JP2003075486A - インピーダンス検出回路及び静電容量検出回路とその方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 微小なインピーダンスを正確に検出すること
ができ、かつ、コンデンサマイクロホン等の容量型セン
サの容量検出に適したインピーダンス又は静電容量検出
回路を提供する。 【解決手段】 容量検出部１と容量キャンセル部２とか
ら構成される静電容量検出回路１０であって、容量検出
部１は、交流電圧発生器１１と、非反転入力端子がグラ
ンドに接続された第１演算増幅器１４と、ボルテージフ
ォロワを構成する第２演算増幅器１６と、第１演算増幅
器１４の出力端子と第２演算増幅器１６の非反転入力端
子間に接続される検出用コンデンサ１５等を備え、容量
キャンセル部２は、交流電圧発生器１１からの交流信号
を反転増幅する第３演算増幅器３０と、その出力端子と
第２演算増幅器１６の非反転入力端子間に接続されるキ
ャンセルコンデンサ３３とを備え、被検出コンデンサ１
７は第２演算増幅器１６の非反転入力端子とグランド間
に接続される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、静電容量を検出す
る回路及び方法に関し、特に、微小な容量を高い精度で
検出する回路及び方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】静電容量検出回路の従来例として、特開
平９−２８０８０６号公報記載のものを挙げることがで
きる。図８は、この静電容量検出回路を示す回路図であ
る。この検出回路では、電極９０、９１で形成される容
量センサ９２が、信号線９３を介して演算増幅器９５の
反転入力端子に接続されている。そしてこの演算増幅器
９５の出力端子と前記反転入力端子との間にコンデンサ
９６が接続されるとともに、非反転入力端子に交流電圧
Ｖacが印加されている。また信号線９３はシールド線９
４によって被覆され、外乱ノイズに対して電気的に遮蔽
されている。そしてこのシールド線９４は、演算増幅器
９５の非反転入力端子に接続されている。出力電圧Ｖｄ
は、演算増幅器９５の出力端子からトランス９７を介し
て取り出される。

【０００３】この検出回路では、演算増幅器９５の反転
入力端子と非反転入力端子とがイマージナリショートの
状態となり、反転入力端子に接続された信号線９３と非
反転入力端子に接続されたシールド線９４とは、互いに
ほぼ同電位となる。これによって、信号線９３はシール
ド線９４によってガーディングされ、つまり、両者９
３、９４間の浮遊容量はキャンセルされ、浮遊容量に影
響されない出力電圧Ｖｄが得られるというものである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来技術によれば、確かに容量センサ９２の容量が
ある程度に大きいときは信号線９３とシールド線９４と
の間の浮遊容量に影響されない正確な出力電圧Ｖｄを得
ることができるものの、数ｐＦあるいはｆＦ（フェムト
ファラッド）オーダーの微小な容量の検出においては、
誤差が大きくなってしまうという問題がある。

【０００５】また、印加する交流電圧Ｖacの周波数によ
っては、演算増幅器９５の内部のトラッキングエラー等
により、イマージナリショートの状態にある反転入力端
子と非反転入力端子の電圧間にも結果的に微妙な位相・
振幅のズレが発生し、検出誤差が大きくなってしまうと
いう問題もある。

【０００６】一方、携帯電話機等に代表される軽量・小
型の音声通信機器においては、コンデンサマイクロホン
等の容量センサで検出した音声を、高感度かつ忠実に電
気信号に変換するコンパクトな増幅回路が求められてい
る。このような容量センサの静電容量を、検出対象の物
理量（音等）の変化に応じて変化する変化容量ΔＣと、
物理量に依存しない一定の基準容量Ｃdとの和で表現し
た場合に、定常的に存在する基準容量Ｃdは重要ではな
く、検出の対象は変化容量ΔＣである。つまり、より高
い感度で音等の物理量を検出するには、変化容量ΔＣだ
けが検出されることが望まれる。

【０００７】そこで、この発明は、このような状況に鑑
みてなされたものであり、微小な容量を正確に検出する
ことができ、かつ、軽量・小型の音声通信機器に使用さ
れるコンデンサマイクロホン等の容量センサの容量検出
に適した静電容量検出回路及び方法を提供することを目
的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに、本発明に係るインピーダンス検出回路は、被検出
インピーダンスのインピーダンスに対応する検出信号を
出力するインピーダンス検出回路であって、入力インピ
ーダンスが高く出力インピーダンスが低いインピーダン
ス変換器と、第１インピーダンス素子と、演算増幅器
と、前記演算増幅器の出力に接続される信号出力端子
と、前記被検出インピーダンスに一定の電流を印加する
キャンセル電流印加手段とを備え、前記インピーダンス
変換器の入力端子には前記被検出インピーダンスの一端
と前記第１インピーダンス素子の一端とが接続され、前
記演算増幅器の負帰還路に前記第１インピーダンス素子
及び前記インピーダンス変換器が含まれ、前記信号出力
端子に現れる信号と前記インピーダンス変換器の入力端
子に現れる信号とが同相の関係となるように、少なくと
も前記第１インピーダンス素子又は前記キャンセル電流
印加手段のいずれか一方による電流の値が設定されてい
ることを特徴とする。

【０００９】また、本発明に係る静電容量検出方法は、
被検出コンデンサの静電容量に対応する検出信号を出力
する静電容量検出方法であって、演算増幅器の反転入力
端子に交流電圧を印加し、前記演算増幅器の非反転入力
端子を所定の電位に接続するとともに、その出力端子と
インピーダンス変換器の入力端子間に検出用コンデンサ
を接続し、前記インピーダンス変換器の入力端子と所定
の電位間に被検出コンデンサを接続し、前記演算増幅器
の出力端子に現れる電圧を検出信号として出力し、前記
被検出コンデンサに一定のキャンセル電流を印加し、前
記信号出力端子に現れる信号と前記インピーダンス変換
器の入力端子に現れる信号とが同相の関係となるよう
に、前記検出用コンデンサ及び前記キャンセル電流印加
手段による電流の値を設定しておくことを特徴とする。
ここで、所定の電位とは、ある基準電位、所定の直流電
位、接地電位またはフローティング状態のいずれかを指
すものであり、実施の態様にあわせて最適なものが選択
される。

