JP4071582B2 - インピーダンス検出回路及びその方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インピーダンス及び静電容量を検出する回路及び方法に関し、特に、微小なインピーダンス及び容量を高い精度で検出する回路及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
静電容量検出回路の従来例として、静電容量式変位計を挙げることができる（例えば、特許文献１参照）。図１１は、この静電容量検出回路を示す回路図である。この検出回路では、電極９０、９１で形成される容量センサ９２が、信号線９３を介して演算増幅器９５の反転入力端子に接続されている。そしてこの演算増幅器９５の出力端子と前記反転入力端子との間にコンデンサ９６が接続されるとともに、非反転入力端子に交流電圧Ｖacが印加されている。また信号線９３はシールド線９４によって被覆され、外乱ノイズに対して電気的に遮蔽されている。そしてこのシールド線９４は、演算増幅器９５の非反転入力端子に接続されている。出力電圧Ｖｄは、演算増幅器９５の出力端子からトランス９７を介して取り出される。
【０００３】
この検出回路では、演算増幅器９５の反転入力端子と非反転入力端子とがイマージナリショートの状態となり、反転入力端子に接続された信号線９３と非反転入力端子に接続されたシールド線９４とは、互いにほぼ同電位となる。これによって、信号線９３はシールド線９４によってガーディングされ、つまり、両者９３、９４間の浮遊容量はキャンセルされ、浮遊容量に影響されにくい出力電圧Ｖｄが得られるというものである。
【０００４】
【特許文献１】
特開平９−２８０８０６号公報（第２図）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来技術によれば、確かに容量センサ９２の容量がある程度に大きいときは信号線９３とシールド線９４との間の浮遊容量に影響されない正確な出力電圧Ｖｄを得ることができるものの、数ｐＦあるいはｆＦ（フェムトファラッド）オーダー以下の微小な容量の検出においては、誤差が大きくなってしまうという問題がある。
【０００６】
また、印加する交流電圧Ｖacの周波数によっては、演算増幅器９５の内部のトラッキングエラー等により、イマージナリショートの状態にある反転入力端子と非反転入力端子の電圧間にも結果的に微妙な位相・振幅のズレが発生し、検出誤差が大きくなってしまうという問題もある。
【０００７】
一方、携帯電話機等に代表される軽量・小型の音声通信機器においては、コンデンサマイクロホン等の容量センサで検出した音声を、高感度かつ忠実に電気信号に変換するコンパクトな増幅回路が求められている。数ｐＦあるいはｆＦオーダー以下の微小な容量又はその変化を正確に検出することができるならば、極めて高い感度で、かつ、忠実に音声を検出することが可能な高性能なマイクロホンが実現され、携帯電話機等の音声通信機器での音声のピックアップにおける性能が飛躍的に向上される。
【０００８】
そこで、この発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、微小な容量変化を正確に検出することができ、かつ、軽量・小型の音声通信機器に使用されるコンデンサマイクロホン等の容量センサをはじめとするインピーダンス検出に適したインピーダンス検出回路及び静電容量検出回路等を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るインピーダンス検出回路及び静電容量検出回路は、被検出インピーダンスのインピーダンスに対応する検出信号を出力するインピーダンス検出回路であって、入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いインピーダンス変換器と、容量性の第１インピーダンス素子と、第１演算増幅器と、前記第１演算増幅器に直流電圧を印加する直流電圧発生器と、前記第１演算増幅器の出力に接続される信号出力端子とを備え、前記インピーダンス変換器の入力端子には前記被検出インピーダンスの一端と前記第１インピーダンス素子の一端とが接続され、前記第１演算増幅器の負帰還路に前記第１インピーダンス素子及び前記インピーダンス変換器が含まれ前記被検出インピーダンスと前記インピーダンス検出回路とは隣接して設けられていることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明に係るインピーダンス検出回路及び静電容量検出回路は、被検出インピーダンスのインピーダンスに対応する検出信号を出力するインピーダンス検出回路であって、入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いインピーダンス変換器と、容量性の第１インピーダンス素子と、第１演算増幅器と、前記第１演算増幅器に直流電圧を印加する直流電圧発生器と、前記第１演算増幅器の出力に接続される信号出力端子とを備え、前記インピーダンス変換器の入力端子には前記被検出インピーダンスの一端と前記第１インピーダンス素子の一端とが接続され、前記第１演算増幅器の負帰還路に前記第１インピーダンス素子及び前記インピーダンス変換器が含まれ、前記被検出インピーダンスと前記第１インピーダンス素子と前記インピーダンス変換器とが近接して設けられていることを特徴とする。
