JP5181666B2 - 界磁巻線型モータおよび界磁巻線型発電機の制御回路 - Google Patents

Description

本発明は、界磁巻線型モータの界磁電流を制御する回路に係り、特に界磁電流の供給停止直後に過渡的に発生する過電圧の影響を軽減し、またエンジン駆動とモータ駆動とを併用する４輪駆動（例えば前輪をエンジンで、後輪をモータで駆動する構成で、以下４ＷＤと記す）構成における急激な負荷変動に対する回転電気機器駆動回路の制御方法に係る。

界磁巻線型モータの界磁電流制御回路においては、高速運転時に回路故障などで弱め界磁電流が適正に流せなくなると、界磁巻線による誘起電圧によりインバータ回路の電源電圧が上昇し、回路部品の耐圧を越えることがある。このような場合に、耐圧超過による回路部品の劣化を防止する手段として、従来は、例えば下記特許文献１に開示されているように、インバータ回路の電源電圧が所定の閾値を越えた場合に、界磁巻線への通電を停止するとともに、インバータ回路の上流側（インバータ電源の高電位側）もしくは下流側（インバータ電源の低電位側）何れかの複数のアームにおけるスイッチング素子を同時に導通状態（ＯＮ）とし、界磁巻線型モータのロータ各相間の巻線、すなわち電機子の巻線を短絡することで上記誘起電圧による電源電圧の上昇を防止するという過電圧防止手段が知られていた。

あるいは、下記特許文献２に記載のように、インバータ電源電圧が過電圧の状態となったとき、インバータ電源の高電位側と低電位側との間に抵抗を接続し、この抵抗でバイパスしてインバータの回路保護を行う構成が開示されている。また、特許文献３においては、駆動輪で加速スリップが生じた際に、加速スリップにより生じた余剰トルク分を発電機で電気エネルギーに変換されることを利用する車両の駆動力制御装置が開示されている。
特開２００２−１０６９４号公報 特開２００１−３５２６６４号公報 特開２００２−２１８６０５号公報

従来技術においては、界磁巻線型モータの界磁巻線への通電を停止してから、実際に界磁電流値がゼロになるまでの間に発生するエネルギーを、インバータ回路のスイッチング素子で消費することで、過電圧の影響を防止するという構成になっている。このため、上記の過電圧防止手段が作動する時に集中する電力損失を許容できるように、インバータ装置の電力損失の許容量を増加させておき、また十分な放熱設計を行っておく必要があり、これにより界磁巻線型モータ制御回路の大型化や高コスト化を招くという問題があった。

さらに、前記４ＷＤ構成の場合は、界磁巻線型モータ駆動電源をエンジンで駆動された界磁巻線型発電機から得ており、上記界磁巻線型モータの界磁巻線の通電停止と同時に、界磁巻線型発電機側の界磁巻線に過渡的な過電圧が生じる。この過電圧もインバータ回路に印加されることになるため、インバータ回路における電力損失の許容量を増加させておく必要がある。

本発明はこのような界磁巻線型モータおよび界磁巻線型発電機における界磁巻線に流れる界磁電流遮断時に過渡的に発生する過電圧による回路部品の損傷を抑制し、装置の小型化・低コスト化を可能にする界磁巻線型モータおよび界磁巻線型発電機の制御回路を提供することを目的としたものである。

界磁巻線型モータの制御回路において、界磁用電源に接続されている界磁巻線の上流側端子と下流側端子とにそれぞれスイッチング素子を直列に接続し、且つ界磁巻線の両側の端子に、界磁巻線内で発生したエネルギーを上記通電時の電流方向と同じで、界磁巻線両側の電位の高低を逆転して放電させる放電手段を有し、これにより界磁巻線への電流遮断時の過渡現象の時間を短縮する構成としている。具体的には、界磁巻線にＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を介して電流を供給し、界磁巻線とスイッチング素子との接続点に向かって順方向となるように第１のダイオードを接続し、界磁巻線とスイッチング素子との接続点から、インバータ回路の高電位側の電源線に向かって順方向となるように第２のダイオードを接続した構成で放電手段を実現することにより界磁巻線型モータの制御回路を構成している。

界磁巻線型モータの制御回路において、界磁用電源から界磁巻線に流す電流を界磁電流制御回路により制御し、この界磁電流制御回路は、界磁巻線に通電中の電流が遮断された際に、界磁巻線に発生したエネルギーを上記の電流と同方向で、且つ界磁巻線の両端の電位を逆転して放電させる放電手段を有する構成とすることにより界磁電流の制御応答性が向上し、特に回路故障等によるモータ誘起電圧の上昇を抑制する場合に、応答（放電）時間を短くすることが出来、電力損失等による発熱を抑える点でも効果的である。

以下、図により本発明を説明する。図１８は前記従来技術として開示されている界磁巻線型モータの制御回路を本発明の回路との対応関係を明瞭にするために、スイッチング素子をバイポーラ素子からＭＯＳＦＥＴに置き換えた場合の回路図である。

図１８は界磁巻線型モータ５についての従来の制御回路を３相同期モータの場合を例に示している。界磁巻線型モータ５は、ステータ巻線に流す３相電流が発生する回転磁界に追従するようにロータが回転するもので、ロータには界磁巻線１３が設けられ、界磁巻線１３に流す界磁電流Ｉｆに応じた磁束を発生する構成になっている。モータトルクの制御は、ステータ巻線に流す３相電流の量と位相角、あるいは界磁巻線１３に流す界磁電流Ｉｆの量を適切に制御することで、所望のトルクを発生させている。

ここで、界磁巻線１３に界磁電流Ｉｆを通電するために、界磁用電源６から供給される電力を、界磁巻線１３と直列に接続されたスイッチング素子１５を界磁電流指令回路１６の駆動信号に応じてＯＮ／ＯＦＦすることで、所望の界磁電流Ｉｆを得ている。詳細には、スイッチング素子１５が導通状態（ＯＮ）になると、電流は界磁用電源６から界磁巻線１３を通じてスイッチング素子１５を経て界磁用電源６に戻るまでの回路が形成され、主に界磁巻線１３の誘導成分（インダクタンス）と回路抵抗とで決定される時定数による割合によって界磁電流Ｉｆが増加し、所定の電流値に達する。

逆に、スイッチング素子１５が遮断状態（ＯＦＦ）になると、界磁巻線１３に蓄えられたエネルギーはダイオード１４を経由して電流が流れることにより放出される。すなわち、主に界磁巻線１３の誘導成分と回路抵抗とで決定される時定数によって界磁電流Ｉｆが次第に減少し、界磁電流遮断の状態に達する。界磁電流指令回路１６は目標の界磁電流Ｉｆになるように、スイッチング素子１５を適切にＯＮ／ＯＦＦ、またはＤＵＴＹ制御（またはＰＷＭ制御）することにより、必要とする界磁電流Ｉｆを得ている。