【００１０】具体例として、第１インピーダンス素子及
び被検出インピーダンスがコンデンサである場合には、
容量検出部と容量キャンセル部とから構成される静電容
量検出回路であって、容量検出部は、交流電圧発生器
と、非反転入力端子がグランドに接続された第１演算増
幅器と、ボルテージフォロワを構成する第２演算増幅器
と、第１演算増幅器の出力端子と第２演算増幅器の非反
転入力端子間に接続される検出用コンデンサ等を備え、
容量キャンセル部は、交流電圧発生器からの交流信号を
反転増幅する第３演算増幅器と、その出力端子と第２演
算増幅器の非反転入力端子間に接続されるキャンセルコ
ンデンサとを備え、被検出コンデンサは第２演算増幅器
の非反転入力端子とグランド間に接続する。

【００１１】そして、第２演算増幅器の非反転入力端
子、被検出コンデンサ、検出用コンデンサ及びキャンセ
ルコンデンサが接続されている接続点での信号と、第１
演算増幅器の出力端子での検出信号とが同相の関係とな
るように、検出用コンデンサやキャンセルコンデンサの
値を設定しておく。

【００１２】例えば、前記キャンセル電流印加手段は、
被検出コンデンサの一端とインピーダンス変換器との接
続点における電圧をＡ倍する電圧増幅器と、電圧増幅器
の出力端子と接続点との間に接続される容量Ｃcのキャ
ンセルコンデンサとで構成し、コンデンサマイクロホン
等の被検出コンデンサの静電容量のうち、物理量（音）
に依存しない一定の基準容量をＣd、物理量に依存して
変化する変化容量をΔＣとすると、第１の方策として
（i）電圧増幅器の電圧ゲインＡ及びキャンセルコンデ
ンサの容量Ｃcが、 Ｃd＝（Ａ−１）・Ｃc を満たし、かつ、（ii）前記変化容量ΔＣの最大値の絶
対値をΔＣmaxとしたときに、検出用コンデンサの容量
Ｃfが、 ΔＣmax≦Ｃf を満たす値に設定しておく。なお、本願におけるＡ倍及
びゲインＡ等に示される変数Ａは、いずれもゼロ以外の
実数を表すものとする。

【００１３】また、第２の方策として、電圧増幅器の電
圧ゲインＡ及びキャンセルコンデンサの容量Ｃcが、 （Ａ−１）・Ｃc≦Ｃd−ΔＣmax＋Ｃf を満たす値に設定しておいてもよい。

【００１４】さらに、第３の方策として、前記電圧増幅
器の電圧ゲインＡ及び前記キャンセルコンデンサの容量
Ｃcが、 （Ａ−１）・Ｃc≧Ｃd＋ΔＣmax＋Ｃf を満たす値に設定しておいてもよい。

【００１５】なお、電圧増幅器及びインピーダンス変換
器については、同一の演算増幅器を実現してもよい。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を用いて詳細に説明する。図１〜図４は、本発
明の実施の形態例におけるインピーダンス検出回路の一
例としての静電容量検出回路１０の回路図である。な
お、本図では、この静電容量検出回路１０に、検出対象
である被検出インピーダンスの一例である被検出コンデ
ンサ１７（ここでは、コンデンサマイクロホン等、静電
容量の変化を利用して各種物理量を検出する容量型セン
サであって、そのインピーダンスの一例としての静電容
量Ｃsが、検出対象の物理量に依存しない一定の基準イ
ンピーダンスの一例としての基準容量Ｃdと物理量に依
存して変化するインピーダンス変化分ΔＣとの和で表現
されている）が接続されている。

【００１７】静電容量検出回路１０は、大きく分けて、
被検出コンデンサ１７の容量を検出する基本回路である
インピーダンス検出部の一例である容量検出部１と、被
検出コンデンサ１７の容量の一部（例えば、基準容量Ｃ
d）が容量検出部１で検出されることをキャンセルする
容量キャンセル部２とから構成され、キャンセルされた
後の被検出コンデンサ１７の容量（例えば、変化分Δ
Ｃ）に対応する検出信号（電圧Ｖout）を信号出力端子
２０から出力する。

【００１８】容量検出部１は、交流電圧を発生する交流
電圧発生器１１、抵抗（Ｒ1）１２、抵抗（Ｒ2）１３、
第１演算増幅器１４、検出用コンデンサ（容量Ｃf）１
５及び入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが
低くゲインがＡ倍のインピーダンス変換器１６ａから構
成される。

【００１９】交流電圧発生器１１は、一端が所定の電位
（本例では接地）に接続され、他端（出力端子）から一
定の交流電圧（電圧Ｖin、角周波数ω）を発生してい
る。交流電圧発生器１１の出力端子と第１演算増幅器１
４の反転入力端子との間には抵抗（Ｒ1）１２が接続さ
れている。

【００２０】第１演算増幅器１４は、入力インピーダン
ス及び開ループゲインが極めて高い電圧増幅器であり、
ここでは、非反転入力端子が所定の電位（本例では接
地）に接続され、非反転入力端子及び反転入力端子がイ
マージナリショートの状態となっている。この第１演算
増幅器１４の負帰還路、つまり、第１演算増幅器１４の
出力端子から反転入力端子までの間に、検出用コンデン
サ１５、インピーダンス変換器１６ａ及び抵抗（Ｒ2）
１３がこの順で直列に接続されている。

【００２１】図２〜図４に示されるインピーダンス変換
器は、その反転入力端子と出力端子とが接続され、入力
インピーダンスが極めて高く、出力インピーダンスが極
めて低い、電圧ゲインが１のボルテージフォロワ１６ｂ
を構成している。このボルテージフォロワ１６ｂの非反
転入力端子には、被検出コンデンサ１７の一端が接続さ
れ、一方、被検出コンデンサ１７の他端は、所定の電位
（本例では接地）に接続されている。第１演算増幅器１
４の出力端子には、この静電容量検出回路１０の出力信
号、つまり、被検出コンデンサ１７の容量に対応した検
出信号を出力するための信号出力端子２０が接続されて
いる。

【００２２】ここで、インピーダンス変換器１６ｂがボ
ルテージフォロワの場合、電圧ゲインはＡ＝１となり、
ボルテージフォロワの両入力端子がイマジナリーショー
トの状態となるため、反転入力と出力の電圧が決まり、
ボルテージフォロワの非反転入力の電圧が決定される。
一方、演算増幅器１４は利得を十分に取るものであるの
で、ここでは、利得を十分に獲得するためのアンプと電
圧を決定するためのアンプとを分割したともいえる。こ
うすると、演算増幅器１４の非反転入力を所定の電位に
接続する事ができ、その動作の安定性を向上させること
ができるようになり、利得を充分に稼ぎながら演算誤差
の大幅な低減を実現できるよになるので、これはより好
ましい態様であるといえる。

