JP4327693B2 - 光ディスク装置及び光検知信号処理方法 - Google Patents

光ディスク装置及び光検知信号処理方法 Download PDF

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Description

本発明は、光ディスクに対して情報の記録／再生を行う光ディスク装置に関する。
光ディスク装置において、情報を示すピットの並んでいるトラックを光ビームが正確にトレースするためには、トラッキング信号を生成し、このトラッキング信号に基づいてピックアップのディスク半径方向における位置制御を行うトラッキングサーボが不可欠である。
光ディスクを反射したレーザービームは複数の受光素子からなる分割受光部に受光され、各受光素子からは各々光検知信号が発生される。これら光検知信号を用いて、トラッキング誤差信号生成回路はトラッキングエラー信号を生成する。
近年、光ディスク装置では、分割受光部の出力信号間の位相誤差からトラッキング誤差信号を検出するトラッキング誤差検出方式が広く用いられている。
位相誤差検出方式のトラッキングエラー検出方式において、位相誤差を比較する前の光検出部出力信号に遅延要素を入れて位相比較結果をオフセットさせ、高密度化・高線速度化した状況下での位相誤差検出感度の低下を抑圧する技術が下記特許文献１のように開示されている。
特開２００２−２３７０６２号公報（段落００３２ 図１３）
しかしながら上記のような構成では、情報の記録密度が高くなるほど、トラッキング誤差信号生成回路は、分割受光部から該トラッキング誤差信号生成回路までの配線長の違いや配線の引き方の違いによる伝達特性の差異の影響を受けやすいという問題がある。上記特許文献による技術では、光検出部から位相誤差検出回路までの配線長差などにより発生する信号の遅延量差に関する考察はなんらされてない。
実際の光ディスク装置では分割受光部が搭載されているピックアップヘッドとトラッキング誤差信号生成回路が搭載された部分は別体となって、その間がケーブルで接続されており、かつ、回路基板上の部品配置の制約により、分割受光部からトラッキング誤差信号生成回までの配線長は分割受光部を構成する受光素子それぞれで異なるので、配線の伝達特性が揃わない。例えば、遅延時間が揃っていない場合、各受光素子からの光検知信号がトラッキング誤差信号生成回路まで到達する時間が異なることとなる。
そこで、光ディスクの回転速度を一定とすれば、受光素子それぞれの光検知信号の位相差は時間差に相当するので、トラッキング誤差信号生成回路では、光検知信号の位相差（時間差）に加えて群遅延特性の差異による伝搬時間差も同時観測されることになる。
机上の計算では、チャネルビットレート６４．８Ｍｂｐｓの系においてトラッキングエラーの最大振幅の０．３％に相当する誤差を発生させる遅延時間の差は４６．３ｐｓであり、配線長にして約１ｃｍの違いに相当する。仮に１０倍速の高倍速再生を仮定すると、同じ配線長の違いが３％のトラッキングエラーの誤差となり、もはや無視できなくなる。
さらに、群遅延特性は配線の曲がりや近接する配線の関係によっても差異が発生するので、各受光素子からトラッキング誤差信号生成回路までの間では、単なる配線長の違いによる伝搬時間差よりも大きな伝搬時間差が発生することが考えられる。
このような場合、トラックエラー信号に含まれる誤差がさらに大きくなるので、遅延時間差によって発生したトラッキング誤差信号の誤差を、何も考慮しないでトラックサーボを実行することは困難になり、上記特許文献で行われているように、実際にトラックサーボを実行してサーボのオフセット量を調整して、発生した誤差による影響を解消する方法は使用が難しくなる。
本発明は、上記問題を解決するためになされたものであり、各受光素子から、トラッキング誤差信号生成回路やＲＦ信号処理回路等の信号処理回路までのそれぞれの配線長の差異により生じる伝達特性を補償して、高ビットレート下でも高品質な再生信号を得ることを目的としている。
この問題を解決するための手段として、本発明の一実施形態に係る光ディスク装置は、レーザービームを光ディスクに照射し、その反射ビームを第１及び第２受光素子を含む受光部にて受光し、前記反射ビームに対応する第１及び第２光検知信号を提供する光ピックアップと、前記光ピックアップから前記第１及び第２光検知信号を受信し、前記第１及び第２光検知信号の信号伝播遅延時間差を測定する測定手段と、前記第１及び第２光検知信号の遅延時間が同一となるように、前記信号伝播遅延時間差に基づいて該第１及び第２光検知信号を遅延する遅延手段と、前記遅延手段により遅延された前記第１及び第２光検知信号を処理し、処理された信号を提供する信号処理回路とを具備する。
本発明の他の実施形態に係る光ディスク装置ば、各受光素子からトラッキング誤差信号生成回路までの伝搬遅延時間差を観測する手段と、トラッキング誤差信号生成回路の前段に遅延時間可変回路と観測した伝搬時間差からそれぞれの時間差を最も小さくする（最も遅延量の大きい出力にあわせる）ように遅延時間可変回路を制御する遅延量演算器を具備する。受光素子の出力からトラッキング誤差信号生成回路までの伝搬遅延時間差を小さくして、伝達特性の差異による伝搬時間差に起因するトラッキング誤差信号の誤差を小さくした構成である。
また、トラッキング誤差信号のみならず、再生信号についても各受光素子からＲＦ信号処理回路までの配線の伝搬特性を観測する手段と、測定した伝搬特性からＲＦ信号処理回路に設けられたイコライザー回路のフィルタ特性を可変して伝搬特性によって生じた波形歪みを補償する構成を有している。
従来は無視できると考えられていた受光素子から位相誤差検出回路までの配線長差などにより発生する信号の遅延量差を補償する回路を設けることにより、高密度化・高線速度化した光ディスク装置においても位相誤差検出方式等のトラッキングエラー検出方式を用いて、安定してトラックサーボを実行することができる。
以下、本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。
図１Ａは本発明の第１実施形態における光ディスク装置の構成を示すブロック図である。
ＬＤ(laser diode)１０７が出射した読み取りレーザービームは、いくつかの光学素子１０９を経て光ディスク１００に照射され、反射光は再び光学素子を経て分割受光部１０１へ照射される。ここでＬＤ１０７は、制御部２００によって制御されるＬＤドライバー１０８により駆動される。
分割受光部１０１、ＬＤ１０７、光学素子１０９、対物レンズ１１１、トラックアクチュエータ１１２で構成された部分をピックアップヘッド１１０と呼ぶ。分割受光部１０１は光ディスク（情報記憶媒体）１００における情報トラック付近に、読み取りレーザービームを照射した際に生じる反射ビームの光路中に配置されている。
分割受光部１０１は、互いに直行する分割線で分割され、受光素子１０１ａ〜１０１ｄより構成される。上記光ディスク１００は所定の速度で回転しており、その反射光は上記情報トラックに記された情報ピットで変調され、受光素子１０１ａ〜１０１ｄにより受光され、反射光に対応する電気信号が光検知信号Ａ〜Ｄとして出力される。