また、界磁巻線１３に界磁電流Ｉｆを通電している場合は、ロータの回転に伴い図示しないステータコイルには誘起電圧が発生している。この誘起電圧はロータの回転数が高くなるに従い増大し、図示しないインバータ電源に接続されているインバータ電源線１８の電圧を越えることがあり、このような場合には３相電流指令回路１７はロータの回転数に応じて弱め界磁電流を流すことで誘起電圧を抑制するように作動する。しかしながら回路故障などで弱め界磁電流が通電できない状態になると、高回転時にはステータ巻線に発生した誘起電圧はインバータ電源線１８の電圧を越え、さらにはインバータ回路４で使用している部品の耐圧を越えて過電圧となってしまう可能性がある。

従来技術においては、このような場合に発生する不要な誘起電圧を抑制する手段を供するため、インバータ電源線１８における電圧を監視し、所定の電圧を越えた場合は界磁巻線１３の通電を停止するとともに、インバータ回路４の上（上流側）側もしくは下（下流側）側アーム全てのスイッチング素子を導通状態（ＯＮ）にすることでモータ５の３相巻線（電機子巻線）を相互に短絡することで過電圧の発生を抑制するものである。しかしながら、このような、従来技術によると、上述したように界磁巻線１３への通電を停止しても、界磁巻線に蓄えられたエネルギー（電荷）がインダクタンスを含む時定数により決定される割合で除々にしか界磁電流Ｉｆが減少しない。

このため、インバータ回路４が短絡動作を行なっている最中であってもロータの回転による電気エネルギーの発生がしばらくは継続し、その分が電機子巻線の短絡によるインバータ回路４において電力損失分として消費され、インバータ回路４における発熱等部品劣化の原因となる。そのために従来技術による過電圧防止動作のためには、インバータ回路４の許容損失を通常のモータ制御に必要な許容損失と比べて充分大きく設計しておく必要があり、放熱経路も熱抵抗を充分低減しておく必要がある。このため装置の小型化、低コスト化の障害となるという問題があった。

そのため本発明においては図１もしくは図４で説明する構成とすることで、界磁電流Ｉｆを速やかに減少させ、モータ制御に必要な最低限のインバータ回路の性能で過電圧抑制動作をより確実に且つ迅速に実施するように構成している。すなわち、界磁巻線型モータのステータに通電する電流を制御するインバータ回路と、この界磁巻線型モータの界磁巻線に電流を供給する界磁用電源と、前記界磁巻線に流れる界磁電流を制御する界磁電流制御回路とを備え、この界磁電流制御回路は、界磁巻線に通電中の電流が遮断された際に、界磁巻線に蓄えられていたエネルギー（電荷）を上記電流と同方向の電流で、且つ界磁巻線の両端の電位を逆転して放電させる放電手段を有していることを基本構成としている。以下、本発明の実施の形態を電動車両の駆動用モータに適用した場合を例に説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明第１の実施形態を示す回路図であり、図２および図３はその動作を説明するためのタイミング図である。本実施の形態１においては、図１５に示す従来のインバータ回路４を含む構成に加え、図１に示すように界磁巻線１３の上流側（高電位側）にもスイッチング素子２３を設けると共に、界磁用電源６のアース側から界磁巻線１３の上流側スイッチング素子２３と界磁巻線１３の接続点に向かって順方向となるように、下流側（低電位側）ダイオード１１を設ける。このように、界磁電流Ｉｆの制御はモータ界磁電流制御回路２０により制御される。このモータ界磁電流制御回路２０は図１に示すように界磁用電源６と、前記界磁巻線に通電中の電流が遮断された際に、界磁巻線１３に発生したエネルギーを上記界磁巻線１３の電流と同方向で、且つ界磁巻線１３の両端の電位が逆転して放電する放電手段とで構成されている。

この放電手段は具体的には、界磁巻線１３の一方の端子と界磁用電源６の高電位側端子との間に設けられた上流側スイッチング素子２３と、界磁巻線１３の他方の端子とアースと同電位である界磁用電源６の低電位側端子との間に設けられた下流側スイッチング素子２１とで構成されており、これらスイッチング素子は放電時にはＯＦＦ（遮断）状態である。

放電電流を流す回路は前記アースから、前記界磁巻線１３と前記上流側スイッチング素子２３との接続点に向かって順方向となるように設けられた下流側ダイオード１１と、前記界磁巻線１３と前記下流側スイッチング素子２１の接続点から、前記界磁用電源６の高電位側に向かって順方向となるように設けられた上流側ダイオード１４と、上流側スイッチング素子２３と、下流側スイッチング素子２１とを駆動するための界磁電流指令回路１６とから構成されている。さらに、界磁電流指令回路１６は、上流側スイッチング素子２３または下流側スイッチング素子２１の何れか一方を連続通電状態とし、他方を所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦするか、またはＤＵＴＹ制御する機能を有するものである。

以下、図１の回路の動作を図２のタイミング図により説明する。
先ず、通常の界磁電流制御における動作について説明する。界磁巻線型モータ５においては、界磁電流Ｉｆは１方向のみ通電できればよい。そこで通常の動作時においては上流側スイッチング素子２３および下流側スイッチング素子２１を導通状態（ＯＮ）とし、界磁用電源６から上流側スイッチング素子２３を経由し、界磁巻線１３、下流側スイッチング素子２１から界磁用電源６の低電位側に至る回路を形成することで、界磁巻線１３に界磁電流Ｉｆを流すことができる（図２のｊ区間）。

このとき、上流側スイッチング素子２３または下流側スイッチング素子２１のどちらか片方のスイッチング素子を所定の割合でＯＮ／ＯＦＦ制御を行う、またはＤＵＴＹ制御を行うと共に、もう片方のスイッチング素子をＯＮとすることで、上流側スイッチング素子２３および下流側スイッチング素子２１の両スイッチング素子を連続的に同時導通状態（ＯＮ）とした時に流れる電流より低い任意の電流値に制御することが可能となる（図２のｋ区間）。なお、図２（ｅ）におけるｊ’区間、ｋ’区間およびｋ’’区間は上記各スイッチング素子２３または２１が導通状態または遮断状態となったときの、界磁巻線１３への電流供給の過渡的な変化の状況を示している。