【００１１】
ここで、本願明細書において、「近接する」とは、信号線の浮遊容量が、被検出コンデンサの容量値又は容量性の第１インピーダンス素子の容量値の大きい方の容量値に対して１０倍を超えない状態にあることをいう。これは、信号線の浮遊容量が、接続されている素子の容量値の一桁上の数値を超えない容量値としたときに、本発明の静電容量検出回路は、検出感度の大幅な悪化を防ぐことができるということが分かったものであり、これは経験的に得られたものである。この信号線の浮遊容量は、被検出コンデンサと、第１インピーダンス素子と、インピーダンス変換器とを信号線に接続しない状態で、容量測定を行えば測定できる。そして、本願明細書では、上記の近接した条件で隣り合って接している状態を「隣接」という。
【００１２】
また、本発明に係るインピーダンス検出方法及び静電容量検出方法は、被検出インピーダンスのインピーダンスの変化（静電容量の変化等）に対応する検出信号を出力するインピーダンス検出方法であって、演算増幅器の出力端子とインピーダンス変換器の入力端子間に容量性の第１インピーダンス素子を接続し、前記インピーダンス変換器の入力端子と所定の電位間に被検出インピーダンスを接続し、抵抗を介して前記演算増幅器の反転入力端子に直流電圧を印加し、他方の入力端子は所定の電位とし、前記演算増幅器の出力端子に現れる電圧を検出信号として出力し、前記被検出インピーダンスと前記インピーダンス変換器と前記第１インピーダンス素子とは近接して接続しておくことを特徴とする。
【００１３】
具体例としては、直流電圧発生器と、非反転入力端子が所定の電位に接続された演算増幅器と、インピーダンス変換器と、演算増幅器の反転入力端子とインピーダンス変換器の出力端子間に接続される抵抗（Ｒ2）と、演算増幅器の出力端子とインピーダンス変換器の入力端子間に接続される容量性のインピーダンス素子とを備えるインピーダンス検出回路を構成し、被検出インピーダンスは、このインピーダンス検出回路に隣接、又は、信号線の浮遊容量が接続される素子容量の最大の値の１０倍を超えないように短く近接させておき、インピーダンス変換器の入力端子と所定の電位間に接続する。ここで、所定の電位とは、ある基準電位、所定の直流電位、接地電位またはフローティング状態のいずれかを指すものであり、実施の態様にあわせて最適なものが選択される。また、直流電圧発生器と演算増幅器の反転入力端子間に接続される抵抗（Ｒ1）を加えて含んでも良い。
【００１４】
このような構成によって、被検出インピーダンスに一定の電圧が印加されるとともに、その被検出インピーダンスに流れる電流のほとんど全てがインピーダンス素子に流れ、信号出力端子からは、被検出インピーダンスのインピーダンスに対応した信号が出力される。
【００１５】
なお、インピーダンス素子と並列に抵抗を接続してもよい。
また、被検出インピーダンスの一端とインピーダンス変換器の入力端子とをシールド部材で覆われた信号線で接続し、所定の電圧をシールド部材に印加するガード電圧印加手段を付加してもよい。ここで、所定の電位とは、任意の一定電位のことであり、好ましくはグランドであるが、前記信号線の電圧と同電位であってもよい。所定の電圧をシールド部材に印加することで、回路の動作が安定する。
ガード電圧印加手段は、例えば、シールド部材をグランドに接続する手段、直流電圧発生器の出力電圧又はインピーダンス変換器の出力電圧を入力として所定の電圧を発生する手段である。
【００１６】
また、インピーダンス変換器は、ボルテージフォロワで構成してもよいし、電圧ゲインが１よりも小さい、あるいは、１よりも大きい電圧増幅回路で構成してもよい。そして、それらのインピーダンス変換器の入力段をＭＯＳＦＥＴからなる回路とすれば、さらに入力インピーダンスを高めることができる。
【００１７】
また、本発明の応用として、被検出インピーダンスは、容量の変化に応じて物理量を検出する容量型センサとし、インピーダンス検出回路としての静電容量検出回路は、プリント基板又はシリコン基板上に形成し、それら容量型センサと基板とを固定して用いることも好ましい。より具体的には、被検出インピーダンスとして、コンデンサマイクロホンを採用し、静電容量検出回路についてはＩＣで実現し、それらコンデンサマイクとＩＣとを一体化し、携帯電話機等に使用されるマイクロホンとして１つの筐体（シールドボックス）に収めてもよい。このとき、コンデンサマイクロホンとＩＣとは隣接した位置に固定し、導電性の板、配線パターン、ワイヤボンディング等で接続しておく。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態例におけるインピーダンス検出回路の回路図である。なお、本図では、このインピーダンス検出回路としての静電容量検出回路１０に、検出対象である被検出インピーダンスとしての被検出コンデンサ１７（ここでは、コンデンサマイクロホン等、静電容量Ｃsの変化を利用して各種物理量を検出する容量型センサ）が接続されている。