受光素子１０１ａ〜１０１ｄから出力された光検知信号Ａ〜Ｄは、分割受光部１０１の間近に配置された切り換え器３００、接続ケーブル、遅延時間可変回路６００ａ〜６００ｄを経て、トラッキング誤差信号生成回路１１４へ伝送される。後述するように遅延時間可変回路６００ａ〜６００ｄは、受光素子１０１ａ〜１０１ｄからトラッキング誤差信号生成回路１１４までのそれぞれの伝搬遅延時間を揃え、光検知信号Ａ’〜Ｄ’を出力する。
図１Ｂはトラッキング誤差生成回路１１４の構成を示すブロック図である。
それぞれ対角に位置する受光素子１０１ａ、１０１ｃの出力Ａ’、Ｃ’と受光素子１０１ｂ、１０１ｄの出力Ｂ’、Ｄ’を加算器１０２ａ、１０２ｂで加算し、Ａ’＋Ｃ’出力とＢ’＋Ｄ’出力が生成される。１０３ａ、１０３ｂはハイパスフィルターまたはバンドパスフィルターであり、上記それぞれの対角和出力つまりＡ’＋Ｃ’出力及びＢ’＋Ｄ’出力から直流成分や雑音成分を除去する。
１０４ａ、１０４ｂは２値化回路であり、上記ハイパスフィルターまたはバンドパスフィルターを通過した信号をしきい値化して２値信号にする。１０５は位相比較器であり、これらのパルス信号の相互の位相差を検出して電気信号として出力する。
１０６はローパスフィルタであり、上記電気信号から雑音成分を除去してトラッキング誤差信号として出力する。この加算器１０２ａ、１０２ｂ、フィルタ１０３ａ、１０３ｂ、２値化回路１０４ａ、１０４ｂ、位相比較器１０５、ローパスフィルタ１０６は、トラッキング誤差信号生成回路１１４を構成する。
図１Ａに示すように、トラッキング誤差信号はトラッキング制御器１１３において演算を行われてトラックアクチュエータ駆動電流となる。トラッキング制御器１１３は、制御部２００により制御され、動作のＯＮ、ＯＦＦやパラメータの指令等を受ける。
トラックアクチュエータ駆動電流によりトラックアクチュエータ１１２を駆動して、対物レンズ１１１を動かし対物レンズの合焦点位置を光ディスク（情報記録媒体）１００の情報トラック中心に維持する。対物レンズ１１１を動かし対物レンズの合焦点位置を光ディスク１００の情報トラック中心に維持する動作をトラックサーボと呼ぶ。
次に本実施形態に係る光検知信号の遅延量の調節について説明する。
光検出部から位相誤差検出回路までの配線長差などにより発生する信号の遅延量差は、従来は無視できるものと考えられていた。しかし、光ディスクの高密度化ならびに光ディスク装置が光ディスクに対して記録又は再生をする際の高線速度化に伴って、上記信号の遅延量差は無視できないものになっている。遅延量差があると、各光検知信号がトラッキング誤差生成回路に到達する時間に差が生じ、トラッキング誤差生成回路において生成されるトラッキング誤差信号にひずみが生じる。その結果、トラッキング制御が不安定となる。
本実施形態では、例えば４つの光検知信号の各受光素子からトラッキング誤差生成回路までの信号遅延量を同一とすることで、トラッキング誤差生成回路においてひずみの無いトラッキング誤差信号が生成される。この結果、安定してトラックサーボを実行することができる。
図１Ａにおいて、受光素子１０１ａ〜１０１ｄからトラッキング誤差信号生成回路１１４までのそれぞれの伝搬遅延時間差を一致させるために、光ディスク１００の再生開始の前に以下のような処理を行う。
なお、受光素子１０１ａ〜１０１ｄと切り換え器３００間の伝搬時間差、および検出器４００と遅延時間可変回路６００ａ〜６００ｄとトラッキング誤差信号生成回路１１４の間の伝搬時間差は、切り換え器３００から検出器４００までの伝搬時間差に比べて無視できるものとする。
（ａ１） 光ディスク１００の情報再生開始に先立って、制御部２００が切り換え器３００の入力を信号発生器２５０へ切り換える。
（ａ２） 信号発生器２５０からパルス波やスイープ波、擬似雑音信号など時間差の特定が可能な波形の測定用信号を、受光素子１０１ａ〜１０１ｄに対応する信号線へ同時に出力する。
（ａ３） 検出器４００で信号発生器２５０から出力された信号を受信し、受信したタイミングを遅延量演算器５００へ出力する。
（ａ４） 遅延量演算器５００は、受信したタイミングの時間差を測定し、最も遅く到着した受光素子に対応する信号線の遅延時間にその他の信号線の遅延時間が合うように遅延すべき時間を演算して、遅延時間可変回路６００ａ〜６００ｄへ遅延時間指令値を出力する。なお、最も遅く到着した受光素子に対応する信号線に接続された遅延時間可変回路への遅延時間指令値は、その他の遅延時間可変回路への遅延時間指令値に比べて０以上の最も小さい遅延時間となる。
（ａ５） 遅延時間設定が終了すると制御部２００は切り換え器３００を信号発生器２５０から分割受光部１０１へ切り替える。
上記の操作により、受光素子１０１ａ〜１０１ｄからトラッキング誤差信号生成回路１１４までのそれぞれの伝搬遅延時間を一致させることができる。尚、遅延時間指令値は、例えば数ｎ秒であって、トラッキングアクチュエータ１１２の動作応答速度は数ｍ秒である。従って、遅延時間可変回路の信号遅延によるアクチュエータ１１２の動作遅延は無視できる。
図２Ａ〜２Ｃは、図１Ａの検出器４００の構成例を示す。
図２Ａは検出器４００の構成例として検出器４００Ａを示す。検出器４００Ａは、同一構成の時間差検出器４１０〜４１３から構成されている。以下、時間差検出器４１０について説明する。
入力信号はＡ／Ｄ変換器４０１へ入力される。Ａ／Ｄ変換器４０１はアナログ信号を、２値を含む多値に離散化（デジタル化）する。Ａ／Ｄ変換器４０１の出力はシフトレジスタ４０２へ入力される。
シフトレジスタ４０２は、数値を蓄積する部分（レジスタ）が縦続接続されているもので、外部からのタイミング信号により蓄積した数値を順次転送する。シフトレジスタ４０２は、発振器４０３から一定周期で数値を転送するためのタイミング信号が入力されていて、一定周期で数値を隣接するレジスタへ転送する。
図１Ａの制御部２００の制御の下に、信号発生器２５０が信号発生を開始するのと同時に、シフトレジスタ４０２によるレジスタ間の数値の転送が開始される。または、切り替え器３００から時間差検出器４１０〜４１３への４つの入力信号をそれぞれ２値化して、遅延時間可変回路のいずれかに該２値化信号が入力されたときに、シフトレジスタ４０２による転送を開始しても良い。前者は信号発生器２５０からの各信号の遅延時間、後者は信号間の遅延時間差を得ることになる。上記により、”数値が通過したレジスタの数×一定周期の時間”だけＡ／Ｄ変換器４０１の出力を遅延できる。
一方で、レジスタはそれぞれ相互相関器４０４に入力されている。相互相関器４０４は信号発生器２５０で発生させた理想的な波形情報を内蔵しており、その波形情報とシフトレジスタ４０２より入力される実際に受信した波形との時間領域での畳み込み演算を行い、相互相関を演算する。
実際に受信した波形と理想的な波形の間には強い相関がある。相互相関器４０４は理想波形をシフトレジスタで順次時間的にずらした時に、どれくらいずらすと最も強い相関が得られるかという情報を出力する。これを数式で説明すると以下の通りである。
