JP4282321B2 - インピーダンス検出装置及びインピーダンス検出方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、容量型センサの静電容量等のインピーダンスを検出する装置等に関し、特に、微小な容量を高感度かつ高精度で検出する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、インピーダンス検出装置として、演算増幅器を用いた検出装置がある（特許文献１及び特許文献２参照）。図１１は、特許文献１に開示されたインピーダンス素子としてのセンサ容量を検出する装置を示す回路図である。この検出回路では、電極９０、９１で形成される容量型センサ９２が、信号線９３を介して演算増幅器９５の反転入力端子に接続されている。そしてこの演算増幅器９５の出力端子と前記反転入力端子との間に帰還コンデンサ９６が接続されるとともに、非反転入力端子に交流電圧Ｖacが印加されている。また信号線９３はシールド線９４によって被覆され、外乱ノイズに対して電気的に遮蔽されている。そしてこのシールド線９４は、演算増幅器９５の非反転入力端子に接続されている。出力電圧Ｖｄは、演算増幅器９５の出力端子からトランス９７を介して取り出される。
【０００３】
この検出回路では、演算増幅器９５の反転入力端子と非反転入力端子とがイマージナリショートの状態となり、反転入力端子に接続された信号線９３と非反転入力端子に接続されたシールド線９４とは、互いにほぼ同電位となる。これによって、信号線９３はシールド線９４によってガーディングされ、つまり、両者９３、９４間の浮遊容量はキャンセルされ、浮遊容量に影響されにくい出力電圧Ｖｄが得られるというものである。
【０００４】
【特許文献１】
特開平９−２８０８０６号公報
【０００５】
【特許文献２】
特開２００１−３２４５２０号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、たとえば携帯電話機等に代表される軽量・小型の音声通信機器においては、被検出インピーダンス素子としてのコンデンサマイクロホン等の容量型センサで検出した音声を、高感度かつ忠実に電気信号に変換するコンパクトな増幅回路が求められている。
【０００７】
ところが、上記の従来技術の例では、たとえば、感度を向上させるために、帰還コンデンサ９６の容量を小さくすることが考えられるが、市販のもので０．５ｐＦまでしかなく、センサ容量が非常に小さくなっている現状では十分な感度を得ることができない。
【０００８】
また、感度を向上させるために交流電圧Ｖacを大きくすることも考えらるが、その大きさは、電源電圧以上にすることはできないうえ、電源電圧に近い振幅で使用した場合、信号歪みが発生するという問題がある。加えて、交流電圧を大きくすると、消費電流も増大する。
【０００９】
そこで、この発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、微小なインピーダンスを正確に検出することができる、軽量・小型の機器に使用される高感度のインピーダンス検出装置等を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るインピーダンス検出装置は、被検出インピーダンス素子のインピーダンスに対応する検出信号を出力するインピーダンス検出装置であって、入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いインピーダンス変換器と、第１インピーダンス素子と、演算増幅器と、前記演算増幅器に交流電圧を印加する交流電圧発生器と、前記演算増幅器の出力に接続される信号出力端子と、前記被検出インピーダンス素子と並列に接続される抵抗とを備え、前記演算増幅器の帰還路には、前記第１インピーダンス素子及び前記インピーダンス変換器が含まれ、前記被検出インピーダンス素子の一端には、前記第１インピーダンス素子の一端と前記インピーダンス変換器の入力端子とが接続され、前記被検出インピーダンス素子の他端には、前記交流電圧発生器からの交流電圧が印加され、前記被検出インピーダンス素子及び前記第１インピーダンス素子はコンデンサであることを特徴とする。
【００１１】
ここで、前記インピーダンス検出装置は、さらに、前記交流電圧発生器と前記被検出インピーダンス素子の他端との間に接続される位相振幅補償回路を備え、前記位相振幅補償回路は、前記交流電圧発生器からの交流電圧を入力とし、その交流電圧の位相及び振幅の少なくとも一方を調整した出力電圧を前記被検出インピーダンス素子の他端に出力してもよい。このとき、前記位相振幅補償回路は、前記被検出インピーダンス素子の両端に印加されるそれぞれの交流電圧の位相差が１８０度となるように、前記位相を調整するのが好ましい。
【００１２】
また、前記被検出インピーダンス素子のインピーダンスは、検出の対象となる物理量に応じて変化するインピーダンスと固定的な基準インピーダンスとの合計で表され、前記インピーダンス検出装置は、さらに、前記被検出インピーダンス素子に流れる電流のうち、前記基準インピーダンスに対応する一部又は全部の電流を前記被検出インピーダンス素子の一端に印加する基準インピーダンスキャンセル回路を備えてもよい。前記基準インピーダンスキャンセル回路としては、前記交流電圧発生回路からの交流電圧に依存した電圧を発生するキャンセル電圧発生器と、前記キャンセル電圧発生器の出力端子と前記被検出インピーダンス素子の一端との間に接続される第２インピーダンス素子とを含む構成とすればよい。