【００１９】
この静電容量検出回路１０は、直流電圧を発生する直流電圧発生器１１、抵抗（Ｒ1）１２、抵抗（Ｒ2）１３、演算増幅器１４、インピーダンス素子（ここでは、容量Ｃfのコンデンサ）１５及びインピーダンス変換器１６から構成され、被検出コンデンサ１７の静電容量の時間的な変化に対応する検出信号（電圧Ｖout）を信号出力端子２０から出力する。ここで、「時間的な変化」とは、周波数的に変化すること、パルス的に変化すること、漸次的に変化すること、及び、時間とともにランダムに変化することなどの意味を含むものとし、必ずしも周期性がなくともよいものとする。
【００２０】
直流電圧発生器１１は、一端が所定の電位（本例では、接地）に接続され、他端（出力端子）から一定の直流電圧Ｖinを発生している。直流電圧発生器１１の出力端子と演算増幅器１４の反転入力端子との間には抵抗（Ｒ1）１２が接続されている。演算増幅器１４は、入力インピーダンス及び開ループゲインが極めて高い電圧増幅器であり、ここでは、非反転入力端子が所定の電位（本例では、接地）に接続され、非反転入力端子及び反転入力端子がイマージナリショートの状態となっている。この演算増幅器１４の負帰還路、つまり、演算増幅器１４の出力端子から反転入力端子までの間に、コンデンサ１５、インピーダンス変換器１６及び抵抗（Ｒ2）１３がこの順で直列に接続されている。
【００２１】
インピーダンス変換器１６は、入力インピーダンスが極めて高く、出力インピーダンスが極めて低い、電圧ゲインがＡ倍の電圧増幅器である。このインピーダンス変換器１６の入力端子２１には、被検出コンデンサ１７の一端が接続され、一方、被検出コンデンサ１７の他端は、所定の電位（本例では、接地）に接続されている。演算増幅器１４の出力端子には、この静電容量検出回路１０の出力信号、つまり、被検出コンデンサ１７の容量値の変化に対応した検出信号を出力するための信号出力端子２０が接続されている。なお、本願におけるＡ倍等に示される変数Ａはいずれも零（０）以外の実数を表す。
【００２２】
以上のように構成された静電容量検出回路１０の動作は以下の通りである。
抵抗（Ｒ1）１２、抵抗（Ｒ2）１３及び演算増幅器１４等から構成される反転増幅回路に着目すると、演算増幅器１４の両入力端子がイマージナリショートの状態となって同電位（例えば、０Ｖ）であり、かつ、その入力インピーダンスが極めて高く、電流が流れないことから、抵抗（Ｒ1）１２を流れる電流は、Ｖin／Ｒ1となり、その全てが抵抗（Ｒ2）１３を流れるので、インピーダンス変換器１６の出力電圧をＶ2とすると、
Ｖin／Ｒ1＝−Ｖ2／Ｒ2
が成り立ち、これを整理することにより、インピーダンス変換器１６の出力電圧Ｖ2は、
Ｖ2＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式１）
となる。また、インピーダンス変換器１６の電圧ゲインはＡであるので、入力電圧（入力端子２１の電圧）Ｖ1と出力電圧（出力端子２２での電圧）Ｖ2との関係より、その入力電圧Ｖ1は、
Ｖ1＝（１／Ａ）・Ｖ2 （式２）
となる。
【００２３】
ところで、被検出コンデンサ１７がコンデンサマイクロホン等である場合には、その容量Ｃsは、入力された音の周波数で変化する。ここで、その変化に対応した演算増幅器１４からコンデンサ１５、つまり、コンデンサ１５から被検出コンデンサ１７に向かって流れる電荷をΔＱ（すなわち、被検出コンデンサ１７の容量変化分）とすると、インピーダンス変換器１６の入力インピーダンスが極めて高いことから、その電荷Ｑの全てが被検出コンデンサ１７に流れるので、Ｖ1＝ΔＱ／ΔＣsとなり、信号出力端子２０から出力される検出信号の電圧Ｖoutの変化分ΔＶoutは、
ΔＶout＝（ΔＣs／Ｃf）・Ｖ1 （式３）
が成り立つ。
【００２４】
上記式１と式２とから、Ｖ2を消去すると、
Ｖ1＝−（Ｒ2／Ｒ1）・（Ｖin／Ａ） （式４）
が得られ、このＶ1を上記式３に代入すると、
ΔＶout＝−（１／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）・（Ｖin／Ａ）・ΔＣs
＝ｋ・ΔＣs （式５）
となる。ただし、
ｋ＝−（１／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）・（Ｖin／Ａ） （式６）
【００２５】
