JP4134964B2 - 発電制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、乗用車やトラック等に搭載される車両用発電機の発電量を制御する発電制御装置に関する。

近年、自動車に搭載されてエンジンにより回転駆動される車両用発電機の発電量を有効に活用する要求が高まっている。このような要求に応えるものとして、回転子を励磁する電流をトランジスタチョッパ式励磁回路を用いてバッテリに回生することで、発電電力の有効利用を図る交流発電機の発電制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照。）。この発電制御装置では、界磁巻線にパワートランジスタによって形成される一対のアームとダイオードによって形成される一対のアームからなるブリッジ回路が接続されており、パワートランジスタのオンオフ制御を行うことにより、ブリッジ回路を介してバッテリから界磁巻線に励磁電流を流したり、界磁巻線に流れる励磁電流をブリッジ回路を介してバッテリに回生することが可能になる。
特開昭６２−２０３５９９号公報（第２−４頁、図１−３）

ところで、特許文献１に開示された発電制御装置では、車両用発電機の発電状態にかかわらず、回生発電を実施している。このため、比較的電気負荷が軽く、車両用発電機の発電能力が高い状態（エンジンが高回転の場合）であって、バッテリは満充電状態に制御されている場合に、回生電力をバッテリで十分受け入れることができず、バッテリ電源端子においてスパイクノイズが発生するという問題があった。このスパイクノイズが車両の電子装置に印加されると、誤動作等の障害が発生するおそれがある。また、上述したブリッジ回路を備える励磁回路においては、励磁回路の制御として環流モードと回生モードとを切り替えられることが知られていいるが、環流モードと回生モードでは、パワートランジスタをＰＷＭ制御した際の回転子を励磁する平均電圧とＰＷＭデューティの関係が異なるため、負荷応答制御のようＰＷＭデューティの記憶量にしたがって制御する場合には、回転子を励磁する平均電圧がモード切替時に急変して、車両用発電機の出力電流や発電トルクが急増するという問題があった。このような出力電流等の急増は、エンジントルクに与える影響や車両電子装置に与える影響の点から好ましくないため、本来は多機能であるトランジスタチョッパ式励磁回路を備える発電制御装置があまり普及していないのが現状である。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、スパイクノイズの発生を抑えるとともに、車両用発電機の出力電流や発電トルクが急増することを防止することができる発電制御装置を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明の発電制御装置は、車両用発電機の励磁巻線に接続されたブリッジ回路を有し、ブリッジ回路の対向する一対の第１のアームをパワートランジスタで構成し、他の一対の第２のアームをダイオードで構成したトランジスタチョッパ式励磁回路を備えており、第１のアームを構成する一方のパワートランジスタを常時オン状態に制御するとともに他方のパワートランジスタをオンオフ制御することによりパワートランジスタのオフ状態において励磁巻線に流れる励磁電流を環流させる環流モードと、第１のアームを構成する一対のパワートランジスタを同期してオンオフ制御することによりパワートランジスタのオフ状態において励磁電流を回生する回生モードのいずれかの動作モードを選択する選択手段と、車両用発電機の発電余裕を判定する発電余裕判定手段とを備え、選択手段は、発電余裕判定手段によって車両用発電機の発電余裕が少ないと判定されたときに、動作モードとして回生モードを選択している。これにより、接続された電気負荷の大きさに対して車両用発電機の発電能力が低くて発電余裕が少ないときに、回生モードが選択されて励磁電流をバッテリに回生することができ、電気負荷に対して動作電力を有効に供給することが可能になる。また、発電余裕が少ないため、バッテリの電流受け入れ性がよいため、スパイクノイズの発生を抑えることが可能であり、車両電子装置にスパイクノイズが重畳されて電圧が印加することを防止することができる。