【００１３】
また、前記被検出インピーダンス素子の一端と前記第１インピーダンス素子の一端と前記インピーダンス変換器の入力端子とを接続する信号線は、シールド部材で覆われ、前記シールド部材には、前記信号線の電位と同電位の電圧が印加されるようにしてもよい。たとえば、前記シールド部材には、前記インピーダンス変換器の出力電圧が印加されるようにする。このとき、前記インピーダンス変換器として、ボルテージフォロワとしておけばよい。
【００１４】
ここで、前記被検出インピーダンス素子を容量型センサとし、前記第１インピーダンス素子及び前記第２インピーダンス素子をコンデンサとしてもよい。
前記インピーダンス検出装置は、さらに、前記被検出インピーダンス素子の一端の電位を固定する電位固定回路を備えるのが好ましい。前記電位固定回路は、前記被検出インピーダンス素子の一端と所定の基準電位又は前記信号出力端子との間に接続される抵抗を含むように構成すればよい。
【００１５】
また、上記目的を達成するために、本発明に係るインピーダンス検出方法は、被検出インピーダンス素子のインピーダンスを検出する方法であって、前記被検出インピーダンス素子の２つの電気的入出力端子にそれぞれ交流信号を印加し、当該被検出インピーダンス素子の変化するインピーダンスを検出信号として検出する工程を含むことを特徴とする。
【００１６】
ここで、前記それぞれの交流信号は、位相差が１８０度となるように位相を調整しておくのが好ましい。
また、前記被検出インピーダンス素子に流れる電流のうち、被検出物理量に応じて変化することのない基準インピーダンスに対応する一部又は全部の電流を、前記被検出インピーダンス素子の前記２つの電気的入出力端子のいずれか一方に印加する工程を更に含んでもよい。つまり、前記２つの電気的入出力端子の検出信号出力側に、前記被検出物理量に応じて変化することのない基準インピーダンスに対応する一部又は全部の電流が印加されるようにする。
【００１７】
さらに、前記２つの電気的入出力端子の検出信号出力側を、一定の電位に固定したり、前記２つの電気的入出力端子の検出信号出力側にシールドを用意し、当該シールドの電位と前記検出信号出力側の電気的入出力端子の電位とを同電位にすることが好ましい。
【００１８】
また、上記目的を達成するために、本発明に係るインピーダンス検出装置は、被検出インピーダンス素子のインピーダンスに対応する検出信号を出力するインピーダンス検出装置であって、反転入力端子に前記被検出インピーダンス素子の一端が接続される演算増幅器と、前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子との間に接続される第１インピーダンス素子と、前記演算増幅器に非反転入力端子に交流電圧を印加する交流電圧発生器と、前記交流電圧の位相及び振幅の少なくとも一方を調整し、調整後の交流電圧を前記被検出インピーダンス素子の他端に出力する位相振幅補償回路とを備える構成とすることもできる。
【００１９】
ここで、前記位相振幅補償回路は、前記被検出インピーダンス素子の両端に印加されるそれぞれの交流電圧の位相差が１８０度となるように、前記調整を行うことが好ましい。
【００２０】
また、前記被検出インピーダンス素子及び前記第１インピーダンス素子は、コンデンサであってもよい。ただし、その場合には、前記インピーダンス検出装置は、さらに、前記被検出インピーダンス素子と並列に接続される抵抗を備えるのが好ましい。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態例について、図面を用いて詳細に説明する。
図１は、本発明の実施の形態におけるインピーダンス検出装置としてのセンサ容量検出装置１０の回路図である。このセンサ容量検出装置１０は、交流電圧を発生する交流電圧発生器１１、抵抗（Ｒ1）１２、抵抗（Ｒ2）１３、第１演算増幅器１４、第１インピーダンス素子としての帰還コンデンサ１５（Ｃf）１５、被検出インピーダンス素子としての容量型センサ１７及びインピーダンス変換器として第２演算増幅器１６から構成され、容量型センサ１７の静電容量に対応する検出信号（電圧Ｖout）を信号出力端子２０から出力する。
【００２２】
容量型センサ１７は、このセンサ容量検出装置１０の検出対象となるコンデンサであり、ここでは、コンデンサマイクロホン等、インピーダンス（ここでは、静電容量Ｃs）の変化を利用して各種物理量を検出する。
【００２３】
交流電圧発生器１１は、一端が所定の電位（本例ではＧＮＤ）に接続され、他端（出力端子）から一定の交流電圧（電圧Ｖin、角周波数ω）を発生している。交流電圧発生器１１の出力端子と第１演算増幅器１４の反転入力端子との間には抵抗（Ｒ1）１２が接続されている。
【００２４】
