ５ｕ〜５ｗと並列に接続し、互いに直列接続された双方向スイッチング素子１５とコンデンサ１６をコンデンサ１１と並列に接続して構成したが、何もこれに限るものではなく、コンデンサ容量を変えられる手段であれば何でも良く、ここでは図示しないが、例えば、実施の形態２の図１１で示したように、互いに並列接続された双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）とコンデンサ７（７ｕ、７ｖ７ｗ）をコンデンサ５（５ｕ〜５ｗ）と直列に接続し、互いに並列接続された双方向スイッチング素子１５とコンデンサ１６をコンデンサ１１と直列に接続して構成しても良い。
【０１１６】
また、図１５では、共振用コンデンサ５とコンデンサ１１の両方に、双方向スイッチング素子とコンデンサより成る回路を同じ個数だけ接続した例を示したが、共振用コンデンサ５とコンデンサ１１とで別々の個数の双方向スイッチング素子とコンデンサより成る回路で構成しても良く、また、どちらか一方のみの合成容量を可変できるように構成しても良い。
【０１１７】
また、コンデンサ容量制御手段９は、負荷を制御する負荷制御手段１２からの負荷信号に基づいてコンデンサ容量を切り換えるようしたが、別に負荷信号でなくてもよく、これに係る信号なら何でも良く、例えば、図には示さないが、平滑コンデンサ４の端子間電圧を検出する直流出力電圧検出手段、平滑コンデンサ４へ入出力する電流を検出する平滑コンデンサ電流検出手段、入力電流を検出する入力電流検出手段などを設け、平滑コンデンサ４の端子間電圧や平滑コンデンサ４へ入出力する電流や入力電流などに基づいてコンデンサ合成容量を可変に切り換えるようしても同等の効果が得られる。
【０１１８】
なお、本実施の形態では、図１５に示す如く、実施の形態３における共振用コンデンサ５或いはコンデンサ１１のコンデンサ合成容量を双方向スイッチング素子６や１５のオン、オフにて２段階に可変できるよう構成した例について説明したが、図１６に示すように構成してもよい。図１６は、本実施の形態の別の回路ブロック図である。図において、図１〜図１５と同等部分には同一の符号を付して説明を省略する。
【０１１９】
図１６では、図１５で説明した共振用コンデンサ５０の代わりに図１２にて説明した共振用コンデンサ５２を使用するようにして、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７を直列に接続して成る回路を複数個コンデンサ５と並列に接続している。また、双方向スイッチング素子１５と合成容量可変用コンデンサ１６を直列に接続して成る回路を、複数個、コンデンサ１１と並列に接続している。
【０１２０】
このように構成することで、更に幅広い負荷の範囲内において、必要な高調波抑制能力、力率改善能力、直流母線電圧を得られるようになる。なお、図１６では、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７より成る回路、及び双方向スイッチング素子１５と合成容量可変用コンデンサ１６より成る回路を２個接続した場合を示したが、別に２個である必要はなく、３個以上でもよい。接続個数を多くすればするほど木目細かな制御が行なえるようになる。
【０１２１】
実施の形態５．
図１７は、本発明の実施の形態５を表す回路ブロック図であり、本発明の実施の形態１〜実施の形態４に説明した高調波抑制回路７０を、インバータを介して、圧縮機の電動機に接続したものである。図において、実施の形態１〜実施の形態４の図１〜図１６と同等部分は同一の符号を付して説明を省略する。図において、１７は電源回路に接続されたインバータ、１８はインバータに接続された電動機、１９はインバータ１７を制御するインバータ制御手段である。
【０１２２】
図１７の高調波抑制回路７０におけるスイッチ制御手段１４、コンデンサ容量制御手段９は、実施の形態１〜実施の形態４と同等であり、短絡部１０、共振用コンデンサ５、コンデンサ１１のコンデンサ合成容量を可変に制御するものである。
【０１２３】
ここで、本実施の形態では、図１４〜図１６にて示した負荷制御手段１２の代替としてインバータ制御手段１９を使用するようにしている。したがって、負荷状態を知るための負荷信号としては、インバータ１７へ出力する制御指令値を用いている。ここでは、インバータ１７は電動機１８を駆動制御する構成を示しており、電動機１８の出力は回転数に比例することから、インバータ１７で制御される電動機１８の回転数から電動機１８の出力状態が推測できる。よって、高調波抑制回路の負荷状態をインバータ１７への回転数指令値によって代用できるため、負荷信号としてはインバータ１７への回転数指令値を使用するようにしている。
【０１２４】
また、インバータ１７の負荷量を電動機１８の回転数指令値にて代用しなくてもよく、インバータ制御手段１９内部の動作指令値である設定値を用いても高調波抑制回路の負荷状態を推測することが可能である。例えば、設定値としては電動機１８に印加する電圧指令値でもよく、同等効果を有する。また、電動機１８の相電流を検出するような構成であれば、設定値としては相電流値でも良く、負荷状態はインバータ制御手段１９から容易に得ることができる。
【０１２５】
以上のように、高調波抑制回路７０の負荷がインバータ１７である場合、インバータ１７にて制御している動作指令値である設定値から負荷状態を推測することができ、この動作指令値に応じて、共振用コンデンサ５、コンデンサ１１の合成容量を切り換え、また、基準となる電源信号から、予め設定された第１の所定時間（遅延時間）後に短絡部１０の各素子のオン、オフを動作させることで、負荷制御手段１２、或いは、これに係る信号検出手段を設けることなく、負荷状態に応じた高調波抑制や力率の改善を行なうことができる。
【０１２６】
また、電動機１８が冷蔵庫やエアコンなどの冷凍・空調装置に使用される圧縮機である場合、圧縮機の負荷トルクは回転数に依存するため、回転数指令値だけで負荷状態を推測することができるので、この場合は負荷信号としては回転数指令値を使用しても、インバータ１７の動作指令値である設定値を使用する場合と同等効果を得られる。
【０１２７】
さらに、電動機１８が圧縮機である場合、吐出温度、吸入温度、熱交換器の温度等でも高調波抑制回路の負荷状態は検出でき、これらはインバータ制御手段１９にてサーミスタで検出されている為、これらの値を負荷信号として用いても、負荷状態を検出できる。また、冷凍サイクル内を循環する冷媒速度や冷凍サイクル内に充填される冷媒量等を負荷信号として使用しても負荷状態を検出することができる。したがって、コンデンサ容量制御或いは短絡部のスイッチング動作を制御する為に、負荷状態に係る情報を検出するセンサーなどを新たに設ける必要がなく、高調波抑制回路の低コスト化、簡素化を実現できる。
【０１２８】
なお、本実施の形態では、インバータ制御手段１９を高調波抑制回路７０の内部に設けるよう構成して説明したが、何もこれに限るものではなく、インバータ制御手段１９を高調波抑制回路７０の外部に設けるよう構成しても同等の効果が得られる。
【０１２９】
【発明の効果】
以上のように、本発明の高調波抑制回路によれば、交流電源に接続され、前記交流電源よりの交流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記整流器との間の各電源ラインに接続されたリアクトルと、前記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され、前記直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと前記整流器とを接続する各電源ラインにその一端がそれぞれ接続され、他端が前記交流電源の中性点を形成するように共通接続された複数のコンデンサと、を備えたので、一般的なコンデンサ入力型交流整流回路での電流不通流区間を防止でき、コンデンサ入力型整流回路に若干の素子を追加するだけの安価且つ単純な回路構成で、多相電源の高調波を抑制できる高調波抑制回路を実現できる。
【０１３０】
また、本発明の高調波抑制回路によれば、交流電源に接続され、前記交流電源よりの交流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記整流器との間の各電源ラインに接続されたリアクトルと、前記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され、前記直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと前記整流器とを接続する各電源ラインにその一端が接続され、他端が前記交流電源の中性点を形成するように共通接続された複数のコンデンサと、を備え、前記交流電源と前記リアクトルと前記複数のコンデンサとから構成される回路を流れる電流の共振半周期が、前記交流電源の隣り合う相のゼロクロス点間の時間よりも長くなるよう構成したので、常にリアクトルを介して交流電源から共振用コンデンサへ電流が流れ続け、高調波抑制能力を得ることができる。故に、高調波抑制の為のリアクトルのインダクタンス値を小さく設計でき、コンデンサ入力型整流回路に若干の素子を追加するだけの安価且つ単純な回路構成で、多相電源の高調波を抑制できる高調波抑制回路装置の小型化、低コスト化を実現できる。
【０１３１】
また、本発明の高調波抑制回路によれば、交流電源に接続され、前記交流電源よりの交流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記整流器との間の各電源ラインに接続されたリアクトルと、前記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと前記整流器とを接続する各電源ラインにその一端が接続され、他端が交流電源の中性点を形成するように共通接続された複数のコンデンサと、前記整流器よりも直流側の端子間に接続され、オンすることにより一方向に電流を流す上側短絡素子および下側短絡素子とを直列接続した短絡部と、前記短絡部のオン・オフ動作を制御するスイッチ制御手段と、前記複数のコンデンサの共通接続点にその一端が接続され、他端が前記短絡部を構成する上側短絡素子及と下側短絡素子との相互接続点間に接続されたコンデンサと、を備えたので、強制的にリアクトルへ電流を流すことができ、入力電流量、或いは負荷電流、負荷消費電力等の負荷状態が変動する場合にも、入力電流波形を任意に制御することができるため、幅広い負荷領域に渡って、高調波を抑制でき、信頼性の高い高調波抑制回路を提供することができる。
【０１３２】
本発明の高調波抑制回路は、前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの合成容量を可変とし、前記複数のコンデンサの合成容量の切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたので、負荷の状態に応じて直流出力電圧を段階的に切り替えることが可能となり、幅広い負荷領域に渡って、信頼性の高い高調波抑制回路を提供することができる。
【０１３３】
本発明の高調波抑制回路は、前記コンデンサ容量制御手段は、負荷信号に応じて前記複数のコンデンサの合成容量を切り換えるように制御するようにしたので、直流出力電圧を段階的に切り換えることができ、幅広い負荷領域に渡って、信頼性の高い高調波抑制回路を提供することができる。
【０１３４】
本発明の高調波抑制回路は、前記負荷信号を入力信号とし、前記入力信号が所定値よりも大きい場合には前記複数のコンデンサの合成容量が大きくなるように制御し、前記入力信号が所定値よりも小さい場合には前記複数のコンデンサの合成用量が小さくなるよう制御するようにしたので、負荷の状態が変化して入力電流の大きさが変化した場合でも、高調波抑制能力および力率改善を充分に発揮することができ、幅広い負荷領域に渡って、負荷状態に適した直流出力電圧を確保しつつ電源高調波を抑制することができる。
【０１３５】
本発明の高調波抑制回路は、前記高調波抑制回路は、電源周波数がｆｓのＮ相の交流電源に接続され、前記リアクトルのインダクタンス値をＬ、円周率をπ、前記複数のコンデンサの合成容量をＣとしたとき、Ｃ≧１／（４・π^２・Ｎ^２・ｆｓ^２・Ｌ）となるように前記複数のコンデンサの合成容量Ｃを構成するようにしたので、常にリアクトルを介して交流電源から共振用コンデンサへ電流が流れ続け、高い高調波抑制能力および力率改善能力を得ることができる。故に、高調波抑制の為のリアクトルのインダクタンス値を小さく設計でき、装置の小型化、低コスト化を実現できる。
【０１３６】
本発明の高調波抑制回路は、前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの共通接続点と前記短絡部との間に接続されたコンデンサの容量を可変に構成し、前記コンデンサの容量の切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたので、入力電流波形を、負荷状態に応じて変更でき、幅広い負荷領域に渡って、大きな高調波抑制効果を得ることができ、また、信頼性の高い高調波抑制回路を提供することができる。
【０１３７】
本発明の高調波抑制回路は、前記スイッチ制御手段は、周波数ｆｓでＮ相の交流電源を接続し、前記短絡部を形成する上側短絡素子及び下側短絡素子をそれぞれ、Ｎ×ｆｓの整数倍の周波数で、交互にオン・オフするので、簡易的なスイッチング制御にて力率改善を実現することができ、また、各相電圧に対して均一にバランス良くスイッチングできるため、少ないスイッチング動作で入力電流に含まれる高調波成分も抑制できる。故に、ノイズ対策部品を必要とせず、安価なマイコン（ＣＰＵ）にて高調波抑制回路を実現することができる。
【０１３８】
本発明の高調波抑制回路は、前記スイッチ制御手段は、負荷信号として、入力電流、平滑コンデンサ端子間に出力される直流出力電圧、前記平滑コンデンサの入出力電流、整流器より直流側を流れる電流、負荷の消費電力量、あるいは負荷電流に応じて予め設定された所定時間に基づいて、前記短絡部のオン、オフ動作を行わさせるように制御するようにしたので、負荷状態に適したタイミングでスイッチング動作を行え、幅広い負荷領域に渡って、高調波抑制能力および力率改善を充分に発揮することができる。
【０１３９】
本発明の電動機駆動システムは、請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載の高調波抑制回路に接続される負荷をインバータや電動機とし、前記コンデンサ容量制御手段或いは前記スイッチ制御手段に入力される負荷信号を、電動機への回転数指令値、電圧指令、サーミスタで検出される圧縮機吐出温度、圧縮機吸入温度あるいは熱交換器の温度のいずれかとしたので、コンデンサ容量制御或いは短絡部のスイッチング動作を制御する為に、負荷状態に係る情報を検出するセンサーなどを新たに設ける必要がなく、高調波抑制回路の低コスト化、簡素化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１を表す回路ブロック図である。
【図２】 本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路の各時間ごとの回路動作及び電流の流れ方を説明するための回路ブロック図である。
【図３】 本発明の実施の形態１を表す各時間に対する回路を流れる電流波形を表した図である。
【図４】 本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路の各時間ごとの回路動作及び電流の流れ方を説明するための回路ブロック図である。
【図５】 本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路の各時間に対する回路を流れる電流波形を表した図である。
【図６】 本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路のＵ相電圧の電源半周期における各相電流と共振用コンデンサを流れる電流との関係を説明するための図である。
【図７】 本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路のリアクトルのＵ相を流れる入力電流と、Ｕ相に接続された共振用コンデンサを流れる電流との関係を説明するための図である。
【図８】 本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路のリアクトルのインダクタンス値と共振用コンデンサの容量の関係を表した図である。
【図９】 本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回路の回路ブロック図である。
【図１０】 本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回路の双方向性スイッチング素子の構成を説明するための図である。
【図１１】 本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回路の別の回路ブロック図である。
【図１２】 本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回路の別の回路ブロック図である。
【図１３】 本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回路の別の回路ブロック図である。
【図１４】 本発明の実施の形態３を表す高調波抑制回路の回路ブロック図である。
【図１５】 本発明の実施の形態４を表す高調波抑制回路の回路ブロック図である。
【図１６】 本発明の実施の形態４を表す高調波抑制回路の別の回路ブロック図である。
【図１７】 本発明の実施の形態５を表す高調波抑制回路の回路ブロック図である。
【図１８】 従来の回路ブロック図である。
【図１９】 従来の回路ブロック図である。
【図２０】 従来の回路ブロック図である。
【図２１】 従来の回路ブロック図である。
【符号の説明】
１ 交流電源、２ 整流器、３ リアクトル、４ 平滑コンデンサ、５、５ｕ、５ｖ、５ｗ 共振用コンデンサ、６、６ｕ、６ｖ、６ｗ 双方向スイッチング素子、７、７ｕ、７ｖ、７ｗ 合成容量可変用コンデンサ、８ 入力電流検出手段、９ コンデンサ容量制御手段、１０ 短絡部、１０ｐ 上側短絡素子、１０ｎ 下側短絡素子、１１ コンデンサ、１２ 負荷制御手段、１３ 電源電圧検出手段、１４ スイッチ制御手段、１５ 双方向スイッチング素子、１６ 合成容量可変用コンデンサ、１７ インバータ、１８ 電動機、１９ インバータ制御手段、２０ 負荷、２１ 短絡素子、２２ ダイオードブリッジ、２３ ダイオード、５０、５１、５２、５３ 共振用コンデンサ、７０ 高調波抑制回路。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to a harmonic suppression circuit and an electric motor drive system that can improve an input current waveform of a multiphase power supply and can perform harmonic suppression and power supply power factor improvement.