ｎ段のレジスタが接続されたシフトレジスタ内に蓄積されたＡ／Ｄ変換サンプル値のそれぞれの値をｘN（Ｎ＝１，２，３，…，ｎ）、相互相関器４０４内に蓄積された離散化された理想波形情報をｙN（Ｎ＝１，２，３，…，ｎ）とすると、相互相関器４０４は以下の演算を行う。
Figure 0004327693
ここで、ｍは相関を取るサンプルの範囲を示す自然数で、ｍ＜ｎである。相互相関器４０４は最も大きなC(ｋ)の値を示した時のｋを出力する。
相互相関器４０４で演算をした結果、最も強い相関を示した理想波形のずらした回数は、すなわち”ずらしたサンプル数×シフトレジスタ転送周期”分の時間だけ遅延が存在することを示すので、この情報が遅延時間として出力される。尚、ここでは、シフトレジスタを用いて校正を説明しているが、メモリを用いても同様の構成が可能である。
図２Bは図１Ａの検出器４００の構成例として検出器４００Bを示す。検出器４００Bは、同一構成の時間差検出器４５０〜４５３から構成されている。以下、時間差検出器４５０について説明する。
入力信号はコンボルバ４２０へ入力される。コンボルバ４２０は、２値の理想的な波形情報を持った内部構造を有し、入力信号との相互相関を検出できる素子である。代表的なコンボルバとしては表面弾性波の性質を用いたＳＡＷコンボルバが知られている。コンボルバ４２０は、その内部に持っている波形情報と一致した波形が入力された時に鋭いピークを出力する。
時間差計測器４４０は、制御部２００からの制御信号により、信号発生器２５０が波形を発生したタイミングが通知され、内部リセットされ、時間計測を開始する。コンボルバ４２０からの出力は、２値化器４３０によりそのピークが検出され、時間差計測器４４０はピークが検出された時点で計測を停止する。または、時間差検出器４５０〜４５３への４つの入力信号をそれぞれ２値化して、時間差検出器のいずれかに該２値化信号が入力したときに、時間計測を開始しても良い。前者は信号発生器２５０からの各信号の遅延時間、後者は信号間の遅延時間差を得ることになる。時間差計測器４４０は測定した時間情報を遅延時間として出力する。
図２Ｂの時間差計測器４４０の構成例を図３Ａ、図３Ｂに示す。
図３Ａは時間計測器４４０の構成例として時間計測器４４０Ａを示す。リセット信号は、コンデンサ４４２と並列に接続されているスイッチ４４３を開放する。コンデンサ４４２は定電流源４４１に接続されているので、スイッチ４４３が開放されると同時に、時間に比例した電圧がコンデンサ４４２に発生する。
ストップ信号により、サンプルホールド４４４がそのときコンデンサ４４２に発生していた電圧をホールドすると共に、スイッチ４４３を閉じてコンデンサ４４２に蓄積された電荷を放電する。サンプルホールド４４４の電圧が、計測された遅延時間に比例した情報となる。なお、リセット信号によりコンデンサ４４２の電圧が初期状態となり、ストップ信号によりコンデンサ４４２へ経過時間に比例した電圧変化が現れる回路構成であれば上記に構成にとらわれない。
図３Ｂは図２Ｂの時間計測器４４０の構成例として時間計測器４４０Ｂを示す。発振器４５６は一定周期のクロック信号を出力し、カウンター４４５には該クロック信号とリセット信号及びストップ信号が入力される。カウンター４４５はリセット信号により、記憶していた数値をゼロにするとともに、入力されるクロックに同期して記憶している数値を一定の大きさで増やしていく。
カウンター４４５はストップ信号により、入力クロックに同期した数値の増加を停止する。停止した時点で記憶していた数値が計測時間に比例した数値であり、カウンター４４５はこれを時間情報として出力する。
検出器４００の構成に戻り、 図２Ｃは図１Ａの検出器４００の構成例として検出器４００Ｃを示す。検出器４００Ｃは、同一構成の時間差検出器４６０〜４６３から構成されている。以下、時間差検出器４６０について説明する。
入力信号は２値化器４３０により、所定しきい値を用いて２値化される。時間差計測器４４０は図２Bと同様であり、制御部２００からの制御信号により、信号発生器２５０が波形を発生しタイミングが通知され、内部リセットされ、時間計測を開始する。２値化器４３０で入力信号の到来が検出され、ストップ信号供給されたとき、時間差計測器４４０は計測を停止する。または、時間差検出器４６０〜４６３への４つの各入力を２値化して、いずれかに該２値化信号が入力したときに、時間計測を開始しても良い。前者は信号発生器２５０からの各信号の遅延時間、後者は遅延時間差を得ることになる。時間差計測器４４０は測定した時間情報を遅延時間として出力する。
次に図１Ａの遅延量演算器５００の構成を説明する。
４つの信号線ａ、ｂ、ｃ、ｄそれぞれについて検出器４００で計測した遅延時間出力をＴａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｄ（ただし０よりも大きい）とし、min（α、β、ｘ、δ）はα、β、ｘ、δの中で最も小さい数値を出力する関数であるとすると、遅延量演算器５００は遅延時間可変回路６００ａ〜６００ｄに対してそれぞれ以下で表される遅延時間指令値ＴRa、ＴRb、ＴRc、ＴRdを出力する。
Figure 0004327693
図１Ａの説明に戻る。信号発生器２５０は、制御部２００からの制御信号により発振の開始・停止が可能な発振器により構成されている。発振器の出力としては、検出器４００が図２Ａ、２Ｂによる方式の場合は、発信周波数が低周波数から高周波数に変化するチャープ信号、あるいは擬似ランダム信号、又はインパルス信号等が好適である。検出器４００が図２Cによる方式の場合は、正弦波、方形波等が好適である。
図４は信号発生器２５０の構成例を示す。信号発生器２５０は、発振器２５３と、ディジタル化された波形情報を記憶しているメモリ２５１と、制御部２００からの制御信号と発振器２５３からのタイミング信号により一定周期ごとにメモリ２５１の読み出し位置を更新するアドレス発生器２５２と、メモリ２５１から読み出されたディジタル化された波形情報をアナログ信号の変換するＤ／Ａ変換器２５４から構成されている。アドレス発生器２５２は制御部２００からの制御信号により、信号発生を停止することができる。
図５Ａ〜５Ｃは、図１Ａの遅延時間可変回路６００の構成例を示している。遅延時間可変回路６００ａ〜６００ｄは互いに同一構成であって、遅延時間可変回路６００は遅延時間可変回路６００ａ〜６００ｄのうちの１回路を示す。
図５Ａは遅延時間可変回路６００の構成例として遅延時間可変回路６１０を示す。入力信号は遅延線６２２へ入力される。遅延線６２２は、その途中点での出力が取り出せる端子が複数設けられており、それぞれの端子は複数のスイッチ６１１、６１２、…６１ｎに接続されている。入力信号が遅延線６２２内を通過するためには、所定の伝搬時間が必要となる。従って、遅延線６２２内の任意の点で出力を取り出せば、遅延線６２２の伝搬時間の範囲内で任意に信号を遅らせることができる。