第１演算増幅器１４は、入力インピーダンス及び開ループゲインが極めて高い電圧増幅器であり、ここでは、非反転入力端子が所定の電位（本例ではＧＮＤ）に接続され、非反転入力端子及び反転入力端子がイマージナリショートの状態となっている反転増幅器である。この第１演算増幅器１４の帰還路、つまり、第１演算増幅器１４の出力端子から反転入力端子までの間に、回路素子として、帰還コンデンサ１５、第２演算増幅器１６及び抵抗（Ｒ2）１３がこの順で直列に接続されている。なお、この場合、帰還路は、図示されているように、負帰還路となっているが、ノイズに強く、動作の安定度があるため、好ましい。
【００２５】
第２演算増幅器１６は、その反転入力端子と出力端子とが接続され、入力インピーダンスが極めて高く、出力インピーダンスが極めて低いインピーダンス変換器の一つであり、ここでは、電圧ゲインが１のボルテージフォロワを構成している。この第２演算増幅器１６の非反転入力端子２１には、信号線２３を介して、容量型センサ１７の一端が接続され、一方、容量型センサ１７の他端（端子２４）は、交流電圧発生器１１の出力端子に接続されている。第１演算増幅器１４の出力端子には、このセンサ容量検出装置１０の出力信号、つまり、被検出インピーダンス素子としての容量型センサ１７のインピーダンス（ここでは、容量）に対応した検出信号Ｖoutを出力するための信号出力端子２０が接続されている。
【００２６】
以上のように構成された本センサ容量検出装置１０の動作は以下の通りである。
抵抗（Ｒ1）１２、抵抗（Ｒ2）１３及び第１演算増幅器１４等から構成される反転増幅回路に着目する。第１演算増幅器１４の両入力端子がイマージナリショートの状態となって同電位（例えば、０Ｖ）であり、かつ、その入力インピーダンスが極めて高く、電流が流れない。よって、抵抗（Ｒ1）１２を流れる電流は、その全てが抵抗（Ｒ2）１３を流れる。これらのことから、第２演算増幅器１６の出力電圧をＶ2とすると、
Ｖ2＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式１）
となる。また、第２演算増幅器１６はボルテージフォロワを構成し、その両入力端子がイマージナリショートの状態にあり、入力電圧（非反転入力端子２１の電圧）Ｖ1と出力電圧（反転入力端子及び出力端子２２での電圧）Ｖ2は等しくなるので、その入力電圧Ｖ1は、
Ｖ1＝Ｖ2
＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式２）
が成り立つ。
【００２７】
ここで、容量型センサ１７に着目すると、その一端（信号線２３）には、上記電圧Ｖ1が印加され、他端（端子２４）には、交流電圧発生器１１の出力電圧Ｖinが印加されているので、容量型センサ１７の両端の電位差Ｖcsは、
Ｖcs＝（１＋Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式３）
となる。ところで、第２演算増幅器１６の入力インピーダンスが非常に高いという特性から、容量型センサ１７に流れる電流の全てが帰還コンデンサ１５を流れることになるので、
ｊωＣs・Ｖcs＝ｊωＣf・（Ｖ1−Ｖout） （式４）
が成立する。この式４に、上記式２及び式３を代入して整理すると、信号出力端子２０の電圧Ｖoutは、
Ｖout＝−｛（１＋Ｃs／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）＋（Ｃs／Ｃf）｝・Ｖｉ （式５）
となる。
【００２８】
この式５から分かるように、センサ容量検出装置１０の信号出力端子２０から出力される検出信号の電圧Ｖoutは、容量型センサ１７の容量Ｃsに依存した値となる。従って、この電圧Ｖoutに対して種々の信号処理を施すことによって、容量Ｃsを特定することができる。また、この式５には角周波数ωが含まれていないことから分かるように、この検出信号の電圧Ｖoutは、交流電圧発生器１１からの交流信号Ｖinの周波数に依存しない。これによって、容量型センサ１７に印加される交流電圧の周波数に依存することなく、容量型センサ１７の容量を検出することができる（回路での周波数依存特性を有しない）センサ容量検出装置が実現される。したがって、コンデンサマイクロホン等、容量値がある周波数（音声帯域）で変化するような容量型センサ１７に対して、検出された信号を周波数補正することなく、その電圧値から直接、容量値を特定することが可能となる。
【００２９】
ここで、本センサ容量検出装置１０と、容量型センサ１７の一端（端子２４）を基準電位（ＧＮＤ等）に接続した場合の装置とを比較する。
そもそも、本センサ容量検出装置１０において、容量型センサ１７の一端（端子２４）を基準電位（ＧＮＤ等）に接続した場合であっても、信号出力端子２０には、容量型センサ１７の容量Ｃsに依存した電圧が出力される。その出力電圧Ｖout’は、
Ｖout’＝−（１＋Ｃs／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式６）
である。この式６と上記式５を比較して分かるように、本実施の形態におけるセンサ容量検出装置１０は、容量型センサ１７の一端（端子２４）を基準電位（ＧＮＤ等）に接続した装置に比べ、Ｃs／Ｃfだけ、利得が大きい。
【００３０】
例えば、Ｒ2／Ｒ1＝Ｃs／Ｃf＝１である場合には、本センサ容量検出装置１０は、容量型センサ１７の一端（端子２４）を基準電位（ＧＮＤ等）に接続した装置に比べ、１．５倍だけ大きい感度を有する。つまり、交流電圧発生器１１からの交流信号Ｖinの振幅を大きくすることなく、感度の向上が図られる。
【００３１】
