JP4242559B2 - 移動電話における簡略化基準周波数配信 - Google Patents
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Description
【０００１】
発明の分野
本発明は選択された送信及び受信周波数ペアを使用する移動体通信に関するものであり、また、送信及び受信ステップ及び共通水晶基準発振器からのデジタルクロックレートの導出に関するものである。
発明の背景
移動体無線電話の分野では、受信周波数信号を受信する受信機と別の方向で送信周波数信号を同時に送信する送信機を採用することが良く知られており、この送信周波数は全二重間隔として知られる一定オフセットによって受信周波数と分けられている。
【０００２】
全二重間隔は名目上一定であるが、移動体電話が動作する周波数帯域上に依存して別の一定値をとり得る。ある周波数帯域より大きい周波数帯域で動作する移動体電話を構築する場合には複雑な問題が生じる。
【０００３】
名称が「補助受信機を有する送信信号生成」（Ｄｏｌｍａｎ）である米国特許出願第０８／７９５，９３０号は、第１あるいは第２二重間隔を達成するために基準周波数に関連して制御される送信周波数に対する基準周波数とする受信機の第２の局所発振器を使用することを記載している。Ｄｏｌｍａｎの出願は、参照することで本明細書に組み込まれる。
【０００４】
また、２つの合成装置ＰＬＬ回路を共通の集積回路にパッケージングする場合、２つのＰＬＬそれぞれの位相比較器が互いに干渉しないようにそれらの基準分周器を同期あるいはそうでなければ関連づけることが従来知られている。公開市場で利用可能なフィリップス社のＵＭ１００５及び８０２６デュアル合成装置集積回路はこの技術を使用している。これらの回路は、参照することで本明細書に組み込まれる米国特許第５，０９５，２８８号及び５，１８０，９９３号に記載されているようなＮ分周器及プログラマ可能なループ帯域幅を使用している。異なる周波数帯域で異なる同調ステップサイズを達成するために、デュアルモードサテライト／セルラー式電話においてそのような合成装置を採用する新規な方法は、これも参照することによって本明細書に組み込まれる米国特許第５，５３５，４３２号及び５，６１０，５５９号に記載されている。
【０００５】
エレクトロニクス分野における絶え間ない進歩は、様々な全国的なかつ国際的なプロトコルに準拠するより小さい移動電話を可能にしている。欧州でＧＳＭと知られ、また、米国でＰＣＳ１９００として知られている国際移動電話基準は、欧州９００ＭＨｚ帯域の４５ＭＨｚ、欧州１８００ＭＨｚ帯域の９５ＭＨｚ、かつ米国１９００ＭＨｚＰＣＳ帯域の８０ＭＨｚの送信／受信二重間隔で動作する。チャネル間隔は２００ＫＨｚ（１３ＭＨｚ／６５）であり、送信符号レートは１３ＭＨｚ／４８である。この基準における全タイミングは、よく知られている１３ＭＨｚクロックに関連している。ＤＡＭＰＳとして知られている米国ＩＳ１３６システムは、ＵＳ８００ＭＨｚセルラー式帯域の４５ＭＨｚ二重間隔、米国１９００ＭＨｚ帯域の８０．４ＭＨｚ二重間隔、３０ＫＨｚ同調ステップサイズ、かつ２４．３キロ符号／秒の送信符号レートで動作する。ＩＳ１３６では、よく知られているように、同調ステップサイズ、符号レート、内部タイミングはすべて１９．４４ＭＨｚクロックから導出可能である。ＩＳ９５として知られる別の米国基準は、８００ＭＨｚ帯域の３０ＫＨｚ同調ステップと組み合わされた４５ＭＨｚの二重間隔、あるいは１９００ＭＨｚ帯域の８０ＭＨｚ二重間隔と組み合わされた５０ＫＨｚステップを有する１２２８．８ＭＨｚの送信チップレートの符号分割多重アクセスを使用する。ＩＳ９５では、チップレート及び周波数ステップサイズは同じ水晶発振器から容易に導出できない。同じ携帯ユニットで上述のプロトコルを２つ以上組み合わせることは、合成されるべき様々な同調ステップサイズ、二重間隔及び符号レートによって妨げられることが容易に理解されるであろう。従って、これらには、そのような組み合わせを容易にする改良無線機構が必要とされている。
発明の要約
本発明に従う移動体電話受信機は、プログラム可能なデジタル周波数合成装置位相ロックループ（ＰＬＬ）によって周波数ステップに同調できる第１局所発振器周波数を使用する第１スーパーヘテロダイン式ダウンコンバータ手段を構成する。第１ダウンコンバータ手段は、フィルタリング用に受信信号を第１中間周波数（ＩＦ）に変換する。第２局所発振器を使用する第２ダウンコンバータ手段は、第１ＩＦ信号を第２ＩＦあるいは更なるフィルタリング及び処理に対する合成基本帯域に変換する。第２局所発振器は、水晶基準発振器に第２局所発振器をロックする第２デジタル周波数合成装置ＰＬＬを使用して生成される。水晶基準発振器は、送信符号レート及び受信器処理サンプリングレートを導出するデジタルロジックからバッファ化クロック出力信号を提供する。
【０００６】
本発明の第１の構成に従えば、第２局所発振器は、第２局所発振器周波数でバッファ化出力信号を提供する。バッファ化出力信号は第１局所発振器合成装置ＰＬＬに対する基準周波数として使用され、第１発振器ＰＬＬ回路へ水晶発振器信号を配信するための要求を除去する。本発明の第２の構成に従えば、第１発振器ＰＬＬは、下方分周された第１局所発振器信号と第２局所発振器からの下方分周された基準周波数信号とを比較する位相比較器を構成し、下方分周された基準は、所望の受信機周波数同調ステップあるいはその倍数に等しくなる。この周波数が、本発明の構成を実行しないで、整数レートで水晶周波数を下方分周することによって利用できないことを理解すべきである。
【０００７】
本発明の第３の構成に従えば、第３デジタル周波数合成装置ＰＬＬは、送信周波数が第１局所発振器周波数に送信オフセット周波数を加算あるいは減算した周波数と等しくなるように制御する。送信周波数は、送信オフセット周波数信号を生成するために、例えば、第１局所発振器周波数でヘテロダインでき、送信オフセット周波数信号は、デジタル分周器で下方分周され、かつ整数要素で第２局所発振器周波数を分周することによって導出される位相基準周波数と比較される。
【０００８】
本発明の第３の構成に従うと、送信オフセット合成装置ＰＬＬ及び第１局所発振器ＰＬＬの両方は、共通周波数基準として第２局所発振器を利用し、また、それらは、共通の集積回路にパッケージングでき、かつ２つのＰＬＬそれぞれに対する第１及び第２位相比較器基準周波数信号を生成するために第２局所発振器発振器周波数を分周する基準分周器の少なくとも一部を共有できる。２つのＰＬＬそれぞれの位相比較器は、２つのＰＬＬ間の相互干渉を最小化するために、それぞれの第１及び第２位相比較器基準信号の最小公倍数周波数での信号の極性とは反対に応答するように構成される。
図１を参照すると、従来のセルラー式電話は、受信／送信アンテナ共用器（１）によって送信機及び受信機に接続されるアンテナ（１０）を構成している。同時送信及び受信（周波数二重）が使用される場合、アナログＦＭ ＡＭＰＳ基準あるいはＩＳ９５ＣＤＭＡ基準では、アンテナ共用器（１１）は二重化フィルタとなる。一方で、時間二重を採用するＧＳＭ／ＰＣＳ１９００あるいはＤ−ＡＭＰＳ／ＩＳ１３６のようなＴＤＭＡシステムに対しては、アンテナ共用器はＴ／Ｒスイッチであり得る。ある帯域で周波数二重を採用し、別の帯域で時間二重を採用するデュアル帯域電話に対しては、アンテナ共用器（１１）はスイッチ及び二重化フィルタの両方を有するデュアル帯域アンテナ共用器であり得る。周波数二重がその両方の帯域で使用される場合、アンテナ共用器（１１）はその両方の帯域に対し二重化フィルタを構成でき、時間二重がその両方の帯域で使用される場合、単一Ｔ／Ｒスイッチはその両方の帯域に対し利用できる。
【０００９】
アンテナ共用器は、受信機感度に影響を与えずに送信機にアンテナを接続することを可能にする。受信機は、低ノイズ増幅器及び「フロントエンド」として知られるダウンコンバータ（１２）を構成する。フロントエンドは、異なる２つ以上の周波数帯域（例えば、８００ＭＨｚ及び１９００ＭＨｚ帯域）それぞれに対し、低ノイズ増幅器、ダウンコンバートかつ場合によっては画像除去ミキサ及び第１局所発振器を構成する単一集積回路で製造可能である。
【００１０】
第１局所発振器は所望の受信周波数信号を合成し、第１中間周波数信号を生成する。固定周波数帯域通過フィルタであるＩＦフィルタ（１５）でフィルタリングが行われる。第１局所発振器合成装置位相ロックループ（１４）によって、所望の受信周波数及び第１ＩＦの総和あるいは差分と等しい周波数に局所発振器を同調することによって所望の受信周波数が選択される。第１ＬＯ ＰＬＬは第１ＬＯをプログラム可能な基本同調ステップサイズを整数倍に同調させ、この基本同調ステップサイズはそのステップサイズを取得するために別の整数で水晶周波数を分周することによって水晶基準発振器（２１）から導出される。小ステップサイズに対し、合成装置は選択的に小整数によって分周することによって水晶発振器（２１）からより大きいステップサイズを導出し、そして、上述の組み込まれた参照文献で説明されるＮ分数合成の技術を使用して所望のより小さいステップを取得するためにこれらの大きいステップサイズのステップ間を補間する。第１ＬＯ ＰＬＬ回路（１４）は第１ＬＯ周波数と水晶基準信号とを比較し、誤り信号を生成する。誤り信号はフィルタ化され、発振器周波数を制御する制御信号を生成するために、周波数が意図するものになるまで、ループフィルタ（２４）で積分される。
【００１１】
受信機はフィルタ化第１ＩＦ信号を増幅し、次に、第２ヘテロダイン式ミキサ及び第２局所発振器を使用して慣習の第２周波数ダウンコンバートを実行する。ＩＦ増幅器、第２局所発振器及び第２ミキサは、すべて従来の第２集積回路（１６）に含まれる。第２時間を第２あるいは最終中間周波数へのダウンコンバート後、更なる増幅は最終ＩＦで行われ、受信信号強度に関連する無線信号強度示度（ＲＳＳＩ）を生成するために検出回路を採用することができる。第２ＩＦ増幅器はハードウェアで制限されていも良く、そして、参照することで本明細書に組み込まれる発明の名称が「ログ極信号処理」の米国特許第５，０４８，０５９号で開示されているように、ハードウェアで制限された最終ＩＦ信号をデジタル信号処理（２０）に出力し、そこで、位相情報が抽出されかつ第２ＩＦ信号を使用してＲＳＳＩ信号と一緒にデジタル化される。また、ＩＦ増幅回路（１６）の第２局所発振器部分は、合成装置ＰＬＬ回路（１７）及びループフィルタ（２３）によって所望の周波数へ制御される。第２ＬＯ周波数は、誤り信号が生成される前に、水晶発振器（２１）と比較される。つまり、両合成装置回路（１４）及び（１７）は、第１及び第２ＬＯの両方を制御するために周波数基準あるいは精密度基準として水晶を使用する。また、デジタル信号処理ロジック（２０）は、受信サンプリング及び処理レート及び送信符号レートに対し正確な周波数基準を必要とし、そして、また、水晶発振器（２１）からの出力が与えられる。
【００１２】
送信機は、固定二重間隔によって受信周波数から信号オフセットを生成するために、送信周波数生成回路（１９）を構成する。つまり、送信周波数は、第１中間周波数と組み合わされた二重間隔による第１ＬＯ周波数からのオフセットであり、にもかかわらず、これは一定のオフセットである。一定の送信オフセットは、第１ＬＯが受信及び送信周波数でより低いあるいは高いかどうかに依存して、第１ＩＦから二重間隔を減算したものあるいは第１ＩＦに二重間隔を加算したもののどちらか一方に等しくなる。
【００１３】
次に、送信周波数信号は変調器（１８）を使用してデジタル信号処理装置（２０）からの情報で変調され、この変調器（１８）は、例えば、Ｉ及びＱ入力信号を有する直角位相変調器である。次に、変調信号は、電力増幅器（１３）を使用して送信電力レベルまでに増幅され、この電力増幅器（１３）はデュアル帯域電話のデュアル帯域電力増幅器であっても良い。
【００１４】
送信オフセットＰＬＬは送信周波数及び第１ＬＯ周波数間の差分を生成し、水晶基準とオフセットを比較することによって差分が所望のオフセットと等しいかどうかを認識するためのテストを行う。つまり、ＴＸオフセットＰＬＬは発振器（２１）からの水晶基準周波数信号を必要とし、発振器信号が分配されない４つの端子を形成する。
【００１５】
発振器（２１）からの４つの出力は、バッハ増幅器によって別のものと十分に離れていなければならず、プリント回路マザーボード上の銅トラックをドライブするように調整されなければならない。これは、バッテリ電力を消費し、放射干渉ハザードを生じる。頻繁に、スタンバイ中にバッテリ電力をセーブするために、送信オフセットＰＬＬの供給のような瞬間的に必要とされない出力は、複雑な結合である制御処理装置（デジタル信号処理２０の一部）からの制御信号によって止められても良い。つまり、プリント回路ボードトラックによる水晶基準信号の複数の出力先への分配は削減されることが好ましい。
【００１６】
この方法での第１ステップは米国のエリクソンによって販売された従来の製品ですでに実行されている。単一チップに第１及び第２ＬＯ ＰＬＬを組み込むことによって、フィリップス社のＵＭ１００５あるいは８０２６部分のような水晶基準に対する単一入力が使用されても良く、これは両方が基準として水晶を使用するからである。また、ＴＸオフセットＰＬＬ及び変調器（１８）と一緒に送信信号生成器チップへ水晶発振器（２１）を組み込むことによって、発振器（２１）とオフセットＰＬＬ（１９）間には拡張出力接続は必要とされない。
【００１７】
つまり、図２を参照すると、要求される水晶基準信号出力の数は２つに削減され、１つはデュアル合成装置回路（１４＋１７）に与えられ、もう１つはデジタル信号処理（２０）へ与えられる。
【００１８】
上述に組み込まれたＤｏｌｍａｎによる米国特許出願第０８／７９５，９３０号では、水晶基準周波数を制御する発振器の周波数との比較のために最小可能整数によってその水晶基準周波数を分周することによって全ＰＬＬが動作することが望ましいことが説明され、また、発振器の周波数も最小可能整数によって分周される。別の方法でこれを表現すれば、制御された発振器周波数と基準周波数間での最大可能共通要素を有することが望ましい。Ｄｏｌｍａｎは送信オフセット周波数が水晶（２２）よりも基準周波数とする第２ＬＯを使用することによって生成される場合にこれが容易になることを開示している。Ｄｏｌｍａｎの発明の構成は図３に示される。
【００１９】
第２ＬＯは、自身を制御するＰＬＬ（１７）へ第１出力信号を提供し、ＴＸオフセットＰＬＬ（１９）へ第２出力を提供する。ここで、水晶発振器は送信回路（１８、１９）におけるどのような目的に対しても使用されないので、発振器（２１）は２つのバッファ化出力を有する分割回路（２１）として１度以上示される。しかしながら、集積回路チップの数に応じて、無線周波数信号出力の総数は増加する。プリント回路ボード上で分配された無線周波数信号は以下のようになる。
【００２０】
１）フロントエンド（１２）からＰＬＬ（１４）への第１ＬＯ信号
２）フロントエンド（１２）からＴＸオフセットＰＬＬ（１９）への第１ＬＯ信号
３）発振器（２１）からＰＬＬ（１４＋１７）への水晶基準周波数
４）発振器（２１）から処理（２０）への水晶基準周波数
５）ＩＦチップ（１６）から制御ＰＬＬ（１７）への第２ＬＯ
６）ＩＦチップ（１６）からＴＸオフセットＰＬＬ（１９）への第２ＬＯ
本発明の目的は、上記に列挙された６つによるＲＦ分配トラック数を削減することである。
【００２１】
図４は本発明の１つの実施を示している。第１ＬＯ信号が循環する位置に２つの構成が位置しており、つまり、第１ＬＯ ＰＬＬ（１４）及びＴＸオフセットＰＬＬ（１９）が、第１（送信）集積回路内の変調回路（１８）と一緒に配置されている。つまり、フロントエンドチップ（１２）から送信チップ（１４、１８、１９）への単一第１ＬＯ出力接続だけが存在している。
【００２２】
但し、２つの合成装置ＰＬＬが同一チップ上に一緒に配置されている場合、それらは異なる時間で出力パルスを生成すべきである。第２ＬＯがＴＸオフセットＰＬＬ基準に対し使用され、かつ水晶が第１ＬＯ基準として使用される場合のような、２つの位相比較器が独立した基準周波数ソースを有する場合には、これを構成することは難しいあるいは不可能である。それゆえ、本発明に従って、第２ＬＯも第１ＬＯ合成装置ＰＬＬに対する基準として使用される。また、以下に示されるように、特に、デュアル帯域／デュアルモード無線器を構成することが望ましい場合に、第１ＬＯに対する基準ソースとして第２ＬＯを使用する場合にはいくつかの利点がある。つまり、ＩＦチップ（１６）の第２ＬＯ部分からの単一基準入力がＰＬＬ（１４）及び（１９）の両方に対し提供される。
【００２３】
ここで、水晶発振器回路（２１）は第２ＬＯ ＰＬＬ及びＩＦ回路（１６）と組み合わされ、そうすることによって、発振器（２１）からＰＬＬ（１７）への基準信号は内部接続だけになる。同様に、自身の制御ＰＬＬ（１７）への第２ＬＯ信号は内部信号だけになる。残りの拡張信号だけが基準発振器（２１）からデジタル処理（２０）への信号となる。
【００２４】
こうして、無線周波数発振器信号の分配は、以下の信号のように削減される。
