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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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1. Gebiet der Erfindung
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Die
Erfindung betrifft allgemein Empfänger in Datenkommunikationssystemen
und insbesondere Empfänger
und Betriebsverfahren mit einem Mittelwertnachführmechanismus.
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2. Beschreibung des Standes
der Technik
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Ein
schnurloses lokales Netz ist ein flexibles Datenkommunikationssystem,
das als Erweiterung oder als Alternative zu einem schnurgebundenen
LAN implementiert ist. Unter Verwendung von Radiofrequenz- oder
Infrarottechnologie senden und empfangen WLAN-Systeme (WLAN: Wireless
Local Area Network, schnurloses lokales Netz) Daten über die
Luft, wobei sie den Bedarf an schnurgebundenen Verbindungen minimieren.
Somit kombinieren WLAN-Systeme Datenkonnektivität mit Benutzermobilität.
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Die
meisten heutigen WLAN-Systeme verwenden die Spreizspektrumtechnologie,
eine Breitbandradiofrequenztechnik, die zur Verwendung in zuverlässigen und
sicheren Kommunikationssystemen entwickelt worden ist. Die Spreizspektrumtechnologie
wurde entworfen, um einen Ausgleich zwischen Bandbreiteneffizienz
und Zuverlässigkeit,
Integrität
und Sicherheit zu erlangen. Zwei Typen von Spreizspektrumradiosystemen werden
häufig
verwendet: Frequenzhopping- und Direktsequenzsysteme.
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Der
Standard, der schnurlose lokale Netze definiert und verwaltet, die
in dem 2,4-GHz-Spektrum arbeiten, ist der IEEE-802.11-Standard.
Um höhere
Datenratentransmissionen zu ermöglichen,
wurde der Standard auf 802.11 b erweitert, der Datenraten von 5,5
und 11 Mbps im 2,4-GHz-Spektrum ermöglicht. Die Erweiterung ist
rückwärtskompatibel.
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Beim
Betrieb eines WLAN-Empfängers
oder eines Empfängers
in einem anderen Datenkommunikationssystem ist eine Code-Synchronisation
erforderlich, da der Code der Schlüssel zum Entspreizen der gewünschten
Informationen ist. Im allgemeinen wird eine gute Synchronisation
erzielt, wenn das kodierte Signal, das beim Empfänger ankommt, sowohl bezüglich seiner
Codemuster-Position als auch seiner Chipraten-Erzeugung einem genauen
Timing unterliegt.
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Wird
nun auf 1 Bezug genommen, so wird
ein Blockdiagramm eines herkömmlichen
WLAN-Empfängers 100 gezeigt. Über eine
oder mehrere Antennen 110 empfängt der Empfänger einen
Datenstrom von einem WLAN-Sender
und leitet die Antennenausgabe an eine Signalvorverarbeitungseinrichtung 120 weiter. Die
empfangenen Datensignale werden in der Signalvorverarbeitungseinrichtung 120 vorverarbeitet
und dann an die Synchronisationseinrichtung 130 weitergegeben.
Nach der Synchronisation der empfangenen Datensignale werden die
synchronisierten Datensignale an die digitale Signalverarbeitungseinrichtung 140 zur
weiteren digitalen Signalverarbeitung übergeben.
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Bei
der Synchronisierung empfangener Datensignale sowie bei der Durchführung anderer
Vorverarbeitungs- und Verarbeitungsvorgänge in Datenkommunikationsempfängern kann
es notwendig sein, einen Glättungsmechanismus
zu besitzen, der die Amplituden einlaufender Datensamples mittelt
und diesen laufenden Mittelwert nachführt. Zur Berechnung des Mittelwertes
müssen
herkömmliche
Empfänger
eine Anzahl an zuletzt empfangenen Samples puffern und den Pufferinhalt
kontinuierlich aktualisieren.
