JP2003075481A - インピーダンス検出回路及び静電容量検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高いＳＮ比を有し、微小な容量を正確に検出
することができる静電容量検出回路を提供する。 【解決手段】 交流電圧発生器１１と、非反転入力端子
がグランドに接続された第１演算増幅器１４と、ボルテ
ージフォロワを構成する第２演算増幅器１６と、交流電
圧発生器１１と第１演算増幅器１４の反転入力端子間に
接続される抵抗（Ｒ1）１２と、第１演算増幅器１４の
反転入力端子と第２演算増幅器１６の出力端子間に接続
される抵抗（Ｒ2）１３と、第１演算増幅器１４の出力
端子と第２演算増幅器１６の非反転入力端子間に接続さ
れる検出用コンデンサ１５とを備える静電容量検出回路
１０であって、被検出コンデンサ１７は第２演算増幅器
１６の非反転入力端子とグランド間に接続され、抵抗
（Ｒ1）１２と抵抗（Ｒ2）１３との比Ｒ1：Ｒ2は、４
０：１等の大きな値に設定され。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、静電容量を検出す
る回路及び方法に関し、特に、高いＳＮ比で容量を検出
する回路及び方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】静電容量検出回路の従来例として、特開
平９−２８０８０６号公報記載のものを挙げることがで
きる。図４は、この静電容量検出回路を示す回路図であ
る。この検出回路では、電極９０、９１で形成される容
量センサ９２が、信号線９３を介して演算増幅器９５の
反転入力端子に接続されている。そしてこの演算増幅器
９５の出力端子と前記反転入力端子との間にコンデンサ
９６が接続されるとともに、非反転入力端子に交流電圧
Ｖacが印加されている。また信号線９３はシールド線９
４によって被覆され、外乱ノイズに対して電気的に遮蔽
されている。そしてこのシールド線９４は、演算増幅器
９５の非反転入力端子に接続されている。出力電圧Ｖｄ
は、演算増幅器９５の出力端子からトランス９７を介し
て取り出される。

【０００３】この検出回路では、演算増幅器９５の反転
入力端子と非反転入力端子とがイマージナリショートの
状態となり、反転入力端子に接続された信号線９３と非
反転入力端子に接続されたシールド線９４とは、互いに
ほぼ同電位となる。これによって、信号線９３はシール
ド線９４によってガーディングされ、つまり、両者９
３、９４間の浮遊容量はキャンセルされ、浮遊容量に影
響されない出力電圧Ｖｄが得られるというものである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来技術によれば、確かに容量センサ９２の容量が
ある程度に大きいときは信号線９３とシールド線９４と
の間の浮遊容量に影響されない正確な出力電圧Ｖｄを得
ることができるものの、数ｐＦあるいはｆＦ（フェムト
ファラッド）オーダーの微小な容量の検出においては、
誤差が大きくなってしまうという問題がある。特に印加
する交流信号Ｖacの持つノイズ成分も、そのまま増幅さ
れる為、Ｓ／Ｎを大きくとることが困難だった。

【０００５】また、印加する交流電圧Ｖacの周波数によ
っては、演算増幅器９５の内部のトラッキングエラー等
により、イマージナリショートの状態にある反転入力端
子と非反転入力端子の電圧間にも結果的に微妙な位相・
振幅のズレが発生し、検出誤差が大きくなってしまうと
いう問題もある。

【０００６】一方、携帯電話機等に代表される軽量・小
型の音声通信機器においては、コンデンサマイクロホン
等の容量センサで検出した音声を、高感度かつ忠実に電
気信号に変換するＳＮ比の高い増幅回路が求められてい
る。数ｐＦあるいはｆＦオーダーの微小な容量又はその
変化を正確に検出することができるならば、極めて高い
感度で、かつ、忠実に音声を検出することが可能な高性
能なマイクロホンが実現され、携帯電話機等の音声通信
機器での音声のピックアップにおける性能が飛躍的に向
上される。

