JP4261443B2 - 無線通信システムおよび無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムおよび無線通信装置に関し、特に、複数アンテナを用いた無線通信システムおよび無線通信装置に関する。

時空間符号の１つである時空間トレリス符号（ＳＴＴＣ：Space-Time Trellis Codes）は、２個以上の送信アンテナから送信した信号を、１個以上の受信アンテナで受信する無線伝送システムにおける符号化法である（例えば、非特許文献１参照）。ＳＴＴＣは、符号の状態遷移の開始から終端までのフレーム内で、伝送路特性が一定という仮定の基に符号が設計されており、フレーム内で伝送路特性が変動すると、時空間符号の設計条件から逸脱し、復号特性が劣化する問題点がある。したがって、伝送誤り特性を良くすることが重要になる。符号の伝送誤り耐性を決定する大きな要素は、符号の状態数と出力シンボルの多値数であり、状態数、多値数に応じた符号が設計されている。従来から誤り訂正符号では、パリティビットを間引くパンクチャリング技術など符号化率を制御することにより、誤り耐性能力をきめ細かく制御することができる。
V. Tarokh, N. Seshadri, and A. R. Calderbank, ``Space-time codes for high data rate wireless communication: Performance criterion and code construction'', IEEE Trans. Information Theory, vol. 44, No. 2, pp. 744-765, March 1998.

ＳＴＴＣは、符号の状態遷移の開始から終端の間（フレーム内）で、伝送路特性が不変（フレームごとに変動し、フレーム内では不変の低速フェージング）という仮定のもとに設計されていることが多い。したがって、ＳＴＴＣを周波数ホッピング（ＦＨ：Frequency Hopping）伝送に適用する場合、周波数ごとの伝送路特性変動に起因し、フレーム内で伝送路変動を含む問題がある。

ところで、ＳＴＴＣでは、変調多値数とトレリスの状態数で決定される誤り耐性の制御以外に、パンクチャリングに相当する制御手法は検討されていない。したがって、ＳＴＴＣの誤り耐性の細かい制御をすることは難しい。

そこで、本発明は、従来の技術における問題点に鑑み、時空間トレリス符号により符号化された信号を復号する場合に伝送路変動の影響を低減することができる無線通信システムおよび無線通信装置を提供することを目的とする。

また、本発明は、時空間トレリス符号の誤り耐性の細かい制御をすることができる無線通信システムおよび無線通信装置を提供することを目的とする。

本発明の無線通信システムによれば、複数のシンボルを含むフレームを時空間符号化して送信する送信機と、伝送路を介して前記フレームを受信して時空間復号する受信機とを具備する無線通信システムにおいて、
前記送信機は、前記フレームを入力する入力手段と、前記フレーム中の複数の前記シンボルを、各シンボルの伝送周波数が低い順または高い順に並べ替える第１の並べ替え手段と、前記並べ替えられたフレームを時空間トレリス符号化する符号化手段と、前記複数のシンボルを並べ替えられる以前の並びに戻す第１の逆並べ替え手段と、前記並び戻された複数のシンボルからなるフレームを送信する送信手段を具備し、
前記受信機は、前記送信されたフレームを受信する受信手段と、前記受信されたフレームに基づいて伝送路特性を推定する推定手段と、前記受信されたフレーム中の複数のシンボルに、前記第１の並び替え手段と同様の並べ替えを行う第２の並べ替え手段と、前記並べ替えられたフレームを前記伝送路特性を参照して時空間トレリス復号する復号手段と、前記復号されたフレーム中の複数のシンボルを、前記第１の逆並び替え手段と同様の並べ替えを行う第２の逆並べ替え手段を具備することを特徴とする。
本発明の無線通信装置は、複数のシンボルを含むフレームを入力する入力手段と、前記フレーム中の複数の前記シンボルを、各シンボルの伝送周波数が低い順または高い順に並べ替える第１の並べ替え手段と、前記並べ替えられたフレームを時空間トレリス符号化する符号化手段と、前記複数のシンボルを並べ替えられる以前の並びに戻す第１の逆並べ替え手段と、前記並び戻された複数のシンボルからなるフレームを送信する送信手段を具備することを特徴とする。
本発明の無線通信装置は、フレーム中の複数のシンボルを、各シンボルの伝送周波数が低い順または高い順に並べ替え、前記並べ替えられたフレームを時空間トレリス符号化し、前記複数のシンボルを並べ替えられる以前の並びに戻し、並び戻された複数のシンボルからなるフレームを送信する送信機から、伝送路を介して前記フレームを受信して時空間復号する無線通信装置において、前記送信されたフレームを受信する受信手段と、前記受信されたフレームに基づいて伝送路特性を推定する推定手段と、前記受信されたフレーム中の複数のシンボルに、前記第１の並び替え手段と同様の並べ替えを行う第２の並べ替え手段と、前記並べ替えられたフレームを前記伝送路特性を参照して時空間トレリス復号する復号手段と、前記復号されたフレーム中の複数のシンボルを、前記第１の逆並び替え手段と同様の並べ替えを行う第２の逆並べ替え手段を具備することを特徴とする。

本発明の無線通信システムおよび無線通信装置によれば、時空間トレリス符号により符号化された信号を復号する場合に伝送路変動の影響を低減することができる。
また、本発明の無線通信システムおよび無線通信装置によれば、時空間トレリス符号の誤り耐性の細かい制御をすることができる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態に係る無線通信システムおよび無線通信装置について詳細に説明する。

本実施形態では、４−ＰＳＫ伝送を仮定して、２個の送信ビットごとに２進数１０進数変換により、０、１、２、３の４通りの整数で定められるベースバンドの送信シンボルを定義する。なお、４−ＰＳＫでは、０、１、２、３の整数値は、例えば、図３（Ｂ）に示すように、
０→ ＋１、
１→ ＋ｊ、
２→ −１、
３→ −ｊ、
の複素数値に対応する。ここで、ｊ^２＝−１である。

第１の並べ替え器１０１は、複数の送信シンボルを１送信フレームとして入力して、１送信フレーム内で隣り合う送信シンボルを送信する際の周波数が近くなるように、この１送信フレーム内の送信シンボルを並び替える。第１の並べ替え器１０１は、近傍の周波数の伝送路特性は、類似していて、遠い周波数の伝送路特性ほど異なる、という仮定に基づいて、隣り合うシンボルの通過する伝送路の特性が類似するような並べ替えを行っている。
具体的な例を図２（Ａ）を参照して説明する。図２（Ａ）に示すように、８個の送信シンボル、
ｘ（０）、ｘ（１）、ｘ（２）、ｘ（３）、ｘ（４）、ｘ（５）、ｘ（６）、ｘ（７）
を、１個の送信フレームとして、各シンボルを、異なる４個の周波数、
ｆ０、ｆ１、ｆ２、ｆ３
に、周波数ホッピング（ＦＨ：Frequency Hopping）して伝送する例を基にして説明する。ただし、ｆ０＜ ｆ１＜ ｆ２＜ ｆ３とする。図２（Ａ）に示した例では、ホッピングのパターンを、各シンボルごとに周波数、
ｆ０、ｆ３、ｆ１、ｆ２、ｆ０、ｆ３、ｆ１、ｆ２、
にホッピングさせるパターンを例に示す。すなわち、フレームごとにこのパターンの繰り返しになる。すると、４−ＰＳＫの４状態の時空間トレリス符号を用いた場合には、第１の並べ替え器１０１は、８個の送信シンボル列を、
ｘ（０）、ｘ（４）、ｘ（２）、ｘ（６）、ｘ（３）、ｘ（７）、ｘ（１）、ｘ（５）
の順番に変換する。

ＳＴＴＣ符号化器１０２は、第１の並べ替え器１０１で並べ替えられたシンボル列を入力し、ＳＴＴＣ符号化し、２系統のシンボル列を生成する。ＳＴＴＣ符号化器１０２は、図３（Ｃ）に示すように、２系統のシンボル列のうちの１系統のシンボル列が入力される遅延器を有している。すなわち、図３（Ｃ）の場合には、ＳＴＴＣ出力２はＳＴＴＣ出力１に対して遅延して出力される。

具体的には、ＳＴＴＣ符号化器１０２は、第１の並べ替え器１０１で並べ替えられたシンボル列を入力して、０、１、２、３のいずれかの整数値をとるＳＴＴＣ出力１、
Ｘ（１、０）、Ｘ（１、４）、Ｘ（１、２）、Ｘ（１、６）、Ｘ（１、３）、Ｘ（１、７）、Ｘ（１、１）、Ｘ（１、５）、
と、０、１、２、３のいずれかの整数値をとるＳＴＴＣ出力２、
Ｘ（２、０）、Ｘ（２、４）、Ｘ（２、２）、Ｘ（２、６）、Ｘ（２、３）、Ｘ（２、７）、Ｘ（２、１）、Ｘ（２、５）、
との２系統のシンボル列を生成する。そして、この例の場合は、ＳＴＴＣ符号化器１０２は、４−ＰＳＫの４状態のＳＴＴＣ符号化を行い、図３（Ａ）に示すような状態遷移で出力を生成する。また、遅延器により、送信出力列２（図３（Ｃ）のＳＴＴＣ出力２）は送信出力列１（図３（Ｃ）のＳＴＴＣ出力１）に対して、１シンボル遅延した出力列になる。

第１の逆並べ替え器１０３及び第２の逆並べ替え器１０４はそれぞれ、ＳＴＴＣ符号化器１０２が出力したＳＴＴＣ出力１及びＳＴＴＣ出力２を入力し、第１の並べ替え器１０１が並び替える前の送信シンボルの並びに戻す。そして、第１の逆並べ替え器１０３及び第２の逆並べ替え器１０４はそれぞれの出力信号列を第１の４−ＰＳＫマッピング器１０５及び第２の４−ＰＳＫマッピング器１０６に出力する。
具体的には、第１の逆並べ替え器１０３及び第２の逆並べ替え器１０４はそれぞれ、送信出力列１及び送信出力列２を入力して、
Ｘ（１、０）、Ｘ（１、１）、Ｘ（１、２）、Ｘ（１、３）、Ｘ（１、４）、Ｘ（１、５）、Ｘ（１、６）、Ｘ（１、７）、
Ｘ（２、０）、Ｘ（２、１）、Ｘ（２、２）、Ｘ（２、３）、Ｘ（２、４）、Ｘ（２、５）、Ｘ（２、６）、Ｘ（２、７）、
のように並び替えて（逆並びにする）これらの送信出力列を生成し、それぞれ、第１の４−ＰＳＫマッピング器１０５及び第２の４−ＰＳＫマッピング器１０６に出力する。