なお、第１演算増幅器１４は利得を充分に取るためのものであり、非反転入力端子を基準電位（ここでは、ＧＮＤ）に接続することにより、その動作の安定性を向上させている。また第２演算増幅器１６の利得は１であり、反転入力端子と出力端子の電圧が決まっているため、非反転入力の電圧が決定される。このように、利得を充分に獲得するためのアンプと電圧を決定するためのアンプとを分割しているために、それぞれの安定性が向上し、演算誤差の大幅な低減を実現することができている。
【００３２】
なお、本発明は、図１に示されたセンサ容量検出装置１０だけに限られず、さらに性能を向上させるための各種回路を付加してもよい。以下、その回路例を示す。
【００３３】
図２は、図１に示されたインピーダンス検出装置としてのセンサ容量検出装置１０において、交流電圧発生器１１の出力端子と被検出インピーダンス素子としての容量型センサ１７（端子２４）とを接続する信号線に位相・振幅補償回路３１を挿入した回路に相当するセンサ容量検出装置３０を示す。
【００３４】
位相・振幅補償回路３１は、例えば、図３に示されるような位相調整回路であり、容量型センサ１７の両端に印加される各信号の位相差が逆相になるように入力信号（交流電圧発生器１１の出力信号）の位相を変化させて容量型センサ１７（端子２４）に出力する回路である。
【００３５】
つまり、容量型センサ１７の両端に印加される２つの信号の電圧を、それぞれ、Ｖa・ｓｉｎωｔ、Ｖb・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とすると、その電位差Ｖa-bは、
Ｖa-b＝Ｖa・ｓｉｎωｔ−Ｖb・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）
＝Ｖa・ｓｉｎωｔ−Ｖb・（ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ＋ｃｏｓωｔ・ｓｉｎθ）
＝（Ｖa−Ｖb・ｃｏｓθ）・ｓｉｎωｔ−Ｖb・ｃｏｓωｔ・ｓｉｎθ
である。これが最大となるのは、ｃｏｓθ＝−１、ｓｉｎθ＝０、すなわち、θ＝π（１８０度）のときである。よって、位相・振幅補償回路３１は、センサ容量検出装置３０の感度を向上するために、入力信号の位相を調整し、容量型センサ１７の両端に印加される信号電圧の位相が逆相となるように動作している。
【００３６】
図４は、図１に示されたインピーダンス検出装置としてのセンサ容量検出装置１０において、被検出インピーダンス素子としての容量型センサ１７の一端（信号線２３）に、キャンセルインピーダンスとしてのキャンセルコンデンサ（Ｃc）４１を介して交流電圧を印加する交流信号発生器（Ｖ3）４２が付加された基準インピーダンスキャンセル回路を含むインピーダンス検出装置（センサ容量検出装置４０）を示す。
【００３７】
いま、容量型センサ１７の静電容量Ｃsを、定常的な値（基準容量Ｃd）と音等の物理量に応じて変化する変化分（変化容量ΔＣ）との合計からなる、つまり、
Ｃs＝Ｃd＋ΔＣ
とすると、キャンセルコンデンサ（Ｃc）４１及び交流信号発生器（Ｖ3）４２は、容量型センサ１７の基準容量Ｃdに対応する信号が信号出力端子２０から出力されることをキャンセルする、つまり、基準容量Ｃdをキャンセルする回路として機能する。
【００３８】
具体的には、容量型センサ１７を一端（信号線２３）から他端（端子２４）に向かって流れる電流のうち、容量型センサ１７の基準容量Ｃdに対応する電流と、交流信号発生器（Ｖ3）４２からキャンセルコンデンサ（Ｃc）４１を介して信号線２３に供給される電流とが等しくなるように、キャンセルコンデンサ（Ｃc）４１の容量及び交流信号発生器（Ｖ3）４２の電圧を設定しておく。すると、帰還コンデンサ１５を流れる電流は、容量型センサ１７のうち、変化容量ΔＣに対応する電流に等しくなるので、
ｊωＣf・（Ｖ1−Ｖout）＝ｊωΔＣ・Ｖcs （式７）
が成立することになる。そして、この式７に、上記式２及び式３を代入して整理すると、信号出力端子２０の電圧Ｖoutは、
Ｖout＝−｛（１＋ΔＣ／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）＋（ΔＣ／Ｃf）｝・Ｖｉ （式８）
となる。この式８から分かるように、センサ容量検出装置４０の信号出力端子２０から出力される検出信号の電圧Ｖoutは、容量型センサ１７の容量Ｃsのうち、物理量の変化に応じて変化する変化容量ΔＣだけに依存した値となり、不要なオフセット成分が含まれないので、大きな振幅とすることができ、感度を向上させることが容易となる。
【００３９】
なお、上述の条件を満たすキャンセルコンデンサ（Ｃc）４１及び交流信号発生器（Ｖ3）４２として、例えば、キャンセルコンデンサ（Ｃc）４１の容量Ｃcを、
Ｃc＝Ｃｄ
とし、交流信号発生器（Ｖ3）４２として、交流電圧発生器１１からの出力信号を入力とし、以下の電圧Ｖ3を出力する反転増幅回路にすればよい。
【００４０】
Ｖ3＝−（１＋２・Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin
なお、ここでは、基準容量Ｃdに流れる電流とキャンセルコンデンサＣcに流れる電流とが等しくなるように設定したが、基準容量Ｃdに流れる電流の一部を補うように電流供給する設定としても感度を向上させる効果を期待することができる。
