JP4273151B2 - ガス放電プロセス用給電ユニット - Google Patents

Description

本発明は、第１の電圧変換段において第１の直流電圧が、予め定められた電圧範囲の第２の直流電圧に変換され、第２の電圧変換段において直流出力電圧が第２の直流電圧から生成される、ガス放電プロセス給電ユニットの直流出力電圧生成のための方法、及び該方法を実施するための装置に関している。

この種の方法及び相応の装置は、独国特許出願公開第１９６２７４９７号明細書から公知である。

ガス放電プロセスは、種々異なるプロセス側の要求並びに装置の技術的な特異性に基づいて様々なインピーダンスを有している。このことは、所要の電力変換に対して様々な放電電圧を準備しなければならないことを意味する。その他にもガス放電プロセスの点弧のために、ガス放電プロセスの維持のための電圧よりも高い電圧が頻繁に必要となる。

独国特許出願公開第１９６２７４９７号明細書からは、点弧増幅回路（strike enhancement circuit）を備えたプラズマ発生器が公知である。この点弧増幅回路は、プラズマチャンバ内若しくはスパッタチャンバ内でプラズマを発生させるために、高いインピーダンスのもとで高電圧を生成している。点弧増幅回路は、全波整流器として作用する複数のダイオードブリッジを有している。給電の変圧器二次側は、絶縁コンデンサを介して各ダイオードブリッジの交流（ＡＣ）電流入力側に接続されている。ダイオードブリッジの直流（ＤＣ）電流端子は、直列に接続され付加的な電圧がプラズマチャンバの入力端子を介して供給されている。各ダイオードブリッジは、正及び負のＤＣ端子に接続された蓄積コンデンサを有している。変圧器二次側波形の正及び負の電圧ピークは、蓄積コンデンサに蓄積される。ＤＣ出力側からは、プラズマ放電を発生させるのに十分な高電圧が送出される。プラズマが存在する場合には、絶縁コンデンサのインピーダンスが、点火回路を高い点弧電圧の供給から遠ざける。この公知の装置と所属の方法は、プラズマ発生器の出力側の直流電圧を広い電圧範囲に亘って制御することには適していない。

発明の課題
本発明の課題は、冒頭に述べたような形式の方法と該方法を実施するための装置において、所定の定格出力のもとでワイドレンジな出力電圧が設定可能となるように改善を行うことである。

発明の内容
前記課題は本発明により、直流出力電圧の生成のために、第２の電圧変換段において、少なくとも１つのブーストコンバータのスイッチング素子が制御されたデューティファクタで切り替えられるようにして解決される。第１の電圧変換段によれば、ガス放電プロセスの通常のモード、すなわちガス放電プロセスを維持するためのモードに適した第１の直流電圧が生成される。この第１の電圧変換段を介してガス放電プロセスの給電電圧が設定される。第２の電圧変換段では、出力電圧の引き上げ、特にガス放電プロセスの点弧のための引き上げが行われる。ガス放電プロセスの点弧が行われた後では、第２の電圧変換段を介してガス放電プロセスを維持する間の出力電圧の制御、特に第２の電圧変換段によって上方の出力電圧範囲における電力の調整が行われる。この手段によって、ブーストコンバータの能動素子は、最大許容出力電圧に依存して選択されるだけでよい。第１の電圧変換段の構成素子は、そのことには依存しない。制御されたデューティファクタを備えたブーストコンバータのスイッチング素子の切り替えは、ブーストコンバータの開路動作に対する耐性をもたらす。それにより、インダクタンスからブーストコンバータのフィルタコンデンサへの各周期毎のエネルギのポンピングが回避される。それによって、無負荷状態での出力電圧の上昇（これは構成素子の破壊に結びつく）が避けられる。その他にも（パルス）デューティファクタの制御によって直流出力電圧の調整が可能となる。特にこの（パルス）デューティファクタはゼロの値への設定が可能なので、直流出力電圧は第２の直流電圧に相応する。

本発明の特に有利な変化実施例によれば、第２の直流電圧が第２の電圧変換段において高められる。この第２の直流電圧の引き上げによって、特にガス放電プロセスの点弧が、付加的な点弧増幅回路を必要とせずに可能になる。