第１の４−ＰＳＫマッピング器１０５及び第２の４−ＰＳＫマッピング器１０６は、それぞれ、第１の逆並べ替え器１０３及び第２の逆並べ替え器１０４から出力信号列を入力し、複素数値に変換する。

第１のＦＨ送信器１０７及び第２のＦＨ送信器１０８は、それぞれ、第１の４−ＰＳＫマッピング器１０５及び第２の４−ＰＳＫマッピング器１０６の出力信号列を入力して、１送信シンボルごとにホッピングさせ、それぞれ第１の送信アンテナ及び第２の送信アンテナから送信する。
具体的には、第１のＦＨ送信器１０７及び第２のＦＨ送信器１０８は、それぞれ、順にｆ０、ｆ３、ｆ１、ｆ２、ｆ０、ｆ３、ｆ１、ｆ２の各周波数に１シンボルごとにホッピングさせる。

第１の送信アンテナ及び第２の送信アンテナから出力された信号は、伝送路３０を経て受信機２０に到達する。本実施形態では、伝送路特性を、各信号フレーム内で定常であると想定する。ここで、各信号フレーム内で定常とは、各信号フレーム内で各シンボルに時間変動が無い環境であることを示す。また、各信号フレーム内で各シンボルに周波数変動はあってもよい。

一方、ＦＨ受信器２０１は、伝送路３０を経た信号を１個の受信アンテナで受信し、ベースバンドシンボルに変換する。

第２の並び替え器２０２は、ＦＨ受信器２０１の出力シンボルであるベースバンドシンボルを、第１の並べ替え器１０１で入力を出力に並び替えた順番通り並べ替える。すなわち、この並び替えのルールは、予め送信機１０及び受信機２０で共通に知らせておく必要がある。
この並び替えは、具体的には、ベースバンドシンボルを、
Ｙ（０）、Ｙ（１）、Ｙ（２）、Ｙ（３）、Ｙ（４）、Ｙ（５）、Ｙ（６）、Ｙ（７）
とすると、上記の例の第１の並べ替え器１０１での例に従うと、第２の並び替え器２０２は、このベースバンドシンボルを、
Ｙ（０）、Ｙ（４）、Ｙ（２）、Ｙ（６）、Ｙ（３）、Ｙ（７）、Ｙ（１）、Ｙ（５）、
に並べ替える。

ＳＴＴＣ復号器２０３は、第２の並び替え器２０２の出力信号列に対して復号を行う。ＳＴＴＣ復号器２０３は、次の評価値が最小になるようなシンボル系列をビタビアルゴリズムにより探索することにより復号を行う。
｜Ｙ（ｎ） −α１ ｑ（１、ｎ） −α２ ｑ（２、ｎ） ｜^２
ただし、
ｎ＝ １、２、・・・、７、
α１：第１の送信アンテナから受信アンテナまでの伝送路の利得、
α２：第２の送信アンテナから受信アンテナまでの伝送路の利得、
ｑ（１、ｎ） ：第１の送信アンテナの第ｎ送信シンボルの候補、
ｑ（２、ｎ） ：第２の送信アンテナの第ｎ送信シンボルの候補、
である。伝送路推定器２０４は、受信機２０が受信した信号に基づいてこのα１及びα２を推定する。すなわち、送信機１０からの送信信号には、情報シンボルとは別にパイロット信号が多重されており、受信機２０で、そのパイロット信号を受信して、伝送路推定器２０４により伝送路推定がなされ、α１、α２を正確に検出する。

第３の逆並び替え器２０５は、ＳＴＴＣ復号器２０３の出力を並べ替えて再生シンボルを得る。具体的には、ＳＴＴＣ復号器２０３の出力シンボルを、
ｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（２）、ｙ（６）、ｙ（３）、ｙ（７）、ｙ（１）、ｙ（５）
とすると、第３の逆並び替え器２０５が、
ｙ（０）、ｙ（１）、ｙ（２）、ｙ（３）、ｙ（４）、ｙ（５）、ｙ（６）、ｙ（７）
に並べ替え、これが、１フレームの再生シンボルとなる。

一般的に、ＳＴＴＣは、フレーム内で、伝送路特性が一定という仮定で設計されているため、伝送路特性に周波数選択性がある環境で周波数ホッピング伝送を行うと、各送信シンボルが、さまざまな周波数の伝送路を通過するため、フレーム内で伝送路特性が一定でない状況で伝送されることになる。伝送路特性に周波数選択性がある場合、伝送路特性は、近傍の周波数では比較的類似している可能性が高く、遠い周波数では異なる可能性が高いと仮定できる。

したがって、本実施形態では、周波数ホッピングするべきシンボル列を、ＳＴＴＣ符号化入力において、周波数変化が少ない順番に予め並べ替えておくことにより、フレーム内で、伝送路特性の変化が少ないようにする。そして、ＳＴＴＣ符号化の後、元のシンボル列の順番に並べ替えている。この操作により、フレーム内で伝送路特性がほぼ一定である状況で各送信シンボルが伝送されるので、通常のＳＴＴＣ符号化シンボルを周波数ホッピング伝送するときの問題点を回避できる。

また、ＳＴＴＣの変調方式は４−ＰＳＫに限定されず、８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、６４−ＱＡＭなどに拡張でき、状態数は４に限定されず、８、１６などの状態数のＳＴＴＣを用いることができる。さらに、送信アンテナの数は２には限定されず、受信アンテナの数も１に限定されない。もちろん、フレーム長も８シンボルには限定されないし、ＦＨのパターンも任意である。

具体的に、フレーム長が８シンボル、かつ、８種類の周波数を使用する場合の例を図２（Ｂ）を参照して説明する。８個の送信シンボル、
ｘ（０）、ｘ（１）、ｘ（２）、ｘ（３）、ｘ（４）、ｘ（５）、ｘ（６）、ｘ（７）
を、１個の送信フレームとして、各シンボルを、異なる８個の周波数、
ｆ０、ｆ１、ｆ２、ｆ３、ｆ４、ｆ５、ｆ６、ｆ７
に、周波数ホッピングして伝送する例を基にして説明する。ただし、ｆ０＜ ｆ１＜ ｆ２＜ ｆ３＜ ｆ４＜ ｆ５＜ ｆ６ ＜ ｆ７とする。図２（Ａ）に示した例では、ホッピングのパターンを、各シンボルごとに周波数、
ｆ０、ｆ５、ｆ２、ｆ４、ｆ７、ｆ１、ｆ３、ｆ６、
にホッピングさせるパターンを例に示す。そして、ＳＴＴＣ符号化器１０２への入力の周波数変化が滑らかになるよう、第１の並べ替え器１０１は、８個の送信シンボル列を、
ｘ（０）、ｘ（５）、ｘ（２）、ｘ（４）、ｘ（７）、ｘ（１）、ｘ（３）、ｘ（６）
の順番に変換されるよう、並べ替えを行う。

また、ＦＨ送信は、周波数シンセサイザを用いても実現することができるし、あるいは、逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transformer）を用いても実現することができる。
例えば、ｘ（０）、ｘ（１）、ｘ（２）、ｘ（３）を、ｆ０、ｆ３、ｆ１、ｆ２、にホッピングさせる場合、４点のＩＤＦＴの入力点を、ｕ（０）、ｕ（１）、ｕ（２）、ｕ（３）として、
第１回目のＩＤＦＴ処理では、ｕ（０）＝ｘ（０）、それ以外の入力点は、無入力、
第２回目のＩＤＦＴ処理では、ｕ（３）＝ｘ（１）、それ以外の入力点は、無入力、
第３回目のＩＤＦＴ処理では、ｕ（１）＝ｘ（２）、それ以外の入力点は、無入力、
第４回目のＩＤＦＴ処理では、ｕ（２）＝ｘ（３）、それ以外の入力点は、無入力、
のように入力すると、４回のＩＤＦＴ処理で、ＦＨ送信を実現することができる。この場合、ＦＨ受信は、離散フーリエ変換器（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transformer）を用いて実現することができる。

ここで、本実施形態の効果を検証するための計算機シミュレーション結果を図４、図５、図６及び図７を参照して説明する。シミュレーションでは、シンボルごとに、ｆ１からｆ１３までの１３個の周波数を使用したホッピング伝送を、１６点のＩＤＦＴの入力のいずれか１点に信号を入力して順次送信シンボルを送信し、１６点のＤＦＴで受信することにより実現した。ＩＤＦＴ・ＤＦＴウインドウ区間の５０％分のガード区間（Ｔ）が設定されている。

図４は、送信シンボルが伝送されている時のシンボル構造を示す。１個のフレームは１３０個のシンボルからなり、１個のフレームでは１３個のシンボルがｆ１からｆ１３までの１３周波数のいずれかで送信されるユニットを１０回繰り返す。

図５は、受信したシンボル列をＳＴＴＣ復号器２０３でＳＴＴＣ復号をする直前のシンボル構造を示す。すなわち、図５に示したシンボル構造は、第２の並び替え器２０２がシンボルの順番を並び替え、最初にｆ１を通過した１０個のシンボル、次にｆ２を通過した１０個のシンボル、のように連続した周波数順に配置されており、周波数変化の影響が軽減されている。

次にシミュレーションの結果を図６及び図７に示す。このシミュレーションでは、４−ＰＳＫ、４状態、フレーム長が１３０シンボルのＳＴＴＣを用いている。また、伝送路モデルは、図６に示したＣａｓｅ１では主波に対し副波のレベルが３ｄＢ小さい２波のガウス分布変動モデル、図７に示したＣａｓｅ２では主波と副波が等レベルの２波のガウス分布変動モデルである。また、主波、副波の時間間隔は、上記のガード区間Ｔの範囲内で一様分布で変動している。
図６及び図７は、それぞれＣａｓｅ１及びＣａｓｅ２の場合で、本実施形態で説明したシンボル順の並び替えを行う提案手法（Proposed）と、シンボル順の並び替えを行わない従来手法（Conventional）のそれぞれ、フレーム誤り率（Frame error probability）を示している。図６のＣａｓｅ１の場合は伝送路の信号対雑音比（ＳＮＲ：signal-to-noise ratio）が図６に示した全ての範囲である１５ｄＢから２７ｄＢに渡る範囲で、本実施形態の無線通信システムが効果的であることがわかる。一方、図７のＣａｓｅ２の場合は伝送路のＳＮＲが２１ｄＢから２７ｄＢまでの範囲で本実施形態の無線通信システムが効果的であることがわかる。いずれのＣａｓｅでも伝送路のＳＮＲが２４ｄＢから２７ｄＢの環境で、特に、本実施形態の無線通信システムが効果的であることがわかる。