このような制御モードの時は、ＤＵＴＹ制御をしているスイッチング素子（図２の場合は上流側のスイッチング素子２３）が遮断状態（ＯＦＦ）になった時、そのスイッチング素子に接続されているダイオードに過渡的に界磁巻線からの還流電流が流れるようにしておく。このようにしておけば界磁巻線１３には連続した電流が流れるため〔図２（ｅ）〕、ＤＵＴＹ制御のＯＦＦ期間の時間長を、主として界磁巻線１３のインダクタンスと通電している回路の抵抗から決定される時定数で求められる時間長よりも充分短く設定しておけば、ＤＵＴＹ制御時であっても界磁巻線１３にはほぼ一定の電流を流していると見なすことができる。界磁電流指令回路１６は図示しない上位システム（あるいは外部システム）からの界磁電流Ｉｆに対する要求値に基づき、上述した一連のＤＵＴＹ制御動作を行い制御する。

次に、モータ制御で弱め界磁制御が行なわれていない状態で、インバータ電源線１８における電圧が上昇した場合の保護動作（以下、過電圧保護と記す）について説明する。
界磁電流指令回路１６はインバータ電源線１８における電圧が過電圧状態になり、界磁電流Ｉｆを急減させることを示す第１の閾値Ｖｔｈ１を越えると〔図３（ａ）の時刻ｔ_１〕、上流側スイッチング素子２３および下流側スイッチング素子２１の動作を共に停止し〔図３（ｃ）、および（ｄ）における時刻ｔ_１〕、両者とも遮断状態（ＯＦＦ）にする〔図３（ａ）の時刻ｔ_１以後〕。

これにより、その時に界磁巻線１３に流れていた界磁電流Ｉｆは、下流側ダイオード１１および上流側ダイオード１４が導通状態（ＯＮ）になり、これらダイオードと界磁巻線１３および界磁用電源６を含む回路を構成し、ダイオード１１およびダイオード１４の順方向に流れる。そのため、界磁巻線１３の両端の電圧Ｖｆの極性が逆転する。すなわち、通常制御時であれば界磁巻線１３は上流側スイッチング素子２３が正（高電位側）、下流側スイッチング素子２１が負（低電位側）の極性であるが、これら上流側スイッチング素子２３および下流側スイッチング素子２１が共に遮断状態となり、ダイオード１１およびダイオード１４を経由する回路が形成されることによりこの極性は逆転する。

このように電流方向は同じで界磁巻線１３両端の電位が通電時の逆極性になることにより、従来技術で述べたように片側のスイッチング素子を遮断状態（ＯＦＦ）にした時よりも、界磁電流Ｉｆが０になるまでの時間が短縮される。〔図３の最下段のｖ区間〕。この電圧Ｖｆが正負逆転を継続する時間はインバータ４の電源線１８における電圧が過電圧状態に達して〔図３（ａ）のｔ_１〕から界磁電流Ｉｆが０と看做せる値になるまでの時間を指す〔図３（ｆ）の最下段ｖ区間〕。

また、インバータ電源線１８の電圧がインバータ回路４および周辺回路の使用部品の耐圧を越えるようになり、インバータ回路４の上または下の何れかのアームのスイッチング素子を一斉に導通状態（ＯＮ）にする第２の閾値（Ｖｔｈ２）を越えると、インバータ指令回路１７は、発電機１の発電動作を速やかに停止すると共に、通常の３相電流制御のスイッチング動作を停止し、インバータ回路４の上側もしくは下側アームの全スイッチング素子を同時に導通状態（ＯＮ）とする。

これにより、モータ５の３相線は互いに短絡状態となり、モータ５の巻線のインダクタンス成分、および、インバータ回路４のスイッチング素子、回路配線が持つ抵抗分の損失によって、界磁巻線１３により発生する磁界に起因する誘起電圧および、モータ５のステータ巻線に発生する誘導電流に伴うエネルギーは消費される。このとき前述した界磁電流Ｉｆの速やかな停止を併せて行うと、消費する電力損失を軽減することが可能となり、従来技術と比較して許容損失を低減することができる。これにより、インバータ回路４や放熱構造の性能向上に関する仕様が緩和され、過電圧保護動作に伴う装置の大型化やコストアップを防止することが可能となる。

なお、図１のような構成とすることで、界磁巻線の電流遮断時の過渡応答時間を短縮することが出来るため、通常のモータ制御における界磁電流Ｉｆの制御応答性が向上することは言うまでもなく、上述した上流側スイッチング素子２３および下流側スイッチング素子２１に対するＯＮ／ＯＦＦの組み合わせ以外にも、任意のＯＮ／ＯＦＦの組み合わせとすることが可能である。例えば、図３のｗ区間に示すように、上流側スイッチング素子２３および下流側スイッチング素子２１を共に遮断状態（ＯＦＦ）としている期間中に下流側スイッチング素子２１のみをＤＵＴＹ制御することで〔図３（ｄ）〕、下流側スイッチング素子２１が導通状態（ＯＮ）である期間は、下流側スイッチング素子１５→界磁巻線１３→下流側ダイオード１１による回路が形成され、界磁巻線１３の両端の電圧Ｖｆはダイオードによる電圧降下分の電位差が残るもののほぼゼロとすることができる。

これにより両スイッチング素子２３および２１を遮断状態（ＯＦＦ）としたときの電流減少速度よりも緩やかに界磁電流Ｉｆを減少させることが出来る。実際の界磁電流指令回路１６の動作においては、電流増減が要求されるシステムの状況や、ハードウェアやソフトウェアの制約を考慮して、上述した任意のスイッチングパタンを選択すればよい。また、本実施の形態１においては、スイッチング動作に伴う電源電圧変動が発生するため、他に接続されている機器の電源電圧変動の許容値や、許容される輻射ノイズ量などにより決定される適切な容量の平滑コンデンサ９を図１の位置に入れるとなおよい。

（実施の形態２）
次に、実施の形態２について説明する。図４は実施の形態２の回路構成図、図５はその動作を説明するためのタイミング図である。本実施の形態２においても前記実施の形態１の場合と同様、モータ５のステータに通電する電流を制御するインバータ回路を含む構成としている。また、図４においては、図１におけるスイッチング素子２３および２１にそれぞれＭＯＳＦＥＴ１０，１５をスイッチング素子として用いた場合について示している。本実施の形態２では、図４に示すように、モータ５のステータに通電する電流を制御するインバータ回路４と、前記モータの界磁巻線１３に通電する電流を制御する界磁電流制御回路２２とを備え、この界磁電流制御回路２２は、界磁巻線１３に電力を供給する界磁用電源６と、界磁巻線１３の一方の端子と界磁用電源６の高電位側端子との間に設けられた上流側スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）１０と、界磁巻線の他方の端子とアースと同電位である界磁用電源６の低電位側端子との間に設けられた下流側スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）１５と、アースから、界磁巻線１３と前記上流側スイッチング素子１０との接続点に向かって順方向となるように設けられた下流側ダイオード１１と、界磁巻線１３と下流側スイッチング素子１５との接続点から、インバータ回路４の高電位側の電源線１８に向かって順方向となるように設けられた上流側ダイオード１４と、上流側スイッチング素子１０と、前記下流側スイッチング素子１５とを駆動するための界磁電流指令回路１６とから構成され、界磁用電源６は、インバータ電源線１８および界磁用電源６の両者からそれぞれダイオード８および７によりワイヤードＯＲを形成し、高電圧側を選択的に作動するように構成され、界磁電流指令回路１６は、上流側スイッチング素子１０および下流側スイッチング素子１５を所定のタイミングで導通／遮断状態とするか、またはＤＵＴＹ制御することが可能である。