入力された遅延時間指令値はデコーダ６２１でデコードされ、入力された遅延時間指令値に最も近い遅延時間に対応する遅延線６２２の端子に接続されているスイッチ６１ｍを接続状態としその他のスイッチを切断状態にする。これにより、遅延線６２２の伝搬時間の範囲内で遅延された信号が得られ、増幅器６２４から出力される。
図５Ｂは図１Ａの遅延時間可変回路６００の構成例として遅延時間可変回路６３０を示す。入力信号は電圧電流変換器（Ｖ／Ｉ）６４２にて、入力信号の電圧変化に比例した電流変化に変換され、電荷結合素子（ＣＣＤ）６４３へ入力される。ＣＣＤ６４３は、電荷蓄積部が縦続接続された素子であって、外部からのタイミング信号により蓄積された電荷を隣接する電荷蓄積部へ順次転送できる素子である。
ＣＣＤ６４３は、発振器６４５より一定周期で電荷を転送するためのタイミング信号が入力され、一定周期で電荷を隣接する電荷蓄積部へ転送する。一定周期で電荷の転送が起きるので、電圧電流変換器６４２に接続された電荷蓄積部は、電圧電流変換器６４２より電流に比例した電荷が蓄積され、蓄積電荷を隣接する電荷蓄積部へ転送する。電荷蓄積部にはそれぞれスイッチ６３１、６３２、…６３ｎが設けられており、接続状態になったスイッチ６３ｍに接続された電荷蓄積部からは、電荷がチャージアンプ６４６に流れ込み電荷量に比例した電圧が出力される。
電荷を隣接する電荷蓄積部まで転送することは、すなわち電荷を蓄積・遅延していることになるので、縦続接続された素子中の任意の素子を選んで電荷を取り出せば、任意の遅延量を得ることができる。
入力された遅延時間指令値はデコーダ６４１でデコードされ、入力された遅延時間指令値に最も近い遅延時間に対応する電荷蓄積部に接続されているスイッチ６３ｍを接続状態とし、その他を切断状態にする。これにより、デコーダ６４１によって選択されたスイッチ６３ｍを通して、電荷蓄積部から電荷がチャージアンプ６４６に流れ込み、入力された遅延時間指令値だけ入力信号を遅延した出力信号が得られる。
図５Ｃは図１Ａの遅延時間可変回路６００の構成例として遅延時間可変回路６５０を示す。入力信号はＡ／Ｄ変換器６５１へ入力される。Ａ／Ｄ変換器６５１はアナログ信号を２値を含む多値に離散化する。Ａ／Ｄ変換器６５１の出力はシフトレジスタ６５２へ入力される。シフトレジスタ６５２は、数値を蓄積する部分（レジスタ）が縦続接続されているもので、外部からのタイミング信号により蓄積した数値を順次転送する。
シフトレジスタ６５２は、発振器６５４から一定周期で数値を転送するためのタイミング信号が入力されていて、一定周期で数値を隣接するレジスタへ転送する。これらにより、”数値が通過したレジスタの数×一定周期の時間”だけＡ／Ｄ変換器６５１の出力が遅延できる。
レジスタはそれぞれ独立にセレクタ６５３へも接続されており、縦続接続された任意のレジスタから蓄積された数値を読み出せる。セレクタ６５３は入力された遅延時間指令値をデコードし、入力された遅延時間指令値に最も近い遅延時間に対応するレジスタの出力を選択して、任意の時間だけ遅延したＡ／Ｄ変換結果を得る。なお、この例はシフトレジスタを用いて構成したが、メモリを用いても同様に構成できる。
図５Ｄは遅延時間可変回路６００の構成例として遅延時間可変回路６６０を示す。入力信号は、全域通過フィルタ(オールパスフィルタ)６７１へ入力される。全域通過フィルタ６７１は、振幅伝達特性が周波数によらず一定であるが、フィルタの特性周波数を制御することにより群遅延量を可変できるフィルタである。
遅延量指令値はデコーダ６７２によりフィルタの特性周波数を制御する信号に変換され、全域通過フィルタ６７１へ入力される。
以上説明したように本実施形態では、受光素子１０１ａ〜１０１ｄからトラッキング誤差信号生成回路１１４までのそれぞれの伝搬遅延時間を一致させることにより、トラッキング誤差信号生成回路１１４内の位相比較器１０５において、伝搬時間差に起因するパルス信号の相互の位相差が発生しなくなる。結果として伝搬時間差に起因するトラッキング誤差信号の歪（誤差）を抑制できる。従って、安定したトラックサーボを実行することができ、高ビットレート下でも高品質な再生信号を得られる。尚、上記説明は、光検知信号間の位相差に基づいてトラッキングエラー信号を生成するＤＰＤトラッキング方式の場合に本発明を適用した例を示した。しかし本発明は、光検知部から出力された前記光検知信号間の振幅差に基づいてトラッキングエラー信号を生成するＰＰトラッキング方式にも適用できる。ＰＰトラッキング方式の場合、２分割の分割光検知部を使用することができる。
次に本発明の第２実施形態を説明する。
図６は本発明の第２実施形態におけるトラッキング誤差信号生成のブロック図を示す。図６中で、図１Ａ（第１実施形態）と同一の名称、参照番号で示した部分は同一の要素であり、説明を省略する。第１実施形態では受光側に切り換え器を必要としていたが、第２実施形態ではこれを不要とする方法である。
第１実施形態で既に述べたようにＬＤ１０７は、制御部２１０によって制御されるＬＤドライバー１０８により駆動される。
一般に光ディスク装置においては、ＬＤ１０７の発光に含まれる雑音を減らすために、ＬＤ１０７の駆動電流へ、目的とする再生信号よりも十分に高い周波数を重畳する高周波重畳という方式が適用されている。重畳された周波数は、分割受光部１０１やその出力に対して行われる信号処理で検出可能な周波数よりも十分に高い周波数であるので、光ディスク１００の情報再生処理に影響を与えない。
高周波重畳はＬＤドライバー１０８の高周波重畳部１０８ａにより実行され、その周波数は制御部２１０より設定可能となっている。
ここで、受光素子１０１ａ〜１０１ｄからトラッキング誤差信号生成回路１１４までのそれぞれの伝搬遅延時間差を揃えるために、光ディスク１００の再生開始の前に、フォーカス制御により、レーザービームが光ディスク１００上の鏡面部分へ合焦点となっている状態で以下のような処理を実行する。
（ｂ１） 制御部２１０がＬＤドライバー１０８へ指令して高周波重畳の周波数を低下させて、分割受光部１０１で受信可能な周波数とする。
（ｂ２） 受光素子１０１ａ〜１０１ｄは、それぞれ対応する信号線へ受光した信号を出力する。
（ｂ３） 検出器４００により、分割受光部１０１から出力された光検知信号を受信し、受信したタイミングを遅延量演算器５００へ出力する。
（ｂ４） 遅延量演算器５００は、受信したタイミングの時間差を測定し、最も遅く到着した受光素子に対応する信号線の遅延時間に、その他の信号線の遅延時間が合うように、遅延すべき時間を演算する。遅延量演算器５００は、その演算結果を遅延時間可変回路６００ａ〜６００ｄへ遅延時間指令値として出力する。なお、最も遅く到着した受光素子に対応する信号線に接続された遅延時間可変回路への遅延時間指令値は、その他の遅延時間可変回路への遅延時間指令値に比べて０以上の最も小さい遅延時間となる。
（ｂ５） 遅延時間設定が終了すると、制御部２１０はＬＤドライバー１０８へ指令して、高周波重畳の周波数を再生時の所定の周波数へ戻し、高周波重畳の周波数を分割受光部１０１やその後に続く処理で検出可能な周波数よりも十分に高い周波数にする。