【００２５】
１）フロントエンド（１２）からＰＬＬ（１４＆１９）への第１ＬＯ信号
２）発振器（２１）から処理（２０）への水晶基準周波数
３）ＩＦチップ（１６）からＴＸオフセットＰＬＬ（１４＆１９）への第２ＬＯ
これは、デジタル処理チップ（２０）へ水晶発振器（２１）を配置することに等しいと考えられるが、発振器（２１）は同一の集積回路製造プロセスを使用する他のアナログＲ／Ｆ回路とより論理的に関連付けられ、それゆえ、ＩＦチップ（１６、１７、２１）と一緒に集積されることが好ましいと考えられている。ある用途では、高調波水晶のような超高周波（ＶＨＦ）水晶がデジタル周波数合成装置ＰＬＬ回路を使用しないで第２局所発振器の周波数を制御するために直接使用することが可能であるが、ＶＨＦ高調波水晶は基本モード水晶以外の所望の発振周波数を調整することがより難しく、そのため、デジタルＰＬＬの基本モード水晶基準発振器が好ましい。
【００２６】
図５は図４の本発明のブロック図に従う基準周波数分配及び周波数合成構成の詳細を与えている。
【００２７】
装置の正確な周波数基準の基本ソースは、図１−図４の水晶振動子（２）であり、発振器回路（２１）に接続されている。無線スペクトルの２ＧＨｚ範囲内で動作するセルラー式電話に対し要求される必要な精度を水晶でさえ提供できないので、デジタル処理（２０）内に含まれる手段は地域ベースネットワーク局あるいはサテライトリレーから受信される信号に関連する受信機周波数誤りを判定し、この誤りは水晶（２２）に起因し、誤りを無効にするために、同調信号が水晶（２２）に接続される周波数同調構成要素（例えば、ベクトルダイオード）へ送信される。
【００２８】
図５では、発振器回路（２１）は第２局所発振器（３３）と自身が制御するＰＬＬと一緒にＩＦチップ（３０）内に組み込まれ、ＰＬＬは基準分周器（３５）。第１可変分周器（３２）、位相比較器（３１）及びループフィルタ（３４）を構成する。水晶発振器信号はカウンタ／分周器（３５）によって周波数で分周され、このカウンタ／分周器（３５）はＦrefが水晶周波数である位相比較周波数Ｆref／Ｍ１を生成するために第１整数Ｍ１によって分周する。第２局所発振器信号は第１可変分周器（３２）において整数Ｎ１によって周波数で分周され、第２位相比較信号を生成し、これは、第１位相比較器（３１）からの位相及び周波数誤り信号を生成するためにＭ１分周回路（３５）からの位相比較周波数信号と比較される。位相誤り信号はフィルタ化され、比較周波数リップルの制約を受けない第２局所発振器（３３）への周波数制御信号を生成するためにループフィルタ（３４）を使用して積分される。分周器（３５）からのより高くより容易な比較周波数はこのまれなリップルを除去するループフィルタ（３４）に対するものであり、一方で、これにもかかわらず、例えば、ノイズあるいは振動のための第２ＬＯ周波数のまれな変動を補正するために高速応答を維持している。それゆえ、本発明の目的は、高比較周波数を取得することであり、これは低基準分周レートＭ１である。つまり、第２局所発振器周波数はＦrefＮ１／Ｍ１と等しくなるように正確に制御される。
【００２９】
先のＤｏｌｍａｎの発明及び本発明に従えば、バッファ化第２局所発振器信号は、他の周波数生成、特に、送信オフセット周波数（上述で基準したＤｏｌｍａｎの出力に従う）と本発明に従う第１局所発振器周波数のための基準として使用されるために第２ＬＯ（３３）から出力される。単一のクロスボード接続への第２ＬＯ信号の分配を削減するために、ＴＸオフセット及び第１ＬＯ合成装置ＰＬＬ回路の両方が送信信号生成チップ（４０）内に一緒に配置されるべきであるので、それぞれのＰＬＬの位相比較器は同一の最長共通期間内で可能な限り間隔が空いた異なる期間でパルスにすべきである。これは、あるチャージポンプ位相比較器が供給される注目パルスを受信する場合に、別のチャージポンプが三相状態であることであり、これは、それぞれのループフィルタへの流出がないハイインピーダンス状態あるいは開回路出力である。これは、あるチャージポンプから別のチャージポンプへの干渉のリスクを最小化する。チャージポンプ位相比較器の設計及び動作は、上記に組み込まれる米国特許第５，０９５，２８８号により完全に説明されている。
【００３０】
チャージポンプ（４３、４９）間の好ましい位相関係以外の関係を提供するために、内部周波数構成は、ＴＸオフセットループに対する位相比較周波数が第１ＬＯに対する位相比較周波数の整数倍Ｍ３である場合に求められる。また、組み込まれたＤｏｌｍａｎの出願に従えば、第２ＬＯ周波数は整数Ｍ２倍ＴＸオフセット基準であるので、第１ＬＯ比較周波数はＭ２、Ｍ３によって分周された第２ＬＯ周波数に関連すべきである。
【００３１】
つまり、第２ＬＯ周波数信号はＩＦチップ（３０）からＴＸチップ（４０）への入力であり、以下のＤｏｌｍａｎの式に従うＴＸオフセット位相比較器（４３）への位相基準を取得するために第２基準分周器（４１）内で整数Ｍ２によって分周される。
【００３２】
ＦL02／Ｍ２＝Ｆref．Ｎ１／（Ｍ１．Ｍ２）
次に、この周波数は、第１ＬＯ位相比較器（４９）に対する位相比較周波数を取得するために整数Ｍ３によって第３基準分周器（４２）において更に分周される。また、分周器Ｍ３及び位相比較器（４３）は分周器Ｍ２の出力の逆エッジに対し応答するよう構成され、例えば、ある応答は上がりエッジ（ロー電圧あるいは「０」状態からハイ電圧への遷移あるいは「１」状態）に応答し、一方で、別の応答は下がりエッジ（１から０への遷移）に応答する。これは、分周器（４１）の出力で最小公倍周波数の時間間隔の半分の周期で応答することを保証する。
【００３３】
チャージポンプ位相比較器（４９）に対する位相比較レートは、つまり、以下である。
【００３４】
Ｆref．Ｎ１／（Ｍ１．Ｍ２．Ｍ３）
この周波数は、第３可変分周器（４８）において要素Ｎ３で分周された第１ＬＯ（５１）からの第１ＬＯ周波数と比較され、比較器（４９）からの周波数及び位相誤り信号を生成し、この周波数は、以下の所望の第１ＬＯ周波数に対する発振器（５１）を制御するフィードバック制御信号を取得するためにループフィルタ（５２）でフィルタ化される。
【００３５】
Ｆref．Ｎ３．Ｎ１／（Ｍ１．Ｍ２．Ｍ３）
好ましくは、Ｎ３は整数要素でなく自然数及び少数であり、第１ＬＯ ＰＬＬの構成要素（４８、４９及び５２）は上記に組み込まれた米国特許第５，１８０，９９３号に従って分数Ｎ合成装置を形成する。任意に、Ｍ３及びＮ３の両方は、参照することによって本明細書に組み込まれる名称が「連続分数概算による周波数合成」の米国特許出願第＿＿＿＿号（Dent ＿＿＿出願）に従う分数（Ｎ，Ｍ）コントローラによって生成されるパターンで変更できる。分数Ｎ及び分数（Ｎ，Ｍ）技術の両方は、所望の同調ステップサイズよりもより高くすることを第１ＬＯ位相比較周波数に可能にする好ましい効果を有し、つまり、まれな比較周波数リップルをフィルタをかけて除去することをループフィルタ（５２）に対し容易に行わせ、一方で、これにもかかわらず、誤りを補正するために、速制御ループ応答を維持する。
【００３６】
送信が要求される場合、送信周波数信号は送信周波数発振器（４５）によって生成される。発振器（４５）からの送信周波数信号はＴＸミキサ（４６）で第１ＬＯ（５１）からの第１ＬＯ信号と合成される。ＲＦトラックを最小化するために、第１ＬＯ信号は単一クロスボード接続を介して受信チップ（１２）から入力されるのが好ましい。それにもかかわらず、上述の任意の内部チップ信号に対する単一クロスボード接続は逆位相で２つのトラックを構成する平衡接続であり得り、高周波数でのＲＦチップからの及びへの平衡接続はまれな浮遊接続及び放射効果を削減する。
【００３７】
ＴＸミキサ（４６）は送信周波数及び第１ＬＯ周波数を合成し、ＴＸオフセット周波数Ｆtxoffでの差分周波数信号を生成する。ミキサ（４６）から出力される差分周波数信号はオリジナルを保証するために低域通過フィルタでフィルタ化されても良く、より高い入力周波数は除去され、そして、要素Ｎ２で分周する第２可変分周器（４７）を駆動する。次に、周波数Ｆtxoff／Ｎ２での出力信号は第２位相比較器（４３）で分周器（４１）からの位相基準と比較され、周波数及び位相誤り信号を生成する。比較器（４３）からの誤り信号はフィルタ化され、ＴＸ発振器（４５）を制御する制御信号を生成するために所望のＴＸオフセット周波数が正確に得られるまでループフィルタ（４４）で積分される。つまり、ＴＸオフセット周波数は以下の式によって与えられる。
【００３８】
Ｆtxoff／Ｎ２＝Ｆref．Ｎ１／（Ｍ１．Ｍ２），
あるいは Ｆtxoff＝Ｆref．Ｎ２．Ｎ１／（Ｍ２．Ｍ１）
また、構成要素（４１、４３、４４、４５、４６、４７）を構成するＴＸオフセットＰＬＬに対し、分数Ｎ合成装置とすること可能であるが、分数Ｎ合成装置は整数合成装置よりも複雑であり、つまり、装置内で１つ以上の構成要素を持つことを避けることが望まれる。つまり、要素Ｎ２は整数であることが好ましい。
【００３９】
位相比較器（３１、４３、４９）に対し可能な最高位相比較周波数を取得することが、送信周波数チャネル及び受信周波数チャネル間で単一二重間隔を有する単一帯域無線機において問題となることをまれである。第一に、２帯域無線機のコンテキストが１つ以上の二重間隔で動作しなければならいないことがより難しい。それゆえ、２帯域無線機は図６、図７、図８、図９を用いて説明される本発明に従って設計する。
【００４０】
図６に従う２帯域無線機は、可能な２つの送信周波数帯域の低い方で送信周波数を生成する送信周波数発振器（４５）を構成する。２つの周波数帯域の高い方での動作が要求される場合、周波数２倍器（４５ａ）は周波数を２倍にするために使用され、低い方及び高い方の帯域はほぼ１オクターブ離されている。発振器（４５）からの出力は低周波数帯域が要求される場合に変調器を駆動するために直接使用され、一方、２倍器（４５ａ）からの出力は高周波数帯域での動作が要求される場合に使用される。しかしながら、図６で示されるように、発振器（４５）からの低周波数は直接ＴＸミキサ（４６）に入力する。
【００４１】
同様に、第１局所発振器（５１）は受信信号を所望の第１中間周波数に変換するために可能な２つの受信周波数帯域の低い方に適合された周波数上で動作し、第１ＬＯ（５１）からの信号は２つの受信周波数帯域の高い方での動作が要求される場合に２倍器（５１ａ）を使用する周波数で２倍され、高周波数帯域に対するＬＯ周波数は低周波数帯域に対するＬＯ周波数よりも１オクターブ高くなるように近似されている。この近似は、第１中間周波数の適切な選択、かつフロントエンドチップ（１２）内の高域側あるいは低域側の一方の適切な選択によってほぼ近似値なるように計算することができる。
【００４２】
例えば、低周波数帯域動作に対しては、
高域側合成に対し、
Ｆlo1（lo）＝Ｆrx（lo）＋Ｆif1
あるいは、低域側合成に対し、
Ｆlo1（lo）＝Ｆrx（lo）−Ｆif1
ここで、Ｆlo1（lo）は低帯域第１ＬＯ周波数であり、
Ｆrx（lo）は低帯域受信チャネル周波数であり、
Ｆif1は選択第１中間周波数である。
同様に、高域側合成に対し、
Ｆlo1（hi）＝Ｆrx（hi）＋Ｆif1
であり、あるいは低域側合成に対し、
Ｆlo1（hi）＝Ｆrx（hi）−Ｆif1
であり、ここで、Ｆlo1（hi）は高帯域第１ＬＯ周波数であり、
Ｆrx（hi）は高帯域受信チャネル周波数であり、
Ｆif1は低帯域に対する同一の選択第１中間周波数である。
つまり、Ｆlo1（lo）の２倍となるＦlo1（hi）に対し、
Ｆrx（hi）＋／−Ｆif1＝２（Ｆrx（lo）＋／−Ｆif1）
であり、以下の
Ｆif1＝Ｆrx（hi）−２Ｆrx（lo）
（任意符号’＋’の両方に対し） （１）
を与えると、あるいは
Ｆif1＝（Ｆrx（hi）−Ｆrx（lo））／３
（高帯域内の’−’かつ低帯域内の１＋１） （２）
あるいは、
Ｆif1＝２Ｆrx（lo）−Ｆrx（hi）
（任意符号’−’の両方に対し）
あるいは、
Ｆif1＝（２Ｆrx（lo）−Ｆrx（hi））／３
（高帯域内の’＋’かつ低帯域内の１−１）
後半の２つの式は、不可逆である。可能な選択肢は、低帯域の第１ＬＯ範囲を３倍にして高帯域の第１ＬＯ範囲を生成することであり、以下の式を与えると、
Ｆif1＝（３Ｆrx（lo）−Ｆrx（hi））／２
（任意符号’−’の両方に対し） （３）
Ｆif1＝（３Ｆrx（lo）−Ｆrx（hi））／４
（高帯域かつ低帯域内の’＋’） （４）
図４及び図５に従う無線機に対する好ましい内部周波数構成の例は、ＩＳ５４「Ｄ−ＡＭＰＳ」の単一帯域基準に従って動作し、以下に説明する。位相比較器（３１、４３、４９）で可能な最高位相比較周波数を与える周波数構成が検索されると、以下の結果となる。
【００４３】
上記の結果は、第２ＬＯ位相比較器（３１）に対しＦxtal／Ｍ１＝１９．４４/９＝２．１６ＭＨｚ、ＴＸオフセット位相比較器（４３）に対しＦlo2／Ｍ２＝１０１．５２/９＝１１．２８ＭＨｚ、かつ第１ＬＯ位相比較器（４９）に対しＦlo2／（Ｍ２．Ｍ３）＝１１．２８/４７＝２４０ＫＨｚの位相比較周波数を提供する。１／８のステップを与えるＮ３、つまり、分数Ｎモジュールが８である分数Ｎ分周器を採用することによって、第１ＬＯ同調ステップは、上記の２４０ＫＨｚから３０ＫＨｚへ縮小される。
【００４４】
上記の解決策は、１１．２８ＭＨｚの高ＴＸオフセット位相比較周波数を提供する。別の基準では、最高第２ＬＯ位相比較周波数を取得するようにしても良い。水晶の高調波となる第２ＬＯに対する別の結果は、例えば、以下のようになる。
【００４５】
上記の値は、位相比較器（３３）で１９．４４ＭＨｚの第２ＬＯ位相比較周波数を得、分周器（３５）はＭ１＝１であるので必要ない。送信オフセット及び第１ＬＯ位相比較器（４３、４９）の両方は４８０ＫＨｚで動作し、分周器（４２）はＭ３＝１として省略しても良い。第１ＬＯ同調ステップは、１／１６ステップでＮ３が変化可能なモジュール１６の分数Ｎ分周器（４８）を採用することによって４８０ＫＨｚから３０ＫＨｚへ縮小される。
【００４６】
ここで、図６に従う内部周波数基準分配を有するデュアル帯域無線機について説明を戻すことに注意する。上述の２つの解決策例は、それらがデュアル帯域Ｄ−ＡＭＰＳ基準ＩＳ１３６に従って動作するデュアル帯域無線機と互換性があるので説明した。デュアル帯域無線に対する解決策は、第１局所発振器が８００ＭＨｚ帯域動作に対する高域側に、かつ１９００ＭＨｚ帯域動作に対する低域側にある場合に以下の表が与えられ、第２ＩＦは１２０ＫＨｚで固定である。
【００４７】
表１は第２ＬＯが水晶の高調波である場合の解決策であり、つまり、第２ＬＯは可能な最高位相比較周波数を有し、Ｍ１は均一である。
【００４８】
【表１】
【００４９】
上記の表１の値を使用して、ＴＸオフセット位相比較器（４３）に対する位相検出器比較周波数を判定する場合、図６の構成が２倍器（５１ａ）で２倍して１９００ＭＨｚになる前にＴＸ発振器（５１）周波数を制御することを考慮しなければならない。
【００５０】
それゆえ、位相比較器（４３）は分周器（４１）によって提供される周波数の半分、かつＭ２の指示値で動作しなければならない。
【００５１】
つまり、位相比較器（４３）は、１９００ＭＨｚ帯域で動作する場合に分周器（４１）からの周波数を半分にする２つの回路によって更なる分周を含まなければならず、あるいは１９００ＭＨｚに対するＭ２の値が２倍されなければならない。
【００５２】
後者の場合、１９００ＭＨｚ動作に対するＭ３の値は半分にされなければならず（１９００ＭＨｚでＭ３が常に奇数である場合は不可能である）、あるいは１９００ＭＨｚ動作に対する分数モジュールが半分にされなければならない。後者が好ましく、そして、１９００ＭＨｚでの好ましい分数モジュールは、１９００ＭＨｚ動作に対する表１で示されるＭ２の２倍の値と４あるいは１２が組み合わされる。つまり、Ｍ２の指示値による表１の第２ＬＯ周波数を分周することによって得られるように、位相比較器（４３）でのＴＸオフセット位相比較周波数は１９００ＭＨｚ動作に対し１０８０ＫＨｚとなり、２１６０ＫＨｚとはならない。
【００５３】
また、図６では、Ｎ３に対する可変分周器（４８）で開始する分数Ｎ第１ＬＯ合成装置ループへ常に２倍器（５１ａ）からの２倍化周波数が入力されることに注意する。８００ＭＨｚ帯域動作中の受信ミキサに対して使用される周波数は合成周波数の半分であるので、合成装置は、３０ＫＨｚステップで受信機と同調するために６０ＫＨｚステップだけを提供することが必要である。つまり、８００ＮＨｚ動作に対する表１に示される分数Ｎモジュールは半分にされる。
【００５４】
同じ分数Ｎモジュールを使用して両帯域で動作することが望ましく、これは、８００ＭＨｚ及び１９００ＭＨｚモジュールの最小公倍数であるモジュールを使用して常に達成されても良く、１つあるいは両帯域での周波数ステップが必要とされているものよりも優れていても良いことを受け入れて、要求された周波数解像度が超えることを受け入れることが可能である。
【００５５】