また、上述した発電余裕判定手段は、車両用発電機の発電余裕を、車両用発電機の回転数に基づいて判定することが望ましい。具体的には、上述した発電余裕判定手段は、車両用発電機の回転数が基準回転数よりも低いときに、発電余裕が少ないと判定することが望ましい。車両用発電機の発電量は回転数の上昇に伴って増大するため、回転数を観察することで、容易かつ確実に発電余裕の多少を判定することが可能になる。また、バッテリの充電電流や車両用発電機の出力電流を観察して発電余裕を判定する場合には電流センサ等が必要になるが、回転数検出の場合にはこのような別部品の追加がほとんど必要ないため、構成の簡略化が可能となる。

また、上述したパワートランジスタは、ボディダイオードを有する二重拡散型のＭＯＳトランジスタであり、ダイオードとして、ＭＯＳトランジスタと同一断面構造を有するトランジスタのボディダイオードを用いることが望ましい。これにより、ブリッジ回路を構成する半導体素子として同一構造のトランジスタを用いることができるため、発電制御装置の集積化に際して小型化、低コスト化が可能になる。

また、上述した環流モードから回生モードに、あるいは回生モードから環流モードに切り替えたときに、オンオフ制御されるパワートランジスタの導通率を変更する導通率変更手段をさらに備えることが望ましい。パワートランジスタの導通率と励磁巻線に印加される平均電圧との関係は、環流モード時と回生モード時で異なっており、動作モードを相互に切り替えたときに導通率を維持すると、励磁巻線に印加される平均電圧が急変してしまうおそれがあるが、動作モード切り替え時に導通率を変更することによりこのような不都合を回避することができる。このため、車両用発電機の出力電流や発電トルクが急増し、これに伴ってエンジンへの負荷トルクが急増することを防止することができ、エンジンのアイドリング回転数の安定化を図ることが可能になる。

また、上述した導通率変更手段は、励磁巻線に印加される平均電圧が同程度になるように導通率を変更することが望ましい。これにより、容易に車両用発電機の出力電流や発電トルクの安定化を図ることができる。

また、上述した導通率変更手段は、環流モードから回生モードに切り替わるときに導通率を増加させ、回生モードから環流モードに切り替わるときに導通率を減少させることが望ましい。これにより、環流モードから回生モードへ切り替わるときと回生モードから環流モードへ切り替わるときの両方の場合において、確実に車両用発電機の出力電流や発電トルクの安定化を図ることができる。

また、上述した導通率変更手段は、環流モードから回生モードに切り替わる場合において、変更前の導通率をＤ１、変更後の導通率をＤ２としたときに、Ｄ２＝（Ｄ１＋１）／２の関係式を用いた導通率変換を行い、回生モードから環流モードに切り替わる場合において、変更前の導通率をＤ３、変更後の導通率をＤ４としたときに、Ｄ４＝２×Ｄ３−１の関係式を用いた導通率変換を行うことが望ましい。導通率の変換を所定の関係式を用いた計算によって行うことにより、パワートランジスタをオンオフ制御する際のデューティ比と励磁巻線に印加される平均電圧との関係を確実に変更することができる。

また、上述した導通率変更手段は、導通率をｎビットデータに対応させて保持しており、ｎビットデータに対するビットシフト操作を行い、このビットシフト操作後のｎビットデータに基づいて変更後の導通率を設定することが望ましい。ビットシフト操作という簡単な処理によって導通率の変換を行うことにより、変換速度の高速化、変換に要する回路の縮小が可能になる。

以下、本発明を適用した一実施形態の発電制御装置について、図面を参照しながら説明する。

図１は、一実施形態の発電制御装置の構成を示す図であり、あわせてこの発電制御装置と車両用発電機やバッテリ等との接続状態が示されている。図１において、発電制御装置１は、車両用発電機２のＢ端子（出力端子）の電圧が所定の調整電圧設定値（例えば１４Ｖ）になるように制御するためのものである。

車両用発電機２は、固定子に含まれる三相の固定子巻線２００と、この固定子巻線２００の三相出力を全波整流するために設けられた整流回路２０２と、回転子に含まれる励磁巻線２０４とを含んで構成されている。この車両用発電機２の出力電圧（Ｂ端子電圧）の制御は、励磁巻線２０４に対する通電を発電制御装置１によって適宜断続制御することにより行われる。車両用発電機２のＢ端子は、充電線６を介してバッテリ３と電気負荷４に接続されており、Ｂ端子からバッテリ３や電気負荷４に充電電流や動作電流が供給される。

