KR100434473B1

KR100434473B1 - 직교주파수 분할 다중 시스템에서 채널 복호 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100434473B1
Application number: KR10-2001-0025944A
Authority: KR
Inventors: 강충구; 박승영; 서보석; 손중제
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2001-05-11
Filing date: 2001-05-11
Publication date: 2004-06-05
Also published as: EP1308011A1; US20030031278A1; KR20020086166A; WO2002093859A1; CN1462533A; CN1222144C

Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 채널 복호 장치 및 방법에 관한 것으로서, 파일럿 심볼들로부터 상기 수신된 데이터 심벌들 각각에 대한 제1채널 추정값들을 계산하고, 상기 제1채널 추정값들과 상기 수신된 데이터 심벌들을 입력하고, 상기 제1채널 추정값들에 근거하여 상기 송신 데이터 심벌들 각각의 정보 비트들에 대한 상기 수신된 데이터 심벌들 각각에 대한 수신 확률값을 계산하고, 상기 수신된 데이터 심벌들의 수신 확률값을 가지고 상기 송신 데이터 심벌들 각각에 대한 추정 확률값을 계산하고, 상기 수신 데이터 심벌들 각각의 정보 비트들 각각에 대한 비트값을 연판정하여 복호한 후, 상기 추정 확률값과 상기 수신된 데이터 심벌들을 입력하고 상기 추정 확률값에 근거하여 상기 수신된 데이터 심벌들 각각에 대한 제2채널 추정 값들을 계산하고, 상기 제1채널 추정값들을 상기 제2채널 추정값들로 갱신한다.

Description

직교주파수 분할 다중 시스템에서 채널 복호 장치 및 방법{APPARATUS FOR DECODING CHANNEL AND METHOD THEREOF IN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING SYSTEM}

본 발명의 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 MAP(Maximum A Posteriori) 알고리즘을 통한 채널 복호 장치 및 방법에 관한 것이다.

최근 유·무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 방식으로 사용되고 있는 직교주파수 분할 다중방식(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing)은 복수 반송파(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심볼(Symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(Sub-Carrier, Sub-Channel)로 변조하여 전송하는 다중 반송파 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.

이와 같은 다중 반송파 변조 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 HF radio에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 부반송파를 중첩시키는 직교 주파수 분할 다중 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 다중 반송파간의 직교변조의 구현이 난이한 문제였었기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 그러나 1971년 Weinstein 등이 상기 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 직교 주파수 분할 다중 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 또한 보호구간(guard interval)을 사용과 cyclic prefix 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다. 그래서, 이런 직교주파수 분할 다중 방식 기술은 디지털 오디오방송(Digital Audio Broadcasting: DAB)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(Wireless Local Area Network: WLAN) 그리고 무선 비동기 전송 모드(Wireless Asynchronous Transfer Mode: WATM) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)과 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다. 상기 직교 주파수 분할 다중 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM: Frequency Division Multiplexing) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 부반송파간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있다는 특징을 가진다. 또한, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하고, 보호구간을 이용하여 심볼간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.

여기서, 통상적인 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 송신기 구조를 도 1을 참조하여 설명하기로 한다.

상기 도 1은 통상적인 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 송신기 구조를 도시한 블록도이다.

먼저, 전송할 정보 데이터가 입력되면 상기 입력된 정보 데이터는 인코더(Encoder)(도시하지 않음)를 통해 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에 미리 설정되어 있는 인코딩 방식으로 인코딩된다. 그리고 이렇게 인코딩된 정보 데이터는 인터리버(Interleaver)(도시하지 않음)를 통해 버스트 에러(burst error) 방지를 위해 인터리빙(interleaving)을 수행하게 된다. 이렇게 인터리빙된 정보 데이터를 I(l,k)라고 칭하며 직렬형태의 데이터이다. 상기 정보 데이터 I(l,k)는 직렬/병렬 변환기(Serial/ Parallel Converter)(111)로 입력되고, 상기 직렬/병렬 변환기(111)는 상기 직렬 형태의 상기 정보 데이터 I(l,k)를 병렬 형태로 배열하여 다수의 데이터 서브-채널(sub-channel)을 형성하여 파일럿 삽입기(pilot insertion)(113)로 출력한다. 상기 파일럿 삽입기(113)는 상기 직렬/병렬 변환기(111)에서 출력한 다수개의 서브-채널들과 상기 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에 설정되어 있는 파일럿 심볼들을 발생하고, 상기 발생한 파일럿 심볼들을 상기 직렬/병렬 변환기(111)에서 출력한 다수개의 서브 채널들, 즉 데이터 심볼들에 삽입한다. 여기서, 상기 파일럿 심볼들을 상기 데이터 심볼이 전송되는 서브 채널과 함께 삽입하여 전송하는 이유는 채널 추정(channel estimation)을 위해서이며, 상기 파일럿 서브 채널들은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템상에서 그 전송 위치가 미리 규약되어 있다. 이렇게, 파일럿 심볼들을 삽입하는 구조를 도 2를 참조하여 설명하기로 한다.

상기 도 2는 도 1의 파일럿 삽입기가 파일럿 심볼을 삽입하는 일 예를 도시한 도면이다.

상기 도 2에 도시되어 있는 "l"은 버스트 인덱스(burst index)는 각 직교주파수 분할 다중(OFDM) 신호, 즉 직교주파수 분할 다중(OFDM) 프레임(frame)을 나타내고, "k"는 상기 직교주파수 분할 다중(OFDM) 신호를 구성하는 서브채널, 즉 서브-캐리어 인덱스(carrier index)를 나타낸다. 여기서, 하나의 직교 주파수 분할 다중 프레임은 소정개수, 일 예로 상기 서브 채널의 개수가 16개일 경우 16개의 심볼(symbol)로 구성된다. 상기 도 2에 도시되어 있는 바와 같이 매직교주파수 분할 다중 신호마다 파일럿 심볼(pilot symbol)을 삽입하여 전송하고, 또한 하나의 직교 주파수 분할 다중 신호에서는간격으로 파일럿 심볼을 삽입하여 전송한다. 일 예로,이면 첫 번째 직교주파수 분할 다중 신호와 9번째 직교주파수 분할 다중 신호, 17번째 직교 주파수 분할 다중 신호와 같은 순서로 파일럿 심볼을 삽입하게 되고, 각 직교주파수 분할 다중 신호를 구성하는 첫 번째 서브채널, 다섯 번째 서브채널, 아홉 번째 서브채널과 같은 순서로 파일럿 심볼을 전송하게 된다.