[0002]
[Prior art]
  Capacitor input type rectifier circuits are widely applied because they are simple in configuration and advantageous in terms of structure cost. However, there are many harmonic components contained in the input current, and the power source power factor is low, which adversely affects the power system. was there. In addition, when applied to the field of air conditioners, there is a problem that domestic harmonic regulation class A (since 2004) cannot be cleared. Various techniques have been proposed as a solution to this problem. However, the circuit configuration is complicated, and complicated control such as PWM (Pulse Width Modulation) control is required, resulting in high manufacturing costs.
[0003]
  Among them, as an inexpensive power factor improvement technique for a single-phase power supply, there is a means introduced in 95 “Sine Wave Converter” of the 1993 National Institute of Electrical Engineers Industry Conference. This configuration is shown in FIG. FIG. 18 is a conventional circuit block diagram. In this technology, capacitors 2a and 2b connected in series with each other are connected between the AC input terminals of the diode rectifiers 3a to 3d, and two switch elements connected in series with each other through a reactor between the DC output terminals of the rectifiers. 6a and 6b are connected, and diodes 7a and 7b are connected in antiparallel to the switch element. The interconnection point between the capacitors 2a and 2b and the interconnection point between the switch elements 6a and 6b are connected.
[0004]
  There are four modes of operation of this circuit during the positive half cycle of the power supply voltage, and the following modes are repeated in accordance with switching.
Mode 1 (switch element 6a on, 6b off)
When the switch element 6a is turned on, a current flows through a path passing through the capacitor 2a and the reactor 4a, and energy is accumulated in the reactor 4a.
Mode 2 (switch element 6a off, 6b on)
When the switch element 6a is turned off, the energy stored in the reactor 4a is released through a path that passes through the smoothing capacitor 5, the antiparallel diode 7b of the switch element 6b, and the capacitor 2a. Further, since the switch elements 6a and 6b are alternately turned on / off, a current connecting the interconnection point between the switch elements 6a and 6b and the interconnection point between the capacitors 2a and 2b has a current due to the energy emission of the reactor 4a. And an algebraic sum of the current due to the energy accumulation in the reactor 4b.
[0005]
Mode 3 (switch element 6a off, 6b on)
In mode 2, when the energy accumulated in reactor 4a has been released, the mode is shifted to mode 3, and current flows through the path of capacitor 2b, switch element 6b, reactor 4b, and diode 3d, and energy is accumulated in reactor 4b.
Mode 4 (switch element 6a on, 6b off)
When the switch element 6b is turned off, the energy accumulated in the reactor 4b is released through a path passing through the capacitor 2b, the antiparallel diode 7a of the switch element 6a, and the smoothing capacitor 5. Further, since the switch elements 6a and 6b are alternately turned on / off, simultaneously with the release of the energy of the reactor 4b, the mode returns to the mode 1 and the energy accumulation in the reactor 4a starts. The above operation is repeated.
[0006]
  Since the diodes 3b and 3c are set to be turned on instead of the diodes 3a and 3d when the power supply voltage becomes a negative half cycle, the circuit operation is performed in the above mode even if the power supply voltage becomes a negative half cycle. Repeat 1-4.
[0007]
  As mentioned above, according to the 1993 National Institute of Electrical Engineers, National Conference Proceedings 95 “Sine Wave Converter”, it is possible to control the current value etc. by adding a few elements to the capacitor input type rectifier circuit. Since complicated control such as detection and PWM control (pulse width modulation control) is not required, the power factor of the single-phase power source can be improved with a simple and inexpensive configuration.
[0008]
  Japanese Patent Laid-Open No. 7-303376 discloses an application of the above technique to a multiphase power source. A configuration in this system is shown in FIG. FIG. 19 is a conventional circuit block diagram. In the figure, PS is a three-phase AC power source, D1 to D6 are bridge-connected diodes that constitute a rectifier that rectifies AC to DC, C_DCIs a smoothing capacitor that smoothes the DC voltage rectified by the rectifying unit, and L1 to L3 are reactors inserted in the power supply lines of the three-phase AC power supply PS and the rectifying units D1 to D6.
[0009]
  Further, TX1 and TX2 are switch elements that are connected in series with each other and are disposed between the DC side terminals of the rectifying unit to form a short-circuit unit. C1 to C3 are resonance capacitors configured by connecting one end to each power supply line between the three-phase AC power supply PS and the reactors L1 to L3 and connecting the other end in common. Are connected to an interconnection point of the semiconductor switching elements TX1 and TX2 forming the short-circuit portion to constitute a harmonic suppression circuit.
[0010]
  The operation of this harmonic suppression circuit is basically the same as that of the 1993 National Institute of Electrical Engineers National Conference Proceedings 95 “Sine Wave Converter”, and the switch elements TX1 and TX2 are turned on to a certain level. The sine wave is turned on / off alternately at a frequency much higher than the frequency of the AC power supply, forcing the current to flow in the non-flow section when the switch element is stopped, and reducing the input current to a distorted amount It is close. According to this technology, even in a multi-phase power supply, only a few elements are added to the capacitor input type rectifier circuit, and the control is also complicated control such as detection of current value and PWM control (pulse width modulation control). Therefore, the waveform and power factor of the input current can be improved in a region where the input current is as small as 1 to 2 (A) with a simple and inexpensive configuration.
[0011]
  Furthermore, as a technique for expanding Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-303376 to a region where the input current is large, there is Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-196077. This configuration is shown in FIG. FIG. 20 is a conventional circuit block diagram. In addition, about the part which overlaps with the said content, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted. In the figure, CX1 to CX3 are annular connection capacitors connected between the power supply lines of the AC power supply, and have a capacity larger than that of the resonance capacitors C1 to C3.
[0012]
  The ring connection capacitors CX1 to CX3 use capacitors having a capacity larger than that of the resonance capacitors C1 to C3 in order to stabilize the power supply and to prevent the power supply voltage distortion from occurring even in a region where the input current is large. ing. As a result, even in a region where the input current is large in a multiphase power supply, a harmonic suppression circuit that does not require complicated control can be realized by adding a few elements to the capacitor input type rectifier circuit.
[0013]
  JP-A-7-303376, JP-A-8-196077, etc. are techniques for operating a short-circuit element at a frequency much higher than the AC power supply frequency, but switching only once or a plurality of times per half cycle of the power supply. Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-174442 discloses a technique that can improve the power factor of the power supply and satisfy the harmonic regulation. This is shown in FIG.