次に、発電制御装置１の詳細構成について説明する。図１に示すように、発電制御装置１は、ＭＯＳＦＥＴ１０、１１、ダイオード１３、１４、負荷応答制御回路１５、電圧制御回路１６、動作モード選択回路１７、電圧比較器１８、オア回路１９、アンド回路２０、ドライバ２１、回転数判定回路３０を備えている。

一対のＭＯＳＦＥＴ１０、１１と一対のダイオード１３、１４によって形成されるブリッジ回路によって、励磁巻線２０４に対して励磁電流の供給、環流、回生を行うトランジスタチョッパ式励磁回路が構成されている。一対のパワートランジスタであるＭＯＳＦＥＴ１０、１１からなるアーム（第１のアーム）を対象に、励磁巻線２０４に供給する励磁電流をＰＷＭ（パルス幅変調）制御するとともに、一対のダイオード１３、１４からなるアーム（第２のアーム）を介して、励磁巻線２０４に流れる励磁電流を環流あるいは回生するようになっている。

電圧比較器１８は、車両用発電機２の出力電圧と調整電圧Ｖref とを比較し、出力電圧の方が調整電圧Ｖref よりも低くなったときにハイレベルの信号を出力し、反対に出力電圧の方が調整電圧Ｖref よりも高くなったときにローレベルの信号を出力する。電圧制御回路１６は、電圧比較器１８の出力信号の内容に応じてＭＯＳＦＥＴ１０をＰＷＭ制御する信号（ＰＷＭ信号）を生成する。電圧制御回路１６の構成については様々なものが考えられる。例えば、電圧制御回路１６には、電圧比較器１８の出力信号を平滑するローパスフィルタと、鋸波発生回路と、電圧比較器が備わっており、電圧比較器１８の出力信号をローパスフィルタで平滑した電圧と、鋸波発生回路によって発生した鋸波波形の電圧とを電圧比較器で比較してＰＷＭ信号を生成し、アンド回路２０を介してドライバ２１に向けて出力する。ドライバ２１は、アンド回路２０から出力されるＰＷＭ信号に応じて、ブリッジ回路の一方のハイサイドスイッチとしてのＭＯＳＦＥＴ１０を駆動する。本実施形態では、アンド回路２０から出力されるＰＷＭ信号がハイレベルのときにＭＯＳＦＥＴ１０がオンする構成となっている。アンド回路２０の出力信号は、ドライバ２１に入力されるとともに、並行してオア回路１９にも入力されている。オア回路１９の出力信号は、ブリッジ回路の一方のローサイドスイッチとしてのＭＯＳＦＥＴ１１に入力されている。

また、負荷応答制御回路１５は、電気負荷４が急に大きくなったときに、徐々に励磁電流を増加させる負荷応答制御を行う。上述したように、アンド回路２０の出力信号がハイレベルのときにドライバ２１によってＭＯＳＦＥＴ１０がオンされるため、電気負荷４が急に大きくなって車両用発電機２の出力電圧が急激に低下し、電圧比較器１８の出力信号が急にハイレベルを維持するようになったときに、負荷応答制御回路１５は、デューティ比が徐々に増加する信号を生成してアンド回路２０に入力する。また、この負荷応答制御回路１５は、導通率変更手段としての機能を有している。

回転数判定回路３０は、発電余裕判定手段に対応しており、車両用発電機２の回転数の高低を判定する。この判定基準は、車両用発電機２の発電余裕の有無に対応している。例えば、エンジンのアイドリング回転数よりも若干高い回転数に相当する基準回転数よりも車両用発電機２の回転数が低いときに発電余裕がないと判断され回転数判定回路３０からローレベルの信号が出力され、反対に、この基準回転数よりも車両用発電機２の回転数が高いときに発電余裕があると判断され回転数判定回路３０からハイレベルの信号が出力される。