つまり、検出信号の出力電圧Ｖoutの変化分ΔＶoutは、被検出コンデンサ１７の容量Ｃsの変化分ΔＣsに比例した値となる。したがって、この静電容量検出回路１０から出力される検出信号の交流成分ΔＶoutだけを取り出すことで、コンデンサマイクロホンに入力された音に対応する信号が得られる。そして、音に対応する正味の信号（ΔＣsに対応する電圧）を大きく増幅することができ、高い感度のマイクロホンが実現される。
【００２６】
なお、上記式６に示された比例定数ｋは、周波数（音の周波数）に依存する項目を含んでおらず、一定値である。したがって、この静電容量検出回路１０は、音の周波数に依存することなく、一定の利得で、音の強弱に対応した忠実な電圧信号を出力する。ここでは、被検出コンデンサ１７の動作を電圧から検討してきたものである。一方、理解を助けるために、電流から解析してみると次のようになる。
【００２７】
いま、被検出コンデンサ１７の容量が時間的に次のように変化したとする。
Ｃs＝Ｃd＋ΔＣsinωcｔ （式７）
このとき、Ｃdは被検出コンデンサ１７の基本的に元来もっている基準容量、ΔＣは変化のピーク値、ωcは被検出コンデンサ１７の検出している容量の変化する周波数である。このとき、被検出コンデンサ１７を流れる電流は、
【数１】

この電流すべてがコンデンサ１５を流れるので、
【数２】

ここで、式８、式９それぞれの電流は等しいので、
【数３】

式１、式２から式１０は、
【数４】

となり、やはり、被検出コンデンサ１７の変化分が出力されるものとなっている。
【００２８】
また、この静電容量検出回路１０は、ＤＣ駆動（直流電圧発生器１１）により動作しているので、ＡＣ駆動に比べ、安定して動作し、ノイズ等が抑制されると考えられる。さらに、交流発信器等の部品が不要となり、回路規模の縮小が可能になる。
【００２９】
図２は、図１に示された静電容量検出回路１０におけるインピーダンス変換器１６の具体的な回路例を示す。図２（ａ）は、演算増幅器３０を用いたボルテージフォロワ１６ａを示している。演算増幅器３０の反転入力端子と出力端子とが短絡されている。この演算増幅器３０の非反転入力端子をインピーダンス変換器１６の入力とし、演算増幅器３０の出力端子をインピーダンス変換器１６の出力とすることで、入力インピーダンスが極めて高く、電圧ゲインＡが１となるインピーダンス変換器１６が得られる。
【００３０】
図２（ｂ）は、演算増幅器３１を用いた非反転増幅回路１６ｂを示している。演算増幅器３１の反転入力端子と所定の電位間に抵抗（Ｒ3）３２が接続され、演算増幅器３１の反転入力端子と出力端子間にフィードバック抵抗（抵抗（Ｒ4）３３）が接続されている。この演算増幅器３１の非反転入力端子をインピーダンス変換器１６の入力とし、演算増幅器３１の出力端子をインピーダンス変換器１６の出力とすることで、入力インピーダンスが極めて高く、電圧ゲインＡが（Ｒ3＋Ｒ4）／Ｒ3となるインピーダンス変換器１６が得られる。
【００３１】
図２（ｃ）は、図２（ａ）や図２（ｂ）に示されるような演算増幅器の入力段にＣＭＯＳ構造のバッファを付加した回路１６ｃを示している。図示されるように、正負電源間にＮ型ＭＯＳＦＥＴ３４とＰ型ＭＯＳＦＥＴ３５とが抵抗を介して直列に接続され、バッファの出力が演算増幅器３０（又は３１）の入力に接続されている。このバッファの入力をインピーダンス変換器１６の入力とし、演算増幅器の出力端子をインピーダンス変換器１６の出力とすることで、入力インピーダンスが極めて高いインピーダンス変換器１６が得られる。
【００３２】
図２（ｄ）は、図２（ｃ）の入力段のバッファのような回路１６ｄを示している。図示されるように、正負電源間に、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３４とＰ型ＭＯＳＦＥＴ３５とが直列に接続され、両ＭＯＳＦＥＴの接続部から出力がなされる。
【００３３】
図２（ｅ）は、演算増幅器３２の非反転入力をインピーダンス変換器の入力とし、演算増幅器３２の出力と反転入力間を抵抗を介して接続したものとなっている。図２（ｄ）及び図２（ｅ）に示されるように、こうした構成をとることで入力インピーダンスが極めて高いインピーダンス変換器１６が得られる。
【００３４】
なお、本発明に関する実験によれば、図１のインピーダンス検出回路において、例えば、Ｃｓ（被検出コンデンサ：本実施の形態ではマイクロホン）の元々の静電容量が２０ｐＦのときに、信号線の浮遊容量が２００ｐＦを越すと、かなり検出感度が悪化した。また、前記Ｃｓについて、いくつかの別の静電容量値で確認したところ、同じ傾向の結果を得た。
また、第１インピーダンス素子である容量Ｃｆと被検出コンデンサＣｓとは、この回路中ではともに信号線に接続された容量素子であり、どちらの素子についてみても計算上は前記と同じ結果をもたらすものと考えられる。
これらの実験結果及び経験から、信号線の浮遊容量が、当該Ｃｓ又はＣｆの容量値の一桁上の値を越えないように、被検出コンデンサと第１インピーダンス素子とインピーダンス変換器とを近接させると良好な検出感度が得られることが分かった。