【０００７】そこで、この発明は、このような状況に鑑
みてなされたものであり、高いＳＮ比を有し、微小な容
量を正確に検出することができ、コンデンサマイクロホ
ン等の容量センサの容量検出に適した静電容量検出回路
及び方法を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに、本発明に係るインピーダンス検出回路は、被検出
インピーダンスのインピーダンスに対応する検出信号を
出力するインピーダンス検出回路であって、入力インピ
ーダンスが高く出力インピーダンスが低いインピーダン
ス変換器と、インピーダンス素子と、第１演算増幅器
と、少なくとも直流電圧又は交流電圧のいずれか一方を
発生する電圧発生器と、前記第１演算増幅器の出力に接
続される信号出力端子と、前記電圧発生器の出力端子と
前記第１演算増幅器の反転入力端子との間に接続される
第１抵抗と、前記第１演算増幅器の反転入力端子と前記
インピーダンス変換器の出力端子との間に接続される第
２抵抗とを備え、前記インピーダンス変換器の入力端子
には前記被検出インピーダンスの一端と前記インピーダ
ンス素子の一端とが接続され、前記第１演算増幅器の負
帰還路に前記インピーダンス素子及び前記インピーダン
ス変換器が含まれ、前記第１抵抗の抵抗値は、前記第２
抵抗の抵抗値よりも大きいことを特徴とする。

【０００９】また、本発明に係るインピーダンス検出方
法は、被検出インピーダンスのインピーダンスに対応す
る検出信号を出力するインピーダンス検出方法であっ
て、第１抵抗を介して演算増幅器の反転入力端子に少な
くとも直流電圧又は交流電圧のいずれか一方を印加し、
前記演算増幅器の反転入力端子とインピーダンス変換器
の出力端子間に第２抵抗を接続し、前記演算増幅器の非
反転入力端子を所定の電位に接続するとともに、その出
力端子とインピーダンス変換器の入力端子間にインピー
ダンス素子を接続し、前記インピーダンス変換器の入力
端子と所定の電位間に被検出インピーダンスを接続し、
前記演算増幅器の出力端子に現れる電圧を検出信号とし
て出力し、前記第１抵抗の抵抗値を前記第２抵抗の抵抗
値よりも大きくすることを特徴とする。

【００１０】つまり、被検出インピーダンスに一定の電
圧を印加するとともに、その被検出インピーダンスに流
れる電流の全てがインピーダンスに流れるようにする。
そして、第１演算増幅器、第１抵抗及び第２抵抗等から
構成される反転増幅回路の増幅率（第２抵抗の抵抗値／
第１抵抗の抵抗値）が小さくなるように抑えておく。具
体的には、第１抵抗の抵抗値Ｒ1と第２抵抗の抵抗値Ｒ2
との比、即ち、Ｒ1：Ｒ2が大きくなるように、例えば、
１０：１、４０：１等になるように、設定しておく。こ
こで、所定の電位とは、ある基準電位、所定の直流電
位、接地電位またはフローティング状態のいずれかを指
すものであり、実施の態様にあわせて最適なものが選択
される。

【００１１】なお、前記インピーダンス変換器は、出力
端子と反転入力端子とが接続された演算増幅器からなる
電圧ゲインが１のボルテージフォロワであってもよい
し、電圧ゲインが１よりも小さい（あるいは、１よりも
大きい）電圧増幅器であってもよい。

【００１２】また、電圧発生器は、直流電圧発生器であ
ってもよいし、交流電圧発生器であってもよい。被検出
インピーダンスがコンデンサマイクロホン等の物理量
（音等）の変化に応じて静電容量が変化する容量型セン
サである場合には、電圧発生器が直流電圧発生器であっ
ても、音に対応する交流信号が出力端子に現れるからで
ある。

【００１３】また、インピーダンス素子は、抵抗、イン
ダクタンス及びコンデンサのいずれであってもよい。イ
ンピーダンス素子としてコンデンサを用いた場合には、
電圧発生器から出力される交流信号の周波数及び、被検
出インピーダンスの変化する周波数に依存しない検出信
号を得ることができる。

【００１４】また、このインピーダンス検出回路と被検
出インピーダンスとを接続する信号線が長くなる場合に
は、同軸ケーブル等のシールド部材で覆われた信号線を
用いればよい。そして、必要に応じて、そのシールド部
材に、信号線と同電位のガード電圧を印加するガード電
圧印加手段を設ければよい。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を用いて詳細に説明する。図１は、本発明の実
施の形態例におけるインピーダンス検出回路としての静
電容量検出回路１０の回路図である。なお、本図では、
この静電容量検出回路１０に、検出対象である被検出イ
ンピーダンスとしての被検出コンデンサ１７（ここで
は、コンデンサマイクロホン等、静電容量Ｃsの変化を
利用して各種物理量を検出する容量型センサ）が接続さ
れている。