【００２３】図７は、図１に示されたインピーダンス検
出回路１０におけるインピーダンス変換器１６ａの具体
的な回路例を示す。図７（ａ）は、演算増幅器１００を
用いたボルテージフォロワを示している。演算増幅器１
００の反転入力端子と出力端子とが短絡されている。こ
の演算増幅器１００の非反転入力端子をインピーダンス
変換器１６ａの入力とし、演算増幅器１００の出力端子
をインピーダンス変換器１６ａの出力とすることで、入
力インピーダンスが極めて高く、電圧ゲインＡが１とな
るインピーダンス変換器１６ａが得られる。これが具体
的に組み込まれると図２〜図４となる。

【００２４】図７（ｂ）は、演算増幅器１０１を用いた
非反転増幅回路１６を示している。演算増幅器１０１の
反転入力端子とグランド間に抵抗（Ｒ10）１１０が接続
され、演算増幅器１０１の反転入力端子と出力端子間に
フィードバック抵抗（抵抗（Ｒ11）１１１）が接続され
ている。この演算増幅器１０１の非反転入力端子をイン
ピーダンス変換器１６ａの入力とし、演算増幅器１０１
の出力端子をインピーダンス変換器１６ａの出力とする
ことで、入力インピーダンスが極めて高く、電圧ゲイン
Ａが（Ｒ10＋Ｒ11）／Ｒ10となるインピーダンス変換器
１６ａが得られる。

【００２５】図７（ｃ）は、図７（ａ）や図７（ｂ）に
示されるような演算増幅器の入力段にＣＭＯＳ構造のバ
ッファを付加した回路を示している。図示されるよう
に、正負電源間にＮ型ＭＯＳＦＥＴ３４とＰ型ＭＯＳＦ
ＥＴ３５とが抵抗１１２、１１３を介して直列に接続さ
れ、バッファの出力が演算増幅器１００（又は１０１）
の入力に接続されている。このバッファの入力をインピ
ーダンス変換器１６ａの入力とし、演算増幅器の出力端
子をインピーダンス変換器１６ａの出力とすることで、
入力インピーダンスが極めて高いインピーダンス変換器
１６ａが得られる。

【００２６】図７（ｄ）は、図７（ｃ）の入力段のバッ
ファのような回路を示している。図示されるように、正
負電源間に、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３４とＰ型ＭＯＳＦＥＴ
３５とが直列に接続され、両ＭＯＳＦＥＴの接続部から
出力がなされる。

【００２７】図７（ｅ）は、演算増幅器１０２の非反転
入力をインピーダンス変換器１６ａの入力とし、演算増
幅器１０２の反転入力端子に抵抗１１４の一端を接続
し、演算増幅器１０２の出力と反転入力間を抵抗１１５
を介して接続したものとなっている。図７（ｄ）及び図
７（ｅ）に示されるように、こうした構成をとることで
入力インピーダンスが極めて高いインピーダンス変換器
１６ａが得られる。

【００２８】容量キャンセル部２は、被検出コンデンサ
１７に向けて一定の電流（キャンセル電流）を流す定電
流源であり、交流電圧発生器１１からの交流信号を反転
増幅する、抵抗（Ｒ3）３１、抵抗（Ｒ4）３２及び第３
演算増幅器３０からなる反転増幅回路と、第３演算増幅
器３０の出力端子及びインピーダンス変換器１６ａの非
反転入力端子間に接続されたキャンセルコンデンサ３３
とから構成される。この容量キャンセル部２は、被検出
コンデンサ１７に一定の電流を供給することで、被検出
コンデンサ１７を流れる電流の一部（あるいは変化分）
だけが検出用コンデンサ１５に流れるようにし、これに
よって、信号出力端子２０に現れる検出信号に含まれる
被検出コンデンサ１７の定常的な容量に対応する成分を
キャンセル（容量の直流成分が検出されないように）し
ている。言い換えれば、キャンセルコンデンサ３３と被
検出コンデンサ１７の接続点がＶ1となるように、キャ
ンセルコンデンサ３３と被検出コンデンサ１７とでＶ3
を分圧している。そして、被検出コンデンサのうちの少
なくとも一部に印加されるべき電圧を、キャンセルコン
デンサ３３を介して第３演算増幅器３０の出力端子から
印加している。

【００２９】ここでは、典型的な例として、この容量キ
ャンセル部２から被検出コンデンサ１７に向けて印加さ
れるキャンセル電流が、被検出コンデンサ１７の基準容
量Ｃdを流れる電流（インピーダンス変換器１６ａの非
反転入力端子での電圧をＶ1とすると、ｊωＣd・Ｖ1）
に等しくなるように、容量キャンセル部２を構成する抵
抗（Ｒ3）３１、抵抗（Ｒ4）３２及びキャンセルコンデ
ンサ３３の容量等が予め調整されているとする。このと
きには、容量検出部１の信号出力端子２０には、被検出
コンデンサ１７の静電容量Ｃsの変化分ΔＣだけに対応
する検出信号が生じることになる。

【００３０】以上のように構成された静電容量検出回路
１０の詳細な動作は図２を例にとって示すと、以下の通
りである。

【００３１】抵抗（Ｒ1）１２、抵抗（Ｒ2）１３及び第
１演算増幅器１４等から構成される反転増幅回路に着目
すると、第１演算増幅器１４の両入力端子がイマージナ
リショートの状態となって同電位（例えば０Ｖ）であ
り、かつ、その入力インピーダンスが極めて高く、電流
が流れないことから、抵抗（Ｒ1）１２を流れる電流
は、Ｖin／Ｒ1となり、その全てが抵抗（Ｒ2）１３を流
れるので、ボルテージフォロワ１６ｂの出力電圧をＶ2
とすると、 Ｖin／Ｒ1＝−Ｖ2／Ｒ2 が成り立つ。これを整理することにより、ボルテージフ
ォロワ１６ｂの出力電圧Ｖ2は、 Ｖ2＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式１） となる。また、ボルテージフォロワ１６ｂの両入力端子
がイマージナリショートの状態にあり、入力電圧（非反
転入力端子の電圧）Ｖ1と出力電圧（反転入力端子及び
出力端子２２での電圧）Ｖ2は等しくなるので、その入
力電圧Ｖ1は、 Ｖ1＝Ｖ2 ＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式２） が成り立つ。