[0014]
  FIG. 21 is a conventional circuit block diagram. FIG. 21 shows a rectifier that rectifies an AC power source into DC, a smoothing capacitor that is arranged on the DC side of the rectifier and connected in series with each other, a reactor that is connected to each phase between the AC power source and the rectifier, A switching element having one end connected to a connection point between the phase reactor and the rectifier and the other end commonly connected to form a neutral point of the AC power supply, a series connection point between the smoothing capacitors, and the common switching element It is configured by connecting the connection points.
[0015]
  In this configuration, the short-circuit operation of the switch elements provided in each phase is about once per half cycle of the power supply.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
  However, all of the technologies shown in the 1993 National Institute of Electrical Engineers Industry Conference National Proceedings 95 “Sine Wave Converter”, Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-303376, and Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-196077 form a short circuit. Since the switch element is operated at a frequency much higher than the power supply frequency, a large amount of electromagnetic noise is generated with this switching operation. For this reason, it is necessary to newly add noise countermeasure components, and there is a problem that the harmonic suppression circuit becomes complicated, costs are increased, and efficiency is deteriorated.
[0017]
  In Japanese Patent Laid-Open No. 10-174442, a switching operation is performed about once in a half cycle of the power supply so that electromagnetic noise accompanying the switching operation can be suppressed and a noise countermeasure component can be deleted. When the number of phases is N, N switching elements are required for the N-phase power supply, which causes a problem of increasing the cost and complexity of the harmonic suppression circuit.
[0018]
  The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a harmonic suppression circuit capable of suppressing the harmonic current to a level satisfying the harmonic regulation. In addition, a harmonic suppression circuit that can suppress the power supply harmonics of a multiphase power supply with an inexpensive and simple configuration that does not require high-frequency switching control by adding a few elements to the capacitor input rectifier circuit. The purpose is to provide.
[0019]
[0020]
[0021]
[Means for Solving the Problems]
  Claims of the invention1The harmonic suppression circuit according to claim 1 is connected to an AC power source, rectifies the AC from the AC power source into DC, a reactor connected to each power line between the AC power source and the rectifier, and the rectifier A smoothing capacitor connected between the output terminals of the DC voltage and a power source line connecting the reactor and the rectifier are connected to one end of the smoothing capacitor for smoothing the DC voltage, and the other end forms a neutral point of the AC power source. A plurality of capacitors commonly connected to each other, and a short-circuit portion connected in series between an upper short-circuit element and a lower short-circuit element that are connected between terminals on the DC side of the rectifier and flow current in one direction when turned on And a switch control means for controlling the on / off operation of the short-circuit portion, and an upper short circuit whose one end is connected to a common connection point of the plurality of capacitors and whose other end constitutes the short-circuit portion.With childAnd a capacitor connected between the interconnection points with the lower short-circuit element.
[0022]
  Claims of the invention2The harmonic suppression circuit according to the present invention includes a capacitor capacity control means for making the combined capacitance of the plurality of capacitors variable and controlling switching of the combined capacitance of the plurality of capacitors.
[0023]
  Claims of the invention3In the harmonic suppression circuit according to the above, the capacitor capacity control means controls so as to switch a combined capacity of the plurality of capacitors in accordance with a load signal.
[0024]
  Claims of the invention4In the harmonic suppression circuit according to the first aspect, the capacitor capacity control means uses the load signal as an input signal, and controls the combined capacity of the plurality of capacitors to be increased when the input signal is greater than a predetermined value. When the input signal is smaller than a predetermined value, the combined dose of the plurality of capacitors is controlled to be small.
[0025]
  Claims of the invention5The harmonic suppression circuit is connected to an N-phase AC power supply having a power supply frequency of fs, the reactor inductance value is L, the circularity is π, and the combined capacitance of the plurality of capacitors. Is C, C ≧ 1 / (4 · π²・ N²・ Fs²The combined capacitance C of the plurality of capacitors is configured so as to satisfy L).
[0026]
  Claims of the invention6The harmonic suppression circuit according to the present invention is configured so that the capacitance of the capacitor connected between the common connection point of the plurality of capacitors and the short-circuit portion can be varied, and the capacitance of the capacitor is switched. The capacitor capacity control means for controlling
[0027]
  Claims of the invention7In the harmonic suppression circuit according to the present invention, the switch control means connects an N-phase AC power source at a frequency fs, and each of the upper short-circuit element and the lower short-circuit element forming the short-circuit portion is an integral multiple of N × fs. It turns on and off alternately with frequency.
[0028]
  Claims of the invention8In the harmonic suppression circuit according to the present invention, the switch control means includes, as a load signal, an input current, a DC output voltage output between the smoothing capacitor terminals, an input / output current of the smoothing capacitor, a current flowing on the DC side from the rectifier, a load The short-circuit portion is controlled to be turned on and off based on a predetermined time set in advance according to the power consumption amount or the load current.
[0029]
  Claims of the invention9In the harmonic suppression circuit according to claim 1, the load connected to the harmonic suppression circuit according to any one of claims 1 to 10 is an inverter or an electric motor,in frontThe load signal input to the switch control means is one of the rotation speed command value to the motor, the voltage command, the compressor discharge temperature detected by the thermistor, the compressor suction temperature, or the heat exchanger temperature. .
[0030]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
  FIG. 1 is a circuit block diagram showing Embodiment 1 of the present invention. Here, in the figure, 1 is an AC power supply, and any number of phases may be used as long as it is a multiphase power supply of three or more phases. Hereinafter, the case where the AC power supply 1 is a three-phase will be described.
[0031]
  Reference numeral 2 denotes a rectifier that bridges a plurality of diodes 2up, 2vp, 2wp, 2un, 2vn, and 2wn, and rectifies the alternating current of the alternating current power supply 1 into direct current. Reference numeral 3 denotes each power line between the alternating current power supply 1 and the rectifier 2 Reactors inserted in (U phase, V phase, W phase), and 3u, 3v, and 3w are connected to U phase, V phase, and W phase, respectively. 4 is a smoothing capacitor connected between the DC output terminals of the rectifier 2 to smooth the DC voltage, 5 is connected to an interconnection point between the reactor 3 and the rectifier 2, and the other end is a neutral point of the AC power source 1. A resonance capacitor including a plurality of capacitors 5u, 5v, and 5w commonly connected to form a harmonic suppression circuit 70 that includes the rectifier 2, the reactor 3, the smoothing capacitor 4, and the resonance capacitor 5. The AC power source 1 is connected to the AC input terminal of the suppression circuit 70, and the load 20 is connected to the DC output terminal.
[0032]
  The smoothing capacitor 4 has a capacity that does not cause a shortage of electric charge when power is supplied to the load 20. The load 20 includes a motor load that operates at a constant speed, a motor load that operates at a multistage speed, a motor load that operates at a variable speed, and the like, and is used for a refrigeration / air conditioner, a compressor, and the like.
[0033]
  Next, the operation will be described. First, the case where the resonance capacitor 5 is not provided will be described with reference to FIGS. FIG. 2 is a circuit block diagram for explaining the circuit operation and the current flow for each time of the harmonic suppression circuit representing the present embodiment. In FIG. 2, the same components as those in FIG. In FIG. 2, the three phases of the AC power supply 1 are set to the U phase, the V phase, and the W phase in order from the top, and the operation will be described from when the phase voltage phase of the U phase is 0 degrees. In addition, t in FIG._a~ T_gRepresents the passage of time, t_a→ t_gIt means that time has passed in the order of.
[0034]
  Here, FIGS. 2 (a), (b), (c), (d), (e), and (f) are respectively times t_a~ T_b, T_b~ T_c, T_c~ T_d, T_d~ T_e, T_e~ T_f, T_f~ T_gThe circuit portion (phase) in which current actually flows is shown, and the phase in which current flows is shown by a thick solid line.
[0035]
  FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the phase voltage and the current of each phase, and the vertical axis indicates (a) phase voltage, (b) line voltage, (c) U phase current, and (d) V phase in order from the top. Current, (e) represents the W-phase current, and when the current flows in the direction of flow from the AC power source 1 (the direction of the arrow shown in FIG. 2A), the positive direction The direction in which the current flows in the direction returning to the power supply 1 is the negative direction. In FIG. 3, the horizontal axis represents the passage of time, and t in FIG._a~ T_gIs t in FIG._a~ T_gIt corresponds to.
[0036]
  In the capacitor input type three-phase AC rectifier circuit, a current flows only in a section where the line voltage is larger than the DC bus voltage Vdc. Therefore, time t_a~ T_bIn this case, only the line voltage between VW is larger on the negative side than the DC bus voltage Vdc. Since the direction is negative, the direction of current flow is negative, and the input current flows from the W phase toward the V phase. . (At this time, no current flows through the U phase, and a non-current section occurs.)
[0037]
  Next, time t_b~ T_cThen, since only the line voltage between UV becomes larger than the DC bus voltage Vdc and the direction is positive, the input current flows from the U phase to the V phase. In this vicinity, the magnitude of the line voltage between VW is smaller than the DC bus voltage Vdc, but due to the inertial action of the reactor 3, the time t_a~ T_bThe current that has flowed from the W-phase to the V-phase continues to flow. Therefore, time t_b~ T_cThen, the input current flows from the U phase and the W phase to the V phase.
[0038]
  As time elapses, the current that has been flowing due to the inertia of the reactor 3 is completely cut off (time t_c) And time t_c~ T_dIn this state, only the line voltage between UVs is higher than the DC bus voltage Vdc, and the direction is positive, so that an input current flows only between UVs from the U phase toward the V phase. (At this time, the current does not flow in the W phase, and a non-current section occurs.)
[0039]
  The above is time t_a~ T_dIn the description up to about π / 4 in the voltage phase angle up to, the time t_dSimilarly, the current flows as shown in FIGS. 2D to 2F due to the inertial action of the line voltage, the DC bus voltage Vdc, and the reactor 3.
[0040]
  That is, the state (d) (time t_d~ T_e), Only the line voltage of WU becomes higher than the DC bus voltage Vdc and the direction is negative, so that the current flows from the U phase to the W phase, but in the state of (c), the UV is changed from the U phase to the V phase. The current flowing between them continues to flow due to the inertia of the reactor 3. Therefore, time t_d~ T_eThen, current flows from the U phase to the V phase and the W phase.
[0041]
  State (e) (time t_e~ T_f), As in the state of (d), only the line voltage of WU becomes higher than the DC bus voltage Vdc and the direction is negative, so that the current continues to flow from the U phase to the W phase. Since the influence of the inertia of the reactor 3 is interrupted in the current between the UVs flowing in the state, the current flows only from the U phase to the W phase in the state of (e). (At this time, no current flows through the V-phase, which is a non-current section.)
[0042]
  Further, the state (f) (time t_f~ T_g), Only the line voltage between VW is larger than the DC bus voltage Vdc and the direction is positive, so that the current flows from the V phase to the W phase, but in the state of (e), the U phase is changed to the W phase. The current flowing between the UWs continues to flow due to the inertia of the reactor 3. Therefore, time t_f~ T_gThen, current flows from the U phase and the V phase to the W phase.
[0043]
  The current flowing state at each time is represented in FIGS. 2A to 2F, and the input current flowing through each phase (U phase, V phase, W phase) is shown in FIGS. It is represented by (e). Therefore, as shown in FIGS. 2 and 3, in a general capacitor input type rectifier circuit circuit including the rectifier 2, the reactor 3, and the smoothing capacitor 4 without the resonance capacitor 5, each phase (U phase) , V phase, W phase), there is a time during which no current flows, and a non-current section occurs.