【００１６】この静電容量検出回路１０は、交流電圧を
発生する交流電圧発生器１１、抵抗（Ｒ1）１２、抵抗
（Ｒ2）１３、第１演算増幅器１４、インピーダンス素
子としての検出用コンデンサ（容量Ｃf）１５及び第２
演算増幅器１６から構成され、被検出コンデンサ１７の
静電容量に対応する検出信号（電圧Ｖout）を信号出力
端子２０から出力する。

【００１７】交流電圧発生器１１は、一端が所定の電位
（本例では接地）に接続され、他端（出力端子）から一
定の交流電圧（電圧Ｖin、角周波数ω）を発生してい
る。交流電圧発生器１１の出力端子と第１演算増幅器１
４の反転入力端子との間には抵抗（Ｒ1）１２が接続さ
れている。

【００１８】第１演算増幅器１４は、入力インピーダン
ス及び開ループゲインが極めて高い電圧増幅器であり、
ここでは、非反転入力端子が所定の電位（本例では接
地）に接続され、非反転入力端子及び反転入力端子がイ
マージナリショートの状態となっている。この第１演算
増幅器１４の負帰還路、つまり、第１演算増幅器１４の
出力端子から反転入力端子までの間に、検出用コンデン
サ１５、第２演算増幅器１６及び抵抗（Ｒ2）１３がこ
の順で直列に接続されている。

【００１９】第２演算増幅器１６は、その反転入力端子
と出力端子とが接続され、入力インピーダンスが極めて
高く、出力インピーダンスが極めて低い、電圧ゲインが
１のボルテージフォロワを構成している。この第２演算
増幅器１６の非反転入力端子２１には、信号線又はプリ
ント基板上の配線パターン等の導電体を介して、被検出
コンデンサ１７の一端が接続され、一方、被検出コンデ
ンサ１７の他端は、所定の電位（本例では接地）に接続
されている。第１演算増幅器１４の出力端子には、この
静電容量検出回路１０の出力信号、つまり、被検出コン
デンサ１７の容量に対応した検出信号を出力するための
信号出力端子２０が接続されている。

【００２０】以上のように構成された静電容量検出回路
１０の動作は以下の通りである。抵抗（Ｒ1）１２、抵
抗（Ｒ2）１３及び第１演算増幅器１４等から構成され
る反転増幅回路に着目すると、第１演算増幅器１４の両
入力端子がイマージナリショートの状態となって同電位
（例えば、０Ｖ）であり、かつ、その入力インピーダン
スが極めて高く、電流が流れないことから、抵抗（Ｒ
1）１２を流れる電流は、Ｖin／Ｒ1となり、その全てが
抵抗（Ｒ2）１３を流れるので、第２演算増幅器１６の
出力電圧をＶ2とすると、 Ｖin／Ｒ1＝−Ｖ2／Ｒ2 が成り立つ。これを整理することにより、第２演算増幅
器１６の出力電圧Ｖ2は、 Ｖ2＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式１） となる。また、第２演算増幅器１６はボルテージフォロ
ワを構成し、その両入力端子がイマージナリショートの
状態にあり、入力電圧（非反転入力端子２１の電圧）Ｖ
1と出力電圧（反転入力端子及び出力端子２２での電
圧）Ｖ2は等しくなるので、その入力電圧Ｖ1は、 Ｖ1＝Ｖ2 （式２） が成り立つ。また、第２演算増幅器１６の入力インピー
ダンスが極めて高いことから、被検出コンデンサ１７と
検出用コンデンサ１５の電荷量は等しいので、Ｃf・
（Ｖout−Ｖ1）＝Ｃs・Ｖ1となる。従って、信号出力端
子２０から出力される検出信号の電圧Ｖoutは、 Ｖout ＝（１＋Ｃs／Ｃf）・Ｖ1 （式３） となる。

【００２１】上記式１と式２とから、Ｖ2を消去する
と、 Ｖ1＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式４） が得られ、このＶ1を上記式３に代入すると、 Ｖout＝−（１＋Ｃs／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式５） が得られる。