（変形例１） 上記の例では、第１の並べ替え器１０１は、１送信フレーム内には伝送路特性の時間変動が全く無いという前提で送信シンボル列の並び替えを行ったが、１送信フレーム内で伝送路特性に時間変動があると想定される場合には、伝送路特性に時間変動が無いと想定される範囲で送信シンボル列の並び替えを行う。例えば、１送信フレーム内の前半４シンボルと後半４シンボルとでは伝送路特性が異なると想定されると、１送信フレームの８個の送信シンボル列が、
ｘ（０）、ｘ（１）、ｘ（２）、ｘ（３）、ｘ（４）、ｘ（５）、ｘ（６）、ｘ（７）
である場合には、第１の並べ替え器１０１は、例えば、
ｘ（１）、ｘ（３）、ｘ（２）、ｘ（０）、ｘ（４）、ｘ（６）、ｘ（７）、ｘ（５）
又は、
ｘ（０）、ｘ（２）、ｘ（３）、ｘ（１）、ｘ（５）、ｘ（７）、ｘ（６）、ｘ（４）
のように送信シンボル列を並び替える。前者は、周波数変動に対する耐性に重きを置いた並べ替えであり、後者は時間変動に対する耐性に重きを置いた並べ替えである。

（変形例２） 送信機１０が、送信機１０から受信機２０までの伝送路特性の概略を知ることができる場合、伝送路特性の周波数変動、時間変動に応じた送信機１０及び受信機２０の適応制御が可能である。
具体的には、伝送路で周波数変動がほとんど無い場合は、時間変動の有り無しにかかわらず並べ替えは不要で、第１の並べ替え器１０１は何も処理せず、ＳＴＴＣ符号化器１０２が
ｘ（０）、ｘ（１）、ｘ（２）、ｘ（３）、ｘ（４）、ｘ（５）、ｘ（６）、ｘ（７）、
に対して、ＳＴＴＣ符号化を行う。伝送路で周波数変動が有る場合は、時間変動の大きさに応じて並べ替えを制御する。
伝送路で時間変動がほとんど無い場合は、第１の実施形態と同様に、第１の並べ替え器１０１が
ｘ（０）、ｘ（４）、ｘ（２）、ｘ（６）、ｘ（３）、ｘ（７）、ｘ（１）、ｘ（５）、
の順番に並べ替えを行ってからＳＴＴＣ符号化器１０２がＳＴＴＣ符号化を行う。伝送路で時間変動が有る場合は、第１の並べ替え器１０１が上述した変形例１で示したような並べ替えを行い、ＳＴＴＣ符号化器１０２が、
ｘ（１）、ｘ（３）、ｘ（２）、ｘ（０）、ｘ（４）、ｘ（６）、ｘ（７）、ｘ（５）
又は、
ｘ（０）、ｘ（２）、ｘ（３）、ｘ（１）、ｘ（５）、ｘ（７）、ｘ（６）、ｘ（４）
に対して、ＳＴＴＣ符号化を行う。

また、特定の周波数部分にのみノッチが有るような場合は、第１の並べ替え器１０１はノッチの有る周波数部分とノッチの無い周波数部分に分けてそれぞれで送信シンボルの並べ替えを行い、その後、ＳＴＴＣ符号化器１０２がＳＴＴＣ符号化を行う。具体的には、例えば、ｆ２という周波数部分のみにノッチがあるような特性の場合は、第１の並べ替え器１０１がｆ２の周波数でホッピングされるシンボルｘ（３）、ｘ（７）とそれ以外を、
ｘ（０）、ｘ（１）、ｘ（２）、ｘ（４）、ｘ（５）、ｘ（６）、ｘ（３）、ｘ（７）、
にように、ｆ２以外の周波数を通過するシンボルと、ｆ２の周波数を通過するシンボルに分けた上で並べ替えを行って、ＳＴＴＣ符号化器１０２がＳＴＴＣ符号化を行う。

この様な伝送路特性に応じた制御を行うためには、送信機１０は伝送路特性を把握する必要がある。送信機１０と受信機２０との間の双方向伝送が、同一周波数帯域で時分割に行われるＴＤＤ（Time Division Duplex）の場合は、送信機１０が受信する受信信号から伝送路特性を推定する伝送路推定器（図示せず）を備えていれば送信機１０は伝送路特性を把握することができる。また、受信機２０から伝送路推定器２０４が推定した伝送路特性を通知してもらい送信機１０がこの伝送路特性を使用してもよい。一方、この双方向伝送が異なる周波数帯域で行われるＦＤＤ（Frequency Division Duplex）の場合は、送信機１０の通信相手である受信機２０から、伝送路特性を通知してもらうことにより送信機１０は伝送路特性を把握することができる。この場合は、受信機２０は伝送路推定器２０４により伝送路特性を得る。後の第８の実施形態でＴＤＤとＦＤＤとを図２４を参照して説明する。

以上の本実施形態の無線通信システムおよび無線通信装置によれば、送信シンボル列を送信する周波数の近い送信シンボルに並べ替えることにより時空間トレリス符号により符号化された信号を復号する場合に伝送路変動の影響を低減することができる。

（第２の実施形態）
本実施形態の無線通信システムは、第１の実施形態で説明した周波数ホッピング伝送ではなく、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）のようなマルチキャリヤ伝送に応用するものである。本実施形態の無線通信システムは、図８に示すように、送信機１１及び受信機２１からなり、送信機１１は、第１の実施形態の送信機１０と比較して、第１のＦＨ送信器１０７の代わりに第１の逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transformer）１１１、第２のＦＨ送信器１０８の代わりに第２のＩＤＦＴ１１２を備えたことのみ異なる。受信機２１は、送信機１１の変更に伴って、第１の実施形態の受信機２０と比較して、ＦＨ受信器２０１の代わりに離散フーリエ変換器（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transformer）２１１を備えたことのみ異なる。
第１のＩＤＦＴ１１１及び第２のＩＤＦＴ１１２は、それぞれ第１の４−ＰＳＫマッピング器１０５及び第２の４−ＰＳＫマッピング器１０６の出力信号列を入力して、周波数軸上の信号を多重して時間軸上の信号に変換して送信する。
ＤＦＴ２１１は、受信した時間軸上の信号を周波数軸上の信号に分離して、第２の並び替え器２０２に出力する。
例えば、１フレームが８個のシンボルから構成されていて、図９（Ａ）に示すように８シンボルを４シンボルごとに処理する場合は、４入力４出力の第１のＩＤＦＴ１１１及び第２のＩＤＦＴ１１２がＩＤＦＴの演算を２回行い、４入力４出力のＤＦＴ２１１がＤＦＴの演算を２回行う。また、この場合、例えば、ｆ３の周波数部分のみにノッチがある周波数特性の場合は、ＳＴＴＣ符号化器１０２が、
ｘ（０）、ｘ（１）、ｘ（２）、ｘ（４）、ｘ（５）、ｘ（６）、ｘ（３）、ｘ（７）
にように、ｆ３以外の周波数を通過するシンボル（ｘ（０）、ｘ（１）、ｘ（２）、ｘ（４）、ｘ（５）、ｘ（６））と、ｆ３の周波数を通過するシンボル（ｘ（３）、ｘ（７））に分ける並べ替えを行って、ＳＴＴＣ符号化を行う。

また、１フレームが８個のシンボルから構成されていて、図９（Ｂ）に示すように８シンボルを一括処理する場合は、８入力８出力の第１のＩＤＦＴ１１１及び第２のＩＤＦＴ１１２がＩＤＦＴの演算を１回行い、８入力８出力のＤＦＴ２１１がＤＦＴの演算を１回行う。また、この場合、例えばｆ４、ｆ５という周波数部分にノッチがあるような特性の場合は、ＳＴＴＣ符号化器１０２が
ｘ（０）、ｘ（１）、ｘ（２）、ｘ（３）、ｘ（６）、ｘ（７）、ｘ（４）、ｘ（５）
にように、ｆ４、ｆ５以外の周波数を通過するシンボルと、ｆ４、ｆ５の周波数を通過するシンボルに分ける並べ替えを行って、ＳＴＴＣ符号化を行う。

以上の本実施形態の無線通信システムおよび無線通信装置によれば、ＯＦＤＭによる伝送でも、送信シンボル列を送信する周波数の近い送信シンボルに並べ替えることにより時空間トレリス符号により符号化された信号を復号する場合に伝送路変動の影響を低減することができる。

（第３の実施形態）
本実施形態の無線通信システムは、第１の実施形態で説明した周波数ホッピング伝送だけではなく、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送を組み合わせたシステムに応用するものである。本実施形態の無線通信システムは、図１０に示すように、送信機１２及び受信機２２からなり、送信機１２も受信機２２も第１の実施形態と第２の実施形態とを組み合わせたものである。すなわち、第１の実施形態の送信機１０の第１の４−ＰＳＫマッピング器１０５と第１のＦＨ送信器１０７の間に第１のＩＤＦＴ１１１を加え、第２の４−ＰＳＫマッピング器１０６と第２のＦＨ送信器１０８の間に第２のＩＤＦＴ１１２を加えたものが本実施形態の送信機１２であり、第１の実施形態の受信機２０のＦＨ受信器２０１と第２の並び替え器２０２の間にＤＦＴ２１１を加えたものが本実施形態の受信機２２である。