【００４１】
図５は、図１に示されたインピーダンス検出装置としてのセンサ容量検出装置１０において、信号線２３をシールド線２５で覆うとともに、そのシールド線２５と第２演算増幅器１６の出力端子２２とを接続した回路に相当するセンサ容量検出装置５０を示す。なお、シールド線２５は、帰還コンデンサ１５、第２演算増幅器１６及び容量型センサ１７を接続する信号線２３を覆う導電体である。
【００４２】
このような接続によって、容量型センサ１７からの微小な信号を伝達する信号線２３は、その信号線２３と同電位の電圧が印加されたシールド線２５によってガードされ、浮遊容量の影響が抑えられるとともに、外部からのノイズの進入が遮蔽され、高精度な容量検出が可能となる。よって、容量型センサ１７と帰還コンデンサ１５及び第２演算増幅器１６（検出回路）とが離れて配置される場合や、信号線２３での浮遊容量が問題となる場合には、このようなセンサ容量検出装置５０が有効である。
【００４３】
図６は、図１に示されたインピーダンス検出装置としてのセンサ容量検出装置１０において、容量型センサ１７の一端（信号線２３）が抵抗（Ｒ3）６１を介して所定電位（Ｖs）６２に接続された回路に相当するセンサ容量検出装置６０を示す。
【００４４】
図６（ａ）では、抵抗（Ｒ3）６１は、そこを流れる電流が少なくとも容量型センサ１７を流れる電流よりも小さくなるような高い抵抗値を有する高抵抗である。この高抵抗は、例えば、１００ＭΩの抵抗である。また、所定電位（Ｖs）６２は、例えば、ＧＮＤや１／２・ＶDD（ＶDDは電源電圧）等の基準電位等である。これら抵抗（Ｒ3）６１及び所定電位（Ｖs）６２は、信号線２３の電位を固定し、検出回路の動作を安定させる電位固定回路として機能している。
【００４５】
つまり、図１に示されたセンサ容量検出装置１０では、信号線２３は、帰還コンデンサ１５の一端、容量型センサ１７の一端及び第２演算増幅器１６の非反転入力端子２１に接続され、フロート状態に近い状態となり、電位が確定的には定まらない不安定な状態となり得る。よって、このような不安定な状態を避けるために、信号線２３を、高い抵抗値を有する抵抗（Ｒ3）６１を介して所定電位（Ｖs）６２に接続し、電位を固定している。
【００４６】
図６（ｂ）では、所定電位（Ｖs）に代えて、容量型センサ１７の一端（信号線２３）がＶout２０と抵抗（Ｒ3）６３を介して接続されている。これにより、信号線２３のＤＣ電位が安定するので、このようにしても良い。
図７は、本センサ容量検出装置６０と図１１に示された従来のセンサ容量検出装置の感度を比較するためのシミュレーション結果を示す図である。図７（ａ）は、センサ容量Ｃs（本実施の形態の容量型センサ１７、従来装置の容量型センサ９２の容量）の各種値に対する本センサ容量検出装置６０及び従来装置の感度、つまり、入力された交流電圧Ｖin（及び従来装置の交流電圧Ｖac）に対する出力電圧Ｖout（及び従来装置の出力電圧Ｖd）の比を示す表であり、図７（ｂ）は、図７（ａ）に示される結果をプロットしたグラフである。
【００４７】
なお、本シミュレーションでは、センサ容量検出装置６０において、Ｒ１＝Ｒ２＝１ｋΩ、Ｃｆ＝１ｐＦ、Ｒ3＝１ＧΩ、Ｖｓ及び従来装置の電極９０での電位＝１／２Ｖｄｄ（電源電圧の半分の電位）、入力信号Ｖin及びＶacの周波数＝１００ｋＨｚとしている。
【００４８】
図７（ｂ）から分かるように、本実施の形態におけるセンサ容量検出装置６０は、従来のセンサ容量検出装置よりも、約１．５倍大きい検出感度を有する。
以上、本発明に係るセンサ容量検出装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではない。
【００４９】
例えば、本実施の形態における第２演算増幅器１６は、電圧ゲインが１のボルテージフォロワを構成していたが、これに替えて、図８に示されるような、入力インピーダンスが高く、出力インピーダンスが低いインピーダンス変換器であってもよい。
【００５０】
また、容量型センサ１７として接続される容量型センサは、コンデンサマイクロホンだけに限られず、加速度センサ、地震計、圧力センサ、変位センサ、変位計、近接センサ、タッチセンサ、イオンセンサ、湿度センサ、雨滴センサ、雪センサ、雷センサ、位置合わせセンサ、接触不良センサ、形状センサ、終点検出センサ、振動センサ、超音波センサ、角速度センサ、液量センサ、ガスセンサ、赤外線センサ、放射線センサ、水位計、凍結センサ、水分計、振動計、帯電センサ、プリント基板検査機等の公知の容量型センサなど、静電容量の変化を利用して各種物理量を検出する全てのトランスデューサ（デバイス）が含まれる。
【００５１】
さらに、本実施の形態におけるセンサ容量検出装置１０は、２つの演算増幅器（第１演算増幅器１４及び第２演算増幅器１６）で構成されたが、１つの演算増幅器で構成されてもよい。
【００５２】
図９は、１つの演算増幅器で構成した本発明に係るインピーダンス検出装置７０の回路図である。このインピーダンス検出装置７０は、演算増幅器７３、演算増幅器７３の反転入力端子に一端が接続された容量型センサ等の被検出インピーダンス素子（インピーダンスがＺs）７１、演算増幅器７３の反転入力端子と出力端子との間に接続されたコンデンサ等のフィードバックインピーダンス素子（インピーダンスがＺs）７２、演算増幅器７３の非反転入力端子と基準電位（ここでは、グランド）との間に接続された交流電圧発生器１１、演算増幅器７３の非反転入力端子と被検出インピーダンス素子７１の他端との間に接続された位相・振幅補償回路（電圧ゲインが−Ａ倍）３１から構成される。