動作モード選択回路１７は、選択手段に対応しており、車両用発電機２の回転数が低くて発電状態に余裕がないとき（回転数判定回路３０からローレベルの信号が出力されたとき）に、ローレベルの信号を出力する。また、動作モード選択回路１７は、車両用発電機２の回転数が高くなって発電状態に余裕が生じるとき（回転数判定回路３０からハイレベルの信号が出力されたとき）に、ハイレベルの信号を出力する。本実施形態では、一方のＭＯＳＦＥＴ１１を常時オン状態に制御するとともに他方のＭＯＳＦＥＴ１０をオンオフ制御することによりＭＯＳＦＥＴ１０のオフ状態において励磁巻線２０４に流れる励磁電流を環流させる環流モードと、２つのＭＯＳＦＥＴを同期してオンオフ制御することによりＭＯＳＦＥＴ１０、１１のオフ状態において励磁電流をバッテリ３側に回生する回生モードとが存在しており、環流モードのときに動作モード選択回路１７からハイレベルの信号が出力され、回生モードのときに動作モード選択回路１７からローレベルの信号が出力される。

本実施形態の発電制御装置１はこのような構成を有しており、次にその動作を説明する。

環流モードの動作
図２は、環流モード時に励磁巻線２０４に励磁電流Ｉｆが供給される経路を示す図である。また、図３は環流モード時に励磁巻線２０４に流れる励磁電流Ｉｆを環流させる経路を示す図である。図４は励磁電流の変化の様子を示す図である。

車両が走行を開始して車両用発電機２の回転数が基準回転数よりも高くなり、発電余裕が生じると、回転数判定回路３０からハイレベルの信号が出力される。このハイレベルの信号は、オア回路１９を介してＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに入力されるため、ＭＯＳＦＥＴ１１は、常時オン状態に制御される。このとき、アンド回路２０から出力されるＰＷＭ信号がハイレベルになると、ＭＯＳＦＥＴ１０がオンされ、図２に示す環流モードの動作状態となって、ＭＯＳＦＥＴ１０とＭＯＳＦＥＴ１１を介して励磁巻線２０４に励磁電流が流れる。

また、アンド回路２０から出力されるＰＷＭ信号がローレベルになるとＭＯＳＦＥＴ１０がオフされ、図３に示す環流モードの動作状態となって、励磁電流Ｉｆはダイオード１３を通る環流動作によって徐々に減少する。この励磁電流Ｉｆの変化の様子が図４の曲線ａとして示されている。環流モードの動作においては、励磁巻線２０４の逆バイアス電圧がダイオード１３の順方向電圧降下Ｖｆとなるため、通常１００〜２００ｍｓ程度の時定数となる。

回生モードの動作
図５は、回生モードに対応する励磁電流Ｉｆの経路を示す図である。エンジンがアイドリング回転中のときのように車両用発電機２の回転数が基準回転数よりも低くなり、発電余裕がなくなると、回転数判定回路３０からローレベルの信号が出力される。したがって、アンド回路２０から出力される信号がオア回路１９を介してそのままＭＯＳＦＥＴ１１に入力される。このため、２つのＭＯＳＦＥＴ１０、１１がアンド回路２０から出力される信号に応じてオンオフ制御される。このとき、アンド回路２０から出力されるＰＷＭ信号がローレベルになると２つのＭＯＳＦＥＴ１０、１１が両方ともオフされ、図５に示す回生モードの動作状態となって、励磁巻線２０４に流れる励磁電流はダイオード１４を介してバッテリ３側に急速に放電される。この励磁電流Ｉｆの変化の様子が図４の曲線ｂとして示されている。回生モードの動作においては、励磁巻線２０４の逆バイアス電圧がバッテリ３の端子電圧と２つのダイオード１３、１４の各順方向電圧降下Ｖの合計値となるため、２０〜４０ｍｓ程度の時定数となって励磁電流が急速に減衰する。

このように、本実施形態の発電制御装置１では、車両用発電機２の発電余裕が少ないときのみ励磁巻線２０４に流れる励磁電流を回生する回生モードで動作するが、接続される電気負荷４が大きくなってバッテリ３の電流受け入れ性が良い状態になるため、回生電流によるスパイクノイズの発生を抑制することができる。