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Insbesondere,
wenn mehrere Mittelwerte separat berechnet werden müssen, die
alle zu dem hereinkommenden Datenstrom gehören, und ferner, wenn die Datensamples
komplexe Datensamples sind, wird eine signifikant hohe Anzahl von
Pufferregistern benötigt,
was zu einer hohen Halbleiterflächennutzung
führt. Dies
vermindert die Gesamteffizienz und erhöht die Schaltkreisentwicklungs- und -herstellungskosten.
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Beispielsweise
beschreibt
EP 0 539
526 B1 eine Technik zur Demodulation und Dekodierung von MLS-DPSK-Sendungen
unter Verwendung eines digitalen Signalprozessors. Ein kohärenter Detektor
wird beschrieben, der eine Gleitfenstermittelwerteinheit umfasst.
Ein Signal wird tiefpassgefiltert, indem alle Samples in der vorherigen
Bit-Periode gemittelt werden.
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Grundlagen
digitaler Signalverarbeitung sind in A. Lacroix, "Digitale Filter:
Eine Einführung
in zeitdiskrete Signale und Systeme", Oldenbourg, 1985 und N. Götz, "Einführung in
die digitale Signalverarbeitung", Teubner,
1990, beschrieben.
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ÜBERSICHT ÜBER DIE
ERFINDUNG
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Die
Erfindung wird durch die Gegenstände
der unabhängigen
Patentansprüche
definiert.
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Bevorzugte
Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
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Ein
verbesserter Mittelwertnachführmechanismus
für einen
Datenkommunikationsempfänger
wird bereitgestellt, der eine signifikant reduzierte Gate-Zahl aufweisen
kann, d. h. einen verminderten Umfang von Hardware-Komponenten,
die erforderlich sind, um den Mechanismus auf einem integrierten
Schaltkreis-Chip zu
implementieren, was zu bemerkenswerten Kosteneinsparungen führt.
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In
einer Ausgestaltung wird ein Empfänger bereitgestellt zum Empfangen
von Daten in einem Datenkommunikationssystem. Der Empfänger umfasst
einen Mittelwertnachführmechanismus,
der verbunden ist, um einen Eingabestrom von Datensamples zu empfangen,
und der angepasst ist, um einen Mittelwert über eine vordefinierte Anzahl
zuletzt empfangener Datensamples nachzuführen. Der Mittelwertnachführmechanismus
umfasst eine Berechnungseinrichtung, die angepasst ist, um einen
Approximationswert des Mittelwerts zu berechnen. Der Mittelwertnachführmechanismus
umfasst weiterhin eine Speichereinrichtung zum Speichern berechneter
Approximationswerte. Die Berechnungseinrichtung ist angepasst zum
Berechnen des Approximationswerts durch Auslesen eines zuvor berechneten
Approximationswerts aus der Speichereinrichtung und Berechnen einer
gewichteten Summe des ausgelesenen Approximationswerts und eines
aktuellen Datensamples.
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In
einer anderen Ausgestaltung kann ein integrierter Schaltkreis-Chip
mit einer Mittelwertnachführschaltung
bereitgestellt werden, die verbunden ist zum Empfangen eines Eingabestroms
von Datensamples und die angepasst ist, um einen Mittelwert über eine
vordefinierte Anzahl zuletzt empfangener Datensamples nachzuführen. Die
Mittelwertnachführschaltung
umfasst eine Berechnungsschaltung, die angepasst ist, um einen Appoximationswert
des Mittelwerts zu berechnen, und eine Speicherschaltung zum Speichern
berechneter Approximationswerte. Die Berechnungsschaltung ist angepasst
zum Berechnen des Approximationswerts durch Auslesen eines zuvor
berechneten Approximationswerts aus der Speicherschaltung und Berechnen
einer gewichteten Summe des ausgelesenen Approximationswerts und
eines aktuellen Datensamples.