別の有利な変化例によれば、直流出力電圧が第２の直流電圧から生成され、その場合少なくとも２つのブーストコンバータのスイッチング素子が制御されたデューティファクタでもって時間的にずらされて切り替えられる。このことは、スイッチング素子が低い周波数のもとで作動可能になる利点となり、ひいてはスイッチング素子の最適な動作を可能にする。その他にも第２の電圧変換段の出力側のフィルタコンデンサに比較的小さなキャパシタンスを持たせる構成が可能となる。それにより給電ユニットの迅速な遮断が行われる。この迅速な遮断は、特にプラズマプロセスにおいていわゆるアークが発生した時に必要とされる。このアークはプラズマプロセスを不安定にさせ、プラズマチャンバのカソードやその他の素子に損傷を与える可能性がある。それ故にそのようなアークが発生した場合には、電圧給電を迅速に遮断させる必要がある。この遮断の後ではシステム全体、特に給電部とプラズマ装置の中で僅かな残留エネルギしか残らなくなる。さらなる利点としてあげられることは、第２のブーストコンバータ（これは制御されたデューティファクタで時間的にずらされて切り替えられる）の適用によって（リプルからも十分に解放された）平滑な直流電圧を給電ユニットから出力できることである。

少なくとも２つのブーストコンバータのスイッチング素子を制御されたデューティファクタで時間的にずらして切り替えることにより、直流入力電圧から直流出力電圧を生成することには、直流入力電圧の生成のされ方に左右されない本願の特異性が表れている。特に有利には、これらのブーストコンバータが並列に接続され、直流入力電圧が直流出力電圧に対して高められる。

特に有利には、前記スイッチング素子は１８ｋＨｚ以上の周波数で駆動制御される。この周波数のもとでは、例えば伝送中に励起される振動が可聴領域内には存在しない。その他にも能動素子、例えば変圧器は小型に設計仕様できる。

有利には前記スイッチング素子は、同じ周波数で駆動制御されるか、若しくは所定の基本周波数の倍数で駆動制御される。この手段により、ビートが回避される。このビートは例えばスイッチング素子が異なる駆動周波数で駆動制御された場合に発生し得る。このことは、例えば可変の周波数で制御する場合に当てはまる。同じ周波数若しくは所定の基本周波数の整数倍の周波数によるスイッチング素子の駆動制御は、電磁適合性（ＥＭＣ）の改善につながる。これによりスイッチング素子の相互作用と他の構成群ないし外部機器の影響は、十分に防がれる。

別の有利な変化例によれば、第１の直流電圧がまず交流電圧に変換され、この交流電圧が引き続き第２の直流電圧に整流される。この手段により、第２の電流変換段の入力電圧が調整可能となる。その他に第１の電流変換段の入力側と出力側の間の電位が第１の電流変換段内部で分離可能となる。交流電圧の振幅は、調整可能である。その他にも交流電圧の波形が調整可能である。

本発明の有利な改善例によれば、交流電圧がスイッチング素子のブリッジ回路によって形成され、この場合当該スイッチング素子は、パルス幅変調されて若しくは位相シフトされて駆動制御される。この手段により、一方では低い負荷電圧に対する電力調整が行われる。他方では第１の電圧変換段の入力電圧が変換される。さらに交流電圧の波形が自由に調整可能である。ブリッジ回路はセミブリッジ又はフルブリッジとして構成可能である。

特に有利には前記ブリッジ回路のスイッチング素子とブーストコンバータのスイッチング素子が同じ周波数か若しくは所定の基本周波数の倍数で駆動制御される。ビート特性はこの手段によって解消される。スイッチング素子の共通の制御は、電磁適合性にプラスに働く。第１の電圧変換段と第２の電圧変換段は相互作用しない。

特に有利には、交流電圧は整流の前に変換される。この変換により、電位分離が行われる。その他に第２の電圧変換段の入力電圧が、第２の電圧変換段において電圧上昇が何も行われない場合に、電圧給電ユニットの出力電圧を設定する。

有利には、第１の直流電圧は、整流によって主電源電圧から生成される。このことは、給電装置全体がほぼ任意の電源電圧において作動可能になる利点となる。１つの同じ給電装置を用いることにより、当該プラズマシステムは、最も異なる主電圧と最も異なる直流出力電圧のもとで作動が可能となる。