【００３５】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態におけるインピーダンス検出回路について説明する。
図３は、本発明の第２の実施の形態例におけるインピーダンス検出回路としての静電容量検出回路４０の回路図である。この静電容量検出回路４０は、第１の実施の形態例における静電容量検出回路１０に、ガーディング機能を付加したものに相当する。つまり、被検出コンデンサ１７と静電容量検出回路４０とを接続するケーブルとして、シールド線４２で覆われた信号線４１（同軸ケーブル）を用いることとし、さらに、その同軸ケーブルのシールド線４２に、信号線４１と同電位のガード電圧を印加するためにガード電圧印加回路４３ａを付加している。
【００３６】
ガード電圧印加回路４３ａは、直流電圧発生器１１の出力端子とシールド線４２との間に接続され、直流電圧発生器１１の出力電圧Ｖinを入力とし、予め調整された一定の電圧ゲインで増幅する（あるいは、分圧する）ことによって、信号線４１の電圧と同電位のガード電圧を発生し、シールド線４２に印加出力する直流電圧増幅器である。なお、このガード電圧印加回路４３ａの電圧ゲインは、具体的には、Ｖ1／Ｖin、つまり、上記式４から分かるように、（−Ｒ2／Ｒ1）・（１／Ａ）に調整されている。
【００３７】
このような構成とすることで、信号線４１とシールド線４２とが常に同電位に保たれ、この間の容量（浮遊容量）がキャンセルされるので、計測誤差として被検出コンデンサ１７の容量に浮遊容量が加算されてしまうという不具合が回避されるとともに、信号線４１に流入しようとする外乱ノイズがシールド線４２で遮蔽されることとなり、より精度の高い、かつ、安定した容量検出が可能となる。
【００３８】
なお、シールド線４２にガード電圧を印加するガード電圧印加回路４３ａの接続位置は、図３に示されるような直流電圧発生器１１とシールド線４２との間だけに限られず、例えば、図４に示される静電容量検出回路４５のように、インピーダンス変換器１６の出力端子とシールド線４２との間に設けてもよい。このときには、ガード電圧印加回路４３ｂ（又は、４３ｃ）は、インピーダンス変換器１６の出力電圧Ｖ2を入力とし、一定の電圧ゲイン（１／Ａ）で増幅することによってガード電圧Ｖ1を発生し、シールド線４２に印加するように調整しておけばよい。
ところで、ガード電圧印加回路をＤＣ印加に限れば、浮遊容量キャンセル効果は期待できなくなるので、そのような場合には、簡単な構成で外乱の入りにくいグランド接続が有効である。
【００３９】
図５は、図３や図４に示されたガード電圧印加回路４３ａ〜ｃの具体的な回路例を示す。図５（ａ）に示されるガード電圧印加回路４３ａは、可変抵抗をフィードバック抵抗とする反転増幅回路である。フィードバック抵抗の抵抗値を調整することによって、上述の電圧ゲインを得ることができ、信号線４１と同電位のガード電圧を発生させることができる。図５（ｂ）に示されるガード電圧印加回路４３ｂは、２つの抵抗と１つの演算増幅器から構成される非反転増幅回路である。図５（ｃ）に示されるガード電圧印加回路４３ｃは、２つの抵抗と１つの演算増幅器から構成されるボルテージフォロワである。これら図５（ｂ）及び図５（ｃ）についても、抵抗の値を調整等することによって、図４における信号線４１と同電位のガード電圧を発生させることができる。
【００４０】
なお、演算誤差、トラッキングエラー等が起こる場合は、ゲインＡを１とすれば低減できる可能性があり、Ａ＝１とすることがより好ましい。
【００４１】
このような本発明の静電容量検出回路の電子機器への応用として、被検出インピーダンスは、インピーダンスの変化に応じて物理量を検出するようなセンサとし、インピーダンス検出回路は、プリント基板又はシリコン基板上に形成し、それらセンサと基板とを固定する一体化が考えられる。より具体的には、被検出インピーダンスとして、コンデンサマイクロホンを採用し、静電容量検出回路についてはＩＣで実現し、それらコンデンサマイクとＩＣとを一体化し、携帯電話機等に使用されるマイクロホンとして１つの筐体（シールドボックス）に収めてもよい。
図６は、上記第１の実施の形態例における静電容量検出回路の電子機器への応用例を示す図である。ここでは、コンデンサマイクロホンと静電容量検出回路とが一体化された、携帯電話機等に用いられるマイクロホン５０の断面図が示されている。このマイクロホン５０は、音孔５２を有する蓋体５１と、音によって振動する振動膜５３と、振動膜５３を固定しているリング５４と、スペーサ５５ａと、スペーサ５５ａを介して振動膜５３と対抗して設けられた固定電極５６と、固定電極５６を支持する絶縁板５５ｂと、絶縁板５５ｂの裏面に固定された上記施の形態の静電容量検出回路が形成されたＩＣチップ５８と、ＩＣチップ５８をモールドしているＩＣパッケージ５９と、ＩＣチップ５８とワイヤボンディング、コンタクトホール等で接続された外部電極６１ａ、６１ｂ等とから構成される。
【００４２】