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Gemäß einer
weiteren Ausgestaltung wird ein Verfahren zum Betreiben eines Empfängers in
einem Datenkommunikationssystem bereitgestellt. Das Verfahren umfasst
das Empfangen eines Eingabestroms von Datensamples und das Durchführen eines
Mittelwertnachführprozesses,
um einen Mittelwert über
eine vordefinierte Anzahl zuletzt empfangener Datensamples nachzuführen. Der
Mittelwertnachführprozess
umfasst das Auslesen eines gespeicherten, zuvor berechneten Approximationswerts
des Mittelwerts und das Berechnen eines aktuellen Approximationswerts
durch Berechnen einer gewichteten Summe des ausgelesenen Approximationswerts
und eines aktuellen Datensamples.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Die
beigefügten
Zeichnungen sind in die Beschreibung eingefügt und bilden einen Teil derselben
zum Zwecke der Erläuterung
der Prinzipien der Erfindung. Die Zeichnungen sind nicht als die
Erfindung nur auf die verdeutlichten und beschriebenen Beispiele
beschränkend
zu verstehen, wie die Erfindung gemacht und verwendet werden kann.
Weitere Merkmale und Vorteile werden aus der folgenden und genaueren
Beschreibung der Erfindung ersichtlich werden, wie in den beigefügten Zeichnungen
erläutert,
in denen:
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1 ein Blockdiagramm ist, das die Komponenten
eines herkömmlichen
Datenkommunikationsempfängers
schematisch verdeutlicht;
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2 die
Komponenten eines WLAN-Empfängers
gemäß einer
Ausgestaltung verdeutlicht;
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3 die
Komponenten des Präambeldetektors
verdeutlicht, der in 2 gezeigt ist;
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4 die
Komponenten des Comb-Filters gemäß einer
Ausgestaltung verdeutlicht, der ein Teil des in 3 gezeigten
Präambeldetektors
ist;
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5 ein
Graph ist, der die hohe Qualität
der Approximationstechnik gemäß den Ausgestaltungen
demonstriert;
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6 ein
Flussdiagramm ist, das einen Approximationsprozess gemäß einer
Ausgestaltung verdeutlicht; und
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7 die
Komponenten des Comb-Filters gemäß einer
anderen Ausgestaltung verdeutlicht, der Teil des in 3 gezeigten
Präambeldetektors
ist.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Die
verdeutlichenden Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung werden
unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben werden, in denen gleiche
Elemente und Strukturen durch gleiche Bezugsnummern angegeben sind.
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Wird
nun auf die Zeichnungen und insbesondere auf 2 Bezug
genommen, die die Komponenten eines WLAN-Empfängers gemäß einer Ausgestaltung verdeutlicht,
so umfasst der Empfänger
einen Basisbandteil 200, der mit einem Radiofrequenzteil
verbunden ist. Der Radiofrequenzteil kann eine analoge Schaltung
sein, die ein Analogsignal empfängt
und eine digitale Entsprechung desselben an den Basisbandteil 200 liefert.
Darüber
hinaus kann der Radiofrequenzteil eine automatische Gainsteuerung
durchführen,
um den Verstärkungsgain
abhängig
von der empfangenen Signalleistung oder Signalstärke zu steuern. Die automatische Gainsteuerung
ist in dem analogen Radiofrequenzteil gelegen und tauscht Steuersignale
mit der digitalen Schaltung des Basisbandteils 200 aus.
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Der
Basisbandteil 200 des WLAN-Empfängers der vorliegenden Ausgestaltung,
der in 2 gezeigt ist, weist eine Anzahl von Einheiten
auf, die miteinander verbunden sind, um einen Datenpfad auszubilden. Das
bedeutet, dass der Basisbandteil 200 das digitalisierte
Eingabesignal von dem Radiofrequenzteil empfängt und Ausgabedaten erzeugt,
die zur weiteren Verarbeitung gefiltert, demoduliert, dekodiert
und entwürfelt werden
müssen.
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Wenn
das digitalisierte Eingabesignal in dem Basisbandteil 200 empfangen
wird, wird eine Leistungsnormierung (PNO) in Einheit 205 durchgeführt, um
die Leistung des Eingabesignals zu normieren. Die Leistungsnormierung
kann unter Steuerung einer Diversitätsselektionseinrichtung (DIV) 240 durchgeführt werden, die
eine Antennendiversität
steuert und die mit der automatischen Gainsteuerung des Radiofrequenzteils
verbunden ist. Um die Diversitätsselektion
durchzuführen,
empfängt
die Diversitätsselektionseinrichtung 240 das normierte
Signal von der Leistungsnormierungseinrichtung 205.