また、エンジン回転が低回転に移行すると、通常のように励磁電流を環流させる場合には車両用発電機２は発電電圧を維持するために発電トルクが増加する。図６は、車両用発電機２の回転数と発電トルクの関係を示す図である。ところが、本実施形態では、エンジンが低回転になると回生モードで動作するため、車両用発電機２の励磁電流が急速に減衰して発電トルクが急速に減少し、不用なエンジン回転数の低下を防止してエンジンのアイドリング回転数を安定化させることができる。

なお、本実施形態では、エンジンのアイドリング回転に対応する回転数よりも若干高い基準回転数において車両用発電機２の出力と発電余裕がほぼバランスすると仮定し、この基準回転数よりも車両用発電機２の回転数が低いときに発電余裕がないものとして説明したが、実際に車両用発電機２の出力電流やバッテリ３の充電電流等を電流センサを用いて検出して、発電余裕の有無を判定するようにしてもよい。

また、発電制御装置１に備わった回転数判定回路３０によって車両用発電機２の回転を検出して発電余裕の有無を判定する代わりに、エンジンの回転数を車両用発電機２の外部に設置されたエンジン制御装置ＥＣＵ等で検出して車両用発電機２の発電余裕の有無を判定するようにしてもよい。

次に、負荷応答制御回路１５の動作について説明する。接続される電気負荷４の大きさが安定している状態では、電圧比較器１８の出力信号に応じて電圧制御回路１６が動作してＭＯＳＦＥＴ１０をオンオフするＰＷＭ制御を行っている。このＰＷＭ信号の出力パターンは負荷応答制御回路１５に記憶されており、電気負荷４が接続されてバッテリ３の端子電圧が低下して電圧制御回路１６から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比が増加しても、負荷応答制御回路１５から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比を徐々に増加させることで、アンド回路２０から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比が徐々に増加するようになっており、車両用発電機２の出力電流が緩やかに増加する。したがって、発電トルクの急激な上昇を抑制することができ、エンジンに対する負荷トルクの増加を抑えてアイドリング回転数を安定化させる効果がある。

このような負荷応答制御を本実施形態の発電制御装置１において採用すると不具合が発生する。この不具合は、アンド回路２０から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比（オンオフ制御されるＭＯＳＦＥＴの導通率）と励磁巻線２０４に印加される平均電圧との関係が、環流モードと回生モードとで異なることに起因する。

図７は、アンド回路２０から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比（ＰＷＭデューティ）と車両用発電機２の出力電圧との関係を示す図である。回生モードにおいて比較的電気負荷４が小さい状態（図７のＡ２で示される状態）で制御されていたときに、ＰＷＭ信号のデューティ比が維持されたままで環流モードに切り替わると、車両用発電機２の出力電圧がＡ１で示される状態に遷移するため、車両用発電機２の出力電流が急激に増加する。この結果、不必要に発電トルクが増加し、エンジンに回転不調をもたらしたり、バッテリ充電電流の急増に伴うバッテリ２の端子電圧上昇によって各種電子機器に悪影響をもたらすおそれがある。本実施形態の負荷応答制御回路１５では、このような不具合に対して対策がなされている。

図８は、負荷応答制御回路１５の詳細構成を示す図である。図８に示すように、負荷応答制御回路１５は、デューティ記憶値出力回路１５１、選択回路１５２、デューティ変換回路１５３、モード切替検出回路１５４を含んで構成されている。モード切替検出回路１５４は、動作モードが回生モードから環流モードに、あるいは環流モードから回生モードに切り替わるモードの切替タイミングを検出し、その後一定期間ハイレベルの信号を出力する。動作モード選択回路１７からは、回生モードに対応してローレベルの信号が出力され、環流モードに対応してハイレベルの信号が出力されるため、動作モード選択回路１７の出力信号の論理レベルが切り替わった後の一定期間だけモード切替検出回路１５４の出力信号がハイレベルになる。選択回路１５２は、モード切替検出回路１５４によるモードの切替タイミングの検出結果に応じて、２つの入力信号のいずれかを選択して出力する。具体的には、モードの切替タイミングが検出されてモード切替検出回路１５４の出力信号がハイレベルになったときにデューティ変換回路１５３から入力される信号が選択され、それ以外のときにアンド回路２０から入力される信号が選択される。デューティ変換回路１５３は、アンド回路２０から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比を変換する。デューティ記憶値出力回路１５１は、選択回路１５２からＰＷＭ信号が入力されると、この信号のデューティ比を少しだけ増加させたＰＷＭ信号を生成して出力するデューティ比変換動作を行う。