【００３２】一方、容量キャンセル部２に着目すると、
抵抗（Ｒ3）３１、抵抗（Ｒ4）３２及び第３演算増幅器
３０により反転増幅回路が構成されているので、第３演
算増幅器３０の出力端子での電圧Ｖ3は、 Ｖ3＝−（Ｒ4／Ｒ3）・Ｖin となる。ここで、上記式２を用いてＶinを消去すること
により、電圧Ｖ3は、 Ｖ3＝（Ｒ1／Ｒ2）・（Ｒ4／Ｒ3）・Ｖ1 ＝Ａ・Ｖ1 （式３）

【００３３】と表される。ただし、Ａは前記接続点２１
に対する利得であり、 Ａ＝（Ｒ1／Ｒ2）・（Ｒ4／Ｒ3） である。

【００３４】さて、ボルテージフォロワ１６ｂの非反転
入力端子、被検出コンデンサ１７、検出用コンデンサ１
５及びキャンセルコンデンサ３３が接続されている接続
点２１に流入及び流出する電流に着目すると、ボルテー
ジフォロワ１６ｂの入力インピーダンスは極めて高いの
でボルテージフォロワ１６ｂの非反転入力端子には電流
が流れないことから、検出用コンデンサ１５を接続点２
１に向かって流れる電流i1は、キャンセルコンデンサ３
３を接続点２１に向かって流れる電流をｉ2、接続点２
１から被検出コンデンサ１７に向かって流れる電流をｉ
3とすると、 ｉ1＝ｉ3−ｉ2 （式４） と表される。

【００３５】ところで、電流ｉ1は、検出用コンデンサ
１５を流れる電流であるので、 ｉ1＝Ｃf・（d／dt）・（Ｖout−Ｖ1） （式５） と表される。また、電流ｉ2は、キャンセルコンデンサ
３３を流れる電流であるので、 ｉ2＝Ｃc・（d／dt）・（Ｖ3−Ｖ1） と表され、さらに、上記式３の関係を用いて、 ＝Ｃc・（Ａ−１）・（d／dt）・Ｖ1 （式６） と表される。また、電流ｉ3は、被検出コンデンサ１７
を流れる電流であるので、 ｉ3＝（d／dt）・Ｃs・Ｖ1 ＝（d／dt）・（Ｃd＋ΔＣ）・Ｖ1 （式７） と表される。

【００３６】これら３つの式５〜式７で表される電流ｉ
1〜ｉ3を上記式４に代入すると、 Ｃf・（d／dt）・（Ｖout−Ｖ1）＝（d／dt）・（Ｃd＋
ΔＣ）・Ｖ1−Ｃc・（Ａ−１）・Ｖ1 となり、全体を積分すると、 Ｃf・（Ｖout−Ｖ1）＝（Ｃd＋ΔＣ）・Ｖ1−Ｃc・（Ａ
−１）・（d／dt）・Ｖ1 と表される。これをＶoutについて整理すると、検出信
号の出力電圧Ｖoutは、 Ｖout＝（１＋（Ｃd−（Ａ−１）・Ｃc＋ΔＣ）／Ｃf）・Ｖ1 （式８） となる。

【００３７】ここで、容量キャンセル部２における上述
の典型的な条件、即ち、キャンセルコンデンサ３３を流
れる電流ｉ2（＝Ｃc・（Ａ−１）・（d／dt）・Ｖ1）が
被検出コンデンサ１７の基準容量Ｃdを流れる電流（（d
／dt）・Ｃd・Ｖ1）に等しくなるように設定されている
という条件を考慮する。つまり、 （d／dt）・Ｃd・Ｖ1＝（d／dt）・Ｃc・（Ａ−１）・
Ｖ1 これを整理して、 Ｃd＝（Ａ−１）・Ｃc （式９） の関係が成立しているとする。

【００３８】すると、この式９で表されるＣdを上記式
８に代入して分かるように、このような条件下では、検
出信号の電圧Ｖoutは、 Ｖout＝（１＋ΔＣ／Ｃf）・Ｖ1 （式１０） と簡略化される。

【００３９】一方で、ボルテージフォロワ１６ｂの非反
転入力端子、被検出コンデンサ１７、検出用コンデンサ
１５及びキャンセルコンデンサ３３が接続されている接
続点２１での電圧に着目し、接続点２１での電荷を考え
ると、ボルテージフォロワ１６ｂの入力インピーダンス
は極めて高いので、ボルテージフォロワ１６ｂの非反転
入力端子には電流が流れないことから、被検出コンデン
サ１７と検出用コンデンサ１５、キャンセルコンデンサ
３３の電荷量は、等しくなる。即ち、電荷は保存される
ので、 Ｃc・（Ｖ3−Ｖ1）＋Ｃf・（Ｖout−Ｖ1）＝（Ｃd＋ΔＣ）・Ｖ1 （式１１） と表される。するとＶoutは、次のようになる。 Ｖout＝（（Ｃd＋ΔＣ＋Ｃc）／Ｃf＋１）・Ｖ1−(Ｃｃ／Ｃｆ）・Ｖ3 ＝−（Ｒ2／Ｒ1）・（１＋(Ｃd＋ΔＣ＋Ｃc）／Ｃf−Ａ・Ｃc／Ｃf）・ Ｖin ＝−（Ｒ2／Ｒ1）・（１＋(Ｃd＋ΔＣ−(Ａ−1)Ｃc）／Ｃf)・Ｖin （式１２）

【００４０】ここで、容量キャンセル部２における上述
の典型的な条件、即ち、キャンセルコンデンサ３３の電
荷量が被検出コンデンサ１７の基準容量Ｃdの電荷量に
等しくなるように設定されているという条件を考慮す
る。つまり、 Ｃc・（Ｖ3−Ｖ1）＝Ｃd・Ｖ1 （式１３） これを整理して、 Ｃd＝（Ａ−１）・Ｃc （式１４） の関係が成立しているとき、このような条件下では、検
出信号の電圧Ｖoutは、 Ｖout＝（１＋ΔＣ／Ｃf）・Ｖ1 （式１５） と、式１０と同じく簡略化されたものとなる。