[0044]
  Note that the DC bus voltage Vdc varies depending on the state of the load, and is low when the load is heavy and high when the load is light. Therefore, the input current waveform and the current non-current section of each phase are not limited to those shown in FIG. 3, but differ depending on the load state.
[0045]
  Here, in the present embodiment, as shown in FIG. 1, a resonance capacitor 5 is added between the reactor 3 and the rectifier 2 on the AC side of the capacitor input type rectifier circuit, and the reactor 3 and the resonance The interaction with the capacitor 5 allows a current to flow even in a non-flow section generated in each phase of the capacitor input type rectifier circuit as described in FIG. 2 and FIG. 3, and suppresses the generation of harmonics. , Can improve the power factor.
[0046]
  Next, the operation of the capacitor input type rectifier circuit having the resonance capacitor 5 will be described with reference to FIGS. FIG. 4 is a circuit block diagram for explaining circuit operation and current flow for each time of the harmonic suppression circuit representing the present embodiment. In FIG. 4, the same components as those in FIG. As in FIG. 2, the operation from the time when the three phases of the AC power supply 1 are the U phase, the V phase, and the W phase in this order from the top and the phase voltage phase of the U phase is 0 degree will be described. In addition, t in FIG.₀~ T₁₀Represents the passage of time, t₀→ t₁₀It means that time has passed in the order of.
[0047]
  Here, FIGS. 4 (a), (b), (c), (d), (e), (f), (g), (h), (i), and (j) represent time t₀~ T₁, T₁~ T₂, T₂~ T₃, T₃~ T₄, T₄~ T₅, T₅~ T₆, T₆~ T₇, T₇~ T₈, T₈~ T₉, T₉~ T₁₀The circuit portion (phase) in which current actually flows is shown, and the phase in which current flows is shown by a thick solid line.
[0048]
  FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the phase voltage and the current of each phase, and the vertical axis indicates (a) phase voltage, (b) line voltage, and (c) resonance phase connected to the U phase in order from the top. It represents the current flowing through the capacitor 5u, (d) the current flowing through the resonance capacitor 5v connected to the V phase, and (e) the current flowing through the resonance capacitor 5w connected to the W phase. The direction in which the current flows in the direction of flow (the direction of the arrows shown in FIGS. 4A and 4F) is a positive direction, and the direction in which the current flows in the direction returning to the AC power source 1 is negative. The direction. In FIG. 5, the horizontal axis represents the passage of time, and t in FIG.₀~ T₁₀Is t in FIG.₀~ T₁₀It corresponds to.
[0049]
  First, a section (a) in which the U-phase voltage increases from zero to the positive direction (time t₀~ T₁) At time t in FIG. 2 and FIG._a~ T_bAs described in the explanation of the operation, only the line voltage between VW is larger on the negative side than the DC bus voltage Vdc, and since the direction is negative, the direction of current flow is negative, and the current passing through the rectifier 2 (Rectified current) flows from the W phase to the V phase.
[0050]
  In the case of the circuit as shown in FIG. 1 having the resonance capacitor 5 as in this embodiment, in addition to the rectified current from the W phase to the V phase, the U phase of the AC power supply 1 is passed through the reactor 3. A current flows through the resonance capacitor 5u. The current flowing through the resonance capacitor 5u flows from the V phase to the power supply 1 via the resonance capacitor 5v connected to the V phase, and further flows through the W phase via the resonance capacitor 5w connected to the W phase. It flows together with the rectified current and returns to the power source 1 side from the V phase.
[0051]
  In the current flow section flowing through the capacitor 5, currents such as those shown in FIGS. 5D to 5F flow in the respective phases, and the period of the resonance is determined by the inductance value of the reactor 3 and the capacitance of the resonance capacitor 5. Half-cycle time t₁It continues until. Therefore, time t₀~ T₁Then, the input current as shown in FIG. 5C flows in each phase (U phase, V phase, W phase) by both the current flowing through the rectifier 2 and the current flowing through the resonance capacitor 5. In the phases (U phase, V phase, W phase), no current non-current section occurs.
[0052]
  Next, time t when resonance capacitor 5 is saturated (resonance half-cycle)₁Then, the state of FIG. 4B (time t₁~ T₂5 (d) to (f), the current flowing to the resonance capacitor 5 is cut off, and the input current is passed from the W phase via the rectifier 2 as in the capacitor input rectifier circuit. Only the current that flows to the V phase is present, and the input current flows as shown in FIG. This current gradually flows from the U phase to the V phase due to the relationship between the line voltage and the DC bus voltage Vdc (time t₂~ T₃). The state of FIG. 4C (time t₂~ T₃), Only the line voltage between UV is larger than the DC bus voltage Vdc (FIG. 5 (b)), and since the direction is positive, current flows from the U phase to the V phase. As shown in 5 (d) to (f), the resonance capacitor 5 is discharged without flowing current, and the input current of each phase is as shown in FIG. 5 (c).
[0053]
  Further, when time elapses, time t when the W-phase current that has flowed in the positive direction until now becomes zero₃In FIG. 5C, the interaction between the reactor 3 and the resonance capacitor 5 causes a negative current to flow in the W phase, and the resonance capacitor 5w connected to the W phase has a negative direction. A current flows (FIG. 4D). This current is supplied from the power supply side via the resonance capacitor 5u connected to the U phase, and is supplied from the rectifier 2 side via the resonance capacitor 5v connected to the V phase and connected to the W phase. In order to return to the power source 1 through the resonance capacitor 5w, the U phase 5u, the V phase 5v, and the W phase 5w of the resonance capacitor 5 are positive, as shown in FIGS. Time t at which the resonance half cycle determined by the reactor 3 and the resonance capacitor 5 becomes positive and negative.₄Until the current flows.
[0054]
  Therefore, time t₃~ T₄Then, since a current flowing through the resonance capacitor 5 is generated together with a current flowing through the rectifier 2, a current flows in each phase (U phase, V phase, W phase), and no current flows in each phase. There is no non-flow section.
[0055]
  Next, time t when resonance capacitor 5 is saturated (resonance half-cycle)₄Then, the state (time t) in FIG.₄~ T₅5 (d) to (f), the current flowing to the resonance capacitor 5 is cut off, and the input current is passed from the U phase via the rectifier 2 as in the capacitor input type rectifier circuit. Only the current that flows to the V phase is present, and the input current flows as shown in FIG. At this time, in this section, as shown in FIGS. 5D to 5F, no current flows through the resonance capacitor 5 and is discharged, and the input current of each phase becomes as shown in FIG. 5C. This input current gradually flows from the U phase to the W phase due to the relationship between the line voltage and the DC bus voltage Vdc (time t₅~ T₆).
[0056]
  The state of FIG. 4F (time t₅~ T₆), Only the line voltage between the WUs becomes larger to the negative side than the DC bus voltage Vdc (FIG. 5B), and since the direction is negative, a current flows from the U phase to the W phase. Also in the section, as shown in FIGS. 5D to 5F, the resonance capacitor 5 is discharged without flowing current, and the input current of each phase is as shown in FIG. 5C.
[0057]
  After this, the time t when the V-phase current flowing in the negative direction becomes zero₆In FIG. 5 (c), the interaction between the reactor 3 and the resonance capacitor 5 causes a positive current to flow in the V phase, and the resonance capacitor 5v connected to the V phase has a positive direction. A current flows (FIG. 4 (g)). This current flows to the rectifier 2 side through the resonance capacitor 5u connected to the U phase, and also flows to the power source 1 side through the resonance capacitor 5w connected to the W phase. For the U phase, the V phase, and the W phase, as shown in FIGS.₇Until the current flows. Therefore, time t₆~ T₇Then, since the current flows through each phase (U phase, V phase, W phase) by the current through the resonance capacitor 5 together with the current flowing through the rectifier 2, both phases (U phase, V phase, W phase) There is no current non-current section.
[0058]
  Time t₇When the resonance capacitor 5 is saturated (resonance half-cycle) and the current to the resonance capacitor 5 is cut off, the input current is only the current flowing from the U phase to the W phase via the rectifier 2. (FIG. 4 (h)), and as shown in FIGS. 5 (d) to 5 (f), the current flowing to the resonance capacitor 5 is cut off, and the input current is the same as the capacitor input type rectifier circuit. Only the current that flows from the U-phase to the W-phase via 2 is input, and the input current flows as shown in FIG. At this time, in this section, as shown in FIGS. 5D to 5F, no current flows through the resonance capacitor 5 and is discharged, and the input current of each phase is as shown in FIG. become.
[0059]
  This input current gradually flows from the V phase to the W phase due to the relationship between the line voltage and the DC bus voltage Vdc (time t₈~ T₉). FIG. 4 (i) state (time t₈~ T₉), Only the line voltage between VW becomes larger to the positive side than the DC bus voltage Vdc (FIG. 5 (b)), and since the direction is positive, current flows from the V phase to the W phase. Also in the section, as shown in FIGS. 5D to 5F, the resonance capacitor 5 is discharged without flowing current, and the input current of each phase is as shown in FIG. 5C.
[0060]
After this, time t when the U-phase current flowing in the positive direction becomes zero₉In FIG. 5C, the interaction between the reactor 3 and the resonance capacitor 5 causes a negative current to flow in the U phase, and the resonance capacitor 5u connected to the U phase has a negative direction. A current flows (FIG. 4 (j)). This current flows from the power supply 1 side via the resonance capacitor 5v connected to the V phase, and also flows from the rectifier 2 side via the resonance capacitor 5w connected to the W phase. For the U phase, the V phase, and the W phase, as shown in FIGS.₁₀Until the current flows. Therefore, time t₉~ T₁₀Then, since the current flows through each phase (U phase, V phase, W phase) by the current through the resonance capacitor 5 together with the current flowing through the rectifier 2, both phases (U phase, V phase, W phase) There is no current non-current section.
[0061]
  The description so far has been about the operation when the phase of the U-phase voltage is up to about π / 2 and the U-phase current is in the positive range, but after that, the state shifts to a region where the U-phase current is negative. Therefore, the time t₀~ T₁₀The current flows in the direction opposite to the direction of the current in the description of the operation state in (the reverse direction when the current flows from the U phase to the V phase indicates that the current flows from the V phase to the U phase). The circuit operates, for example, at time t₁₀~ T₁₁(Not shown) at time t₀~ T₁In the opposite direction to the operating state at time t₁₁~ T₁₂(Not shown) at time t₁~ T₂The current starts to flow in the opposite direction to the operating state at time t.₁₀Details of the subsequent circuit operation description are omitted.
[0062]
  Note that the current flowing through the resonance capacitor 5 does not necessarily start flowing from each phase voltage zero crossing point of the AC power supply 1, but at the common connection point of the resonance capacitor 5 constituting the neutral point of the AC power supply 1. Due to the correlation between the potential and the potential of each phase of the AC power supply 1, the larger the capacitance C of the resonance capacitor 5, the more the current flowing through the resonance capacitor 5 starts to flow at a timing slightly earlier than the phase voltage zero cross point. There is also.
[0063]
  As a result of the series of circuit operations described above, the input current waveform is as shown in FIG. 5C. In a general capacitor input type rectifier circuit, current can flow even in a section where current is not flowing. The harmonic component contained in the current can be suppressed and the power source power factor can be improved.