【００２２】この式５から分かるように、静電容量検出
回路１０の信号出力端子２０から出力される検出信号の
電圧Ｖoutは、被検出コンデンサ１７の容量Ｃsに依存し
た値となる。従って、この電圧Ｖoutに対して種々の信
号処理を施すことによって、容量Ｃsを特定することが
できる。また、この式５には角周波数ωが含まれていな
いことから分かるように、この検出信号の電圧Ｖout
は、交流電圧発生器１１からの交流信号Ｖinの周波数に
依存しない。又、同様に被検出コンデンサ１７の変化周
波数にも依存しない。これによって、被検出コンデンサ
１７に印加される交流電圧の周波数及び、被検出コンデ
ンサ１７の変化する周波数に依存することなく、被検出
コンデンサ１７の容量を検出することができる（周波数
依存特性を有しない）静電容量検出回路が実現される。
したがって、コンデンサマイクロホン等、容量値がある
周波数（音声帯域）で変化するような被検出コンデンサ
１７に対して、検出された信号を周波数補正することな
く、その電圧値から直接、容量値を特定することが可能
となる。

【００２３】また、本実施の形態の静電容量検出回路１
０では、検出用コンデンサ１５及び被検出コンデンサ１
７に電流を供給している第１演算増幅器１４は、その非
反転入力端子が所定の電位（本例では接地）に接続さ
れ、固定化されている。したがって、図４に示される従
来の回路における演算増幅器９５と異なり、第１演算増
幅器１４は、入力される交流信号の周波数等に依存する
ことなく、ノイズの少ない安定した電流を検出用コンデ
ンサ１５及び被検出コンデンサ１７に供給し、また演算
誤差も低減されるので、被検出コンデンサ１７の微小な
容量（インピーダンス）の検出が可能となる。

【００２４】次に、上記反転増幅回路を構成する抵抗
（Ｒ1）１２及び抵抗（Ｒ2）１３の抵抗値の影響につい
て説明する。

【００２５】これら抵抗（Ｒ1）１２及び抵抗（Ｒ2）１
３の比Ｒ1／Ｒ2は、上記式５から分かるように、単に、
交流信号Ｖinと検出信号の出力電圧Ｖoutとを関係づけ
る比例定数に過ぎず、検出信号の質（ＳＮ比）には影響
を与えないとも考えられる。

【００２６】ところが、この抵抗比Ｒ1／Ｒ2は、検出信
号のＳＮ比を決定づける要因の１つになる。具体的に
は、交流電圧発生器１１が発生する交流信号Ｖinに、Ｖ
inの振幅に依存しない一定の固有ノイズが含まれている
場合には、Ｒ1＞Ｒ2となるように、Ｒ1とＲ2の比を設定
しておくことで、検出信号に含まれるノイズを低減する
ことができる事が判明した。その理由は以下の通りであ
る。

【００２７】例として、Ｒ1とＲ2との比Ｒ1：Ｒ2が１：
１の場合と１０：１の場合とで比較して説明する。い
ま、交流信号Ｖinの振幅に依存しない、交流信号Ｖinに
含まれる一定のノイズをＶnoiseとすると、第２演算増
幅器１６の非反転入力端子と被検出コンデンサ１７との
接続点２１での電圧Ｖ1は、Ｒ1：Ｒ2＝１：１の場合に
は、 Ｖ1＝−Ｖin となるので、交流信号Ｖinに含まれるノイズＶnoiseが
そのまま被検出コンデンサ１７に印加される。よって、
信号出力端子２０に現れる検出信号に含まれるノイズレ
ベルは、（１＋Ｃs／Ｃf）・Ｖnoiseのままとなる。

【００２８】一方、Ｒ1：Ｒ2＝１０：１の場合には、 Ｖ1＝−Ｖin／１０ となるので、交流信号Ｖinに含まれるノイズＶnoiseの
１／１０が被検出コンデンサ１７に印加される。よっ
て、信号出力端子２０に現れる検出信号に含まれるノイ
ズレベルは、（１＋Ｃs／Ｃf）・Ｖnoise／１０とな
り、ノイズレベルが低減されＳＮ比の向上が図れる。