【００４１】この式１０及び式１５に示されるように、
静電容量検出回路１０の信号出力端子２０から出力され
る検出信号の電圧Ｖoutは、被検出コンデンサ１７の静
電容量Ｃsの基準容量Ｃdには依存せず、その変化分ΔＣ
だけに依存した値となる。例えば、被検出コンデンサ１
７がコンデンサマイクロホンである場合には、音の強弱
に依存しない不要なオフセット分（被検出コンデンサ１
７の基準容量Ｃdに対応する信号）を含まず、音の強弱
に依存する成分（被検出コンデンサ１７の静電容量の変
化分ΔＣに対応する信号）だけを含んでいる。したがっ
て、音だけに対応する正味の信号を大きく増幅すること
ができ、高感度のマイクロホンが実現される。

【００４２】また、上記式１０には角周波数ωが含まれ
ていないことから分かるように、この検出信号の電圧Ｖ
outは、交流電圧発生器１１からの交流信号Ｖinの周波
数又被検出コンデンサの変化する周波数に依存しない。
これによって、被検出コンデンサ１７に印加される交流
電圧の周波数又は被検出コンデンサの変化する周波数に
依存することなく、被検出コンデンサ１７の容量（変化
分ΔＣ）を検出することができる（周波数依存特性を有
しない）静電容量検出回路が実現される。したがって、
コンデンサマイクロホン等、容量値がある周波数（音声
帯域）で変化するような被検出コンデンサ１７に対し
て、検出された信号を周波数補正することなく、その電
圧値から直接、容量値を特定することが可能となる。

【００４３】また、この例の静電容量検出回路１０で
は、検出用コンデンサ１５及び被検出コンデンサ１７に
電流を供給している第１演算増幅器１４は、その非反転
入力端子が所定の電位（本例では接地）に接続され、固
定化されている。したがって、図８に示される従来の回
路における演算増幅器９５と異なり、第１演算増幅器１
４は、入力される交流信号の周波数等に依存することな
く、ノイズの少ない安定した電流を検出用コンデンサ１
５及び被検出コンデンサ１７に供給し、演算誤差も低減
されるので、被検出コンデンサ１７の微小な容量が検出
され得る。

【００４４】ところで、上記のように、単に、基準容量
Ｃdに流れる電流の全てをキャンセルするような設定に
しているだけでは、被検出コンデンサ１７の静電容量Ｃ
sの値によっては、不具合が生じ得る。例えば、音の強
弱等に応じて被検出コンデンサ１７の静電容量Ｃsが、
ある一定値よりも小さくなったときに、検出信号の波形
が、位相が１８０度反転したような形状となってしま
い、後処理が困難になってしまうケースが生じ得る。

【００４５】図５は、このような反転を生じている検出
信号の波形の例（実線）と、反転を生じていない検出信
号の波形の例（点線）を示している。本図に示されるよ
うに、実線の波形では、被検出コンデンサ１７の静電容
量Ｃsが一定値よりも小さくなったとき、即ち、図中の
矢印で示された時間帯において、位相が１８０度反転し
たような形状となっている。したがって、このような波
形の信号から音を忠実に再生するには、その反転部分を
元に戻す複雑な後処理回路が必要となる。なお、本図に
おいて、波形に含まれる高周波成分は、交流電圧発生器
１１が発生している交流信号に対応し、包絡線に現れて
いる低周波成分は、被検出コンデンサ１７の静電容量Ｃ
sの変化分ΔＣ（音等の物理量の変化）に対応してい
る。

【００４６】そこで、このような検出信号の反転とそれ
に伴う後処理を回避するための方策（具体的な回路定数
の設定方法）を考案したので、以下に説明する。 （１）第１の方策 この方策は、検出用コンデンサ１５の容量Ｃfを調整す
る方法である。

【００４７】具体的には、(i)上記基準容量Ｃdの全てを
キャンセルする条件（上記式９及び式１４）、即ち、 Ｃd＝（Ａ−１）・Ｃc （式９，式１４（再掲）） を満たし、かつ、(ii)被検出コンデンサ１７の静電容量
Ｃsの変化分ΔＣの最大値の絶対値をΔＣmaxとした場合
に、検出用コンデンサ１５の容量Ｃfが、 ΔＣmax≦Ｃf を満たすように調節しておく。

【００４８】すると、上記条件(i)より、検出信号の出
力電圧Ｖoutは、上記式１０及び式１５、即ち、 Ｖout＝（１＋ΔＣ／Ｃf）・Ｖ1 （式１０，式１５（再掲）） で表され、かつ、上記条件(ii)より、 −１≦ΔＣ／Ｃf≦１ が成り立つので、上記式１０の右辺における、電圧Ｖou
tと電圧Ｖ1とを関係づける比例係数（１＋ΔＣ／Ｃf）
は、ゼロ以上の値となる。よって、被検出コンデンサ１
７の静電容量の値によっては検出信号の電圧Ｖoutと電
圧Ｖ1との位相関係が反転してしまう、という不具合が
回避される。

【００４９】なお、この第１の方策は、検出用コンデン
サ１５の容量Ｃfを大きくするほど、上記式１０に示さ
れる右辺のΔＣ／Ｃfが小さくなり、出力電圧Ｖoutに含
まれる信号（変化容量ΔＣに対応する電圧）成分が小さ
くなって検出感度が落ちてしまうという弱点がある。 （２）第２の方策 この方策は、基準容量Ｃdに対するキャンセル量を調節
する方法である。具体的には、以下の２つの方法のいず
れかをとればよい。 （２−１）被検出コンデンサ１７の静電容量Ｃsが最小
値となるときに着目し、このときであっても、検出信号
の電圧Ｖoutが電圧Ｖ1に対して逆相にならないようにキ
ャンセル量を調節する方法である。具体的には、以下の
通りである。まず、キャンセル量の多少に拘わらず、図
１の静電容量検出回路１０では、上記式８及び式１２が
成り立つ。 Ｖout＝（１＋（Ｃd−（Ａ−１）・Ｃc＋ΔＣ）／Ｃf）・Ｖ1 （式８（再掲）） Ｖout＝−（Ｒ2／Ｒ1）・（１＋(Ｃd＋ΔＣ−(Ａ−1)・Ｃc）／Ｃf)・Ｖin （式１２（再掲））