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Die
Diversitätsselektionseinrichtung 240 kann
ferner ein Steuersignal an eine Präambeldetektionseinrichtung
(PDT) 215 liefern. Die Präambeldetektionseinrichtung 215 empfängt das
normierte Signal von der Leistungsnormierungseinrichtung 205 und
detektiert eine Präambel
in diesem Signal. Eine Präambel
ist ein spezielles Signalmuster, das zur Synchronisationsacquisition
verwendet wird.
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Wie
aus 2 ersehen werden kann, liefert die Präambeldetektionseinrichtung 215 Ausgabesignale an
eine Timingfehlerkorrektureinrichtung (TEC) 210 und eine
Frequenzfehlerkorrektureinrichtung (FEC) 220. Diese Einrichtungen
werden verwendet, um Timingfehler bzw. Frequenzfehler zu detektieren
und zu korrigieren.
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Wie
bereits erwähnt,
empfängt
die Präambeldetektionseinrichtung 215 das
normierte Eingabesignal von der Leistungsnormierungseinrichtung 205.
Der Vorwärtskoppelfilter
(Feedforward-Filter) 250 empfängt das Ausgabesignal der Timingfehlerkorrektureinrichtung 210 und
filtert dieses Signal unter Steuerung der Entscheidungsrückkopplungsentzerrungssteuerung
(DFE-C, Decision Feedback Equalization Controller) 255. Das
gefilterte Signal wird an die Präambeldetektionseinrichtung 215 weitergeleitet.
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Wie
weiterhin aus 2 ersichtlich ist, kann die
Entscheidungsrückkopplungsentzerrungssteuerung 255 abhängig von
bestimmten Eingabesignalen arbeiten, die von der Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 220 und/oder
einer Nichtkohärenzdetektionseinrichtung
(NCD) 225 empfangen werden. Die Nichtkohärenzdetektionseinrichtung 225 filtert
und demoduliert ein Signal, das von der Phasenfehlerkorrektureinrichtung
(PEC) 235 empfangen worden ist, um eine demodulierte binäre Referenzsequenz
zu erlangen. Die binäre
Referenzsequenz wird in die Entscheidungsrückkopplungsentzerrungssteuerung 255 zur
gemeinsamen Verarbeitung mit dem Datensignal, das von der Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 220 kommt,
geleitet.
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Die
Phasenfehlerkorrektureinrichtung 235, die ein Signal an
die Nichtkohärenzdetektionseinrichtung 225 liefert,
empfängt
ein Ausgabesignal von der Frequenzfehlerkorrektureinrichtung 220.
Das bedeutet, dass die Frequenzsteuerung und die Phasensteuerung
in zwei getrennten Stufen durchgeführt werden und die Phasenfehlerkorrektur
auf Grundlage eines Signals erfolgt, das zuvor bezüglich eines
Frequenzfehlers korrigiert worden ist.
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Wie
aus der Figur ersichtlich ist, liefert die Phasenfehlerkorrektureinrichtung 235 ferner
ein Eingabesignal an den Rückkoppelfilter
(Feedback-Filter) 260 des Entscheidungsrückkopplungsentzerrers 245.
Der Rückkoppelfilter 260 filtert
diese Daten, um Ausgabedaten bereitzustellen, und er wird von der Entscheidungsrückkopplungsentzerrungssteuerung 255 gesteuert.
Weiterhin kann der Rückkoppelfilter 260 ein
Signal empfangen, das die Datenrate angibt.
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Darüber hinaus
wird eine Paketstartdetektionseinrichtung (PST) 230 bereitgestellt,
die den Rahmenstartbegrenzungsabschnitt (SFD, Start of Frame Delimiter)
in dem empfangenen Datensignal detektiert, um ein Paketstartsteuersignal
zu erzeugen. Zu diesem Zweck empfängt die Paketstartdetektionseinrichtung 230 eine Eingabe
von der Nichtkohärenzdetektionseinrichtung 225.