第１のＩＤＦＴ１１１及び第２のＩＤＦＴ１１２は、それぞれ第１の４−ＰＳＫマッピング器１０５及び第２の４−ＰＳＫマッピング器１０６の出力信号列を入力して、周波数軸上の信号を多重して時間軸上の信号に変換する。そして第１のＦＨ送信器１０７及び第２のＦＨ送信器１０８が変化された送信シンボル列を入力し、送信シンボル列ごとにホッピングさせ、それぞれ第１の送信アンテナ及び第２の送信アンテナから送信する。
具体的には、例えば、１フレームが、ｘ（０）、ｘ（１）、 ・・・ 、ｘ（１４）、ｘ（１５）、の１６シンボルから構成され、ｆ０からｆ１５の１６周波数で伝送し、４点のＩＤＦＴ、ＤＦＴを用いる場合、図１１に示すように、４シンボルごと第１のＩＤＦＴ１１１及び第２のＩＤＦＴ１１２に入力し、これらＩＤＦＴの出力ブロックごとに周波数ホッピングを行う。図１１のようなホッピングを行う場合、ＳＴＴＣ符号化に先立ち、第１の並べ替え器１０１が
ｘ（０）、ｘ（１）、ｘ（２）、ｘ（３）、ｘ（８）、ｘ（９）、ｘ（１０）、ｘ（１１）、ｘ（１２）、ｘ（１３）、ｘ（１４）、ｘ（１５）、ｘ（４）、ｘ（５）、ｘ（６）、ｘ（７）
のように並べ替えを行う。したがって、周波数変化が緩やかになり、時空間トレリス符号により符号化された信号を復号化する場合に伝送路変動の影響を低減することができる。また、上記の実施形態と同様に、特定の周波数にノッチがある場合、ノッチ周波数部分とそれ以外の部分を分ける並び替えを行う。またこの場合、第１のＦＨ送信器１０７及び第２のＦＨ送信器１０８は、ホッピングする周波数を、各４シンボルの中心周波数に設定して４シンボルごとにホッピングさせる。すなわち、第１のＦＨ送信器１０７及び第２のＦＨ送信器１０８はｆ０、ｆ１、ｆ２、ｆ３の中心値、ｆ８、ｆ９、ｆ１０、ｆ１１の中心値、ｆ１２、ｆ１３、ｆ１４、ｆ１５の中心値、ｆ４、ｆ５、ｆ６、ｆ７の中心値にホッピングさせる。

以上の本実施形態の無線通信システムおよび無線通信装置によれば、ＯＦＤＭとＦＨとを組み合わせた伝送でも、送信シンボル列を送信する周波数の近い送信シンボルに並べ替えることにより時空間トレリス符号により符号化された信号を復号する場合に伝送路変動の影響を低減することができる。

（第４の実施形態）
本実施形態の無線通信システムは、図１２に示すように、送信機１３及び受信機２３からなり、送信機１３はＳＴＴＣ符号化器１３１、第１及び第２の送信アンテナを備え、受信機２３はＳＴＴＣ復号器２３１及び伝送路推定器２３２、受信アンテナを備えている。

ＳＴＴＣ符号化器１３１は、送信データを、ＳＴＴＣ符号化し、２系統の出力シンボル（符号語と呼ばれる）ｕ１（ｎ）、ｕ２（ｎ）が、それぞれ、第１の送信アンテナと第２の送信アンテナから伝送路３１に送出される。ここで、ｎ（ｎ＝０，１，・・・，Ｎ−１）はシンボルの番号であり、１個のフレームはＮ個（Ｎは２以上の自然数）のシンボルからなる。ＳＴＴＣ符号化器１３１は、誤り耐性及び伝送効率の異なる符号化方式を切り替えて送信シンボル列を送信することにより、これら２つの符号化方式の中間の誤り耐性及び伝送効率を実現することができる。ＳＴＴＣ符号化器１３１に関して後に図１５を参照して詳細に説明する。

伝送路３１では、第１の送信アンテナと第２の送信アンテナからの出力シンボルに、独立な伝送路利得α１、α２がそれぞれ乗算され、そして、シンボルごとに独立な白色雑音η（ｎ）が加算された後、受信アンテナに入力される。

伝送路推定器２３２は、受信アンテナに入力された受信シンボルｒ（ｎ）を受け取り、送信信号にパイロット信号が混入されていると、受信シンボルｒ（ｎ）から伝送路推定を行い、伝送路利得α１、α２を検知することができる。
ＳＴＴＣ復号器２３１は、伝送路利得α１、α２を利用して復号処理を行い、受信データを得る。ＳＴＴＣ復号器２３１が復号処理を行う際にはＳＴＴＣ符号化器１３１での符号化された符号化方式に同期して対応する復号化方式で復号する。例えば、送信シンボル列の何番目のフレームはどの符号化方式で符号化するかを送信機１３及び受信機２３で予め既知にしておく。ＳＴＴＣ復号器２３１に関して後に図１６を参照して詳細に説明する。

本実施形態の無線通信システムでは、ＳＴＴＣ符号化器１３１での符号化方式を変化させて送信シンボル列を送信し、ＳＴＴＣ復号器２３１はこの符号化方式に対応した復号化方式で送信シンボル列を復号化し受信データを得る。ここで、具体例として、ＳＴＴＣ符号化器１３１が４−ＰＳＫの８状態（ｓｔａｔｅ）と８−ＰＳＫの８状態の２種類で符号化方式を変化させ、これに応じてＳＴＴＣ復号器２３１が復号方式を切り替える場合を以下に説明する。まず、それぞれの符号化方式に対応して説明し、その後、本実施形態の無線通信システムに対応する符号化方式を変化させる場合を説明する。

まず、４−ＰＳＫ用の８状態（ｓｔａｔｅ）のＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ１を図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）、図１３（Ｃ）を参照して説明する。
ＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ１は、図１３（Ａ）に示すように、０あるいは１の値をとるシリアルの送信ビット列を、シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器により、２ビットパラレルのデータに変換する。このデータが、レジスタと、排他的論理和の加算器からなる回路に入力される。図１３（Ａ）に示すように、レジスタの内容をＲ０、Ｒ１、Ｒ２で表すと、ＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ１の状態は、
４Ｒ２＋ ２Ｒ１＋ Ｒ０
であり、Ｒ０、Ｒ１、Ｒ２は、それぞれ、０、あるいは、１の値であるから、状態は０から７までの８種類の値をとり、状態数は８となる。ＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ１は、２系統の２ビットパラレルのデータを生成する。この４種類の２ビットデータは、２進１０進変換により０から３の値をとる４種類のシンボル（symbol）に変換され、さらに、整数を複素数に対応させることにより、４−ＰＳＫ信号にマッピングされる。すなわち、ビットデータは、図１３（Ｂ）に示したように、
００（データ）→ ０（シンボル）→ ＋１（４−ＰＳＫ信号）、
１０（データ）→ １（シンボル）→ ＋ｊ（４−ＰＳＫ信号）、
０１（データ）→ ２（シンボル）→ −１（４−ＰＳＫ信号）、
１１（データ）→ ３（シンボル）→ −ｊ（４−ＰＳＫ信号）、
とマッピングされる。
４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅのＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ１において、図１３（Ｃ）に示したように、第ｎから第ｎ＋３までのシンボルでとり得る状態の遷移は、この場合、８入力８出力の状態の遷移となる。

次に、８−ＰＳＫ用の８状態のＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ２を図１４（Ａ）、図１４（Ｂ）、図１４（Ｃ）を参照して説明する。
ＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ２は、図１４（Ａ）に示すように、０あるいは１の値をとるシリアルのデータビット列を、シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器により、３ビットパラレルのデータに変換する。このデータが、レジスタと、排他的論理和の加算器からなる回路に入力される。図１４（Ａ）に示すように、レジスタの内容をＲ０、Ｒ１、Ｒ２で表すと、ＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ２の状態は、
４Ｒ２＋ ２Ｒ１＋ Ｒ０
であり、Ｒ０、Ｒ１、Ｒ２は、それぞれ、０、あるいは、１の値であるから、上記の４−ＰＳＫの場合と同様に状態は０から７までの８種類の値をとり、状態数は８となる。ＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ２は、２系統の３ビットパラレルのデータを生成する。この８種類の３ビットデータは、２進１０進変換により０から７の値をとる８種類のシンボルに変換され、さらに、整数を複素数に対応させることにより、８−ＰＳＫ信号にマッピングされる。すなわち、ビットデータは、図１４（Ｂ）に示したように、
０００（データ）→ ０（シンボル）→ ＋１（８−ＰＳＫ信号）、
１００（データ）→ １（シンボル）→ ＋１／２^1/2＋ｊ／２^1/2（８−ＰＳＫ信号）、
０１０（データ）→ ２（シンボル）→ ＋ｊ（８−ＰＳＫ信号）、
１１０（データ）→ ３（シンボル）→ −１／２^1/2＋ｊ／２^1/2（８−ＰＳＫ信号）、
００１（データ）→ ４（シンボル）→ −１（８−ＰＳＫ信号）、
１０１（データ）→ ５（シンボル）→ −１／２^1/2−ｊ／２^1/2（８−ＰＳＫ信号）、
０１１（データ）→ ６（シンボル） → −ｊ（８−ＰＳＫ信号）、
１１１（データ）→ ７（シンボル）→ ＋１／２^1/2−ｊ／２^1/2（８−ＰＳＫ信号）、
とマッピングされる。
８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅのＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ２において、第ｎから第ｎ＋３までのシンボルでとり得る状態の遷移を図１４（Ｃ）を参照して説明する。この場合、８入力８出力の状態の遷移となる。

上述した、４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合の状態遷移と８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合の状態遷移を図１３（Ｃ）と図１４（Ｃ）を参照して比較する。どちらも８入力８出力の状態の遷移であるが、４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合に比較して８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合の方が、或る状態から遷移する状態の数が多い。具体的には、図１３（Ｃ）（４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合）では例えば状態０からの遷移先は、状態０、１、２、３に限定されている。さらに、図１３（Ｃ）で状態１からの遷移先は、状態４、５、６、７に限定されている。一方、図１４（Ｃ）（８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合）では例えば状態０からの遷移先は、状態０から７までの全ての状態への遷移が許されている。さらに、図１４（Ｃ）で状態１からの遷移先も、状態０から７までの全ての状態への遷移が許されている。

一般的に、状態の遷移が限定されている方が、復号器で最尤な状態遷移を探索する際、考慮しなければならない状態遷移の候補数が減り、復号性能が向上する。したがって、状態遷移の観点では、４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合（図１３（Ｃ））の状態遷移は、８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合（図１４（Ｃ））の状態遷移よりも誤り耐性が強い。また、変調多値数の観点でも、図１３（Ｂ）及び図１４Ｃ）を参照すると、４−ＰＳＫの場合に比較して８−ＰＳＫの場合の方が信号点間の距離が小さいので、４−ＰＳＫの方が誤り耐性が強い。
また、１シンボル当たりに伝送するビット数、すなわち、伝送効率の観点では、８−ＰＳＫの場合（図１４（Ａ））は３であり、一方、４−ＰＳＫの場合（図１３）は２であるので、８−ＰＳＫの方が４−ＰＳＫに比較して伝送効率が高い。
本実施形態では、誤り耐性と伝送効率の異なる符号化方式を備えることによって、誤り耐性と伝送効率のどちらかを優先するかによって適切な符号化方式を選択する。

次に、図１５（Ａ）及び図１５（Ｂ）を参照して、本実施形態の無線通信システムのＳＴＴＣ符号化器１３１を説明する。図１５（Ａ）は、４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合と８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合を組み合わせたものである。
ＳＴＴＣ符号化器１３１は、図１３（Ａ）及び図１４（Ａ）に示したＳ／Ｐ変換器とレジスタに加え、加算器１３１１、１３１２、１３１３、スイッチ（ＳＷ）１３１４、１３１５、１３１６、１３１７を備えている。