상기 도 2에서 설명한 바와 같이 상기 파일럿 삽입기(113)는 상기 발생된 다수의 파일럿 데이터(pilot data)를 파일럿 서브-채널에 추가하여 다수의 데이터 서브-채널과 함께 역고속푸리에 변환기(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)(115)로 출력한다. 여기서, 상기 역고속 푸리에 변환기(115)는 K-point 역고속 푸리에변환기이며, 상기 파일럿 삽입기(113)에서 출력된 신호들을 주파수분할 다중화하고, 그 주파수분할 다중화된 신호 i_l,n을 보호구간 삽입기(Guard Interval Insertion)(117)로 출력한다. 여기서, 상기 역고속 푸리에 변환기(115)는 상기 주파수분할 다중화된 신호 i_l,n, 즉 각각의 서브 채널들을 통해 전송되는 심볼들을 역고속 푸리에 변환하는데 이를 하기 수학식 1로 표현가능하다.

상기 수학식 1에서 I(l,k)는 l번째 직교 주파수 분할 다중 신호의 k번째 서브 채널을 통해 전송되는 데이터를 나타내고, i_l,n은 역고속 푸리에 변환을 수행한 결과 발생하는 시퀀스(sequence)이다.

상기 보호구간 삽입기(117)는 상기 역고속 푸리에 변환기(115)에서 출력한 상기 소정개수의 서브-채널간 심볼 간섭(ISI: Intersymbol Interference) 및 프레임 간섭(IFI: Interframe Interference)등의 영향을 감소시키기 위한 보호구간(Guard Interval)을 삽입한 후 병렬/직렬 변환기(Parallel to Serial Convertor)(119)로 출력한다. 여기서, 상기 보호구간은 소정 개수, 일 예로 N_G개의 샘플(sample)로 구성된다. 상기 병렬/직렬 변환기(119)는 상기 보호구간 삽입기(117)에서 출력한 소정 개수의 서브채널들, 즉 병렬 형태의 신호들을 입력하여 직렬 형태로 변환하여 출력데이터로 출력한다. 여기서, 상기 출력되는 출력데이터는 하기 수학식 2로 표현가능하다.

이렇게 상기 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에서 출력한 상기 수학식 2와 같이 표현가능한 출력데이터가 채널을 통해 송신된다.

그러면, 상기 도 1과 같은 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에서 출력한 출력데이터가 수신되는 과정을 도 3을 참조하여 설명하기로 한다.

상기 도 3은 통상적인 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 수신기 구조를 도시한 블록도이다.

먼저, 상기 도 1과 같은 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에서 출력한 출력데이터가 송신되는 채널이 하기 수학식 3과 같은 임펄스(impulse) 응답을 가진다고 가정하기로 한다.

이렇게, 상기 수학식 3과 같은 임펄스 응답을 가지는 채널을 통해 수신되는 신호는 직렬/병렬 변환기(311)로 입력된다. 상기 직렬/병렬 변환기(311)는 상기 수학식 4와 같은 직렬 형태의 수신신호를 소정 개수의 병렬 형태 신호로 변환하여 보호구간 제거기(Guard Interval Removal)(313)로 출력한다. 그러면 상기 보호구간 제거기(313)는 상기 직렬/병렬 변환기(311)에서 출력한 병렬 형태의 신호, 즉 소정개수의 병렬 신호들을 입력하여 삽입되어 있는 보호구간을 제거한 후 고속 푸리에 변환기(FFT: Fast Fourier Transform)(315)로 출력한다. 여기서, 상기 보호구간 제거기(313)에서 출력한 보호구간이 제거된 병렬 형태의 신호를이라고 정의하며, 상기은 하기 수학식 4와 같이 표현가능하다.

상기 수학식 4에서 채널 전송상에서 발생한은 잡음(noise) 성분을 나타낸다.

이렇게, 상기 보호구간 제거기(313)에서 출력한신호는 상기 고속 푸리에 변환기(315)로 출력되고, 상기 고속 푸리에 변환기(315)는 상기 소정개수의 병렬 형태의 신호를 입력하여 각각 고속 푸리에 변환하여 다수개의 서브채널 신호로 변환하여 채널 추정기(channel estimator)(317)와 신호보상 및 결정부(signal compensationdecision)(319)로 출력한다. 여기서, 상기 고속 푸리에 변환기(315)에서 출력된 서브 채널 신호들을라고 정의하기로 하며, 상기는 하기 수학식 5와 같이 표현된다.

상기 수학식 5에서 상기 L은 상기 보호구간을 구성하는 샘플수인 N_G개 보다 작아야하고(), 상기 H(l,k)는 채널 이득(channel gain)이고 하기 수학식 6으로 표현된다.

상기 수학식 6에서 상기 채널 이득은 L개로 구성된 채널의 임펄스 응답(impulse response)에 대한 N-point 고속 푸리에 변환을 수행한 결과와 동일하다. 예를 들어, L = 10이고, N = 64 일 경우 고속 푸리에 변환기의 입력에서 처음 10개만을 임펄스 응답을 그대로 사용하고, 나머지 54개의 입력에는 0을 집어 넣고 고속 푸리에 변환을 수행하면 상기 채널 이득 H(l,k)을 얻게 되는 것이다.

이렇게, 상기 고속 푸리에 변환기(315)에서 출력된 신호 R(l,k)를 가지고서 상기 직교 주파수 분할 다중 통신시스템의 송신기측에서 전송한 정보데이터를 검출해야 한다. 상기 송신기측에서 전송한 정보데이터를 검출하기 위해서 상기 정보데이터와 함께 전송된 파일럿을 이용하게 된다. 그러면 상기 파일럿을 사용하여 채널 이득 H(l,k)을 추정한다. 여기서, 상기 추정된 채널 이득을라고 정의하고 하면 하기 수학식 7과 같은 상관관계가 성립한다.

상기 수학식 7에서, 상기 정보 데이터 I(l,k)가 PSK(Phase Shift Keying) 신호일 경우 구할수 있으며, 상기 정보 데이터 I(l,k)가 MQAM(Mary Quadrature Amplitude Modulation) 신호일 경우 상기 정보 데이터 I(l,k)는로 추정된다.

여기서, 상기 파일럿 심볼을 이용하여 상기 채널 이득 H(l,k)을 추정하는 과정에서 상기 채널 이득 H(l,k)이 서브 채널 인덱스(subcarrier index)와 버스트 인덱스(burst index) 차에 관한 함수로된 상관관계를 가진다는 특성을 이용한다. 즉, 상기 채널 이득 H(l,k)이와 같은 상관관계를 가지고 있다는 점을 이용하여 일정한 간격마다 전송된 파일럿 심볼을 이용해 데이터 심볼이 전송된 부분의 채널 이득을 구하는 것이 가능하게 된다.