【００５３】
このインピーダンス検出装置７０では、演算増幅器７３の反転入力端子と非反転入力端子とがイマージナリショートの状態となり、反転入力端子と非反転入力端子とは互いにほぼ同電位となる。従って、被検出インピーダンス素子７１の一端（演算増幅器７３の反転入力端子と接続されている箇所）は、交流電圧発生器１１からの交流電圧Ｖinと同電位となる。一方、交流電圧発生器１１からの交流電圧Ｖinは、位相・振幅補償回路３１によって、−Ａ倍され、その電圧（−Ａ・Ｖin）が被検出インピーダンス素子７１の他端に印加される。よって、被検出インピーダンス素子７１の両端には、（１＋Ａ）・Ｖinの電圧が印加される。
【００５４】
ここで、例えば、Ａ＝１、つまり、被検出インピーダンス素子７１の両端に印加される各交流電圧の位相差が１８０度となるように位相・振幅補償回路３１が調整されているとすると、演算増幅器７３の出力電圧Ｖoutは、
Ｖout＝（１+２・Ｚf／Ｚs）・Ｖin
となる。ところで、もし、図１１に示された従来の回路のように、被検出インピーダンス素子７１の一端（演算増幅器の反転入力端子と接続されている端子と反対側の端子）がグランドに接続されているとすると、その場合の出力電圧Ｖ’outは、
Ｖ’out＝（１+Ｚf／Ｚs）・Ｖin
となる。これら2つの出力電圧Ｖout及びＶ’outを比較して分かるように、このインピーダンス検出装置７０の出力電圧Ｖoutのうち、被検出インピーダンス素子７１のインピーダンスに依存する成分（２・Ｚf／Ｚs）は、従来の回路に比べ、２倍となる。よって、このインピーダンス検出装置７０は、従来の回路に比べ、より大きな感度で被検出インピーダンス素子７１のインピーダンスを検出することができる。
【００５５】
このように、本発明は、１個の演算増幅器からなるインピーダンス検出装置として実現することもできるし、２個の演算増幅器からなるインピーダンス検出装置として実現することもできる。つまり、図１０（ａ）に示された２個の演算増幅器を用いたインピーダンス検出装置における点線枠の回路部分と、図１０（ｂ）に示された１個の演算増幅器を用いたインピーダンス検出装置における点線枠の回路部分とは、インピーダンスを電圧に変換する変換器であるという点で共通する。いずれのインピーダンス検出装置についても、本発明の特徴的なアイデア、つまり、被検出インピーダンス素子の両端に位相差が１８０度の交流電圧を印加することにより、より大きな感度で被検出インピーダンス素子のインピーダンスを検出するというアイデアを適用することができる。
【００５６】
ただし、図１０（ａ）に示された２個の演算増幅器を用いたインピーダンス検出装置は、機能分担された２つの演算増幅器、つまり、１つの入力端子が基準電位に接続され、安定した状態で信号を増幅するための演算増幅器と、信号の増幅をすることなく、イマージナリショートの状態を確保するための演算増幅器とに分離された構成を備えるので、それら２つの機能を１つの演算増幅器で実現している図１０（ｂ）に示されたインピーダンス検出装置に比べ、より安定して動作し、微小なインピーダンスの変化を高い精度で検出することができる。
【００５７】
なお、図９に示されるインピーダンス検出装置７０において、被検出インピーダンス素子７１及びフィードバックインピーダンス素子７２は、コンデンサだけに限られず、抵抗等の他のインピーダンス素子であってもよい。ただし、被検出インピーダンス素子７１が容量型センサ等のコンデンサである場合には、フィードバックインピーダンス素子７２についても、コンデンサであるのが好ましい。その場合には、それら被検出インピーダンス素子７１及びフィードバックインピーダンス素子７２の接続点が直流的にフロート状態となり得るので、例えば、被検出インピーダンス素子７１と並列に抵抗を接続することにより、回路の動作を安定化させることができる。
【００５８】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明に係るインピーダンス検出装置は、抵抗を介して演算増幅器に交流電圧を印加し、その演算増幅器の負帰還路に第１インピーダンス素子とインピーダンス変換器とを接続するとともに、それら第１インピーダンス素子及びインピーダンス変換器と被検出インピーダンス素子の一端とを信号線で接続することにより、被検出インピーダンス素子のインピーダンスを検出している。
【００５９】
これによって、被検出インピーダンス素子に流れる電流の全てが第１インピーダンス素子に流れ、演算増幅器の出力端子には被検出インピーダンス素子のインピーダンス値に対応する正確な信号が出力されることとなり、微小なインピーダンスの検出が可能となる。そして、演算増幅器の非反転入力端子は所定の電位に接続され、入力端子の一方の電位が固定されるので、演算増幅器は安定して動作し、演算誤差が低減し、検出信号に含まれるノイズが抑制される。
【００６０】