ＳＴＴＣ符号化器１３１は、図１５に示したように、全てのスイッチ（ＳＷ）を端子１に接続した場合が、図１３の４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅに相当し、全てのスイッチ（ＳＷ）を端子２に接続した場合が、図１４の８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅに相当する。すなわち、全てのスイッチ（ＳＷ）を端子１に接続する場合は、Ｓ／Ｐ変換器がシリアルデータを２ビットパラレルのデータに変換し、マッピング器１３４、１３５で４−ＰＳＫを選択する。一方、全てのスイッチ（ＳＷ）を端子２に接続する場合は、Ｓ／Ｐ変換器がシリアルデータを３ビットパラレルのデータに変換し、マッピング器１３４、１３５で８−ＰＳＫを選択する。
図示しない制御部が、スイッチ１３１４、１３１５、１３１６、１３１７に各スイッチを切り替える指示、及びマッピング器１３４、１３５に４−ＰＳＫ又は８−ＰＳＫを選択する指示を与える。

図１５（Ｂ）に示したように、第ｎから第ｎ＋３シンボルまでの状態遷移では、第ｎシンボルが８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅ、第ｎ＋１シンボルと第ｎ＋２シンボルが４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅ、第ｎ＋３シンボルが８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの状態になる。すなわち、第ｎシンボルと第ｎ＋３シンボルでは、第ｎ＋１シンボルと第ｎ＋２シンボルよりも誤り耐性が低く、第ｎシンボルと第ｎ＋３シンボルでは、第ｎ＋１シンボルと第ｎ＋２シンボルよりも伝送効率が高い。したがって、この第ｎから第ｎ＋３シンボルまでの状態遷移では、全体として、８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅ、と４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅ、の中間の誤り耐性と伝送効率が実現されることになる。

次に、ＳＴＴＣ復号器２３１を図１６を参照して説明する。ＳＴＴＣ復号器２３１は、図１６に示したように、送信シンボル候補出力部２３１１、加算器、乗算器、ビタビ演算器２３１２、切り替え制御部２３１３を備えている。
送信シンボル候補出力部２３１１は、切り替え制御部２３１３の指示に応じて、送信機１３の各送信アンテナから送信される送信シンボルの候補を出力する。例えば、図１６に示したように、第１の送信アンテナからの第ｎ送信シンボルの候補ｑ１（ｎ）、第２の送信アンテナからの第ｎ送信シンボルの候補ｑ２（ｎ）を出力する。
各第ｎ送信シンボル候補は乗算器で伝送路利得と乗算され、その乗算されたものを加算器で加算し、その後、乗算器を用いて、
−α１ ｑ１（ｎ） − α２ ｑ２（ｎ）、ただし、ｎ＝ ０、１、・・・、Ｎ−１
α１：第１の送信アンテナから受信アンテナまでの伝送路の利得、
α２：第２の送信アンテナから受信アンテナまでの伝送路の利得、
を得る。そして、加算器が、受信シンボルｒ（ｎ）と加算し、
ｅ（ｎ）＝ｒ（ｎ） −α１ｑ１（ｎ） −α２ｑ２（ｎ）
を得る。この伝送路利得は、伝送路推定器２３２により受信シンボルに基づいて推定される。

ビタビ演算器２３１２は、このｅ（ｎ）を入力して、評価値である
｜ｅ（ｎ）｜^２
を算出し、この評価値が最小になるシンボル系列を探索する。

切り替え制御部２３１３は、８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの符号化、と４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの符号化の切り替えに同期して、８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの復号、と４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの復号を切り替えるための指示を送信シンボル候補出力部２３１１とビタビ演算器２３１２に出力する。切り替え制御部２３１３は、８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの符号化、と４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの符号化の切り替えを、この切り替えを示した制御信号を送信機１３から受け取るか、又は、予め送信機１３と受信機２３で設定しておき切り替えの同期を実現する。

ところで、本実施形態では、図１５（Ｂ）に示した例では、８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅである場合と、４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅである場合との比率が１対１である場合を示したが、この比率を変えることにより、誤り耐性と伝送効率をきめ細かく制御することができる。

また、例えば、送信機１３が伝送路特性を把握して必要とする誤り耐性を求め、受信機２３に符号化の切り替えを同期させる。この場合、伝送路特性の把握は、送信機１３と受信機２３との間の双方向伝送が、同一周波数帯域で時分割に行われるＴＤＤ（Time Division Duplex）の場合は、送信アンテナが受信する受信信号から伝送路特性を推定する伝送路推定器があれば送信機１３は伝送路特性を把握することができる。一方、この双方向伝送が異なる周波数帯域で行われるＦＤＤ（Frequency Division Duplex）の場合は、送信機１３の通信相手である受信機２３から、伝送路特性を通知してもらうことにより送信機１３は伝送路特性を把握することができる。この場合、送信機が知るべき伝送路特性は、精密な伝送路特性である必要はなく量子化された伝送路特性、あるいは、信号対雑音比の値でよい。

以上に説明した本実施形態によれば、符号化器のパラレルビット数と状態構造を、シンボルごとに制御することにより、誤り耐性と伝送効率の細かい制御を実現することができる。

（第５の実施形態）
本実施形態の無線通信システムは、第４の実施形態の状態数が共に同じである場合（状態数は８）とは異なり、状態数が異なる組合せである８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅと４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅの組合せの場合に対応するものである。本実施形態は、第４の実施形態で４−ＰＳＫ、８ｓｔａｔｅであるものが４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅに変化する以外は第４の実施形態と同様である。第４の実施形態と同様なものは説明を省略する。
本実施形態の無線通信システムでは、ＳＴＴＣ符号化器１３１での符号化方式を変化させて送信シンボル列を送信し、ＳＴＴＣ復号器２３１はこの符号化方式に対応した復号化方式で送信シンボル列を復号化し受信データを得る。ここで、具体例として、ＳＴＴＣ符号化器１３１が８−ＰＳＫの８状態（ｓｔａｔｅ）と４−ＰＳＫの４状態の２種類で符号化方式を変化させ、これに応じてＳＴＴＣ復号器２３１が復号方式を切り替える場合を以下に説明する。まず、それぞれの符号化方式に対応して説明し、その後、本実施形態の無線通信システムに対応する符号化方式を変化させる場合を説明する。

まず、４−ＰＳＫ用の４状態のＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ３を図１７（Ａ）、図１７（Ｂ）を参照して説明する。
ＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ３は、図１７（Ａ）に示すように、０あるいは１の値をとるシリアルの送信ビット列を、Ｓ／Ｐ変換器により、２ビットパラレルのデータに変換する。このデータが、レジスタと、排他的論理和の加算器からなる回路に入力される。図１３（Ａ）に示すように、レジスタの内容をＲ０、Ｒ１で表すと、ＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ３の状態は、
２Ｒ１＋ Ｒ０
であり、Ｒ０、Ｒ１は、それぞれ、０、あるいは、１の値であるから、状態は０から３までの４種類の値をとり、状態数は４となる。ＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ３は、２系統の２ビットパラレルのデータを生成する。この４種類の２ビットデータは、２進１０進変換により０から３の値をとる４種類のシンボル（symbol）に変換され、さらに、整数を複素数に対応させることにより、４−ＰＳＫ信号にマッピングされる。すなわち、ビットデータは、
００（データ）→ ０（シンボル）→ ＋１（４−ＰＳＫ信号）、
１０（データ）→ １（シンボル）→ ＋ｊ（４−ＰＳＫ信号）、
０１（データ）→ ２（シンボル）→ −１（４−ＰＳＫ信号）、
１１（データ）→ ３（シンボル）→ −ｊ（４−ＰＳＫ信号）、
とマッピングされる。

４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅのＳＴＴＣ符号化器１３１＿ｐａ３において、図１７（Ｂ）に示したように、第ｎから第ｎ＋３までのシンボルでとり得る状態の遷移は、この場合、４入力４出力の状態の遷移となる。
一方、８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合でのＳＴＴＣ符号化器は、第４の実施形態で図１４（Ａ）、図１４（Ｂ）、図１４（Ｃ）を参照して説明したものと同様である。

第４の実施形態での４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合と本実施形態の４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅとを比較すると、本実施形態の場合は状態数が減少しているため誤り耐性が劣化している。ただし、本実施形態の場合は復号の演算量は状態数が少ないため減少する。なお、共に４−ＰＳＫであるため伝送効率は同一である。

次に、図１８（Ａ）及び図１８（Ｂ）を参照して、本実施形態の無線通信システムのＳＴＴＣ符号化器１３１を説明する。図１８（Ａ）は、４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅの場合と８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合を組み合わせたものである。
ＳＴＴＣ符号化器１３１は、図１７（Ａ）及び図１４（Ａ）に示したＳ／Ｐ変換器とレジスタに加え、加算器１３１８、スイッチ（ＳＷ）１３１９、１３２０、１３２１を備えている。

ＳＴＴＣ符号化器１３１は、図１８（Ａ）に示したように、全てのスイッチ（ＳＷ）を端子１に接続した場合が、図１７（Ａ）の４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅに相当し、全てのスイッチ（ＳＷ）を端子２に接続した場合が、図１４（Ａ）の８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅに相当する。すなわち、全てのスイッチ（ＳＷ）を端子１に接続する場合は、Ｓ／Ｐ変換器がシリアルデータを２ビットパラレルのデータに変換し、マッピング器１３４、１３５で４−ＰＳＫを選択する。一方、全てのスイッチ（ＳＷ）を端子２に接続する場合は、Ｓ／Ｐ変換器がシリアルデータを３ビットパラレルのデータに変換し、マッピング器１３４、１３５で８−ＰＳＫを選択する。
図示しない制御部が、スイッチ１３１９、１３２０、１３２１に各スイッチを切り替える指示、及びマッピング器１３４、１３５に４−ＰＳＫ又は８−ＰＳＫを選択する指示を与える。

図１８（Ｂ）に示したように、第ｎから第ｎ＋３シンボルまでの状態遷移では、第ｎシンボルが８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅ、第ｎ＋１シンボルと第ｎ＋２シンボルが４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅ、第ｎ＋３シンボルが８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの状態になる。すなわち、第ｎシンボルと第ｎ＋３シンボルでは、第ｎ＋１シンボルと第ｎ＋２シンボルよりも誤り耐性が低く、第ｎシンボルと第ｎ＋３シンボルでは、第ｎ＋１シンボルと第ｎ＋２シンボルよりも伝送効率が高い。したがって、この第ｎから第ｎ＋３シンボルまでの状態遷移では、全体として、８−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅ、と４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅの中間の誤り耐性と伝送効率が実現されることになる。