上記の成果は、図６の周波数２倍回路（４５ａ、５１ａ）とは対照的に、図７の周波数半分回路（４５ｂ、５１ｂ）に対する１つの誘因となっている。別の誘因は、周波数半分回路で半分にされずに、周波数２倍回路で２倍される位相ノイズである。つまり、周波数半分回路を使用する場合にはまれなより低い位相ノイズ及びリップルが存在する可能性がある。また、更なる別の誘因は、基本波のまれな漏れ、また、別のまれなより高い高調波を取り除くために周波数２倍回路がフィルタを必要とすることであるが、周波数２分周回路の出力は相対的に別のまれなスペクトル構成要素の制約は受けない。
【００５６】
ここで図７を参照すると、ミキサ（４６）で開始するＴＸオフセット合成装置ループに入力される発振器（５１）の非分周出力があることがわかる。それゆえ、８００ＭＨｚ帯域動作に対する位相比較器は表１から示される周波数の２倍の周波数で動作しなければならず、即ち、Ｍ２の値は半分にされなければならず、一方で、Ｎ２の値は８００ＭＨｚ動作に対する表１に示される値で２倍されなければならない。前者はＭ２が奇数である場合には不可能であり、第１ＩＦが１５５．６４ＭＨｚ及びＭ２＝１６２である場合には可能である。つまり、表１に図７が適用される場合、８００ＭＨｚに対するＮ２の値は第１ＩＦ＝１５５．６４ＭＨｚの場合以外では２倍にされるべきであり、Ｍ２を半分にして８１にすることがより良い選択である場合には、位相比較器（４９）で同じ第１ＬＯ位相比較周波数を維持するために、あるいは分数Ｎモジュールを３２から６４に増加させるために、８００ＭＨｚ動作に対しＭ３の値を２倍（２）にすることが必要である。一方で、８００ＭＨｚ動作に対する受信機で使用する前に発振器（５１）の周波数が半分にされるので、分数Ｎモジュールを半分にして再度３２にすることが可能にしながら、発振器（５１）を６０ＫＨｚで同調することを満足する。
【００５７】
また、図７に関連して上記の検討事項は図８及び図９の構成を適用することであり、この場合、ＴＸ周波数信号及び第１ＬＯは常により高い周波数で制御され、かつ８００ＭＨｚの使用に対して半分にされる。
【００５８】
図６、図７、図８及び図９間の選択において、別の誘因は電力消費である。図６では、２倍回路５１ａは８００ＭＨｚ帯域受信動作中にパワーアップされなければならなず、これは、バッテリが充電される前のスタンバイ時に最大効果を有する。なおかつ、ｘ２回路４５ａは１９００ＭＨｚ送信に対してのみパワーアップされる必要があり、つまり、８００ＭＨｚ帯域送信ではパワーセーブされる。図７では、分周器５１ｂは８００ＭＨｚ受信に対してもパワーアップされる必要があり、１９００ＭＨｚ受信に対してはパワーダウンされる。同様に、２分周回路４５ｂは８００ＭＨｚ送信に対してのみパワーアップされる必要があり、１９００ＭＨｚ送信に対してはパワーアップされる必要はない。
【００５９】
図８では、ｘ２回路４５ａはどちらかの周波数帯域での送信に対しパワーアップされなければならないが、電力増幅器（１３）が送信電力消費を抑制するようなかすかな期待がある。２分周回路５１ｂは１９００ＭＨｚ受信中ではパワーダウンされる。図６及び図９では、２倍回路５１ａは常に周波数帯域のどちらかでの受信に対しパワーアップされる。それゆえ、これは、図７あるいは図８のような１９００ＭＨｚでのスタンバイバッテリ寿命に対し好ましくない。
【００６０】
１９００ＭＨｚ Ｄ−ＡＭＰＳ動作はＴＤＭＡを使用し、低受信効率要素のためにより長いスタンバイ時間を確保できる。しかしながら、８００ＭＨｚ動作はアナログＦＭ ＡＭＰＳモードを含み、この場合、受信スタンバイ効率要素はより長くなる。それゆえ、８００ＭＨｚ ＡＭＰＳ動作はバッテリ寿命に対しては制約された要素であり、それゆえ、図１０を考慮することを導き、ここでは、２倍器５１ａに８００ＭＨｚ受信中にパワーダウンされることを可能にしながら、第１ＬＯは常により低い周波数で制御される。
【００６１】
図１０を参照すると、第１ＬＯは、より低い周波数で、即ち、２倍される前の周波数で、常に制御される。これは、２倍器５１ａに８００ＭＨｚ動作でパワーダウンすることを可能にする。しかしながら、不利な点としては、２倍される分数Ｎモジュールを必要としながら、発振器５１が１９００ＭＨｚで３０ＫＨｚステップを提供するために１５ＫＨｚステップで同調されなければならないことであり、これは望ましくない。上述した周波数２倍よりも周波数半分に対する利点と共に、現在の半導体技術における２分周回路が、たいていが周波数２倍回路よりも小さく、かつわずかな電力を消費することを考慮すると、図７は最適な実用実施となるであろう。
【００６２】
第２ＬＯが水晶の高調波であることに対しての上記の表１に挙げられた解決策は、分周器（３５）に対し最小均一値を与える。表２は、第２ＬＯ位相比較器（３１）が６．４８ＭＨｚで動作する場合の解決策を挙げており、これは、３（Ｍ１＝３）によって分周された水晶周波数である。
【００６３】
【表２】
２．１６ＭＨｚ（水晶／９、即ち、Ｍ１＝９）あるいは７２０ＫＨｚ（水晶／２７あるいはＭ１＝２７）の倍数の第２局所発振器での多くの解決策が存在し、少なくとも１つの解決策はＭ１＝６である。以下の表３は、別の解決策だけを挙げており、この解決策は、特に、８００ＭＨｚあるいは１９００ＭＨｚ動作のどちらか一方でのＴＸオフセット比較器（４３）に対する高比較周波数のような興味深い特徴を持っている。
【００６４】
【表３】
上記の解決策は１つあるいは他の周波数帯域での相対的な（Ｍ２、Ｎ２）の相対的な低値に対し注目に値し、これらの場合においてはかなり高ＴＸオフセット位相比較周波数を与える。
【００６５】
上述したように、より高い周波数範囲で第１局所発振器は、低帯域での動作に対し必要とされる周波数の範囲のほぼ２倍に等しい範囲を介して同調すべきであることが重要である。
【００６６】
８００ＭＨｚセルラー式帯域に対する受信周波数範囲は８６９．０４ＭＨｚから８９３．９７ＭＨｚであり、一方、１９００ＭＨｚＰＣＳ帯域の受信周波数範囲は１９３０．０８ＭＨｚから１９９０．０８ＭＨｚである。上述の式（１）、（２）、（３）、（４）への置換は、それぞれ１９２ＭＨｚ、６４ＭＨｚ、３３８．５２ＭＨｚ、１６９．２６ＭＨｚの望ましい第１中間周波数を与える。６０ＭＨｚから１９００ＭＨｚに渡る受信帯域を介して動作する場合には、６４ＭＨｚＩＦは十分な画像除去を提供するためにかなり低い。ＳＡＷあるいは周波数での３０ＫＨｚ帯域幅を有する水晶フィルタが利用不可能であるため、３３８．５２ＭＨｚＩＦを選択することは難しい。それゆえ、式（１）あるいは式（４）の解決策が好ましい。
【００６７】
表１から表３における上記の解決策は、８００ＭＨｚでの第１ＬＯ高域及び１９００ＭＨｚでの低域に対するもの、つまり、式（２）の解決策に対するものであった。これらは、局所発振器（５１）の範囲が８００ＭＨｚ動作及び１９００ＭＨｚ動作間で帯域交換される提供を採用できる。８００及び１９００ＭＨｚの両方での動作に対し要求される全同調範囲を１つの帯域でカバーするための試行は望ましくない。
【００６８】
以下から与えられる式（１）の場合に対する解決策の検索は、最近接第１ＩＦは１９２ＭＨｚとなる。
第１ＩＦ 189.96ＭＨｚ
第２ＬＯ 190.08ＭＨｚ＝88/9×19.44ＭＨｚ水晶
（Ｎ１＝８８、Ｍ１＝９）
ＴＸオフセット（８００ＭＨｚ） 234.96ＭＨｚ＝89/72×第２ＬＯ
（Ｎ２＝８９、Ｍ２＝７２）
ＴＸオフセット（１９００ＭＨｚ） 270.00ＭＨｚ＝125/88×第２ＬＯ
（Ｎ２＝１２５、Ｍ２＝８８）
８００ＭＨｚでのＴＸオフセット比較周波数＝2460ＫＨｚ
（図７の構成に対しては、実際は５２８０ＫＨｚ、Ｎ２＝８９、Ｍ２＝３６）
１９００ＭＨｚでのＴＸオフセット比較周波数＝2160ＫＨｚ
第２ＬＯ比較周波数＝2160ＫＨｚ
可能な第１ＬＯ分数Ｎモジュール：
1、2、4、8、11、22、44あるいは88 （８００ＭＨｚ）
かつ
1、2、3、4、6、8、9、12、18、24、36あるいは72 （１９００ＭＨｚ）
両帯域に対し８の分数Ｎモジュールが選択される場合、第１ＬＯ位相比較周波数は、例えば、２４０ＫＨｚとなる。
【００６９】
一方、１９００ＭＨｚで７２０ＫＨｚ位相比較周波数を与えるために２４の分数Ｎモジュールが選択されても良いが、位相比較周波数は８００ＭＨｚで２４０ＫＨｚとなる。８００ＭＨｚでの同調ステップサイズは同じ２４のモジュールで１０ＫＨｚとなり、あるいは図７の構成に対してちょうど５ＫＨｚとなる。これは、必要とされる３０ＫＨｚよりもより容易に実現でき、受け入れ可能である。２４０ＫＨｚは８００ＭＨｚ動作に対する適切な比較周波数であり、７２０ＫＨｚのより高い比較レートは発振器位相ノイズが８００ＭＨｚの発振器位相ノイズの２倍となる１９００ＭＨｚに対し望ましい。
【００７０】
式（４）に従う解決策は、８００ＭＨｚ動作に対し高帯域第１局所発振器周波数の３分周を想定している。換言すれば、図７の分周器（５１ｂ）は、２分周回路から３分周回路へ変更されなければならない。また、補正対象の８００ＭＨｚでの送信周波数ステップのために、分周器４５ｂを３分周回路に変更する必要がある。デュアル帯域ＩＳ １３６セルラー式電話に対しては好ましくないので、この解決策はここでは更には吟味されず、いかなる場合にでも、開示された方法の自明な拡張となる。
【００７１】
本発明はデュアル帯域／デュアルモード無線電話に対し使用でき、この場合、ＡＭＰＳ及びＩＳ５４（ＤＡＭＰＳ）との互換性はＰＣＳ１９００（ＧＳＭ帯域）基準との互換性を一緒にした８００ＭＨｚ帯域内でが望ましい。
【００７２】
解決対象の問題は、２４．３ＫＳ／Ｓ送信符号レート、３０ＫＨｚチャネル間隔及び８ＫＳ／Ｓ音声デジタル化の最も都合の良い公倍数とする１９．４４ＭＨｚ水晶の使用に基づくＤ−ＡＭＰＳ動作に対して無線機が正常に設計されることである。一方、無線機は通常１３ＭＨｚ水晶に基づくＧＳＭ、ＤＣＳ１８００あるいはＰＣＳ１９００動作に対して設計され、この１３ＭＨｚ水晶は２７０．８３３ＫＢ／Ｓ（１３ＭＨｚ／４８）の送信ビットレート、２００ＫＨｚ（１３ＭＨｚ／６５）のチャネル間隔及び８ＫＳ／Ｓ音声デジタル化レートの最小公倍数である。これは、部品の増加が考慮されるために、ある設計の無線機と別の設計の無線機とを単に統合することを難しくている。それゆえ、どの水晶周波数でも動作できる設計対象の構成要素を可能にする内部周波数構成を見つけることが望ましく、別の目的として、８００ＭＨｚでのＡＭＰＳモード、８００あるいは１９００ＭＨｚでのＤ−ＡＭＰＳモードあるいは１９００ＭＨｚでのＰＣＳ１９００モードのいずれかでの水晶基準周波数と同じ水晶基準周波数での動作を可能にする基準水晶分周スキームを見つけることが望ましい。
【００７３】
図１２は基準発振器（２１）に接続された１３ＭＨｚ及び１９．４４ＭＨｚ水晶の両方を使用する解決策を示しているが、デジタルロジック（２０）からの「選択水晶」制御信号を使用する時は１３ＭＨｚ及び１９．４４ＭＨｚ水晶のどちらか１つだけが動作する。
【００７４】
単一中間周波数増幅器チップはデュアル水晶基準発振器（２１）、第２ＬＯ及びその制御ＰＬＬ（１７）及びデュアル帯域幅第２ＩＦ増幅器及び第２ミキサ（１６）を構成する。基準発振器は１３ＭＨｚの１つのモードで動作し、次に、第２ＬＯは１２×１３ＭＨｚで制御される。一方、第２モードでは、基準発振器は１９．４４ＭＨｚで動作し、第２ＬＯは、例えば、１５５．５２ＭＨｚで制御され、これは、１９．４４ＭＨｚの倍数（１９．４４ＭＨｚの８倍）で同一の発振器が動作できる１５６ＭＨｚに十分に近づけられている。
【００７５】
ＩＦ増幅器チップはフロントエンドチップ（１２）からのダウンコンバート信号を受信し、これは広帯域ＩＦフィルタ（１５ＷＢ）あるいは狭帯域ＩＦフィルタ（１５ＮＢ）のどちらか一方を使用してフィルタ化される。広帯域モードでのフィルタ中心周波数は１５０ＭＨであり、これは６ＭＨｚの第２ＩＦを生成するためにそのモード内の１５６ＭＨｚの第２ＬＯと合成し、ＲＳＳＩ信号と一緒にデジタル信号処理（２０）に入力される。狭帯域第１ＩＦフィルタは１５５．５２の第２ＬＯより高い１２０ＫＨｚの中心周波数、つまり、１２０ＫＨｚの狭帯域モードでの第ＩＦを与える１５６．６４ＭＨｚで動作し、そして、信号処理チップ（２０）に入力される。狭帯域モードでの１２０ＫＨｚあるいは広帯域モードでの６ＭＨｚのどちらか一方での第２ＩＦ信号は、第２ＩＦフィルタ（不図示）を使用してＩＦ増幅器（１６）で更にフィルタ化されるのが好ましい。１つの動作では、１２０ＫＨｚの第２ＩＦフィルタはほぼ３０ＫＨｚの通過帯域幅を有するアクティブ帯域通過フィルタに統合され、ＩＦ増幅チップ（１６、１７、２１）の一部として製造される。ＴＶ音声ＩＦステージに対して使用されるように、６ＭＨｚの第２ＩＦフィルタリングはほぼ１７０ＫＨｚ帯域幅の外部セラミックフィルタ（不図示）によって実行される。
【００７６】
８００ＭＨｚの狭帯域ＡＭＰＳモードで動作する場合、二重間隔は４５ＭＨｚであり、そして、送信周波数は第１ＬＯ以下の４５＋１５５．６４ＭＨｚである。それゆえ、ＴＸオフセットは２００．６４ＭＨｚとなる。しかしながら、図１３に示されるように、ＴＸミキサ（４６）は８００ＭＨｚ周波数の２倍で送信及び受信発振器（４５、５０）を組み合わせ、そして、４０１．２８ＭＨｚのオフセットを生成する。これは、１５５．５２ＭＨｚの第２ＬＯを有する１９２０ＫＨｚの最高共通要素を有し、そして、分周器（４７）は第１の１９２０ＫＨｚ信号を取得するために第１整数Ｎ２によってＴＸミキサ（４６）からのＴＸオフセットを分周し、分周器（４１）は第２の１９２０ＫＨｚ信号を生成するために整数Ｍ２＝８１によってＩＦチップ（３０）からの第２ＬＯを分周する。２つの１９２０ＫＨｚ信号は誤り信号を生成するために送信位相比較器（４３）で比較される。誤り信号はフィルタ化され、所望の周波数でそれを維持するＴＸ発振器（４５）に対する制御信号を生成するためにループフィルタ（４４）で積分され、分周器（４５ｂ）で分周される場合には、所望の８００ＭＨｚ送信周波数となる。
【００７７】
また、８００ＭＨｚでのこの周波数は８００ＭＨｚ帯域でのＤ−ＡＭＰＳモードに対して使用されても良い。１９００ＭＨｚのＤ−ＡＭＰＳモードでの動作に対し、二重間隔は８０．０４ＭＨｚとなり、それゆえ、送信オフセットは８０．０４＋１５５．６４ＭＨｚ＝２３５．６８ＭＨｚとなる。これは、１５５．５２ＭＨｚの第２ＬＯ周波数には全く関係ないが、１９００ＭＨｚで時間二重モードだけが使用され、そして、送信及び受信は異なる時間スロットで発生して同時には発生しないので、第１局所発振器は送信及び受信間の２４０ＫＨｚの相対的に小さい量でサイドステップされても良く、そのため、２３５．４４ＭＨｚのＴＸオフセットは２３５．６８ＭＨｚの代わりに使用されて良い。
【００７８】
わずかに変更された２３５．５４ＭＨｚのＴＸオフセットは１５５．５２ＭＨｚの第２ＬＯを有する２１６０ＫＨｚの共通要素を共有する。つまり、１９００ＭＨｚ Ｄ−ＡＭＰＳモードでは、分周器（４７）は２３５．４４ＭＨｚを２１６０ＫＨｚへ分周するためにリプログラムされた整数Ｎ２によって分周し、一方で、分周器（４１）は２１６０ＫＨｚを取得するために７２のＭ２によって分周するためにリプログラムされ、ここで、位相比較器（４３）は１９２０ＫＨｚの代わりに２１６０ＫＨｚで信号を比較する。
【００７９】
そして、ＰＣＳ１９００モードを取得するために、そのモードで第１ＩＦが１５０ＭＨｚとなるように、二重オフセットは８０ＭＨｚであり、送信オフセットは８０＋１５０ＭＨｚである。２３０ＭＨｚのＴＸオフセットは、ここでは１５６ＭＨｚの第２ＬＯを有する２ＭＨｚの共通除数を共有する。また、このモードは時間二重であり、第１ＬＯはＴＸオフセットを２３０ＭＨｚから例えば２３４ＭＨｚへ変更するためにサイドステップされ、これは１５６ＭＨｚの第２ＬＯを有する７８ＭＨｚのより大きな共通要素を有する。そうでなければ、それは、２ＭＨｚの位相比較周波数を維持するのに都合が良く、共通ループフィルタ（４４）及び位相比較器（４３）の使用を容易にするためにすべての位相比較周波数（１９２０、２１６０及び２０００ＫＨｚ）に近づける。さもなければ、７８ＭＨｚのようなより大きい共通要素を利用することが要望される場合、差分ループフィルタ及び均一位相比較器は安定性及び占有時間の所望の閉ループ特性を提供することが必要となる。つまり、図１３の構成は、すべての帯域及びモードでのループ帯域幅及び占有時間の同じＴＸオフセットループ動作特性をおおまかに維持することを意図している。
【００８０】