[0064]
  In the above case, the resonance half cycle t determined by the inductance value of the reactor 3 and the capacitance of the resonance capacitor 5₁, T₄, T₇Are t₀~ T₂T₃~ T₅T₆~ T₈(Time t when each phase current becomes zero_ZIs not limited to this, but as shown in FIG. 6B or 6C, the resonance half period t₁, T₄, T₇Is the time t when each phase current becomes zero._ZThe inductance value of the reactor 3 and the capacitance of the resonance capacitor 5 may be set so as to be as described above.
[0065]
  FIG. 6 is a diagram for explaining the relationship between each phase current in the power supply half cycle of the U-phase voltage and the current flowing through the resonance capacitor 5u. The U-phase resonance capacitor shown in FIG. It is a figure for demonstrating the correlation of the electric current which flows through 5u, and a resonance half cycle. FIG. 6A shows the resonance half period T._LCThe phase voltage zero crossing point time T_zWhen set to be smaller, FIG. 6B shows the resonance half period T_LCThe phase voltage zero crossing point time T_z6 (c) shows the resonance half cycle T._LCThe phase voltage zero crossing point time T_zThis is a case where it is set to be larger.
[0066]
  The case where the operation is described with reference to FIGS. 4 and 5 is the case of FIG. 6A. In this case, the current is smaller than the case without the resonance capacitor 5 described with reference to FIGS. The non-passage section is considerably reduced, the harmonic component can be suppressed, the power source power factor can be improved, but the section in which no current flows through the resonance capacitor 5 (t₁~ T_3,t₄~ T_6,t₇~ T₉) Exists.
[0067]
  However, the resonance half period T determined by the inductance value of the reactor 3 and the capacitance of the resonance capacitor 5_LCThe phase voltage zero crossing point time T_z(Fig. 6 (b)) or the resonance half cycle T_LCThe phase voltage zero crossing point time T_zIf it is set so as to be larger (FIG. 6C), in the case of FIG. 6A, a section in which no current flows in the resonance capacitor 5 (t₁~ T_3,t₄~ T_6,t₇~ T₉) Also allows a current to flow, so that harmonic components can be further suppressed than in the case of FIG.
[0068]
  In FIG. 6, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the magnitude of current. Here, when the current path of the current flowing through the circuit composed of the AC power source 1, the reactor 3, and the resonance capacitor 5 is considered, since this current passes through the reactor 3 and the resonance capacitor 5 twice, there are two of them. It can be considered to be equivalent to a circuit formed by serial connection. Therefore, the resonance half period T_LCIs represented by Equation 1 below, where L is the inductance value of the reactor 3 and C is the capacitance of the resonance capacitor 5.
[0069]
[Expression 1]

[0070]
  Therefore, depending on the combination of the inductance value L of the reactor 3 and the capacitance C of the resonance capacitor 5, the states of FIGS. 6A to 6C can be arbitrarily set, and the resonance half cycle T_LCBy increasing the inductance L of the reactor 3 or the capacitance C of the resonance capacitor 5 so as to increase, the energization time range of the current flowing through the resonance capacitor 5 can be increased, and the input current flowing through each phase The non-passage section can be narrowed, harmonic components can be suppressed, and improvement of the power source power factor can be achieved.
[0071]
  FIG. 7 shows the resonance half period T as shown in FIG._LCIs the phase voltage zero-crossing time T_zAnd the current flowing through the resonance capacitor 5u connected to the U phase and the input current flowing through the U phase of the reactor 3 (that is, the current corresponding to the U phase in FIG. 5C). It is a figure for demonstrating the relationship with (namely, the electric current represented by FIG.5 (d)). In the figure, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the magnitude of current.
[0072]
  Thus, the resonance half cycle T_LCIs the phase voltage zero-crossing time T_zWhen set to be larger than that (FIG. 6C, FIG. 7) or the resonance half period T_LCIs the phase voltage zero-crossing time T_z(FIG. 6B), a section in which no current flows through the resonance capacitor 5 described in FIGS. 4 and 5 (t₁~ T₃, T₄~ T₆, T₇~ T₉However, since the current continues to flow through the resonance capacitor 5 and the current flowing through the rectifier 2 and the current flowing through the resonance capacitor 5 are superimposed, the waveform distortion of the input current becomes very small. Therefore, as shown in FIG._LCThe phase voltage zero crossing point time T_zBy setting it as the above, desired harmonic suppression capability can be obtained easily and simplification of an apparatus and cost reduction can be achieved.
[0073]
  That is, when the number of phases of the multiphase AC power supply 1 having three or more phases is N and the frequency is fs, the time T between the zero cross points of the phase voltage_ZCan be expressed by Equation 2.
[0074]
[Expression 2]

[0075]
  Also, the resonance half cycle T_LCIs the phase voltage zero-crossing time T_zIf this is the case, it can be expressed as Equation 3.
[0076]
[Equation 3]

[0077]
  Therefore, Formula 4 is obtained from Formulas 1 to 3.
[0078]
[Expression 4]

[0079]
  If the reactor 3 and the resonance capacitor 5 are selected so as to satisfy the mathematical formula 4, the harmonic suppression capability can be increased. The resonance half cycle T_LCIs larger, the DC bus voltage Vdc is higher.
[0080]
  Here, the right side of Equation 4 is a value determined by the specifications of the AC power supply 1 and when it is difficult to change, the inductance value L of the reactor 3 on the left side and the value of the capacitance C of the resonance capacitor 5 satisfy Equation 4. It may be set as appropriate. When designing a circuit, it is often difficult to vary the inductance value L of the reactor 3 largely. Therefore, after the specification of the AC power supply 1 is determined, the inductance L of the reactor 3 is roughly set within a settable range. The capacitance C of the resonance capacitor 5 may be determined so as to satisfy the following formula 5 derived from the formula 4.
[0081]
[Equation 5]

[0082]
  Thereafter, a harmonic suppression circuit having high harmonic suppression capability can be obtained by following the process of finely adjusting the inductance value L of the reactor 3 and the capacitance C of the resonance capacitor 5 to narrow down the circuit constants. .
[0083]
  In addition, when the relationship of Formula 5 is displayed in a figure, it will become like FIG. FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the inductance value L of the reactor 3 and the capacitance C of the resonance capacitor 5. In the figure, the horizontal axis represents the inductance L of the reactor 3, and the vertical axis represents the capacitance C of the resonance capacitor 5. The shaded area on the upper side of the curve in FIG. 8 represents a range that satisfies Equation 5, and a high harmonic suppression capability is provided by selecting the reactor 3 and the resonance capacitor 5 so as to be within the shaded area in FIG. it can.
[0084]
  However, in reality, since there is an influence of the impedance of the wiring or the like, even if the capacitance C of the resonance capacitor 5 is set slightly smaller than the value calculated by Equation 5, high harmonic suppression characteristics are exhibited.
[0085]
  As described above, in the present embodiment, the reactor 3 connected to each power line (U phase, V phase, W phase) on the AC side of the rectifier 2, and one end of which is a connection point between the rectifier 2 and the reactor 3. And a resonance capacitor 5 commonly connected to the other end of the AC power supply 1 so as to form a neutral point of the AC power supply 1. In addition, it is possible to realize a harmonic suppression circuit that can pass a current, has an inexpensive and simple configuration, and does not require complicated control.
[0086]
Embodiment 2. FIG.
  FIG. 9 is a circuit block diagram showing the second embodiment of the present invention. In the figure, parts equivalent to those in FIG. In the figure, reference numeral 6 denotes a bidirectional switching element capable of flowing a current bidirectionally, and 6u, 6v, and 6w are connected to each phase.
[0087]
  Here, the configuration of the bidirectional switching element 6 (6u, 6v, 6w) will be described with reference to FIG. FIG. 10 is a diagram for explaining the configuration of the bidirectional switching element 6. The bidirectional switching element 6 (6u, 6v, 6w) is, for example, a combination of a unidirectionally conductive short-circuit element 21 such as an IGBT or a bipolar transistor or a MOSFET and a diode bridge 22, as shown in FIG. Alternatively, as shown in FIG. 10B, a plurality of unidirectionally conductive short-circuit elements 21 and diodes 23 connected in reverse parallel to each other, or bidirectionally conductive switching elements such as relays or triacs What is necessary is just to comprise.
[0088]
  Reference numeral 7 denotes a composite capacitance variable capacitor, and 7u, 7v, and 7w are connected to each phase. Reference numeral 8 denotes input current detection means, and reference numeral 9 denotes capacitor capacity control means for controlling on / off of the bidirectional switching element 6 based on a current signal from the input current detection means 8 and a preset set value.
[0089]
  In the present embodiment, as shown in FIG. 9, the capacitor 5 (5u, 5v, 5w) is provided so that the combined capacitance C of the capacitors 5u, 5v, 5w of each phase of the resonance capacitor 5 in the first embodiment can be varied. On the other hand, a resonant capacitor 50 is configured by connecting in parallel a circuit in which a bidirectional switching element 6 (6u, 6v, 6w) and a combined capacitance variable capacitor 7 (7u, 7v, 7w) are connected in series. Yes.
[0090]
  As described above, the present embodiment is composed of the resonance capacitor 5, the bidirectional switching element 6, and the combined capacitance varying capacitor 7 so that the combined capacitance of the resonant capacitor 5 can be varied as compared with the first embodiment. The effect is that the resonance capacitor 50 is used, and the effect is that the DC output voltage can be switched stepwise according to the load state, and even if the magnitude of the input current changes, the harmonics are sufficiently suppressed. And improve the power factor. When the load 20 is a multi-speed motor load, a variable-speed motor load, or the like, the improvement effect is greater than that of the first embodiment in terms of power factor improvement, harmonic suppression, and load 20 operation compensation. large.
[0091]
  That is, when the combined capacitance of the resonance capacitor 50 can be changed as in the present embodiment, and the current signal is larger than a preset value based on the current signal from the input current detection means 8 The bidirectional switching element 6 is turned on to increase the combined capacitance, and when the current signal is smaller than a preset value, the bidirectional switching element 6 is turned off to reduce the combined capacitance. The capacitor capacity control means 9 controls on / off of the bidirectional switching element 6. Thereby, even when the load state changes and the magnitude of the input current changes, the harmonic suppression capability can be sufficiently exerted, and a large harmonic suppression effect can be obtained. In addition, it is possible to perform control to switch the DC output voltage so as to approach the voltage required by the load.
[0092]
  The capacitor capacity control means 9 controls ON / OFF of the bidirectional switching element 6 based on the current signal from the input current detection means 8, but is not based on the current signal from the input current detection means 8. Can also be controlled. For example, although not shown in the figure, DC output voltage detection means for detecting the voltage across the terminals of the smoothing capacitor 4, smoothing capacitor current detection means for detecting current input to and output from the smoothing capacitor 4, and load control means for controlling the load In the case of the power consumption of the load 20, the current of the load 20 and the motor load detected by the above, the same effect can be obtained even if the bidirectional switching element 6 is controlled based on the motor speed or the like.
[0093]
  Further, in the present embodiment, a circuit formed by connecting the bidirectional switching element 6 and the composite capacitance varying capacitor 7 in series is connected in parallel with the capacitor 5 so that the composite capacitance of the resonance capacitor 50 can be varied. However, the present invention is not limited to this, and anything may be used as long as the combined capacity of the resonance capacitor 5 can be varied. FIG. 11 is another circuit block diagram showing Embodiment 2 of the present invention. 11, the same parts as those in FIGS. 1 to 10 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. In FIG. 11, 51 is a resonance capacitor. In the present embodiment, as shown in FIG. 11, a circuit formed by connecting the bidirectional switching element 6 and the combined capacitance variable capacitor 7 in parallel is connected to the capacitor 5 in series.