【００５０】ここで、被検出コンデンサ１７の静電容量
Ｃsの変化分ΔＣの最大値の絶対値をΔＣmaxとすると、
上記式８及び式１２から分かるように、被検出コンデン
サ１７の静電容量Ｃsが最小値をとったときに、出力電
圧Ｖoutは、以下のように表される。 Ｖout＝（１＋（Ｃd−（Ａ−１）・Ｃc−ΔＣmax）／Ｃf）・Ｖ1 （式１６） したがって、この式１１で示される電圧Ｖoutと電圧Ｖ1
とを関係づける比例係数（１＋（Ｃd−（Ａ−１）・Ｃc
−ΔＣmax）／Ｃf）をゼロ以上の値にしておくことで、
被検出コンデンサ１７の静電容量Ｃsが最小値となった
ときでも、電圧Ｖoutと電圧Ｖ1との位相関係を同相に維
持することができる。つまり、 １＋（Ｃd−（Ａ−１）・Ｃc−ΔＣmax）／Ｃf≧０ これを整理して、 （Ａ−１）・Ｃc≦Ｃd−ΔＣmax＋Ｃf （式１７） が成り立つように、容量キャンセル部２での接続点２１
に対する利得Ａ及びキャンセルコンデンサ３３の容量Ｃ
c、検出用コンデンサＣfを調節しておくことで、被検出
コンデンサ１７の静電容量の値によっては出力電圧Ｖou
tが反転し、後処理が困難となってしまう、という不具
合を回避することができる。よって、出力電圧Ｖoutに
対して、ピークホールド回路でピーク点をとる等の簡単
な処理を施すだけで、被検出コンデンサ１７の容量変化
分ΔＣを特定することができる。

【００５１】（２−２）被検出コンデンサ１７の静電容
量Ｃsが最大値となるときに着目し、このときであって
も、検出信号の電圧Ｖoutが電圧Ｖ1に対して逆相となる
ようにキャンセル量を調節する方法である。つまり、上
記（２−１）では、出力電圧Ｖoutが反転しない条件を
満たしたが、常に反転した状態を維持する条件を満たす
ことにしても、電圧Ｖoutと電圧Ｖ1との位相関係は同一
状態が維持され、同様に問題が解消されるので、そのた
めの条件を満たすように回路定数を決定する方法であ
る。具体的には、以下の通りである。

【００５２】まず、キャンセル量の多少に拘わらず、図
１の静電容量検出回路１０では、上記式８及び式１２が
成り立つ。 Ｖout＝（１＋（Ｃd−（Ａ−１）・Ｃc＋ΔＣ）／Ｃf）・Ｖ1 （式８（再掲）） Ｖout＝−（Ｒ2／Ｒ1）・（１＋(Ｃd＋ΔＣ−(Ａ−1)・Ｃc）／Ｃf)・Ｖin （式１２（再掲））

【００５３】ここで、被検出コンデンサ１７の静電容量
Ｃsの変化分ΔＣの最大値の絶対値をΔＣmaxとすると、
上記式８及び式１２から分かるように、被検出コンデン
サ１７の静電容量Ｃsが最大値をとったときに、出力電
圧Ｖoutは、以下のように表される。 Ｖout＝（１＋（Ｃd−（Ａ−１）・Ｃc＋ΔＣmax）／Ｃf）・Ｖ1 （式１８） したがって、この式１３で示される電圧Ｖoutと電圧Ｖ1
とを関係づける比例係数（１＋（Ｃd−（Ａ−１）・Ｃc
＋ΔＣmax）／Ｃf）をゼロ以下の値にしておくことで、
電圧Ｖoutと電圧Ｖ1との位相関係を常に同一（逆相）に
維持することができる。つまり、 １＋（Ｃd−（Ａ−１）・Ｃc＋ΔＣmax）／Ｃf≦０ これを整理して、 （Ａ−１）・Ｃc≧Ｃd＋ΔＣmax＋Ｃf （式１９） が成り立つように、容量キャンセル部２での接続点２１
に対する利得Ａ及びキャンセルコンデンサ３３の容量Ｃ
c及び検出用コンデンサＣfを調節しておくことで、被検
出コンデンサ１７の静電容量の値によっては出力電圧Ｖ
outが反転し、後処理が困難となってしまう、という不
具合を回避することができる。よって、出力電圧Ｖout
に対して、ピークホールド回路でピーク点をとる等の簡
単な処理を施すだけで、被検出コンデンサ１７の容量変
化分ΔＣを特定することができる。

【００５４】このような本発明のインピーダンス検出回
路としての静電容量検出回路の電子機器への応用とし
て、被検出コンデンサは、容量の変化に応じて物理量を
検出する容量型センサとし、静電容量検出回路は、プリ
ント基板又はシリコン基板上に形成し、それら容量型セ
ンサと基板とを固定する一体化が考えられる。具体的に
は、被検出コンデンサとして、コンデンサマイクロホン
を採用し、静電容量検出回路についてはＩＣで実現し、
それらコンデンサマイクとＩＣとを一体化し、携帯電話
機等に使用されるマイクロホンとして１つの筐体（シー
ルドボックス）に収めてもよい。

【００５５】以上、本発明に係るインピーダンス検出回
路について、実施の形態例に基づいて説明したが、本発
明は、この実施の形態に限定されるものではない。

【００５６】例えば、図１〜図４に示された静電容量検
出回路１０は、容量検出部１に含まれるインピーダンス
変換器１６ａ（ボルテージフォロワ１６ｂ）と容量キャ
ンセル部２に含まれる電圧源（第３演算増幅器３０）と
は別個の演算増幅器であったが、これらを１つのインピ
ーダンス変換器又は演算増幅器で構成してもよい。

【００５７】図６（ａ）は、そのようなインピーダンス
変換器とキャンセル電流を発生させる電圧源とを１つの
インピーダンス変換器１６ａで構成した静電容量検出回
路の一例を示す回路図である。ここでは、図１に示され
た容量キャンセル部２に代えて、インピーダンス変換器
１６ａの負帰還路に抵抗（Ｒ5）３５が接続され、正帰
還路にキャンセルコンデンサ３３が接続されている。つ
まり、インピーダンス変換器１６ａを電圧源とし、キャ
ンセルコンデンサ３３を介して、上述と同様のキャンセ
ル電流を接続点２１に印加している。