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In
der vorliegenden Ausgestaltung wird ein Mittelwertnachführmechanismus
in der Präambeldetektionseinrichtung 215 bereitgestellt.
Wie oben bereits erwähnt,
wird die Präambeldetektionseinrichtung 215 bereitgestellt,
um den einlaufenden Datenstrom nach einer Präambel abzusuchen, während sich
der Empfänger in
dem Empfangsmodus befindet. Der Zweck des Präambeldetektors 215 liegt
folglich darin, eine Präambel
zu detektieren und festzustellen, ob eine kurze oder eine lange
Präambel
empfangen wird. Er wird auch die Grenzen zwischen aufeinanderfolgenden
Barker-Symbolen bestimmen, so dass die nachfolgenden Verarbeitungsblöcke ihre
Verarbeitungsabläufe
entsprechend darauf einstellen können.
Da der Mittelwertnachführmechanismus
der vorliegenden Ausgestaltung innerhalb der Präambeldetektionseinrichtung 215 implementiert
ist, folgt nun eine genauere Diskussion dieser Einheit.
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Wird
nun auf 3 Bezug genommen, die die Komponenten
der Präambeldetektionseinrichtung 215 verdeutlicht,
so wird ein Barker-Matched-Filter 300 bereitgestellt,
um einen Barker-Spreizcode zu korrelieren. Die Ausgabe des Barker-Matched-Filters 300 wird
an einen Demodulator 310 geleitet, der das empfangene Signal
differentiell demoduliert und das demodulierte Signal an einen Entwürfler 320 leitet.
Da die Ausgabe des Demodulators 310 noch verwürfelt ist,
besteht die Aufgabe des Entwürflers 320 darin,
den empfangenen Datenstrom zu entwürfeln. Die Ausgabe des Entwürflers 320 wird
dann an einen Comb-Filter 330 geleitet, und schließlich gibt
es einen Schwellenwertdetektor 340, der die Ausgabe des
Comb-Filters 330 mit einem Schwellenwert vergleicht, um
festzustellen, ob eine Präambel
detektiert wurde und/oder ob die detektierte Präambel eine kurze Präambel oder
eine lange Präambel
ist.
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Der
Comb-Filter 330 wird bereitgestellt, um die Ausgabe des
Demodulators 310 zu glätten.
Das bedeutet, dass die vorliegende Ausgestaltung einen Mittelwertnachführmechanismus
aufweist, der in dem Comb-Filter 330 des Präambeldetektors 210 bereitgestellt
ist.
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Zur
Diskussion des Mittelwertnachführmechanismus
der vorliegenden Ausgestaltung sei angenommen, dass der Empfänger ein
802.11 b-gemäßer WLAN-Empfänger ist,
der im 1- oder 2-Mbps-Modus arbeitet. In diesen Modi beträgt die Codelänge 11 (Barker-Sequenz)
und die Symbolrate 1 Msps mit einem bzw. zwei Bits pro Symbol in
dem 1- bzw. 2-Mbps-Modus. Um zu jeder Zeit Amplituden über 10 Samples
zu mitteln, würde
der Präambeldetektor
zweihundertzwanzig komplexe Datensamples speichern müssen, d.
h. 440 reale Samples d
I, d
Q.