그런데, 무선 채널환경에서 통상적인 직교 주파수 분할 다중(OFDM: orthogonal frequency division multiplexing) 통신 시스템의 수신기측은 파일럿 심볼이 삽입되어 있는 파일럿 서브 채널을 이용하여 채널을 추정한 후 이를 이용하여 채널 코딩(channel coding)의 복호화를 통해 데이터를 검출했다. 그렇기 때문에 상기 채널 이득을 정확하게 추정하지 못할 경우 데이터 복호에 있어서 급격한 성능열화를 겪게 된다. 그런데, 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 송신기측에서 상기 채널 추정은 상기 파일럿 심볼이 삽입되어 있는 파일럿 서브 채널만을 이용하여 채널 추정을 수행하기 때문에, 상기 채널 추정의 정확도가 결국 상기 채널 추정에 사용되는 파일럿 서브 채널의 개수에 비례하여 증가하게 된다. 상기 채널 추정의 정확도를 증가시키기 위해서는 파일럿 서브 채널의 개수를 증가시켜야만 하는데 파일럿 서브 채널의 경우 실제 정보 데이터는 전송되지 않고 단순히 파일럿 심볼만이 전송되기 때문에, 상기 파일럿 서브 채널의 개수 증가는 데이터 전송 효율을 감소시키게 된다는 문제점이 있었다.

이렇게, 한정적인 파일럿 서브 채널을 사용하여 채널 추정을 하게 되므로 채널 추정 과정에 있어서 채널 이득을 추정하는 정확도는 한정적이며, 상기 한정적인 채널 이득 추정에 따라 채널 추정면에서 역시 성능열화가 발생하게 된다. 특히, 다양한 시스템과 동일 주파수를 공유해야만 하는 ISM (industrial science medical) 밴드를 사용하는 무선 LAN과 같은 채널환경과, 차세대 시스템에서 사용될 피코셀(pico-cell)과 같은 환경에서는 주변 시스템에 의한 간섭으로 인해 매우 낮은 신호대 간섭잡음비(SINR: signal-to-interference plus noise power ratio) 환경이 필연적으로 발생하게 되고, 이러한 열악한 채널 환경에서도 정확한 채널 추정을 수행해야 하는 필요성이 대두되었다. 여기서, 상기 신호대 간섭잡음비가 낮은 환경에서는 상기 채널 추정을 위해 사용되는 기준인 파일럿 서브 채널 역시 그 영향을 받게 되며, 또한 한정된 개수의 파일럿 서브 채널을 이용하기 때문에 상기 한정된 파일럿 서브 채널에 발생하는 열악한 신호대 간섭잡음비로 채널 추정 성능이 열화되는 문제점이 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에서 데이터 심볼을 이용한 채널 추정 성능을 향상시키는 채널 복호 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에서 MAP 알고리즘 연판정치를 이용한 채널 추정 성능을 향상시키는 채널 복호 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에서 파일럿 심볼과 데이터 심볼 모두를 이용하여 채널 추정 성능을 향상시키는 채널 복호 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; 주어진 주파수 영역은 다수의 서브 주파수 영역들로 분할되고, 상기 서브 주파수 영역들에서 미리 결정된 간격으로 배열된 영역들 내에 복수의 주어진 파일럿 심볼들이 배열되고, 나머지 영역들내에 복수의 데이터 심벌들이 배열된 채널을 통해 송신하는 통신 시스템에서, 상기 채널상의 상기 송신 파일럿 심벌들과 상기 송신 데이터 심벌들을 수신하고, 상기 수신된 파일럿 심벌들과 수신된 데이터 심벌들로부터 상기 수신된 데이터 심벌들을 복호하기 위한 장치에 있어서, 상기 수신된 파일럿 심벌들로부터 상기 수신된 데이터 심벌들의 각각에 대한 제1채널 추정값들을 발생하는 채널 추정기와, 상기 제1채널 추정값들과 상기 수신된 데이터 심벌들을 입력하고, 상기 제1채널 추정값들에 근거하여 상기 송신 데이터 심벌들의 각각의 정보 비트들에 대한 상기 수신된 데이터 심벌들의 각각의 수신 확률값을 발생하는 로그 근사비 계산기와, 상기 수신된 데이터 심벌들의 수신 확률값들을 입력하고, 상기 송신 데이터 심벌들의 각각의 정보 비트들의 각각의 추정 확률값을 발생하는 복호화기를 포함하며, 상기 채널 추정기는 상기 추정 확률값과 상기 수신된 데이터 심벌들을 입력하고 상기 추정 확률값에 근거하여 상기 수신된 데이터 심벌들의 각각에 대한 제2채널 추정값들을 발생하고, 상기 제1채널 추정값들을 상기 제2채널 추정값들로 갱신함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 주어진 주파수 영역은 다수의 서브 주파수 영역들로 분할되고, 상기 서브 주파수 영역들에서 미리 결정된 간격으로 배열된 영역들 내에 복수의 주어진 파일럿 심볼들이 배열되고, 나머지 영역들내에 복수의 데이터 심벌들이 배열된 채널을 통해 송신하는 통신 시스템에서, 상기 채널상의 상기 송신 파일럿 심벌들과 상기 송신 데이터 심벌들을 수신하고, 상기 수신된 파일럿 심벌들과 수신된 데이터 심벌들로부터 상기 수신된 데이터 심벌들을 복호하기 위한 방법에 있어서, 상기 파일럿 심볼들로부터 상기 수신된 데이터 심벌들 각각에 대한 제1채널 추정값들을 계산하는 과정과, 상기 제1채널 추정값들과 상기 수신된 데이터 심벌들을 입력하고, 상기 제1채널 추정값들에 근거하여 상기 송신 데이터 심벌들 각각의 정보 비트들에 대한 상기 수신된 데이터 심벌들 각각에 대한 수신 확률값을 계산하는 과정과, 상기 수신된 데이터 심벌들의 수신 확률값을 가지고 상기 송신 데이터 심벌들 각각에 대한 추정 확률값을 계산하고, 상기 수신 데이터 심벌들 각각의 정보 비트들 각각에 대한 비트값을 연판정하여 복호하는 과정과, 상기 추정 확률값과 상기 수신된 데이터 심벌들을 입력하고 상기 추정 확률값에 근거하여 상기 수신된 데이터 심벌들 각각에 대한 제2채널 추정 값들을 계산하고, 상기 제1채널 추정값들을 상기 제2채널 추정값들로 갱신하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

도 1은 통상적인 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 송신기 구조를 도시한 블록도

도 2는 도 1의 파일럿 삽입기가 파일럿 심볼을 삽입하는 일 예를 도시한 도면

도 3은 통상적인 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 수신기 구조를 도시한 블록도

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 송신기 구조를 도시한 도면

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 수신기 구조를 도시한 도면

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 송신기 구조를 도시한 도면이다.