図９は、負荷応答制御回路１５の動作タイミング図である。図９において、「選択状態」は選択回路１５２においていずれの入力信号が選択されたかを示しており、ａはアンド回路２０から入力されるＰＷＭ信号が選択された状態に、ｂはデューティ変換回路１５３から入力されるＰＷＭ信号が選択された状態にそれぞれ対応している。

図９に示すように、環流モードから回生モードに変更されると、動作モード選択回路１７の出力信号がハイレベルからローレベルに変化し、モード切替検出回路１５４の出力信号が一定期間ハイレベルとなる。このモード切替検出回路１５４の出力信号がハイレベルの期間に対応して、デューティ変換回路１５３では、アンド回路２０から入力されるＰＷＭ信号のデューティ比（導通率）Ｄ１を、（Ｄ１＋１）／２となるように変換した後のデューティ比Ｄ２のＰＷＭ信号を出力する。反対に、回生モードから環流モードに変更されると、動作モード選択回路１７の出力信号がローレベルからハイレベルに変化し、モード切替検出回路１５４の出力信号が一定期間ハイレベルとなる。このモード切替検出回路１５４の出力信号がハイレベルの期間に対応して、デューティ変換回路１５３では、アンド回路２０から入力されるＰＷＭ信号のデューティ比Ｄ３を、２×Ｄ３−１となるように変換した後のデューティ比Ｄ４のＰＷＭ信号を出力する。なお、これらのデューティ比Ｄ１〜Ｄ４は、値が１のときにデューティ比１００％に対応している。

図８に示すデューティ変換回路１５３を用いることにより、回生モードと環流モードとが相互に切り替わったときに、切り替わりの前後で車両用発電機２の出力電圧が大きく変化しないようにアンド回路２０から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比を変更することができるため、車両用発電機２の出力を安定化させることが可能になる。

ところで、デューティ変換回路１５３におけるデューティ比設定用に８ビットデータＱ０〜Ｑ７（００００００００のときにデューティ比０％が、１１１１１１１１のときにデューティ比１００％がそれぞれ対応している）を割り当てた場合には、図１０に示すように、環流モードから回生モードへの切り替え時には、この８ビットデータＱ０〜Ｑ７を右シフトして最上位ビットに１を挿入すればよい。反対に、回生モードから環流モードへの切り替え時には、この８ビットデータＱ０〜Ｑ７を左シフトして最下位ビットに１を挿入すればよい。このように、単純なシフトレジスタでのビットシフト操作によってデューティ比の変換を行うことが可能になり、所持時間の短縮や回路構成の簡易化を実現することができる。

このように、本実施形態の発電制御装置１では、接続された電気負荷４の大きさに対して車両用発電機２の発電能力が低くて発電余裕が少ないときに、回生モードが選択されて励磁電流をバッテリ３に回生することができ、電気負荷４に対して動作電力を有効に供給することが可能になる。また、発電余裕が少ないため、バッテリ３の電流受け入れ性がよいため、スパイクノイズの発生を抑えることが可能であり、車両電子装置にスパイクノイズが重畳されて電圧が印加することを防止することができる。

また、車両用発電機２の発電量は回転数の上昇に伴って増大するため、回転数を観察することで、容易かつ確実に発電余裕の多少を判定することが可能になる。特に、バッテリ３の充電電流や車両用発電機２の出力電流を観察して発電余裕を判定する場合には電流センサ等が必要になるが、回転数検出の場合にはこのような別部品の追加がほとんど必要ないため、構成の簡略化が可能となる。