図１２及び図１３のデュアルモード、デュアル帯域送信機−受信機はすべてのモードで２倍スーパヘテロダイン式受信機が使用されることを想定している。狭帯域ＡＭＰＳ及びＤ−ＡＭＰＳモードでは、第２中間周波数は１２０ＫＨｚであり、第２ＩＦフィルタはチップ上に統合されたアクティブフィルタであり、すべてのＧＳＭ音声及びデータモード、サテライト通信モード及びＧＰＲＳパケットデータモードを含むことができる広帯域ＰＣＳ１９００モードでは、第２ＩＦは６ＭＨｚであり、第２ＩＦフィルタをその周波数で統合することはより難しくなる。広帯域モードに対する別の受信機機構が図１４に示され、ここでは、広帯域モードでの第２ＩＦはゼロ周波数であり、そうでなければ、「ＩＦホモダイン」として知られ、ＲＦホモダインとは対照的に、１つの変換ステップでアンテナで受信した周波数をゼロ周波数へ直接変換する。図１４の受信機は、２ステップでアンテナで受信した周波数をゼロ周波数へ変換し、第１ステップは１５６ＭＨｚの第１中間周波数へ変換し、第２ステップは１５６ＭＨｚの局所発振器と組み合わせることによって１５６ＭＨｚをゼロ周波数へ変換する。ここでは、図１４の第１ＩＦが図１２及び図１３の１５０ＭＨｚとは対照的に１５６ＭＨｚであるので、１９００ＭＨｚに対するＴＸオフセットは、ここでは、１５６＋８０＝２３６ＭＨｚとなり、それでもなお、１５６ＭＨｚの局所発振器を有する２ＭＨｚの共通要素を共有する。つまり、図１３への変更だけは、ＰＣＳ１９００動作に対するＮ２値は２３０／２＝１１５から２３６／２＝１１８へ変更することである。要望があれば、Ｎ２を２３６／４＝５９へ、かつＭ２を７８から３９へ、Ｍ３を２から４へ変更することによって（あるいは、第３位相比較器（４９）に対するより高い基準周波数を受け入れるためにＮ３の分数Ｎモジュールを変更することによって）４ＭＨｚのより高い共通要素が使用できる。
【００８１】
図１２、図１３及び図１４の動作は、２つの異なる基準水晶を使用するが、どんなときでも１つだけは動作している。しかし、これは、各水晶が異なる独立温度補償仕様を持つので、両水晶が別々に温度補償されなけばならいという複雑さが加わる。温度補償は「自己学習」技術によって実行され、これによって、受信機は基地局信号をロックし、次に、水晶誤りの訂正の基礎として基地局信号周波数を使用する。一般の温度はサーミスタを使用して測定され、水晶に対して適用される補正はデジタル信号処理装置（２０）のマイクロプロセッサメモリ内の一般温度に対するテーブルに記憶される。
【００８２】
温度補償、また、コスト及び第２水晶に関連する基板面積の削減を容易にするために、単一水晶を使用する図１５及び図１６の解決策を考慮することが重要である。図１５の解決策は、１９．５ＭＨｚの妥協水晶周波数を選択することである。これはＰＣＳ１９００ビットレートから導出される１３ＭＨｚの１．５倍であり、そのビットレートは１３ＭＨｚ／４８とは対照的に１９．５ＭＨｚ／７２として導出可能である。また、１９．５ＭＨｚはＤ−ＡＭＰＳモード対して必要とされる１９．４４ＭＨｚに近づけられており、これは２４．３ＫＳ／Ｓの符号レートを８００で分周することによって導出されたものである。１９．５ＭＨｚが使用される場合、誤りは０．３％であり、６．６６７ｍＳのＴＤＭＡバーストあるいは１６２符号期間の送信中の符号期間のちょうど半分の送信符号ストリーム内でタイミングドリフトを生じる。原則として、そのような誤りは、どのような場合にでも、１つの符号以上の送信経路遅延変化を生じるマルチパス伝播のために受信機によって予想されなければならない誤りよりも大きくならない。それにもかかわらず、送信信号自身の誤りが伝播経路によって導かれる不備を生じないように送信信号を補正することが望ましい。第１の概算に対し、符号レート誤りは、８０２で水晶周波数を分周することによって削減され、０．０５８５％の誤差誤で有する符号レートを取得し、１６２符号バースト期間以上の符号の１０分の１よりも少ない符号のタイミングドリフトを与える。更なる改善が、スキップカウンタによって実現でき、これは２４．３ＫＳ／Ｓ符号レートへのより正確な概算を生成するために時には８０２かつ時には８０３で分周する。しかしながら、１つの動作では、２４．３ＫＳ／Ｓ変調は１ビット当たり８サンプルのレートでデジタル的に生成される。１ビット当たりのいくつかのサンプルは、累乗根コサイン（root-raised-cosine）フィルタ周波数応答を使用してフィルタ化された符号ストリームの湾曲された波形を表現するために使用される。つまり、水晶周波数を時には１００でかつ時には１０１で分周することによって、符号レートの８倍あるいは１秒当たり１９４．４キロサンプルに対し正確な概算を生成するために実際に要望される。Ｎ１回の１００分周が発生し、Ｎ２回の１０１分周が発生し、導出される。
【００８３】
２０ｍｓのＤ−ＡＭＰＳフレーム反復期間は１９．４４ＭＨｚクロックの３８８８００周期とは対照的に１９．５ＭＨｚクロックの３９００００周期を表す。
【００８４】
つまり、１９．４４ＭＨｚクロックが使用される場合の３８８８００とは対照的に１９．５ＭＨｚクロックが使用される場合の３９００００によって分周するようにタイミング生成器はプログラムされる。Ｄ−ＡＭＰＳ ＴＤＭＡフレームは３時間スロットに分周され、つまり、１つの時間スロットは、１９．４４ＭＨｚクロックの１２９６００周期とは対照的に期間内で１９．５ＭＨｚクロックの１３００００周期である。それゆえ、Ｎ１及びＮ２に対する第１の式は、以下となる。
【００８５】
１００．Ｎ１＋１０１．Ｎ２＝１３００００
加えて、上述のように、生成されるべき１／８符号サンプル期間の総数は８×１６２＝１２９６であり、そして、Ｎ１及びＮ２に対する第２の式は、以下となる。
【００８６】
Ｎ１＋Ｎ２＝１２９６
これらの式を解くと、Ｎ２＝４００、Ｎ１＝８９６となる。
【００８７】
つまり、スキップカウンタは、総数４００回の１０１分周で配置された総数８９６回の１００分周を行うようにプログラムされ、１９．５ＭＨｚクロックあるいは２５ナノ秒のクロック期間の約半分よりも大きいタイミング誤りなしに総数１２９６の１／８符号期間を生成する。図２０は上述した内容を達成するスキップカウンタの図を示している。分周器（１００）は、アキュムレータ（１０１）からの制御入力に従って１００あるいは１０１のどちらか一方によって分周するように構成され、そして、分周器（１００）からの連続出力パルスは１９．５ＭＨｚクロックの１００周期あるいは１０１周期のどちらかの間隔が空けられる。アキュムレータ（１０１）はモジューロ８１アキュムレータとして構成され、これは、増分を追加した後に、アキュムレータの値が８１と等しいあるいは大きいことを意味し、８１はアキュムレータ値から減算され、オーバフローあるいはキャリーパルスが生成される。アキュムレータ（１０１）から出力されるキャリーパルスは、１０１分周を分周器（１００）で行うために使用される。
【００８８】
最終分周器（１００）出力パルスによって増分が生じた状態でアキュムレータ（１０１）によるキャリーが生成されない場合、分周器（１００）は次の出力サンプルレートパルスを生成するために１９．５ＭＨｚクロック入力の１００周期を計数する。さもなければ、最終分周器出力パルスがアキュムレータへの増分及びオーバフローを生じる場合、分周器（１００）へ再入力されるアキュムレータキャリー出力は、次の分周器出力サンプルレートパルスを生成する前に１９．５ＭＨｚクロック入力の１０１周期の計数を分周器で行う。
【００８９】
アキュムレータ増分を２５に設定することによって、アキュムレータは２５／８１時間のキャリーパルスを生成し、これは４００／１２９６時間に等しく、Ｄ−ＡＭＰＳ時間スロットの１２９６個の正確な８倍符号レートパルスを生成するために必要とされる上述の算出された１０１の分周比となる。
【００９０】
図１６は１９．５ＭＨｚ水晶を使用する中間周波数構成を示している。８００及び１９００ＭＨｚ動作それぞれでの送信位相比較器（４３）に対し１３２０ＫＨｚ及び１０８０ＫＨｚの高位相比較周波数を与えるために、Ｄ−ＡＭＰＳモードの第１ＩＦは１５４．３２ＭＨｚに変更され、一方で、第２ＬＯ位相比較器（３１）で７８０ＫＨｚの高比較周波数も与える。
【００９１】
図１７に本発明の更に別の動作が示され、ここでは、すべての無線発振器周波数を導出するために１３ＭＨｚ水晶を使用し、かつＡＭＰＳ及びＤ−ＡＭＰＳモードに対するビット及びデジタルサンプリングレートを導出するためだけにデジタルチップ（２０）に接続された１９．４４ＭＨｚ水晶を使用している。この場合の周波数構成は図１８に示され、ここでは、図１６と異なる部分は実質的に第２ＬＯ位相比較器が５２０ＫＨｚで動作することである。
【００９２】
図１６及び図１８では、メイン受信機合成装置（第１ＬＯ）は、ＰＣＳ１９００モードでは５モジュール（任意には、１０あるいは２０）、また、ＡＭＰＳモード及びＤ−ＡＭＰＳモードでは１２モジュールを有する分数Ｎ合成装置として動作する。
【００９３】
図１９の構成を使用してデジタルクロックを生成するためにだけに使用される１９．４４ＭＨｚ水晶を除去することが可能であり、この場合、デジタルチップ（２０）は、必要な場合、内部ＰＬＬによって自身の１９．４４ＭＨｚクロックを生成する。これを容易にするために、分周器（４１）及び（４２）はそれぞれ２つの分周器（４１ａ、４１ｂ）及び（４２ａ、４２ｂ）に分けられる。分周器４１ａは、送信位相比較器（４３）が動作する１３２０ＫＨｚを取得するために、８００ＭＨｚのＤ−ＡＭＰＳモードで１５４．５４ＭＨｚの第２ＬＯ周波数を１７７で分周する。セレクタスイッチ４１ｃはこのモードで分周器４１ａの出力を選択するために動作する。このモード中に、分周器４１ｂは同時に動作し、デジタルチップ（２０）へ１４．０４０ＭＨｚ出力を提供するために１１で分周する。この周波数は、必要な場合に、局所ＰＬＬによってデジタルチップ（２０）上で生成される１９．４４ＭＨｚで１０８０ＫＨｚの共通要素を共有する。分周器（４２ａ）は、この時、６６０ＫＨＺを取得する更なる２要素によって位相比較器（４３）の動作周波数を分周するために動作し、これは、発振器（５１）の６０ＫＨｚステップを提供するためにモジュール１１分数Ｎ分周器（４３）と一緒に使用され、８００ＭＨｚ ＡＭＰＳあるいはＤ−ＡＭＰＳ動作に対する２分周後、３０ＫＨｚステップを提供する。１９００ＭＨｚ Ｄ−ＡＭＰＳ動作に対し、スイッチ４１ｃは、１３で分周された１４．０４ＭＨｚ、つまり、１０８０ＫＨｚである分周器（４２ｂ）の出力を選択する。これは、８００ＭＨｚでの４５ＭＨｚと比較される１９００ＭＨｚでの８０．０４ＭＨｚの二重オフセットを提供するための所望の周波数である。位相比較器（４３）に対して選択された１０８０ＫＨｚは、３分周を行うようにリプログラムされた分周器（４２ａ）で更に３分周され、位相比較器（４９）に対して３６０ＫＨｚ位相比較周波数を与え、これは、分周器（４８）に対する１２分数Ｎモジュールを一緒に使用して、１９００ＭＨｚでのＤ−ＡＭＰＳ動作中に発振器（５１）に対する３０ＫＨｚ同調ステップを与える。ＰＣＳ１９００動作に対し、分周器（４１ｂ）は１２分周を行うようにプログラムされ、デジタルチップ（２０）へ１３ＭＨｚクロック出力を提供するために、ここでは、１５６ＭＨｚの第２ＬＯを分周する。１３ＭＨｚは分周器（４２ｂ）で１３分周されて１ＭＨｚとなり、これは位相検出器（４３、４８）の動作周波数である。つまり、分周器（４２ａ）はＭ３＝１となるようにプログラムされる。分周器（４８）に対する５分数Ｎモジュールの使用は、このモードで所望の２００ＫＨｚステップを提供する。
【００９４】
２７０．８３３ＫＢ／Ｓ及び２４．３ＫＳ／Ｓの選択的な符号レート、３０ＫＨｚあるいは２００ＫＨｚのチャネル間隔、４５ＭＨｚ、８０．０４ＭＨｚあるいは８０．００ＭＨｚの送受信二重間隔を導出する様々な方法で、本発明が、単一の水晶基準あるいは２つの水晶のどちらかを使用してデュアル帯域、デュアルモード送受信機の構成を可能にすることが上述で示される。
【００９５】
また、従来技術と比較して改良された機構で柔軟性が達成され、無線機ハードウェアに、ＲＦ内部接続数が削減され、実質的に３つの集積回路チップに縮小することを可能にし、これは、内部干渉のリスクを最小化し、かつ電力消費を削減する。
【００９６】
共通基準水晶発振器から直接合成されなければならないすべてのクロック周波数及び無線周波数を導出することが不便なときはいつでも、本発明はセルラー式無線機以外のコンテキストに有用となる。添付の請求項によって説明される本発明の精神及び範囲を維持しながら、本発明は、上記の技術を使用して当業者によって適合されても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来の基準周波数分周を示す図である。
【図２】 別の従来のスキームを示す図である。
【図３】 Ｄｏｌｍａｎ参照文献を組み込んで説明される改良システムを示す図である。
【図４】 新規の本発明の基準分周スキームを示す図である。
【図５】 本発明の周波数合成スキームのより詳細を示す図である。
【図６】 本発明の周波数２倍器を使用するデュアル帯域スキームを示す図である。
【図７】 本発明の周波数半分器を使用するデュアル帯域スキームを示す図である。
【図８】 本発明の周波数半分器及び周波数２倍器を使用するスキームを示す図である。
【図９】 本発明の位置が変えられた周波数半分器及び周波数２倍器を含むスキームを示す図である。
【図１０】 本発明のＡＭＰＳ受信に対してパワーダウンできる周波数２倍器を含むスキームを示す図である。
【図１１】 周波数半分器を使用する図１０の変形例を示す図である。
【図１２】 デュアルモード無線機に対する別の基準周波数分周を示す図である。
【図１３】 図１２のデュアルモード無線機に対する分周器比を示す図である。
【図１４】 ＰＣＳ１９００モードに対するＩＦホモダインを使用するデュアルモード無線機を示す図である。
【図１５】 単一水晶を使用するデュアルモード無線機を示す図である。
【図１６】 図１５のデュアルモード無線機に対する分周器比を示す図である。
【図１７】 ２つの基準水晶を使用するデュアルモード無線機を示す図である。
【図１８】 図１７のデュアルモード無線機に対する分周器比を示す図である。
【図１９】 図１７の第２水晶を除去するための分周器比を示す図である。
【図２０】 １９．５ＭＨｚから１９４．４ＫＨｚを生成するスキップカウンタを示す図である。
発明の分野
本発明は選択された送信及び受信周波数ペアを使用する移動体通信に関するものであり、また、送信及び受信ステップ及び共通水晶基準発振器からのデジタルクロックレートの導出に関するものである。
発明の背景
移動体無線電話の分野では、受信周波数信号を受信する受信機と別の方向で送信周波数信号を同時に送信する送信機を採用することが良く知られており、この送信周波数は全二重間隔として知られる一定オフセットによって受信周波数と分けられている。
【０００２】
全二重間隔は名目上一定であるが、移動体電話が動作する周波数帯域上に依存して別の一定値をとり得る。ある周波数帯域より大きい周波数帯域で動作する移動体電話を構築する場合には複雑な問題が生じる。
【０００３】
名称が「補助受信機を有する送信信号生成」（Ｄｏｌｍａｎ）である米国特許出願第０８／７９５，９３０号は、第１あるいは第２二重間隔を達成するために基準周波数に関連して制御される送信周波数に対する基準周波数とする受信機の第２の局所発振器を使用することを記載している。Ｄｏｌｍａｎの出願は、参照することで本明細書に組み込まれる。
【０００４】
また、２つの合成装置ＰＬＬ回路を共通の集積回路にパッケージングする場合、２つのＰＬＬそれぞれの位相比較器が互いに干渉しないようにそれらの基準分周器を同期あるいはそうでなければ関連づけることが従来知られている。公開市場で利用可能なフィリップス社のＵＭ１００５及び８０２６デュアル合成装置集積回路はこの技術を使用している。これらの回路は、参照することで本明細書に組み込まれる米国特許第５，０９５，２８８号及び５，１８０，９９３号に記載されているようなＮ分周器及プログラマ可能なループ帯域幅を使用している。異なる周波数帯域で異なる同調ステップサイズを達成するために、デュアルモードサテライト／セルラー式電話においてそのような合成装置を採用する新規な方法は、これも参照することによって本明細書に組み込まれる米国特許第５，５３５，４３２号及び５，６１０，５５９号に記載されている。
【０００５】
エレクトロニクス分野における絶え間ない進歩は、様々な全国的なかつ国際的なプロトコルに準拠するより小さい移動電話を可能にしている。欧州でＧＳＭと知られ、また、米国でＰＣＳ１９００として知られている国際移動電話基準は、欧州９００ＭＨｚ帯域の４５ＭＨｚ、欧州１８００ＭＨｚ帯域の９５ＭＨｚ、かつ米国１９００ＭＨｚＰＣＳ帯域の８０ＭＨｚの送信／受信二重間隔で動作する。チャネル間隔は２００ＫＨｚ（１３ＭＨｚ／６５）であり、送信符号レートは１３ＭＨｚ／４８である。この基準における全タイミングは、よく知られている１３ＭＨｚクロックに関連している。ＤＡＭＰＳとして知られている米国ＩＳ１３６システムは、ＵＳ８００ＭＨｚセルラー式帯域の４５ＭＨｚ二重間隔、米国１９００ＭＨｚ帯域の８０．４ＭＨｚ二重間隔、３０ＫＨｚ同調ステップサイズ、かつ２４．３キロ符号／秒の送信符号レートで動作する。ＩＳ１３６では、よく知られているように、同調ステップサイズ、符号レート、内部タイミングはすべて１９．４４ＭＨｚクロックから導出可能である。ＩＳ９５として知られる別の米国基準は、８００ＭＨｚ帯域の３０ＫＨｚ同調ステップと組み合わされた４５ＭＨｚの二重間隔、あるいは１９００ＭＨｚ帯域の８０ＭＨｚ二重間隔と組み合わされた５０ＫＨｚステップを有する１２２８．８ＭＨｚの送信チップレートの符号分割多重アクセスを使用する。ＩＳ９５では、チップレート及び周波数ステップサイズは同じ水晶発振器から容易に導出できない。同じ携帯ユニットで上述のプロトコルを２つ以上組み合わせることは、合成されるべき様々な同調ステップサイズ、二重間隔及び符号レートによって妨げられることが容易に理解されるであろう。従って、これらには、そのような組み合わせを容易にする改良無線機構が必要とされている。