먼저, 송신하고자 하는 정보비트 {}(411)가 입력되면, 길쌈 부호화기(convolution encoder)(413)는 상기 입력된 정보비트 {}(411)를 미리 설정된 부호화율, 일 예로 1/R의 부호화율로 길쌈 부호화를 수행하여 길쌈부호화된 정보비트 {}(단,)로 비트-심볼 변환기(415)로 출력한다. 일 예로 상기 정보비트 {}(411)가 "aa"이고, 상기 부호화율이 1/4이라고 가정하면, 상기 {}(411)에 대한 길쌈부호화된 정보비트 {}는 "aaaaaaaa"로 출력된다. 상기 본 발명의 실시예에서는 상기 정보비트 {}(411)에 대한 부호화 방식을 길쌈(convolution) 부호화 방식을 사용하였지만, 상기 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에서 설정하는 어떤 부호화 방식, 일 예로 터보(turbo) 부호화 방식, 리드-솔로몬(Reed-Solomon) 부호화 방식 등을 사용하여 상기 정보 비트 {}(411)를 부호화하는 것이 가능하다.

그러면, 상기 비트-심볼 변환기(415)는 상기 길쌈 부호화기(413)에서 출력한 길쌈부호화된 정보비트들 {}을 실제 전송할 심볼(symbol)로 변환한 후 인터리버(interleaver)(417)로 출력한다. 상기 비트-심볼 변환기(415)는 상기 길쌈 부호화기(413)에서 출력한 길쌈부호화된 정보비트 {}를 소정의 R 비트마다 하나의 MQAM(Mary Quadrature Amplitude Modulation) 전송심볼 {}로 변환하는 것이다. 상기 본 발명의 일 실시예에서는 상기 비트-심볼 변환기(415)를 MQAM 방식으로 심볼 변환하는 경우를 일 예로 하였지만, PSK(Phase Shift Keying) 방식 혹은 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 방식, 16QAM 방식등으로 심볼 변환하는 것이 가능하다.

상기 비트-심볼 변환기(415)에 의해 변환된 MQAM 전송 심볼 {}은 상기 인터리버(417)로 입력되고, 상기 인터리버(417)는 상기 전송 심볼 {}을 버스트 에러(burst error) 방지를 위해 인터리빙(interleaving)을 수행한 후 프레임 생성기(419)로 출력한다. 상기 프레임 생성기(419)는 상기 인터리버(417)에서 출력한 인터리빙된 전송 심볼을 입력하여 상기 직교주파수 분할 다중 통신시스템의 부반송파(subcarrier) 개수, 즉 서브채널(sub-channel) 개수에 따라 복수의 직교주파수 분할 다중 심볼 집합으로 분류한다. 다시 말하면, 상기 프레임 생성기(419)는 상기 인터리버(417)에서 출력한 인터리빙된 전송 심볼들을 연속 입력하여 MK개 단위로 분류하여 K개의 서브채널로 구성된 M개의 연속된 직교주파수 분할 다중 방식 심볼들로 구성한다. 여기서, 상기 연속된 M개의 직교 주파수 분할 다중 심볼들은 실제 전송되는 정보 비트들을 가지고 생성된 심볼들이고, 상기 심볼들을 구성하는 서브채널들은 상기 정보비트들을 가지고 생성된 데이터 서브채널들이다. 또한 상기 프레임 생성기(419)는 상기 데이터심볼들과 함께 상기 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에 미리 설정되어 있는 정보를 가지고서 파일럿 심볼을 생성하고, 상기 생성된 파일럿 심볼을 상기 데이터 심볼들과 함께 삽입하여 하나의 프레임을 생성한다. 상기 파일럿 심볼은 초기 채널 추정(channel estimation)을 위해 삽입되며 상기 직교주파수 분할 다중 심볼 집합에 포함된다. 상기 파일럿 심볼이 삽입되는 위치는 상기 직교주파수 분할 다중 통신시스템에 미리 설정되며, 상기 직교주파수 분할 다중 통신시스템의 송신기측과 수신기측 모두에서 상기 파일럿 심볼이 삽입되는 위치를 미리 알고 있다. 이렇게 상기 프레임 생성기(419)를 통해 M개의 연속된 직교 주파수 분할 다중 심볼로 구성된 하나의 프레임(frame)이 생성되고, 상기 생성된 프레임은 OFDM 변조기(421)로 출력된다.

상기 OFDM 변조기(421)는 상기 프레임 생성기(419)에서 출력되는 프레임을 상기 직교주파수 분할 다중 통신시스템에 해당하는 신호로 변조하게 되는 것이다. 상기 OFDM 변조기(421)는, 상기 도 1에서 설명한 바와 같이, 직렬형태의 프레임신호를 입력하여 직렬/병렬 변환기(Serial/ Parallel Converter)를 통해 소정 개수의 병렬 형태 신호로 배열한 서브-채널을 형성하게 된다. 상기 형성된 서브-채널에 파일럿 서브-채널이 삽입되는데, 상기 파일럿 서브 채널을 삽입하는 이유는 채널 추정(channel estimation)을 위해서이다, 그리고 이렇게 파일럿 서브 채널까지 삽입된 소정개수의 서브 채널들은 역고속푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)되고, 상기 역고속 푸리에 변환된 서브 채널들은 보호구간(guard interval)이 삽입되어 다시 직렬형태로 변환된 직교 주파수 분할 다중 통신시스템의 프레임으로 생성되어 출력된다. 이렇게 상기 OFDM 변조기(421)를 통하면 출력 데이터, 즉 출력 심볼 {}가 되어 결국 M개의 연속된 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 출력 심볼신호로서 연속 송신된다. 여기서, 상기는 l번째 직교주파수 분할 다중 심볼의 k번째 서브채널신호를 나타낸다.

상기 도 4에서 설명한 바와 같이 직교주파수 분할 다중 통신시스템의 송신기측에서 전송된 송신신호를 상기 직교주파수 분할 다중 통신시스템의 수신기측에서 수신하게 되며, 본 발명의 실시예에 따라 MAP(Maximum A Posteriori) 알고리즘을 사용하여 채널 추정 및 데이터 복호를 수행하게 된다.