[0094]
  Also in this case, when the current signal from the input current detection means 8 is larger than a preset set value, the bidirectional switching element 6 (6u, 6v, 6w) is turned on to increase the combined capacitance, and the input When the current signal from the current detection means 8 is smaller than a preset set value, the capacitor capacity control means 9 so as to turn off the bidirectional switching element 6 (6u, 6v, 6w) to reduce the combined capacity. Since the on / off of the bidirectional switching element 6 is controlled at, a large power factor improvement effect can be obtained as in the case of FIG.
[0095]
  In the present embodiment, as shown in FIGS. 9 and 11, the configuration has been described in which the capacitor combined capacity of each phase of the resonance capacitor 5 in the first embodiment can be varied in two stages. A circuit configuration as shown in FIG. 13 may be used. 12 and 13 are other circuit block diagrams showing Embodiment 2 of the present invention. 12 and 13, the same parts as those in FIGS. 1 to 11 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
[0096]
  In FIG. 12, 52 is a resonance capacitor. In FIG. 12, a plurality of circuits formed by serially connecting bidirectional switching elements 6 and composite capacitance varying capacitors 7 are connected to a capacitor 5 in parallel. In FIG. 13, reference numeral 53 denotes a resonance capacitor. In FIG. 13, a plurality of circuits each formed by connecting a bidirectional switching element 6 and a combined capacitance variable capacitor 7 in parallel are connected to a capacitor 5 in series.
[0097]
  With this configuration, the capacitance of the capacitor can be varied in multiple stages, so that it can cope with a wider load region than in the case of FIGS. 9 and 11, and the necessary harmonic suppression capability, power factor improvement capability, and DC bus voltage. Can be obtained. FIG. 12 and FIG. 13 show a case where two circuits composed of the bidirectional switching element 6 and the composite capacitance varying capacitor 7 are connected as an example of connection of the circuit composed of the bidirectional switching element 6 and the composite capacitance varying capacitor 7. ing.
[0098]
Embodiment 3 FIG.
  FIG. 14 is a circuit block diagram showing Embodiment 3 of the present invention. In the figure, the same parts as those in FIGS. 1 to 13 shown in the first embodiment and the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. In the figure, 10 is connected between terminals on the DC side of the rectifier 2 and is short-circuited by an upper short-circuit element 10p and a lower short-circuit element 10n connected in series with each other, and 11 is a common connection point of the resonance capacitor 5. One end of the capacitor is connected, and the other end is connected to an interconnection point of the upper short-circuit element 10p and the lower short-circuit element 10n constituting the short-circuit portion 10.
[0099]
  Reference numeral 12 denotes a load control means for controlling the load state, and outputs a load signal of load power consumption or a variable related thereto (for example, load current or motor rotation speed when the load is a motor load). To do. A power supply voltage 13 is connected between each line of the AC power supply 1, detects a line voltage zero crossing point of the AC power supply 1, a line voltage peak point, or an arbitrary point of the line voltage, and outputs it as a power signal. It is a detection means.
[0100]
  Reference numeral 14 denotes switch control means for controlling the on / off operation of the short-circuit unit 10 based on the load signal from the load control means 12 and the power supply signal from the power supply voltage detection means 13, and from the reference point using the power supply signal as a reference point. After a first predetermined time (delay time) set in advance according to the load signal output from the load control means 12, each element of the short-circuit unit 10 is turned on and set in advance according to the load signal. After the second predetermined time (off time), a control signal is output to the short-circuit unit 10 so that each element of the short-circuit unit 10 is turned off.
[0101]
  Here, when the upper short-circuit element 10p of the short-circuit portion 10 is turned on, a circuit including the rectifier 2, the upper short-circuit element 10p, the capacitor 11, and the resonance capacitor 5 is configured, and the resonance capacitor 5 is discharged and current flows. A current flows through the circuit of the AC power source 1, the reactor 3, and the resonance capacitor 5 so as to compensate for the electric charge released by the resonance capacitor 5. When the lower short-circuit element 10n is turned on, a circuit including the resonance capacitor 5, the capacitor 11, the lower short-circuit element 10n, and the rectifier 2 is configured, and the resonance capacitor 5 is discharged, and this charge is discharged. A current flows through the circuit of the AC power source 1, the reactor 3, and the resonance capacitor 5 so as to be supplemented.
[0102]
  Accordingly, since the current can be forced to flow through the reactor 3 as the short-circuit unit 10 is turned on, the time during which no current flows in each phase can be eliminated, and the input current waveform can be changed to an arbitrary waveform. Since it can be controlled and can be made closer to a sinusoidal shape, power harmonics can be suppressed and the power factor can be improved.
[0103]
  When the short-circuit unit 10 is turned on, the current flowing in the circuit including the resonance capacitor 5, the rectifier 2, the short-circuit unit 10, and the capacitor 11 flows according to the charging characteristics of the capacitor 11, and the capacitor 11 is saturated. Alternatively, when the resonance capacitor 5 can no longer be discharged, no current can flow and the current is cut off.
[0104]
  Here, a circuit that does not use the capacitor 11 or a circuit in which the capacity of the capacitor 11 is extremely larger than the capacity of the resonance capacitor 5 is equivalent to the case where the resonance capacitor 5 is short-circuited via the short-circuit portion 10. In this case, a very steep current flows through the short-circuit portion 10. Therefore, there is a risk that each element is damaged by a large current, the life is deteriorated, and the reliability is lowered. In order to prevent this, an element having a large rated current must be selected, which increases the cost and increases the size of the apparatus, and it is impossible to obtain a small apparatus at a low cost. Therefore, as in the present embodiment, the capacitor 11 is provided, and the capacity of the capacitor 11 is set to about 10 times the capacity of the resonance capacitor 5 so that the current that flows along with the switching of each element of the short-circuit portion 10 can be reduced. It is possible to alleviate, and it is possible to improve the reliability of the harmonic suppression circuit, reduce the size of the device, and reduce the cost.
[0105]
  When the AC power supply 1 is an N-phase AC power supply (N ≧ 3) having the frequency fs, the switch control unit 14 performs control so that the upper short-circuit element 10p and the lower short-circuit element 10n are alternately turned on. In addition, a control signal is generated and output to the short-circuit unit 10 so that the switching frequency fc is expressed by Equation 6, respectively. However, n is an integer.
[Formula 6]

[0106]
  Here, if the switching operation is performed at a frequency at which the switching frequency fc does not satisfy Formula 6, switching imbalance occurs between the phases, and conversely, the generation of harmonics is promoted, or the power factor is deteriorated. Therefore, in the present embodiment, the switching frequency fc is set to satisfy Expression 6.
[0107]
  Further, the switch control means 14 performs the OFF operation of the short-circuit unit 10 after a second predetermined time (OFF time) set in advance according to the load signal or immediately before the next phase voltage zero cross timing comes. To control.
[0108]
  As described above, by controlling the on / off operation of each element of the short-circuit portion 10 by the switch control means 14, the switching operation can be performed uniformly and in a balanced manner with respect to each phase voltage, and the input current can be reduced with a small number of switching operations. The included harmonic component can be suppressed.
[0109]
  In this embodiment, a short-circuit portion 10 composed of a short-circuit element connected in series is provided between the DC output terminals of the rectifier 2 as compared to the first embodiment, and a common connection point between the interconnection point and the resonance capacitor 5 is provided. Are connected via a capacitor 11, and after a first predetermined time (delay time) set in advance according to a load signal from a power supply signal serving as a reference, each element of the short-circuit portion 10 is alternately arranged in the upper and lower stages. The operation is performed at an integer multiple of N × fs.
[0110]
  Therefore, in the first embodiment, it is possible to add a wide range of loads by adding a small number of components and performing simple switch control without performing a design with a very high power factor improvement capability such that the capacitance C of the resonance capacitor 5 satisfies Equation 5. In the region, harmonic regulation can be satisfied, and a harmonic suppression circuit that provides necessary power factor improvement capability and DC bus voltage can be realized. Further, when the load 20 is a multistage motor load, a variable speed motor load, or the like, the effects are higher than those of the first embodiment in terms of harmonic suppression, power factor improvement, and operation compensation of the load 20.
[0111]
  In addition, although the operation delay time of each element of the short circuit unit 10 is set in advance according to the load signal from the load control unit 12, nothing is limited to the load signal, and any operation related to this may be used. Anything is possible, for example, although not shown in the figure, DC output voltage detection means for detecting the voltage across the terminals of the smoothing capacitor 4, smoothing capacitor current detection means for detecting the current input to and output from the smoothing capacitor 4, and input current detection An input current detecting means or the like may be used, and the on / off operation of each element of the short-circuit unit 10 is controlled based on the voltage between the terminals of the smoothing capacitor 4, the current input / output to / from the smoothing capacitor 4, and the input current. An effect is obtained.
[0112]
  In this embodiment, the load control means 12 is provided inside the harmonic suppression circuit 70. However, the load control means 12 may be provided outside the harmonic suppression circuit 70. The same effect can be obtained even if the switch control is performed according to the load signal.
[0113]
Embodiment 4 FIG.
  FIG. 15 is a circuit block diagram showing Embodiment 4 of the present invention. In the figure, the same parts as those in the first to third embodiments are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. In the figure, reference numeral 15 denotes a bidirectional switching element capable of flowing a current in both directions, and is equivalent to the bidirectional switching element 6 described above. Reference numeral 16 denotes a composite capacitance variable capacitor.
[0114]
  In the present embodiment, the bidirectional switching element 15 and the composite capacitance varying capacitor 16 are connected in series so that the composite capacitance of the capacitor 11 inserted between the resonance capacitor 50 and the short-circuit portion 10 can be varied. The circuit is connected in parallel with the capacitor 11. Similarly to FIG. 9, the resonant capacitor 50 includes a bidirectional switching element 6 (6 u, 6 v, 6 w) and a combined capacitance variable capacitor 7 (7 u, 7 v, 7 w) with respect to the capacitor 5 (5 u, 5 v, 5 w). ) Are connected in parallel. By configuring in this way and varying the capacitor combined capacity in accordance with the load signal from the load detection means 12, the harmonic suppression capability of the harmonic suppression circuit is greater than that of the third embodiment in a wider range of loads. Can be sufficiently exhibited, and a large harmonic suppression effect can be obtained.
[0115]
  In FIG. 15, in order to make the combined capacitance of the resonance capacitor 5 and the capacitor 11 variable, the bidirectional switching elements 6 (6u, 6v, 6w) and the capacitor 7 (7u, 7v7w) connected in series are connected to the capacitors 5u to 5u. Although the bi-directional switching element 15 and the capacitor 16 connected in parallel with each other and connected in series with the capacitor 5 are connected in parallel with the capacitor 11, nothing is limited to this, and any means capable of changing the capacitor capacity is possible. Anything may be used. Although not shown here, for example, as shown in FIG. 11 of the second embodiment, the bidirectional switching element 6 (6u, 6v, 6w) and the capacitor 7 (7u, 7v7w) connected in parallel to each other. Are connected in series with the capacitor 5 (5u to 5w), and the bidirectional switching element 15 and the capacitor 16 connected in parallel with each other. It may be configured to connect to the capacitor 11 and the series.