発明の要約
本発明に従う移動体電話受信機は、プログラム可能なデジタル周波数合成装置位相ロックループ（ＰＬＬ）によって周波数ステップに同調できる第１局所発振器周波数を使用する第１スーパーヘテロダイン式ダウンコンバータ手段を構成する。第１ダウンコンバータ手段は、フィルタリング用に受信信号を第１中間周波数（ＩＦ）に変換する。第２局所発振器を使用する第２ダウンコンバータ手段は、第１ＩＦ信号を第２ＩＦあるいは更なるフィルタリング及び処理に対する合成基本帯域に変換する。第２局所発振器は、水晶基準発振器に第２局所発振器をロックする第２デジタル周波数合成装置ＰＬＬを使用して生成される。水晶基準発振器は、送信符号レート及び受信器処理サンプリングレートを導出するデジタルロジックからバッファ化クロック出力信号を提供する。
【０００６】
本発明の第１の構成に従えば、第２局所発振器は、第２局所発振器周波数でバッファ化出力信号を提供する。バッファ化出力信号は第１局所発振器合成装置ＰＬＬに対する基準周波数として使用され、第１発振器ＰＬＬ回路へ水晶発振器信号を配信するための要求を除去する。本発明の第２の構成に従えば、第１発振器ＰＬＬは、下方分周された第１局所発振器信号と第２局所発振器からの下方分周された基準周波数信号とを比較する位相比較器を構成し、下方分周された基準は、所望の受信機周波数同調ステップあるいはその倍数に等しくなる。この周波数が、本発明の構成を実行しないで、整数レートで水晶周波数を下方分周することによって利用できないことを理解すべきである。
【０００７】
本発明の第３の構成に従えば、第３デジタル周波数合成装置ＰＬＬは、送信周波数が第１局所発振器周波数に送信オフセット周波数を加算あるいは減算した周波数と等しくなるように制御する。送信周波数は、送信オフセット周波数信号を生成するために、例えば、第１局所発振器周波数でヘテロダインでき、送信オフセット周波数信号は、デジタル分周器で下方分周され、かつ整数要素で第２局所発振器周波数を分周することによって導出される位相基準周波数と比較される。
【０００８】
本発明の第３の構成に従うと、送信オフセット合成装置ＰＬＬ及び第１局所発振器ＰＬＬの両方は、共通周波数基準として第２局所発振器を利用し、また、それらは、共通の集積回路にパッケージングでき、かつ２つのＰＬＬそれぞれに対する第１及び第２位相比較器基準周波数信号を生成するために第２局所発振器発振器周波数を分周する基準分周器の少なくとも一部を共有できる。２つのＰＬＬそれぞれの位相比較器は、２つのＰＬＬ間の相互干渉を最小化するために、それぞれの第１及び第２位相比較器基準信号の最小公倍数周波数での信号の極性とは反対に応答するように構成される。
図１を参照すると、従来のセルラー式電話は、受信／送信アンテナ共用器（１）によって送信機及び受信機に接続されるアンテナ（１０）を構成している。同時送信及び受信（周波数二重）が使用される場合、アナログＦＭ ＡＭＰＳ基準あるいはＩＳ９５ＣＤＭＡ基準では、アンテナ共用器（１１）は二重化フィルタとなる。一方で、時間二重を採用するＧＳＭ／ＰＣＳ１９００あるいはＤ−ＡＭＰＳ／ＩＳ１３６のようなＴＤＭＡシステムに対しては、アンテナ共用器はＴ／Ｒスイッチであり得る。ある帯域で周波数二重を採用し、別の帯域で時間二重を採用するデュアル帯域電話に対しては、アンテナ共用器（１１）はスイッチ及び二重化フィルタの両方を有するデュアル帯域アンテナ共用器であり得る。周波数二重がその両方の帯域で使用される場合、アンテナ共用器（１１）はその両方の帯域に対し二重化フィルタを構成でき、時間二重がその両方の帯域で使用される場合、単一Ｔ／Ｒスイッチはその両方の帯域に対し利用できる。
【０００９】
アンテナ共用器は、受信機感度に影響を与えずに送信機にアンテナを接続することを可能にする。受信機は、低ノイズ増幅器及び「フロントエンド」として知られるダウンコンバータ（１２）を構成する。フロントエンドは、異なる２つ以上の周波数帯域（例えば、８００ＭＨｚ及び１９００ＭＨｚ帯域）それぞれに対し、低ノイズ増幅器、ダウンコンバートかつ場合によっては画像除去ミキサ及び第１局所発振器を構成する単一集積回路で製造可能である。
【００１０】
第１局所発振器は所望の受信周波数信号を合成し、第１中間周波数信号を生成する。固定周波数帯域通過フィルタであるＩＦフィルタ（１５）でフィルタリングが行われる。第１局所発振器合成装置位相ロックループ（１４）によって、所望の受信周波数及び第１ＩＦの総和あるいは差分と等しい周波数に局所発振器を同調することによって所望の受信周波数が選択される。第１ＬＯ ＰＬＬは第１ＬＯをプログラム可能な基本同調ステップサイズを整数倍に同調させ、この基本同調ステップサイズはそのステップサイズを取得するために別の整数で水晶周波数を分周することによって水晶基準発振器（２１）から導出される。小ステップサイズに対し、合成装置は選択的に小整数によって分周することによって水晶発振器（２１）からより大きいステップサイズを導出し、そして、上述の組み込まれた参照文献で説明されるＮ分数合成の技術を使用して所望のより小さいステップを取得するためにこれらの大きいステップサイズのステップ間を補間する。第１ＬＯ ＰＬＬ回路（１４）は第１ＬＯ周波数と水晶基準信号とを比較し、誤り信号を生成する。誤り信号はフィルタ化され、発振器周波数を制御する制御信号を生成するために、周波数が意図するものになるまで、ループフィルタ（２４）で積分される。
【００１１】
受信機はフィルタ化第１ＩＦ信号を増幅し、次に、第２ヘテロダイン式ミキサ及び第２局所発振器を使用して慣習の第２周波数ダウンコンバートを実行する。ＩＦ増幅器、第２局所発振器及び第２ミキサは、すべて従来の第２集積回路（１６）に含まれる。第２時間を第２あるいは最終中間周波数へのダウンコンバート後、更なる増幅は最終ＩＦで行われ、受信信号強度に関連する無線信号強度示度（ＲＳＳＩ）を生成するために検出回路を採用することができる。第２ＩＦ増幅器はハードウェアで制限されていも良く、そして、参照することで本明細書に組み込まれる発明の名称が「ログ極信号処理」の米国特許第５，０４８，０５９号で開示されているように、ハードウェアで制限された最終ＩＦ信号をデジタル信号処理（２０）に出力し、そこで、位相情報が抽出されかつ第２ＩＦ信号を使用してＲＳＳＩ信号と一緒にデジタル化される。また、ＩＦ増幅回路（１６）の第２局所発振器部分は、合成装置ＰＬＬ回路（１７）及びループフィルタ（２３）によって所望の周波数へ制御される。第２ＬＯ周波数は、誤り信号が生成される前に、水晶発振器（２１）と比較される。つまり、両合成装置回路（１４）及び（１７）は、第１及び第２ＬＯの両方を制御するために周波数基準あるいは精密度基準として水晶を使用する。また、デジタル信号処理ロジック（２０）は、受信サンプリング及び処理レート及び送信符号レートに対し正確な周波数基準を必要とし、そして、また、水晶発振器（２１）からの出力が与えられる。
【００１２】
送信機は、固定二重間隔によって受信周波数から信号オフセットを生成するために、送信周波数生成回路（１９）を構成する。つまり、送信周波数は、第１中間周波数と組み合わされた二重間隔による第１ＬＯ周波数からのオフセットであり、にもかかわらず、これは一定のオフセットである。一定の送信オフセットは、第１ＬＯが受信及び送信周波数でより低いあるいは高いかどうかに依存して、第１ＩＦから二重間隔を減算したものあるいは第１ＩＦに二重間隔を加算したもののどちらか一方に等しくなる。
【００１３】
次に、送信周波数信号は変調器（１８）を使用してデジタル信号処理装置（２０）からの情報で変調され、この変調器（１８）は、例えば、Ｉ及びＱ入力信号を有する直角位相変調器である。次に、変調信号は、電力増幅器（１３）を使用して送信電力レベルまでに増幅され、この電力増幅器（１３）はデュアル帯域電話のデュアル帯域電力増幅器であっても良い。
【００１４】
送信オフセットＰＬＬは送信周波数及び第１ＬＯ周波数間の差分を生成し、水晶基準とオフセットを比較することによって差分が所望のオフセットと等しいかどうかを認識するためのテストを行う。つまり、ＴＸオフセットＰＬＬは発振器（２１）からの水晶基準周波数信号を必要とし、発振器信号が分配されない４つの端子を形成する。
【００１５】
発振器（２１）からの４つの出力は、バッハ増幅器によって別のものと十分に離れていなければならず、プリント回路マザーボード上の銅トラックをドライブするように調整されなければならない。これは、バッテリ電力を消費し、放射干渉ハザードを生じる。頻繁に、スタンバイ中にバッテリ電力をセーブするために、送信オフセットＰＬＬの供給のような瞬間的に必要とされない出力は、複雑な結合である制御処理装置（デジタル信号処理２０の一部）からの制御信号によって止められても良い。つまり、プリント回路ボードトラックによる水晶基準信号の複数の出力先への分配は削減されることが好ましい。
【００１６】
この方法での第１ステップは米国のエリクソンによって販売された従来の製品ですでに実行されている。単一チップに第１及び第２ＬＯ ＰＬＬを組み込むことによって、フィリップス社のＵＭ１００５あるいは８０２６部分のような水晶基準に対する単一入力が使用されても良く、これは両方が基準として水晶を使用するからである。また、ＴＸオフセットＰＬＬ及び変調器（１８）と一緒に送信信号生成器チップへ水晶発振器（２１）を組み込むことによって、発振器（２１）とオフセットＰＬＬ（１９）間には拡張出力接続は必要とされない。
【００１７】
つまり、図２を参照すると、要求される水晶基準信号出力の数は２つに削減され、１つはデュアル合成装置回路（１４＋１７）に与えられ、もう１つはデジタル信号処理（２０）へ与えられる。
【００１８】
上述に組み込まれたＤｏｌｍａｎによる米国特許出願第０８／７９５，９３０号では、水晶基準周波数を制御する発振器の周波数との比較のために最小可能整数によってその水晶基準周波数を分周することによって全ＰＬＬが動作することが望ましいことが説明され、また、発振器の周波数も最小可能整数によって分周される。別の方法でこれを表現すれば、制御された発振器周波数と基準周波数間での最大可能共通要素を有することが望ましい。Ｄｏｌｍａｎは送信オフセット周波数が水晶（２２）よりも基準周波数とする第２ＬＯを使用することによって生成される場合にこれが容易になることを開示している。Ｄｏｌｍａｎの発明の構成は図３に示される。
【００１９】
第２ＬＯは、自身を制御するＰＬＬ（１７）へ第１出力信号を提供し、ＴＸオフセットＰＬＬ（１９）へ第２出力を提供する。ここで、水晶発振器は送信回路（１８、１９）におけるどのような目的に対しても使用されないので、発振器（２１）は２つのバッファ化出力を有する分割回路（２１）として１度以上示される。しかしながら、集積回路チップの数に応じて、無線周波数信号出力の総数は増加する。プリント回路ボード上で分配された無線周波数信号は以下のようになる。
【００２０】
１）フロントエンド（１２）からＰＬＬ（１４）への第１ＬＯ信号
２）フロントエンド（１２）からＴＸオフセットＰＬＬ（１９）への第１ＬＯ信号
３）発振器（２１）からＰＬＬ（１４＋１７）への水晶基準周波数
４）発振器（２１）から処理（２０）への水晶基準周波数
５）ＩＦチップ（１６）から制御ＰＬＬ（１７）への第２ＬＯ
６）ＩＦチップ（１６）からＴＸオフセットＰＬＬ（１９）への第２ＬＯ
本発明の目的は、上記に列挙された６つによるＲＦ分配トラック数を削減することである。
【００２１】
図４は本発明の１つの実施を示している。第１ＬＯ信号が循環する位置に２つの構成が位置しており、つまり、第１ＬＯ ＰＬＬ（１４）及びＴＸオフセットＰＬＬ（１９）が、第１（送信）集積回路内の変調回路（１８）と一緒に配置されている。つまり、フロントエンドチップ（１２）から送信チップ（１４、１８、１９）への単一第１ＬＯ出力接続だけが存在している。
【００２２】
但し、２つの合成装置ＰＬＬが同一チップ上に一緒に配置されている場合、それらは異なる時間で出力パルスを生成すべきである。第２ＬＯがＴＸオフセットＰＬＬ基準に対し使用され、かつ水晶が第１ＬＯ基準として使用される場合のような、２つの位相比較器が独立した基準周波数ソースを有する場合には、これを構成することは難しいあるいは不可能である。それゆえ、本発明に従って、第２ＬＯも第１ＬＯ合成装置ＰＬＬに対する基準として使用される。また、以下に示されるように、特に、デュアル帯域／デュアルモード無線器を構成することが望ましい場合に、第１ＬＯに対する基準ソースとして第２ＬＯを使用する場合にはいくつかの利点がある。つまり、ＩＦチップ（１６）の第２ＬＯ部分からの単一基準入力がＰＬＬ（１４）及び（１９）の両方に対し提供される。
【００２３】
ここで、水晶発振器回路（２１）は第２ＬＯ ＰＬＬ及びＩＦ回路（１６）と組み合わされ、そうすることによって、発振器（２１）からＰＬＬ（１７）への基準信号は内部接続だけになる。同様に、自身の制御ＰＬＬ（１７）への第２ＬＯ信号は内部信号だけになる。残りの拡張信号だけが基準発振器（２１）からデジタル処理（２０）への信号となる。
【００２４】
こうして、無線周波数発振器信号の分配は、以下の信号のように削減される。
【００２５】
１）フロントエンド（１２）からＰＬＬ（１４＆１９）への第１ＬＯ信号
２）発振器（２１）から処理（２０）への水晶基準周波数
３）ＩＦチップ（１６）からＴＸオフセットＰＬＬ（１４＆１９）への第２ＬＯ
これは、デジタル処理チップ（２０）へ水晶発振器（２１）を配置することに等しいと考えられるが、発振器（２１）は同一の集積回路製造プロセスを使用する他のアナログＲ／Ｆ回路とより論理的に関連付けられ、それゆえ、ＩＦチップ（１６、１７、２１）と一緒に集積されることが好ましいと考えられている。ある用途では、高調波水晶のような超高周波（ＶＨＦ）水晶がデジタル周波数合成装置ＰＬＬ回路を使用しないで第２局所発振器の周波数を制御するために直接使用することが可能であるが、ＶＨＦ高調波水晶は基本モード水晶以外の所望の発振周波数を調整することがより難しく、そのため、デジタルＰＬＬの基本モード水晶基準発振器が好ましい。
【００２６】
図５は図４の本発明のブロック図に従う基準周波数分配及び周波数合成構成の詳細を与えている。
【００２７】
装置の正確な周波数基準の基本ソースは、図１−図４の水晶振動子（２）であり、発振器回路（２１）に接続されている。無線スペクトルの２ＧＨｚ範囲内で動作するセルラー式電話に対し要求される必要な精度を水晶でさえ提供できないので、デジタル処理（２０）内に含まれる手段は地域ベースネットワーク局あるいはサテライトリレーから受信される信号に関連する受信機周波数誤りを判定し、この誤りは水晶（２２）に起因し、誤りを無効にするために、同調信号が水晶（２２）に接続される周波数同調構成要素（例えば、ベクトルダイオード）へ送信される。
【００２８】
図５では、発振器回路（２１）は第２局所発振器（３３）と自身が制御するＰＬＬと一緒にＩＦチップ（３０）内に組み込まれ、ＰＬＬは基準分周器（３５）。第１可変分周器（３２）、位相比較器（３１）及びループフィルタ（３４）を構成する。水晶発振器信号はカウンタ／分周器（３５）によって周波数で分周され、このカウンタ／分周器（３５）はＦrefが水晶周波数である位相比較周波数Ｆref／Ｍ１を生成するために第１整数Ｍ１によって分周する。第２局所発振器信号は第１可変分周器（３２）において整数Ｎ１によって周波数で分周され、第２位相比較信号を生成し、これは、第１位相比較器（３１）からの位相及び周波数誤り信号を生成するためにＭ１分周回路（３５）からの位相比較周波数信号と比較される。位相誤り信号はフィルタ化され、比較周波数リップルの制約を受けない第２局所発振器（３３）への周波数制御信号を生成するためにループフィルタ（３４）を使用して積分される。分周器（３５）からのより高くより容易な比較周波数はこのまれなリップルを除去するループフィルタ（３４）に対するものであり、一方で、これにもかかわらず、例えば、ノイズあるいは振動のための第２ＬＯ周波数のまれな変動を補正するために高速応答を維持している。それゆえ、本発明の目的は、高比較周波数を取得することであり、これは低基準分周レートＭ１である。つまり、第２局所発振器周波数はＦrefＮ１／Ｍ１と等しくなるように正確に制御される。
【００２９】
先のＤｏｌｍａｎの発明及び本発明に従えば、バッファ化第２局所発振器信号は、他の周波数生成、特に、送信オフセット周波数（上述で基準したＤｏｌｍａｎの出力に従う）と本発明に従う第１局所発振器周波数のための基準として使用されるために第２ＬＯ（３３）から出力される。単一のクロスボード接続への第２ＬＯ信号の分配を削減するために、ＴＸオフセット及び第１ＬＯ合成装置ＰＬＬ回路の両方が送信信号生成チップ（４０）内に一緒に配置されるべきであるので、それぞれのＰＬＬの位相比較器は同一の最長共通期間内で可能な限り間隔が空いた異なる期間でパルスにすべきである。これは、あるチャージポンプ位相比較器が供給される注目パルスを受信する場合に、別のチャージポンプが三相状態であることであり、これは、それぞれのループフィルタへの流出がないハイインピーダンス状態あるいは開回路出力である。これは、あるチャージポンプから別のチャージポンプへの干渉のリスクを最小化する。チャージポンプ位相比較器の設計及び動作は、上記に組み込まれる米国特許第５，０９５，２８８号により完全に説明されている。