すなわち、界磁用電源６とインバータ電源線１８との両電源をダイオード７および８によるダイオードＯＲで接続し、界磁用電源６とインバータ用電源線１８とのいずれか高電圧側に接続して界磁巻線１３に電力を供給するように構成したものである。これにより、界磁電流Ｉｆ供給用として使用できる電源の電圧を上げることが可能となり、実施の形態１よりもさらに界磁電流Ｉｆの制御応答時間を短縮することが可能としている。

さらに、前記実施の形態１では界磁用電源６の高電位側に接続されていた上流側ダイオード１４を、本実施の形態２においてはインバータ用電源線１８に接続している。これにより、上流側ＭＯＳＦＥＴ素子１０および下流側ＭＯＳＦＥＴ素子１５が同時に遮断状態（ＯＦＦ）になったときの還流電流は、上流側ダイオード１４を経由してインバータ電源線１８に流れ、インバータ回路４の平滑コンデンサ３を充電する。インバータ回路４の平滑コンデンサ３は界磁電流制御側の平滑コンデンサ９と比較して通常充分大きい値が使用されており、したがって還流電流による電圧上昇はわずかである。このため、コンデンサ３の容量を特に増大させる必要もなく安価に構成することが可能となる。

また本実施の形態２では、界磁巻線１３を駆動する界磁巻線制御回路２２への電源供給をＯＲ接続の２つのダイオード７及び８で構成しており、負荷である界磁巻線側でエネルギーを発生したときは、電源６または電源線１８側に向かって電流は流れないため、界磁巻線側の電源回路のように小容量のコンデンサでは電源電圧の上昇が無視できない可能性があるが、本実施の形態２の構成とすることにより、界磁巻線制動回路２２で通常用いられるコンデンサ９よりも充分大きい容量の平滑コンデンサ３を利用することができるので、大きな電圧上昇を防止でき、高電圧選択型の電源による通常の制御応答性向上と、界磁電流Ｉｆの停止速度の短縮とを同時に成立することが可能となる。

また、本実施の形態２では通常の界磁電流制御において、上流側ＭＯＳＦＥＴ素子１０がＤＵＴＹ制御を行っている最中は、図５に示すように下流側ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング）素子１５は必ずＯＮとする。これにより、上流側ＭＯＳＦＥＴ素子１０が導通状態（ＯＮ）、下流側ＭＯＳＦＥＴ素子１５が遮断状態（ＯＦＦ）となった場合、還流電流が意図しない回路に流れ込むことを防止できる。

なお、上記２つの実施の形態においては、界磁電流を低減開始の閾値電圧（Ｖｔｈ１）と、インバータ回路４における片アームのスイッチング素子全てを導通状態にする閾値電圧（Ｖｔｈ２）とは異なる電圧としたが、同一の電圧とすることも可能で、この場合通常作動時電圧と過電圧保護を開始する閾値電圧との間の余裕をより大きくとることが可能となり、本回路を利用するシステム設計の自由度が向上する。こうした場合、本発明による界磁電流制御応答性向上の手法がより有効であることは言うまでもない。

また、インバータ回路４の上側又は下側の何れかのアームにおいて、複数のスイッチング素子のみを接続状態とすることも可能である。これにより、インバータ回路の電源電圧の上昇を抑制することが可能であるのみならず、本発明による界磁電流の速やかな減少を実現することで、短絡動作を行った場合のインバータ回路４の負担を軽減でき、インバータ回路の許容損失を必要以上に大きく設計することを防止でき、また、放熱構造の簡略化も可能となり、ひいては装置の小型化、低コスト化を可能にしている。
（実施の形態３）
以上のようにして、モータ駆動用のインバータ回路における過電圧対策を実施することができるが、この構成を車両における前輪(または後輪)をエンジン駆動輪とし、後輪（または前輪）をモータ駆動輪とした４ＷＤ構成の場合に適用することも可能である。図６にこの基本構成を示す。エンジン３０は前車軸を駆動すると同時にモータ５（本文において単にモータとの記載があるものは界磁巻線型モータを指す）の駆動用電源となる発電機１をベルトにより結合して駆動する構成となっている。ここで、アクセルが踏み込まれると発電機１（本文において単に発電機との記載があるものは界磁巻線型発電機を指す）の発電を指令する信号が後述の電子制御ユニット（ＥＣＵ）２７で生成される。これにより発電機１の発電電流がモータ電流としてモータ５に流れ、エンジンによる前車軸と同時に後車軸にも駆動力を発生する。ここで、前進、後進はシフト位置スイッチ（シフト位置ＳＷ）３９により判別し、モータ界磁電流の極性を変える。また、クラッチ３１は予め接続されているものとするが、４ＷＤスイッチ（４ＷＤ・ＳＷ）３８がＯＦＦのとき、すなわち４ＷＤが不要のときは遮断状態とする。このような４ＷＤ構成の場合には以下のような問題が生じる場合が考えられる。

すなわち、一般に、発電機能力を向上させるための手段として発電機界磁巻線の巻数を多くする手法が用いられる。しかし、その結果、発電機界磁巻線のインダクタンスが増大し、これにより発電制御系の時定数が大となり、制御結果に遅延を生じ、発電と放電のバランスが崩れ、過渡的に過電圧状態となることがある。このために、図６には示していないが過電圧時のモータ駆動用インバータ回路の保護機能を強化することが必要となってくる。このような課題は、路面状況が変化し、エンジンおよびモータの負荷が急激に変化した場合等において生じる。例えば車輪のロックあるいはスリップ等により前輪と後輪とで回転数に不一致が生じ、その結果、過渡的に発電機１の発電量とモータ５の電力消費量とがアンバランスとなる。これを補正するため発電機界磁巻線の電流を制御するが、発電制御系の遅れによりインバータ電源である直流電圧の急激な上昇を抑えきれずに過渡的に直流電圧超過（過電圧状態）を生じ、これによる回路部品の損傷、もしくはこの損傷を回避するためのフェールセイフ機能が作動してモータ制御機能の停止あるいは出力制限等が生じ４ＷＤ走行性能の低下をもたらす結果となる。