特に有利には、第１の直流電圧から、６５０Ｖよりも小さい、有利には５０〜６５０Ｖの範囲の電圧の第２の直流電圧が生成され、第２の直流電圧から６００Ｖよりも大きい、有利には６００〜２０００Ｖの電圧範囲の出力電圧が生成される。その場合、第１の電圧変換段によって、比較的低い直流出力電圧が特にガス放電プロセスの維持のために、ないしは比較的低い負荷インピーダンスと高い出力電流のもとで生成され、第２の電圧変換段においては、特にガス放電プロセスの点弧のために、若しくは上方の出力電圧領域内での電力調整のために、比較的高い出力電圧が生成され、すなわち比較的高い負荷インピーダンスとそれに続く比較的高い直流出力電圧のもとで生成される。それにより第１の電圧変換段においては小さな電圧が生成され、第２の電圧変換段においては大きな電圧が生成されるので、第２の電圧変換段に対してのみ高電圧設計の構成素子を利用するだけでよい。第１の電圧変換段における素子間の安全な間隔は、比較的僅かでよい。なぜなら僅かな電圧しか発生しないからである。

その他にも本発明によれば前述した課題が、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するための第１の電圧変換段と、第２の直流電圧を直流出力電圧に変換するための第２の電圧変換段を有している、プラズマプロセス直流電圧給電ユニットによって解決される。この場合、第２の電圧変換段はスイッチング素子を備えた少なくとも１つのブーストコンバータを有しており、前記スイッチング素子は、制御されたデューティファクタで駆動制御されるように構成されている。そのような直流電圧給電ユニットは、広い入力電圧範囲と所要の直流出力電圧範囲を介して調整可能である。第１の電圧変換段は、任意のＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい（例えばバックコンバータ、ブーストコンバータ若しくはそれらの組合わせ）。第１の電圧変換段では、第１の直流電圧が高められたり低減され得る。

有利には、制御ユニットが設けられており、該制御ユニットは、第１の電圧変換段と第２の電圧変換段を駆動制御する。第２の電圧変換段におけるブーストコンバータの適用と結びつけた、制御ユニットによる、第１の電圧変換段と第２の電圧変換段の共通の制御は、一方ではガス放電プロセスの確かな点弧を可能にし、また他方ではプラズマプロセス要求に対する直流出力電圧の連続的な調整を可能にする。さらにまた各電圧変換段毎にそれぞれ１つの固有の制御ユニットを設けることも考えられる。

別の有利な実施形態によれば、第２の電圧変換段において、少なくとも２つの並列に接続されたブーストコンバータが設けられる。この手段によって、第２の電圧変換段の構成素子が守られる。特にスイッチング素子は、１つのブーストコンバータのみの使用に比べて低い周波数のもとで作動され得る。少なくとも２つの並列に接続されたブーストコンバータを有する第２の電圧変換段は、本発明によるプラズマプロセス直流電圧給電ユニットとして自立的に観察され得る。ブーストコンバータは、共通の直流電圧給電部に接続されてもよいし、各ブーストコンバータ毎に唯一の直流電圧給電部を有していてもよい。

特に有利には、前記ブーストコンバータは、共通のフィルタコンデンサを有している。所定の最大直流出力電圧に対しては、非常に僅かなキャパシタンスを有するフィルタコンデンサが用いられ得る。このことは、コンデンサの迅速な放電を可能にし、それと共にプラズマプロセス直流電圧給電ユニットを損傷から保護する。その他にもこの手段によってプラズマプロセスの素子、例えば基板やターゲットが保護される。

有利には、前記ブーストコンバータのスイッチング素子が、時間的にずらされて駆動制御されるならば、比較的低コストのスイッチング素子、特にトランジスタを投入できる。スイッチング素子を時間的にずらし駆動制御することによって、個々のスイッチング素子が比較的僅かな周波数のもとで作動可能となる。

本発明の有利な実施形態によれば、第１の電圧変換段は、第１の直流電圧から交流電圧を生成するためのインバータと、交流電圧の電圧変換のための変圧器と、第２の直流電圧を生成するための整流器を有している。この装置は、低い直流出力電圧に対する直流出力電圧の調整を可能にする。変圧器の利用は、プラズマプロセスに対して頻繁に求められる電流給電ユニットの入出力側電圧間、すなわち電源網側の電圧とプラズマプロセスの電圧の間の電位分離を可能にする。

別の有利な構成によれば、前記整流器は、ブリッジ回路として構成される。この手段は、インバータ内で生成された交流電圧の振幅と波形に対する制御を可能にする。ブリッジ回路のスイッチング素子の相応の駆動制御によって、直流入力電圧の振幅が低減され得る。スイッチング素子を駆動制御する駆動周波数とデューティファクタによって、生成された交流電圧の波形が制御できる。この手段は交流出力電圧を、第１の電圧変換段における変圧器の規模を小さく維持できるように調整可能にする。特に高周波な交流電圧、例えば１０〜１００ｋＨｚの交流電圧を生成するならば、変圧器は小規模に構成できる。その他にも装置全体の効率が改善される。代替的に、ブリッジ回路によって振動回路を駆動することにより第１の直流電圧を高めることが可能である。