上記の操作により、受光素子１０１ａ〜１０１ｄからトラッキング誤差信号生成回路１１４までのそれぞれの伝搬遅延時間を揃えられる。また、本実施形態では分割受光部１０１の直後に、切り換え器や信号発生器を不要としているので、第１実施形態に比べてシステムの構成が簡単である。
受光素子１０１ａ〜１０１ｄからトラッキング誤差信号生成回路１１４までのそれぞれの伝搬遅延時間をそろえた（一致させた）ことにより、トラッキング誤差信号生成回路１１４内の位相比較器１０５において、伝搬時間差に起因するパルス信号の相互の位相差が発生しなくなる。結果として伝搬時間差に起因するトラッキング誤差信号の歪を抑制できる。従って、安定したトラックサーボを実行することができ、高ビットレート下でも高品質な再生信号を得られる。
次に本発明の第３実施形態を説明する。第３実施形態ではＬＤの出射パワーが変動される
図６は又、本発明の第３実施形態におけるトラッキング誤差信号生成のブロック図を示す。第３実施形態の構成は第２実施形態と同様であるので各部の詳細説明は省略する。
ここで、受光素子１０１ａ〜１０１ｄからトラッキング誤差信号生成回路までのそれぞれの伝搬遅延時間差を揃えるために、光ディスクの再生開始の前に、フォーカス制御により、レーザービームが光ディスク１００上の鏡面部分へ合焦点となっている状態で以下のような処理を実行する。
（ｃ１） 制御部２１０がＬＤドライバー１０８へ指令して、ＬＤ１０７が出射するレーザービーム出力にパルス波やスイープ波、擬似雑音信号など時間差の特定が可能な波形の信号で変調をかける。ただし、記録可能な光ディスクにおいては、記録・消去が起きない程度のレーザービーム出力の変調とする。上記パルス波やスイープ波、擬似雑音信号など時間差の特定が可能な波形の遅延時間測定用信号は波形生成部２１０ａにより生成され、生成された信号により、制御部２１０はＬＤドライバーを制御し、ＬＤ駆動電流が変調される。
（ｃ２） 受光素子１０１ａ〜１０１ｄは、それぞれ対応する信号線へ光検知信号を出力する。
（ｃ３） 検出器４００により、分割受光部１０１の光検知信号を受信し、受信したタイミングを遅延量演算器５００へ出力する。
（ｃ４） 遅延量演算器５００は、受信したタイミングの時間差を測定し、最も遅く到着した受光素子に対応する信号線の遅延時間に、その他の信号線の遅延時間が合うように遅延すべき時間を演算する。遅延量演算器５００は、遅延時間可変回路６００ａ〜６００ｄへ演算結果を遅延時間指令値として出力する。なお、最も遅く到着した受光素子に対応する信号線に接続された遅延時間可変回路への遅延時間指令値は、その他の遅延時間可変回路への遅延時間指令値に比べて０以上の最も小さい遅延時間となる。
（ｃ５） 遅延時間設定が終了すると、制御部２１０はＬＤドライバー１０８へ指令して、レーザ駆動信号に高周波を重畳し、再生指示あるいは記録指示を待つ。
上記の操作により、受光素子１０１ａ〜１０１ｄからトラッキング誤差信号生成回路１１４までのそれぞれの伝搬遅延時間を揃えられる。
本実施形態では分割受光部１０１の直後に切り換え器や信号発生器を不要としているので、第１実施形態に比べてシステムの構成が簡単である。さらに、光ディスク１００の記録を行う時にレーザービーム出力に変調をかける回路は必須であるので、光ディスク装置においては第２実施形態と同様に、ＬＤドライバー１０８に特別な回路を必要とせず、システムの構成が簡単である。
受光素子１０１ａ〜１０１ｄからトラッキング誤差信号生成回路１１４までのそれぞれの伝搬遅延時間をそろえたことにより、トラッキング誤差信号生成回路１１４内の位相比較器１０５において伝搬時間差に起因するパルス信号の相互の位相差が発生しなくなる。結果として伝搬時間差に起因するトラッキング誤差信号の歪を抑制できる。これにより、安定してトラックサーボを実行することができ、高ビットレート下でも高品質な再生信号を得られる。
次に本発明の第４実施形態を説明する。第４実施形態では、遅延時間可変回路と検出器の順番を逆転させてフィードバックループの形式とする。
図７は本発明の第４実施形態におけるトラッキング誤差信号生成のブロック図を示す。本実施形態は、図１Ａに示す第１実施形態において、遅延時間可変回路と検出器の順番を入れ替えた物である。
図７中で、図１Ａ（第１実施形態）と同一の名称、参照番号で示した部分は同一の要素であり、説明を省略する。
遅延時間可変回路６００ａ〜６００ｄの特性のばらつきにより、遅延量演算器から複数の遅延時間可変回路へ同じ遅延時間指令値を指令しても、実際に遅延する時間は異なる場合が多い。そこで、本実施形態は遅延時間可変回路のばらつきに依存しない方法を示す。 受光素子１０１ａ〜１０１ｄからトラッキング誤差信号生成回路１１４までのそれぞれの伝搬遅延時間差を揃えるために、光ディスク１００の再生開始の前に以下のような処理を実行する。
（ｄ１） 制御部２００が切り換え器３００の入力を信号発生器２５０へ切り換える。また、制御部２００の指令により遅延量演算器７００は遅延時間可変回路６００ａ〜６００ｄへ出力する遅延時間指令値を設定可能な最小の遅延時間に設定する。
（ｄ２） 制御部２００が指令して信号発生器２５０からパルス波やスイープ波、擬似雑音信号など時間差の特定が可能な波形の測定用信号を受光素子１０１ａ〜１０１ｄに対応する信号線へ同時に繰り返し出力する。
（ｄ３）． 検出器４００で信号発生器２５０から出力された信号を受信し、受信したタイミングを遅延量演算器７００へ出力する。
（ｄ４） 遅延量演算器７００は、受信したタイミングの時間差を測定し、最も遅く到着した光検知信号に対応する受光素子を決定する。
（ｄ５） 最も遅く到着した光検知信号とそれ以外の検知信号の遅延時間との差が極力小さくなるように、遅延すべき時間を演算し、遅延時間可変回路６００ａ〜６００ｄへ遅延時間指令値を出力する。
（ｄ６） 遅延時間設定が終了すると制御部２００は切り換え器２００を信号発生器２５０から分割受光部１０１へ切り替え、信号発生器２５０からの出力を停止する。
このように遅延時間可変回路の出力信号の遅延時間差を小さくする構成とすることにより、一種のフィードバックループを構成するので、検出器４００の検出遅延時間に対するゲイン誤差、遅延時間可変回路の遅延時間指令値に対するオフセット誤差・ゲイン誤差に影響されずに、遅延時間差の補正を行える。
また、第２および第３実施形態においても、同様にフィードバックループの形式として遅延時間可変回路の出力信号の遅延時間差を測定し、それに基づいて遅延時間差の補正を行う構成とすることが可能である。
受光素子１０１ａ〜１０１ｄからトラッキング誤差信号生成回路１１４までのそれぞれの伝搬遅延時間をそろえたことにより、トラッキング誤差信号生成回路１１４内の位相比較器１０５において伝搬時間差に起因するパルス信号相互の位相差が発生しなくなるので、結果として伝搬時間差に起因するトラッキング誤差信号の歪を抑制できる。
これにより、安定したトラックサーボを実行することができ、高ビットレート下でも高品質な再生信号が得られる。
次に本発明の第５実施形態を説明する。本実施形態では、上記実施形態と同様な方法でＲＦ系の伝達特性が改善される。