また、モータ５駆動用のインバータ回路４の電源となる発電機１の出力が過電圧状態であることを検知し、これにより発電機界磁駆動回路を停止しても、発電機界磁巻線の巻数増加によるインダクタンスの増大により発電機出力は漸減することになる。この漸減期間に、過渡的とは言えインバータ等モータ駆動系に過大電圧がかかることになる。このため、モータ５およびモータ駆動系とその関連回路においては過電圧に対してマージンをその分多くとっておく必要があり、これに伴い、保護回路の規模も大きなものとなる。したがってインバータ内部での部品搭載性や、仮にこのための保護回路を外部に搭載するようにしても、いずれにせよ外部に大きな設置スペースを必要とし、車両搭載性が低下してしまう。これに伴い、部品コストも上昇し安価な制御システムを提供できなくなる問題を生じる。また逆に、後述（図１４、図１５）のように、モータ回転数の急増が生じた場合、すなわち、界磁巻線型モータ側でのトルク増が要求された場合には界磁巻線型発電気１側の出力を増加させる必要が生じる。このため、本発明における第１のポイントは、界磁巻線型発電機の界磁電流を停止、増加または減少させる制御を行うようにした。これにより、本実施の形態３においては、前記実施の形態１あるいは２とは異なり、発電機は車両の前車軸または後車軸のいずれかを駆動するエンジンにより駆動され、界磁巻線型モータは当該車両の後輪または前輪を駆動する４ＷＤ構成で、図４に記載の界磁巻線型モータの界磁巻線に代わり界磁巻線型発電機の界磁巻線を接続し、界磁巻線型モータの負荷へ変動に応じて界磁巻線型発電機の出力停止または増減の制御を行う界磁駆動回路を有する構成としている。すなわち、本実施の形態３の基本構成は、界磁巻線型発電機の界磁電流を界磁巻線型モータの負荷の変動に応じ、界磁駆動回路により制御する構成としたことにある。なおここで、図１１に示すようにモータ界磁巻線に対しては、モータ界磁電流値を電流センサで検出し、モータの回転制御を行うモータ制御演算部５６にフィードバックしてモータの駆動条件を設定した後、ＰＷＭ部６１においてＤＵＴＹ制御により三相インバータ回路を介してモータの回転を制御することを基本構成とした。

図７に上記のような過電圧を保護する機能を有するインバータシステムの構成を示す。本実施の形態３においては発電機１の出力が過電圧状態となったか否かを過電圧検知回路２４で検知し、過電圧状態となったことが検知された時点でスイッチング用のＭＯＳＦＥＴ２６をＯＮ状態として過電圧保護用の抵抗器２５を介して発電機側過剰電圧分によるエネルギーの引抜きを行うと同時に、発電機界磁巻線駆動も停止する構成としている。上記説明の場合は、界磁巻線型発電機１の発電を遮断する場合であるが、界磁巻線型モータの負荷の状況によってはモータへの電力供給を増加させる必要がある場合もある。このようなことから、過電圧検知回路２４が過電圧状態を検知したときの出力信号を第１の界磁制御信号として界磁巻線型発電機の界磁駆動回路３２に入力し、この界磁駆動回路３２により界磁電流の停止または増減を行うことにより界磁駆動回路３２の動作の制御を行う構成としている。ここで、過電圧検知回路２４はインバータ電源線１８の直流電圧を直接ハード的に測定するか、あるいは制御用コンピュータの中でソフト的に監視するようにしている。

すなわち、本発明においては、過電圧検知回路２４の出力は単に上記過電圧分によるエネルギーの引抜き動作を行うのみならず、発電機１の界磁駆動回路における放電処理の制御も同時に行うことを特徴としている。界磁駆動回路２９における界磁電流の停止あるいは増減等の制御は第１および各制御機能に対応した界磁制御信号により行われる。これにより、負荷の急激な変動に対する発電機１の応答性を向上することが出来、その応答性向上分だけ過渡的に生じる直流電圧の上昇時間を抑制することが出来、結局、負荷で消費させる電力を低減することが出来るため、発電機１の負荷側の引抜き回路３７も小型軽量で済むようになる。

以下、前記４ＷＤ制御、モータ制御および発電制御の各制御機能について説明する。
図８に４ＷＤのシステム構成を示す。図８において、発電機１出力はモータ駆動電流としてリレーＢＯＸ４２を経由してインバータ回路４に接続されている。このリレーＢＯＸ４２はインバータ電源線１８の途中に設置されているものであり、４ＷＤ制御ユニット４１からのリレー電流によりＯＮ／ＯＦＦが制御される。エンジン３０の出力は前車軸４３および発電機１の駆動力として、またモータ５の出力は減速機により所定の回転比で減速された後、クラッチ３１を経て後車軸４４に駆動力として伝達される。これら各構成要素の動作は４ＷＤ制御ユニット４１内蔵のマイコンにより制御される。

図９に４ＷＤ制御機能の処理ブロック図を示す。４ＷＤ制御機能は「モータ駆動力目標値演算部」、「出力部」、「前輪トラクションコントロール制御部」の３部分を基本構成としている。「モータ駆動力目標値演算部」においてはアクセル開度、エンジン回転速度、および各輪の車輪速度の各パラメータからモータ駆動力の目標値を算出し、同時にエンジン回転速度および各車輪の車輪速度から後輪のトラクションコントロールの制御を行なう。この演算結果を受けて「出力部」においては、モータ回転速度、実トルク値、インバータ電源線１８の直流電圧、シフト位置センサー出力等をパラメータとしてモータトルク指令値、クラッチの制御信号および発電機消費トルクの算出を行い、これによりモータトルク指令値およびクラッチ制御用の電流を出力する。さらに、発電機消費トルクの算出を行い、この結果と上記のエンジン回転速度および車輪速度とから前輪のトラクションコントロール制御部でエンジントルクデマンド指令の値、およびトランスミッション変速指令の値を設定し走行条件を設定する。

ここで、図７における過電圧検知回路２４が過電圧状態に達すると、図９における出力部に過電圧検知信号を送り、過電圧状態をこの出力部で認識した後、発電機界磁遮断信号を界磁駆動回路２９に送出しその動作を停止するようにしている。また、発電機界磁駆動系に故障が発生した場合も界磁駆動回路を停止する必要があるから、以上をまとめて、４ＷＤ制御機能において界磁駆動回路を停止する処理は図１０に示す処理を実行する事になる。このように、界磁巻線型モータの電源電圧が過電圧状態となった場合、電子制御ユニット２７は、車両走行時に要求される各種制御信号を生成すると共に、前記過電圧状態になったときに、電子制御ユニットが有する４ＷＤ制御機能により前記界磁巻線型発電機の界磁電流を制御するための第２の界磁制御信号を生成し、この第２の界磁制御信号によりこの界磁駆動回路の動作を制御する構成としている。