【００５８】より具体的に、図６（ｂ）に示したよう
に、抵抗（Ｒ2）１３、抵抗（Ｒ5）３５及びインピーダ
ンス変換器としてボルテージフォロワ１６ｂから構成さ
れる非反転増幅回路の交流出力端子（２２）の電流に着
目すると、ボルテージフォロワ１６ｂの出力電圧Ｖ2
は、 Ｖ2＝（（Ｒ2＋Ｒ5）／Ｒ2）・Ｖ1 ＝Ａ’・Ｖ1 （式２０） となる。ただし、Ａ’＝（Ｒ2＋Ｒ5）／Ｒ2 である。

【００５９】そして、この電圧Ｖ2がキャンセルコンデ
ンサ３３に印加されて、キャンセル電流ｉ2が生成され
るので、その電流ｉ2は、 ｉ2＝（d／dt）・Ｃc・（Ｖ2−Ｖ1） ＝（d／dt）・Ｃc・（Ａ’−１）・Ｖ1 となり、図１に示された容量キャンセル部２からの電流
ｉ2を示す上記式６と同様の形で表現される。一方で、
また図６（ｂ）の抵抗（R2）１３、抵抗（R5）３５及び
ボルテージフォロワ１６ｂから構成される非反転増幅回
路の交流出力端子（２２）の電圧に着目すると、上記式
２０までは同様であるので、この電圧Ｖ2がキャンセル
コンデンサ３３に印加されて、キャンセルコンデンサ３
３での電荷量が決まると云える。そうすると、キャンセ
ルコンデンサでの電荷量Ｑcは、 Ｑc＝Ｃc・（Ｖ2−Ｖ1）＝（Ａ’−１）・Ｃc・Ｖ1 となり、前述の式１１と同様の形で表される。よって、
本図に示される静電容量検出回路４０は、図１に示され
る静電容量検出回路１０と同様の機能を有し、検出信号
の反転に対する対応策についても、同様のことが言え
る。

【００６０】本発明のさらなる高精度化の為の別の実施
の形態例として、図３、図４に記載されたような接続点
２１のまわりの配線をシールドで覆い、そのシールドに
ガード電圧印加回路６０、６１によってガード電圧を印
加する事を行ってもよい。こうすると、シールドが前記
接続点２１のまわりの配線と同電位に保持する事がで
き、シールドによる浮遊容量の発生を抑え、さらに、外
部からのノイズに強い高精度な検出が可能となる。

【００６１】また、被検出インピーダンスとして接続さ
れるものは、未知の容量（半導体チップなど）コンデン
サマイクロホン、加速度センサ、地震計、圧力センサ、
変位センサ、変位計、近接センサ、タッチセンサ、イオ
ンセンサ、湿度センサ、雨滴センサ、雪センサ、雷セン
サ、位置合わせセンサ、接触不良センサ、形状センサ、
終点検出センサ、振動センサ、超音波センサ、角速度セ
ンサ、液量センサ、ガスセンサ、赤外線センサ、放射線
センサ、水位計、凍結センサ、水分計、振動計、帯電セ
ンサ、プリント基板検査機等の各種物理量を検出する全
てのデバイスが含まれる。

【００６２】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
に係るインピーダンス及び静電容量検出回路及びインピ
ーダンス及び静電容量検出方法は、被検出インピーダン
スのインピーダンスに対応する検出信号を出力するもの
であって、抵抗を介して演算増幅器の反転入力端子に交
流電圧を印加し、前記演算増幅器の非反転入力端子を所
定の電位に接続するとともに、その出力端子とインピー
ダンス変換器の入力端子間に第１インピーダンス素子を
接続し、前記インピーダンス変換器の入力端子と所定の
電位間に被検出インピーダンスを接続し、前記演算増幅
器の出力端子に現れる電圧を検出信号として出力し、前
記被検出インピーダンスに一定のキャンセル電流を印加
し、前記信号出力端子に現れる信号と前記インピーダン
ス変換器の入力端子に現れる信号とが同相の関係となる
ように、前記第１インピーダンス素子及び前記キャンセ
ル電流印加手段による電流の値を設定しておくことを特
徴とする。

【００６３】これによって、演算増幅器の非反転入力端
子は所定の電位に接続され、入力端子の一方の電位が固
定されるので、演算増幅器は安定して動作し、検出信号
に含まれるノイズが抑制され、極めて微小なインピーダ
ンスの検出が可能となり、特にインピーダンスがコンデ
ンサのときには、数ｐＦあるいはｆＦオーダーの微小な
容量の検出が可能となる。

【００６４】そして、被検出インピーダンスに流れる電
流のうち、キャンセル電流を差し引いた残る電流が第１
インピーダンス素子に流れ、演算増幅器の出力端子に検
出信号として出力されるので、例えば、コンデンサマイ
クロホン等の容量型センサにおける不要な基準容量の検
出はキャンセルされ、音等の物理量に応じて変化する変
化容量だけが検出される。したがって、音等の物理量に
対応する正味の信号だけを増幅する高感度なマイクロホ
ン等が実現される。

【００６５】さらに、信号出力端子に現れる信号とイン
ピーダンス変換器の入力端子に現れる信号とが同相の関
係となるように、第１インピーダンス素子及びキャンセ
ル電流印加手段による電流の値が設定されているので、
被検出インピーダンスのインピーダンスの値によっては
それら両信号の位相関係が反転してしまう、という不具
合の発生が防止される。したがって、位相の反転を補償
する複雑な後処理回路が不要となり、ピークホールド回
路等の簡単な回路だけで被検出インピーダンスのインピ
ーダンスの変化分を取り出すことができ、回路全体がコ
ンパクト化される。

【００６６】また、本発明に係る静電容量検出回路は、
被検出コンデンサに電流を流すことによって容量を検出
しているので、エレクトレットコンデンサマイクロホン
等のように、被検出コンデンサの電極に高分子フィルム
等を貼り付けてエレクトレット化する必要がなく、通常
の静電容量型センサに適用することができる。

【００６７】以上のように、本発明により、微小なイン
ピーダンス及び容量を正確に検出することができ、か
つ、小型化に適したインピーダンス検出回路及び静電容
量検出回路等が実現され、特に、携帯電話機等の軽量・
小型の音声通信機器の音声性能が飛躍的に向上され、そ
の実用的価値は極めて高い。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態における静電容量検出回路
の回路図の例である。