【００２９】このことを確かめるために、抵抗（Ｒ1）
１２と抵抗（Ｒ2）１３の抵抗値の比を変化させなが
ら、信号出力端子２０で観測される信号及びノイズの大
きさ（レベル）を計測し、Ｓ／Ｎ比を求める実験を行っ
た。

【００３０】以下の表は、その実験データを示すテーブ
ルであり、Ｒ1：Ｒ2が１：１の場合と４０：１の場合に
おける信号の大きさ、ノイズの大きさ及びＳＮ比を示し
ている。

【００３１】

【表１】 なお、この表において、単位「ｄＢＶ」は、計測値をＭ
（実効電圧；volt）としたときに、２０ｌｏｇ（Ｍ）の
値が記されていることを意味し、単位「ｄＢ」は、２０
ｌｏｇ（Ｓ／Ｎ）の値が記されていることを意味する。

【００３２】上記表に示されたテーブルから分かるよう
に、Ｒ1：Ｒ2を４０：１にした場合には、１：１にした
場合に比べ、ＳＮ比が５（ｄＢ）向上している。

【００３３】このように、本発明のインピーダンス検出
回路１０によって、交流信号Ｖinに、交流信号Ｖinの振
幅に依存しない一定の固有ノイズが存在する場合には、
抵抗（Ｒ1）１２と抵抗（Ｒ2）１３の抵抗値を、Ｒ1：
Ｒ2が大きくなるように設定しておくことで、検出信号
に含まれるノイズを低減させることができる。

【００３４】このようなインピーダンス検出回路として
の静電容量検出回路１０は、高いＳＮ比が望まれるコン
デンサマイクロホンの検出回路として特に有用である。
つまり、被検出インピーダンスとして、コンデンサマイ
クロホンを採用し、静電容量検出回路１０についてはＩ
Ｃで実現し、それらコンデンサマイクとＩＣとを一体化
し、携帯電話機等に使用されるマイクロホンとして１つ
の筐体（シールドボックス）に収めることができる。

【００３５】以上、本発明に係るインピーダンス検出回
路及び静電容量検出回路について、実施の形態例に基づ
いて説明したが、本発明は、この実施の形態に限定され
るものではない。

【００３６】例えば、図２に示されるインピーダンス検
出回路としての静電容量検出回路３０のように、図１に
示された静電容量検出回路１０のボルテージフォロワ
（第２演算増幅器１６）に代えて、インピーダンス変換
器１６ａを接続してもよい。具体的には、入力インピー
ダンスが極めて高く、出力インピーダンスが極めて低
く、電圧ゲインがＡ倍の電圧増幅器等からなるインピー
ダンス変換器１６ａを用いてもよい。ここで使用される
インピーダンス変換器は演算増幅器を用いた既知の回路
等が使用可能である。ここでのＡ倍に示される変数Ａ
は、ゼロ以外の実数を示す。

【００３７】このとき、交流信号Ｖinと接続点２１での
電圧Ｖ1との関係、つまり、上記式４に対応する関係式
は、 Ｖ1＝−（Ｒ2／Ｒ1）・（Ｖin／Ａ） となるが、この式にも抵抗比Ｒ2／Ｒ1が含まれているこ
とから分かるように、抵抗比Ｒ1／Ｒ2が大きいほど交流
信号Ｖinに含まれるノイズの接続点２１への伝播を抑制
することができる点で、上記実施の形態と共通する。
又、上式から分かるようにＡを大きくする事で同様の効
果が得られる。

【００３８】また、図１に示される第２演算増幅器１６
や図２に示されるインピーダンス変換器１６ａの入力段
に、ＭＯＳＦＥＴ等からなるバッファ回路を付加するこ
とで、より高い入力インピーダンスを維持してもよい。

【００３９】また、図３に示される静電容量検出回路４
０のように、図１に示された静電容量検出回路１０の交
流電圧発生器１１に代えて、直流電圧を発生する直流電
圧発生器１１ａを用いてもよい。例えば、被検出インピ
ーダンスがコンデンサマイクロホンである場合には、そ
の容量Ｃsは、入力された音の周波数に合わせて変化す
るので、検出信号Ｖoutの交流成分だけを取り出すこと
で、被検出コンデンサ１７の容量の変化分ΔＣ、即ち、
音に対応する信号を高い感度で得ることができる。