図８は本発明の第５実施形態におけるＲＦ信号補償回路のブロック図を示す。図８中で、図１Ａと同一の名称、参照番号で示した部分は同一要素であり、詳細な説明を省略する。
受光素子１０１ａ〜１０１ｄから出力された光検知信号は、加算器５０４で加算されてＲＦ信号となり、分割受光部１０１の間近に配置された切り換え器３００を経て可変イコライザー回路７００ａ、７００ｂを経て、ＲＦ信号処理回路８００へ伝送される。
可変イコライザー回路７００ａ、７００ｂは、等化量演算器９００からの指令により周波数伝達特性が変化するフィルターである。ＲＦ信号処理回路８００は得られた再生信号から、再生情報である２値化されたディジタルデータを抽出するための回路である。
一般にＲＦ信号はその信号品質を維持するために平衡伝送される。ここでは平衡伝送の片側をそれぞれＲＦＰ信号、ＲＦＮ信号と呼ぶこととする。一般にＲＦ信号処理回路では、平衡伝送された信号をＲＦＰ信号とＲＦＮ信号の差を取って不平衡信号に変換して処理を行うので、平衡伝送された２つの信号間の遅延時間や信号線（伝送経路）の周波数特性が異なっていると、差を取った時にひずみが生じる。
本実施形態では、加算器５０４からＲＦ信号処理回路８００までのＲＦＰ信号、ＲＦＮ信号それぞれの伝搬特性を揃えるために、光ディスク１００の再生開始の前に以下のような処理を行う。
ＳＴ４１．制御部２２０が切り換え器３００の入力を信号発生器２５０へ切り換える。
ＳＴ４２．信号発生器２５０からパルス波やスイープ波、擬似雑音信号など時間差や周波数特性の特定が可能な波形の測定用信号をＲＦＮ信号、ＲＦＰ信号へ同時に出力する。
ＳＴ４３．検出器４００で信号発生器２５０から出力された信号を受信し、受信したタイミングを遅延量演算器５００へ出力する。また、周波数スペクトラム情報を得るために、遅延時間可変回路から等化量演算器９００へ信号を出力する。
ＳＴ４４．遅延量演算器５００は、受信したタイミングの時間差を測定し、最も遅く到着したに信号線の遅延時間に、他方の信号線の遅延時間が一致するように遅延すべき時間を演算し、遅延時間可変回路６００ａ、６００ｂへ遅延時間指令値を出力する。
なお、最も遅く到着した信号の信号線に接続された遅延時間可変回路への遅延時間指令値は、その他の遅延時間可変回路への遅延時間指令値に比べて０以上の最も小さい遅延時間となる。一方、等化量演算器９００は、遅延時間可変回路６００ａ、６００ｂにより遅延されたＲＦＮ信号、ＲＦＰ信号の伝送経路の伝達周波数特性を判断する。また等化量演算器９００は予め定められた伝送路モデルの周波数特性に、ＲＦＮ信号、ＲＦＰ信号それぞれの信号線の周波数特性が近づくように、可変イコライザー回路７００ａ、７００ｂのフィルタ係数を計算し出力する。
（ｃ５） 制御部２２０は切り換え器３００を信号発生器２５０から分割受光部１０１へ切り替える。
上記を行うことにより、加算器５０４からＲＦ信号処理回路８００までのＲＦＰ信号、ＲＦＮ信号それぞれの伝搬時間差が一致するので、伝搬特性の不一致により発生する信号ひずみが抑制される。また等価フィルタが適切に調整されることにより、信号線の伝搬周波数特性が不適切であることにより発生する伝搬ひずみが抑制される。その結果、高ビットレート下でも高品質な再生信号を得ることが可能となる。
図９Ａは図８の等化量演算器９００の構成例として等化量演算器９００Ａを示す。
遅延時間可変回路６００ａから入力された信号はＡ／Ｄ変換器９０２へ入力される。制御部２２０の制御の下に、Ａ／Ｄ変換器９０２は、信号発生器２５０から信号が出力されている間だけ動作し、発振器９０１からの信号により一定の間隔でＡ／Ｄ変換を行い、A/D変換値をメモリ９０３へ格納する。
ＦＦＴ演算器９０４はメモリ９０３から読み出したデータに対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行い、等化量演算器９００へ、入力された信号の周波数スペクトラムを出力する。比較器９０５は、比較器９０５が内部に記憶している理想的な周波数スペクトラムとＦＦＴ演算器９０４からの周波数スペクトラムを比較し、その差分を出力する。
理想的な周波数スペクトラムは、信号発生器２５０から出力された信号が遅延時間可変回路６００ａで受信される望ましい周波数スペクトラムである。従って、入力された信号の周波数スペクトラムとの差は、すなわち接続ケーブルにより歪まされた周波数特性分である。この周波数スペクトラム差は可変イコライザー回路７００の補正すべき周波数特性を示す。従って、周波数スペクトラム差はイコライザー可変指令として、イコライザ回路７００ａに出力される。
また、特に可変イコライザー回路が特性周波数とブースト量の２つの変数を調整できるバンドパスフィルターやハイパスフィルター（もしくは高域強調フィルター）であった場合には、周波数スペクトラム差から特性周波数とブースト量を演算し、その２つの変数をイコライザー可変指令とする。
なお、信号発生器２５０から出力される信号の種類としては、擬似白色雑音信号、チャープ信号、インパルス信号など一定時間内を観測した時に一様な周波数スペクトラムとなる信号が好適である。
また、比較器９０５に記憶されている理想スペクトラム情報は、制御部２２０からの制御信号により、信号発生器２５０から出力される信号に応じて変更される構成になる場合もある。
図９Ｂは図８の等化量演算器９００の構成例として等化量演算器９００Ｂを示す。
遅延時間可変回路６００ａから入力された信号は、フィルターバンク９１１へ入力される。フィルターバンク９１１は帯域の異なるいくつかのバンドパスフィルターを並べたもので、それぞれのフィルターから帯域ごとの周波数成分が抽出される。フィルターバンク９１１の出力は帯域ごとにＲＭＳ演算器９１３を通り、帯域ごとの振幅エネルギーの大きさへ変換される。
制御部２２０からの制御の下に、セレクタ９１２は信号発生器２５０から出力された信号に同期して切り換わり、帯域ごとの振幅の大きさをＡ／Ｄ変換器９１４へ伝達する。制御部２２０からの制御信号に基づいて、Ａ／Ｄ変換器９１４は信号発生器２５０から出力された信号に同期して、セレクタ９１２より入力される帯域ごとの振幅の大きさをＡ／Ｄ変換しメモリ９１５へ格納する。上記によりメモリ９１５に蓄えられたデータは、信号発生器２５０から等化量演算器９００までの伝送路の周波数特性を示している。
比較器９１６は、比較器９１６が内部に記憶している理想的な周波数特性と、メモリ９１５に蓄積された周波数特性を比較し、その差分を出力する。理想的な周波数特性は、信号発生器２５０から出力された信号が等化量演算器９００に受信されるまでの伝送路の望ましい周波数伝達特性である。従って、入力された信号の周波数特性との差はすなわち接続ケーブルにより歪まされた周波数特性分である。この周波数特性差が可変イコライザー回路７００で補正すべき周波数特性を示しているので、比較器９１６は周波数特性差をイコライザー可変指令として可変イコライザ回路７００ａに出力する。
特に、可変イコライザー回路が特性周波数とブースト量の２つの変数を調整できるバンドパスフィルターやハイパスフィルター（もしくは高域強調フィルター）であった場合には、周波数スペクトラム差から特性周波数とブースト量を演算し、その２つの変数をイコライザー可変指令とする。