また、本発明に係るインピーダンス検出装置は、被検出インピーダンス素子の両端それぞれに、位相が反転した交流電圧を印加している。従って、より高い感度で被検出インピーダンス素子のインピーダンス値を検出することができる。そして、交流電圧を大きくすることなく、感度を向上させているので、消費電流を増大させるという問題や、信号歪みが発生するという問題も生じない。
【００６１】
また、被検出インピーダンス素子の基準インピーダンスをキャンセルするための回路を付加することで、被検出インピーダンス素子のインピーダンスのうち、物理量に応じて変化するインピーダンスだけに依存した出力信号を得ることができる。これによって、出力信号には、不要なオフセット成分が含まれず、物理量の変化に応じた成分だけが含まれることとなるので、検出感度の向上を図ることができる。
【００６２】
また、被検出インピーダンス素子と検出回路とを接続する信号線をシールド部材で覆い、そのシールド部材に、信号線と同電位のガード電圧を印加することで、信号線の浮遊インピーダンスをキャンセルするとともに、外部からのノイズの進入を遮蔽することができる。
【００６３】
被検出インピーダンス素子に容量型センサを用い、第１インピーダンス素子にコンデンサを用いた容量型センサと検出回路とを接続する信号線を、抵抗値の高い抵抗を介して所定の基準電位に接続しておくことで、信号線の電位を固定することができる。これによって、信号線の電位がフロート状態となることが回避され、回路の動作が安定化される。
【００６４】
以上のように、本発明により、消費電流を増大させることなく、高い感度でインピーダンス型センサの微小な容量や容量変化を高精度で検出することができ、特に、携帯電話機等の軽量・小型の電子機器に備えられる容量型センサの検出回路として好適であり、その実用的価値は極めて高い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態におけるセンサ容量検出装置の回路図である。
【図２】図１に示されるセンサ容量検出装置に位相・振幅補償回路を付加した装置の回路図である。
【図３】位相・振幅補償回路の一例を示す回路図である。
【図４】図１に示されたセンサ容量検出装置に容量型センサの基準容量をキャンセルする回路を付加した装置の回路図である。
【図５】図１に示されたセンサ容量検出装置に信号線をガードするシールド部材と接続を付加した装置の回路図である。
【図６】図１に示されたセンサ容量検出装置に信号線の電位を固定する回路を付加した装置の回路図である。
【図７】図６に示されたセンサ容量検出装置と従来のセンサ容量検出装置の感度を比較するためのシミュレーション結果を示す図である。
【図８】本発明のセンサ容量検出装置の第２演算増幅器に替わるインピーダンス変換器の例を示す回路図である。
【図９】１つの演算増幅器で構成した本発明に係るインピーダンス検出装置の回路図である。
【図１０】本発明に係る１個の演算増幅器からなるインピーダンス検出装置と２個の演算増幅器からなるインピーダンス検出装置との共通性を示す回路図である。
【図１１】従来のセンサ容量検出装置の回路図である。
【符号の説明】
１０、３０、４０、５０、６０ センサ容量検出装置
１１ 交流電圧発生器
１２、１３、６１ 抵抗
１４ 第１演算増幅器
１５ 帰還コンデンサ
１６ 第２演算増幅器
１７ 容量型センサ
２０ 信号出力端子
２１ 第２演算増幅器の非反転入力端子
２２ 第２演算増幅器の出力端子
２３ 信号線
２４ 容量型センサの一端
２５ シールド線
７０ インピーダンス検出装置
７１ 被検出インピーダンス素子
７２ フィードバックインピーダンス素子
７３ 演算増幅器

Claims (19)

1. 被検出インピーダンス素子のインピーダンスに対応する検出信号を出力するインピーダンス検出装置であって、
   入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いインピーダンス変換器と、第１インピーダンス素子と、演算増幅器と、前記演算増幅器に交流電圧を印加する交流電圧発生器と、前記演算増幅器の出力に接続される信号出力端子と、前記被検出インピーダンス素子と並列に接続される抵抗とを備え、
   前記演算増幅器の帰還路には、前記第１インピーダンス素子及び前記インピーダンス変換器が含まれ、
   前記被検出インピーダンス素子の一端には、前記第１インピーダンス素子の一端と前記インピーダンス変換器の入力端子とが接続され、
   前記被検出インピーダンス素子の他端には、前記交流電圧発生器からの交流電圧が印加され、
   前記被検出インピーダンス素子及び前記第１インピーダンス素子は、コンデンサである ことを特徴とするインピーダンス検出装置。
2. 前記インピーダンス検出装置は、さらに、前記交流電圧発生器と前記被検出インピーダンス素子の他端との間に接続される位相振幅補償回路を備え、
   前記位相振幅補償回路は、前記交流電圧発生器からの交流電圧を入力とし、その交流電圧の位相及び振幅の少なくとも一方を調整した出力電圧を前記被検出インピーダンス素子の他端に出力する
   ことを特徴とする請求項１記載のインピーダンス検出装置。
3. 前記位相振幅補償回路は、前記被検出インピーダンス素子の両端に印加されるそれぞれの交流電圧の位相差が１８０度となるように、前記位相を調整する
   ことを特徴とする請求項２記載のインピーダンス検出装置。