【００３０】
チャージポンプ（４３、４９）間の好ましい位相関係以外の関係を提供するために、内部周波数構成は、ＴＸオフセットループに対する位相比較周波数が第１ＬＯに対する位相比較周波数の整数倍Ｍ３である場合に求められる。また、組み込まれたＤｏｌｍａｎの出願に従えば、第２ＬＯ周波数は整数Ｍ２倍ＴＸオフセット基準であるので、第１ＬＯ比較周波数はＭ２、Ｍ３によって分周された第２ＬＯ周波数に関連すべきである。
【００３１】
つまり、第２ＬＯ周波数信号はＩＦチップ（３０）からＴＸチップ（４０）への入力であり、以下のＤｏｌｍａｎの式に従うＴＸオフセット位相比較器（４３）への位相基準を取得するために第２基準分周器（４１）内で整数Ｍ２によって分周される。
【００３２】
ＦL02／Ｍ２＝Ｆref．Ｎ１／（Ｍ１．Ｍ２）
次に、この周波数は、第１ＬＯ位相比較器（４９）に対する位相比較周波数を取得するために整数Ｍ３によって第３基準分周器（４２）において更に分周される。また、分周器Ｍ３及び位相比較器（４３）は分周器Ｍ２の出力の逆エッジに対し応答するよう構成され、例えば、ある応答は上がりエッジ（ロー電圧あるいは「０」状態からハイ電圧への遷移あるいは「１」状態）に応答し、一方で、別の応答は下がりエッジ（１から０への遷移）に応答する。これは、分周器（４１）の出力で最小公倍周波数の時間間隔の半分の周期で応答することを保証する。
【００３３】
チャージポンプ位相比較器（４９）に対する位相比較レートは、つまり、以下である。
【００３４】
Ｆref．Ｎ１／（Ｍ１．Ｍ２．Ｍ３）
この周波数は、第３可変分周器（４８）において要素Ｎ３で分周された第１ＬＯ（５１）からの第１ＬＯ周波数と比較され、比較器（４９）からの周波数及び位相誤り信号を生成し、この周波数は、以下の所望の第１ＬＯ周波数に対する発振器（５１）を制御するフィードバック制御信号を取得するためにループフィルタ（５２）でフィルタ化される。
【００３５】
Ｆref．Ｎ３．Ｎ１／（Ｍ１．Ｍ２．Ｍ３）
好ましくは、Ｎ３は整数要素でなく自然数及び少数であり、第１ＬＯ ＰＬＬの構成要素（４８、４９及び５２）は上記に組み込まれた米国特許第５，１８０，９９３号に従って分数Ｎ合成装置を形成する。任意に、Ｍ３及びＮ３の両方は、参照することによって本明細書に組み込まれる名称が「連続分数概算による周波数合成」の米国特許出願第＿＿＿＿号（Dent ＿＿＿出願）に従う分数（Ｎ，Ｍ）コントローラによって生成されるパターンで変更できる。分数Ｎ及び分数（Ｎ，Ｍ）技術の両方は、所望の同調ステップサイズよりもより高くすることを第１ＬＯ位相比較周波数に可能にする好ましい効果を有し、つまり、まれな比較周波数リップルをフィルタをかけて除去することをループフィルタ（５２）に対し容易に行わせ、一方で、これにもかかわらず、誤りを補正するために、速制御ループ応答を維持する。
【００３６】
送信が要求される場合、送信周波数信号は送信周波数発振器（４５）によって生成される。発振器（４５）からの送信周波数信号はＴＸミキサ（４６）で第１ＬＯ（５１）からの第１ＬＯ信号と合成される。ＲＦトラックを最小化するために、第１ＬＯ信号は単一クロスボード接続を介して受信チップ（１２）から入力されるのが好ましい。それにもかかわらず、上述の任意の内部チップ信号に対する単一クロスボード接続は逆位相で２つのトラックを構成する平衡接続であり得り、高周波数でのＲＦチップからの及びへの平衡接続はまれな浮遊接続及び放射効果を削減する。
【００３７】
ＴＸミキサ（４６）は送信周波数及び第１ＬＯ周波数を合成し、ＴＸオフセット周波数Ｆtxoffでの差分周波数信号を生成する。ミキサ（４６）から出力される差分周波数信号はオリジナルを保証するために低域通過フィルタでフィルタ化されても良く、より高い入力周波数は除去され、そして、要素Ｎ２で分周する第２可変分周器（４７）を駆動する。次に、周波数Ｆtxoff／Ｎ２での出力信号は第２位相比較器（４３）で分周器（４１）からの位相基準と比較され、周波数及び位相誤り信号を生成する。比較器（４３）からの誤り信号はフィルタ化され、ＴＸ発振器（４５）を制御する制御信号を生成するために所望のＴＸオフセット周波数が正確に得られるまでループフィルタ（４４）で積分される。つまり、ＴＸオフセット周波数は以下の式によって与えられる。
【００３８】
Ｆtxoff／Ｎ２＝Ｆref．Ｎ１／（Ｍ１．Ｍ２），
あるいは Ｆtxoff＝Ｆref．Ｎ２．Ｎ１／（Ｍ２．Ｍ１）
また、構成要素（４１、４３、４４、４５、４６、４７）を構成するＴＸオフセットＰＬＬに対し、分数Ｎ合成装置とすること可能であるが、分数Ｎ合成装置は整数合成装置よりも複雑であり、つまり、装置内で１つ以上の構成要素を持つことを避けることが望まれる。つまり、要素Ｎ２は整数であることが好ましい。
【００３９】
位相比較器（３１、４３、４９）に対し可能な最高位相比較周波数を取得することが、送信周波数チャネル及び受信周波数チャネル間で単一二重間隔を有する単一帯域無線機において問題となることをまれである。第一に、２帯域無線機のコンテキストが１つ以上の二重間隔で動作しなければならいないことがより難しい。それゆえ、２帯域無線機は図６、図７、図８、図９を用いて説明される本発明に従って設計する。
【００４０】
図６に従う２帯域無線機は、可能な２つの送信周波数帯域の低い方で送信周波数を生成する送信周波数発振器（４５）を構成する。２つの周波数帯域の高い方での動作が要求される場合、周波数２倍器（４５ａ）は周波数を２倍にするために使用され、低い方及び高い方の帯域はほぼ１オクターブ離されている。発振器（４５）からの出力は低周波数帯域が要求される場合に変調器を駆動するために直接使用され、一方、２倍器（４５ａ）からの出力は高周波数帯域での動作が要求される場合に使用される。しかしながら、図６で示されるように、発振器（４５）からの低周波数は直接ＴＸミキサ（４６）に入力する。
【００４１】
同様に、第１局所発振器（５１）は受信信号を所望の第１中間周波数に変換するために可能な２つの受信周波数帯域の低い方に適合された周波数上で動作し、第１ＬＯ（５１）からの信号は２つの受信周波数帯域の高い方での動作が要求される場合に２倍器（５１ａ）を使用する周波数で２倍され、高周波数帯域に対するＬＯ周波数は低周波数帯域に対するＬＯ周波数よりも１オクターブ高くなるように近似されている。この近似は、第１中間周波数の適切な選択、かつフロントエンドチップ（１２）内の高域側あるいは低域側の一方の適切な選択によってほぼ近似値なるように計算することができる。
【００４２】
例えば、低周波数帯域動作に対しては、
高域側合成に対し、
Ｆlo1（lo）＝Ｆrx（lo）＋Ｆif1
あるいは、低域側合成に対し、
Ｆlo1（lo）＝Ｆrx（lo）−Ｆif1
ここで、Ｆlo1（lo）は低帯域第１ＬＯ周波数であり、
Ｆrx（lo）は低帯域受信チャネル周波数であり、
Ｆif1は選択第１中間周波数である。
同様に、高域側合成に対し、
Ｆlo1（hi）＝Ｆrx（hi）＋Ｆif1
であり、あるいは低域側合成に対し、
Ｆlo1（hi）＝Ｆrx（hi）−Ｆif1
であり、ここで、Ｆlo1（hi）は高帯域第１ＬＯ周波数であり、
Ｆrx（hi）は高帯域受信チャネル周波数であり、
Ｆif1は低帯域に対する同一の選択第１中間周波数である。
つまり、Ｆlo1（lo）の２倍となるＦlo1（hi）に対し、
Ｆrx（hi）＋／−Ｆif1＝２（Ｆrx（lo）＋／−Ｆif1）
であり、以下の
Ｆif1＝Ｆrx（hi）−２Ｆrx（lo）
（任意符号’＋’の両方に対し） （１）
を与えると、あるいは
Ｆif1＝（Ｆrx（hi）−Ｆrx（lo））／３
（高帯域内の’−’かつ低帯域内の１＋１） （２）
あるいは、
Ｆif1＝２Ｆrx（lo）−Ｆrx（hi）
（任意符号’−’の両方に対し）
あるいは、
Ｆif1＝（２Ｆrx（lo）−Ｆrx（hi））／３
（高帯域内の’＋’かつ低帯域内の１−１）
後半の２つの式は、不可逆である。可能な選択肢は、低帯域の第１ＬＯ範囲を３倍にして高帯域の第１ＬＯ範囲を生成することであり、以下の式を与えると、
Ｆif1＝（３Ｆrx（lo）−Ｆrx（hi））／２
（任意符号’−’の両方に対し） （３）
Ｆif1＝（３Ｆrx（lo）−Ｆrx（hi））／４
（高帯域かつ低帯域内の’＋’） （４）
図４及び図５に従う無線機に対する好ましい内部周波数構成の例は、ＩＳ５４「Ｄ−ＡＭＰＳ」の単一帯域基準に従って動作し、以下に説明する。位相比較器（３１、４３、４９）で可能な最高位相比較周波数を与える周波数構成が検索されると、以下の結果となる。
【００４３】
【００４４】
上記の解決策は、１１．２８ＭＨｚの高ＴＸオフセット位相比較周波数を提供する。別の基準では、最高第２ＬＯ位相比較周波数を取得するようにしても良い。水晶の高調波となる第２ＬＯに対する別の結果は、例えば、以下のようになる。
【００４５】
【００４６】
ここで、図６に従う内部周波数基準分配を有するデュアル帯域無線機について説明を戻すことに注意する。上述の２つの解決策例は、それらがデュアル帯域Ｄ−ＡＭＰＳ基準ＩＳ１３６に従って動作するデュアル帯域無線機と互換性があるので説明した。デュアル帯域無線に対する解決策は、第１局所発振器が８００ＭＨｚ帯域動作に対する高域側に、かつ１９００ＭＨｚ帯域動作に対する低域側にある場合に以下の表が与えられ、第２ＩＦは１２０ＫＨｚで固定である。
【００４７】
表１は第２ＬＯが水晶の高調波である場合の解決策であり、つまり、第２ＬＯは可能な最高位相比較周波数を有し、Ｍ１は均一である。
【００４８】
【表１】
上記の表１の値を使用して、ＴＸオフセット位相比較器（４３）に対する位相検出器比較周波数を判定する場合、図６の構成が２倍器（５１ａ）で２倍して１９００ＭＨｚになる前にＴＸ発振器（５１）周波数を制御することを考慮しなければならない。
【００５０】
それゆえ、位相比較器（４３）は分周器（４１）によって提供される周波数の半分、かつＭ２の指示値で動作しなければならない。
【００５１】
つまり、位相比較器（４３）は、１９００ＭＨｚ帯域で動作する場合に分周器（４１）からの周波数を半分にする２つの回路によって更なる分周を含まなければならず、あるいは１９００ＭＨｚに対するＭ２の値が２倍されなければならない。
【００５２】
後者の場合、１９００ＭＨｚ動作に対するＭ３の値は半分にされなければならず（１９００ＭＨｚでＭ３が常に奇数である場合は不可能である）、あるいは１９００ＭＨｚ動作に対する分数モジュールが半分にされなければならない。後者が好ましく、そして、１９００ＭＨｚでの好ましい分数モジュールは、１９００ＭＨｚ動作に対する表１で示されるＭ２の２倍の値と４あるいは１２が組み合わされる。つまり、Ｍ２の指示値による表１の第２ＬＯ周波数を分周することによって得られるように、位相比較器（４３）でのＴＸオフセット位相比較周波数は１９００ＭＨｚ動作に対し１０８０ＫＨｚとなり、２１６０ＫＨｚとはならない。
【００５３】
また、図６では、Ｎ３に対する可変分周器（４８）で開始する分数Ｎ第１ＬＯ合成装置ループへ常に２倍器（５１ａ）からの２倍化周波数が入力されることに注意する。８００ＭＨｚ帯域動作中の受信ミキサに対して使用される周波数は合成周波数の半分であるので、合成装置は、３０ＫＨｚステップで受信機と同調するために６０ＫＨｚステップだけを提供することが必要である。つまり、８００ＮＨｚ動作に対する表１に示される分数Ｎモジュールは半分にされる。
【００５４】
同じ分数Ｎモジュールを使用して両帯域で動作することが望ましく、これは、８００ＭＨｚ及び１９００ＭＨｚモジュールの最小公倍数であるモジュールを使用して常に達成されても良く、１つあるいは両帯域での周波数ステップが必要とされているものよりも優れていても良いことを受け入れて、要求された周波数解像度が超えることを受け入れることが可能である。
【００５５】
上記の成果は、図６の周波数２倍回路（４５ａ、５１ａ）とは対照的に、図７の周波数半分回路（４５ｂ、５１ｂ）に対する１つの誘因となっている。別の誘因は、周波数半分回路で半分にされずに、周波数２倍回路で２倍される位相ノイズである。つまり、周波数半分回路を使用する場合にはまれなより低い位相ノイズ及びリップルが存在する可能性がある。また、更なる別の誘因は、基本波のまれな漏れ、また、別のまれなより高い高調波を取り除くために周波数２倍回路がフィルタを必要とすることであるが、周波数２分周回路の出力は相対的に別のまれなスペクトル構成要素の制約は受けない。
【００５６】
ここで図７を参照すると、ミキサ（４６）で開始するＴＸオフセット合成装置ループに入力される発振器（５１）の非分周出力があることがわかる。それゆえ、８００ＭＨｚ帯域動作に対する位相比較器は表１から示される周波数の２倍の周波数で動作しなければならず、即ち、Ｍ２の値は半分にされなければならず、一方で、Ｎ２の値は８００ＭＨｚ動作に対する表１に示される値で２倍されなければならない。前者はＭ２が奇数である場合には不可能であり、第１ＩＦが１５５．６４ＭＨｚ及びＭ２＝１６２である場合には可能である。つまり、表１に図７が適用される場合、８００ＭＨｚに対するＮ２の値は第１ＩＦ＝１５５．６４ＭＨｚの場合以外では２倍にされるべきであり、Ｍ２を半分にして８１にすることがより良い選択である場合には、位相比較器（４９）で同じ第１ＬＯ位相比較周波数を維持するために、あるいは分数Ｎモジュールを３２から６４に増加させるために、８００ＭＨｚ動作に対しＭ３の値を２倍（２）にすることが必要である。一方で、８００ＭＨｚ動作に対する受信機で使用する前に発振器（５１）の周波数が半分にされるので、分数Ｎモジュールを半分にして再度３２にすることが可能にしながら、発振器（５１）を６０ＫＨｚで同調することを満足する。
【００５７】
また、図７に関連して上記の検討事項は図８及び図９の構成を適用することであり、この場合、ＴＸ周波数信号及び第１ＬＯは常により高い周波数で制御され、かつ８００ＭＨｚの使用に対して半分にされる。
【００５８】
図６、図７、図８及び図９間の選択において、別の誘因は電力消費である。図６では、２倍回路５１ａは８００ＭＨｚ帯域受信動作中にパワーアップされなければならなず、これは、バッテリが充電される前のスタンバイ時に最大効果を有する。なおかつ、ｘ２回路４５ａは１９００ＭＨｚ送信に対してのみパワーアップされる必要があり、つまり、８００ＭＨｚ帯域送信ではパワーセーブされる。図７では、分周器５１ｂは８００ＭＨｚ受信に対してもパワーアップされる必要があり、１９００ＭＨｚ受信に対してはパワーダウンされる。同様に、２分周回路４５ｂは８００ＭＨｚ送信に対してのみパワーアップされる必要があり、１９００ＭＨｚ送信に対してはパワーアップされる必要はない。
【００５９】
図８では、ｘ２回路４５ａはどちらかの周波数帯域での送信に対しパワーアップされなければならないが、電力増幅器（１３）が送信電力消費を抑制するようなかすかな期待がある。２分周回路５１ｂは１９００ＭＨｚ受信中ではパワーダウンされる。図６及び図９では、２倍回路５１ａは常に周波数帯域のどちらかでの受信に対しパワーアップされる。それゆえ、これは、図７あるいは図８のような１９００ＭＨｚでのスタンバイバッテリ寿命に対し好ましくない。
【００６０】
１９００ＭＨｚ Ｄ−ＡＭＰＳ動作はＴＤＭＡを使用し、低受信効率要素のためにより長いスタンバイ時間を確保できる。しかしながら、８００ＭＨｚ動作はアナログＦＭ ＡＭＰＳモードを含み、この場合、受信スタンバイ効率要素はより長くなる。それゆえ、８００ＭＨｚ ＡＭＰＳ動作はバッテリ寿命に対しては制約された要素であり、それゆえ、図１０を考慮することを導き、ここでは、２倍器５１ａに８００ＭＨｚ受信中にパワーダウンされることを可能にしながら、第１ＬＯは常により低い周波数で制御される。
【００６１】
図１０を参照すると、第１ＬＯは、より低い周波数で、即ち、２倍される前の周波数で、常に制御される。これは、２倍器５１ａに８００ＭＨｚ動作でパワーダウンすることを可能にする。しかしながら、不利な点としては、２倍される分数Ｎモジュールを必要としながら、発振器５１が１９００ＭＨｚで３０ＫＨｚステップを提供するために１５ＫＨｚステップで同調されなければならないことであり、これは望ましくない。上述した周波数２倍よりも周波数半分に対する利点と共に、現在の半導体技術における２分周回路が、たいていが周波数２倍回路よりも小さく、かつわずかな電力を消費することを考慮すると、図７は最適な実用実施となるであろう。
【００６２】
第２ＬＯが水晶の高調波であることに対しての上記の表１に挙げられた解決策は、分周器（３５）に対し最小均一値を与える。表２は、第２ＬＯ位相比較器（３１）が６．４８ＭＨｚで動作する場合の解決策を挙げており、これは、３（Ｍ１＝３）によって分周された水晶周波数である。
【００６３】
【表２】
【００６４】
【表３】
【００６５】