本発明のさらなる特徴や利点は、本発明の構成要素が示されている図面に基づく以下の本発明の実施例の説明と従属請求項に記載されている。個々の特徴は、それ自体個別に実現されてもよいし、本発明の変化例のもとで複数の任意の組合わせにおいて実現されてもよい。

図面
概略的な図面には本発明によるプラズマプロセス直流電圧給電ユニットの実施例が示されており、それらは以下の明細書において詳細に説明する。この場合、
図１は、プラズマプロセス直流電圧給電ユニットの第１実施例のブロック回路図であり、
図２は、プラズマプロセス直流電圧給電ユニットの第２実施例のブロック回路図である。

図１には、第１の電圧変換段２と第２の電圧変換段３を有するプラズマプロセス直流電圧給電ユニットが示されている。第２の電圧変換段３の出力側には、負荷５、特にガス放電プロセス若しくはプラズマプロセスが結び付けられる。第１の電圧変換段２と第２の電圧変換段３は、共通の制御ユニット６によって駆動制御される。第１の電圧変換段２には、第１の直流電圧が供給される。この第１の直流電圧は、当該実施例では、複数のダイオード８を含んだ整流器７によって主電源の主電圧から生成される。整流器７と第１の電圧変換段２の間には、中間回路コンデンサ１０が接続されており、このコンデンサはエネルギの蓄積に用いられる。

第１の電圧変換段２では、直流入力電圧がインバータ１１によって交流電圧に変換される。このインバータ１１は、スイッチング素子１２〜１５によって形成されるブリッジ回路を有しており、この場合これらのスイッチング素子１２〜１５は、トランジスタとして構成されており、制御ユニット６によって駆動制御されている。スイッチング素子１２〜１５の適切な駆動制御によって、インバータ１１の出力側からは、交流電圧が生成される。当該実施例では、交流電圧の振幅が最大で入力側に印加される第１の直流電圧に相応している。しかしながらこの振幅は、スイッチング素子１２〜１５の駆動制御によって低減可能である。この制御は、例えばＰＷＭ（パルス幅変調）方式によって行われてもよいし、位相シフト方式によって行われてもよい。これらの２つの方式は、固定周波数ｆと共に固定の周期期間Ｔ＝１／ｆによって処理される。短絡を回避するために、スイッチング素子１３，１４はスイッチング素子１２，１５がスイッチオンされている場合には遮断されなければならず、反対にスイッチング素子１３，１４がスイッチオンされている場合には、スイッチング素子１２，１５が遮断されなければならない。対称的な駆動制御のもとでの最大のスイッチオン期間は、Ｔ／２に制限される。ＰＷＭ方式では、対角線上に配置されたスイッチング素子１２，１５が同時にスイッチオン／オフされ、同じく対角線上に配置されたスイッチング素子１３，１４も同時にスイッチオン／オフされる。スイッチオン期間は、それぞれ０〜Ｔ／２の間で制御される。位相シフト方式では、スイッチオン期間は常にＴ／２におかれる。上下に配置されているスイッチング素子１２，１４は、正確にＴ／２だけずらされてスイッチオン／オフされ、スイッチング素子１３，１５も同じようにスイッチオン／オフされる。制御に対してはスイッチング素子１３のスイッチオン時点は、スイッチング素子１２のスイッチオン時点に対してシフトされ、その場合のシフトは０とＴ／２の間におかれる。このことは位相位置がシフトされることを意味する。