（第６の実施形態）
本実施形態の無線通信システムは、第４及び第５の実施形態のような８−ＰＳＫと４−ＰＳＫの組み合わせとは異なり、同じ変調方式であり状態数だけが異なる４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅ、と４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅの組み合わせに対応するものである。本実施形態は、第４の実施形態で８−ＰＳＫ、８ｓｔａｔｅであるものが４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅに変化する以外は第４の実施形態と同様である。第４の実施形態と同様なものは説明を省略する。
本実施形態の無線通信システムでは、ＳＴＴＣ符号化器１３１での符号化方式を変化させて送信シンボル列を送信し、ＳＴＴＣ復号器２３１はこの符号化方式に対応した復号化方式で送信シンボル列を復号化し受信データを得る。ここで、具体例として、ＳＴＴＣ符号化器１３１が４−ＰＳＫの８ｓｔａｔｅと４−ＰＳＫの４ｓｔａｔｅの２種類で符号化方式を変化させ、これに応じてＳＴＴＣ復号器２３１が復号方式を切り替える。

４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合でのＳＴＴＣ符号化器は、第４の実施形態で図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）、図１３（Ｃ）を参照して説明したものと同様である。一方、４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅの場合でのＳＴＴＣ符号化器は、第５の実施形態で図１７（Ａ）、図１７（Ｂ）、図１７（Ｃ）を参照して説明したものと同様である。

次に、図１９（Ａ）及び図１９（Ｂ）を参照して、本実施形態の無線通信システムのＳＴＴＣ符号化器１３１を説明する。図１９（Ａ）は、４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅの場合と４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの場合を組み合わせたものである。
ＳＴＴＣ符号化器１３１は、図１７（Ａ）及び図１３（Ａ）に示したＳ／Ｐ変換器とレジスタに加え、加算器１３２２、１３２３、スイッチ（ＳＷ）１３２４、１３２５、１３２６を備えている。

ＳＴＴＣ符号化器１３１は、図１９（Ａ）に示したように、全てのスイッチ（ＳＷ）を端子１に接続した場合が、図１３（Ａ）の４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅに相当し、全てのスイッチ（ＳＷ）を端子２に接続した場合が、図１７（Ａ）の４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅに相当する。この場合、全てのスイッチ（ＳＷ）を端子１又は端子２のいずれに接続する場合でも、Ｓ／Ｐ変換器がシリアルデータを２ビットパラレルのデータに変換し、マッピング器１３４、１３５は４−ＰＳＫでマッピングする。
図示しない制御部が、スイッチ１３２４、１３２５、１３２６に各スイッチを切り替える指示を与える。

図１９（Ｂ）に示したように、第ｎから第ｎ＋３シンボルまでの状態遷移では、第ｎシンボルが４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅ、第ｎ＋１シンボルと第ｎ＋２シンボルが４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅ、第ｎ＋３シンボルが４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの状態になる。この場合、第ｎシンボルと第ｎ＋３シンボルでは、第ｎ＋１シンボルと第ｎ＋２シンボルよりも誤り耐性が高い。したがって、この第ｎシンボルから第ｎ＋３シンボルまでの状態遷移では、全体として、４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅ、と４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅの中間の誤り耐性が実現されることになる。また、伝送効率は、本実施形態では、共に４−ＰＳＫであるため４−ＰＳＫの伝送効率と同一である。また、４−ｓｔａｔｅの方が演算量が少ないため、演算量を減らしたい場合には、許容できる誤り耐性の範囲内で、４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅの比率を増やす。

なお、本実施形態は、４−ＰＳＫ、４−ｓｔａｔｅ、と４−ＰＳＫ、８−ｓｔａｔｅの組み合わせには限定されない。例えば、６４−ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、６４−ｓｔａｔｅと、４−ＰＳＫ、６４−ｓｔａｔｅの組み合わせ等でも構わない。これら６４−ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、６４−ｓｔａｔｅと、４−ＰＳＫ、６４−ｓｔａｔｅとを組み合わせた場合の状態遷移を図２０（Ａ）に示す。図２０（Ａ）では、遷移する状態の数が６４もあるので状態遷移の様子の詳細は省略してある。この図２０（Ａ）に示した状態遷移によれば、６４−ＱＡＭ、６４−ｓｔａｔｅと、４−ＰＳＫ、６４−ｓｔａｔｅの中間の誤り耐性を実現することができる。
また、他に６４−ＱＡＭ、６４−ｓｔａｔｅと、４−ＰＳＫ、１６−ｓｔａｔｅの組み合わせもある。これら６４−ＱＡＭ、６４−ｓｔａｔｅと、４−ＰＳＫ、１６−ｓｔａｔｅの組み合わせた場合の状態遷移を図２０（Ｂ）に示す。図２０（Ｂ）でも、図２０（Ａ）と同様に遷移する状態の数が６４もあるので状態遷移の様子の詳細は省略してある。この図２０（Ｂ）に示した状態遷移によれば、６４−ＱＡＭ、６４−ｓｔａｔｅと、４−ＰＳＫ、１６−ｓｔａｔｅの中間の誤り耐性を実現することができる。
一般的に、状態数を増やすと誤り耐性は強まるが、状態数の増加と共に、誤り耐性の改善の度合いは小さくなる。４−ＰＳＫ、６４−ｓｔａｔｅの場合は、４−ＰＳＫ、１６−ｓｔａｔｅの場合と比較して、演算量が増加する割には、誤り耐性が強くならない。したがって、図２０（Ａ）及び図２０（Ｂ）を比較した場合、図２０（Ｂ）に示した方が演算量の観点から適切であるといえる。

（第７の実施形態）
本実施形態の無線通信システムは、これまでの実施形態での１フレーム内のシンボルの平均的な誤り耐性を制御することとは異なり、フレーム内の特定のシンボルの誤り耐性を制御するためのものである。
本実施形態の無線通信システムは、図２１（Ａ）に示すように、送信機１４及び受信機２４からなり、送信機１４は、１６状態ＳＴＴＣ符号化器１４１、Ｓ／Ｐ変換器１４２、１４３、１２８点ＩＤＦＴ１４４、１４５、Ｐ／Ｓ変換器１４６、１４７、ガードインタバル付加部１４８、１４９を備えている。受信機２４は、ガードインタバル除去部２４１、Ｓ／Ｐ変換器２４２、１２８点ＤＦＴ２４３、Ｐ／Ｓ変換器２４４、１６状態ＳＴＴＣ復号器２４５を備えている。本実施形態では、１フレームが１２８個のサブキャリヤでマルチキャリヤ伝送を行うＯＦＤＭに適用した場合を例として説明する。

１６状態ＳＴＴＣ符号化器１４１は、１２８個のシンボルから成るフレームを１６−ＱＡＭ、１６−ｓｔａｔｅのＳＴＴＣ符号化を行い、２系統のシンボル列を生成する。また、１６状態ＳＴＴＣ符号化器１４１は、伝送路状況の情報（すなわち、伝送路特性）を得て、この情報に基づいてサブキャリヤごとに変調方式を設定する。例えば、図２１（Ｂ）に示したように、伝送路特性でノッチがあるサブキャリヤは１６ＱＡＭよりも誤り耐性の強い４−ＰＳＫの変調方式で変調する。
Ｓ／Ｐ変換器１４２、１４３は、それぞれ１２８シンボルからなるシンボル列を入力して１２８個の信号に、シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換する。
１２８点ＩＤＦＴ１４４、１４５は、それぞれ１２８個の信号を逆離散フーリエ変換する。
Ｐ／Ｓ変換器１４６、１４７は、それぞれ逆離散フーリエ変換された１２８個の信号をパラレルシリアル変換し、１つの信号にまとめる。
ガードインタバル付加部１４８、１４９は、それぞれフレーム間干渉を除去するためにフレーム後端の３２点をガードシンボルとして、フレームに前にコピーして、第１の送信アンテナと第２の送信アンテナから送出する。

伝送路３２では、第１の送信アンテナと第２の送信アンテナからの出力シンボルに、独立な伝送路利得α１、α２がそれぞれ乗算される。その他に、第１の送信アンテナと第２の送信アンテナからの出力シンボルは、伝送路利得β１、β２を受け、遅延時間Ｔ１、Ｔ２で到来する遅延到来波が存在するとする。これら遅延時間Ｔ１、Ｔ２は、上述した３２点分のガードタイムよりも短いとする。第１の送信アンテナと第２の送信アンテナから出力されたシンボルにはそれぞれ伝送路利得α１、α２が乗算されたものと、それぞれβ１、β２が乗算されそれぞれ遅延時間Ｔ１、Ｔ２で到来したものと、シンボルごとに独立な白色雑音η（ｎ）とが加算された後、受信アンテナに入力される。

ガードインタバル除去部２４１は、ガードインタバルを除去する。
Ｓ／Ｐ変換器２４２は、ガードインタバルが除去された１２８シンボルからなるシンボル列を入力して１２８個の信号に、シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換する。
１２８点ＤＦＴ２４３は、１２８個の信号を離散フーリエ変換する。
Ｐ／Ｓ変換器２４４は、逆離散フーリエ変換された１２８個の信号をパラレルシリアル変換し、１つの信号にまとめる。
１６状態ＳＴＴＣ復号器２４５は、ＳＴＴＣ復号し、受信データを得る。

通常、ＳＴＴＣはフレーム内で伝送路特性が一定という条件で設計されているが、図２１（Ｂ）の伝送路の周波数特性で示すように、周波数選択性伝送路のため、特性は一定ではなく、復号特性が劣化する場合がある。本実施形態では、伝送路特性のノッチの周波数に相当するサブキャリヤの変調方式を４−ＰＳＫ、１６−ｓｔａｔｅのＳＴＴＣに置き換える。すなわち、図２１（Ｂ）に示すようになる。以上に示したように、本実施形態の無線通信システムは、ＳＴＴＣの符号化フレーム内で伝送路特性でノッチを受けるサブキャリヤに対して、誤り耐性の強いＳＴＴＣに適応的に置き換えることができる。