上述したように、より高い周波数範囲で第１局所発振器は、低帯域での動作に対し必要とされる周波数の範囲のほぼ２倍に等しい範囲を介して同調すべきであることが重要である。
【００６６】
８００ＭＨｚセルラー式帯域に対する受信周波数範囲は８６９．０４ＭＨｚから８９３．９７ＭＨｚであり、一方、１９００ＭＨｚＰＣＳ帯域の受信周波数範囲は１９３０．０８ＭＨｚから１９９０．０８ＭＨｚである。上述の式（１）、（２）、（３）、（４）への置換は、それぞれ１９２ＭＨｚ、６４ＭＨｚ、３３８．５２ＭＨｚ、１６９．２６ＭＨｚの望ましい第１中間周波数を与える。６０ＭＨｚから１９００ＭＨｚに渡る受信帯域を介して動作する場合には、６４ＭＨｚＩＦは十分な画像除去を提供するためにかなり低い。ＳＡＷあるいは周波数での３０ＫＨｚ帯域幅を有する水晶フィルタが利用不可能であるため、３３８．５２ＭＨｚＩＦを選択することは難しい。それゆえ、式（１）あるいは式（４）の解決策が好ましい。
【００６７】
表１から表３における上記の解決策は、８００ＭＨｚでの第１ＬＯ高域及び１９００ＭＨｚでの低域に対するもの、つまり、式（２）の解決策に対するものであった。これらは、局所発振器（５１）の範囲が８００ＭＨｚ動作及び１９００ＭＨｚ動作間で帯域交換される提供を採用できる。８００及び１９００ＭＨｚの両方での動作に対し要求される全同調範囲を１つの帯域でカバーするための試行は望ましくない。
【００６８】
以下から与えられる式（１）の場合に対する解決策の検索は、最近接第１ＩＦは１９２ＭＨｚとなる。
第１ＩＦ 189.96ＭＨｚ
第２ＬＯ 190.08ＭＨｚ＝88/9×19.44ＭＨｚ水晶
（Ｎ１＝８８、Ｍ１＝９）
ＴＸオフセット（８００ＭＨｚ） 234.96ＭＨｚ＝89/72×第２ＬＯ
（Ｎ２＝８９、Ｍ２＝７２）
ＴＸオフセット（１９００ＭＨｚ） 270.00ＭＨｚ＝125/88×第２ＬＯ
（Ｎ２＝１２５、Ｍ２＝８８）
８００ＭＨｚでのＴＸオフセット比較周波数＝2460ＫＨｚ
（図７の構成に対しては、実際は５２８０ＫＨｚ、Ｎ２＝８９、Ｍ２＝３６）
１９００ＭＨｚでのＴＸオフセット比較周波数＝2160ＫＨｚ
第２ＬＯ比較周波数＝2160ＫＨｚ
可能な第１ＬＯ分数Ｎモジュール：
1、2、4、8、11、22、44あるいは88 （８００ＭＨｚ）
かつ
1、2、3、4、6、8、9、12、18、24、36あるいは72 （１９００ＭＨｚ）
両帯域に対し８の分数Ｎモジュールが選択される場合、第１ＬＯ位相比較周波数は、例えば、２４０ＫＨｚとなる。
【００６９】
一方、１９００ＭＨｚで７２０ＫＨｚ位相比較周波数を与えるために２４の分数Ｎモジュールが選択されても良いが、位相比較周波数は８００ＭＨｚで２４０ＫＨｚとなる。８００ＭＨｚでの同調ステップサイズは同じ２４のモジュールで１０ＫＨｚとなり、あるいは図７の構成に対してちょうど５ＫＨｚとなる。これは、必要とされる３０ＫＨｚよりもより容易に実現でき、受け入れ可能である。２４０ＫＨｚは８００ＭＨｚ動作に対する適切な比較周波数であり、７２０ＫＨｚのより高い比較レートは発振器位相ノイズが８００ＭＨｚの発振器位相ノイズの２倍となる１９００ＭＨｚに対し望ましい。
【００７０】
式（４）に従う解決策は、８００ＭＨｚ動作に対し高帯域第１局所発振器周波数の３分周を想定している。換言すれば、図７の分周器（５１ｂ）は、２分周回路から３分周回路へ変更されなければならない。また、補正対象の８００ＭＨｚでの送信周波数ステップのために、分周器４５ｂを３分周回路に変更する必要がある。デュアル帯域ＩＳ １３６セルラー式電話に対しては好ましくないので、この解決策はここでは更には吟味されず、いかなる場合にでも、開示された方法の自明な拡張となる。
【００７１】
本発明はデュアル帯域／デュアルモード無線電話に対し使用でき、この場合、ＡＭＰＳ及びＩＳ５４（ＤＡＭＰＳ）との互換性はＰＣＳ１９００（ＧＳＭ帯域）基準との互換性を一緒にした８００ＭＨｚ帯域内でが望ましい。
【００７２】
解決対象の問題は、２４．３ＫＳ／Ｓ送信符号レート、３０ＫＨｚチャネル間隔及び８ＫＳ／Ｓ音声デジタル化の最も都合の良い公倍数とする１９．４４ＭＨｚ水晶の使用に基づくＤ−ＡＭＰＳ動作に対して無線機が正常に設計されることである。一方、無線機は通常１３ＭＨｚ水晶に基づくＧＳＭ、ＤＣＳ１８００あるいはＰＣＳ１９００動作に対して設計され、この１３ＭＨｚ水晶は２７０．８３３ＫＢ／Ｓ（１３ＭＨｚ／４８）の送信ビットレート、２００ＫＨｚ（１３ＭＨｚ／６５）のチャネル間隔及び８ＫＳ／Ｓ音声デジタル化レートの最小公倍数である。これは、部品の増加が考慮されるために、ある設計の無線機と別の設計の無線機とを単に統合することを難しくている。それゆえ、どの水晶周波数でも動作できる設計対象の構成要素を可能にする内部周波数構成を見つけることが望ましく、別の目的として、８００ＭＨｚでのＡＭＰＳモード、８００あるいは１９００ＭＨｚでのＤ−ＡＭＰＳモードあるいは１９００ＭＨｚでのＰＣＳ１９００モードのいずれかでの水晶基準周波数と同じ水晶基準周波数での動作を可能にする基準水晶分周スキームを見つけることが望ましい。
【００７３】
図１２は基準発振器（２１）に接続された１３ＭＨｚ及び１９．４４ＭＨｚ水晶の両方を使用する解決策を示しているが、デジタルロジック（２０）からの「選択水晶」制御信号を使用する時は１３ＭＨｚ及び１９．４４ＭＨｚ水晶のどちらか１つだけが動作する。
【００７４】
単一中間周波数増幅器チップはデュアル水晶基準発振器（２１）、第２ＬＯ及びその制御ＰＬＬ（１７）及びデュアル帯域幅第２ＩＦ増幅器及び第２ミキサ（１６）を構成する。基準発振器は１３ＭＨｚの１つのモードで動作し、次に、第２ＬＯは１２×１３ＭＨｚで制御される。一方、第２モードでは、基準発振器は１９．４４ＭＨｚで動作し、第２ＬＯは、例えば、１５５．５２ＭＨｚで制御され、これは、１９．４４ＭＨｚの倍数（１９．４４ＭＨｚの８倍）で同一の発振器が動作できる１５６ＭＨｚに十分に近づけられている。
【００７５】
ＩＦ増幅器チップはフロントエンドチップ（１２）からのダウンコンバート信号を受信し、これは広帯域ＩＦフィルタ（１５ＷＢ）あるいは狭帯域ＩＦフィルタ（１５ＮＢ）のどちらか一方を使用してフィルタ化される。広帯域モードでのフィルタ中心周波数は１５０ＭＨであり、これは６ＭＨｚの第２ＩＦを生成するためにそのモード内の１５６ＭＨｚの第２ＬＯと合成し、ＲＳＳＩ信号と一緒にデジタル信号処理（２０）に入力される。狭帯域第１ＩＦフィルタは１５５．５２の第２ＬＯより高い１２０ＫＨｚの中心周波数、つまり、１２０ＫＨｚの狭帯域モードでの第ＩＦを与える１５６．６４ＭＨｚで動作し、そして、信号処理チップ（２０）に入力される。狭帯域モードでの１２０ＫＨｚあるいは広帯域モードでの６ＭＨｚのどちらか一方での第２ＩＦ信号は、第２ＩＦフィルタ（不図示）を使用してＩＦ増幅器（１６）で更にフィルタ化されるのが好ましい。１つの動作では、１２０ＫＨｚの第２ＩＦフィルタはほぼ３０ＫＨｚの通過帯域幅を有するアクティブ帯域通過フィルタに統合され、ＩＦ増幅チップ（１６、１７、２１）の一部として製造される。ＴＶ音声ＩＦステージに対して使用されるように、６ＭＨｚの第２ＩＦフィルタリングはほぼ１７０ＫＨｚ帯域幅の外部セラミックフィルタ（不図示）によって実行される。
【００７６】
８００ＭＨｚの狭帯域ＡＭＰＳモードで動作する場合、二重間隔は４５ＭＨｚであり、そして、送信周波数は第１ＬＯ以下の４５＋１５５．６４ＭＨｚである。それゆえ、ＴＸオフセットは２００．６４ＭＨｚとなる。しかしながら、図１３に示されるように、ＴＸミキサ（４６）は８００ＭＨｚ周波数の２倍で送信及び受信発振器（４５、５０）を組み合わせ、そして、４０１．２８ＭＨｚのオフセットを生成する。これは、１５５．５２ＭＨｚの第２ＬＯを有する１９２０ＫＨｚの最高共通要素を有し、そして、分周器（４７）は第１の１９２０ＫＨｚ信号を取得するために第１整数Ｎ２によってＴＸミキサ（４６）からのＴＸオフセットを分周し、分周器（４１）は第２の１９２０ＫＨｚ信号を生成するために整数Ｍ２＝８１によってＩＦチップ（３０）からの第２ＬＯを分周する。２つの１９２０ＫＨｚ信号は誤り信号を生成するために送信位相比較器（４３）で比較される。誤り信号はフィルタ化され、所望の周波数でそれを維持するＴＸ発振器（４５）に対する制御信号を生成するためにループフィルタ（４４）で積分され、分周器（４５ｂ）で分周される場合には、所望の８００ＭＨｚ送信周波数となる。
【００７７】
また、８００ＭＨｚでのこの周波数は８００ＭＨｚ帯域でのＤ−ＡＭＰＳモードに対して使用されても良い。１９００ＭＨｚのＤ−ＡＭＰＳモードでの動作に対し、二重間隔は８０．０４ＭＨｚとなり、それゆえ、送信オフセットは８０．０４＋１５５．６４ＭＨｚ＝２３５．６８ＭＨｚとなる。これは、１５５．５２ＭＨｚの第２ＬＯ周波数には全く関係ないが、１９００ＭＨｚで時間二重モードだけが使用され、そして、送信及び受信は異なる時間スロットで発生して同時には発生しないので、第１局所発振器は送信及び受信間の２４０ＫＨｚの相対的に小さい量でサイドステップされても良く、そのため、２３５．４４ＭＨｚのＴＸオフセットは２３５．６８ＭＨｚの代わりに使用されて良い。
【００７８】
わずかに変更された２３５．５４ＭＨｚのＴＸオフセットは１５５．５２ＭＨｚの第２ＬＯを有する２１６０ＫＨｚの共通要素を共有する。つまり、１９００ＭＨｚ Ｄ−ＡＭＰＳモードでは、分周器（４７）は２３５．４４ＭＨｚを２１６０ＫＨｚへ分周するためにリプログラムされた整数Ｎ２によって分周し、一方で、分周器（４１）は２１６０ＫＨｚを取得するために７２のＭ２によって分周するためにリプログラムされ、ここで、位相比較器（４３）は１９２０ＫＨｚの代わりに２１６０ＫＨｚで信号を比較する。
【００７９】
そして、ＰＣＳ１９００モードを取得するために、そのモードで第１ＩＦが１５０ＭＨｚとなるように、二重オフセットは８０ＭＨｚであり、送信オフセットは８０＋１５０ＭＨｚである。２３０ＭＨｚのＴＸオフセットは、ここでは１５６ＭＨｚの第２ＬＯを有する２ＭＨｚの共通除数を共有する。また、このモードは時間二重であり、第１ＬＯはＴＸオフセットを２３０ＭＨｚから例えば２３４ＭＨｚへ変更するためにサイドステップされ、これは１５６ＭＨｚの第２ＬＯを有する７８ＭＨｚのより大きな共通要素を有する。そうでなければ、それは、２ＭＨｚの位相比較周波数を維持するのに都合が良く、共通ループフィルタ（４４）及び位相比較器（４３）の使用を容易にするためにすべての位相比較周波数（１９２０、２１６０及び２０００ＫＨｚ）に近づける。さもなければ、７８ＭＨｚのようなより大きい共通要素を利用することが要望される場合、差分ループフィルタ及び均一位相比較器は安定性及び占有時間の所望の閉ループ特性を提供することが必要となる。つまり、図１３の構成は、すべての帯域及びモードでのループ帯域幅及び占有時間の同じＴＸオフセットループ動作特性をおおまかに維持することを意図している。
【００８０】
図１２及び図１３のデュアルモード、デュアル帯域送信機−受信機はすべてのモードで２倍スーパヘテロダイン式受信機が使用されることを想定している。狭帯域ＡＭＰＳ及びＤ−ＡＭＰＳモードでは、第２中間周波数は１２０ＫＨｚであり、第２ＩＦフィルタはチップ上に統合されたアクティブフィルタであり、すべてのＧＳＭ音声及びデータモード、サテライト通信モード及びＧＰＲＳパケットデータモードを含むことができる広帯域ＰＣＳ１９００モードでは、第２ＩＦは６ＭＨｚであり、第２ＩＦフィルタをその周波数で統合することはより難しくなる。広帯域モードに対する別の受信機機構が図１４に示され、ここでは、広帯域モードでの第２ＩＦはゼロ周波数であり、そうでなければ、「ＩＦホモダイン」として知られ、ＲＦホモダインとは対照的に、１つの変換ステップでアンテナで受信した周波数をゼロ周波数へ直接変換する。図１４の受信機は、２ステップでアンテナで受信した周波数をゼロ周波数へ変換し、第１ステップは１５６ＭＨｚの第１中間周波数へ変換し、第２ステップは１５６ＭＨｚの局所発振器と組み合わせることによって１５６ＭＨｚをゼロ周波数へ変換する。ここでは、図１４の第１ＩＦが図１２及び図１３の１５０ＭＨｚとは対照的に１５６ＭＨｚであるので、１９００ＭＨｚに対するＴＸオフセットは、ここでは、１５６＋８０＝２３６ＭＨｚとなり、それでもなお、１５６ＭＨｚの局所発振器を有する２ＭＨｚの共通要素を共有する。つまり、図１３への変更だけは、ＰＣＳ１９００動作に対するＮ２値は２３０／２＝１１５から２３６／２＝１１８へ変更することである。要望があれば、Ｎ２を２３６／４＝５９へ、かつＭ２を７８から３９へ、Ｍ３を２から４へ変更することによって（あるいは、第３位相比較器（４９）に対するより高い基準周波数を受け入れるためにＮ３の分数Ｎモジュールを変更することによって）４ＭＨｚのより高い共通要素が使用できる。
【００８１】
図１２、図１３及び図１４の動作は、２つの異なる基準水晶を使用するが、どんなときでも１つだけは動作している。しかし、これは、各水晶が異なる独立温度補償仕様を持つので、両水晶が別々に温度補償されなけばならいという複雑さが加わる。温度補償は「自己学習」技術によって実行され、これによって、受信機は基地局信号をロックし、次に、水晶誤りの訂正の基礎として基地局信号周波数を使用する。一般の温度はサーミスタを使用して測定され、水晶に対して適用される補正はデジタル信号処理装置（２０）のマイクロプロセッサメモリ内の一般温度に対するテーブルに記憶される。
【００８２】
温度補償、また、コスト及び第２水晶に関連する基板面積の削減を容易にするために、単一水晶を使用する図１５及び図１６の解決策を考慮することが重要である。図１５の解決策は、１９．５ＭＨｚの妥協水晶周波数を選択することである。これはＰＣＳ１９００ビットレートから導出される１３ＭＨｚの１．５倍であり、そのビットレートは１３ＭＨｚ／４８とは対照的に１９．５ＭＨｚ／７２として導出可能である。また、１９．５ＭＨｚはＤ−ＡＭＰＳモード対して必要とされる１９．４４ＭＨｚに近づけられており、これは２４．３ＫＳ／Ｓの符号レートを８００で分周することによって導出されたものである。１９．５ＭＨｚが使用される場合、誤りは０．３％であり、６．６６７ｍＳのＴＤＭＡバーストあるいは１６２符号期間の送信中の符号期間のちょうど半分の送信符号ストリーム内でタイミングドリフトを生じる。原則として、そのような誤りは、どのような場合にでも、１つの符号以上の送信経路遅延変化を生じるマルチパス伝播のために受信機によって予想されなければならない誤りよりも大きくならない。それにもかかわらず、送信信号自身の誤りが伝播経路によって導かれる不備を生じないように送信信号を補正することが望ましい。第１の概算に対し、符号レート誤りは、８０２で水晶周波数を分周することによって削減され、０．０５８５％の誤差誤で有する符号レートを取得し、１６２符号バースト期間以上の符号の１０分の１よりも少ない符号のタイミングドリフトを与える。更なる改善が、スキップカウンタによって実現でき、これは２４．３ＫＳ／Ｓ符号レートへのより正確な概算を生成するために時には８０２かつ時には８０３で分周する。しかしながら、１つの動作では、２４．３ＫＳ／Ｓ変調は１ビット当たり８サンプルのレートでデジタル的に生成される。１ビット当たりのいくつかのサンプルは、累乗根コサイン（root-raised-cosine）フィルタ周波数応答を使用してフィルタ化された符号ストリームの湾曲された波形を表現するために使用される。つまり、水晶周波数を時には１００でかつ時には１０１で分周することによって、符号レートの８倍あるいは１秒当たり１９４．４キロサンプルに対し正確な概算を生成するために実際に要望される。Ｎ１回の１００分周が発生し、Ｎ２回の１０１分周が発生し、導出される。
【００８３】
２０ｍｓのＤ−ＡＭＰＳフレーム反復期間は１９．４４ＭＨｚクロックの３８８８００周期とは対照的に１９．５ＭＨｚクロックの３９００００周期を表す。
【００８４】
つまり、１９．４４ＭＨｚクロックが使用される場合の３８８８００とは対照的に１９．５ＭＨｚクロックが使用される場合の３９００００によって分周するようにタイミング生成器はプログラムされる。Ｄ−ＡＭＰＳ ＴＤＭＡフレームは３時間スロットに分周され、つまり、１つの時間スロットは、１９．４４ＭＨｚクロックの１２９６００周期とは対照的に期間内で１９．５ＭＨｚクロックの１３００００周期である。それゆえ、Ｎ１及びＮ２に対する第１の式は、以下となる。
【００８５】
１００．Ｎ１＋１０１．Ｎ２＝１３００００
加えて、上述のように、生成されるべき１／８符号サンプル期間の総数は８×１６２＝１２９６であり、そして、Ｎ１及びＮ２に対する第２の式は、以下となる。
【００８６】
Ｎ１＋Ｎ２＝１２９６
これらの式を解くと、Ｎ２＝４００、Ｎ１＝８９６となる。
【００８７】