図１０においては、（１）過電圧検知を図７における過電圧検知回路２４で示す発電機１出力またはインバータ電源線１８の直流電圧のいずれかをハード的に直接測定する手段か、あるいは（２）ＥＣＵ２７内で予め設定されている過電圧に対応するしきい値電圧の超過をソフト的にモニタする手段の何れか、または両方の手段による結果から過電圧状態を検出し、同時に本制御システムに故障が生じた場合も含めてトルク指令値がゼロとなったか否かを判定する。トルク指令値がゼロとなったところで過電圧発生と判断し、発電機界磁駆動回路停止信号を送出して、当該一連の処理プログラムを終了（ＲＴＳ／Return To Subroutine）する。

次に、モータ制御機能について説明する。図１１にモータ５制御機能および発電機１制御系の主要部分の構成を示す。図１１において、図示していないエンジンにより駆動された発電機１の出力は、三相全波整流回路５０により整流され、インバータ電源線１８を経て平滑コンデンサ３により平滑された後、インバータ回路４においてモータ駆動用の三相電力に変換されモータ５を駆動する。モータ５の制御はレゾルバ５５によって検出されたロータの回転角度情報を用いて、モータ制御演算部５６においてｄ−ｑ軸上に座標変換してモータ５駆動の電流制御を行い、さらに三相電圧に再変換してＰＷＭ部６１によりモータ５のＰＷＭ制御を行う一般的な制御手法を適用することが出来る。ここで、インバータ電源線１８の電圧はモータ制御演算部５６における演算処理行うマイコン内部において、特に図示しないがソフトウェアでモニタしており、インバータ電源線１８の電圧が過電圧状態を示した場合、モータ界磁制御部５７出力を用いてＭＯＳＦＥＴ等で構成されるスイッチ５８によりモータの駆動回路を含む界磁巻線部４６（Ｍ界磁）の電流を遮断する。このように、界磁巻線型モータの電源電圧が過電圧状態となった時に、電子制御ユニット２７が有するモータ制御機能により前記界磁巻線型発電機の界磁電流を停止あるいは増減して制御するための第３の界磁制御信号を生成し、この第３の界磁制御信号により界磁駆動回路の動作を制御する構成としている。

なお、モータ５の界磁電流はバッテリ（Ｖ_Ｍ）４８で供給されており、電流センサ５９により計測されている。また、モータ５の出力制御は４ＷＤ制御部（図９の出力部）から得られるモータトルク指令値（図１１ではトルク指令値と略記）とモータ回転数およびモータ効率との積として必要電力量演算部５１において必要電力量を求め、この必要電力量とエンジン回転数とから発電量リミッタ部５２により発電目標値を求め、この発電目標値を分岐し、一方の発電目標値で４ＷＤ制御系から供給されるトルク指令値補正部６０で補正を行い、この補正値をモータ駆動実トルク指令値としてモータ制御演算部５６に入力する。このモータ駆動実トルク指令値とモータ回転数に前記のレゾルバ５５出力値と電流センサ５９の出力であるモータ界磁電流値とを含めてモータ制御演算部５６でモータ制御の演算を行い、この演算結果をＰＷＭ部６１でパルス幅変調し、これによりモータ５の回転制御を行う。

発電制御機能は、本実施の形態３においてはモータ制御と発電制御とを共通のマイコンを使用する構成としているため図１１の構成を用いて説明する。分岐した他の一方の発電目標値は、発電機界磁制御部５３に入力され、発電機界磁制御部５３においては前記分岐された発電目標値、発電機１の回転数（エンジン回転数とプーリ比の積）およびインバータ電源線１８における直流電圧（Ｖ_ＤＣ）値とから発電機界磁電流の制御を行うと同時に、図１１には図示しないが発電機界磁巻線１３１に流れる電流制御を行う。ここで、過電圧に対する保護処置としては、図７に示す過電圧検知回路２４および過電圧保護回路３７は図１１における発電機の界磁巻線部（Ｇ界磁）５４に内蔵されており、過電圧状態発生時の発電機出力系に蓄えられた電気エネルギーの抜き取りはこの過電圧保護回路３７において行われるが、同時に界磁巻線回路の電流経路を以下のようにして制御することにより負荷変動による過渡的な過電圧状態の帰還を短縮することを可能としている。

なお、図１１においてはモータ制御系と発電機制御系とを、共通のコンピュータを使用する構成を想定しているが、本発明はこれにこだわるものではなく、それぞれ専用のロジックを用いて構成しても差し支えはない。このように、界磁巻線型モータの電源電圧が過電圧状態となった場合、電子制御ユニット２７が有する発電制御機能により界磁巻線型発電機の界磁電流の停止または増減を制御するための第４の界磁制御信号を生成し、この第４の界磁制御信号により界磁巻線型発電機の界磁駆動回路電流の停止または増減の動作を制御している。

なお、以上説明した過電圧検知回路２４からの過電圧状態を示す信号に対して、電子制御ユニットにおける各制御機能の少なくとも一つ以上の制御機能が第２以降の界磁制御信号を生成するものとする。

以下、本発明における発電機界磁巻線に対する充放電時の電流経路を図４に示した本発明の実施の形態２における回路を用いて説明する。
図１２および図１３は発電機界磁巻線１３１の放電電流を減少させる場合の界磁電流の経路を示す。なお、これら各図において共通のため、抵抗器２５による過電圧保護回路（引抜き回路）３７の経路は省略している。図１２は放電電流量を制御する場合で、下流側ＭＯＳＦＥＴ１５をＰＷＭ信号でＯＮ／ＯＦＦ駆動することにより放電電流の減少割合を制御する構成である。ここで、図１８に記載した界磁電流指令回路１６は電流経路を見やすくするために記載を省略しているが、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行うＰＷＭ信号の生成を行っている。