그러면 본 발명의 실시예에 따른 채널 추정 및 데이터 복호 방식을 도 5를 참조하여 설명하기로 한다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 직교주파수 분할 다중 통신시스템의 수신기 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 4에서 설명한 바와 같이 상기 직교주파수 분할 다중 통신시스템의송신기측에서 연속된 M개의 직교주파수 분할 다중 심볼들을 송신하면, 상기 송신기측에서 송신한 M개의 직교주파수 분할 다중 심볼들은 다중 경로 채널을 통해 소정개수, 일 예로 A개의 안테나들(안테나 0~안테나 A-1)을 통해 상기 수신기측으로 수신된다. 이렇게 상기 A개의 안테나들을 통해 수신된 직교 주파수 분할 다중 심볼들은 OFDM 복조기(511)로 입력된다. 상기 OFDM 복조기(511)는 상기 도 3에서 설명한 바와 같이 상기 다중 경로 채널을 통해 수신된 심볼들을 직렬/병렬 변환기(도시하지 않음)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기는 상기 직렬 형태의 상기 수신 심볼들을 소정 개수의 병렬 형태 신호로 변환하여 보호구간 제거기(Guard Interval Removal)(도시하지 않음)로 출력한다. 그러면 상기 보호구간 제거기는 상기 직렬/병렬 변환기에서 출력한 병렬 형태의 신호, 즉 소정 개수의 병렬 신호들을 입력하여 삽입되어 있는 보호구간을 제거한 후 고속 푸리에 변환기(FFT: Fast Fourier Transform)(도시하지 않음)로 출력한다. 상기 고속 푸리에 변환기는 상기 보호구간 제거된 소정개수의 병렬 형태의 신호를 각각 고속 푸리에 변환 후, 다수개의 서브채널 신호로 변환하여 지연기(delay)(512), 및 로그 근사비 계산기(515)로 출력한다. 이때, 상기 지연기(512)는 채널추정을 위한 동기를 맞추기 위해 후단에 연결된 채널 추정기(513)로의 출력을 소정기간 지연시키게 된다. 여기서, 상기 OFDM 복조기(511)에서 출력되는 신호는 상기 A개의 안테나들 각각에 대해서 각각의 안테나마다 MK개의 서브채널로 분할되어 출력되는 신호이며, 상기 OFDM 복조기(511)에서 출력되는 신호를라고 표현하며, 상기는 a번째 안테나를 통해 수신된 신호에서 분할된 l번째 직교 주파수 분할 다중 심볼의 K번째 서브채널 신호이다.

먼저, 상기 채널 추정기(513)는 상기 심볼내 서브 채널 단위로 분할된 신호중에 파일럿 서브 채널만을 이용하여 상기 a 번째 안테나를 통해 수신된 신호에서 분할된 l 번째 직교 주파수 분할 다중 심볼의 k 번째 서브채널, 즉의 채널 이득(channel gain)에 대한 채널 이득 추정치를 구한다. 여기서, 상기 파일럿 서브 채널만을 가지고서 채널 이득에 대한 채널 이득 추정치를 구하는 방식은 상기 도 3에서 설명한 바와 같으므로 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

이렇게 상기 채널 추정기(513)는 상기 파일럿 서브 채널만을 이용한 채널 이득 추정치(이하, "초기 채널 이득 추정치"라 칭하기로 함)를 계산하여 상기 로그 근사비 계산기(515)로 출력한다. 그러면 상기 로그 근사비 계산기(515)는 상기 채널 추정기(513)에서 출력한 상기 초기 채널 이득 추정치와 상기 A 개의 안테나들을 각각을 통해 수신된 신호를 이용하여 l 번째 직교 주파수 분할 다중 심볼의 k 번째 서브 채널을 통해 전송된 MQAM 신호를 구성하는 I번째 전송 비트에 대한 로그 근사비(log likelihood ratio) L을 계산한다. 여기서, 상기 로그 근사비(log likelihood ratio)는 상기 심볼을 구성하는 비트들, 즉 부호화된 비트들에 대한 근사값을 나타내는 값으로서, 일 예로 송신기측에서 송신한 신호가 X라고 하고 수신기측에서 수신한 신호를 Y라고 할 때 상기 송신신호 X와 상기 수신신호 Y의 비율에 대한 로그값을 의미한다.

상기 로그 근사비 L을 하기 수학식 8로 표현가능하다.

상기 수학식 8에서, 상기이고, 상기는 상기 직교주파수 분할 다중 통신시스템의 송신기측에서 전송한 l번째 직교 주파수 분할 다중 심볼의 k번째 서브채널을 통해 전송된 i번째 전송 정보비트를 나타낸다. 그리고 상기 Pr는 전송 정보 비트의 APP(a posteriori probability)가 되고, 상기 로그 근사비 계산기(515)에서 구한 로그 근사비 L를 가지고서 MAP 복호화기(519)가 상기 전송 정보비트의 비트값을 결정하게 된다. 즉, 상기 로그 근사비 L을 판정하여 상기 전송 정보비트의 해당 비트값이 +1인지 혹은 -1인지를 결정하게 된다.

이렇게 상기 로그 근사비 계산기(515)가 상기 채널 이득 추정치를 가지고서 상기에 대한 로그 근사비를 계산한 후 상기 수신된 신호는 디인터리버(deinterleaver)(517)로 출력된다. 상기 디인터리버(517)는 상기 수신신호를 상기 송신기측에서 인터리빙한 법칙에 상응하게 디인터리빙한 후 상기 MAP 복호화기(519)로 출력한다. 상기 MAP 복호화기(519)는 상기 디인터리버(517)에서 출력한 신호를 상기 로그 근사비 계산기(515)에서 출력한 로그 근사비 L을 가지고서 복호화한다. 즉, 상기 MAP 복호화기(519)는 상기 디인터리버(517)에서 출력한 신호를 상기 로그 근사비 계산기(515)에서 구한 로그 근사비 L을 가지고서 상기 송신기측에서 송신한 전송비트에 대한 정보비트값을 결정한 후, 상기 결정된 정보 비트값들을 비트-심볼 변환기(521)로 출력한다.