コンデンサを形成している一方の電極である振動膜５３は、所定の電位（本例では、接地）に接続され、他方の電極である固定電極５６は、アルミニウム板やワイヤボンディング等の導電体を介してＩＣチップ５８の回路に接続されている。振動膜５３と固定電極５６とからなるコンデンサの容量又はその変化は、絶縁板５５ｂを介して隣接するＩＣチップ５８内の静電容量検出回路によって検出され、電気信号に変換されて、外部電極６１ａ、６１ｂ等から出力される。なお、蓋体５１は、アルミニウム等の金属からなり、絶縁基板６０の上面に形成された導電膜（図示せず）とともに、内部のコンデンサ５３、５６やＩＣチップ５８への外乱ノイズの侵入を遮蔽するシールドボックスとしての役割を果たしている。また本例では、固定電極５６と回路とを接続し、振動膜５３を所定の電位に接続しているが、振動膜５３と回路とを接続し、固定電極５６を所定の電位に接続してもよい。ただし、経験的には前者の方が好ましい。
【００４３】
図７は、図６に示されたマイクロホン５０の概略的な外観図である。図７（ａ）は平面図、図７（ｂ）は正面図、図７（ｃ）は底面図である。図７（ａ）、（ｂ）に示された蓋体５１の大きさは、例えば、およそφ５ｍｍ×高さ２ｍｍである。図７（ｃ）に示された４つの外部電極６１ａ〜６１ｄは、例えば、静電容量検出回路の電源用の２つの端子と、出力信号用の２つの端子である。
【００４４】
このような応用例においては、被検出コンデンサ（ここでは、コンデンサマイクロホン）と静電容量検出回路（ここでは、ＩＣチップ）とは前述の近接した条件下で隣り合って接するように隣接して設けられ、極めて短い長さの導電体によって接続されている。そして、それらの部品は、金属製の蓋体等のシールド部材で覆われている。したがって、このような応用例においては、被検出コンデンサと静電容量検出回路とを接続する信号線（導電体）に混入する外乱ノイズ等の悪影響については無視することができると考えられる。
【００４５】
本応用例では、被検出コンデンサと静電容量検出回路とは、非シールドの（シールドされていない）導電板、配線パターン、ワイヤボンディング、リード線等により、最短経路を接続するのが好ましい。つまり、本応用例では、信号線にシールド部材が備わっていないような小型のマイクロホンとなるので、被検出コンデンサと静電容量検出回路とは極めて短い導電体で接続され、シールド等にガード電圧を印加するための特殊な回路を設けることがなく、回路規模を大きくしたり、回路のコンパクト化を妨げることがない。
他のマイクロホンの例として、図８及び図９に、回路を基板にのせたものを示す。図６の静電容量検出回路が基板６２に搭載された以外は基本的に同じである。
なお、本応用例に第２の実施の形態例を適用すると、信号線のシールドにかかる部分で回路規模は若干大きくなるが、より高精度な測定のためには、こちらの方が好ましく、この構成を用いてもよい。
【００４６】
以上、本発明に係るインピーダンス検出回路及び静電容量検出回路について、２つの実施の形態例に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態例に限定されるものではない。
【００４７】
例えば、第２の実施の形態例では、被検出コンデンサ１７と静電容量検出回路４０とを接続するケーブルとして、１重のシールドケーブルが用いられたが、これに代えて、２重のシールドケーブルを用いてもよい。このときには、信号線を覆う内側シールドにガード電圧を印加し、内側シールドを覆う外側シールドを所定の電位又はアースに接続することで、外乱ノイズに対する遮蔽効果を高めることができる。
【００４８】
また、図１０に示されるように、上記実施の形態における静電容量検出回路１０及び３０におけるコンデンサ１５と並列に抵抗１８を付加して接続してもよい。これによって、コンデンサ１５と被検出コンデンサ１７との接続点は、抵抗１８を介して第１演算増幅器１４の出力端子と接続されることになり、直流的にフローティング状態となることが解消され、電位が固定される。
【００４９】
また、被検出インピーダンスとして接続されるものは、コンデンサマイクロホンだけに限られず、加速度センサ、地震計、圧力センサ、変位センサ、変位計、近接センサ、タッチセンサ、イオンセンサ、湿度センサ、雨滴センサ、雪センサ、雷センサ、位置合わせセンサ、接触不良センサ、形状センサ、終点検出センサ、振動センサ、超音波センサ、角速度センサ、液量センサ、ガスセンサ、赤外線センサ、放射線センサ、水位計、凍結センサ、水分計、振動計、帯電センサ、プリント基板検査機等の各種物理量を検出する全てのデバイスが含まれる。
【００５０】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明に係るインピーダンス検出回路、静電容量検出回路及びそれらの方法は、演算増幅器に直流電圧を印加し、信号線に被検出インピーダンスを接続することで、被検出インピーダンスのインピーダンスを検出している。つまり、非反転入力端子を所定の電位に接続した演算増幅器の出力端子とインピーダンス変換器の入力端子間にコンデンサを接続するとともに、インピーダンス変換器の入力端子と所定の電位間に被検出インピーダンスを接続している。