[0116]
  FIG. 15 shows an example in which the same number of bidirectional switching elements and capacitors are connected to both the resonance capacitor 5 and the capacitor 11, but different numbers are used for the resonance capacitor 5 and the capacitor 11. The circuit may be composed of a bidirectional switching element and a capacitor, or the combined capacitance of only one of them may be variable.
[0117]
  Further, the capacitor capacity control means 9 switches the capacitor capacity based on the load signal from the load control means 12 for controlling the load. However, the capacitor capacity control means 9 does not have to be a separate load signal, and any signal relating to this may be used. Although not shown in the figure, DC output voltage detection means for detecting the voltage across the terminals of the smoothing capacitor 4, smoothing capacitor current detection means for detecting the current input to and output from the smoothing capacitor 4, and input current detection means for detecting the input current The same effect can be obtained by variably switching the capacitor combined capacity based on the voltage between the terminals of the smoothing capacitor 4, the current input to and output from the smoothing capacitor 4, the input current, and the like.
[0118]
  In the present embodiment, as shown in FIG. 15, the capacitor combined capacity of the resonant capacitor 5 or the capacitor 11 in the third embodiment can be varied in two steps by turning on and off the bidirectional switching elements 6 and 15. Although the example of the configuration has been described, it may be configured as shown in FIG. FIG. 16 is another circuit block diagram of the present embodiment. In the figure, the same parts as those in FIGS.
[0119]
  In FIG. 16, the bidirectional switching element 6 and the composite capacitance variable capacitor 7 are connected in series so that the resonance capacitor 52 described in FIG. 12 is used instead of the resonance capacitor 50 described in FIG. Are connected in parallel with the capacitor 5. Further, a plurality of circuits formed by connecting the bidirectional switching element 15 and the composite capacitance varying capacitor 16 in series are connected in parallel with the capacitor 11.
[0120]
  With this configuration, the necessary harmonic suppression capability, power factor improvement capability, and DC bus voltage can be obtained within a wider range of loads. FIG. 16 shows a case where two circuits composed of the bidirectional switching element 6 and the combined capacitance varying capacitor 7 and two circuits composed of the bidirectional switching element 15 and the combined capacitance varying capacitor 16 are connected. There is no need for two, and three or more. As the number of connections increases, finer control becomes possible.
[0121]
Embodiment 5 FIG.
  FIG. 17 is a circuit block diagram showing the fifth embodiment of the present invention. The harmonic suppression circuit 70 described in the first to fourth embodiments of the present invention is replaced with an electric motor of a compressor via an inverter. Is connected to. In the figure, the same parts as in FIGS. 1 to 16 of the first to fourth embodiments are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. In the figure, 17 is an inverter connected to the power supply circuit, 18 is an electric motor connected to the inverter, and 19 is an inverter control means for controlling the inverter 17.
[0122]
  The switch control means 14 and the capacitor capacity control means 9 in the harmonic suppression circuit 70 in FIG. 17 are the same as those in the first to fourth embodiments, and the capacitor combined capacity of the short-circuit unit 10, the resonance capacitor 5, and the capacitor 11. Is variably controlled.
[0123]
  Here, in this embodiment, the inverter control means 19 is used as an alternative to the load control means 12 shown in FIGS. Therefore, a control command value output to the inverter 17 is used as a load signal for knowing the load state. Here, the inverter 17 is configured to drive and control the electric motor 18, and since the output of the electric motor 18 is proportional to the rotational speed, the output state of the electric motor 18 is estimated from the rotational speed of the electric motor 18 controlled by the inverter 17. it can. Therefore, since the load state of the harmonic suppression circuit can be substituted by the rotational speed command value to the inverter 17, the rotational speed command value to the inverter 17 is used as the load signal.
[0124]
  Further, the load amount of the inverter 17 does not have to be substituted by the rotation speed command value of the electric motor 18, and the load state of the harmonic suppression circuit is estimated even by using the set value which is the operation command value inside the inverter control means 19. Is possible. For example, the set value may be a voltage command value applied to the electric motor 18 and has the same effect. If the configuration detects the phase current of the electric motor 18, the set value may be a phase current value, and the load state can be easily obtained from the inverter control means 19.
[0125]
  As described above, when the load of the harmonic suppression circuit 70 is the inverter 17, the load state can be estimated from the set value that is the operation command value controlled by the inverter 17, and according to the operation command value. Then, the combined capacitance of the resonance capacitor 5 and the capacitor 11 is switched, and each element of the short-circuit unit 10 is turned on / off after a preset first predetermined time (delay time) from the reference power supply signal. By doing so, it is possible to suppress harmonics and improve the power factor according to the load state without providing the load control means 12 or the signal detection means related thereto.
[0126]
  Further, when the electric motor 18 is a compressor used in a refrigeration / air-conditioning apparatus such as a refrigerator or an air conditioner, the load torque of the compressor depends on the rotation speed, so that the load state can be estimated only by the rotation speed command value. Therefore, in this case, even if the rotation speed command value is used as the load signal, the same effect as that when the set value which is the operation command value of the inverter 17 is used can be obtained.
[0127]
  Further, when the electric motor 18 is a compressor, the load state of the harmonic suppression circuit can be detected by the discharge temperature, the suction temperature, the heat exchanger temperature, etc., and these are detected by the inverter control means 19 by the thermistor. Even if these values are used as the load signal, the load state can be detected. Further, the load state can be detected even if the refrigerant speed circulating in the refrigeration cycle, the amount of refrigerant charged in the refrigeration cycle, or the like is used as a load signal. Therefore, it is not necessary to newly provide a sensor or the like for detecting information related to the load state in order to control the capacitor capacity control or the switching operation of the short-circuit portion, and the harmonic suppression circuit can be reduced in cost and simplified.
[0128]
  In the present embodiment, the inverter control means 19 is described as being provided inside the harmonic suppression circuit 70. However, the present invention is not limited to this, and the inverter control means 19 is connected to the harmonic suppression circuit 70. Even if it is configured to be provided outside, the same effect can be obtained.
[0129]
【The invention's effect】
  As described above, the present inventionHighAccording to the harmonic suppression circuit, a rectifier connected to an AC power source and rectifying AC from the AC power source into DC, a reactor connected to each power line between the AC power source and the rectifier, and the rectifier Are connected between the DC voltage output terminals, one end of each of the smoothing capacitor for smoothing the DC voltage, and each power line connecting the reactor and the rectifier, and the other end of the AC power source. And a plurality of capacitors commonly connected so as to form a sex point, so that a current non-current section in a general capacitor input type AC rectifier circuit can be prevented, and some elements are added to the capacitor input type rectifier circuit. A harmonic suppression circuit capable of suppressing the harmonics of the polyphase power supply can be realized with an inexpensive and simple circuit configuration that is simply added.
[0130]
  In addition, this departureMysteriousAccording to the harmonic suppression circuit, a rectifier connected to an AC power source and rectifying AC from the AC power source into DC, a reactor connected to each power line between the AC power source and the rectifier, and the rectifier A smoothing capacitor for smoothing the DC voltage, one end of each of the power supply lines connecting the reactor and the rectifier, and the other end being neutral of the AC power supply. A plurality of capacitors commonly connected to form a point, and a resonance half cycle of a current flowing through a circuit constituted by the AC power supply, the reactor, and the plurality of capacitors is adjacent to the AC power supply. Since it is configured to be longer than the time between the zero-cross points of the phases, current continues to flow from the AC power supply to the resonance capacitor via the reactor to obtain harmonic suppression capability. It is possible. Therefore, the inductance value of the reactor for suppressing harmonics can be designed to be small, and the harmonics that can suppress the harmonics of the polyphase power supply with an inexpensive and simple circuit configuration that only adds a few elements to the capacitor input type rectifier circuit. The suppression circuit device can be reduced in size and cost.
[0131]
  In addition, this departureMysteriousAccording to the harmonic suppression circuit, a rectifier connected to an AC power source and rectifying AC from the AC power source into DC, a reactor connected to each power line between the AC power source and the rectifier, and the rectifier A smoothing capacitor connected between the output terminals of the DC voltage and a power source line connecting the reactor and the rectifier with one end connected to the smoothing capacitor for smoothing the DC voltage, and the other end forming a neutral point of the AC power source A plurality of capacitors commonly connected to each other and a short-circuit portion connected in series between an upper short-circuit element and a lower short-circuit element that are connected between terminals on the DC side of the rectifier and flow current in one direction when turned on A switch control means for controlling the on / off operation of the short-circuit portion, and an upper short-circuit element whose one end is connected to a common connection point of the plurality of capacitors and whose other end constitutes the short-circuit portion. And a capacitor connected between the interconnection points of the upper and lower short-circuit elements, so that a current can be forced to flow to the reactor, and the load such as the amount of input current or load current, load power consumption, etc. Even when the state fluctuates, the input current waveform can be arbitrarily controlled. Therefore, the harmonic can be suppressed over a wide load region, and a highly reliable harmonic suppression circuit can be provided.
[0132]
  The present inventionHighSince the harmonic suppression circuit includes capacitor capacity control means for making the combined capacitance of the plurality of capacitors variable and controlling switching of the combined capacitance of the plurality of capacitors, the harmonic suppression circuit is provided according to the state of the load. Thus, the DC output voltage can be switched stepwise, and a highly reliable harmonic suppression circuit can be provided over a wide load range.
[0133]
  The present inventionHighIn the harmonic suppression circuit, the capacitor capacity control means controls to switch the combined capacitance of the plurality of capacitors in accordance with the load signal, so that the DC output voltage can be switched in stages, and a wide range of loads A highly reliable harmonic suppression circuit can be provided over a region.
[0134]
  The present inventionHighThe harmonic suppression circuit uses the load signal as an input signal, and controls the combined capacitance of the plurality of capacitors to be larger when the input signal is larger than a predetermined value, so that the input signal is smaller than the predetermined value. In some cases, since the composite dose of the plurality of capacitors is controlled to be small, even when the load state changes and the magnitude of the input current changes, the harmonic suppression capability and power factor improvement are sufficiently improved. The power supply harmonics can be suppressed while ensuring a DC output voltage suitable for the load state over a wide load region.
[0135]
  The present inventionHighThe harmonic suppression circuit is connected to an N-phase AC power supply having a power supply frequency of fs, the inductance value of the reactor is L, the circularity is π, and the combined capacitance of the plurality of capacitors is C. C ≧ 1 / (4 · π²・ N²・ Fs²Since the combined capacitance C of the plurality of capacitors is configured so that L), current always flows from the AC power source to the resonance capacitor via the reactor, and high harmonic suppression capability and power factor improvement capability Can be obtained. Therefore, the inductance value of the reactor for suppressing harmonics can be designed to be small, and the apparatus can be reduced in size and cost.
[0136]
  The present inventionHighThe harmonic suppression circuit is configured such that the harmonic suppression circuit variably configures a capacitance of a capacitor connected between a common connection point of the plurality of capacitors and the short-circuit portion, and controls switching of the capacitance of the capacitor. Capacitor capacity control means is provided, so that the input current waveform can be changed according to the load state, a large harmonic suppression effect can be obtained over a wide load region, and a highly reliable harmonic suppression circuit Can be provided.