【００４０】また、被検出コンデンサ１７と検出用コン
デンサ１５及び第２演算増幅器１６とを信号線で接続
し、その信号線が長くなる場合には、その信号線とし
て、シールドで覆われた同軸ケーブルを使用し、必要に
応じて、そのシールドに信号線と同電位の電圧をガード
電圧として印加するガード電圧印加回路を設けてもよ
い。例えば、図１に示された静電容量検出回路１０の交
流電圧発生器１１が発生する交流信号Ｖinを入力とし、
その信号を（−Ｒ2／Ｒ1）倍し、得られた電圧（即ち、
電圧Ｖ1に等しい電圧）を同軸ケーブルのシールドに印
加するガード電圧印加回路を設けてもよい。これによっ
て、信号線への外乱ノイズの混入を遮蔽したり、信号線
とシールド間等に発生する浮遊容量をキャンセルするこ
とができる。

【００４１】また、静電容量検出回路１０においては、
被検出コンデンサ１７に流れる電流を検出するために第
１演算増幅器１４と第２演算増幅器１６との間に検出用
コンデンサ１５が接続されたが、これに代えて、抵抗や
インダクタンス等のインピーダンス素子を接続してもよ
い。例えば、検出用コンデンサ１５に代えて抵抗値Ｒ3
の抵抗を接続した場合には、静電容量検出回路１０の出
力端子２０から出力される検出信号の電圧Ｖoutは、上
記式５に代えて、 Ｖout＝−（１＋ｊωＣs・Ｒ3）・（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin となる。この場合であっても、検出信号の電圧Ｖout
は、容量値Ｃsに対応する信号であることに変わりな
い。よって、この電圧Ｖoutに基づいて、種々の信号処
理を施すことで、未知の容量値Ｃｓを容易に特定するこ
とができる。

【００４２】また、被検出インピーダンスとして接続さ
れるものは、未知の容量や、コンデンサマイクロホン、
加速度センサ、地震計、圧力センサ、変位センサ、変位
計、近接センサ、タッチセンサ、イオンセンサ、湿度セ
ンサ、雨滴センサ、雪センサ、雷センサ、位置合わせセ
ンサ、接触不良センサ、形状センサ、終点検出センサ、
振動センサ、超音波センサ、角速度センサ、液量セン
サ、ガスセンサ、赤外線センサ、放射線センサ、水位
計、凍結センサ、水分計、振動計、帯電センサ、プリン
ト基板検査機等の各種物理量を検出する全てのデバイス
が含まれる。

【００４３】さらに、本発明に係るインピーダンス検出
回路及び静電容量検出回路は、プリント基板上に実現す
ることができるだけでなく、シリコン基板上に実現する
こともできる。例えば、１つのシリコン基板上に、容量
型センサと静電容量検出回路とを形成することで、各種
物理量を電気信号に変換する超小型のトランスデューサ
が実現される。

【００４４】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
に係るインピーダンス検出回路及び静電容量検出回路及
び方法は、被検出コンデンサの静電容量に対応する検出
信号を出力するものであって、第１抵抗を介して演算増
幅器の反転入力端子に電圧を印加し、前記演算増幅器の
反転入力端子とインピーダンス変換器の出力端子間に第
２抵抗を接続し、前記演算増幅器の非反転入力端子を所
定の電位に接続するとともに、その出力端子とインピー
ダンス変換器の入力端子間にインピーダンス素子を接続
し、前記インピーダンス変換器の入力端子と所定の電位
間に被検出コンデンサを接続し、前記演算増幅器の出力
端子に現れる電圧を検出信号として出力し、前記第１抵
抗の抵抗値を前記第２抵抗の抵抗値よりも大きくしてい
る。つまり、被検出インピーダンスに一定の電圧を印加
するとともに、その被検出インピーダンスに流れる電流
のほとんど全てがインピーダンス素子に流れるようにす
る。

【００４５】これによって、演算増幅器の非反転入力端
子は所定の電位に接続され、入力端子の一方の電位が固
定されるので、演算増幅器は安定して動作し、検出信号
に含まれるノイズが抑制され、極めて小さなインピーダ
ンスの検出が可能となる。特にインピーダンスが容量の
場合には、数ｐＦあるいはｆＦオーダーの微小な容量の
検出が可能となる。