ここで、本実施形態の効果を検証するための計算機シミュレーション結果を図２２を参照して説明する。シミュレーションでは、図２１（Ａ）に示した伝送路３２で、α１、α２、β１、β２は、１個のＩＤＦＴ出力ブロックごとに、そして、ηはサンプルごとに、ガウス分布で変動しており、α１、α２はβ１、β２よりも３ｄＢ大きく設定されている。また、Ｔ１、Ｔ２はガードインタバル内で、一様分布で変動し、受信機２４からの制御信号の送信で送信機１４はノッチの位置が既知であるとする。さらに、送信機１４は１６−ｓｔａｔｅのＳＴＴＣを採用し、非ノッチサブキャリヤには１６−ＱＡＭ、１６−ｓｔａｔｅのＳＴＴＣを採用し、ノッチサブキャリヤには４−ＰＳＫ、１６−ｓｔａｔｅのＳＴＴＣを採用する。

図２２は、計算機シミュレーション結果であり、伝送路３２の伝送路特性であるＳＮＲと、単位サブキャリヤ当たりの伝送に成功したビット数であるスループットとの関係を示している。図２２に示した１６ＱＡＭ、８ＰＳＫ、４ＰＳＫは、全サブキャリヤに、１６−ｓｔａｔｅの１６ＱＡＭ、８ＰＳＫ、４ＰＳＫの各ＳＴＴＣを割り当てる従来技術であり、図２２に示した１６ＱＡＭ／４ＰＳＫが、１６−ｓｔａｔｅの１６ＱＡＭ、あるいは、４ＰＳＫのＳＴＴＣをサブキャリヤごとに適応的に割り当てる本実施形態で説明したものである。なお、フレームロスが無い場合、従来技術のスループットは、１６ＱＡＭの場合は４、８ＰＳＫの場合は３、４ＰＳＫの場合は２となる。この図２２に示した計算機シミュレーション結果によれば、ＳＮＲが１７ｄＢから２４ｄＢの間では、本実施形態の無線通信システムが有効であることがわかる。

（第８の実施形態）
本実施形態の無線通信システムは、上記の実施形態とは異なり、複数の送信出力を同一のアンテナから送信する場合のものである。すなわち、例えば、図１５（Ａ）の符号化器を示した図で、第１の送信出力と第２の送信出力を、それぞれ、第１の送信アンテナと第２の送信アンテナから伝送路に送出しているが、本実施形態では、例えば、図１５（Ａ）で、第１の送信出力と第２の送信出力を、同一の１個の送信アンテナから時分割、あるいは、周波数分割で送信する場合を含むものである。以下、図２３を参照して説明する。
本実施形態では、図２３に示すように、伝送路推定器１５０に従い、選択器１５１−１に含まれているスイッチｓ_１、ｓ_２、ｓ_３を制御する。図２３では黒丸がスイッチのＯＮ、白丸がスイッチのＯＦＦを表している。例えば、ｓ_１をＯＮにして、ｓ_２とｓ_３をＯＦＦにした場合が、図２３で示されており、この場合は、これまでの図１２などを参照して説明した第４の実施形態で述べたＳＴＴＣ符号化・復号伝送となる。この選択は、例えば、第１の送信アンテナ１５２から受信機のアンテナまでの伝送路と、第２の送信アンテナ１５３から受信機のアンテナまでの伝送路の間の相関が弱い場合、ＳＴＴＣが効果的になるため選択される。この選択は、伝送路推定器１５０が伝送路状態の概要を検出することによって行われる。

次に、伝送路状態の検出法を、図２４を参照して説明する。

例えば、基地局と端末の間の双方向通信で、基地局から端末への送信を下り送信、端末から基地局への送信を上り送信と定義すると、同一周波数帯域で時分割に上りと下りを切り替えることにより双方向通信が行われるＴＤＤ（Time Division Duplex）の場合は、上りと下りの伝送路の特性が同一であるため、基地局は端末からの上り送信信号を受信し、その受信信号の特性から、下りの伝送路特性を検出することができる。また、端末の受信機が検出した下りの伝送路特性を、基地局に通知してもらい、基地局の送信機は、この伝送路特性を使用することもできる。

一方、この上りと下りの双方向通信が異なる周波数帯域で行われるＦＤＤ（Frequency Division Duplex）の場合は、基地局の送信機の通信相手である端末の受信機から、下りの伝送路特性を通知してもらうことにより基地局の送信機は伝送路特性を検出することができる。

図２３で、例えば、ｓ_２のみをＯＮとすると、第１と第２の４−ＰＳＫマッピング器１０５、１０６の出力ｕ_１（ｎ）、ｕ_２（ｎ）は、各々、時分割多重器１５４に入力される。もし、図２５（Ａ）に示すように、ｕ_１（ｎ）とｕ_２（ｎ）が時間幅Ｔ、周波数帯域幅Ｆにあったとすると、図２５（Ｂ）及び図２５（Ｃ）に示すように、時分割多重操作により、ｕ_１（ｎ）、ｕ_２（ｎ）は、時間幅Ｔ、周波数帯域幅２Ｆに時分割で多重される。

また、例えば、ｓ_３のみをＯＮとすると、第１と第２の４−ＰＳＫマッピング器１０５、１０６の出力ｕ_１（ｎ）、ｕ_２（ｎ）は、各々、周波数分割多重器１５５に入力される。もしも、ｕ_１（ｎ）とｕ_２（ｎ）が時間幅Ｔ、周波数帯域幅Ｆにあったとすると、図２５（Ｂ）及び図２５（Ｃ）に示すように、周波数分割多重操作により、ｕ_１（ｎ）、ｕ_２（ｎ）は、時間幅Ｔ、周波数帯域幅２Ｆに周波数分割で多重される。

このような時分割多重、周波数分割多重の選択は、例えば、次のように選択される。第１の送信アンテナ１５２から受信機のアンテナまでの伝送路と、第２の送信アンテナ１５３から受信機のアンテナまでの伝送路の間の相関が強く、ＳＴＴＣが効果的でない場合には、周波数分割多重、あるいは、時分割多重が選択される。両者のうち、周波数分割多重は上下の周波数帯域に完全に分割されるため、一方の帯域の特性が常に劣悪な場合は、その帯域を利用するマッピング器の出力の伝達特性が常に劣悪になるという支障を生じるため、このような場合は、時分割多重を選択する。

時分割多重、あるいは、周波数分割多重の場合は、受信機は、第１の送信出力と第２の送信出力を、分離した受信信号ｒ１（ｎ）、ｒ２（ｎ）として受信するため、復号器では次の評価値が最小になるようなシンボル系列をビタビ演算器で探索する。すなわち、
｜ｒ１（ｎ） −α１ｑ１（ｎ）｜^２＋ ｜ｒ２（ｎ） −α２ｑ２（ｎ） ｜^２ 、ただし、ｎ＝ ０、１、・・・、Ｎ−１
が最小になるようなシンボル系列を探索する。シンボルごとで伝送路変動がなければ、α１＝α２となる。なお、上記で述べたように、この時分割多重、あるいは、周波数分割多重を選択した無線通信システムでは、第４の実施形態から第７の実施形態までの無線通信システムと比較して、所要伝送帯域が２倍となるが、第１の送信出力と第２の送信出力は、第１の送信アンテナと第２の送信アンテナは時間的に、あるいは、周波数的に直交した伝送形態であるから、誤り耐性が強いため変調多数を増やすことができる。

したがって、広い伝送帯域幅が与えられた場合は、第１の送信出力と第２の送信出力を時分割あるいは周波数分割で送信し、伝送帯域幅が制限される場合は、第４実施形態から第７実施形態までのように、第１の送信出力と第２の送信出力を、それぞれ、第１の送信アンテナと第２の送信アンテナから伝送路に送出するように制御部（図示せず）が制御する、という選択法もある。

また、例えば、図１５（Ａ）の符号化器で、４−ＰＳＫの第１の送信出力と４−ＰＳＫの第２の送信出力を同一の１個の送信アンテナから１６−ＱＡＭに振幅多重して送信する伝送形態もあり、この場合を図２６を参照して説明する。図２６では、伝送路推定器１５０に従い、スイッチｓ_１、ｓ_２を制御する。図２６では、図２３と同様に、黒丸はスイッチのＯＮ、白丸はスイッチのＯＦＦを表している。例えば、ｓ_１をＯＮにして、ｓ_２をＯＦＦにした場合が、図２６に示されており、この場合は、これまでの図１２などを参照して説明した第４の実施形態で述べたＳＴＴＣ符号化・復号伝送となる。

別例として例えば、ｓ_２をＯＮにして、ｓ_１をＯＦＦにすると、この場合、例えば、
大振幅の４−ＰＳＫ信号をＸ＝±２±２ｊ、
小振幅の４−ＰＳＫ信号をＹ＝±１±１ｊ、
とすると、１６−ＱＡＭ信号は、
Ｚ＝Ｘ＋Ｙ＝（±３、±１）＋（±３、±１）ｊ
と表される。この表示から明らかなように、４−ＰＳＫの第１の送信出力と４−ＰＳＫの第２の送信出力の一方を、振幅２倍の条件で加算することにより１６−ＱＡＭの形態に合成することができる。また、この場合の伝送帯域は、第４の実施形態から第７の実施形態までと同じである。さらに、この場合の送信電力は、第４の実施形態から第７の実施形態での第１の送信アンテナと第２の送信アンテナの合計電力で、１個の送信アンテナから送信する。
また、受信機では、第１の送信出力と第２の送信出力を、分離した受信信号ｒ１（ｎ）、ｒ２（ｎ）として受信するため、復号器では、次の評価値が最小になるようなシンボル系列をビタビ演算器で探索する。すなわち、復号器は、
｜ｒ（ｎ） −αｑ（ｎ）｜^２ 、 ただし、ｎ＝ ０、１、・・・、Ｎ−１、
が最小となるｑ（ｎ）を探索する。もしシンボルごとに伝送路変動がなければ、αは送受信間の伝送利得、ｑ（ｎ）は２個の４−ＰＳＫを組み合わせたときの送信１６−ＱＡＭの候補である。

伝送路のフェージングが顕著の場合は、第４の実施形態から第７の実施形態までの無線通信システムを使用して第１の送信アンテナと第２の送信アンテナからの送信を行い、伝送路のフェージングが少ない場合は、本実施形態の無線通信システムように１６−ＱＡＭで伝送することが好ましい。

図２３、あるいは図２６に示した実施形態の無線通信システムによれば、伝送路特性や許容帯域幅に応じて最適な伝送方法を選択することができる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。例えば、図２６に示す実施形態で、１６−ＱＡＭ伝送は、２個のビットを同時に入力する第１の４−ＰＳＫマッピング器１０５の出力と、２個のビットを同時に入力する第２の４−ＰＳＫマッピング器１０６の出力を合成して、１６−ＱＡＭ信号を生成することにより実現しているが、そのかわりに、４個のビットを同時に入力する１６−ＱＡＭマッピング器を新たな構成要素として用意することにより、１６−ＱＡＭ信号伝送を実現する実施形態もある。