つまり、スキップカウンタは、総数４００回の１０１分周で配置された総数８９６回の１００分周を行うようにプログラムされ、１９．５ＭＨｚクロックあるいは２５ナノ秒のクロック期間の約半分よりも大きいタイミング誤りなしに総数１２９６の１／８符号期間を生成する。図２０は上述した内容を達成するスキップカウンタの図を示している。分周器（１００）は、アキュムレータ（１０１）からの制御入力に従って１００あるいは１０１のどちらか一方によって分周するように構成され、そして、分周器（１００）からの連続出力パルスは１９．５ＭＨｚクロックの１００周期あるいは１０１周期のどちらかの間隔が空けられる。アキュムレータ（１０１）はモジューロ８１アキュムレータとして構成され、これは、増分を追加した後に、アキュムレータの値が８１と等しいあるいは大きいことを意味し、８１はアキュムレータ値から減算され、オーバフローあるいはキャリーパルスが生成される。アキュムレータ（１０１）から出力されるキャリーパルスは、１０１分周を分周器（１００）で行うために使用される。
【００８８】
最終分周器（１００）出力パルスによって増分が生じた状態でアキュムレータ（１０１）によるキャリーが生成されない場合、分周器（１００）は次の出力サンプルレートパルスを生成するために１９．５ＭＨｚクロック入力の１００周期を計数する。さもなければ、最終分周器出力パルスがアキュムレータへの増分及びオーバフローを生じる場合、分周器（１００）へ再入力されるアキュムレータキャリー出力は、次の分周器出力サンプルレートパルスを生成する前に１９．５ＭＨｚクロック入力の１０１周期の計数を分周器で行う。
【００８９】
アキュムレータ増分を２５に設定することによって、アキュムレータは２５／８１時間のキャリーパルスを生成し、これは４００／１２９６時間に等しく、Ｄ−ＡＭＰＳ時間スロットの１２９６個の正確な８倍符号レートパルスを生成するために必要とされる上述の算出された１０１の分周比となる。
【００９０】
図１６は１９．５ＭＨｚ水晶を使用する中間周波数構成を示している。８００及び１９００ＭＨｚ動作それぞれでの送信位相比較器（４３）に対し１３２０ＫＨｚ及び１０８０ＫＨｚの高位相比較周波数を与えるために、Ｄ−ＡＭＰＳモードの第１ＩＦは１５４．３２ＭＨｚに変更され、一方で、第２ＬＯ位相比較器（３１）で７８０ＫＨｚの高比較周波数も与える。
【００９１】
図１７に本発明の更に別の動作が示され、ここでは、すべての無線発振器周波数を導出するために１３ＭＨｚ水晶を使用し、かつＡＭＰＳ及びＤ−ＡＭＰＳモードに対するビット及びデジタルサンプリングレートを導出するためだけにデジタルチップ（２０）に接続された１９．４４ＭＨｚ水晶を使用している。この場合の周波数構成は図１８に示され、ここでは、図１６と異なる部分は実質的に第２ＬＯ位相比較器が５２０ＫＨｚで動作することである。
【００９２】
図１６及び図１８では、メイン受信機合成装置（第１ＬＯ）は、ＰＣＳ１９００モードでは５モジュール（任意には、１０あるいは２０）、また、ＡＭＰＳモード及びＤ−ＡＭＰＳモードでは１２モジュールを有する分数Ｎ合成装置として動作する。
【００９３】
図１９の構成を使用してデジタルクロックを生成するためにだけに使用される１９．４４ＭＨｚ水晶を除去することが可能であり、この場合、デジタルチップ（２０）は、必要な場合、内部ＰＬＬによって自身の１９．４４ＭＨｚクロックを生成する。これを容易にするために、分周器（４１）及び（４２）はそれぞれ２つの分周器（４１ａ、４１ｂ）及び（４２ａ、４２ｂ）に分けられる。分周器４１ａは、送信位相比較器（４３）が動作する１３２０ＫＨｚを取得するために、８００ＭＨｚのＤ−ＡＭＰＳモードで１５４．５４ＭＨｚの第２ＬＯ周波数を１７７で分周する。セレクタスイッチ４１ｃはこのモードで分周器４１ａの出力を選択するために動作する。このモード中に、分周器４１ｂは同時に動作し、デジタルチップ（２０）へ１４．０４０ＭＨｚ出力を提供するために１１で分周する。この周波数は、必要な場合に、局所ＰＬＬによってデジタルチップ（２０）上で生成される１９．４４ＭＨｚで１０８０ＫＨｚの共通要素を共有する。分周器（４２ａ）は、この時、６６０ＫＨＺを取得する更なる２要素によって位相比較器（４３）の動作周波数を分周するために動作し、これは、発振器（５１）の６０ＫＨｚステップを提供するためにモジュール１１分数Ｎ分周器（４３）と一緒に使用され、８００ＭＨｚ ＡＭＰＳあるいはＤ−ＡＭＰＳ動作に対する２分周後、３０ＫＨｚステップを提供する。１９００ＭＨｚ Ｄ−ＡＭＰＳ動作に対し、スイッチ４１ｃは、１３で分周された１４．０４ＭＨｚ、つまり、１０８０ＫＨｚである分周器（４２ｂ）の出力を選択する。これは、８００ＭＨｚでの４５ＭＨｚと比較される１９００ＭＨｚでの８０．０４ＭＨｚの二重オフセットを提供するための所望の周波数である。位相比較器（４３）に対して選択された１０８０ＫＨｚは、３分周を行うようにリプログラムされた分周器（４２ａ）で更に３分周され、位相比較器（４９）に対して３６０ＫＨｚ位相比較周波数を与え、これは、分周器（４８）に対する１２分数Ｎモジュールを一緒に使用して、１９００ＭＨｚでのＤ−ＡＭＰＳ動作中に発振器（５１）に対する３０ＫＨｚ同調ステップを与える。ＰＣＳ１９００動作に対し、分周器（４１ｂ）は１２分周を行うようにプログラムされ、デジタルチップ（２０）へ１３ＭＨｚクロック出力を提供するために、ここでは、１５６ＭＨｚの第２ＬＯを分周する。１３ＭＨｚは分周器（４２ｂ）で１３分周されて１ＭＨｚとなり、これは位相検出器（４３、４８）の動作周波数である。つまり、分周器（４２ａ）はＭ３＝１となるようにプログラムされる。分周器（４８）に対する５分数Ｎモジュールの使用は、このモードで所望の２００ＫＨｚステップを提供する。
【００９４】
２７０．８３３ＫＢ／Ｓ及び２４．３ＫＳ／Ｓの選択的な符号レート、３０ＫＨｚあるいは２００ＫＨｚのチャネル間隔、４５ＭＨｚ、８０．０４ＭＨｚあるいは８０．００ＭＨｚの送受信二重間隔を導出する様々な方法で、本発明が、単一の水晶基準あるいは２つの水晶のどちらかを使用してデュアル帯域、デュアルモード送受信機の構成を可能にすることが上述で示される。
【００９５】
また、従来技術と比較して改良された機構で柔軟性が達成され、無線機ハードウェアに、ＲＦ内部接続数が削減され、実質的に３つの集積回路チップに縮小することを可能にし、これは、内部干渉のリスクを最小化し、かつ電力消費を削減する。
【００９６】
共通基準水晶発振器から直接合成されなければならないすべてのクロック周波数及び無線周波数を導出することが不便なときはいつでも、本発明はセルラー式無線機以外のコンテキストに有用となる。添付の請求項によって説明される本発明の精神及び範囲を維持しながら、本発明は、上記の技術を使用して当業者によって適合されても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来の基準周波数分周を示す図である。
【図２】 別の従来のスキームを示す図である。
【図３】 Ｄｏｌｍａｎ参照文献を組み込んで説明される改良システムを示す図である。
【図４】 新規の本発明の基準分周スキームを示す図である。
【図５】 本発明の周波数合成スキームのより詳細を示す図である。
【図６】 本発明の周波数２倍器を使用するデュアル帯域スキームを示す図である。
【図７】 本発明の周波数半分器を使用するデュアル帯域スキームを示す図である。
【図８】 本発明の周波数半分器及び周波数２倍器を使用するスキームを示す図である。
【図９】 本発明の位置が変えられた周波数半分器及び周波数２倍器を含むスキームを示す図である。
【図１０】 本発明のＡＭＰＳ受信に対してパワーダウンできる周波数２倍器を含むスキームを示す図である。
【図１１】 周波数半分器を使用する図１０の変形例を示す図である。
【図１２】 デュアルモード無線機に対する別の基準周波数分周を示す図である。
【図１３】 図１２のデュアルモード無線機に対する分周器比を示す図である。
【図１４】 ＰＣＳ１９００モードに対するＩＦホモダインを使用するデュアルモード無線機を示す図である。
【図１５】 単一水晶を使用するデュアルモード無線機を示す図である。
【図１６】 図１５のデュアルモード無線機に対する分周器比を示す図である。
【図１７】 ２つの基準水晶を使用するデュアルモード無線機を示す図である。
【図１８】 図１７のデュアルモード無線機に対する分周器比を示す図である。
【図１９】 図１７の第２水晶を除去するための分周器比を示す図である。
【図２０】 １９．５ＭＨｚから１９４．４ＫＨｚを生成するスキップカウンタを示す図である。
Claims (12)
- 送信周波数上で送信用信号を生成し、かつ受信周波数上で信号を受信する無線送受信装置であって、
受信信号と第１局所発振器周波数信号とを合成し、第１中間周波数信号を生成する第１ダウンコンバータと、
前記第１中間周波数信号と第２局所発振器周波数信号とを合成し、第２中間周波数信号を生成する第２ダウンコンバータと、
水晶振動子によって決定された正確な周波数を有する局所発振器周波数信号を生成する第２局所発振器手段と、
前記第２局所発振器周波数信号に対する第１入力と前記第１局所発振器周波数信号に対する第２入力とを有し、それらに依存して、所望の前記第１局所発振器周波数信号を生成するために第１局所発振器を制御するための制御信号を生成する第１局所発振器周波数合成装置手段と、
前記第２局所発振器周波数信号に対する第１入力と前記第１局所発振器周波数信号に対する第２入力とを有し、それらに依存して、前記送信周波数上での信号である送信周波数信号を生成する送信信号生成器手段と
を備えることを特徴とする無線送受信装置。 - 送信周波数上で送信用信号を生成し、受信周波数上で信号を受信する無線送受信装置であって、
受信信号と第１局所発振器周波数信号とを合成し、それを第１中間周波数信号に変換する第１ダウンコンバータと、
前記第１中間周波数信号と第２局所発振器周波数信号とを合成し、それを第２中間周波数信号にダウンコンバートする第２ダウンコンバータと、
正確な基準周波数信号を出力する基準水晶発振器手段と、
前記第２局所発振器周波数信号に対する第１入力と前記基準周波数信号に対する第２入力とを有し、それらに依存して、所望の前記第２局所発振器周波数信号を生成するために第２局所発振器を制御するための制御信号を生成する第２局所発振器周波数合成装置手段と、
前記第２局所発振器周波数信号に対する第１入力と前記第１局所発振器周波数信号に対する第２入力とを有し、それらに依存して、所望の前記第１局所発振器周波数信号を生成するために第１局所発振器を制御するための制御信号を生成する第１局所発振器周波数合成装置手段と、
前記第２局所発振器周波数信号に対する第１入力と前記第１局所発振器周波数信号に対する第２入力とを有し、それらに依存して、前記送信周波数上での信号である送信周波数信号を生成する送信信号生成器手段と
を備えることを特徴とする無線送受信装置。 - 前記送信信号生成器手段は、更に、
前記送信周波数信号を生成する送信発振器手段と、
前記送信用信号を生成するために前記送信周波数信号を変調する変調器手段と、
送信オフセット周波数信号を生成するために前記送信周波数信号と前記第１局所発振器周波数信号を合成する送信ダウンコンバータ手段と、
前記送信オフセット周波数信号に対する第１入力と前記第２局所発振器周波数信号に対する第２入力とを有し、それらに依存して、前記送信周波数に対し前記送信周波数信号を正確に制御するために前記送信発振器手段に対する制御信号を生成する送信オフセット合成装置手段とを備える
ことを特徴とする請求項１に記載の無線送受信装置。 - 前記送信信号生成器手段は、更に、
前記送信周波数信号を生成する送信発振器手段と、
前記送信用信号を生成するために前記送信周波数信号を変調する変調器手段と、
送信オフセット周波数信号を生成するために前記送信周波数信号と前記第１局所発振器周波数信号を合成する送信ダウンコンバータ手段と、
前記送信オフセット周波数信号に対する第１入力と前記第２局所発振器周波数信号に対する第２入力とを有し、それらに依存して、前記送信周波数に対し前記送信周波数信号を正確に制御するために前記送信発振器手段に対する制御信号を生成する送信オフセット合成装置手段とを備える
ことを特徴とする請求項２に記載の無線送受信装置。 - 前記第１局所発振器周波数合成装置手段は、分数Ｎ周波数合成装置である
ことを特徴とする請求項１に記載の無線送受信装置。 - 送信周波数上で送信用信号を生成し、かつ受信周波数上で信号を受信する無線送受信装置であって、
受信信号と第１局所発振器周波数信号とを合成し、それを第１中間周波数信号に変換する第１ダウンコンバータと、
前記第１中間周波数信号と第２局所発振器周波数信号を合成し、それを第２中間周波数信号にダウンコンバートする第２ダウンコンバータと、
水晶振動子によって決定された正確な周波数を有する第２局所発振器周波数信号を生成する第２局所発振器手段と、
前記第２局所発振器周波数信号に対する入力を有し、第１整数によって分周された前記正確な周波数と等しい周波数で第１出力信号を生成し、かつ第２整数によって更に前記第１出力信号を周波数分周することによって第２出力信号を生成する基準分周器手段であって、前記第２出力信号が、前記第１出力信号の第１状態から第２状態の状態変化に応じて、ハイからローあるいはローからハイへ状態を変更する、基準分周器手段と、
前記第２出力信号に対する第１入力と前記第１局所発振器周波数信号に対する第２入力とを有し、それらに依存して、所望の前記第１局所発振器周波数信号を生成するために第１局所発振器を制御するための制御信号を生成する第１局所発振器周波数合成装置手段と、
前記第１出力信号に対する第１入力と前記第１局所発振器周波数信号に対する第２入力とを有し、それらに依存して、前記送信周波数上での信号である送信周波数信号を生成する送信信号生成器手段とを備え、
前記送信信号生成器手段は、前記第２状態から前記第１状態への前記第１出力信号の遷移に対し応答する
ことを特徴とする無線送受信装置。 - 複雑さが削減されたセルラー式無線電話であって、
第１局所発振器周波数制御信号に対する第１入力とアンテナを介して受信された信号に対する第２入力とを有し、第１局所発振器からの第１局所発振器周波数での第１出力信号を第１出力接続で提供し、前記第１局所発振器を使用して前記第２入力で受信された信号をダウンコンバートすることによって第１中間周波数での第２出力信号を第２出力接続で提供する第１受信機集積回路と、
フィルタを介して前記第１受信機集積回路の前記第２出力に接続された第３入力を有し、第２局所発振器からの第２局所発振器周波数信号を第３出力接続で生成し、前記第２局所発振器を使用して前記第３入力に入力された前記第１中間周波数をダウンコンバートすることによって第２中間周波数信号を第４出力接続で生成する第２受信機集積回路と、
前記第１受信機集積回路の前記第１出力に接続された第４入力を有し、前記第１受信機集積回路の前記第１入力に接続された第５出力接続で制御信号を生成し、前記第２受信機集積回路の前記第３出力に接続された第５入力を有し、その第５入力に依存して所望の送信周波数で信号を生成する第１送信集積回路と
を備えることを特徴とするセルラー式無線電話。 - 第１符号レートと第２符号レートの交互で符号化変調情報符号を送受信するデュアルモードセルラー式無線電話装置であって、
選択信号に応答して、その選択信号のレベルに従う正確な第１周波数あるいは正確な第２周波数で発振し、選択基準周波数信号を提供するデュアル基準周波数発振器手段と、
前記選択基準周波数信号を使用して、該選択基準周波数信号に依存する前記第１符号レートあるいは前記第２符号レートでの送信に対する前記符号化変調情報符号を生成するデジタル信号処理手段と、
前記選択基準周波数信号で位相ロックされた正確な第２局所発振器周波数信号を生成する第２局所発振器周波数合成装置手段と、
正確な第１局所発振器周波数信号を生成する第１局所発振器周波数合成装置手段と、
制御信号に依存して、所望の送信周波数信号を生成する送信発振器手段と、
送信オフセット周波数信号を生成するために前記送信周波数信号と前記第１局所発振器周波数信号とを合成する送信ミキサと、前記制御信号を生成するために前記送信オフセット周波数信号と前記第２局所発振器周波数信号を比較する送信位相ロックループとを備える送信発振器周波数制御手段と
を備えることを特徴とするデュアルモードセルラー式無線電話装置。 - 前記第１局所発振器周波数合成装置手段は、周波数基準信号として前記第２局所発振器周波数信号を使用して前記第１局所発振器周波数信号を正確な値に調整する
ことを特徴とする請求項８に記載のデュアルモードセルラー式無線電話装置。 - 前記第１局所発振器周波数信号は、第１中間周波数信号を生成するために増幅され、かつフィルタリングされた受信信号と合成され、前記第１中間周波数信号は、更に、第２中間周波数信号を生成するために前記第２局所発振器周波数信号と合成される
ことを特徴とする請求項８に記載のデュアルモードセルラー式無線電話装置。 - 前記第２中間周波数信号の定格周波数は、前記第１符号レートでの受信が選択された場合にはゼロであり、前記第２符号レートでの受信が選択された場合には非ゼロである
ことを特徴とする請求項１０に記載のデュアルモードセルラー式無線電話装置。 - 前記正確な第１局所発振器周波数信号は、６．５ＭＨｚの倍数であり、前記正確な第２局所発振器周波数信号は、９．７２ＭＨｚの倍数である
ことを特徴とする請求項８に記載のデュアルモードセルラー式無線電話装置。
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