【００４６】そして、第１演算増幅器、第１抵抗及び第
２抵抗等から構成される反転増幅回路の増幅率（第２抵
抗の抵抗値Ｒ2／第１抵抗の抵抗値Ｒ1）が小さくなるよ
うに、即ち、第１抵抗の抵抗値Ｒ1と第２抵抗の抵抗値
Ｒ2との比Ｒ1：Ｒ2が大きくなるように、例えば、１
０：１や４０：１等になるように設定しておく。これに
よって、電圧発生器が発生する信号に含まれるノイズ
は、この増幅率に応じて減衰された後に、被検出インピ
ーダンスに印加されるので、高感度なコンデンサマイク
ロホン等に好適な高いＳＮ比を有する検出回路が実現さ
れる。つまり、ＳＮ比の向上が図れるため、電圧発生器
として、安価な発振器や電源回路等小規模な発振回路を
使用することが可能となる。

【００４７】また、インピーダンス素子として、コンデ
ンサを用いることで、電圧発生器が発生する交流信号の
周波数及び被検出コンデンサ１７の変化する周波数に依
存しない検出信号が得られ、周波数を補償するための回
路等が不要となる。

【００４８】ここで、被検出インピーダンスとインピー
ダンス変換器の入力端子とをシールド部材で覆われた信
号線で接続し、その信号線の電圧と同電位の電圧をシー
ルド部材に印加するガード電圧印加手段を付加してもよ
い。これによって、信号線を同電位のシールドでガーデ
ィングし、信号線とシールド間に発生する浮遊容量をキ
ャンセルすることができるので、より微小のインピーダ
ンスに対して高い精度で検出することが可能となる。

【００４９】また、本発明に係る静電容量検出回路は、
被検出コンデンサに電圧を印加し電流を流すことによっ
て容量を検出しているので、エレクトレットコンデンサ
マイクロホン等のように、被検出コンデンサの電極に高
分子フィルム等を貼り付けてエレクトレット化する必要
がなく、通常の静電容量型センサに適用することができ
る。

【００５０】以上のように、本発明は、高いＳＮ比を有
し、微小な容量を正確に検出することができ、かつ、小
型化に適した静電容量検出回路等が実現され、特に、携
帯電話機等の軽量・小型の音声通信機器の音声性能が飛
躍的に向上され、その実用的価値は極めて高い。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態における静電容量検出回路
の回路図である。

【図２】図１に示された静電容量検出回路におけるボル
テージフォロワをインピーダンス変換器に代えた、変形
例に係る静電容量検出回路の回路図である。

【図３】図１に示された静電容量検出回路における交流
電圧発生器を直流電圧発生器に代えた、変形例に係る静
電容量検出回路の回路図である。

【図４】従来の静電容量検出回路の回路図である。

【符号の説明】

１０、３０、４０ 静電容量検出回路 １１ 交流電圧発生器 １１ａ 直流電圧発生器 １２、１３ 抵抗 １４、１６ 演算増幅器 １５ 検出用コンデンサ １６ａ インピーダンス変換器 １７ 被検出コンデンサ ２０ 信号出力端子 ２１ 接続点（第２演算増幅器の非反転入力端子） ２２ 交流出力端子