Die 22 Mittelwerte, die mit n = 0 ... 21 indiziert sind, würden dann
gegeben sein durch:
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Um
eine Alternative zur Speicherung von 10 Samples für alle 22
realen und 22 imaginären
Mittelwerte, d. h. 440 Samples, bereitzustellen, enthält der Comb-Filter 330 der
vorliegenden Ausgestaltung einen Approximationsmechanismus, um die
oben gezeigten Mittelwerte durch Funktionswerte zu approximieren,
die auf einfachere und effizientere Weise erlangt werden können: fn,I(k) ≈ f ~n,I(k) fn,Q(k) ≈ f ~n,Q(k)
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In
dieser Ausgestaltung werden die Approximationswerte durch Auslesen
eines vorher berechneten Approximationswerts f ~
n,I(k – 22), f ~
n,Q(k – 22)
und Berechnen einer gewichteten Summe des ausgelesenen Approximationswerts
und des aktuellen Datensamples d
I(k), d
Q(k) berechnet:
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Wie
aus diesen Gleichungen ersichtlich ist, wird ein aktualisierter
Approximationswert in Zeitabständen
von 22 Datenproben berechnet, da n = 0...21. Wenn keine Berechnung
durchgeführt
wird, d. h. wenn der Approximationswert nicht aktualisiert wird,
wird der zuletzt berechnete Approximationswert ausgegeben. Wenn der
Approximationswert aktualisiert wird, wird im Wesentlichen folgende
Approximation durchgeführt:
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Das
bedeutet, dass ein erster Gewichtungsfaktor a verwendet wird, um
mit dem aktuellen Datensample dI, dQ, multipliziert zu werden, um einen gewichteten
Wert des aktuellen Datensamples zu berechnen. Ein zweiter Gewichtungsfaktor
b wird mit dem ausgelesenen Approximationswert f ~n,I(k – 22), f ~n,Q(k – 22)
multipliziert, um einen gewichteten Wert des ausgelesenen Approximationswerts
zu berechnen. Der zweite Gewichtungsfaktor b kann willkürlich gewählt sein
und hat in der obigen Ausgestaltung einen Wert, der von dem ersten Gewichtungsfaktor
abhängt.
Der zweite Gewichtungsfaktor b ist insbesondere zu 1-a gewählt. Somit
ist die Summe der Werte sowohl des ersten als auch des zweiten Gewichtungsfaktors
gleich eins.
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Wie
aus der folgenden Beschreibung in weiteren Einzelheiten ersichtlich
werden wird, benötigt
die Approximationsherangehensweise der Ausgestaltung keine 10 Samples
für jeden
Mittelwert, der zu berechnen ist, sondern kann eine Approximation
einfach unter Verwendung nur eines Datensamples erzielen, in Kombination
mit einem zuvor approximierten Wert. Somit vermindert die Ausgestaltung
den Speicheraufwand von 440 Samples auf 44 Samples und reduziert
sogar den Berechnungsaufwand.
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Wird
nun zu 4 übergegangen,
so ist eine Hardware-Implementierung des Comb-Filters 330 der vorliegenden
Ausgestaltung gezeigt. Wie daraus ersichtlich ist, umfasst der Comb-Filter 330 zwei
Untereinheiten 405, 410 zur Berechnung von Approximationswerten
für den
Real- bzw. den Imaginärteil
der Datensamples. In jeder Untereinheit 405, 410 wird
ein Multiplizierer 430, 445 bereitgestellt zum
Gewichten des aktuellen Datensamples, der in die Schaltung eingegeben
wird, mit dem ersten Gewichtungsfaktor a. Weiterhin wird eine Speichereinrichtung 415, 420 in
jeder Untereinheit 405, 410 bereitgestellt. Jede
Speichereinrichtung der vorliegenden Ausgestaltung ist eine Sequenz
von Registerelementen 415, 420, wobei jedes Registerelement
der Speicherung eines der zuvor berechneten Approximationswerte
dient. Die Anzahl der Registerelemente in jeder Sequenz 415, 420 beträgt 22. Die
Sequenz von Registerelementen wird gesteuert, um als ein Schieberegister
zu arbeiten.
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Das
erste der Registerelemente speichert den zuletzt berechneten Approximationswert.
Das letzte Element in der Sequenz ist mit einem anderen Multiplizierer 425, 440 verbunden,
der den Approximationswert, der von diesem Registerelement ausgelesen
wird, mit dem zweiten Gewichtungsfaktor b multipliziert, der gleich
oder verschieden zu 1-a sein kann.