交流電圧の波形もブリッジ回路によって制御可能である。インバータ１１の出力側の交流電圧は、変圧器１６に印加され、この変圧器は当該実施例ではガルバニック絶縁を実施している。当該実施例では一次側１７の巻回数は二次側１８の巻回数に相応しており、そのため変圧は何も行われない。しかしながら変圧器１６によって一次側交流電圧をより高い値若しくはより低い値に変換することも考えられる。変圧器１６の二次側交流電圧は、整流器１９によって第２の直流電圧に変換される。第１の電圧変換段２の出力側には比較的低い出力電圧が望ましく、これは例えば６５０Ｖであってもよい。比較的高い第２の直流電圧が望まれるならば、整流器１９のダイオードとスイッチング素子１２〜１５はそれ用に設計仕様されなければならない。そのような構成素子は、比較的高価でその他の欠点ももたらす。比較的低く設定される第１の直流電圧のもとでは、第１の電圧変換段の構成素子は小規模に構成することが可能である。その他にインシュレータの絶縁耐力と耐クリープ性への要求もわずかである。内部のアークも回避され得る。構成素子間の安全間隔も少なくて済む。その結果として全体的にコンパクトな構造が得られる。第２の電流変換段３の構成素子のみがプラズマプロセスの点弧に必要とされる高電圧用に設計仕様されるだけでよい。

第１の電圧変換段２の出力側の第２の直流電圧は、第２の電圧変換段３の入力側に印加される。この第２の電圧変換段３は、ブーストコンバータ２０を有している。このブーストコンバータ２０は、コイル２１と、ダイオード２２と、スイッチング素子２３と、フィルタコンデンサ２４を含んでいる。制御ユニット６によるスイッチング素子２３の切り替えに応じて直流入力電圧は、負荷５まで導通接続されるか、若しくはより高い電圧に変換される。スイッチング素子２３のスイッチオンフェーズ期間中、入力電圧はインダクタンス２１において降下する。インダクタンス２１を流れる電流は、線形に上昇する。スイッチング素子２３が遮断されると、電流はダイオード２２を介して通流されフィルタコンデンサ２４を充電する。このことは、スイッチオンフェーズの期間中はエネルギがインダクタンス２１にロードされることを意味する。このエネルギはスイッチング素子２３の遮断フェーズ中はフィルタコンデンサ２４に伝送される。トランジスタとして構成されたスイッチング素子２３がクロック制御されないならば、すなわち所定のパルスデューティファクタで駆動制御されないならば、フィルタコンデンサ２４は、インダクタンス２１とダイオード２２を介して第２の直流電圧まで充電される。スイッチング素子２３がクロック制御されるならば、出力側４の出力電圧は、第２の直流電圧よりも高い値まで上昇する。この出力側４の出力電圧は、連続的作動モードにおいてはパルスデューティファクタと第２の直流電圧、つまり第２の電圧変換段３の入力電圧にだけ依存する。出力電圧は負荷には依存しない。

スイッチング素子２３のパルスデューティファクタは、制御される。なぜなら制御のされない作動モードでは、特に固定のデューティファクタによる駆動制御のもとでは、ブーストコンバータ２０は開ループ動作モードに対する耐性がない。エネルギはインダクタンス２１からフィルタコンデンサ２４へ各サイクル毎にポンピングされる。そのため開ループ動作モードにおいては出力電圧は構成素子が損なわれるまで連続的に上昇する。パルスデューティファクタは制御ユニット６によって調整される。

図２の実施例では、第２の電圧変換段３０が２つの並列に接続されたブーストコンバータを有している。第１のブーストコンバータは、インダクタンス３１と、ダイオード３２と、スイッチング素子３３とフィルタコンデンサ３４を含んでいる。それに対して並列に接続されている第２のブーストコンバータは、インダクタンス３５と、ダイオード３６と、スイッチング素子３７と、同じフィルタコンデンサ３４を含んでいる。つまりこれらの２つのブーストコンバータは、共通のフィルタコンデンサ３４を有している。スイッチング素子３３，３７は、制御装置６によって制御されたパルスデューティファクタでもって時間的にずらされて駆動制御されている。この時間的にずらされる駆動制御は、各スイッチング素子３３，３７が比較的低い周波数のもとで作動されることによって生じる。交互に２つのブーストコンバータによってフィルタコンデンサ３４にはエネルギが供給され、それによって出力電圧が生成される。この作動方式は特に構成素子に対して優しく、比較的低コストで市場にて得られる構成素子が利用できる。スイッチング素子３３，３７の適切な駆動制御によって第２の電圧変換段３０の直流入力電圧も出力側４に導通される。

第１の電圧変換段２において第１の直流電圧が、予め定められた電圧範囲の第２の直流電圧に変換され、第２の電圧変換段３において直流出力電圧が第２の直流電圧から生成される、ガス放電プロセス給電ユニット１の直流出力電圧を生成するための本発明による方法のもとでは、直流出力電圧の生成のために、第２の電圧変換段において、少なくとも１つのブーストコンバータ２０のスイッチング素子２３が、制御されたデューティファクタで切り替えられる。この方法は、プラズマプロセスの点弧とその維持を可能にする。