【００５１】
これによって、被検出インピーダンスに流れる電荷のほぼ全てがインピーダンス素子に流れ、演算増幅器の出力端子には被検出インピーダンスのインピーダンスに対応する正確な信号が出力されることとなり、極めて微小なインピーダンスの検出が可能となる。特に、それぞれのインピーダンスが容量性のときには、ｆＦオーダー以下の微小な容量の検出が可能となる。
【００５２】
そして、演算増幅器の非反転入力端子は所定の電位に接続されるともに、反転入力端子には抵抗を介して直流電圧が印加されるので、演算増幅器は安定して動作し、検出信号に含まれるノイズが抑制される。そして、検出回路全体は、ＤＣ駆動で動作し、交流信号発信器等を必要としないので、簡素化・コンパクト化され得る。
【００５３】
また、演算増幅器とインピーダンス変換器との間にコンデンサが接続されているので、演算増幅器とインピーダンス変換器との間に抵抗を接続した場合におけるその抵抗からの熱雑音によるＳ／Ｎ比の劣化という問題も生じない。
【００５４】
また、信号線に接続される回路素子を近接して設けるか、このインピーダンス検出回路と被検出インピーダンスとを隣接した位置に設けておくことで、この間を接続するシールドケーブルや、そのケーブルで発生する浮遊容量をキャンセルする特殊な回路等は不要となる。
【００５５】
なお、演算増幅器の出力端子には、被検出インピーダンスのインピーダンスの変化分に対応する変化成分が発生するので、出力端子の変化成分だけを取り出すことで、コンデンサマイクロホン等の物理量の変化に対応して容量が変化する容量型センサに好適な増幅回路が実現される。例えば、極めて高い感度で音声を検出するマイクロホンが実現される。
【００５６】
なお、被検出コンデンサの一端とインピーダンス変換器の入力端子とをシールド部材で覆われた信号線で接続し、その信号線の電圧と同電位の電圧をシールド部材に印加するガード電圧印加手段を付加してもよい。これによって、信号線を同電位のシールドでガーディングし、信号線とシールド間に発生する浮遊容量をキャンセルすることができるので、より微小の容量に対して高い精度で検出することが可能となる。
【００５７】
以上のように、本発明により、微小なインピーダンス及び容量を正確に検出することができ、かつ、小型化に適した静電容量検出回路等が実現され、特に、携帯電話機等の軽量・小型の音声通信機器の音声性能が飛躍的に向上され、その実用的価値は極めて高い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における静電容量検出回路の回路図である。
【図２】図１に示された静電容量検出回路におけるインピーダンス変換器の具体的な回路例を示す。
【図３】本発明の第２の実施の形態における静電容量検出回路の回路図である。
【図４】図３に示された静電容量検出回路の変形例に係る回路図である。
【図５】図３及び図４に示されたガード電圧印加回路の具体的な回路例を示す。
【図６】本発明の静電容量検出回路の電子機器への応用例を示す図（マイクロホンの断面図）である。
【図７】図６に示されたマイクロホンの概略的な外観図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は底面図である。
【図８】マイクロホンの他の一例の断面図である。
【図９】図８に示されたマイクロホンの概略的な外観図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図である。
【図１０】本発明の他の実施の形態における静電容量検出回路の回路図である。
【図１１】従来の静電容量検出回路の回路図である。
【符号の説明】
１０、４０、４５ 静電容量検出回路
１１ 直流電圧発生器
１２、１３、１８、３２、３３ 抵抗
１４、３０、３１、３２ 演算増幅器
１５ コンデンサ（インピーダンス素子）
１６、１６ａ〜１６ｅ インピーダンス変換器
１７ 被検出コンデンサ
２０ 信号出力端子
２１ インピーダンス変換器の入力端子
２２ インピーダンス変換器の出力端子
３４、３５ ＭＯＳＦＥＴ
４１ 信号線
４２ シールド線
４３ａ〜４３ｃ ガード電圧印加回路
５０ マイクロホン
５１ 蓋体
５２ 音孔
５３ 振動膜
５４ リング
５５ａ スペーサ
５５ｂ 絶縁板
５６ 固定電極
５８ ＩＣチップ
５９ ＩＣパッケージ
６０ 絶縁基板
６１ａ〜６１ｄ 外部電極
６２ 回路基板

Claims (15)

1. 被検出インピーダンスのインピーダンスに対応する検出信号を出力するインピーダンス検出回路であって、
   入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いインピーダンス変換器と、容量性の第１インピーダンス素子と、第１演算増幅器と、前記第１演算増幅器に直流電圧を印加する直流電圧発生器と、前記第１演算増幅器の出力に接続される信号出力端子とを備え、