また、ＭＯＳＦＥＴの導通率と励磁巻線２０４に印加される平均電圧との関係は、環流モード時と回生モード時で異なっており、動作モードを相互に切り替えたときに導通率を維持すると、励磁巻線２０４に印加される平均電圧が急変してしまうおそれがあるが、動作モード切り替え時に導通率を変更することによりこのような不都合を回避することができる。このため、車両用発電機２の出力電流や発電トルクが急増し、これに伴ってエンジンへの負荷トルクが急増することを防止することができ、エンジンのアイドリング回転数の安定化を図ることが可能になる。

特に、上述した導通率の変更を、励磁巻線２０４に印加される平均電圧が同程度になるように行うことにより、容易に車両用発電機２の出力電流や発電トルクの安定化を図ることができる。また、環流モードから回生モードに切り替わるときに導通率を増加させ、回生モードから環流モードに切り替わるときに導通率を減少させることより、環流モードから回生モードへ切り替わるときと回生モードから環流モードへ切り替わるときの両方の場合において、確実に車両用発電機２の出力電流や発電トルクの安定化を図ることができる。

また、本実施形態の発電制御装置１では、環流モードから回生モードに切り替わる場合において、変更前の導通率をＤ１、変更後の導通率をＤ２としたときに、Ｄ２＝（Ｄ１＋１）／２の関係式を用いた導通率変換を行い、回生モードから環流モードに切り替わる場合において、変更前の導通率をＤ３、変更後の導通率をＤ４としたときに、Ｄ４＝２×Ｄ３−１の関係式を用いた導通率変換を行っている。このようにして導通率の変換を所定の関係式を用いた計算によって行うことにより、ＭＯＳＦＥＴをオンオフ制御する際のデューティ比と励磁巻線２０４に印加される平均電圧との関係を確実に変更することができる。

また、導通率をｎビットデータに対応させて保持するとともに、ｎビットデータに対するビットシフト操作を行い、このビットシフト操作後のｎビットデータに基づいて変更後の導通率を設定することにより、ビットシフト操作という簡単な処理によって導通率の変換を行うことができ、変換速度の高速化、変換に要する回路の縮小が可能になる。

なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内において種々の変形実施が可能である。例えば、上述した実施形態では、ブリッジ回路を構成するハイサイドスイッチとしてのＭＯＳＦＥＴ１０を用いてＰＷＭ制御を行い、ローサイドスイッチとしてのＦＥＴ１１を用いて動作モードの切り替えを行ったが、これらの組み合わせを反対にしてハイサイドスイッチとしてのＭＯＳＦＥＴ１０を動作モードの切り替えように用いた方が、ドライバ２１の駆動能力を小さくすることができるため、回路規模の点では有利である。

また、上述した実施形態では、励磁電流を回生および環流するためにダイオード１３、１４を用いたが、これらの代わりに、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを用いるようにしてもよい。図１１は、ダイオード１３、１４の代わりにＭＯＳＦＥＴ１３１、１４１を用いて励磁回路（ブリッジ回路）を構成した場合の発電制御装置の部分的な構成を示す図である。これにより、励磁回路全体を同一断面構造の二重拡散型のＭＯＳＦＥＴ１０１、１１１、１３１、１４１で構成することができるため、発電制御装置１の集積化に際して、小型化、低コスト化が可能になる。

一実施形態の発電制御装置の構成を示す図である。 環流モード時に励磁巻線に励磁電流が供給される経路を示す図である。 環流モード時に励磁巻線に流れる励磁電流を環流させる経路を示す図である。 励磁電流の変化の様子を示す図である。 回生モードに対応する励磁電流の経路を示す図である。 車両用発電機の回転数と発電トルクの関係を示す図である。 アンド回路から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比と車両用発電機の出力電圧との関係を示す図である。 負荷応答制御回路の詳細構成を示す図である。 負荷応答制御回路の動作タイミング図である。 デューティ変換回路によるデューティ変換処理をビットシフト操作で行う場合の説明図である。 ダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴを用いて励磁回路を構成した場合の発電制御装置の部分的な構成を示す図である。