【図２】図１におけるインピーダンス変換器がボルテー
ジフォロワである場合の静電容量検出回路の回路図の例
である。

【図３】図１における接続点のまわりの配線にシールド
を施した場合の静電容量検出回路の回路図の例である。

【図４】図１における接続点のまわりの配線にシールド
を施した場合の別の静電容量検出回路の回路図の例であ
る。

【図５】反転を生じている検出信号の波形の例（実線）
と、反転を生じていない検出信号の波形の例（点線）を
示す図である。

【図６】（ａ）は、インピーダンス変換器で構成した別
の静電容量検出回路の一例である。（ｂ）は、ボルテー
ジフォロワで構成した別の静電容量検出回路の一例であ
る。

【図７】（ａ）〜（ｅ）は、インピーダンス変換器の具
体的な回路例である。

【図８】従来の静電容量検出回路の回路図である。

【符号の説明】

１０、４０ 静電容量検出回路 １１ 交流電圧発生器 １２、１３、３１、３２、３５、１１０〜１１５ 抵
抗 １４、１６ａ、１６ｂ、３０、１００〜１０２ 演算
増幅器 １５ 検出用コンデンサ １７ 被検出コンデンサ ２０ 信号出力端子 ２１ 接続点 ２２ 交流出力端子 ３３ キャンセルコンデンサ ３４、３５ ＭＯＳＦＥＴ ６０、６１ ガード電圧印加回路

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 被検出インピーダンスのインピーダンス
   に対応する検出信号を出力するインピーダンス検出回路
   であって、 入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いイ
   ンピーダンス変換器と、第１インピーダンス素子と、演
   算増幅器と、前記演算増幅器の出力に接続される信号出
   力端子と、前記被検出インピーダンスに一定の電流を印
   加するキャンセル電流印加手段とを備え、 前記インピーダンス変換器の入力端子には前記被検出イ
   ンピーダンスの一端と前記第１インピーダンス素子の一
   端とが接続され、 前記演算増幅器の負帰還路に前記第１インピーダンス素
   子及び前記インピーダンス変換器が含まれ、 前記信号出力端子に現れる信号と前記インピーダンス変
   換器の入力端子に現れる信号とが同相の関係となるよう
   に、少なくとも前記第１インピーダンス素子又は前記キ
   ャンセル電流印加手段のいずれか一方による電流の値が
   設定されていることを特徴とするインピーダンス検出回
   路。
2. 【請求項２】 前記キャンセル電流印加手段は、 前記被検出インピーダンスの一端と前記インピーダンス
   変換器との接続点における電圧をＡ倍に増幅する電圧増
   幅器と、 前記電圧増幅器の出力端子と前記接続点との間に接続さ
   れるキャンセルインピーダンスとを有することを特徴と
   する請求項１記載のインピーダンス検出回路。
3. 【請求項３】 前記電圧増幅器及び前記インピーダンス
   変換器は、同一の演算増幅器を構成要素として有してい
   ることを特徴とする請求項１又は２に記載のインピーダ
   ンス検出回路。
4. 【請求項４】 前記被検出インピーダンスは被検出コン
   デンサであり、 前記インピーダンスは静電容量であり、 前記第１インピーダンス素子は検出用静電容量であるこ
   とを特徴とする請求項１又は３に記載の静電容量検出回
   路。
5. 【請求項５】 前記キャンセルインピーダンスはキャン
   セルコンデンサであることを特徴とする請求項２又は３
   記載の静電容量検出回路。
6. 【請求項６】 前記被検出コンデンサは、静電容量の変
   化によって物理量を検出する容量型センサであり、その
   静電容量を物理量に依存しない一定の基準容量Ｃdと物
   理量に依存して変化する変化容量ΔＣとの和で表したと
   きに、前記キャンセルコンデンサの容量をＣcとして、 Ｃd＝（Ａ−１）・Ｃc を満たす値に設定されていることを特徴とする請求項５
   記載の静電容量検出回路。
7. 【請求項７】 前記変化容量ΔＣの最大値の絶対値をΔ
   Ｃmaxとしたときに、 前記検出用コンデンサの容量Ｃfは、 ΔＣmax≦Ｃf を満たす値に設定されていることを特徴とする請求項６
   記載の静電容量検出回路。
8. 【請求項８】 前記被検出コンデンサは、静電容量の変
   化によって物理量を検出する容量型センサであり、その
   静電容量を物理量に依存しない一定の基準容量Ｃdと物
   理量に依存して変化する変化容量ΔＣとの和で表される
   とし、 前記変化容量ΔＣの最大値の絶対値をΔＣmaxとしたと
   きに、前記キャンセルコンデンサの容量をＣcとして、 （Ａ−１）・Ｃc≦Ｃd−ΔＣmax＋Ｃf を満たす値に設定されていることを特徴とする請求項５
   記載の静電容量検出回路。
9. 【請求項９】 前記被検出コンデンサは、静電容量の変
   化によって物理量を検出する容量型センサであり、その
   静電容量を物理量に依存しない一定の基準容量Ｃdと物
   理量に依存して変化する変化容量ΔＣとの和で表される
   とし、 前記変化容量ΔＣの最大値の絶対値をΔＣmaxとしたと
   きに、前記キャンセルコンデンサの容量をＣcとして、 （Ａ−１）・Ｃc≧Ｃd＋ΔＣmax＋Ｃf を満たす値に設定されていることを特徴とする請求項５
   記載の静電容量検出回路。
10. 【請求項１０】 被検出コンデンサの静電容量に対応す
    る検出信号を出力する静電容量検出方法であって、 演算増幅器の反転入力端子に交流電圧を印加し、 前記演算増幅器の非反転入力端子を所定の電位に接続す
    るとともに、その出力端子とインピーダンス変換器の入
    力端子間に検出用コンデンサを接続し、 前記インピーダンス変換器の入力端子と所定の電位間に
    被検出コンデンサを接続し、 前記演算増幅器の出力端子に現れる電圧を検出信号とし
    て出力し、 前記被検出コンデンサに一定のキャンセル電流を印加
    し、 前記信号出力端子に現れる信号と前記インピーダンス変
    換器の入力端子に現れる信号とが同相の関係となるよう
    に、前記検出用コンデンサ及び前記キャンセル電流印加
    手段による電流の値を設定しておくことを特徴とする静
    電容量検出方法。