   前記インピーダンス変換器の入力端子には前記被検出インピーダンスの一端と前記第１インピーダンス素子の一端とが信号線で接続され、
   前記第１演算増幅器の負帰還路に前記第１インピーダンス素子及び前記インピーダンス変換器が含まれ、
   前記被検出インピーダンスと前記第１インピーダンス素子と前記インピーダンス変換器とは、前記信号線の浮遊容量が、前記被検出インピーダンスの容量値又は前記第１インピーダンス素子の容量値の大きい方の容量値に対して１０倍を超えないほど、近接して設けられている
   ことを特徴とするインピーダンス検出回路。
2. 前記被検出インピーダンスと前記インピーダンス検出回路とは隣り合って接している
   ことを特徴とする請求項１記載のインピーダンス検出回路。
3. 前記被検出インピーダンスは、容量性のインピーダンス素子である
   ことを特徴とする請求項１又は２記載のインピーダンス検出回路。
4. 前記インピーダンス検出回路は、さらに、前記第１インピーダンス素子と並列に接続される抵抗素子を含む
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のインピーダンス検出回路。
5. 前記直流電圧発生器と前記第１演算増幅器との間に備えられる第２インピーダンス素子をさらに含む
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のインピーダンス検出回路。
6. 前記被検出インピーダンスの一端と前記インピーダンス変換器の入力端子とはシールド部材で覆われた信号線で接続され、
   前記インピーダンス検出回路は、さらに、所定の電圧を前記シールド部材に印加するガード電圧印加手段を備える
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のインピーダンス検出回路。
7. 前記ガード電圧印加手段は、前記直流電圧発生器の出力電圧を入力とする
   ことを特徴とする請求項６記載のインピーダンス検出回路。
8. 前記ガード電圧印加手段は、前記インピーダンス変換器の出力電圧を入力とする
   ことを特徴とする請求項６記載のインピーダンス検出回路。
9. 前記インピーダンス変換器は、ボルテージフォロワである
   ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のインピーダンス検出回路。
10. 前記インピーダンス変換器は、第２演算増幅器を含み、１よりも大きい電圧ゲインを有する電圧増幅回路である
    ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のインピーダンス検出回路。
11. 前記インピーダンス変換器は、ＭＯＳＦＥＴからなる入力回路と第２演算増幅器とを含む
    ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のインピーダンス検出回路。
12. 前記被検出インピーダンスは、時間的に容量が変化する容量型センサであり、前記第１インピーダンス素子は、コンデンサである
    ことを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載のインピーダンス検出回路。
13. 前記被検出インピーダンスは、コンデンサマイクロホンである
    ことを特徴とする請求項１２記載のインピーダンス検出回路。
14. 被検出インピーダンスのインピーダンスに対応する検出信号を出力するインピーダンス検出方法であって、
    演算増幅器の出力端子とインピーダンス変換器の入力端子間に容量性の第１インピーダンス素子を接続し、
    前記インピーダンス変換器の入力端子と所定の電位間に被検出インピーダンスを接続し、
    抵抗を介して前記演算増幅器の一方の入力端子に直流電圧を印加し、他方の入力端子は所定の電位とし、
    前記演算増幅器の出力端子に現れる電圧を検出信号として出力し、
    前記被検出インピーダンスと前記インピーダンス変換器と前記第１インピーダンス素子とは、それらを接続する信号線の浮遊容量が、前記被検出インピーダンスの容量値又は前記第１インピーダンス素子の容量値の大きい方の容量値に対して１０倍を超えないほど、近接して接続しておく
    ことを特徴とするインピーダンス検出方法。
15. 前記インピーダンス検出方法において、
    前記被検出インピーダンスの一端と前記インピーダンス変換器の入力端子とはシールド部材で覆われた信号線で接続し、
    所定の電圧を前記シールド部材に印加する
    ことを特徴とする請求項１４記載のインピーダンス検出方法。

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