상기 본 발명의 일 실시예에서는 상기 로그 근사비를 가지고서 수신 심볼들을 복호화하는 복호화기를 MAP 복호화기로 구현하였으나, 상기 로그 근사비를 사용할 수 있는 형태의 다른 복호화기, 일 예로 비터비(Viterbi) 복호화기 등으로 구현 가능함은 물론이다. 그러면, 상기 비트-심볼 변환기(521)는 상기 MAP 복호화기(519)에서 출력한 정보비트들을 입력하고 이를 다시 R 비트마다 하나의 MQAM 심볼로 출력한다. 상기 비트-심볼 변환기(521)에서 출력된 MQAM 심볼은 상기 송신기측에서 전송한 심볼에 대한 추정 심볼이 된다. 이렇게 파일럿 서브 채널 신호만을 이용하여 채널 추정된 로그 근사비 L을 가지고서 추정한 전송심볼을을 인터리버(interleaver)(523)로 출력한다. 여기서, 상기 로그 근사비 L을 가지고서 추정한 전송 심볼은 상기 송신기측에서 전송한 전송 심볼에 대한 연판정치(soft detection value)가 되며, 이는 하기 수학식 9로 표현가능하다.

상기 수학식 9에서는 전체 전송 심볼 집합을 나타낸다.

이렇게 상기 로그 근사비 L을 가지고서 추정한 연판정치은 상기 인터리버(523)에서 다시 상기 송신기측에서 수행한 인터리빙 방식과 동일하게 인터리빙되어 상기 채널 추정기(513)로 출력된다.

그러면, 상기 채널 추정기(513)는 상기 인터리버(523)의 출력과 동기가 맞도록 지연기(512)에 의해 소정시간 지연된 상기 OFDM 복조기(511)의 출력 신호와 상기 인터리버(523)에서 출력한 인터리빙된 연판정치를 곱한다. 그래서 상기 연판정치와 수신신호를 곱한값, 즉값을 가지고서 다시 채널 이득 추정치를 갱신한다. 여기서, 상기 채널 이득 추정치를 갱신하는 과정 역시 상기 도 3에서 설명한 바와 같은 채널 이득 추정치를 구하는 방식과 동일한 방식으로 갱신되므로 그 설명을 생략하기로 한다.

상기 채널 추정기(513)는 상기 새로이 구한 갱신된 채널 이득 추정치를 상기 L 값 계산기(515)로 출력한다. 상기 갱신된 채널 이득 추정치는 상기 최초 채널 이득 추정치와는 상이한데, 그 이유는 상기 최초 채널 이득 추정치는 파일럿 서브 채널 신호만을 가지고서 계산되는데 반해서 상기 갱신된 채널 이득 추정치는 실제 송신기측에서 전송한 정보비트들에 대한 연판정치를 가지고서 구해지기 때문이다. 즉, 상기 최초 채널 이득 추정치는 한정된 개수로 전송되는 파일럿 서브 채널 신호, 즉 한정된 개수의 파일럿 심볼만을 가지고서 채널 이득을 추정한 반면, 상기 갱신된 채널 이득 추정치는 모든 서브 채널 신호, 즉 파일럿 심볼만이 아니라 데이터 심볼까지도 고려한 모든 심볼들을 가지고서 채널 이득을 추정하게 되어 채널 이득 추정에 사용되는 심볼수가 증가하므로 그 정확도면에서 성능 향상이 된다.

상기 채널 추정기(513)에서 출력된 갱신된 채널 이득 추정치를 가지고 상기 로그 근사비 계산기(515)는 상기 수신신호에 대한 로그 근사비를 다시 계산한다. 여기서, 상기 로그 근사비 계산기(515)가 상기 수신신호에 대한 로그 근사비를 계산하는 과정은 상기 최초 채널 이득 추정치를 가지고 상기 수신신호에 대한 로그 근사비를 계산하는 방식과 동일하게, 즉 상기 수학식 8과 같은 방식으로 계산된다. 이렇게 상기 로그 근사비 계산기(515)가 상기 갱신된 채널 이득 추정치를 가지고 상기 수신신호에 대한 로그 근사비를 계산하면, 상기 OFDM 복조기(511)에서 출력한 수신신호는 상기 디인터리버(517)에서 상기 송신기측에서 인터리빙한 법칙에 상응하게 디인터리빙한 후 상기 MAP 복호화기(519)로 출력한다. 상기 MAP 복호화기(519)는 상기 디인터리버(517)에서 출력한 신호를 상기 로그 근사비 계산기(515)에서 출력한 로그 근사비 L, 즉 갱신된 로그 근사비 L을 가지고서 복호화한다. 즉, 상기 MAP 복호화기(519)는 상기 디인터리버(517)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 갱신된 로그 근사비 L을 가지고서 상기 송신기측에서 송신한 전송비트에 대한 정보비트값을 결정한 후 상기 결정된 정보 비트값들을 비트-심볼 변환기(521)로 출력한다. 그러면, 상기 비트-심볼 변환기(521)는 상기 MAP 복호화기(519)에서 출력한 정보비트들을 입력하고 이를 다시 소정의 R 비트마다 하나의 MQAM 심볼로 출력한다.

상기에서 설명한 바와 같이 상기 채널 이득 추정치를 최초에는 파일럿 서브 채널 신호, 즉 파일럿 심볼만을 이용하여 계산하고, 그 다음부터는 상기 파일럿 심볼만이 아니라 데이터 서브 채널, 즉 데이터 심볼까지도 모두 이용하여 계산하게 된다. 그러면, 상기 채널 이득 추정치는 최초 파일럿 심볼만을 가지고 계산한 값에서 모든 심볼을 이용하여 계산한 값으로 갱신되고, 이러한 채널 이득 추정치 갱신과정을 통해 전송 정보 비트의 로그 근사비가 계속 갱신된다.

상기 채널 이득 추정치의 갱신과 또한 정보 비트의 로그 근사비 갱신을 미리 설정한 설정 횟수번 반복적으로 수행하거나, 혹은 하면 상기 반복회수에 따라 상기 로그 근사비들의 차이의 최대값이 미리설정한 임계값 이하가 될 때까지 반복적으로 수행(즉, 여기서 상기은 p번째 itration에서의)한다. 여기서, 상기 로그 근사비들의 차이의 최대값이 상기 임계값 이하로 된다함은 상기 전송정보비트를 복호화화는 정확도가 오차가 발생할 확률이 거의 없는 정확도에 이르렀음을 나타내는 것이며, 상기 임계값은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신시스템의 상황에 적합하게 설정됨은 물론이다.