図１２において、放電電流制御を行う場合は、上流側ＭＯＳＦＥＴ１０は常時ＯＦＦとし、下流側ＭＯＳＦＥＴ１５をＰＷＭ信号で制御することにより界磁巻線型発電機の界磁巻線１３１からの平均放電電流を制御している。すなわち、ＰＷＭ信号がＯＦＦとなった場合、発電機界磁巻線１３１に蓄積されている電気エネルギーは発電機界磁巻線１３１の一方の端子から上流側ダイオード１４（図４参照）を経てダイオード８のアノード側で２分され、一方はインバータ回路４の入力側のコンデンサ３から接地系を経由して発電機界磁巻線１３１の他方の端子に流入するループ（太線／破線）と、ダイオード８を順方向に通過してコンデンサ９を経由し、発電機界磁巻線１３１の他方の端子に戻るループとを形成している。

図１３は急速に減少するように放電させる場合で、これは図１２においてＰＷＭ信号が論理“０”の場合に相当する。これは、発電機界磁巻線１３１に蓄積されたエネルギーを、界磁巻線、配線抵抗、の損失による消費と、平滑コンデンサ３および９へのエネルギー移動で界磁巻線１３１内のエネルギーを引き抜くことによりエネルギーの急速低減を行う構成としている。この構成により界磁電流を数ｍｓのオーダで６Ａ→０Ａに低減可能との結果を得ており、これにより発電機出力電流も急激に減衰し、発電機界磁巻線１３１のインダクタンスと抵抗２５を含む発電機出力系の時定数を、本発明を適用しない場合３００ｍｓ程度のものであったものが本発明の適用により５０乃至１００ｍｓ以下にまで低減することができる試算結果もある。なお、上記において発電機界磁電流は電流センサ６２で測定される。

以上は発電機出力系において蓄積された電気エネルギーを引き抜く場合についての説明であるが、逆に、モータ側でトルク増の要求、あるいは回転数の急増が生じた場合、発電機１側界磁電流の増加または急増が必要となる。この場合は以下のようにして行なわれる。すなわち、図１４において、発電機出力系に電気エネルギーを注入するに際しては、下流側ＭＯＳＦＥＴ１５を常時ＯＮ状態とし、上流側ＭＯＳＦＥＴ１０をＰＷＭ信号で制御する。ＰＷＭ信号が論理“１”の時は上流側ＭＯＳＦＥＴ１０および下流側ＭＯＳＦＥＴ１５共にＯＮ状態であり、したがって、発電機界磁巻線駆動用電源であるバッテリ６に発電機界磁巻線１３１が直接接続された状態となり、界磁巻線１３１に電流が流れ、ＰＷＭ信号が論理“０”の時は、上流側ＭＯＳＦＥＴ１０はＯＦＦ状態、下流側ＭＯＳＦＥＴ１５はＯＮ状態であるからバッテリ６からの電源供給はなく、発電機界磁巻線１３１および下流側ＭＯＳＦＥＴ１５を含む閉ループ（図１４に破線で示した閉ループ）に発電機界磁巻線内のエネルギーが環流し放電状態となり、この破線ループ内に含まれる損失分で減衰する。

また、発電機界磁巻線１３１に対して急速通電を行うためには、図１４に示すように、発電機界磁巻線１３１を電源となるバッテリ６に直接接続する構成とすればよいから、図１５の実線矢印で示す経路、すなわち上流側及び下流側の両ＭＯＳＦＥＴ１０および１５を共にＯＮ状態とすればよい。

図７において、インバータ電源線１８の直流電圧が過電圧状態にまで上昇したことを過電圧検知回路２４が検知した場合、ＥＣＵ２７における各制御機能の動作は停止され、これにより発電機界磁巻線への界磁電流の供給は停止し、同時にＭＯＳＦＥＴ２６がＯＮとなり抵抗器２５を介して発電機出力系に蓄えられたエネルギーの引抜きは行われる。

図１６は本実施の形態３の放電特性（ｃ）を従来例（ａ）および従来のセミＨブリッジ構成の場合（ｂ）と比較したもので、横軸は時間軸、縦軸は発電機界磁巻線から放電される直流放電電流の変化を示している。ここで、時間軸原点としては、路面状態の急変により過電圧発生が過電圧検知回路２４で検知され、すなわち発電機１出力の直流電圧が予め定められている閾値電圧を越え、発電機界磁駆動回路２９が動作を停止した時刻としている。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ２６がＯＮとなり抵抗器２５が接続状態となった時点を時間軸原点となる基準時刻ｔ_ｄとしている。

図１６の曲線（ａ）は従来例で、界磁巻線自体と放電電流経路とにおける抵抗分による損失のみで減衰する過渡的な放電電流変化を示している。曲線（ｂ）は従来のセミＨブリッジ構成による発電機界磁駆動回路の場合で、発電機界磁巻線、放電電流経路における抵抗分による損失および界磁巻線駆動回路内蔵の平滑コンデンサ９を充電することによる電力消費を行わせる場合を示している。曲線（ｃ）は本実施の形態３による構成の場合を示すもので、発電機界磁巻線および放電経路における抵抗分による損失、発電機駆動回路２９の平滑コンデンサ９およびモータ駆動用インバータ回路４の電力入力側に接続されている平滑コンデンサ３の充電等を介して放電が行われる。

図１７は、この状況を説明するもので、当初モータ５が必要とする電力は破線で示す曲線ｍ１で与えられるものとし、このときの動作点は実線の曲線ｎ１で示す発電機１の等磁界出力特性曲線との交点ａにあるものとする。いま、路面条件が急変し例えば車輪ロック、車輪スリップ等によりモータの必要とする電力が急減した場合、発電機界磁巻線駆動系の時定数が大きければ電力制御に遅れが生じる。この時、点ａにある動作点は曲線ｎ２に移ろうとするが（黒矢印Ａ）、電源の時定数が大きいと曲線ｍ２との交点ｂに直ちに移動（黒矢印Ｂ）することが出来ないため、曲線ｎ１に沿って中抜き矢印方向に移動し、曲線ｍ２との交点ｃに移動することになり、この時、出力電圧が過電圧検知しきい値Ｖ_ｔｈを超える場合がある。動作点の移動を迅速に行うことが出来れば、換言すれば、過渡的な電圧上昇を高速に放電することができれば過電圧検知しきい値Ｖ_ｔｈを越えることなく発電制御を行うことが出来る。

本実施の形態３によれば、発電機出力系に蓄積されている電気エネルギーの放電時間を短縮出来るため、放電時の回路部品への過電圧による負担が軽減される。この結果、吸収されるエネルギー量も少なくなり、温度上昇が抑えられるようになり、したがって、回路部品および回路の熱設計に対する条件が緩和されることになる。