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Jede
Untereinheit 405, 410 umfasst ferner einen Addierer 435, 450,
der verbunden ist, um die Multiplikationsausgaben von beiden Multiplizierern 425, 430 oder 440, 445 zu
empfangen und die Summe beider Werte zu berechnen. Die Summe des
gewichteten Werts des aktuellen Datensamples und des gewichteten Werts
des ausgelesenen Approximationswerts ist der gegenwärtig aktualisierte
Approximationswert. Dieser Wert wird ausgegeben und er wird an das
erste der Register 415, 420 geleitet.
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Infolge
der Zuführung
des erneut aktualisierten Approximationswerts zu der Sequenz von
Registern und des Auslesens eines vorherigen Approximationswerts
von dem anderen Ende der Sequenz bilden die Register faktisch einen
Ringpuffer.
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Die
Approximation der Mittelwertfunktion durch die einfache Schaltung
von 4 liefert einen gültigen Weg, um eine Präambel zu
detektieren, ohne die Performance des Modems unangemessen zu verringern. Dies
wird durch die in 5 gezeigten Simulationsergebnisse
demonstriert. In dem dargestellten Diagramm wird die Paketfehlerratenperformance
eines 802.11 b-Modems in dem Fading-Kanal gezeigt. Genauer gesagt, zeigen
die Kurven 500, 520, 540, 560 die
Performance des Modems unter Verwendung der wahren Mittelwerte,
während
die Kurven 510, 530, 550, 570 die
entsprechenden Kurven bei einer Anwendung der Approximationstechnik
der Ausgestaltung sind. Die Kurven zeigen, dass im Fading-Kanal
die Performance des Modems infolge der Mittelwertapproximationstechnik
nicht abnimmt.
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Während der
Test von 5 BER-Simulationen (BER: Bit
Error Rate, Bitfehlerrate) im Fading-Kanal verwendet, die deutlich
zeigen, dass mit der Verwendung der Approximationstechnik der Ausgestaltung
(nahezu) keine Performanceeinbuße
einhergeht, so kann ein ähnliches
Ergebnis unter Verwendung nur des AWGN-Kanals (AWGN: Additive White
Gaussian Noise, zusätzliches
weißes
Gaußsches
Rauschen) erlangt werden.
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Wird
nun zu 6 übergegangen,
so ist ein Flussdiagramm zur Verdeutlichung des Approximationsprozesses
gezeigt, der in dem Comb-Filter 330 der Präambeldetektionseinrichtung 215 des
WLAN-Empfängers
durchgeführt
werden kann. Im Schritt 600 werden Eingabesignale empfangen,
die komplexe Datensamples sein können.
Die empfangenen Datensignale werden dann im Schritt 610 gewichtet.
Weiterhin wird ein vorheriger Approximationswert ausgelesen und
in Schritt 620 gewichtet. Die gewichteten Werte werden
dann in Schritt 630 aufsummiert, um einen aktualisierten
Approximationswert zu berechnen. Der aktualisierte Approximationswert
wird dann in Schritt 640 in den Ringpuffer eingeschrieben
und ausgegeben, um es dem Präambeldetektor 215 zu
ermöglichen
festzustellen, ob eine Präambel
gegenwärtig
empfangen wird oder nicht.
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Es
ist anzumerken, dass die Abfolge der Verfahrensschritte, die in
dem Flussdiagramm von 6 gezeigt sind, nur zu Zwecken
der Verdeutlichung gewählt
worden ist und in einer anderen Ausgestaltung geändert werden kann. Insbesondere
können
die Gewichtungsschritte 610, 620 sogar simultan
durchgeführt
werden, und in ähnlicher
Weise können
die Schiebe- und Ausgabeschritte 640, 650 simultan
durchgeführt
werden.