이렇게 미리 설정한 설정 횟수번 갱신과정을 반복하거나, 혹은 상기 임계값 이하의 값에 도달하였을 경우 상기 OFDM 복조기(511)에서 출력한 수신 신호에 대한 정보비트를 최종적으로 복호화하게 된다. 즉, 상기 정보비트에 대한을 통해 최종적인 정보비트를 검출하게 되는 것이다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같은 본 발명은, 직교주파수 분할 다중 통신시스템에서 채널 추정을 통한 전송 정보 데이터 복호시 파일럿 심볼뿐만 아니라 데이터 심볼까지도 채널 추정에 사용함으로써 채널 추정 성능을 증가시킨다는 이점을 가진다. 이렇게 채널 추정 성능 향상으로 인해 복호되는 정보 데이터 역시 정확도 면에서 성능 향상을 가지고 온다는 이점을 가진다. 그리고 채널 추정 성능 향상을 위해 데이터 심볼을 추가적으로 사용함으로써 실제 파일럿 심볼을 증가시키지 않고서도 기존의 데이터 심볼 그대로를 사용하여 데이터 전송 효율 역시 유지할 수 있다는 이점을 가진다.

Claims

주어진 주파수 영역은 다수의 서브 주파수 영역들로 분할되고, 상기 서브 주파수 영역들에서 미리 결정된 간격으로 배열된 영역들 내에 복수의 주어진 파일럿 심볼들이 배열되고, 나머지 영역들내에 복수의 데이터 심벌들이 배열된 채널을 통해 송신하는 통신 시스템에서, 상기 채널상의 상기 송신 파일럿 심벌들과 상기 송신 데이터 심벌들을 수신하고, 상기 수신된 파일럿 심벌들과 수신된 데이터 심벌들로부터 상기 수신된 데이터 심벌들을 복호하기 위한 장치에 있어서,

상기 수신된 파일럿 심벌들로부터 상기 수신된 데이터 심벌들의 각각에 대한 제1채널 추정값들을 발생하는 채널 추정기와,

상기 제1채널 추정값들과 상기 수신된 데이터 심벌들을 입력하고, 상기 제1채널 추정값들에 근거하여 상기 송신 데이터 심벌들의 각각의 정보 비트들에 대한 상기 수신된 데이터 심벌들의 각각의 수신 확률값을 발생하는 로그 근사비 계산기와,

상기 수신된 데이터 심벌들의 수신 확률값들을 입력하고, 상기 송신 데이터 심벌들의 각각의 정보 비트들의 각각의 추정 확률값을 발생하는 복호화기를 포함하며,

상기 채널 추정기는 상기 추정 확률값과 상기 수신된 데이터 심벌들을 입력하고 상기 추정 확률값에 근거하여 상기 수신된 데이터 심벌들의 각각에 대한 제2채널 추정값들을 발생하고, 상기 제1채널 추정값들을 상기 제2채널 추정값들로 갱신함을 특징으로 하는 상기 장치.
제1항에 있어서,

상기 복호화기는 맵 복호화기임을 특징으로 하는 상기 장치.
제1항에 있어서,

상기 송신 데이터 심벌들 각각의 정보 비트들 각각에 대한 상기 수신 확률값을 가지고서 상기 정보 비트들을 직교 진폭 변조하여 심볼 변환하는 비트-심볼 변환기를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제1항에 있어서,

상기 수신 확률값은 하기 수학식 10으로 표현됨을 특징으로 하는 상기 장치.

상기 수학식 10에서,는 상기 수신심볼들이며, 상기는 상기 송신기측에서 전송한 k번째 부반송파를 통해 전송된 i번째 심볼임
제1항에 있어서,

상기 채널 추정값들 갱신은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 미리 설정한 설정 횟수번 수행함을 특징으로 하는 상기 장치.
제1항에 있어서,

상기 채널 추정값들 갱신은 상기 갱신되는 수신 확률값들간의 차가 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 미리 설정한 임계값 이하에 도달할 때까지 반복 수행됨을 특징으로 하는 상기 장치.
제6항에 있어서,

상기 추정 확률값들간의 차는 연속관계에 있는 수신 확률값들간의 차임을 특징으로 하는 상기 장치.
주어진 주파수 영역은 다수의 서브 주파수 영역들로 분할되고, 상기 서브 주파수 영역들에서 미리 결정된 간격으로 배열된 영역들 내에 복수의 주어진 파일럿 심볼들이 배열되고, 나머지 영역들내에 복수의 데이터 심벌들이 배열된 채널을 통해 송신하는 통신 시스템에서, 상기 채널상의 상기 송신 파일럿 심벌들과 상기 송신 데이터 심벌들을 수신하고, 상기 수신된 파일럿 심벌들과 수신된 데이터 심벌들로부터 상기 수신된 데이터 심벌들을 복호하기 위한 장치에 있어서,

상기 수신된 파일럿 심벌들로부터 상기 수신된 데이터 심벌들의 각각에 대한 제1채널 추정값들을 발생하는 채널 추정기와,

상기 제1채널 추정값들과 상기 수신된 데이터 심벌들을 입력하고, 상기 제1채널 추정값들에 근거하여 상기 송신 데이터 심벌들의 각각의 정보 비트들에 대한 상기 수신된 데이터 심벌들의 각각의 수신 확률값을 발생하는 로그 근사비 계산기와,

상기 수신 심볼들을 송신기측에서 수행한 인터리빙 방식에 상응하게 디인터리빙하는 디인터리버와,

상기 디인터리빙된 수신 심볼들중 데이터 심벌들의 상기 수신 확률값들을 입력하고, 상기 송신 데이터 심벌들 각각의 정보 비트들 각각에 대한 추정 확률값을 발생하는 복호화기와,

상기 송신 데이터 심벌들 각각의 정보비트들 각각에 대한 수신 확률값을 가지고서 상기 정보비트들을 상기 송신기측에서 전송한 방식에 상응하게 심볼 변환하는 비트-심볼 변환기와,

상기 비트-심볼 변환기에서 출력되는 심볼들을 상기 송신기측과 동일한 방식으로 인터리빙하는 인터리버를 포함하며,

상기 채널 추정기는 상기 추정 확률값과 상기 수신된 데이터 심벌들을 입력하고 상기 추정 확률값에 근거하여 상기 수신된 데이터 심벌들의 각각에 대한 제2채널 추정값들을 발생하고, 상기 제1채널 추정값들을 상기 제2채널 추정값들로 갱신함을 특징으로 하는 상기 장치.
제8항에 있어서,

상기 복호화기는 맵 복호화기임을 특징으로 하는 상기 장치.
제8항에 있어서,

상기 비트-심볼 변환기는 송신 데이터 심벌들 각각의 정보 비트들 각각에 대한 상기 수신 확률값을 가지고서 상기 정보 비트들을 직교 진폭 변조하여 심볼 변환함을 특징으로 하는 상기 장치.
제8항에 있어서,

상기 수신 확률값은 하기 수학식 11로 표현됨을 특징으로 하는 상기 장치.