プラズマプロセス直流電圧給電ユニットの第１実施例のブロック回路図 プラズマプロセス直流電圧給電ユニットの第２の実施例のブロック回路図

Claims (14)

1. 第１の電圧変換段（２）において第１の直流電圧が、予め定められた電圧範囲の第２の直流電圧に変換され、第２の電圧変換段（３）において直流出力電圧が第２の直流電圧から生成され、
   直流出力電圧の生成のために、第２の電圧変換段において、少なくとも１つのブーストコンバータ（２０）のスイッチング素子（２３）が、制御されたパルスデューティファクタで切り替えられる、ガス放電プロセス給電ユニット（１）の直流出力電圧を生成するための方法において、
   直流高電圧が少なくとも２つの並列に接続されたブーストコンバータによって生成され、その際ブーストコンバータのスイッチング素子（３３，３７）が、制御されたパルスデューティファクタで時間的にずらされるようにして切り替えられ、さらに、
   第１の直流電圧から、５０〜６５０Ｖの範囲の第２の直流電圧が生成され、
   第２の直流電圧から、６００〜２０００Ｖの範囲の出力電圧が生成されるようにしたことを特徴とする方法。
2. 前記スイッチング素子は１８ｋＨｚ以上の周波数で駆動制御される、請求項１記載の方法。
3. 前記スイッチング素子（３３，３７）は、同じ周波数で駆動制御されるか、若しくは所定の基本周波数の倍数で駆動制御される、請求項１または２記載の方法。
4. 第１の直流電圧がまず交流電圧に変換され、この交流電圧が引き続き第２の直流電圧に整流される、請求項１から３いずれか１項記載の方法。
5. 交流電圧がスイッチング素子（１２〜１５）のブリッジ回路によって形成され、この場合当該スイッチング素子（１２〜１５）は、パルス幅変調されて若しくは位相シフトされて駆動制御される、請求項４記載の方法。
6. 前記ブリッジ回路のスイッチング素子（１２〜１５）とブーストコンバータ（２０）のスイッチング素子（２３，３３，３７）が同じ周波数か若しくは所定の基本周波数の倍数で駆動制御される、請求項５記載の方法。
7. 交流電圧が整流の前に変換される、請求項５または６記載の方法。
8. 第１の直流電圧は、配電電圧から整流によって生成される、請求項１から７いずれか１項記載の方法。
9. 第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するための第１の電圧変換段（２）と、
   第２の直流電圧を直流出力電圧に変換するための第２の電圧変換段（３）を有し、
   出力電圧を生成するために、前記第２の電圧変換段（３）が、スイッチング素子（２３）を備えた少なくとも１つのブーストコンバータ（２０）を有し、前記スイッチング素子（２３）は、制御されたパルスデューティファクタで駆動制御される、請求項１〜８いずれか１項記載の方法を実施するためのプラズマプロセス直流電圧給電ユニット（１）において、
   少なくとも２つの並列に接続されたブーストコンバータが設けられ、これによって、第１の直流電圧からは５０〜６５０Ｖの範囲の第２の直流電圧が生成され、第２の直流電圧からは６００〜２０００Ｖの範囲の出力電圧が生成されることを特徴とするプラズマプロセス直流電圧給電ユニット。
10. 制御ユニット（６）が設けられており、該制御ユニット（６）は、第１の電圧変換段（２）と第２の電圧変換段（３）を駆動制御している、請求項９記載のプラズマプロセス直流電圧給電ユニット。
11. 前記ブーストコンバータは、共通のフィルタコンデンサ（３４）を有している、請求項９または１０記載のプラズマプロセス直流電圧給電ユニット。
12. 前記ブーストコンバータのスイッチング素子（３３，３７）は、時間的にずらされて駆動制御される、請求項９から１１いずれか１項記載のプラズマプロセス直流電圧給電ユニット。
13. 第１の電圧変換段（２）は、第１の直流電圧から交流電圧を生成するためのインバータ（１１）と、交流電圧の電圧変換のための変圧器（１６）と、第２の直流電圧を生成するための整流器（１９）を有している、請求項９から１２いずれか１項記載のプラズマプロセス直流電圧給電ユニット。
14. 前記インバータ（１１）は、ブリッジ回路として構成されている、請求項１３記載のプラズマプロセス直流電圧給電ユニット。

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