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Eine
andere Ausgestaltung einer Hardware-Implementierung des Comb-Filters 330 ist
in 7 dargestellt. Wie daraus ersichtlich ist, umfasst
der Comb-Filter 330 zwei Untereinheiten 705, 710,
die im Wesentlichen den Untereinheiten 405, 410 der
in 4 gezeigten Anordnung entsprechen. Jedoch ist
der zweite Gewichtungsfaktor b der vorliegenden Ausgestaltung zu
1-a gewählt,
wobei a der erste Gewichtungsfaktor ist. Dies ermöglicht eine
weitere Vereinfachung der Schaltkreisimplementierung durch die Verminderung
der Anzahl an Multiplizierern in jeder Untereinheit 705, 710 auf
eins: a·dI,Q(k) + (1 – a)·f ~n,I,Q (k – 22) =
= a·[dI,Q(k) – f ~n,I,Q(k – 22)]
+ f ~n,I,Q(k – 22)
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Wie
aus 7 ersehen werden kann, wird in jeder Untereinheit 705, 710 nur
ein Multiplizierer 720, 740 zusätzlich zu
zwei Addierern 715, 730 oder 735, 745 bereitgestellt.
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Wie
aus der vorhergehenden Beschreibung der Ausgestaltungen ersichtlich
ist, kann die Gate-Zahl in den Ausgestaltungen um bis zu 80% vermindert
werden, was zu einem signifikant verringerten Hardware-Umfang führt, der
zur Implementierung eines Mittelwertnachführmechanismus erforderlich
ist. Dies spart in vorteilhafter Weise Halbleiterfläche ein
und vermindert somit die Entwicklungs- und Herstellungskosten sowie
den Leistungsverbrauch während
des Schaltkreisbetriebs. Die Erhöhung
der Schaltkreisdichte verbessert somit sowohl die Effizienz als
auch die Gesamt-Performance. Die Verwendung eines Ringpuffers führt ferner
zu zusätzlichen
Einsparungen an Auswahllogikbauelementen, die in dem Pfad vor den
Multiplizierern und Addierern implementiert werden müssten.
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Während die
obigen Ausgestaltungen als in einem Comb-Filter eines Präambeldetektors
in einem WLAN-Empfänger
implementiert beschrieben worden sind, ist anzumerken, dass die
Mittelwertapproximierungstechnik der Ausgestaltungen in gleicher
Weise in jeder anderen Einheit und zu jedem anderen Zweck innerhalb
eines Empfängers
in einem Datenkommunikations system verwendet werden kann. Weiterhin
sind die Ausgestaltungen in FPGA-Implementierungen
(FPGA: Field Programmable Gate Array) vorteilhaft, wo es ein Erfordernis
sein kann, die Anzahl an Registern so weit wie möglich zu reduzieren.
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Während darüber hinaus
die obigen Ausgestaltungen komplexe Datensamples verwenden, ist
anzumerken, dass die Approximationstechnik der Ausgestaltungen in
gleicher Weise in Datenkommunikationsempfängern verwendet werden kann,
wo die Datensamples nicht komplex sind.
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Es
ist ferner anzumerken, dass in anderen Ausgestaltungen eine Approximation
von Mittelwertfunktionen bereitgestellt sein kann, bei der die Anzahl
zuletzt empfangener Datensamples, über die der Mittelwert geschätzt wird,
von der Anzahl von 10 abweichen kann. Weiterhin können Ausgestaltungen
existieren, bei denen Datensamples, die in der Mittelwertfunktion
auftreten, nicht äquidistant
oder äquidistant
mit einem von 22 abweichenden Abstand sind.
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Während die
Erfindung in Bezug auf physikalische Ausgestaltungen, die in Übereinstimmung
damit konstruiert worden sind, beschrieben worden ist, wird Fachleuten
ersichtlich sein, dass zahlreiche Modifikationen, Variationen und
Verbesserungen der vorliegenden Erfindung im Licht der obigen Lehren
und innerhalb des Umfangs der beigefügten Ansprüche gemacht werden können, ohne
von der Idee und dem beabsichtigten Umfang der Erfindung abzuweichen.
Zusätzlich
sind solche Bereiche hier nicht beschrieben worden, in denen davon
ausgegangen wird, dass sich Fachleute auskennen, um die hier beschriebene
Erfindung nicht unnötig zu
verschleiern. Es ist demgemäß zu verstehen,
dass die Erfindung nicht durch die spezifisch verdeutlichten Ausgestaltungen
sondern nur durch den Umfang der beigefügten Ansprüche beschränkt ist.