また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の第１の実施形態に係る無線通信システムのブロック図。 （Ａ）は８個の送信シンボルを４種類の異なる周波数にＦＨして伝送する例を示した図であり、（Ｂ）は８個の送信シンボルを８種類の異なる周波数にＦＨして伝送する例を示した図。 （Ａ）は４−ＰＳＫの４状態のＳＴＴＣ符号化における状態遷移を示す図であり、（Ｂ）は４−ＰＳＫのマッピングの信号点を示す図であり、（Ｃ）は図１のＳＴＴＣ符号化器の一例を示すブロック図。 計算機シミュレーションで、送信シンボルの伝送時のシンボル構造を示す図。 計算機シミュレーションで、受信したシンボル列をＳＴＴＣ復号をする直前のシンボル構造を示す図。 主波に対し副波のレベルが３ｄＢ小さい２波のガウス分布変動モデルでの計算機シミュレーション結果を示す図。 主波と副波が等レベルの２波のガウス分布変動モデルでの計算機シミュレーション結果を示す図。 本発明の第２の実施形態に係る無線通信システムのブロック図。 （Ａ）はＩＤＦＴが８シンボルを４シンボルごとに処理する場合の図であり、（Ｂ）はＩＤＦＴが８シンボルを一括処理する場合の図である。 本発明の第３の実施形態に係る無線通信システムのブロック図。 ４シンボルごと第１のＩＤＦＴ及び第２のＩＤＦＴに入力し、これらＩＤＦＴの出力ブロックごとに周波数ホッピングを行う場合の図。 本発明の第４の実施形態に係る無線通信システムのブロック図。 （Ａ）は４−ＰＳＫ用の８状態のＳＴＴＣ符号化器のブロック図であり、（Ｂ）は４−ＰＳＫのマッピングの信号点を示す図であり、（Ｃ）は図１３（Ａ）の符号化器による第ｎから第ｎ＋３までのシンボルでとり得る状態の遷移を示した図。 （Ａ）は８−ＰＳＫ用の８状態のＳＴＴＣ符号化器のブロック図であり、（Ｂ）は８−ＰＳＫのマッピングの信号点を示す図であり、（Ｃ）は図１４（Ａ）の符号化器による第ｎから第ｎ＋３までのシンボルでとり得る状態の遷移を示した図。 （Ａ）は第４の実施形態のＳＴＴＣ符号化器のブロック図であり、（Ｂ）は図１５（Ａ）の符号化器による第ｎから第ｎ＋３までのシンボルでとり得る状態の遷移を示した図。 図１２のＳＴＴＣ復号器のブロック図と伝送路推定器を示した図。 （Ａ）は４−ＰＳＫ用の４状態のＳＴＴＣ符号化器のブロック図であり、（Ｂ）は図１７（Ａ）の符号化器による第ｎから第ｎ＋３までのシンボルでとり得る状態の遷移を示した図。 （Ａ）は第５の実施形態のＳＴＴＣ符号化器のブロック図であり、（Ｂ）は図１８（Ａ）の符号化器による第ｎから第ｎ＋３までのシンボルでとり得る状態の遷移を示した図。 （Ａ）は第６の実施形態のＳＴＴＣ符号化器のブロック図であり、（Ｂ）は図１９（Ａ）の符号化器による第ｎから第ｎ＋３までのシンボルでとり得る状態の遷移を示した図。 （Ａ）は６４−ＱＡＭ、６４−ｓｔａｔｅと４−ＰＳＫ、６４−ｓｔａｔｅを組み合わせたＳＴＴＣ符号化器の状態遷移を示した図であり、（Ｂ）は６４−ＱＡＭ、６４−ｓｔａｔｅと４−ＰＳＫ、１６−ｓｔａｔｅを組み合わせたＳＴＴＣ符号化器の状態遷移を示した図。 （Ａ）は本発明の第７の実施形態に係る無線通信システムのブロック図であり、（Ｂ）は伝送路特性とこの特性に対応して設定するサブキャリヤ変調方式及び状態遷移を示す図。 第７の実施形態の効果を検証するための計算機シミュレーション結果を示す図。 第８の実施形態の無線通信システムで使用される送信機のブロック図。 ＦＤＤ（図２４の（Ａ））とＴＤＤ（図２４の（Ｂ））とのそれぞれの場合での伝送路特性の取得を説明する図。 （Ａ）は第１と第２の４−ＰＳＫマッピング器から出力される信号を示す図であり、（Ｂ）は時分割多重の例を説明するための図であり、（Ｃ）は周波数分割多重を説明するための図。 第８の実施形態の変形例の無線通信システムで使用される送信機のブロック図。

符号の説明

１０、１１、１２、１３、１４・・・送信機、２０、２１、２２、２３、２４・・・受信機、３０、３１、３２・・・伝送路、１０１・・・第１の並べ替え器、１０２、１３１、１３１＿ｐａ１、１３１＿ｐａ２、１３１＿ｐａ３・・・ＳＴＴＣ符号化器、１０３・・・第１の逆並べ替え器、１０４・・・第２の逆並べ替え器、１０５・・・第１の４−ＰＳＫマッピング器、１０６・・・第２の４−ＰＳＫマッピング器、１０７・・・第１のＦＨ送信器、１０８・・・第２のＦＨ送信器、１３４・・・マッピング器、１４１・・・１６状態ＳＴＴＣ符号化器、１４２、１４３、２４２・・・Ｓ／Ｐ変換器、１４６、１４７、２４４・・・Ｐ／Ｓ変換器、１４８、１４９・・・ガードインタバル付加部、２０１・・・ＦＨ受信器、２０２・・・第２の並び替え器、２０３、２３１・・・ＳＴＴＣ復号器、２０４、２３２・・・伝送路推定器、２０５・・・第３の逆並び替え器、２４１・・・ガードインタバル除去部、２４５・・・１６状態ＳＴＴＣ復号器、１３１１、１３１２、１３１３、１３１８、１３２２、１３２３・・・加算器、１３１４、１３１５、１３１６、１３１７、１３１９、１３２０、１３２１、１３２４、１３２５、１３２６・・・スイッチ、２３１１・・・送信シンボル候補出力部、２３１２・・・ビタビ演算器、２３１３・・・切り替え制御部

Claims (11)

1. 複数のシンボルを含むフレームを時空間符号化して送信する送信機と、伝送路を介して前記フレームを受信して時空間復号する受信機とを具備する無線通信システムにおいて、
   前記送信機は、
   前記フレームを入力する入力手段と、
   前記フレーム中の複数の前記シンボルを、各シンボルの伝送周波数が低い順または高い順に並べ替える第１の並べ替え手段と、
   前記並べ替えられたフレームを時空間トレリス符号化する符号化手段と、
   前記複数のシンボルを並べ替えられる以前の並びに戻す第１の逆並べ替え手段と、
   前記並び戻された複数のシンボルからなるフレームを送信する送信手段を具備し、
   前記受信機は、
   前記送信されたフレームを受信する受信手段と、
   前記受信されたフレームに基づいて伝送路特性を推定する推定手段と、
   前記受信されたフレーム中の複数のシンボルに、前記第１の並び替え手段と同様の並べ替えを行う第２の並べ替え手段と、
   前記並べ替えられたフレームを前記伝送路特性を参照して時空間トレリス復号する復号手段と、
   前記復号されたフレーム中の複数のシンボルを、前記第１の逆並び替え手段と同様の並べ替えを行う第２の逆並べ替え手段を具備することを特徴とする無線通信システム。
2. 前記第１の並べ替え手段は、１つのフレームを複数の区間に分割し、該区間内で各シンボルの伝送周波数が低い順または高い順にシンボルを並べ替えることを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
3. 前記第１の並べ替え手段は、前記区間ごとに交互に前記低い順の並べ替えと前記高い順の並べ替えを切り替えることを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
4. 前記送信機は、さらに、前記送信手段が送信するフレームの伝送路特性を取得する取得手段を具備し、
   前記第１の並び替え手段は、前記伝送路特性に応じて前記フレーム内のシンボルを並べ替えることを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
5. 前記送信手段は、周波数ホッピング及びマルチキャリヤのいずれかによって前記フレームを送信することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の無線通信システム。
6. 複数のシンボルを含むフレームを入力する入力手段と、
   前記フレーム中の複数の前記シンボルを、各シンボルの伝送周波数が低い順または高い順に並べ替える第１の並べ替え手段と、
   前記並べ替えられたフレームを時空間トレリス符号化する符号化手段と、
   前記複数のシンボルを並べ替えられる以前の並びに戻す第１の逆並べ替え手段と、
   前記並び戻された複数のシンボルからなるフレームを送信する送信手段を具備することを特徴とする無線通信装置。
7. 前記第１の並べ替え手段は、１つのフレームを複数の区間に分割し、該区間内で各シンボルの伝送周波数が低い順または高い順にシンボルを並べ替えることを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
8. 前記第１の並べ替え手段は、前記区間ごとに交互に前記低い順の並べ替えと前記高い順の並べ替えを切り替えることを特徴とする請求項７に記載の無線通信装置。
9. さらに、前記送信手段が送信するフレームの伝送路特性を取得する取得手段を具備し、
   前記第１の並び替え手段は、前記伝送路特性に応じて前記フレーム内のシンボルを並べ替えることを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
10. 前記送信手段は、周波数ホッピング及びマルチキャリヤのいずれかによって前記フレームを送信することを特徴とする請求項６から請求項８のいずれか１項に記載の無線通信装置。
11. フレーム中の複数のシンボルを、各シンボルの伝送周波数が低い順または高い順に並べ替え、前記並べ替えられたフレームを時空間トレリス符号化し、前記複数のシンボルを並べ替えられる以前の並びに戻し、並び戻された複数のシンボルからなるフレームを送信する送信機から、伝送路を介して前記フレームを受信して時空間復号する無線通信装置において、
    前記送信されたフレームを受信する受信手段と、
    前記受信されたフレームに基づいて伝送路特性を推定する推定手段と、
    前記受信されたフレーム中の複数のシンボルに、前記第１の並び替え手段と同様の並べ替えを行う第２の並べ替え手段と、
    前記並べ替えられたフレームを前記伝送路特性を参照して時空間トレリス復号する復号手段と、
    前記復号されたフレーム中の複数のシンボルを、前記第１の逆並び替え手段と同様の並べ替えを行う第２の逆並べ替え手段を具備することを特徴とする無線通信装置。

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