상기 수학식 11에서,는 상기 수신심볼들이며, 상기는 상기 송신기측에서 전송한 k번째 부반송파를 통해 전송된 I번째 심볼임.
제8항에 있어서,

상기 채널 추정값들 갱신은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 미리 설정한 설정 횟수번 수행함을 특징으로 하는 상기 장치.
제8항에 있어서,

상기 채널 추정값들 갱신은 상기 갱신되는 수신 확률값들간의 차가 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 미리 설정한 임계값 이하에 도달할 때까지 반복 수행됨을 특징으로 하는 상기 장치.
제13항에 있어서,

상기 추정 확률값들간의 차는 연속관계에 있는 수신 확률값들간의 차임을 특징으로 하는 상기 장치.
주어진 주파수 영역은 다수의 서브 주파수 영역들로 분할되고, 상기 서브 주파수 영역들에서 미리 결정된 간격으로 배열된 영역들 내에 복수의 주어진 파일럿 심볼들이 배열되고, 나머지 영역들내에 복수의 데이터 심벌들이 배열된 채널을 통해 송신하는 통신 시스템에서, 상기 채널상의 상기 송신 파일럿 심벌들과 상기 송신 데이터 심벌들을 수신하고, 상기 수신된 파일럿 심벌들과 수신된 데이터 심벌들로부터 상기 수신된 데이터 심벌들을 복호하기 위한 방법에 있어서,

파일럿 심벌들을 사용하여 데이터 심벌들 각각의 제1채널 추청값들을 발생하고, 상기 데이터 심벌들 각각에서 정보 비트의 추정된 확률값에 상응하여 상기 데이터 심벌들 각각의 제2채널 추정값들을 생성하는 과정과,

상기 제1채널 추정값들에 상응하여 상기 데이터 심벌들내 정보비트들 각각의 수신 확률값을 계산하는 과정과,

상기 데이터 심벌들 각각에서 정보 비트들의 상기 수신 확률값에 상응하여 상기 정보 비트들의 추정 확률 값을 생성하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제15항에 있어서,

상기 측정된 확률값은 맵 알고리즘을 이용하여 생성됨을 특징으로 하는 상기 방법.
제15항에 있어서,

상기 송신 데이터 심벌들 각각의 정보비트들 각각에 대해 상기 수신 확률값을 가지고서 상기 정보 비트들을 직교 진폭변조하여 심볼 변환하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제15항에 있어서,

상기 수신 확률값은 하기 수학식 12로 표현됨을 특징으로 하는 방법.

상기 수학식 12에서,는 상기 수신심볼들이며, 상기는 상기 송신기측에서 전송한 k번째 부반송파를 통해 전송된 i번째 심볼임.
제15항에 있어서,

상기 채널 추정값들 갱신은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 미리 설정한 설정 횟수번 수행함을 특징으로 하는 상기 방법.
제15항에 있어서,

상기 채널 추정값들 갱신은 상기 갱신되는 수신 확률값들간의 차가 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 미리 설정한 임계값 이하에 도달할 때까지 반복 수행됨을 특징으로 하는 상기 방법.
제20항에 있어서,

상기 추정 확률값들간의 차는 연속관계에 있는 수신 확률값들간의 차임을 특징으로 하는 상기 방법.
주어진 주파수 영역은 다수의 서브 주파수 영역들로 분할되고, 상기 서브 주파수 영역들에서 미리 결정된 간격으로 배열된 영역들 내에 복수의 주어진 파일럿 심볼들이 배열되고, 나머지 영역들내에 복수의 데이터 심벌들이 배열된 채널을 통해 송신하는 통신 시스템에서, 상기 채널상의 상기 송신 파일럿 심벌들과 상기 송신 데이터 심벌들을 수신하고, 상기 수신된 파일럿 심벌들과 수신된 데이터 심벌들로부터 상기 수신된 데이터 심벌들을 복호하기 위한 방법에 있어서,

상기 수신된 파일럿 심벌들로부터 상기 수신된 데이터 심벌들의 각각에 대한 제1채널 추정값들을 계산하는 과정과,

상기 제1채널 추정값들과 상기 수신된 데이터 심벌들을 입력하고, 상기 제1채널 추정값들에 근거하여 상기 송신 데이터 심벌들 각각의 정보 비트들에 대한 상기 수신된 데이터 심벌들 각각의 수신 확률값을 계산하는 과정과,

상기 수신 심볼들을 송신기측에서 수행한 인터리빙 방식에 상응하게 디인터리빙하는 과정과,

상기 디인터리빙된 수신 심벌들중 데이터 심벌들의 상기 수신 확률값들을 입력하고, 상기 송신 데이터 심벌들 각각의 정보 비트들 각각에 대한 추정 확률값을 계산하고, 상기 수신 데이터 심벌들 각각의 정보 비트들 각각에 대한 비트값을 연판정하여 복호하는 과정과,

상기 송신 데이터 심벌들 각각의 정보비트들 각각에 대한 수신 확률값을 가지고서 상기 정보비트들을 상기 송신기측에서 전송한 방식에 상응하게 심볼변환하는 과정과,

상기 심볼 변환된 심볼들을 상기 송신기측과 동일한 방식으로 인터리빙하는 과정과,

상기 추정 확률값과 상기 수신된 데이터 심벌들을 입력하고 상기 추정 확률값에 근거하여 상기 수신된 데이터 심벌들 각각에 대한 제2채널 추정값들을 발생하고, 상기 제1채널 추정값들을 상기 제2채널 추정값들로 갱신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제22항에 있어서,

상기 연판정은 맵 알고리즘을 이용함을 특징으로 하는 상기 방법.
제22항에 있어서,

상기 송신 데이터 심벌들 각각의 정보비트들 각각에 대해 상기 수신 확률값을 가지고서 상기 정보 비트들을 직교 진폭변조하여 심볼 변환하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제22항에 있어서,

상기 수신 확률값은 하기 수학식 13으로 표현됨을 특징으로 하는 상기 방법.

상기 수학식 13에서,는 상기 수신심볼들이며, 상기는 상기 송신기측에서 전송한 k번째 부반송파를 통해 전송된 I번째 심볼임.
제22항에 있어서,

상기 채널 추정값들 갱신은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 미리 설정한 설정 횟수번 수행함을 특징으로 하는 상기 방법.
제22항에 있어서,

상기 채널 추정값들 갱신은 상기 갱신되는 수신 확률값들간의 차가 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 미리 설정한 임계값 이하에 도달할 때까지 반복 수행됨을 특징으로 하는 상기 방법.
제27항에 있어서,

상기 추정 확률값들간의 차는 연속관계에 있는 수신 확률값들간의 차임을 특징으로 하는 상기 방법.