[0137]
  The present inventionofIn the harmonic suppression circuit, the switch control unit connects an N-phase AC power source at a frequency fs, and the upper short-circuit element and the lower short-circuit element forming the short-circuit portion are each at a frequency that is an integral multiple of N × fs. Because it turns on and off alternately, power factor improvement can be realized by simple switching control, and it can be switched in a balanced manner with respect to each phase voltage, so it is included in the input current with few switching operations Harmonic components can be suppressed. Therefore, a harmonic suppression circuit can be realized by an inexpensive microcomputer (CPU) without requiring noise countermeasure components.
[0138]
  The present inventionHighIn the harmonic suppression circuit, the switch control means includes, as a load signal, an input current, a DC output voltage output between the smoothing capacitor terminals, an input / output current of the smoothing capacitor, a current flowing through the DC side from the rectifier, and load consumption. Since the control is performed so that the on / off operation of the short-circuit portion is performed based on a predetermined time set in advance according to the electric energy or the load current, the switching operation can be performed at a timing suitable for the load state. The harmonic suppression capability and power factor improvement can be sufficiently exerted over a wide load range.
[0139]
  The present inventionPower ofThe motivation drive system uses an inverter or an electric motor as a load connected to the harmonic suppression circuit according to any one of claims 1 to 10, and receives a load signal input to the capacitor capacity control means or the switch control means. , Because the rotation speed command value to the motor, the voltage command, the compressor discharge temperature detected by the thermistor, the compressor suction temperature or the heat exchanger temperature is set, the capacitor capacity control or the switching operation of the short circuit part is controlled. Therefore, it is not necessary to newly provide a sensor or the like for detecting information relating to the load state, and the cost reduction and simplification of the harmonic suppression circuit can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit block diagram illustrating a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit block diagram for explaining the circuit operation and current flow for each time of the harmonic suppression circuit representing the first embodiment of the present invention;
FIG. 3 is a diagram showing a waveform of a current flowing through a circuit for each time representing the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit block diagram for explaining circuit operation and current flow for each time of the harmonic suppression circuit representing Embodiment 1 of the present invention;
FIG. 5 is a diagram illustrating a waveform of a current flowing through a circuit for each time of a harmonic suppression circuit representing Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 6 is a diagram for explaining the relationship between each phase current and the current flowing through the resonance capacitor in a half-cycle of the U-phase voltage of the harmonic suppression circuit representing the first embodiment of the present invention.
7 is a diagram for explaining the relationship between an input current flowing through the U phase of the reactor of the harmonic suppression circuit representing the first embodiment of the present invention and a current flowing through a resonance capacitor connected to the U phase. FIG. is there.
FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the inductance value of the reactor and the capacitance of the resonance capacitor of the harmonic suppression circuit representing the first embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a circuit block diagram of a harmonic suppression circuit representing Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 10 is a diagram for explaining the configuration of a bidirectional switching element of a harmonic suppression circuit representing Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 11 is another circuit block diagram of the harmonic suppression circuit representing the second embodiment of the present invention.
FIG. 12 is another circuit block diagram of the harmonic suppression circuit representing the second embodiment of the present invention.
FIG. 13 is another circuit block diagram of the harmonic suppression circuit representing the second embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a circuit block diagram of a harmonic suppression circuit representing Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 15 is a circuit block diagram of a harmonic suppression circuit representing Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 16 is another circuit block diagram of the harmonic suppression circuit representing the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a circuit block diagram of a harmonic suppression circuit representing Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 18 is a conventional circuit block diagram.
FIG. 19 is a conventional circuit block diagram.
FIG. 20 is a conventional circuit block diagram.
FIG. 21 is a conventional circuit block diagram.
[Explanation of symbols]
  1 AC power supply, 2 rectifier, 3 reactor, 4 smoothing capacitor, 5 5 u, 5 v, 5 w resonance capacitor, 6, 6 u, 6 v, 6 w bidirectional switching element, 7, 7 u, 7 v, 7 w composite capacity variable capacitor, 8 Input current detection means, 9 Capacitor capacity control means, 10 Short circuit part, 10p Upper short circuit element, 10n Lower short circuit element, 11 Capacitor, 12 Load control means, 13 Power supply voltage detection means, 14 Switch control means, 15 Bidirectional switching Element, 16 Composite capacitance variable capacitor, 17 inverter, 18 motor, 19 inverter control means, 20 load, 21 short-circuit element, 22 diode bridge, 23 diode, 50, 51, 52, 53 resonance capacitor, 70 harmonic suppression circuit .

Claims (10)

交流電源に接続され、前記交流電源よりの交流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記整流器との間の各電源ラインに接続されたリアクトルと、前記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと前記整流器とを接続する各電源ラインにその一端が接続され、他端が交流電源の中性点を形成するように共通接続された複数のコンデンサと、前記整流器よりも直流側の端子間に接続され、オンすることにより一方向に電流を流す上側短絡素子および下側短絡素子とを直列接続した短絡部と、前記短絡部のオン・オフ動作を制御するスイッチ制御手段と、前記複数のコンデンサの共通接続点にその一端が接続され、他端が前記短絡部を構成する上側短絡素子と下側短絡素子との相互接続点間に接続されたコンデンサと、を備えたことを特徴とする高調波抑制回路。  Between a rectifier connected to an AC power source and rectifying AC from the AC power source into DC, a reactor connected to each power line between the AC power source and the rectifier, and a DC voltage output terminal of the rectifier A plurality of smoothing capacitors connected to smooth the DC voltage, one end connected to each power line connecting the reactor and the rectifier, and the other end connected in common to form a neutral point of the AC power source And a short-circuit portion connected in series between an upper short-circuit element and a lower short-circuit element that are connected between terminals on the DC side of the rectifier and flow a current in one direction by being turned on, One end of the switch control means for controlling the off operation is connected to a common connection point of the plurality of capacitors, and the other end is connected to the upper short-circuit element and the lower short-circuit element constituting the short-circuit portion. Harmonic suppression circuit, characterized in that it comprises a capacitor connected between the connection point, the. 前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの合成容量を可変とし、前記複数のコンデンサの合成容量の切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の高調波抑制回路。  2. The harmonic according to claim 1, wherein the harmonic suppression circuit includes a capacitor capacity control unit configured to change a combined capacity of the plurality of capacitors and to control switching of the combined capacity of the plurality of capacitors. Suppression circuit. 前記コンデンサ容量制御手段は、負荷信号に応じて前記複数のコンデンサの合成容量を切り換えるように制御するようにしたことを特徴とする請求項２に記載の高調波抑制回路。  3. The harmonic suppression circuit according to claim 2, wherein the capacitor capacity control means performs control so as to switch a combined capacity of the plurality of capacitors in accordance with a load signal. 前記コンデンサ容量制御手段は、前記負荷信号を入力信号とし、前記入力信号が所定値よりも大きい場合には前記複数のコンデンサの合成容量が大きくなるように制御し、前記入力信号が所定値よりも小さい場合には前記複数のコンデンサの合成容量が小さくなるよう制御するようにしたことを特徴とする請求項３に記載の高調波抑制回路。  The capacitor capacity control means uses the load signal as an input signal, and controls the combined capacity of the plurality of capacitors to be larger when the input signal is larger than a predetermined value, so that the input signal is larger than a predetermined value. 4. The harmonic suppression circuit according to claim 3, wherein when it is small, control is performed such that a combined capacity of the plurality of capacitors is small. 前記高調波抑制回路は、電源周波数がｆｓのＮ相の交流電源に接続され、前記リアクトルのインダクタンス値をＬ、円周率をπ、前記複数のコンデンサの合成容量をＣとしたとき、Ｃ≧１／（４・π^２・Ｎ^２・ｆｓ^２・Ｌ）となるように前記複数のコンデンサの合成容量Ｃを構成するようにしたことを特徴とする請求項１乃至４に記載の高調波抑制回路。The harmonic suppression circuit is connected to an N-phase AC power supply having a power supply frequency of fs, where L is the inductance value of the reactor, π is the circumference ratio, and C is the combined capacitance of the plurality of capacitors. The harmonic suppression according to any one of claims 1 to 4, wherein the combined capacitance C of the plurality of capacitors is configured to be 1 / (4 · π ² · N ² · fs ² · L). circuit. 前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの共通接続点と前記短絡部との間に接続されたコンデンサの容量を可変可能に構成し、前記コンデンサの容量の切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたことを特徴とする請求項１乃至４に記載の高調波抑制回路。  The harmonic suppression circuit is configured such that the capacitance of a capacitor connected between a common connection point of the plurality of capacitors and the short-circuit portion can be varied, and a capacitor capacity control unit that controls switching of the capacitance of the capacitor. The harmonic suppression circuit according to claim 1, further comprising a harmonic suppression circuit. 前記スイッチ制御手段は、周波数ｆｓでＮ相の交流電源を接続し、前記短絡部を形成する上側短絡素子及び下側短絡素子をそれぞれ、Ｎ×ｆｓの整数倍の周波数で、交互にオン・オフすることを特徴とする請求項１乃至６に記載の高調波抑制回路。  The switch control means connects an N-phase AC power source at a frequency fs, and alternately turns on and off the upper short-circuit element and the lower short-circuit element forming the short-circuit portion at a frequency that is an integer multiple of N × fs. The harmonic suppression circuit according to claim 1, wherein: 前記スイッチ制御手段は、負荷信号として、入力電流、平滑コンデンサ端子間に出力される直流出力電圧、前記平滑コンデンサの入出力電流、整流器より直流側を流れる電流、負荷の消費電力量、あるいは負荷電流に応じて予め設定された所定時間に基づいて、前記短絡部のオン、オフ動作を行わさせるように制御するようにしたことを特徴とする請求項１乃至７に記載の高調波抑制回路。  The switch control means includes, as a load signal, an input current, a DC output voltage output between the smoothing capacitor terminals, an input / output current of the smoothing capacitor, a current flowing on the DC side from the rectifier, a power consumption amount of the load, or a load current 8. The harmonic suppression circuit according to claim 1, wherein control is performed so as to perform an on / off operation of the short-circuit portion based on a predetermined time set in advance. 請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の高調波抑制回路に接続される負荷をインバータや電動機とし、前記スイッチ制御手段に入力される負荷信号を、電動機への回転数指令値、電圧指令、サーミスタで検出される圧縮機吐出温度、圧縮機吸入温度あるいは熱交換器の温度のいずれかとしたことを特徴とする電動機駆動システム。  The load connected to the harmonic suppression circuit according to any one of claims 1 to 8 is an inverter or an electric motor, and the load signal input to the switch control means is a rotational speed command value or voltage command to the motor. An electric motor drive system characterized by any one of a compressor discharge temperature, a compressor suction temperature and a heat exchanger temperature detected by a thermistor. 請求項２または請求項３または請求項４または請求項６に記載の高調波抑制回路に接続される負荷をインバータや電動機とし、前記コンデンサ容量制御手段に入力される負荷信号を、電動機への回転数指令値、電圧指令、サーミスタで検出される圧縮機吐出温度、圧縮機吸入温度あるいは熱交換器の温度のいずれかとしたことを特徴とする電動機駆動システム。A load connected to the harmonic suppression circuit according to claim 2, claim 3, claim 4, or claim 6 is an inverter or a motor, and a load signal input to the capacitor capacity control means is a rotation to the motor. An electric motor drive system characterized by being one of a numerical command value, a voltage command, a compressor discharge temperature detected by a thermistor, a compressor suction temperature, or a heat exchanger temperature.

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