実施の形態１に対する回路構成図。 実施の形態１におけるタイミング図。 実施の形態１におけるタイミング図。 実施の形態２の回路構成図。 実施の形態２におけるタイミング図。 ４ＷＤ車両電気系の基本構成図。 過電圧保護装置付きインバータのシステム構成図。 実施の形態３による回路構成図。 ４ＷＤ制御系の処理ブロック図。 過電圧検知による発電気界磁駆動回路停止処理のフロー図。 モータ制御系、発電機制御系の処理系統図。 発電機界磁回路においてＰＷＭによる放電制御時の電流経路図。 発電機界磁回路において急速放電時の電流経路図。 発電機界磁電流増加時の電流経路図。 発電機界磁電流の急速増加時の電流経路図。 発電時のエネルギー損失分の比較図。 モータ要求電力の急減に対する発電電圧の比較図。 従来技術によるモータ制御系の回路図。

符号の説明

１：発電機 ２：整流器
３：平滑コンデンサ ４：インバータ回路
５：界磁巻線型モータ ６：界磁用電源
９：平滑コンデンサ １０：上流側ＭＯＳＦＥＴ素子
１１：ダイオード １３：界磁巻線
１４：ダイオード １５：下流側ＭＯＳＦＥＴ素子
１６：界磁電流指令回路 １７：３相電流指令回路
１８：インバータ電源線 ２０：モータ界磁電流制御回路
２１：下流側スイッチング素子 ２２：モータ界磁電流制御回路
２３：上流側スイッチング素子 ２４：過電圧検知回路
２５：抵抗器 ２６：ＭＯＳＦＥＴ
２７：電子制御ユニット（ＥＣＵ） ２９：界磁巻線駆動回路
３０：エンジン ３１：クラッチ部
３２：発電機界磁駆動回路 ３６：界磁電流制御回路
１３１：発電機界磁巻線 ３８：４ＷＤスイッチ
３９：シフト位置スイッチ ４０：警告灯
４１：４ＷＤ制御ユニット ４２：リレーＢＯＸ
４３：前車軸 ４４：後車軸
４５：アクセル開度センサ ４６：モータ界磁巻線
４７：電流センサ ４８：バッテリ
５０：三相全波整流回路 ５１：必要電力量演算部
５２：発電量リミッタ部 ５３：発電機界磁制御部
５４：発電機界磁巻線部 ５５：レゾルバ
５６：モータ制御演算部 ５７：モータ界磁制御部
５８：スイッチ ５９：電流センサ
６０：トルク指令値補正部 ６１：ＰＷＭ部
６２：発電機界磁電流センサ

Claims (8)

1. 界磁巻線型モータの制御回路において、
   前記モータのステータに通電する電流を制御するインバータ回路と、
   前記モータの界磁巻線に電流を通電する界磁用電源と、前記界磁巻線に流れる界磁電流を制御する界磁電流制御回路とを備え、
   前記界磁電流制御回路は、前記界磁巻線に通電中の電流が遮断された際に、界磁巻線に発生したエネルギーを上記界磁巻線の電流と同方向で、且つ界磁巻線の両端の電位を逆転して放電させる放電手段を有し、
   前記放電手段は、
   前記界磁巻線の一方の端子と前記界磁用電源の高電位側端子との間に設けられた上流側スイッチング素子と、
   前記界磁巻線の他方の端子とアースと同電位である前記界磁用電源の低電位側端子との間に設けられた下流側スイッチング素子と、
   前記アースから、前記界磁巻線と前記上流側スイッチング素子との接続点に向かって順方向となるように設けられた下流側ダイオードと、
   前記界磁巻線と前記下流側スイッチング素子の接続点から、前記インバータ回路の高電位側の電源線に向かって順方向となるように設けられた上流側ダイオードと、
   前記上流側スイッチング素子と、前記下流側スイッチング素子とを駆動するための界磁電流指令回路とから構成され、
   前記インバータ回路の電源線には、インバータ側平滑コンデンサが接続され、
   前記界磁用電源には、界磁用電源側平滑コンデンサが接続されている
   ことを特徴とする界磁巻線型モータの制御回路。
2. 請求項１に記載の界磁巻線型モータの制御回路において、
   前記界磁電流指令回路は、前記上流側スイッチング素子または前記下流側スイッチング素子の何れか一方を連続通電状態とし、他方を所定のタイミングで導通／遮断状態とするか、またはＤＵＴＹ制御することを特徴とする界磁巻線型モータの制御回路。
3. 請求項１又は２に記載の界磁巻線型モータの制御回路において、
   前記界磁巻線に電流を供給する電源は、前記インバータ回路の電源線および前記界磁用電源からそれぞれダイオードによるワイヤードＯＲ回路を経て、高い方の電圧を選択するように構成され、前記界磁電流指令回路は、前記上流側スイッチング素子および前記下流側スイッチング素子を所定のタイミングで導通／遮断状態とするか、またはＤＵＴＹ制御することを特徴とする界磁巻線型モータの制御回路。
4. 請求項３に記載の界磁巻線型モータの制御回路において、
   前記界磁電流指令回路は、前記上流側スイッチング素子をＤＵＴＹ制御しているときは、前記下流側スイッチング素子は導通状態を持続するように制御することを特徴とする界磁巻線型モータの制御回路。
5. 請求項３または請求項４に記載の界磁巻線型モータの制御回路において、
   前記インバータ回路の電源線には、前記界磁用電源側平滑コンデンサにおける電圧上昇を吸収できる程度に大きな容量を有する前記インバータ側平滑コンデンサを備えていることを特徴とする界磁巻線型モータの制御回路。
6. 請求項２乃至請求項５の何れかに記載の界磁巻線型モータの制御回路において、
   前記界磁電流指令回路は、前記インバータ電源線の電圧が所定の電圧を越えたときに、前記上流側スイッチング素子および前記下流側スイッチング素子の両者を遮断状態にすることを特徴とする界磁巻線型モータの制御回路。
7. 請求項６に記載の界磁巻線型モータの制御回路において、
   インバータ電源線の電圧が所定の電圧値を越えたときに、前記インバータ回路の上側アームまたは、下側アームの何れかの側で複数のスイッチング素子を時間的に重なって導通状態とすることで、界磁巻線型モータのステータ通電線を短絡することを特徴とする界磁巻線型モータの制御回路。
8. 請求項１乃至請求項４の何れかに記載の界磁巻線型モータの制御回路において、
   前記インバータ回路は、
   前記インバータ回路の前記電源線の電圧が第１の閾値電圧を超えたときに、前記インバータ回路の上側または下側のアームにおける複数のスイッチング素子を接続状態にし、
   前記界磁電流指令値回路は、
   前記インバータ回路の電源線の電圧が第２の閾値電圧を超えたときに、前記上流側スイッチング素子および前記下流側スイッチング素子の両者を遮断状態にし、
   前記第１の閾値電圧と前記第２の閾値電圧が同電圧である
   ことを特徴とする界磁巻線型モータの制御回路。

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