4. 前記被検出インピーダンス素子のインピーダンスは、検出の対象となる物理量に応じて変化するインピーダンスと固定的な基準インピーダンスとの合計で表され、
   前記インピーダンス検出装置は、さらに、前記被検出インピーダンス素子に流れる電流のうち、前記基準インピーダンスに対応する一部又は全部の電流を前記被検出インピーダンス素子の一端に印加する基準インピーダンスキャンセル回路を備える
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のインピーダンス検出装置。
5. 前記基準インピーダンスキャンセル回路は、
   前記交流電圧発生回路からの交流電圧に依存した電圧を発生するキャンセル電圧発生器と、
   前記キャンセル電圧発生器の出力端子と前記被検出インピーダンス素子の一端との間に接続される第２インピーダンス素子とを含む
   ことを特徴とする請求項４記載のインピーダンス検出装置。
6. 前記被検出インピーダンス素子の一端と前記第１インピーダンス素子の一端と前記インピーダンス変換器の入力端子とを接続する信号線は、シールド部材で覆われ、
   前記シールド部材には、前記信号線の電位と同電位の電圧が印加される
   ことを特徴とする請求項１記載のインピーダンス検出装置。
7. 前記シールド部材には、前記インピーダンス変換器の出力電圧が印加される
   ことを特徴とする請求項６記載のインピーダンス検出装置。
8. 前記インピーダンス変換器は、ボルテージフォロワである
   ことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のインピーダンス検出装置。
9. 前記被検出インピーダンス素子は容量型センサであり、前記第１インピーダンス素子及び前記第２インピーダンス素子は、コンデンサである
   ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のインピーダンス検出装置。
10. 前記インピーダンス検出装置は、さらに、前記被検出インピーダンス素子の一端の電位を固定する電位固定回路を備える
    ことを特徴とする請求項９記載のインピーダンス検出装置。
11. 前記電位固定回路は、前記被検出インピーダンス素子の一端と所定の基準電位又は前記信号出力端子との間に接続される抵抗を含む
    ことを特徴とする請求項１０記載のインピーダンス検出装置。
12. 請求項１記載のインピーダンス検出装置を用いて被検出インピーダンス素子のインピーダンスを検出する方法であって、
    前記被検出インピーダンス素子の２つの電気的入出力端子にそれぞれ交流信号を印加し、当該被検出インピーダンス素子の変化するインピーダンスを検出信号として検出する工程を含む
    ことを特徴とするインピーダンス検出方法。
13. 前記それぞれの交流信号は、位相差が１８０度となるように位相を調整している
    ことを特徴とする請求項１２記載のインピーダンス検出方法。
14. 前記被検出インピーダンス素子に流れる電流のうち、被検出物理量に応じて変化することのない基準インピーダンスに対応する一部又は全部の電流を、前記被検出インピーダンス素子の前記２つの電気的入出力端子のうちの検出信号出力側に印加する工程を更に含む
    ことを特徴とする請求項１２又は１３に記載のインピーダンス検出方法。
15. 前記２つの電気的入出力端子の検出信号出力側に、前記被検出物理量に応じて変化することのない基準インピーダンスに対応する一部又は全部の電流が印加される
    ことを特徴とする請求項１４記載のインピーダンス検出方法。
16. 前記２つの電気的入出力端子の検出信号出力側を、一定の電位に固定する
    ことを特徴とする請求項１２〜１５のいずれか１項に記載のインピーダンス検出方法。
17. 前記２つの電気的入出力端子の検出信号出力側にシールドを用意し、当該シールドの電位と前記検出信号出力側の電気的入出力端子の電位とを同電位にする
    ことを特徴とする請求項１２〜１６のいずれか１項に記載のインピーダンス検出方法。
18. 被検出インピーダンス素子のインピーダンスに対応する検出信号を出力するインピーダンス検出装置であって、
    反転入力端子に前記被検出インピーダンス素子の一端が接続される演算増幅器と、
    前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子との間に接続される第１インピーダンス素子と、
    前記演算増幅器に非反転入力端子に交流電圧を印加する交流電圧発生器と、
    前記交流電圧の位相及び振幅の少なくとも一方を調整し、調整後の交流電圧を前記被検出インピーダンス素子の他端に出力する位相振幅補償回路と、
    前記被検出インピーダンス素子と並列に接続される抵抗とを備え、
    前記被検出インピーダンス素子及び前記第１インピーダンス素子は、コンデンサである
    ことを特徴とするインピーダンス検出装置。
19. 前記位相振幅補償回路は、前記被検出インピーダンス素子の両端に印加されるそれぞれの交流電圧の位相差が１８０度となるように、前記調整を行う
    ことを特徴とする請求項１８記載のインピーダンス検出装置。

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