また、比較器９１６に記憶されている理想スペクトラム情報は、制御部２２０からの制御信号により信号発生器２５０から出力される信号に応じて変更される構成になる場合もある。
以上説明した第５実施形態は、第１実施形態に対する第２から第４実施形態と同様な変形が考えられる。すなわち、遅延時間特性もしくは周波数特性を測定するための信号源として、第５実施形態では信号発生器２５０を別途設けているが、ＬＤ１０７が出射するレーザービーム出力を変動させる方法、ＬＤドライバー１０８へ指令して高周波重畳の周波数を低下させる方法を用いることも可能である。
また、検出器４００と遅延時間可変回路６００ａ、６００ｂもしくは可変イコライザー回路７００ａ、７００ｂの順番を入れ替えて、フィードバックループの形式とすることも同様である。
以上説明したように本発明によれば、受光素子からの信号処理を行う回路までの伝搬特性を補償する手段により、群遅延特性の差異による伝搬時間差や周波数特性差に起因する信号ひずみを補償して、トラッキング誤差信号生成やＲＦ信号処理が可能となり、高ビットレート下でも高品質な再生信号を得ることが可能となる。
以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を実施することができる。そのような変形例も本発明に含まれるものである。又、各実施形態における構成要素、機能、特徴あるいは方法ステップを適宜組み合わせて構成される装置又は方法も本発明に含まれるものである。
本発明の第１実施形態における光ディスク装置の構成を示すブロック図である。 トラッキング誤差生成回路１１４の構成を示すブロック図である。 検出器４００Ａの構成を示す。 検出器４００Ｂの構成を示す。 検出器４００Ｃの構成を示す。 時間計測器４４０Ａの構成を示す。 時間計測器４４０Ｂの構成を示す。 信号発生器２５０の構成例を示す。 遅延時間可変回路６１０の構成を示す。 遅延時間可変回路６３０の構成を示す。 遅延時間可変回路６５０の構成を示す。 遅延時間可変回路６６０の構成を示す。 本発明の第２実施形態におけるトラッキング誤差信号生成のブロック図を示す。 本発明の第４実施形態におけるトラッキング誤差信号生成のブロック図を示す。 本発明の第５実施形態におけるＲＦ信号補償回路のブロック図を示す。 等化量演算器９００Ａの構成を示す。 等化量演算器９００Ｂの構成を示す。

Claims (27)

  1. レーザービームを光ディスクに照射し、その反射ビームを第１及び第２受光素子を含む受光部にて受光し、前記反射ビームに対応する第１及び第２光検知信号を提供する光ピックアップと、
    前記光ピックアップから前記第１及び第２光検知信号を受信し、前記第１及び第２光検知信号の信号伝播遅延時間差を測定する測定手段と、
    前記第１及び第２光検知信号の遅延時間が同一となるように、前記信号伝播遅延時間差に基づいて該第１及び第２光検知信号を遅延する遅延手段と、
    前記遅延手段により遅延された前記第１及び第２光検知信号を処理し、処理された信号を提供する信号処理回路と、
    を具備することを特徴とする光ディスク装置。
  2. 前記ピックアップは前記レーザービームを集光する対物レンズと、前記対物レンズにより集光した前記レーザービームが、回転する前記光ディスク上に形成されたトラック上をトレースするように前記対物レンズをディスク半径方向に移動させるトラッキングアクチュエータを含み、
    前記処理回路は、前記遅延手段により遅延された前記第１及び第２光検知信号に基づいて、トラッキング誤差信号を生成するトラッキング誤差生成回路を含み、
    前記光ディスク装置は更に前記トラッキング誤差信号に基づいて、前記トラッキングアクチュエータを制御するトラッキング制御手段を具備することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  3. 前記測定手段において測定に用いられる測定用信号を発生する信号発生回路と、
    前記光ピックアップの前記第１及び第２受光素子の直後に設けられ、該第１及び第２受光素子から提供される前記第１及び第２光検知信号と、前記測定用信号の一方を選択し、選択した信号を前記遅延手段に提供する選択手段と、
    前記測定手段の測定時に、前記選択手段が前記測定用信号を選択するよう前記選択手段に制御信号を提供する制御部と、
    を具備することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  4. 前記半導体レーザに駆動電流を提供するレーザ駆動手段と、
    前記光ディスクの情報再生時、前記駆動電流に高周波信号を重畳する高周波重畳手段と、
    前記測定手段の測定時に、前記高周波信号の周波数を下げるよう前記高周波重畳手段を制御する制御部と、
    を具備することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  5. 前記半導体レーザに駆動電流を提供するレーザ駆動手段と、
    前記測定手段の測定時に、前記駆動電流を測定用信号により変調し、前記半導体レーザの出射パワーを変動させる手段と、
    を具備することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  6. 前記信号発生器は、
    信号波形を記憶するメモリと、
    アドレス情報を発生して前記メモリ内に記憶されたデータを順次読み出す読み出し手段と、
    前記メモリから読み出されたデータをＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器とを具備することを特徴とする請求項３記載の光ディスク装置。
  7. 前記遅延手段は、
    複数の途中出力タップを有する遅延線と、
    前記信号伝播遅延時間差に基づいて、前記複数タップのうち１つを選択し、該選択したタップから遅延された光検知信号を提供する選択手段とを具備することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  8. 前記遅延手段は、全域通過フィルターを使用した遅延時間可変回路を具備することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  9. 前記遅延手段は電荷結合素子(CCD)を使用した遅延時間可変回路６３０を具備することを特徴とする請求項１項記載の光ディスク装置。
  10. 前記遅延手段は、
    前記選択手段により選択及び提供される光検知信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
    前記Ａ／Ｄ変換器により変換されたデータを格納し、格納したデータを所定周期のクロック信号に基づいてシフトするシフトレジスタと、