符号の説明

１ 発電制御装置
２ 車両用発電機
３ バッテリ
４ 電気負荷
１０、１１ ＭＯＳＦＥＴ
１３、１４ ダイオード
１５ 負荷応答制御回路
１６ 電圧制御回路
１７ 動作モード選択回路
１８ 電圧比較器
１９ オア回路
２０ アンド回路
２１ ドライバ
１５１ デューティ記憶値出力回路
１５２ 選択回路
１５３ デューティ変換回路
１５４ モード切替検出回路
２００ 固定子巻線
２０２ 整流回路
２０４ 励磁巻線

Claims (9)

1. 車両用発電機の励磁巻線に接続されたブリッジ回路を有し、前記ブリッジ回路の対向する一対の第１のアームをパワートランジスタで構成し、他の一対の第２のアームをダイオードで構成したトランジスタチョッパ式励磁回路を備える発電制御装置において、
   前記第１のアームを構成する一方の前記パワートランジスタを常時オン状態に制御するとともに他方の前記パワートランジスタをオンオフ制御することにより前記パワートランジスタのオフ状態において前記励磁巻線に流れる励磁電流を環流させる環流モードと、前記第１のアームを構成する一対の前記パワートランジスタを同期してオンオフ制御することにより前記パワートランジスタのオフ状態において前記励磁電流を回生する回生モードのいずれかの動作モードを選択する選択手段と、
   前記車両用発電機の発電余裕を判定する発電余裕判定手段とを備え、
   前記選択手段は、前記発電余裕判定手段によって前記車両用発電機の発電余裕が少ないと判定されたときに、動作モードとして前記回生モードを選択することを特徴とする発電制御装置。
2. 請求項１において、
   前記発電余裕判定手段は、前記車両用発電機の発電余裕を、前記車両用発電機の回転数に基づいて判定することを特徴とする発電制御装置。
3. 請求項２において、
   前記発電余裕判定手段は、前記車両用発電機の回転数が基準回転数よりも低いときに、発電余裕が少ないと判定することを特徴とする発電制御装置。
4. 請求項１〜３のいずれかにおいて、
   前記パワートランジスタは、ボディダイオードを有する二重拡散型のＭＯＳトランジスタであり、
   前記ダイオードとして、前記ＭＯＳトランジスタと同一断面構造を有するトランジスタのボディダイオードを用いることを特徴とする発電制御装置。
5. 請求項１〜４のいずれかにおいて、
   前記環流モードから前記回生モードに、あるいは前記回生モードから前記環流モードに切り替えたときに、オンオフ制御される前記パワートランジスタの導通率を変更する導通率変更手段をさらに備えることを特徴とする発電制御装置。
6. 請求項５において、
   前記導通率変更手段は、前記励磁巻線に印加される平均電圧が同程度になるように前記導通率を変更することを特徴とする発電制御装置。
7. 請求項５または６において、
   前記導通率変更手段は、前記環流モードから前記回生モードに切り替わるときに前記導通率を増加させ、前記回生モードから前記環流モードに切り替わるときに前記導通率を減少させることを特徴とする発電制御装置。
8. 請求項７において、
   前記導通率変更手段は、前記環流モードから前記回生モードに切り替わる場合において、変更前の前記導通率をＤ１、変更後の前記導通率をＤ２としたときに、Ｄ２＝（Ｄ１＋１）／２の関係式を用いた導通率変換を行い、前記回生モードから前記環流モードに切り替わる場合において、変更前の前記導通率をＤ３、変更後の前記導通率をＤ４としたときに、Ｄ４＝２×Ｄ３−１の関係式を用いた導通率変換を行うことを特徴とする発電制御装置。
9. 請求項５〜８のいずれかにおいて、
   前記導通率変更手段は、前記導通率をｎビットデータに対応させて保持しており、前記ｎビットデータに対するビットシフト操作を行い、このビットシフト操作後のｎビットデータに基づいて変更後の前記導通率を設定することを特徴とする発電制御装置。

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