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 被検出インピーダンスのインピーダンス
   に対応する検出信号を出力するインピーダンス検出回路
   であって、 入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いイ
   ンピーダンス変換器と、インピーダンス素子と、第１演
   算増幅器と、少なくとも直流電圧又は交流電圧のいずれ
   か一方を発生する電圧発生器と、前記第１演算増幅器の
   出力に接続される信号出力端子と、前記電圧発生器の出
   力端子と前記第１演算増幅器の反転入力端子との間に接
   続される第１抵抗と、前記第１演算増幅器の反転入力端
   子と前記インピーダンス変換器の出力端子との間に接続
   される第２抵抗とを備え、 前記インピーダンス変換器の入力端子には前記被検出イ
   ンピーダンスの一端と前記インピーダンス素子の一端と
   が接続され、 前記第１演算増幅器の負帰還路に前記インピーダンス素
   子及び前記インピーダンス変換器が含まれ、 前記第１抵抗の抵抗値は、前記第２抵抗の抵抗値よりも
   大きいことを特徴とするインピーダンス検出回路。
2. 【請求項２】 被検出インピーダンスのインピーダンス
   に対応する検出信号を出力するインピーダンス検出回路
   であって、 入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いイ
   ンピーダンス変換器と、インピーダンス素子と、第１演
   算増幅器と、少なくとも直流電圧又は交流電圧のいずれ
   か一方を発生する電圧発生器と、前記第１演算増幅器の
   出力に接続される信号出力端子と、前記電圧発生器の出
   力端子と前記第１演算増幅器の反転入力端子との間に接
   続される第１抵抗と、前記第１演算増幅器の反転入力端
   子と前記インピーダンス変換器の出力端子との間に接続
   される第２抵抗とを備え、 前記インピーダンス変換器の入力端子には前記被検出イ
   ンピーダンスの一端と前記インピーダンス素子の一端と
   が接続され、 前記第１演算増幅器の負帰還路に前記インピーダンス素
   子及び前記インピーダンス変換器が含まれ、 前記インピーダンス変換器の増幅率を１より大きくする
   ことを特徴とするインピーダンス検出回路。
3. 【請求項３】 前記インピーダンス変換器は、出力端子
   と反転入力端子とが接続された第２演算増幅器からなる
   ボルテージフォロワであることを特徴とする請求項１に
   記載のインピーダンス検出回路。
4. 【請求項４】 前記被検出インピーダンスは、一定範囲
   の周波数で該インピーダンスが変化するセンサであるこ
   とを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のイ
   ンピーダンス検出回路。
5. 【請求項５】 前記被検出インピーダンスと前記インピ
   ーダンス変換器の入力端子とはその少なくとも一部がシ
   ールド部材で覆われた信号線で接続され、 前記インピーダンス検出回路は、さらに、前記信号線の
   電圧と同電位の電圧を前記シールド部材に印加するガー
   ド電圧印加手段を備えることを特徴とする請求項１〜４
   のいずれか１項に記載のインピーダンス検出回路。
6. 【請求項６】 前記インピーダンス素子は、コンデンサ
   であり、 前記被検出インピーダンスが容量性のものであることを
   特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の静電容
   量検出回路。
7. 【請求項７】 被検出インピーダンスのインピーダンス
   に対応する検出信号を出力するインピーダンス検出方法
   であって、 第１抵抗を介して演算増幅器の反転入力端子に少なくと
   も直流電圧又は交流電圧のいずれか一方を印加し、 前記演算増幅器の反転入力端子とインピーダンス変換器
   の出力端子間に第２抵抗を接続し、 前記演算増幅器の非反転入力端子を所定の電位に接続す
   るとともに、その出力端子とインピーダンス変換器の入
   力端子間にインピーダンス素子を接続し、 前記インピーダンス変換器の入力端子と所定の電位間に
   被検出インピーダンスを接続し、 前記演算増幅器の出力端子に現れる電圧を検出信号とし
   て出力し、 前記第１抵抗の抵抗値を前記第２抵抗の抵抗値よりも大
   きくすることを特徴とするインピーダンス検出方法。
8. 【請求項８】 被検出インピーダンスのインピーダンス
   に対応する検出信号を出力するインピーダンス検出方法
   であって、 第１抵抗を介して演算増幅器の反転入力端子に少なくと
   も直流電圧又は交流電圧のいずれか一方を印加し、 前記演算増幅器の反転入力端子とインピーダンス変換器
   の出力端子間に第２抵抗を接続し、 前記演算増幅器の非反転入力端子を所定の電位に接続す
   るとともに、その出力端子とインピーダンス変換器の入
   力端子間にインピーダンス素子を接続し、 前記インピーダンス変換器の入力端子と所定の電位間に
   被検出インピーダンスを接続し、 前記演算増幅器の出力端子に現れる電圧を検出信号とし
   て出力し、 前記インピーダンス変換器の増幅率を１より大きくする
   ことを特徴とするインピーダンス検出方法。
9. 【請求項９】 前記インピーダンス素子は、コンデンサ
   であり、 前記被検出インピーダンスが容量性のものであることを
   特徴とする請求項７又は８記載の静電容量検出方法。