    前記信号伝播遅延時間差に基づいて、前記シフトレジスタにおける１つのレジスタを選択し、選択されたレジスタに蓄積された電荷を供給する選択手段と、
    を具備することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  11. 前記測定手段は、前記信号発生器からの信号と信号発生器が発生すべき理想的な信号との相互相関を判断し、相互相関を示す信号を出力する相互相関判断手段と、
    前記相互相関判断手段の出力信号を２値化する２値化手段と、
    前記２値化手段の出力信号と前記信号発生器の信号発生タイミングに基づいて、前記信号伝播遅延時間差を提供する手段を具備することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  12. 相互相関判断手段はSAWコンボルバを具備することを特徴とする請求項１１記載の光ディスク装置。
  13. 前記測定手段は、前記信号発生器から信号を発生させた時刻と、前記信号発生器からの信号を２値化して信号を検出した時刻との時間差を検出することを特徴とする請求項３記載の光ディスク装置。
  14. 前記測定手段は、前記遅延時間差の期間に、定電流源によって充電されたコンデンサに発生する電位差を用いて前記遅延時間差を測定することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  15. 前記検出手段は、前記遅延時間差の期間に、発振器から発生したパルスの数をカウンタによって計数した値に基づいて前記遅延時間差を測定することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  16. レーザービームを光ディスクに照射し、その反射ビームを第１及び第２受光素子を含む受光部にて受光し、前記反射ビームに対応する第１及び第２光検知信号を提供する光ピックアップと、
    前記光ピックアップから前記第１及び第２光検知信号を受信し、前記第１及び第２光検知信号の信号伝播遅延時間差を測定する測定手段と、
    前記第１及び第２光検知信号の遅延時間が同一となるように、前記信号伝播遅延時間差に基づいて該第１及び第２光検知信号を遅延する遅延手段と、
    前記遅延手段により遅延された前記第１及び第２光検知信号から、該第１及び第２光検知信号の伝送経路の伝達周波数特性を判断する特性判断手段と、
    前記特性判断手段により判断された前記伝達特性に応じて、その周波数伝達特性が変更され、前記遅延手段により遅延された前記第１及び第２光検知信号を補正する可変イコライザと、
    前記可変イコライザにより補正された前記第１及び第２光検知信号から、再生情報である２値化されたデータを抽出する信号処理回路と、
    を具備することを特徴とする光ディスク装置。
  17. 前記測定手段の測定に用いられる測定用信号を発生する信号発生回路と、
    前記光ピックアップの前記第１及び第２受光素子の直後に設けられ、該第１及び第２受光素子から提供される前記第１及び第２光検知信号と、前記測定用信号の一方を選択し、選択した信号を前記遅延手段に提供する選択手段と、
    前記測定手段の測定時に、前記選択手段が前記測定用信号を選択するよう前記選択手段に制御信号を提供する制御部と、
    を具備することを特徴とする請求項１６記載の光ディスク装置。
  18. 前記半導体レーザに駆動電流を提供するレーザ駆動手段と、
    前記光ディスクの情報再生時、前記駆動電流に高周波信号を重畳する高周波重畳手段と、
    前記測定手段の測定時に、前記高周波信号の周波数を下げるよう前記高周波重畳手段を制御する制御部と、
    を具備することを特徴とする請求項１記載の光ディスク装置。
  19. 前記半導体レーザに駆動電流を提供するレーザ駆動手段と、
    前記測定手段の測定時に、前記駆動電流を測定用信号により変調し、前記半導体レーザの出射パワーを変動させる手段と、
    を具備することを特徴とする請求項１６記載の光ディスク装置。
  20. 前記可変イコライザとして、中心周波数とブースト量が可変のバンドパスフィルターを用いていることを特徴とする請求項１６記載の光ディスク装置。
  21. 前記可変イコライザとして、カットオフ周波数とブースト量が可変のハイパスフィルターを用いていることを特徴とする請求項１６記載の光ディスク装置。
  22. 前記伝達周波数特性を判断する特性判断手段として、高速フーリエ変換(FFT)を用いていることを特徴とする請求項１６記載の光ディスク装置。
  23. 前記伝達周波数特性を判断する特性判断手段として、バンドパスフィルターを複数並べそれぞれのフィルターが出力する振幅エネルギーを用いていることを特徴とする請求項１６記載の光ディスク装置。
  24. 前記伝達周波数特性の計測のために使用する信号として、一定時間内を観測した時に一様な周波数スペクトラムとなる信号を用いていることを特徴とする請求項１６記載の光ディスク装置。
  25. 伝達周波数特性の計測のために使用する信号として、振幅が一定でバンドパスフィルターの中心周波数にあわせた正弦波を一定時間ごとに順次切り換えた信号を用いられていることを特徴とする請求項２２記載の光ディスク装置。
  26. 光ディスク装置における光検知信号処理方法であって、
    レーザービームを光ディスクに照射し、その反射ビームを第１及び第２受光素子を含む受光部にて受光し、前記反射ビームに対応する第１及び第２光検知信号を提供し、
    前記第１及び第２光検知信号を受信し、前記第１及び第２光検知信号の信号伝播遅延時間差を測定し、
    前記第１及び第２光検知信号の遅延時間が同一となるように、前記信号伝播遅延時間差に基づいて該第１及び第２光検知信号を遅延し、
    前記遅延された前記第１及び第２光検知信号を処理し、処理された信号を提供することを具備する光検知信号処理方法。
  27. 光ディスク装置における光検知信号処理方法であって、
    レーザービームを光ディスクに照射し、その反射ビームを第１及び第２受光素子を含む受光部にて受光し、前記反射ビームに対応する第１及び第２光検知信号を提供し、
    前記第１及び第２光検知信号を受信し、前記第１及び第２光検知信号の信号伝播遅延時間差を測定し、
    前記第１及び第２光検知信号の遅延時間が同一となるように、前記信号伝播遅延時間差に基づいて該第１及び第２光検知信号を遅延し、
    前記遅延された前記第１及び第２光検知信号から、該第１及び第２光検知信号の伝送経路の伝達周波数特性を判断し、
    前記判断された伝達周波数特性に応じて、可変イコライザの周波数伝達特性を変更し、
    前記遅延された前記第１及び第２光検知信号を前記可変イコライザにより補正し、
    前記可変イコライザにより補正された前記第１及び第２光検知信号から、再生情報である２値化されたデータを抽出することを具備する光検知信号処理方法。
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